XXII Sympozjum PTZE.pdf
XXII Sympozjum PTZE.pdf XXII Sympozjum PTZE.pdf
Współorganizatorzy: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY WOJSKOWY INSTYTUT HIGIENY I EPIDEMIOLOGII POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE SANDOMIERZ, 9-12 września 2012 Patronat: Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej – Magdalena Gaj Polski Komitet Narodowy Międzynarodowej Unii Nauk Radiowych Warszawa 2012 1
- Page 2 and 3: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 4 and 5: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 6 and 7: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 8 and 9: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 10 and 11: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 12 and 13: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 14 and 15: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 16 and 17: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 18 and 19: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 20 and 21: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 22 and 23: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 24 and 25: 2 XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2
- Page 26 and 27: gdzie: � � 2� �� 0 Rozwi
- Page 28 and 29: Optimization problem formulation XX
- Page 30 and 31: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 32 and 33: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 34 and 35: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 36 and 37: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 38 and 39: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 40 and 41: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 42 and 43: Planowanie sieci komórkowych XXII
- Page 44 and 45: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 46 and 47: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 48 and 49: XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 201
- Page 50 and 51: Literatura XXII Sympozjum PTZE, San
Współorganizatorzy:<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU<br />
POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY<br />
WOJSKOWY INSTYTUT HIGIENY I EPIDEMIOLOGII<br />
POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH<br />
ZASTOSOWANIA<br />
ELEKTROMAGNETYZMU<br />
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH<br />
I INFORMATYCE<br />
SANDOMIERZ, 9-12 września 2012<br />
Patronat:<br />
Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej – Magdalena Gaj<br />
Polski Komitet Narodowy Międzynarodowej Unii Nauk Radiowych<br />
Warszawa 2012<br />
1
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
<strong>Sympozjum</strong> zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego<br />
© Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu<br />
Warszawa 2012<br />
ISBN 83-88131-99-0<br />
POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU<br />
2
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
<strong>XXII</strong> SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE<br />
ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU<br />
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE<br />
Komitet naukowy<br />
Przewodniczący<br />
Antoni Cieśla<br />
Członkowie<br />
Barbara Atamaniuk<br />
Liliana Byczkowska-Lipińska<br />
Katarzyna Ciosk<br />
Romuald Kotowski<br />
Andrzej Krawczyk<br />
Roman Kubacki<br />
Jerzy Paweł Nowacki<br />
Anna Pławiak-Mowna<br />
Andrzej Rusek<br />
Wanda Stankiewicz-Szymczak<br />
Mitsuhiko Toho<br />
Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
Komitet organizacyjny<br />
Ryszard Jedliński – przewodniczący<br />
Ewa Bednarek<br />
Agnieszka Byliniak<br />
Dorota Szymczak<br />
SANDOMIERZ, 9-12 września 2012<br />
3
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
PROGRAM <strong>XXII</strong> SYMPOZJUM <strong>PTZE</strong><br />
Sandomierz 2012<br />
PROGRAMME OF 22 nd SYMPOSIUM PSAE<br />
Sandomierz 2012<br />
16:00 – Rejestracja uczestników / Registration<br />
19:00 – Kolacja / Dinner<br />
NIEDZIELA / SUNDAY (09.09.2012)<br />
PONIEDZIAŁEK / MONDAY (10.09.2012)<br />
O T W A R C I E / O P E N I N G S E S S I O N<br />
9:00 – 9:15<br />
S E S J A I<br />
9:15 – 11:15<br />
ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE I / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF I<br />
(Chairman: Wanda Stankiewicz, Aleksander Sieroń )<br />
1. Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz,<br />
Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA<br />
MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO<br />
I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW<br />
Z CUKRZYCĄ TYPU 2 I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM<br />
2. Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII<br />
IMPEDANCYJNEJ<br />
3. Piotr Gas TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE<br />
HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES<br />
4. Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka,<br />
Ricardo Vardasca, Piotr Murawski ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ<br />
DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH<br />
SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH<br />
5. Eugeniusz Kurgan INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE<br />
DISTRIBUTION IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA<br />
6. Łopucki Maciej, Bijak Piotr, Grafka Agnieszka OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW<br />
NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU POLA<br />
ELEKTROMAGNETYCZNEGO O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ<br />
4
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
7. Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra, Andrzej<br />
Bartosiński A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR<br />
DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER<br />
8. Przemysław Syrek, Antoni Cieśla OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA<br />
JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII<br />
11:15 – 11:45 – Przerwa na kawę / Coffee break<br />
zebranie założycielskie Komitetu SEP „Zastosowania Pola Elektromagnetycznego w Medycynie”,<br />
S E S J A II<br />
11:45 – 13:30<br />
MATERIA I FALE / MATTERS AND WAVES<br />
PROFESOR CZESŁAW RYMARZ – IN MEMORIAM<br />
(Chairman: Romuald Kotowski, Liliana Byczkowska-Lipińska)<br />
1. Lech Solarz PIERWSZE NUMERYCZNE ROZWIĄZANIE PROBLEMU<br />
LASEROWEGO NAGRZEWANIA PLAZMY. ROLA CZESŁAWA RYMARZA<br />
2. Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki<br />
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW<br />
METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY<br />
3. Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek WŁASNOŚCI<br />
WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA NIEREGULARNYCH<br />
ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH<br />
4. Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM<br />
WITH IONOSPHERIC LAYER F2<br />
5. Barbara Grochowicz, Witold Kosiński CONSEQUENCES OF STATIONARY ACTION<br />
PRINCIPLE FOR LONG LINE EQUATIONS<br />
6. Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA<br />
W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ ELECTRO-ELASTIC FIELDS<br />
IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE<br />
7. Eugeniusz Kurgan FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES<br />
IN DC DIELECTROPHORESIS<br />
13:30 – Obiad / Lunch<br />
S E S J A III<br />
14:30 – 16:30<br />
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU / ELECTROMAGNETIC FIELD IN<br />
ENVIRONMENT<br />
(Chairman: Bojan Stumberger, Andrzej Rusek )<br />
1. Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW<br />
O ZNACZENIU STRATEGICZNYM ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ<br />
2. Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA<br />
JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH<br />
5
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
3. Paweł Bieńkowski STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ<br />
JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU<br />
4. Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss, Wanda Stankiewicz BALL LIGHTNING<br />
IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION<br />
5. Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny, Rafał<br />
Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ<br />
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYM<br />
6. Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz SYSTEM<br />
ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ<br />
7. Peter Virtič Regional energy supply based on sustainable energy concepts and renewable<br />
energy sources – MANERGY<br />
8. Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek, MONITORING WIDMA<br />
RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH (demonstracja pomiarów<br />
polowych)<br />
16:30 – 18:30 – Wycieczka po Sandomierzu / Walking tour of Sandomierz<br />
19:30 – Kolacja grillowa / Barbecue dinner<br />
WTOREK / TUESDAY (11.09.2012)<br />
S E S J A IV<br />
9:00 – 11:00<br />
ELEKTROMAGNETYZM OBLICZENIOWY / COMPUTATIONAL ELECTROMAGNETISM<br />
(Chairman: Lidija Petkovska, Andrzej Wac-Włodarczyk)<br />
1. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA<br />
ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW<br />
PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM<br />
2. Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski, PERFORMANCE<br />
OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES<br />
3. Grzegorz Dudek APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ<br />
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ<br />
4. Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki O PEWNYCH<br />
PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW NUMERYCZNEGO<br />
MODELOWANIA POLE ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
5. Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki MODEL<br />
NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU<br />
WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM<br />
6. Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION<br />
METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH<br />
UNSTRUCTURED MESHES<br />
6
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
7. Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ<br />
FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH<br />
ELEKTROMAGNETYZMU<br />
8. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń , Konrad Wojciechowski<br />
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW<br />
DNA OKA<br />
S E S J A V<br />
11:30 – 13:30<br />
ELEKTROMAGNETYZM W ELEKTROTECHNICE / ELECTROMAGNETISM IN ELECTRICAL<br />
ENGINEERING<br />
(Chairman: Ivo Dolezel, Roman Kubacki)<br />
1. Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger IMPACT OF STATOR<br />
AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION MOTOR<br />
CHARACTERISTICS<br />
2. Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski, INFLUENCE OF THE STATOR YORKE DESIGN<br />
ON TORQUE CHARACTERISTICS FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS<br />
MOTOR<br />
3. Danuta Pliś WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ<br />
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI<br />
WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO<br />
4. Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk MODELOWANIE SYMULACYJNO-<br />
KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI<br />
Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO Z TRANSMISJĄ RUCHU<br />
PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI<br />
5. Bojan Štumberger, Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimovic DESIGN<br />
OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR<br />
WINDINGS AND ANYSOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS<br />
6. Peter Virtič ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR<br />
AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES<br />
7. Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE<br />
NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ W<br />
NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI<br />
8. Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov A COMPARISON OF INDUCTION<br />
MOTOR’S DIAGNOSTIC METHODS BASED ON SPECTRA ANALYSIS OF<br />
CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS<br />
13:30 – Obiad / Lunch<br />
S E S J A VI<br />
14:30 – 17:00<br />
POSTER SESSION<br />
(Chairman: Miralem Hadžiselimović, Anna Pławiak-Mowna, Katarzyna Ciosk)<br />
1. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako DYFRAKCJA FALI<br />
ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM<br />
7
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
2. Marinko Barukčić, Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović ESTIMATION<br />
OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY STRATEGIES<br />
3. Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ<br />
ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ<br />
4. Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak MODULOWANE POLE<br />
ELEKTROMAGNETYCZNE – OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH<br />
5. Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek WYKORZYSTANIE STRATEGII<br />
EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY<br />
6. Lech Borowik, Paweł Czaja OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW<br />
SZTUCZNYCH<br />
7. Lech Borowik, Paweł Ptak DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU<br />
CZUJNIKA INDUKCYJNEGO NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI<br />
WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH<br />
8. Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA<br />
MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH<br />
OBRAZOWYCH<br />
9. Anca Ciobanu, Elena Helerea THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR<br />
ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR<br />
10. Katarzyna Ciosk POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA<br />
11. Andriy Czaban, Marek Lis A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE<br />
ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES<br />
12. Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis, THE APPROACH BASED<br />
ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL MODELING<br />
OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER<br />
13. Paweł Drzymała, Henryk Welfle POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA<br />
UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO<br />
14. Paweł Drzymała, Henryk Welfle METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ<br />
MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH<br />
PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI<br />
15. Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW<br />
BIOMEDYCZNYCH W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI<br />
16. Janusz Flasza, Adrian Barasiński WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH<br />
W WARUNKACH POŻARU NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO<br />
17. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU<br />
KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU<br />
DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH<br />
RDZENIA<br />
18. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE<br />
INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA FERRYTOWEGO<br />
19. Sławomir Gryś PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM<br />
WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU<br />
NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI<br />
EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY<br />
8
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
20. Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger<br />
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR:<br />
PARAMETERS IDENTIFICATION<br />
21. Paweł Jabłoński BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE<br />
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD<br />
22. Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski<br />
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI<br />
OSÓB NA PODSTAWIE CHODU<br />
23. Marcin Kaczmarek WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW<br />
NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ<br />
STOPU NiTi<br />
24. Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak ZASTOSOWANIE EIS<br />
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH MODYFIKOWANEGO<br />
POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI<br />
25. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz POLE<br />
ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO – METODYKI<br />
POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ<br />
26. Gergely Kovacs, Miklos Kuczmann FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP<br />
OF C PROGRAMMING LANGUAGE<br />
27. Joanna Kozieł PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH<br />
OGRANICZNIKÓW PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z<br />
MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ<br />
TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE<br />
28. Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata UWARUNKOWANIA<br />
FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM<br />
29. Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipinska BADANIA<br />
MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA<br />
NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ<br />
30. Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU<br />
NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO<br />
TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO<br />
31. Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk RETROSPECTIVE METHOD<br />
IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY OF THERAPEUTICAL<br />
SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD – NEW DIRECTIONS<br />
32. Marek Lis CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS<br />
MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL<br />
33. Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC FIELD<br />
DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC<br />
BREAST MODELS<br />
34. Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski WŁÓKNA AMORFICZNE:<br />
TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI<br />
35. Andrzej Popenda UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH<br />
KLATKI WIRNIKA W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA<br />
INDUKCYJNEGO<br />
9
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
36. Tomasz Prauzner ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH<br />
SYSTEMACH ALARMOWYCH<br />
37. Andrzej Rusek MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU<br />
NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO<br />
38. Andrzej Rusek MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW<br />
DO ANALIZY STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH<br />
UKŁADÓW NAPĘDOWYCH<br />
39. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz ANALIZA<br />
NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU<br />
DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO<br />
40. Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec WYBRANE<br />
ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH<br />
PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY<br />
41. Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek BADANIA<br />
TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH NA UTLENIANYM<br />
ANODOWO STOPIE TI6AL4V<br />
42. Krzysztof Szewczyk PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO<br />
W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW<br />
SKOŃCZONYCH<br />
43. Zygmunt Szymański NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI<br />
I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ,<br />
TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH<br />
44. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski<br />
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE<br />
KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY<br />
45. Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel CONTACT PROBLEM OF DISK<br />
ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT<br />
46. Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin, Konrad<br />
Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła, Grzegorz<br />
Masłowski OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
SPAWARKI INWERTOROWEJ<br />
47. Witold Walke, Joanna Przondziono ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI<br />
FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW STOSOWANYCH NA PROWADNIKI<br />
KARDIOLOGICZNE<br />
48. Agnieszka Wantuch KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW.<br />
PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI<br />
49. Bogusław Wisz ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA<br />
POJEMNOŚCI W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU<br />
HYBRYDOWEGO<br />
50. Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka THE SYSTEM OF IDENTIFICATION<br />
OF EMERGENCY CONDITIONS IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX<br />
51. Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec DETERMINATION OF POWER<br />
INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS WITH A PHASE-WOUND<br />
ROTOR THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS<br />
10
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
18:00 – sesja specjalna / special session<br />
ENOLOGIA W PRAKTYCE (PREZENTACJA TECHNICZNA I DEGUSTACJA WINA /<br />
ENOLOGY IN PRACTICE (TECHNICAL PRESENTATION & WINE TESTING)<br />
19:30 – Obiad konferencyjny / Conference dinner<br />
ŚRODA / WEDNESDAY (12.09.2012)<br />
S E S J A VII<br />
9:00 – 11:00<br />
ELEKTROMAGNETYZM W MATERIAŁACH / ELECTROMAGNETISM IN MATERIALS<br />
(Chairman: Barbara Atamaniuk, Mykhaylo Zagirnyak)<br />
1. Lech Borowik, Adam Jakubas WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO<br />
PRZY POMIARACH REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK<br />
ANTYELEKTROSTATYCZNYCH<br />
2. Łukasz Chomątek ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION<br />
OF THE ROAD NETWORK TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS<br />
3. Antoni Cieśla MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING FREE HELIUM<br />
SUPERCONDUCTING MAGNET<br />
4. František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel HIGHER-ORDER MODELING<br />
OF ELECTROSTATIC SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES<br />
5. Zygmunt J. Grabarczyk SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL –<br />
ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL<br />
METER<br />
6. Sławomir Gryś WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE<br />
PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO<br />
PRZEZ OBIEKT BADANY<br />
7. Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska SYMULACJA PROCESU<br />
UTRATY NADPRZEWODNICTWA W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA<br />
METAL-NADPRZEWODNIK<br />
8. Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA<br />
NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO<br />
10:30 – 11:00 – Przerwa na kawę / Coffee break<br />
S E S J A VIII<br />
11:30 – 13:30<br />
ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE II / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF II<br />
(Chairman: Peter Virtič, Antoni Cieśla)<br />
1. Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY<br />
(SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT<br />
11
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
2. Tomasz Długosz, Agnieszka Klink WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ – STUDIA LITERATUROWE<br />
3. Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk WIRELESS BODY SENSOR NETWORK<br />
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS<br />
4. Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański,<br />
Konrad Wojciechowski SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA<br />
NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU<br />
5. Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister,<br />
Aleksander Sieroń WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO<br />
U SZCZURÓW<br />
6. Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma<br />
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA<br />
TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ<br />
ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ<br />
7. Joanna Wyszkowska PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ<br />
NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY<br />
13:30 – Zakończenie konferencji / Closing Cremony<br />
13:45 – Obiad / Lunch<br />
12
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
SPIS REFERATÓW<br />
1. Wprowadzenie ................................................................................................................................... 21<br />
2. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako<br />
ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW<br />
PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM ................................................ 23<br />
3. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako<br />
DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM .............. 25<br />
4. Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov<br />
INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM WITH IONOSPHERIC LAYER F2 .................... 26<br />
5. Marinko Barukčić , Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović<br />
ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY<br />
STRATEGIES ................................................................................................................................... 27<br />
6. Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk<br />
POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW O ZNACZENIU STRATEGICZNYM<br />
ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ ........................................................................................................... 29<br />
7. Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski<br />
ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH ......................... 33<br />
8. Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec<br />
MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA<br />
ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH<br />
TELEFONII KOMÓRKOWEJ ......................................................................................................... 36<br />
9. Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak<br />
MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE – OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI<br />
POMIAROWYCH ............................................................................................................................ 38<br />
10. Paweł Bieńkowski<br />
STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY<br />
TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU ................................................................................................... 41<br />
11. Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski<br />
ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ.<br />
ELECTRO-ELASTIC FIELDS IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE ............................ 43<br />
12. Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY<br />
(SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT ................................................................. 46<br />
13. Lech Borowik, Paweł Ptak<br />
DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU CZUJNIKA INDUKCYJNEGO<br />
NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI WIELOWARSTWOWYCH<br />
POWŁOK OCHRONNYCH ............................................................................................................. 48<br />
14. Lech Borowik, Paweł Czaja<br />
OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH .................................................. 50<br />
15. Lech Borowik, Adam Jakubas<br />
WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH REZYSTANCJI<br />
POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH ....................................... 53<br />
16. Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak<br />
WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA<br />
POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH ........................................................................ 55<br />
13
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
17. Łukasz Chomątek<br />
ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION OF THE ROAD NETWORK<br />
TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS ..................................................................................... 56<br />
18. Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski<br />
PERFORMANCE OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES ...................................... 58<br />
19. Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek<br />
WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI<br />
PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY ...................................................................................... 60<br />
20. Antoni Cieśla<br />
MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING<br />
FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET ....................................................................... 63<br />
21. Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz, Leszek Jagodziński,<br />
Aleksander Sieroń<br />
WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY<br />
ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO I UŚREDNIONEGO EKG<br />
WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2<br />
I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM ................................................................................................. 66<br />
22. Anca Ciobanu, Elena Helerea<br />
THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR ON THE INDUCTION MOTOR<br />
BEHAVIOUR.................................................................................................................................... 68<br />
23. Katarzyna Ciosk<br />
POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA ...................................... 70<br />
24. Andriy Czaban, Marek Lis<br />
A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE ON THE BASIS<br />
OF VARIATIONAL APPROACHES ............................................................................................... 71<br />
25. Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis<br />
THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL<br />
MODELING OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER ......................... 75<br />
26. Tomasz Długosz, Agnieszka Klink<br />
WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ – STUDIA LITERATUROWE ............ 77<br />
27. Paweł Drzymała, Henryk Welfle<br />
METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ<br />
OMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH<br />
PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI .................................................... 79<br />
28. Paweł Drzymała, Henryk Welfle<br />
POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA UZWOJENIE DŁAWIKA<br />
BOCZNIKOWEGO .......................................................................................................................... 82<br />
29. Grzegorz Dudek<br />
APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ<br />
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ ................................................................................ 84<br />
30. Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki<br />
O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW<br />
NUMERYCZNEGO MODELOWANIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ........................ 86<br />
31. Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk<br />
DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH<br />
W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI .......................................................................................... 89<br />
32. Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita<br />
BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII<br />
IMPEDANCYJNEJ ........................................................................................................................... 90<br />
14
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
33. Janusz Flasza, Adrian Barasiński<br />
WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PRACĘ URZĄDZEŃ<br />
ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU<br />
NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO ................................................................... 92<br />
34. Piotr Gas<br />
TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE<br />
HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES ................................................................... 93<br />
35. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek<br />
PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU<br />
KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU<br />
DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH<br />
RDZENIA.......................................................................................................................................... 95<br />
36. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek<br />
WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII<br />
ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM<br />
RDZENIA FERRYTOWEGO ........................................................................................................... 98<br />
37. Zygmunt J. Grabarczyk<br />
SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL – ERROR OF THE MEASUREMENTS<br />
MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL METER ............................................................ 100<br />
38. Sławomir Gryś<br />
PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM WSPOMAGAJĄCYM<br />
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA<br />
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY .................... 102<br />
39. Sławomir Gryś<br />
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA<br />
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY .................... 104<br />
40. Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger<br />
IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION<br />
MOTOR CHARACTERISTICS ..................................................................................................... 107<br />
41. Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger<br />
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR:<br />
PARAMETERS IDENTIFICATION .............................................................................................. 109<br />
42. Paweł Jabłoński<br />
BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE<br />
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD ........................................................................ 111<br />
43. Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki<br />
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW<br />
METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY ............. 113<br />
44. Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski<br />
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI OSÓB<br />
NA PODSTAWIE CHODU ............................................................................................................ 115<br />
45. Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka,<br />
Ricardo Vardasca, Piotr Murawski<br />
ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU<br />
TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH ...... 118<br />
46. Marcin Kaczmarek<br />
WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW NANOSZENIA WARSTW<br />
WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ STOPU NiTi ................................................ 120<br />
47. Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak<br />
ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH<br />
MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI .................................... 122<br />
15
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
48. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz<br />
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO –<br />
METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ ....................................................... 124<br />
49. Gergely Kovacs, Miklós Kuczmann<br />
FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP OF C PROGRAMMING LANGUAGE ..... 126<br />
50. Joanna Kozieł<br />
PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW<br />
PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA<br />
PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE ....... 128<br />
51. Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss , Wanda Stankiewicz<br />
BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION ..... 130<br />
52. Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata<br />
UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM ....................................... 132<br />
53. Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki<br />
MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
W BUDYNKU WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM .... 134<br />
54. Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny,<br />
Rafał Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ<br />
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYM ..................................................................................................... 136<br />
55. Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipińska<br />
BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA<br />
NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ .................................................................................. 138<br />
56. Eugeniusz Kurgan<br />
FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES<br />
IN DC DIELECTROPHORESIS .................................................................................................... 140<br />
57. Eugeniusz Kurgan<br />
INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE DISTRIBUTION<br />
IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA ................................................................................... 144<br />
58. Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak<br />
WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE<br />
EKRANOWANEGO RUROWEGO TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU<br />
WIELKOPRĄDOWEGO ................................................................................................................ 148<br />
59. Marek Lis<br />
CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS<br />
MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL................... 151<br />
60. Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk<br />
RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY<br />
OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD –<br />
NEW DIRECTIONS ....................................................................................................................... 154<br />
61. Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka<br />
OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW NASIENIA LUDZKIEGO<br />
PODDANEGO DZIAŁANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ .................................................................................. 156<br />
62. František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel<br />
HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC SEPARATOR<br />
OF PLASTIC PARTICLES ............................................................................................................. 158<br />
16
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
63. Daniel Marcsa, Miklós Kuczmann<br />
COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL<br />
DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH UNSTRUCTURED MESHES .......................................... 160<br />
64. Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra,<br />
Andrzej Bartosiński<br />
A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR DISTRIBUTION<br />
AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER ................................ 162<br />
65. Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC<br />
FIELD DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC<br />
BREAST MODELS ........................................................................................................................ 164<br />
66. Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Janusz Szczygłowski<br />
WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI ............................................... 166<br />
67. Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako<br />
ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH<br />
ZAGADNIENIACH ELEKTROMAGNETYZMU ........................................................................ 168<br />
68. Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski<br />
INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN ON TORQUE CHARACTERISTICS<br />
FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR ........................................................ 170<br />
69. Danuta Pliś<br />
WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ<br />
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI<br />
WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO ............... 173<br />
70. Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk<br />
WIRELESS BODY SENSOR NETWORK<br />
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS ............................................................ 175<br />
71. Andrzej Popenda<br />
UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA<br />
W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA INDUKCYJNEGO ...................... 177<br />
72. Tomasz Prauzner<br />
ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH<br />
ALARMOWYCH ............................................................................................................................ 179<br />
73. Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz<br />
SYSTEM ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ ......................... 181<br />
74. Andrzej Rusek<br />
MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW DO ANALIZY<br />
STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH<br />
UKŁADÓW NAPĘDOWYCH ....................................................................................................... 183<br />
75. Andrzej Rusek<br />
MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU NAPĘDOWEGO<br />
ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO .................................................................................................... 186<br />
76. Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska<br />
SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA<br />
W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK .............. 189<br />
77. Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk<br />
MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ<br />
Z MAGNESAMI TRWAŁYMI Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA<br />
MAGNETYCZNEGO .................................................................................................................... 192<br />
17
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
78. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz<br />
ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM<br />
FANTOMU DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO .............................................................................. 195<br />
79. Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec<br />
WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH<br />
GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY .................................. 198<br />
80. Bojan Štumberger , Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimović<br />
DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR<br />
WINDINGS AND ANISOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS ...................................... 200<br />
81. Paweł Surdacki<br />
WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA<br />
W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO .............................................................. 202<br />
82. Przemysław Syrek, Antoni Cieśla<br />
OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII ............ 204<br />
83. Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek<br />
BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH<br />
NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE TI6AL4V................................................................... 206<br />
84. Krzysztof Szewczyk<br />
PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO W SZCZELINIE<br />
POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH .... 208<br />
85. Zygmunt Szymański<br />
NOWOCZESNE,INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI I LOKALIZACJI LUDZI<br />
ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH<br />
I W KOPALNIACH ........................................................................................................................ 210<br />
86. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń , Konrad Wojciechowski<br />
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW<br />
DNA OKA ....................................................................................................................................... 213<br />
87. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski<br />
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE<br />
KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY ........................................................ 215<br />
88. Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański,<br />
Konrad Wojciechowski<br />
SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA<br />
NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU ..................................... 218<br />
89. Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister,<br />
Aleksander Sieroń<br />
WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW ....................................................... 220<br />
90. Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel<br />
CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT ............ 222<br />
91. Peter Virtič<br />
ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR AXIAL<br />
FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES ............................................... 224<br />
92. Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek<br />
MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH ......... 226<br />
93. Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin,<br />
Konrad Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła,<br />
Grzegorz Masłowski<br />
OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
SPAWARKI INWERTOROWEJ .................................................................................................... 229<br />
18
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
94. Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE<br />
NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ<br />
W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI ............. 232<br />
95. Witold Walke, Joanna Przondziono<br />
ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW<br />
STOSOWANYCH NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE ..................................................... 234<br />
96. Agnieszka Wantuch<br />
KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW. PORÓWNANIE WYNIKÓW<br />
OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI ................................................................................... 236<br />
97. Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek<br />
WŁASNOŚCI WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA<br />
NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH .............................................................. 239<br />
98. Bogusław Wisz<br />
ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI<br />
W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO ........... 239<br />
99. Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma<br />
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA<br />
TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ ..... 242<br />
100. Joanna Wyszkowska<br />
PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ NAD WPŁYWEM POLA<br />
ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY .............................................................................. 244<br />
101. Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov<br />
A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR’S DIAGNOSTIC METHODS BASED “<br />
ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS ...... 245<br />
102. Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka<br />
THE SYSTEM OF IDENTIFICATION OF EMERGENCY CONDITIONS<br />
IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX ....................................................................................... 248<br />
103. Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec<br />
DETERMINATION OF POWER INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION<br />
MOTORS WITH A PHASE-WOUND ROTOR THROUGH PARTICULAR<br />
LOSSES COPMPONENTS ............................................................................................................ 250<br />
19
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
20
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPROWADZENIE<br />
Tegoroczne <strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong> odbywa się w Sandomierzu, jednym z najpiękniejszych miast<br />
polskich Tradycją spotkań <strong>PTZE</strong> jest to, że organizowane są w różnych ciekawych miejscach Polski<br />
– mamy nadzieję, że również Sandomierz okaże się dla uczestników takim ciekawym miejscem.<br />
Sandomierz to jedno z najstarszych i najważniejszych historycznie miast Polski. Początki osadnictwa<br />
na terenie miasta i w jego regionie, sięgają najdawniejszych czasów. Świadczą o tym dokonywane<br />
w obrębie miasta i okolic liczne odkrycia archeologiczne. Ślady pierwszej obecności człowieka na tym<br />
obszarze pochodzą z młodszej epoki kamiennej - neolitu (5200 p.n.e. - 1700 p.n.e.).<br />
Zasadniczy rozwój miasta nastąpił dopiero w okresie wczesnego średniowiecza. Rozwój ten możliwy<br />
był m.in. dzięki bardzo atrakcyjnemu i dogodnemu położeniu Sandomierza na ważnych szlakach<br />
handlowych, na styku trzech krain: Wyżyny Sandomierskiej, Kotliny Sandomierskiej i Wyżyny<br />
Lubelskiej. W XI w. Sandomierz obok Krakowa i Wrocławia zaliczony został przez kronikarza Galla<br />
Anonima do głównych miast królewskich sedes regni principal. Wysoka ranga miasta potwierdzona<br />
została w testamencie Bolesława Krzywoustego, na mocy którego Sandomierz stał się stolicą jednego<br />
z księstw dzielnicowych władanych m.in. przez Henryka Sandomierskiego, Bolesława<br />
Kędzierzawego, Kazimierza Sprawiedliwego, Leszka Białego, Bolesława Wstydliwego.<br />
Rozwój miasta został zakłócony przez szereg najazdów tatarskich w XIII wieku. Zniszczeniu uległa<br />
niemal w całości ówczesna drewniana zabudowa miejska. Po tych klęskach osadnictwo zostało<br />
przeniesione na wyższe trudniej dostępne wzgórza: Kolegiackie, św. Piotra i Miejskie, gdzie za<br />
sprawą księcia Leszka Czarnego w 1286 roku nastąpiła druga lokacja miasta na prawie<br />
magdeburskim. Pierwsza lokacja na terenie wzgórz staromiejskich miała miejsce przed 1241 rokiem,<br />
być może tuż przed 1226 rokiem. Po zjednoczeniu ziem polskich dawne księstwo zostało<br />
przekształcone w województwo sandomierskie, obejmujące swym zasięgiem znaczne obszary<br />
południowo wschodniej Polski. Sandomierz w tym czasie liczył ok. 3000 mieszkańców i choć należał<br />
do większych polskich miast jego zabudowa prawie w całości była drewniana. W połowie XIV wieku<br />
uległa ona jednak spaleniu podczas jednego z najazdów Litwinów. Odbudowy miasta po tej klęsce<br />
dokonano w II połowie XIV wieku, za panowania Kazimierza Wielkiego. Dzięki opiece monarchy<br />
i sprzyjającej sytuacji gospodarczej rozwinął się wówczas ruch budowlany. Z tego okresu pochodzi<br />
ostateczne zachowane do XX wieku rozplanowanie miasta. Na późniejszy okres XV i XVI stulecia<br />
przypada również bardzo ożywiony rozwój miasta we wszystkich dziedzinach życia. Sandomierz<br />
w owym czasie liczył już ok. 3500 mieszkańców. Potwierdzeniem wielkości i znaczenia Sandomierza<br />
w tym czasie są istniejące wówczas budowle sakralne takie jak kościół Najświętszej Marii Panny,<br />
kościoły św., św. Piotra, Jana, Mikołaja, czy drugi w Małopolsce po krakowskim klasztor<br />
Dominikanów.<br />
Kres świetności Sandomierza nastąpił jednak podczas "potopu" szwedzkiego. Szwedzi zajęli miasto<br />
13 X 1655 roku. Wycofując się wysadzili w powietrze zamek. Miasto uległo znacznemu zniszczeniu,<br />
dopełnieniem, którego był także najazd Rakoczego i zaraza. Wielki pożar w 1757 roku i wreszcie<br />
rozbiór Polski w 1772 roku, w wyniku którego Sandomierz stał się miastem pogranicznym,<br />
przekreśliły jego znaczenie administracyjne i spowodowały zastój gospodarczy.<br />
Sandomierz dziś to miasto powiatowe w Województwie Świętokrzyskim, stanowiące jak gdyby<br />
muzeum historyczne i architektoniczne pod gołym niebem, do którego każda z epok coś dodała,<br />
pozostawiając ponad 120 budowli zabytkowych wszystkich stylów, co w połączeniu z pięknem<br />
krajobrazu, wspaniałą bujną zielenią i malowniczym położeniem na siedmiu wzgórzach<br />
poprzecinanych głębokimi jarami daje efekt dużej atrakcyjności turystycznej. Ale Sandomierz to nie<br />
21
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
tylko historia i zabytki, ale również rozwijające się, liczące ok. 26 tys. mieszkańców miasto<br />
o powierzchni 28,8 km2, ważny ośrodek oświatowy, kulturalny i gospodarczy regionu.<br />
Może to właśnie uroku Sandomierza spowodował, że <strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong> zgromadziło<br />
największą w 22-letniej historii liczbę referatów i uczestników. Podczas sympozjum odbędzie się<br />
ważne wydarzenie, związane z naszą społecznością. Jedna z sesji konferencji poświęcona zostanie<br />
zmarłemu przed rokiem profesorowi Czesławowi Rymarzowi. O życiu i twórczości naukowej<br />
Profesora opowiedzą pracownicy WATu, uczelni w której Profesor spędził całe swoje życie<br />
zawodowe. Zostaną też przedstawione referaty, dotyczące tych obszarów badawczych, które bliskie<br />
były Profesorowi Rymarzowi.<br />
Cechą konferencji <strong>PTZE</strong> jest duża różnorodność tematyczna, co czyni nasze spotkania atrakcyjnymi<br />
dla specjalistów z różnych dziedzin, a także tych, którzy lubią pracować „na granicy”. Warto<br />
podkreślić, że właściwością naszych spotkań jest też to, że tworzy się przestrzeń dla nieoficjalnych<br />
spotkań starszej i młodszej kadry naukowej. Przynosi to korzyści zarówno tym młodym – mogą<br />
korzystać z doświadczenia i wiedzy profesorskiej, jak i tym starszym – uzyskują ciekawe i twórcze<br />
inspiracje ze strony młodzieży naukowej. Spotkania <strong>PTZE</strong> mają też swój wymiar międzynarodowy:<br />
stałymi uczestnikami są przedstawiciele Słowenii, Czech, Macedonii, Ukrainy, Rumunii, Węgier<br />
i Japonii.<br />
<strong>Sympozjum</strong> współorganizowane jest przez Wydział Elektryczny Politechniki Częstochowskiej,<br />
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii oraz Polsko-Japońską Wyższą Szkołę Technik<br />
Komputerowych. W tym miejscu chciałbym podziękować Władzom tych instytucji, Panom<br />
Dziekanom Andrzejowi Ruskowi i Lechowi Borowikowi, Panu Dyrektorowi Januszowi Kocikowi<br />
i Panu Rektorowi Jerzemu Pawłowi Nowackiemu za ich wkład w zorganizowanie konferencji.<br />
Materiały pokonferencyjne, po procedurze recenzyjnej zarówno w Komitecie Naukowym konferencji,<br />
jak i w poszczególnych redakcjach, zostaną wydane w Przeglądzie Elektrotechnicznym oraz Acta<br />
Technica CSAV w normalnej procedurze wydawniczej. Tutaj też chcę podziękować Redaktorom<br />
Naczelnym tych pism, Panu Profesorowi Sławomirowi Tumańskiemu i Panu Profesorowi Ivo<br />
Dolezelovi za ich pomoc w realizacji tego zadania.<br />
W imieniu organizatorów <strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong> życzę wszystkim jego uczestnikom owocnych<br />
obrad, budowania twórczych kontaktów naukowych i osobistych, ale też życzę aby jak najwięcej<br />
zaczerpnęli Państwo z królewskiej atmosfery Sandomierza.<br />
Andrzej Krawczyk, Prezes <strong>PTZE</strong><br />
22
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
W OTOCZENIU ŁADUNKÓW PORUSZAJĄCYCH SIĘ<br />
ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM<br />
Stanisław Apanasewicz 1 , Stanisław Pawłowski 1 , Jolanta Plewako 2<br />
Politechnika Rzeszowska<br />
1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych<br />
2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki<br />
Rozkład pola elektromagnetycznego w otoczeniu ładunku punktowego poruszającego się po<br />
zadanej trajektorii można wyznaczyć w oparciu o znane wzory Liénarda – Wiecherta dla<br />
potencjałów opóźnionych [1, 2]. Wzory te mają postać algebraiczną, pomimo to, wyznaczenie<br />
na ich podstawie składowych wektorów pola nastręcza często dużych trudności, a uzyskanie<br />
ich jawnej postaci jest możliwe tylko w szczególnych przypadkach. Spowodowane jest to<br />
głównie koniecznością wyznaczenia zależności pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi<br />
punktu, w którym obliczane jest pole oraz punktu, w którym znajduje się<br />
ładunek (z uwzględnieniem różnicy czasowej związanej ze skończoną prędkością<br />
rozchodzenia się sygnału elektromagnetycznego). Prowadzi to do nieliniowych równań<br />
algebraicznych o złożonej postaci, których rozwiązanie jest możliwe na ogół tylko na drodze<br />
numerycznej.<br />
Niniejsza praca stanowi kontynuację badań których zasadniczym celem jest poszukiwanie<br />
związków transformacyjnych pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi oraz<br />
składowymi pola elektromagnetycznego przy przechodzeniu od układu inercjalnego do<br />
nieinercjalnego. Jak się okazuje, jawne postaci pól elektromagnetycznych generowanych<br />
przez ładunki poruszające się z niezerowym przyśpieszeniem mogą stanowić punkt wyjścia<br />
do uzyskania takich transformacji. W pracy rozpatrzono pewne szczególne przypadki takich<br />
ruchów ładunku ze zmiennym przyśpieszeniem, dla jakich pole w ich otoczeniu udaje się<br />
uzyskać w postaci jawnej. Zasugerowano przy tym, w jaki sposób na podstawie otrzymanych<br />
na tej drodze rezultatów można uzyskać uogólnienie przekształceń Lorentza na układy<br />
nieinercjalne.<br />
Przedmiotem rozważań jest zagadnienie<br />
obliczania pola w otoczeniu ładunku<br />
punktowego o wartości Q i masie<br />
spoczynkowej m0 poruszającego się ruchem<br />
prostoliniowym o zmiennym przyśpieszeniu<br />
(rys. 1). W pierwszym z nich rozważany jest<br />
ruch pod wpływem działania stałej siły F<br />
przy założeniu zerowej prędkości<br />
początkowej i uwzględnieniu efektów<br />
relatywistycznych. Przy tych założeniach,<br />
w układzie współrzędnych, którego początek<br />
pokrywa się z położeniem ładunku w chwili<br />
� = 0, a oś OX jest skierowana zgodnie z<br />
kierunkiem siły F ruch ładunku opisywany jest<br />
zależnościami:<br />
23<br />
z<br />
y<br />
Q, m0<br />
��,, x0, 0, 0)<br />
v<br />
R<br />
a<br />
�t, x, y, z)<br />
��<br />
Rys. 1. Rozważany układ<br />
E<br />
B<br />
x
2<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
c<br />
a0�<br />
a0<br />
x 0(<br />
� ) � �p( � ) �1�,<br />
v � , a( � ) � (1)<br />
3<br />
a0<br />
p(<br />
� )<br />
p ( � )<br />
gdzie: x0, v, a – współrzędne x-owe położenia, prędkości i przyśpieszenia (odpowiednio),<br />
c – prędkość światła, a0 = F/m0, � �2 p( � ) 1�<br />
a0�<br />
c<br />
� .<br />
Po skorzystaniu ze wzorów Liénarda – Wiecherta otrzymuje się następujące zależności<br />
na składowe natężenia pola elektrycznego E i magnetycznego H (współrzędne cylindryczne):<br />
E x<br />
Q 1 � 2�<br />
v � 2 a �<br />
Q � � 2 a �<br />
( r , � ) � ��<br />
� x � x0<br />
� R � � �<br />
3<br />
2<br />
4��<br />
� , E� ( r , � ) � � �<br />
0 R � � c � c<br />
��<br />
� x � x<br />
3<br />
0 2 �<br />
(2)<br />
�<br />
4��<br />
0 R �<br />
c �<br />
*<br />
2<br />
Q �0<br />
� � 2 a �<br />
H� ( r , � ) �<br />
��<br />
v � R<br />
2 3<br />
2<br />
4�<br />
� c R � c<br />
� , (3)<br />
�<br />
0<br />
gdzie: R* � R � R� v c , � �2 � � 1� v c ,<br />
2 2<br />
�x � x ( � ) � � � � c(<br />
��<br />
)<br />
0<br />
*<br />
24<br />
2<br />
2<br />
� � y � z ,<br />
R � t , (4)<br />
Aby wyrazić składowe pola w zależności od czasu t (tj. w chwili „obserwacji” – por. rys. 1)<br />
należy skorzystać z (1) i (4), co prowadzi do równania algebraicznego dla �. W rozważanym<br />
przypadku rozwiązanie tego równania udaje się uzyskać w jawnej postaci:<br />
2 2 �A � 2c<br />
t ��<br />
D<br />
2 2 2<br />
2c�D<br />
� c t �<br />
ct<br />
�<br />
� �<br />
(5)<br />
2<br />
2<br />
gdzie: A � � � D � G , D � x � c a ,<br />
2<br />
4 2 2 2<br />
2 2 2 2 2<br />
� c a0<br />
c t , � A � 4�D G � c t � �<br />
G �<br />
2<br />
*<br />
� .<br />
Po podstawieniu (5) do (2) i (3) oraz skorzystaniu z zależności (1) uzyskuje się poszukiwaną<br />
jawną postać składowych pola elektromagnetycznego.<br />
W prezentowanej pracy przedstawiono sugestię w jaki sposób otrzymane rozwiązanie można<br />
wykorzystać do znalezienia związków transformacyjnych dla współrzędnych<br />
czasoprzestrzennych oraz składowych pola w układu związanym z poruszającym się<br />
ładunkiem. Ponadto rozważane jest też zagadnienie pola w otoczeniu ładunku poruszającego<br />
się ruchem oscylacyjnym.<br />
Literatura<br />
[1] Ingarden R. S., Jamiołkowski A.: Elektrodynamika klasyczna, PWN Warszawa, 1980.<br />
[2] Landau L. D., Lifszyc E. M.: Teoria pola, PWN Warszawa, 1977.
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ<br />
NA KLINIE PRZEWODZĄCYM<br />
Stanisław Apanasewicz 1 , Stanisław Pawłowski 1 , Jolanta Plewako 2<br />
Politechnika Rzeszowska<br />
1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych<br />
2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki<br />
W prezentowanej pracy zaproponowano analityczną metodę rozwiązywania zagadnienia<br />
dyfrakcji płaskiej fali elektromagnetycznej na klinie przewodzącym (Rys. 1), bazującą na<br />
przekształceniu Lebiediewa-Kantorowicza. W porównaniu ze znanym z literatury [1], bardzo<br />
skomplikowanym rozwiązaniem tego zagadnienia, rozwiązanie uzyskane w niniejszej pracy<br />
ma znacznie prostszą postać.<br />
Sformułowanie zagadnienia<br />
Geometrię rozważanego układu ilustruje<br />
rysunek 1. Polem wzbudzającym jest<br />
spolaryzowana liniowo monochromatyczna<br />
płaska fala elektromagnetyczna padająca pod<br />
dowolnym kątem � na jedną z powierzchni<br />
klina. Rozpatrywane są dwa przypadki<br />
polaryzacji fali: E||OZ i H||OZ (oś OZ<br />
stanowi krawędź klina). Przyjmuje się, że klin<br />
rozpraszający falę elektromagnetyczną jest<br />
idealnie przewodzący, a ośrodek go otaczający<br />
jest bezstratnym dielektrykiem o stałych<br />
parametrach materiałowych ����� Przy tych<br />
założeniach zespolone amplitudy osiowych<br />
składowych wektorów E i H (we<br />
współrzędnych cylindrycznych) spełniają<br />
równania Helmholtza:<br />
�<br />
2<br />
2<br />
Ez 1 �Ez<br />
1 � Ez<br />
2<br />
� � � �k<br />
E<br />
2<br />
2 2<br />
z<br />
�r<br />
r<br />
�r<br />
r<br />
��<br />
2<br />
2<br />
H z 1 �H<br />
z 1 � H z 2<br />
� � � �k<br />
H<br />
2<br />
2 2<br />
z<br />
dla polaryzacji E||OZ, (1)<br />
�<br />
�r<br />
r �r<br />
r ��<br />
dla polaryzacji H||OZ, (2)<br />
gdzie: k<br />
c<br />
�<br />
�<br />
Składowe pola powinny spełniać następujące warunki brzegowe:<br />
Ez( r,<br />
0)<br />
� 0 i ( , 0) 0 � � r Ez dla polaryzacji E||OZ (3)<br />
oraz<br />
�H<br />
z<br />
��<br />
� �0<br />
�H<br />
z<br />
� 0 i<br />
��<br />
� ��<br />
0<br />
� 0<br />
dla polaryzacji H||OZ (4)<br />
25<br />
fala ugięta<br />
��<br />
Klin<br />
� = ��<br />
y �� �<br />
�<br />
�� �<br />
fala odbita<br />
fala padająca<br />
Rys. 1. Dyfrakcja fali elektromagnetycznej<br />
na klinie przewodzącym<br />
x�
gdzie: � � 2�<br />
��<br />
0<br />
Rozwiązanie zagadnienia<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rozwiązania przedstawia się w postaci całek zawierających funkcje Hankela o indeksie<br />
urojonym. Dla polaryzacji E||OZ:<br />
�<br />
( 2)<br />
jkr<br />
cos( � ��)<br />
Ez( r,<br />
) � E0<br />
e � ��F1<br />
( � ) sh��<br />
� F2<br />
( � ) ch���H<br />
j�<br />
0<br />
� ( kr)<br />
dτ<br />
(5)<br />
Uwzględniając warunki brzegowe (3) otrzymujemy równania zawierające całki w postaci<br />
transformat Lebiediewa-Kantorowicza:<br />
f j 2<br />
�<br />
�z� G��<br />
�H � �<br />
� �z�d� �<br />
� (6)<br />
0<br />
1<br />
dz<br />
�� ( 2)<br />
�� � � � � sh��e<br />
� f �z�H � �z� 2<br />
z<br />
G j<br />
�<br />
0<br />
Stosując transformatę odwrotną (7) otrzymuje się wyrażenia na funkcje F1 i F2 w postaci<br />
całek rozbieżnych (w sensie Riemanna). Całkom tym można jednak nadać wartość w sensie<br />
dystrybucyjnym poprzez zastosowanie funkcji � Diraca o zespolonym argumencie [3].<br />
W przypadku drugiego rodzaju polaryzacji obliczenia przeprowadza się analogicznie.<br />
Literatura<br />
[1] Markov G. T., Czaplin A. F.: Wzbudzanie fal elektromagnetycznych, Wyd. Energia, Moskwa – Leningrad,<br />
1967<br />
[2] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: The study of the flat waves’ diffraction on the sharp corner,<br />
Electrical Review, 5/2010, p. 87 – 90.<br />
[3] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Dirac function with complex argument and example of its<br />
application in electromagnetism, Electrical Review, 12b/2011, p. 9 – 12.<br />
INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM<br />
WITH IONOSPHERIC LAYER F2<br />
Barbara Atamaniuk 1 , Ivan A. Molotkov 2<br />
1 Space Research Centre of the Polish Academy of Sciences, Warsaw, Poland<br />
2 Institute of Terrestrial Magnetism, Ionosphere and Radio Wave Propagation, Russia<br />
The presentation is devoted to modeling and analysis of the interaction of a powerful<br />
obliquely incident wave beam of decameter radio waves with the ionospheric layer F2. Much<br />
like the linear case, propagation through the natural anti-waveguide layer F2 splits the initial<br />
beam. Part of its energy propagates trough the ionospheric layer, the other part goes back<br />
along a downward trajectory. However, nonlinearity leads to further stratification of the<br />
ionospheric layer. A new feature, in comparison with the linear case, is appearing a narrow<br />
waveguide beneath the F2 layer maximum which traps a small part of the beam energy. We<br />
26<br />
(7)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
study the relationship between these parts of the wave field in a simplified model of parabolic<br />
F2 layer, with nonlinearity caused by thermal plasma expulsion from the high field intensity<br />
region. Analytical results are supplemented with numerical estimates of the effects.<br />
��We model and analyze of the interaction of a powerful obliquely incident wave beam<br />
of decameter radio waves with the ionospheric layer F2.<br />
��Oblique propagation of a powerful HF wave beam in the ionospheric F2 layer leads<br />
toadditional plasma stratification, in particular - to the formation of an artificial<br />
waveguide controlled by the beam intensity.<br />
��The formation of the artificial waveguide is a nonlinear effect.<br />
��The problem of efficient feeding the artificial waveguide depends on the ability to<br />
create in the F2 layer high values of the HF electric field compared with the<br />
characteristic ”plasma fields”<br />
This research is supported by grant O N517 418440<br />
ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS<br />
USING EVOLUTIONARY STRATEGIES<br />
Introduction<br />
1 Marinko Barukčić, 1 Željko Hederić, 2 Miralem Hadžiselimović<br />
1 University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia<br />
2 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia<br />
Mathematical modelling of induction motor in steady-state is usually done by the equivalent<br />
circuits. It is relatively simple to calculate different motor values in steady-state (efficiency,<br />
stator current, torque-speed curve, torque-slip curve, current-slip curve …) if data of the<br />
equivalent circuits are known. Usually, the problem is inverse in nature, some data of<br />
induction motor are known from nameplate or measuring but the equivalent circuit data are<br />
unknown. There are different techniques for estimation of induction motor parameters. These<br />
techniques can be divided in two main groups: computational and experimental. Experimental<br />
techniques are based on measuring values of some parameters for steady state or start-up<br />
transients states. Computational methods are based on calculations performing for different<br />
mathematical models of induction motor. Input data for these methods can be different, such<br />
as rated stator voltage, current and power factor, the full load (nominal) torque, the locked<br />
rotor (starting) torque, the maximum (breakdown) torque and the torque-slip, the current-slip<br />
and the power factor-slip curves. These data can be measured or given by manufacturers<br />
(nameplate, catalogue). In recent time optimization methods based on soft computing<br />
techniques have never been used for the induction parameters estimation. Most widely used<br />
methods are different evolution algorithms [1 – 3] and other population based optimization<br />
methods [4 – 7].<br />
The aim of this paper is investigation of applying the evolutionary strategies for parameter<br />
estimation of the induction motor.<br />
27
Optimization problem formulation<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Based on the equivalent circuit of the induction motor the optimization problem is set. Few<br />
objective functions of the optimization problem are researched. The objective functions use<br />
measured or nameplate data or their combination. In the full paper the detailed objective<br />
functions will be presented.<br />
Solving the optimization problem using evolutionary strategies<br />
The evolutionary strategies (ES) are one of the evolutionary algorithms (EA) (evolutionary<br />
strategy, the genetic algorithm (GA) and the evolutionary programming (EP). The<br />
evolutionary strategies are stochastic parameter optimization methods which simulate the<br />
natural process of evolution. In the full paper the structure of ES will be presented. Also, the<br />
main procedures (individual coding, crossover, mutation and selection) in ES will be<br />
described.<br />
Results of parameters estimation and conclusion<br />
Based on known parameters and measured (or simulated) motor performance results given by<br />
evolutionary strategies are analyzed. The changing of the stator and rotor resistances fitness<br />
during performing of the evolutionary strategies is presented in Fig.1. Comparison of actual<br />
and estimated data is shown in Fig.2. Efficiency and accuracy of the proposed evolutionary<br />
strategies method will be presented in the full paper.<br />
Stator and rotor resistance [Ohm]<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
0 5 10 15<br />
Generation<br />
20 25 30<br />
28<br />
R'r<br />
Rs<br />
Fig. 1. Stator and rotor resistances during ES.<br />
Fig. 2. Comparison of real and estimated parameters.
References<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[1] Ferkova, Ž. and Zboray, L., Contribution to parameter identification of an induction motor by genetic<br />
algorithms, 2005, Acta Electrotechnica et Informatica, Vol. 5, No. 2, pp. 1-4.<br />
[2] Jančovič, M., Žalman, M. and Jovankovič, J. Parameter identification of induction motors by using genetic<br />
algorithms. http://virtuni.eas.sk/rocnik/2007/<strong>pdf</strong>/fid001511.<strong>pdf</strong>. [Online] 2007. [Cited: 07 01, 2012.]<br />
[3] Kostov, I., Spasov, V. and Rangelova, V. Application of genetic algorithms for determining the parameters<br />
of induction motors, 2009, Technical Gazette, Vol. 16, No. 2, pp. 49-53.<br />
[4] Baghli, L. and Rezzoug, A. Particle Swarm and Genetic Algorithms applied to the identification of<br />
Induction Machine Parameters. EPE’03, 2-4 September 2003, 768.<strong>pdf</strong> pp.1-10, Toulouse, France.<br />
[5] Ojaghi, M. and Mardani, M., Parameter Estimation of Induction Motor Using Shuffled Frog Leaping and<br />
Imperialistic Competitive Algorithms, Teheran, Iran, 2011. 26th International Power System Conference.<br />
pp. 1-9.<br />
[6] Ursem, R. K. and Vadstrup, P. Parameter Identification of Induction Motors Using Differential Evolution.<br />
http://www.daimi.au.dk/~ursem/publications/RKU_CEC2003_Par_ID_DE.<strong>pdf</strong>. [Online] 2003. [Cited: 07<br />
06, 2012.]<br />
[7] Rashag, H. F., et al. Investigation of induction motor parameter identification using particle swarm<br />
optimization-based RBF neural network (PSO-RBFNN), September 2011, International Journal of the<br />
Physical Sciences, Vol. 6, pp. 4564-4570.<br />
Wprowadzenie<br />
POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW<br />
O ZNACZENIU STRATEGICZNYM<br />
ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ<br />
Karol Bednarek 1 , Leszek Kasprzyk 2<br />
1 EVER Sp. z o.o.<br />
2 Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej<br />
Eksploatowany sprzęt elektryczny, elektroniczny i informatyczny ulega ciągłym<br />
modernizacjom, osiągając coraz wyższy poziom zaawansowania technicznego. Pobór energii<br />
w tych obiektach jest często zdyskretyzowany, impulsowy, a zatem są to zazwyczaj<br />
urządzenia pobierające prądy odkształcone, z czym łączą się problemy związane<br />
z oddziaływaniami i wprowadzaniem do sieci zasilającej wyższych harmonicznych.<br />
Jednocześnie od jakości napięcia zasilającego (ograniczonego: występowania wyższych<br />
harmonicznych, pojawiania się zapadów lub zaników napięcia, powstawania przepięć w sieci<br />
itp.) zależy prawidłowa praca urządzeń odbiorczych [1-6].<br />
Z uwagi na powszechność zastosowań urządzeń elektrycznych i częste występowanie wielu<br />
różnego typu urządzeń w bliskim otoczeniu oraz wzajemne ich oddziaływanie na siebie<br />
szczególnej wagi nabiera potrzeba zapewnienia prawidłowej, niezakłóconej pracy każdego<br />
z tych elementów. Aby to osiągnąć, w procedurach związanych z kompatybilnością<br />
elektromagnetyczną ustalono dopuszczalne poziomy oddziaływań zarówno w zakresie<br />
emisyjności (wprowadzania do środowiska), jak również odporności (ograniczonej<br />
wrażliwości na oddziaływanie zaburzeń), jakie każdy z tych obiektów elektrycznych<br />
29
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
i elektronicznych powinien spełniać w celu osiągnięcia harmonijnej pracy poszczególnych<br />
urządzeń we wspólnym środowisku [1-6].<br />
W pracy uwagę skupiono na badaniach jakości energii elektrycznej w układach o charakterze<br />
nieliniowym. Analizowano ilościowo i jakościowo wpływ zastosowanego systemu zasilania<br />
gwarantowanego UPS EVER Superline na ograniczenie wprowadzania zaburzeń w postaci<br />
wyższych harmonicznych przez odbiorniki o charakterze nieliniowym do sieci zasilającej<br />
oraz eliminację przenoszenia się zaburzeń sieci zasilającej w postaci przepięć, zapadów lub<br />
zaników napięcia na zasilany (poprzez UPS) odbiornik energii. Wykazywano zatem, że poza<br />
podstawową funkcją UPS bezprzerwowego zasilania szczególnie ważnych odbiorników<br />
umożliwiają one jednocześnie poprawę warunków pracy zarówno zabezpieczanych<br />
odbiorników, jak również sieci zasilającej (elektroenergetycznej).<br />
Przedostawanie się zaburzeń do sieci zasilającej<br />
Włączenie do sieci zasilającej odbiorników nieliniowych związane jest najczęściej<br />
z wprowadzaniem do obwodu zasilania zaburzeń, które mogą zakłócać prawidłową pracę<br />
innych odbiorników podłączonych do tej sieci.<br />
Zdecydowana większość obecnie eksploatowanego sprzętu to odbiorniki nieliniowe.<br />
Pobierają one prądy odkształcone, a zatem w ich rozkładzie widmowym występują wyższe<br />
harmoniczne. Włączenie do obwodu elektrycznego elementu pobierającego prąd odkształcony<br />
powoduje powstanie nieliniowego charakteru całego obwodu. W przypadku urządzeń<br />
silnoprądowych (wysokomocowych) generowane przez nie zakłócenia w postaci wyższych<br />
harmonicznych bądź związane z występowaniem stanów przejściowych, przebiegów<br />
nieustalonych wprowadzone do sieci elektroenergetycznej mogą zaburzać pracę innych<br />
odbiorników podłączonych do tej sieci [2, 4].<br />
Wpływ jakości energii na prawidłowość pracy odbiorników<br />
Od jakości dostarczanej energii zależą prawidłowość pracy urządzeń oraz powstające w nich<br />
straty mocy. Częstymi problemami jakości energii elektrycznej są odkształcenia harmoniczne<br />
(spowodowane nieliniowym obciążeniem w systemie elektroenergetycznym), zapady napięcia<br />
(krótkotrwałe obniżenie poziomu napięcia), zjawiska przejściowe oraz przepięcia [6].<br />
Jednym z najistotniejszych czynników służących do oceny jakości energii elektrycznej jest<br />
zawartość harmonicznych prądu i napięcia. Najczęściej występujące i jednocześnie niosące za<br />
sobą najpoważniejsze skutki są harmoniczne nieparzyste (głównie 3, 5, 7 i 9). Szczególny<br />
wpływ np. na straty w transformatorach ma harmoniczna 3-go rzędu oraz pozostałe składowe<br />
zerowe – w przypadku układów połączonych w trójkąt harmoniczne te sumują się w<br />
poszczególnych fazach, natomiast w układach połączonych w gwiazdę powodują<br />
przegrzewanie się przewodu zerowego [6]. Harmoniczne mogą wywoływać przedwczesne<br />
wyłączenie zabezpieczeń nadmiarowo-prądowych, a także przeciążenie baterii<br />
kondensatorów do kompensacji mocy biernej [5]. Wyższe harmoniczne wzmagają<br />
oddziaływania związane ze zjawiskiem naskórkowości (zbliżenie strumienia elektronów do<br />
zewnętrznej powierzchni przewodnika zwiększa się wraz ze wzrostem częstotliwości<br />
sygnału), mogą również powodować wadliwe funkcjonowanie sprzętu komputerowego,<br />
wzrost strat mocy oraz przegrzewanie się silników i transformatorów, powstawanie<br />
rezonansów w obwodach elektrycznych itp. [3]. Pojawienie się w sieci elektroenergetycznej<br />
wyższych harmonicznych powoduje przedwczesne starzenie się urządzeń, a w efekcie<br />
konieczność szybszej ich wymiany [2, 6].<br />
30
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W wielu przypadkach, szczególnie w odbiornikach o znaczeniu strategicznym, związanych z<br />
przetwarzaniem danych bądź z procesami produkcyjnymi, w których powstanie przerw<br />
prowadzi do wystąpienia znacznych strat ekonomicznych, priorytetowym zagadnieniem jest<br />
zapewnienie ciągłości zasilania oraz określonej jakości napięcia zasilającego (ograniczenie do<br />
minimum oddziaływania zaburzeń) [1].<br />
Wpływ UPS na warunki pracy odbiorników oraz sieci zasilającej<br />
W sytuacjach częstego pojawiania się zaników bądź nieprawidłowych parametrów napięcia<br />
zasilającego, a jednocześnie w przypadkach występowania potrzeby eliminacji negatywnych<br />
oddziaływań odbiorników na sieć zasilającą bardzo korzystnym rozwiązaniem jest<br />
zastosowanie systemów zasilania gwarantowanego (UPS) pracujących w technologii VFI<br />
(Voltage Frequency Independent), czyli zgodnie z inną nomenklaturą: on-line. Realizowane<br />
jest w nich podwójne przetwarzanie energii: napięcie sieciowe zostaje wyprostowane,<br />
a następnie przekazane do falownika, gdzie z kolei jest przetwarzane na napięcie przemienne<br />
o zadanych wzorcowych parametrach, którym podczas normalnej pracy zasilane są<br />
zabezpieczane odbiorniki. Równocześnie napięciem z obwodu stałoprądowego<br />
doładowywane są akumulatory. W czasie wystąpienia zapadów lub zaników napięcia<br />
sieciowego odbiorniki zasilane są bezprzerwowo niezaburzonym napięciem dzięki zasileniu<br />
falownika energią zgromadzoną w akumulatorach.<br />
W przypadku zasilania urządzenia o charakterze nieliniowym UPS skutecznie ogranicza<br />
przedostawanie się generowanych przez nie zakłóceń w postaci wyższych harmonicznych do<br />
sieci zasilającej. Dzięki temu odbiornik nie degraduje jakości zasilania sieciowego,<br />
a jednocześnie zasilany jest napięciem o założonych, ściśle kontrolowanych parametrach.<br />
Rezultaty przeprowadzonych badań<br />
Pomiary napięć, prądów, mocy, współczynników THDi, THDu oraz zawartości<br />
poszczególnych harmonicznych prądu i napięcia od strony zasilania sieciowego i na wyjściu<br />
UPS przy zmianach mocy oraz charakteru obciążenia (nieliniowość, symetria sygnału)<br />
autorzy wykonali w Dziale Badań i Rozwoju firmy EVER Sp. z o.o. Badaniom podlegał UPS<br />
EVER Superline 12 kVA, pracujący w technologii VFI, na wyjście którego podłączono<br />
odbiornik o regulowanych: wartości mocy i stopniu nieliniowości obciążenia. Wprowadzono<br />
silną nieliniowość w badanym, regulowanym odbiorniku, po czym obserwowano prądy i<br />
napięcia po stronie odbiornika (na wyjściu UPS) oraz w obwodzie zasilania sieciowego UPS.<br />
Na rys. 1 zamieszczono oscylogramy: (1) prądu pobieranego przez odbiornik nieliniowy<br />
podłączony na wyjściu UPS oraz (2) prądu pobieranego z sieci przez UPS. Na rys. 2<br />
przedstawiono rozkłady widmowe (zawartość harmonicznych) prądu odkształconego<br />
odpowiednio na wejściu oraz wyjściu UPS.<br />
Rys. 1. Oscylogramy prądów na wyjściu (1) i wejściu (2) układu UPS EVER Superline<br />
31
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
przy podłączeniu odbiornika nieliniowego<br />
Rys. 2. Rozkłady widmowe prądów odkształconych odpowiednio na wyjściu i wejściu układu UPS EVER<br />
Superline dla odbiornika nieliniowego<br />
Obserwowano również zachowanie się sygnału napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego<br />
odbiornik) podczas wytwarzania zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (na wejściu<br />
UPS). Niezależnie od powstających zaburzeń w sieci zasilającej na wyjściu UPS<br />
występowało napięcie o założonych, kontrolowanych parametrach (co wynika z charakteru<br />
pracy UPS on-line).<br />
Uwagi i wnioski<br />
W pracy analizowano wpływ zasilacza bezprzerwowego UPS EVER Superline na<br />
ograniczanie wprowadzania przez odbiornik nieliniowy zaburzeń w postaci wyższych<br />
harmonicznych do sieci zasilającej. Jednocześnie obserwowano zachowanie się sygnału<br />
napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego odbiornik) przy powstawaniu krótkotrwałych<br />
zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (zasilającego UPS).<br />
Analiza kształtu i parametrów prądu w obwodzie zasilanego odbiornika (rys. 1 oraz 2)<br />
wykazała, że współczynnik THDi wyniósł 63,3%, a harmoniczna rzędu 3-go przekroczyła<br />
wartość 53%. Na uwagę zasługuje fakt, że tak duży poziom zniekształceń dotyczy wyłącznie<br />
obwodu obciążenia (po stronie wyjściowej zasilacza awaryjnego). Zakłócenia wywołane<br />
nieliniowością odbiornika nie przeniosły się do sieci elektroenergetycznej – współczynnik<br />
THDi po stronie wejściowej UPS wyniósł 7,5%, a zawartość trzeciej harmonicznej<br />
nieznacznie przekroczyła 6,8%. Są to wartości około 9-krotnie mniejsze od wartości<br />
związanych z pracą odbiornika nieliniowego. Jednocześnie przez UPS odfiltrowane zostały<br />
zaburzenia napięcia. Wartość skuteczna napięcia wejściowego zależna była od obciążenia<br />
(wynosiła od 217,6 V do 224,9 V), a napięcia wyjściowego utrzymywała się niezmiennie<br />
w wąskim zakresie: od 231,7 V do 232,2 V. Wynika to z budowy i własności funkcjonalnych<br />
zasilacza awaryjnego on-line, który wytwarza napięcie niezależne od jakości dostarczonej<br />
energii elektrycznej.<br />
Przeprowadzone badania wykazały, że system zasilania gwarantowanego UPS VFI, poza<br />
bezprzerwowym zasilaniem odbiorników, stanowi skuteczną metodę ograniczania<br />
przenoszenia się harmonicznych do sieci elektroenergetycznej, a jednocześnie umożliwia<br />
zasilenie odbiorników (szczególnie o znaczeniu strategicznym) napięciem o ściśle<br />
32
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
kontrolowanych parametrach, niezależnie od nieprawidłowości występujących w napięciu<br />
sieciowym.<br />
Literatura<br />
[1] Bednarek K., Electromagnetic compatibility – the standard and legal problems, in “Computer applications<br />
in electrical engineering”, edited by R. Nawrowski, ALWERS, Poznań 2006, pp. 89-105.<br />
[2] Barlik R., Nowak M., Jakość energii elektrycznej – stan obecny i perspektywy, Przegląd Elektrotechniczny,<br />
nr 07/08, 2005, s. 1-12.<br />
[3] Bocheński B., Wpływ odkształcenia napięcia na obciążalność transformatorów energetycznych, Przegląd<br />
Elektrotechniczny, nr 1k, 2006, s. 28-31.<br />
[4] Bielecki S., Jakość energii elektrycznej na rynku energii, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2007,<br />
s. 68-72.<br />
[5] Pasko M., Lange A., Kompensacja mocy biernej i filtracja wyższych harmonicznych za pomocą filtrów<br />
biernych LC, Przegląd Elektrotechniczny, nr 4, 2010, s. 126-129.<br />
[6] http://jakoscenergii.ovh.org/doku.php?id=ocena_jakosci<br />
Wprowadzenie<br />
ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI<br />
USŁUG BADAWCZYCH<br />
Agnieszka Bieńkowska 1 , Paweł Bieńkowski 2<br />
Politechnika Wrocławska<br />
1 Instytut Organizacji i Zarządzania<br />
2 Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki<br />
Badania i pomiary (usługi badawcze) immanentnie towarzyszą prowadzeniu prac naukowobadawczych<br />
oraz procesów technologicznych. Niezależnie od kontekstu, badania i pomiary<br />
można potraktować jako usługę świadczoną na rzecz zarówno klienta wewnętrznego, jak i<br />
zewnętrznego. Jednym z podstawowych wymagań dla usług badawczych jest ich<br />
wiarygodność i rzetelność oparta na standaryzacji metod, zapewniających odtwarzalność i<br />
powtarzalność procesów badawczych. Standaryzacja w szeroko pojętej metrologii na bardzo<br />
długą historię, na której końcu znajdują się stosowane obecnie zintegrowane systemy<br />
zarządzania skodyfikowane w odpowiednich normach. Dla laboratoriów badawczych taką<br />
normą odniesienia jest międzynarodowa norma ISO/IEC 17025, przyjęta w Polsce jako PN-<br />
EN ISO/IEC 17025. Wdrożenie systemu zarządzania zgodnego z wymaganiami tej normy jest<br />
podstawą uzyskania akredytacji laboratorium wydawanej przez jednostkę certyfikującą.<br />
Motywacją dla wdrażania systemów zarządzania w laboratoriach powinna być każdorazowo<br />
chęć podnoszenia jakości usług.<br />
Autorzy niniejszego opracowania odnoszą jednak wrażenie, że posiadanie akredytowanego<br />
systemu zarządzania (dawniej systemu jakości) w laboratoriach badawczych często bywa<br />
postrzegane jako – nie do końca chciany – wymóg dzisiejszych warunków konkurowania,<br />
bądź też jako poniekąd uciążliwy warunek niezbędny do przeprowadzania transakcji na<br />
33
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
współczesnych rynkach. Celem niniejszego opracowania jest więc de facto uzasadnienie nie<br />
tyle konieczności, co zasadności wdrożenia w laboratoriach badawczych systemów<br />
zarządzania opartych na normach ISO/IEC 17025. Zasadności wypływającej z istoty usług<br />
badawczych. Jest to tym bardziej istotne, że korzyść w postaci zapewnienia wymaganej<br />
jakości usługi badawczej powinna znacząco przewyższać pewne niedogodności związane z<br />
tym procesem, tj. zmniejszenie elastyczności działania, czy ewentualne mniejsze możliwości<br />
wyzwolenia inicjatyw.<br />
Istota usługi badawczej, jakość usług badawczych<br />
Rozważając zasadność wdrożenia akredytowanych systemów zarządzania w laboratoriach<br />
badawczych należy w pierwszej kolejności poddać pod rozwagę istotę usługi badawczej. W<br />
ujęciu ogólnym usługa oznacza działanie lub zbiór działań o mniej lub bardziej<br />
niematerialnej naturze, występujących na ogół, ale niekoniecznie, podczas kontaktu klienta z<br />
pracownikiem świadczącym usługę i/lub fizycznymi zasobami i/lub systemami<br />
przedsiębiorstwa usługowego, które zapewniają rozwiązanie problemów klienta [2, s. 14]. W<br />
tym kontekście można przyjąć, że usługa badawcza to prowadzenie pomiarów i badań w<br />
sposób systematyczny w celu weryfikacji lub zwiększenia zasobów wiedzy oraz<br />
wykorzystania zasobów wiedzy do tworzenia nowych zastosowań.<br />
Tak rozumiana usługa badawcza jest tworem niezwykle trudnym do zaoferowania klientowi.<br />
Przesądzają o tym w szczególności takie jej cechy jak niematerialność oraz różnorodność<br />
[2, s. 18-19]. Niematerialność oznacza, że w usłudze, jako produkcie przeznaczonym do<br />
sprzedaży dominują elementy niematerialne, a zatem klient nie ma możliwości zapoznania się<br />
z usługą przed procesem jej świadczenia. Musi zatem zaufać usługodawcy, że ten wykona<br />
usługę w sposób w pełni go satysfakcjonujący. Różnorodność z kolei oznacza trudność w<br />
utrzymaniu jednorodnych standardów jakościowych oraz możliwą odmienność zawieranych<br />
transakcji i świadczonych usług. To właśnie połączenie niematerialności oraz różnorodności<br />
usług badawczych, skutkujące wzrostem ryzyka związanego z zakupem określonej usługi,<br />
wpływa na naturę zapewnienia jakości tych usług i determinuje zasadność przyjęcia w<br />
laboratoriach badawczych określonych rozwiązań standaryzujących proces ich świadczenia.<br />
Rzecz jasna jakość usług badawczych, definiowana jest analogicznie, jak jakość każdego<br />
innego dobra, w tym dóbr materialnych, czyli jako stopień zaspokojenia potrzeb i spełnienia<br />
wymagań klienta [3, s. 114], bądź też jako stopień, w jakim zbiór inherentnych właściwości<br />
spełnia wymagania [4, s. 25].<br />
Proces świadczenia usługi badawczej i jego standaryzacja<br />
Tak rozumiana jakość usługi badawczej uzyskiwana jest przez laboratorium, w wyniku<br />
realizacji działań wchodzących w skład procesu świadczenia tej usługi, stanowiących zarazem<br />
proces kształtowania jej jakości. W skład tego procesu, w ujęciu ogólnym wchodzą zarówno<br />
czynności o charakterze technicznym, jak również o charakterze zarządczym. Działania o<br />
charakterze technicznym odnoszą się do poszczególnych faz realizacji usługi, tj. od momentu<br />
identyfikacji potrzeb do chwili stwierdzenia, czy potrzeby te zostały zaspokojone. Czynności<br />
zarządcze natomiast to realizacja wszystkich funkcji zarządzania jakością na poziomach<br />
strategicznym, taktycznym i operacyjnym w odniesieniu do wszystkich działań o charakterze<br />
technicznym.<br />
Proces kształtowania jakości usług w odniesieniu do działań o charakterze technicznym<br />
wyraża się w szeregu współzależnych działaniach, które wpływają na jakość całkowitą, na<br />
różnych etapach działalności laboratorium. Można zatem wyszczególnić w nim różną liczbę<br />
34
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
faz (etapów), w zależności od przyjętego celu, kryterium oraz stopnia szczegółowości<br />
określonego podziału.<br />
Najszersze rozwinięcie procesu kształtowania jakości w odniesieniu do działań o charakterze<br />
technicznym wyraża się w formie pętli (spirali) jakości Pętla jakości wg normy PN-ISO<br />
8402:1996 [5, pkt 4.1] oznacza pojęciowy model współzależności działań, które wpływają na<br />
jakość na różnych etapach: od rozpoznania potrzeb do oceny ich zaspokojenia. Ideą spirali<br />
jakości jest wzrost jakości wykonywanych działań oraz wejście na kolejny zwój spirali,<br />
uzyskiwany dzięki ciągłemu doskonaleniu systemu. Na rys. 1. zaprezentowano koncepcję<br />
spirali jakości w odniesieniu do usług badawczych.<br />
Przekazanie wyników<br />
zleceniodawcy usługi<br />
Interpretacja<br />
wyników<br />
Opracowanie<br />
rezultatów<br />
Sprzężenie zwrotne<br />
z klientem<br />
Weryfikacja<br />
wyników<br />
Świadczenie<br />
usługi<br />
35<br />
Planowanie metod<br />
badawczych<br />
Walidacja<br />
metod bedawcyzch<br />
Rys. 1. Spirala jakości dla usług badawczych<br />
Źródło: Opracowanie własne na podstawie [5, pkt 4.1]<br />
�J<br />
Planowanie bazy<br />
technicznej<br />
Zakupy<br />
Nadzór nad<br />
wyposażeniem<br />
pomiarowo-badawczym<br />
Praktycznie każdy z przedstawionych na rys.1. elementów proponowanej spirali jakości dla<br />
usług badawczych znajduje swoje odzwierciedlenie w normie PN-EN ISO/IEC 17025.<br />
Wprowadzenie systemu zarządzania opartego na ww. normie standaryzuje powyższe procesy<br />
wyrażając je w odpowiednich procedurach, zespołach czynności, instrukcjach, czy<br />
harmonogramach. Zmniejsza się w ten sposób liczbę popełnianych błędów, podnosi jakość<br />
usługi i przyczynia się do wzrostu satysfakcji klienta, wpływając jednocześnie na<br />
podniesienie poziomu konkurencyjności organizacji jako całości.<br />
Oczywiście niezależnie od infrastruktury technicznej, na każdym etapie procesu badawczego<br />
występuje człowiek. Odpowiednie kwalifikacje personelu badawczego są podstawą rzetelnej<br />
realizacji badań i pomiarów. Również ten obszar jest szczegółowo opisany w systemach<br />
zarządzania, a ocena kompetencji personelu jest jednym z ważniejszych elementów procesu<br />
akredytacji.<br />
Zakończenie<br />
Zainteresowanie wdrażaniem systemów zarządzania i ich akredytacją stale wzrasta wśród<br />
laboratoriów badawczych funkcjonujących w Polsce. Potwierdzeniem może być rosnąca
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
liczba laboratoriów akredytowanych przez Polskie Centrum Akredytacji na zgodność<br />
z wymaganiami normy PN-EN ISO/IEC 17025. Interesująca jest również opinia uczestników<br />
systemu akredytacji na temat wdrażanych, akredytowanych systemów zarządzania. Autorzy<br />
przeprowadzili sondażowe badania ankietowe wśród pracowników laboratoriów<br />
akredytowanych. Szczegółowo wyniki badań opisano w [1] natomiast w ujęciu ogólnym<br />
można stwierdzić, iż wyniki przeprowadzonych badań zdecydowanie pozwalają na obalenie<br />
mitu, że akredytacja jest niepotrzebna. Mimo niedoskonałości pracy w akredytowanych<br />
laboratoriach badawczych (z wyraźną dominacją konieczności poniesienia olbrzymiego<br />
nakładu pracy na biurokrację – co wydaje się być chyba największym „kosztem” akredytacji),<br />
ich pracownicy wolą pracować w takich systemach. Dotyczy to zwłaszcza personelu<br />
wykonawczego, który czuje się po prostu bezpieczniej, działając w oparciu o ustalone<br />
uprzednio standardy [1, s. 32].<br />
Literatura<br />
[1] Bieńkowska A., Bieńkowski P., System zarządzania zgodny z normą ISO/IEC 17025, Problemy Jakości,<br />
2010, nr 6, s. 27-32.<br />
[2] Furtak R., Marketing partnerski na rynku usług, PWE, Warszawa 2003.<br />
[3] Hamrol A., Mantura W., Zarządzanie jakością. Teoria i praktyka, PWN, Warszawa-Poznań, 1998.<br />
[4] Norma PN-EN ISO 9000, Systemy zarządzania jakością. Podstawy i terminologia, Polski Komitet<br />
Normalizacyjny, 2006.<br />
[5] Norma PN-ISO 8402, Zarządzanie jakością i zapewnienie jakości. Terminologia, Polski Komitet<br />
Normalizacyjny, lipiec, 1996.<br />
Wstęp<br />
MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI<br />
NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
W OTOCZENIU<br />
STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ<br />
Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec<br />
Politechnika Wrocławska<br />
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki<br />
Pole elektromagnetyczne emitowane zwłaszcza przez systemy radiokomunikacyjne jest<br />
obecnie traktowane jako jeden z czynników oddziaływujących na środowisko. Emisje<br />
elektromagnetyczne podlegają kontroli pod kątem prawidłowej gospodarki widmem, ale także<br />
ze względu na ekspozycję środowiska i ludności. Dopuszczalne poziomy PEM w środowisku<br />
oraz metodykę pomiarów i zasady określania zgodności z wymaganiami są zawarte w szeregu<br />
norm, aktów prawnych, dyrektyw i rekomendacji. Analiza rozbieżności dopuszczalnych<br />
poziomów PEM przywołanych w tych dokumentach obrazuje, jak duże są rozbieżności w<br />
ocenie skutków oddziaływania PEM na środowisko. Badania biomedyczne związane z<br />
oddziaływaniem PEM prowadzone są od kilku dziesięcioleci, ale stosunkowo mało jest<br />
36
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
dobrze udokumentowanych badań epidemiologicznych. Wynika to w dużej mierze z braku<br />
rzetelnie udokumentowanej oceny ekspozycji na PEM w odpowiedniej perspektywie<br />
czasowej. W okresie, kiedy podstawowymi źródłami PEM w środowisku były nadajniki<br />
rozsiewcze, zwykle dużej mocy i lokalizowane na wydzielonych obszarach, do oceny<br />
ekspozycji środowiska wystarczały pojedyncze pomiary w reprezentatywnych punktach.<br />
Stosunkowo łatwo było również określić grupę eksponowaną i kontrolną. Ostatnie dwie<br />
dekady przyniosły znaczące zmiany w morfologii PEM w środowisku. Wynika to ze zmiany<br />
charakteru źródeł PEM. Nastąpiło znaczne rozproszenie źródeł związane z rozwojem<br />
radiokomunikacji ruchomej i obecnie właśnie stacje bazowe tych systemów są dominującym<br />
środowiska od tych systemów i emiterami PEM. Stacje bazowe pracują ze stosunkowo<br />
małymi mocami, ale jest ich bardzo dużo i są instalowane w bardzo różnych miejscach<br />
poczynając od wież antenowych poprzez dachy budynków aż do wnętrz pomieszczeń. Drugą<br />
cechą tej klasy źródeł PEM jest zmienna moc nadajników, zależna od natężenia ruchu<br />
telekomunikacyjnego i warunków propagacji między stacja bazową a terminalem<br />
abonenckim. Do oceny rzeczywistej ekspozycji środowiska na PEM od tych systemów<br />
niezbędne jest prowadzenie długookresowych pomiarów monitoringowych.<br />
Pomiary monitoringowe PEM od stacji bazowych telefonii komórkowej<br />
Pomiary monitoringowe wykonuje się według rożnych schematów, ale ogólna zasada jest<br />
taka, żeby możliwe było odtworzenie z wystarczającą dokładnością rzeczywistego przebiegu<br />
zmian PEM w punkcie pomiaru. Oznacza to między innymi, że powinna istnieć możliwość<br />
wykrycia i wyeliminowania wszelkich artefaktów, np. chwilowych zaników czy<br />
nieuzasadnionych wzrostów mierzonego PEM. Wymaga to wstępnego zgromadzenia<br />
odpowiednio dużej ilości danych, które po przetworzeniu zapewnią osiągniecie oczekiwanego<br />
efektu. Dane te gromadzone w długim okresie staną się podstawowym narzędziem do<br />
długoterminowej oceny ekspozycji środowiska na PEM. Wyniki takich pomiarów<br />
prowadzone przez autorów pozwalają wyciągnąć wniosek, że dla prawidłowego odtworzenia<br />
zmienności natężenia PEM należy prowadzić pomiary z okresem próbkowania nie dłuższym<br />
niż 30s, co daje 2880 wyników pomiaru na dobę. Na podstawie przeprowadzonych ponad 100<br />
serii pomiarowych trwających od 3 do 10 dni każda, stwierdzono, że zmiennośc natężenia<br />
PEM od stacji bazowych jest cykliczna o dobowym cyklu podstawowym i mniej wyraźnym,<br />
ale również statystycznie istotnym cyklu tygodniowym. Cykl dobowy można opisać<br />
przebiegiem zbliżonym do trapezu (rys.1). Można w nim wyróżnić cztery okresy: R1 – okres<br />
minimalnego ruchu („cisza nocna”), R2-poranny przyrost ruchu, R3 – okres ruchu<br />
maksymalnego i R4- wieczorny spadek ruchu. Wykorzystując tą własność, autorzy<br />
37
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
zaproponowali sposób opisu poziomu PEM w sposób syntetyczny – przez podanie 14<br />
parametrów przebiegu dobowego.<br />
Są to ekwiwalentne natężenia pola (Eeqn) oraz odchylenia standardowe (�n) dla każdego z<br />
obszarów Rn . Wartość Eeqi wyznacza się z następujących zależności:<br />
E<br />
eq<br />
�b<br />
� �<br />
�m<br />
� E<br />
av<br />
� b<br />
�<br />
w obszarach R<br />
38<br />
w obszarach<br />
1<br />
, R<br />
2<br />
3<br />
R , R<br />
� (Ei-Eav<br />
)(ti-tav<br />
)<br />
�m<br />
� 2<br />
� �(Ei-Eav<br />
)<br />
(2)<br />
�<br />
�b<br />
� Eav-m<br />
� tav<br />
Gdzie Ei jest natężeniem PEM próbki ti, Eav – średnim natężeniem PEM w danym obszarze, a<br />
tav – środkiem przedziału czasu dla danego obszaru.<br />
Reasumując, natężenie PEM w ciągu doby zamiast 2880 wartościami, opisać można 14-toma<br />
wartościami:<br />
� cztery markery M1-M4 – godziny podziału między obszarami R1-R4<br />
� cztery współczynniki równania prostej {b2 ; m2} i {b4 ; m4} dla obszarów R2 i R4<br />
� dwa średnie natężenia PEM dla dla obszarów R1 i R3<br />
� cztery odchylenia standardowe natężenia PEM (�1–�4).<br />
Zapis taki znacznie ogranicza liczbę danych pomiarowych z długoterminowych pomiarów<br />
monitoringowych i pozwala na ujednolicenie zapisu wyników na potrzeby monitoringu<br />
środowiska oraz oceny rzeczywistej ekspozycji ludzi pod kątem badań epidemiologicznych.<br />
Praca zrealizowana w ramach projektu: „Czujniki i sensory do pomiarów czynników stanowiących zagrożenia<br />
w środowisku — modelowanie i monitoring zagrożeń”. Umowa o dofinansowanie nr POIG.01.03.01-02-002/08-00<br />
MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
– OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH<br />
Paweł Bieńkowski 1 , Bartłomiej Zubrzak 2<br />
Politechnika Wrocławska<br />
1 Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki<br />
2 Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego<br />
Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego<br />
Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego (PEM) wykorzystywane są w różnych<br />
dziedzinach, między innymi w badaniach związanych z ochroną przed PEM,<br />
w kompatybilności elektromagnetycznej, w elektroenergetyce oraz w procesach<br />
produkcyjnych, gdzie wykorzystuje się energię elektromagnetyczną. Mierniki PEM są<br />
wyposażone w czujniki reagujące na zadaną składową PEM w wymaganym zakresie<br />
4<br />
(1)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
częstotliwości i każda aparatura pomiarowa, charakteryzują się ograniczoną dokładnością<br />
pomiaru. Wynika to między innymi z niedoskonałości wykonania aparatury pomiarowej, ale<br />
również z metodyki pomiarów i ograniczeń sprzętowych, np. nieliniowości detektorów. Duże<br />
znaczenie ma również zakres wzorcowania i różnica między warunkami wzorcowania a<br />
rzeczywistymi pomiarami. Chodzi tu między innymi o modulację PEM, odpowiedź miernika<br />
na pola wieloczęstotliwościowe czy PEM o ograniczonym czasie trwania.<br />
Parametry PEM istotne z punktu widzenia pomiarów<br />
Pole elektromagnetyczne charakteryzuje się szeregiem parametrów elektrycznych [2].<br />
Zmienny okresowy przebieg elektryczny można opisać np. poprzez jego amplitudę, wartość<br />
skuteczną, wartość średnią, ale również przez widmową gęstość mocy czy energię. W<br />
większości norm ochronnych jako wartość odniesienia przyjmuje się wartość skuteczną<br />
natężenia PEM – parametr związany z energią:<br />
T<br />
1 2<br />
x rms � � x ( t)<br />
dt<br />
(1)<br />
T<br />
0<br />
Parametrem istotnym z punktu widzenia pomiaru jest stosunek amplitudy przebiegu do jego<br />
wartości skutecznej (współczynnik szczytu, crest factor). Dla przebiegów harmonicznych<br />
zależy on od modulacji przebiegu. Poniżej przedstawiono zależności na wartość skuteczną<br />
typowych przebiegów spotykanych w praktyce metrologicznej (a- monochromatyczna fala<br />
ciągła, b- modulacja AM, c- modulacja impulsowa (paczki impulsów radiowych).<br />
a)<br />
E<br />
rmsCW<br />
T<br />
1 2 A<br />
� E ( t)<br />
dt �<br />
T � , b) E<br />
2<br />
0<br />
rmsAM<br />
39<br />
2<br />
A m<br />
� 1�<br />
, c)<br />
2 2<br />
E rmsPULSE<br />
Jak wynika z powyższych wzorów, stosunek wartości skutecznej do amplitudy może<br />
zmieniać się w bardzo szerokich granicach, zwłaszcza dla pola modulowanego impulsowo.<br />
Detektory PEM i konsekwencje metrologiczne<br />
„Definicyjny” pomiar wartości skutecznej zapewniają w praktyce tylko czujniki oparte na<br />
efekcie termicznym (termistory, bolometry, termopary). Niestety, rozwiązania takie nie są<br />
zbyt popularne w miernikach pola elektromagnetycznego ze względu na ograniczenia<br />
dynamiki, czułości i stosunkowo duża bezwładność. Znacznie wygodniejszym do stosowania<br />
czujnikiem jest detektor diodowy. Zapewnia dużą szybkość reakcji, szerokie pasmo pracy i<br />
dużą dynamikę. Niestety charakterystyka amplitudowa diody jako detektora zmienia swój<br />
charakter w zależności od poziomu sygnału. Dla małych napięć jest detektorem RMS, dla<br />
wysokich – detektorem szczytowym. Powoduje to niejednoznaczność wyników detekcji,<br />
zwłaszcza dla przebiegów o modulacji impulsowej. Kolejnym czynnikiem ograniczającym<br />
dokładność pomiarów jest odpowiedź impulsowa miernika zależna od stałych czasowych<br />
zastosowanych w mierniku obwodów. Dla typowych rozwiązań możemy wyróżnić dwa takie<br />
obwody: układ detekcji bezpośrednio w czujniku PEM i obwód wejściowy miernika (filtry<br />
dolnoprzepustowe zapobiegające wnikaniu do miernika sygnałów wielkiej częstotliwości).<br />
Pierwszy z z obwodów wpływa wprost na reakcję czujnika na pola modulowane<br />
w amplitudzie i impulsowe. W zależności od stałych czasowych owodu detektora, czujnik<br />
w reakcji na pola modulowane może zawyżać lub zaniżać wyniki,przy czym charakter ten<br />
może zależeć od parametrów czasowych sygnału defekowanego oraz jego poziomu. Na<br />
wykresie z rysunku 1 przedstawiono przykłady pomiarów różnych komercyjnych czujników<br />
�<br />
A<br />
2<br />
�<br />
T
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
PEM pod kątem błędu popełnianego przy pomiarach z ich wykorzystaniem dla PEM<br />
modulowanego w amplitudzie.<br />
Error [dB]<br />
1,5<br />
1<br />
0,5<br />
0<br />
-0,5<br />
-1<br />
AM<br />
2 5 10 20 50 100<br />
E_rms [V/m]<br />
Rys.1. Błąd pomiaru wartości skutecznej PEM dla pola modulowanego 80% AM<br />
40<br />
EP330<br />
EP300<br />
EP408<br />
EP44<br />
EP600<br />
EF0391<br />
EF1891<br />
Stała czasowa układów wejściowych miernika oraz sposób przetwarzania sygnału w<br />
przetworniku A/Cmierników cyfrowych wpływa wprost na reakcję miernika na pole<br />
pojawiające się na bardzo krótki czas. Praktycznym przykładem urządzeń generujących takie<br />
pole są zgrzewarki punktowe czy dielektryczne oraz radary z przemiataniem przestrzeni. Na<br />
rysunku 2 przedstawiono przykład błędu (zaniżanie wyniku w stosunku do wartości<br />
oczekiwanej) pomiaru w funkcji czasu ekspozycji czujnika na PEM.<br />
CN-S EM F [dB]<br />
0<br />
-2<br />
-4<br />
-6<br />
-8<br />
-10<br />
-12<br />
-14<br />
-16<br />
0,01 0,1 1<br />
czas "oświetlenia" sondy [s]<br />
Rys.2. Błąd pomiaru wynikający ze zbyt krótkiej ekspozycji czujnika na PEM<br />
Jak można zauważyć, pomiar pola o czasie trwania poniżej 0,5s obarczony jest znacznym<br />
błędem. Dodatkowym problemem jest odczyt wyniku takiego pojedynczego pomiaru. W<br />
większości przypadków trzeba korzystać z funkcji MAX HOLD i powtarzać pomiar<br />
wielokrotnie.<br />
Przedstawione przykłady są tylko ilustracją czynników wpływających na dokładność pomiaru<br />
PEM innych, niż niemodulowana ciągła fala nośna.<br />
Praca zrealizowana w ramach prac badawczych PWr zl. S10101i grantu MNiSW 3923/B/T02/2010/38
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ<br />
JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ<br />
I KRAJOBRAZU<br />
Paweł Bieńkowski<br />
Politechnika Wrocławska<br />
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki<br />
Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego<br />
Sieci komórkowe są obecne w Polsce już 20 lat, ale prawdziwy rozwój nastąpił dopiero po<br />
wprowadzeniu systemu GSM w 1996 roku. Obecnie do używania telefonu komórkowego<br />
przyznaje się ponad 90% obywateli naszego kraju w całym przekroju wiekowym – od dzieci<br />
na poziomie szkoły podstawowej po emerytów, a dane operatorów wskazują, że aktywnych<br />
kart SIM jest więcej niż mieszkańców w Polsce. W kraju zbudowano ponad 20 tys. stacji<br />
bazowych (BS) i wciąż powstają nowe. Mimo tego inwestycje polegające na budowie i<br />
instalacji stacji bazowych wciąż wywołują emocje związane z aspektami technicznym,<br />
społecznymi i estetycznymi, zwykle nieadekwatne do wielkości i oddziaływania samej<br />
inwestycji. Niezależnie od tego stacje bazowe stały się powszechnym elementem krajobrazu,<br />
podobnie jak kilkadziesiąt lat temu obiektem takim stały się słupy wysokiego napięcia.<br />
Stacja bazowa jako element infrastruktury technicznej<br />
Stacja bazowa jest obok telefonu<br />
komórkowego najbardziej rozpoznawalnym<br />
ogniwem sieci komórkowej. Służy ona do<br />
komunikacji między użytkownikiem<br />
(poprzez telefon) a całym systemem. W<br />
skład typowej stacji bazowej wchodzą<br />
urządzenia telekomunikacyjne (zapewniające<br />
transmisje danych) i radiokomunikacyjne<br />
(interfejs radiowy) oraz systemy<br />
wspomagające (zasilanie wentylacja,<br />
ochrona itp.). Urządzenia radiokomuni-<br />
kacyjne to odbiorniki, nadajniki i anteny nadawczo-odbiorcze – najbardziej widoczny element<br />
stacji. Dla zapewnienia sprawnego działania sieci interfejs radiowy jest bardzo dokładnie<br />
projektowany i optymalizowany. Typowa stacja bazowa jest podzielona na 3 do 6 sektorów<br />
przestrzennych, z których każdy można traktować jako niezależny podsystem radiowy.<br />
Efektem emisji energii elekromagnetycznej jest powstanie w otoczeniu anten pola<br />
elektromagnetycznego. Natężenie tego pola maleje z odległością, a kierunek emisji<br />
w przestrzeni jest wynikiem planowania systemu realizowanym dzięki zastosowaniu anten<br />
o odpowiedniej charakterystyce promieniowania. W bezpośrednim otoczeniu anten natężenie<br />
PEM może osiągać wartości uznawane za niedopuszczane dla ludzi. Na rys. 1 przedstawiono<br />
szacunkowe obszary, w których natężenia PEM przekracza wartości dopuszczalne w środowisku.<br />
41<br />
10 m<br />
GSM, 20W, tilt -2 o<br />
DCS, 20W, tilt -6 o<br />
UMTS, 20W, tilt -13 o<br />
Rys. 1<br />
S>0,1 W/m 2
Planowanie sieci komórkowych<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W rozwoju sieci systemów komórkowych można<br />
wyróżnić charakterystyczne etapy. Na początku<br />
operatorzy starali się uzyskać możliwie duże<br />
pokrycie terenu budując stacje bazowe<br />
o maksymalnym zasięgu. Wieże antenowe<br />
nierzadko osiągały wysokość 60 m, a w miastach<br />
BS lokalizowano na najwyższych budynkach<br />
i kominach. Z czasem sieć się zagęszczała,<br />
a priorytetem stawała się pojemność systemu, co<br />
skutkowało między innymi potrzebą ograniczenia<br />
zasięgu poszczególnych BS. Stare stacje<br />
rekonfigurowano obniżając wysokość zawieszenia<br />
Rys. 2<br />
anten lub znacznie pochylając wiązkę anten w<br />
kierunku ziemi, a anteny w nowych lokalizacjach montowano niżej – od ok. 25 do 40 mnpt.<br />
Przełomem w budowie BS było wprowadzenie systemu UMTS, w którym z założenia stacje<br />
bazowe mają stosunkowo mały zasięg i anteny pojawiły się na wysokościach od ok.15 do<br />
30 mnpt. W miedzy czasie zmieniały się również uwarunkowania prawne inwestycji<br />
polegających na budowie stacji bazowych, szczególnie zasady oceny oddziaływania BS na<br />
środowisko. Efektem zmian w przepisach jest między innymi zmiany w sposobie instalacji<br />
anten, czego widomym przykładem są np. anteny montowane wprost na poziomie dachów<br />
budynków (rys.2).<br />
Lokalizacje stacji bazowych<br />
Stacje bazowe lokalizuje się w bardzo różnych miejscach. Najbardziej typowym sposobem<br />
lokalizacji anten są maszty i wieże antenowe. Rozwiązania takie stosuje się powszechnie w<br />
radiodyfuzji, ale również w sieciach komórkowych (rys. 3). Konstrukcje wież są bardzo różne<br />
i subiektywnie można stwierdzić, że nowe konstrukcje są zdecydowanie bardziej estetyczne w<br />
porównaniu do początków rozwoju sieci<br />
Rys.3 Rys.4 Rys.5<br />
Drugą ulubioną lokalizacją są kominy (rys.4) i dachy budynków (rys.5).<br />
42
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Wykorzystywane są również lokalizacje nietypowe, a szczególnie ciekawa jest „sztuka<br />
kamuflażu”. Stacje bazowe ukrywa się albo ze względów estetycznych (np. zabytki), albo<br />
w myśl zasady „czego oczy nie widzą, tego sercu nie żal”… Przykłady takich rozwiązań<br />
przedstawiono na rysunku 6.<br />
Podsumowanie<br />
Rys.6<br />
Stacje bazowe telefonii komórkowej stały się w przeciągu ostatnich kilkunastu lat stałym<br />
elementem krajobrazu i coraz mniej dziwią nietypowe lokalizacje BS, np. będące elementem<br />
przydrożnej reklamy czy wyrastające z dachu budynku jednorodzinnego. Jednocześnie<br />
możemy chyba oczekiwać od operatorów racjonalnej lokalizacji stacji bazowych, co być<br />
może z czasem całkowicie pogodzi potrzeby techniczne i odczucia społeczne związane<br />
sieciami komórkowymi.<br />
ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA<br />
W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ<br />
1 Małgorzata Błasiak, 2 Romuald Kotowski<br />
1 Politechnika Świętokrzyska, Kielce<br />
2 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Warszawa<br />
W pracy przedstawiono wyniki obliczeń wartości pól elektro-sprężystych w płycie<br />
piezoelektrycznej pochodzących od pojedynczego nieruchomego uogólnionego defektu<br />
liniowego, tzw. czterowymiarowej dyslokacji, a składającej się z dyslokacji liniowej<br />
z wektorem Burgersa b , linii sił f, ładunków elektrycznych q oraz skoku potencjału � � .<br />
Obiektem badań była cienka płytka z materiału piezoelektrycznego o heksagonalnej<br />
strukturze krystalicznej klasy 6mm (PZT6), wolna od naprężeń na górnym brzegu<br />
i przytwierdzona do metalowej płyty na dolnym brzegu. W obliczeniach uwzględniono<br />
możliwości występowania błędów nie tylko w strukturze, ale i w orientacji kryształu<br />
43
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
względem interfejsu, co w przypadku struktury heksagonalnej na istotne znaczenie.<br />
W konstrukcji modelu matematycznego badanego uogólnionego defektu wykorzystano<br />
formalizm Stroha. Wyniki obliczeń zobrazowano w postaci dwuwymiarowych wykresów<br />
przestawiających poszukiwane pola fizyczne, tj. naprężenia, sprężystą dystorsję, pole<br />
elektryczne oraz przesunięcie elektryczne, których źródłem jest dyslokacja. Obliczenia<br />
przeprowadzono dla dwu przypadków różniących się orientacją struktury heksagonalnej<br />
i dla różnych położeń uogólnionego defektu względem podłoża.<br />
Rys.1. Warstwa piezoelektryczna o grubości h utwierdzona dolnym brzegiem do metalowej płyty i wolna od<br />
naprężeń na górnym brzegu. Sześciokrotna oś symetrii kryształu piezoelektrycznego może być równoległa (Rys.<br />
1a) lub prostopadła (Rys. 1b) do brzegów płytki piezoelektrycznej<br />
Równania równowagi w formalizmie 4D przyjmują następującą postać [3]:<br />
gdzie:<br />
��<br />
ij,<br />
J � j �1,2,3<br />
�iJ ��<br />
,<br />
'<br />
�Di<br />
, J � 4<br />
�iJ� CiJKlUlK, (1)<br />
C �c dla J, K � j, k �1,2,3<br />
iJKl ijkl<br />
�elij dla J � j �1,2,3, K � 4<br />
, (2)<br />
�e dla J � 4, K � k �1,2,3<br />
ikl<br />
� �� dla J � 4, K � 4<br />
0 0 ' '<br />
lk k, l lk l l l l , l<br />
il<br />
� � u � � , E � E � E , E � � � , (3)<br />
0<br />
��lk<br />
, K � k �1,2,3 0 � � , K � k �1,2,3<br />
lk<br />
lK �� lK ��<br />
0<br />
�El K �4 �E<br />
, K �4<br />
l<br />
U U<br />
� �<br />
Formalizm zaproponowany przez Stroha [4] prowadzący do rozwiazywania układu ośmiu<br />
równań różniczkowych pierwszego rzędu zamiast czterech równań różniczkowych drugiego<br />
rzędu sprowadza się w konsekwencji do poszukiwania wektorów i wartości własnych<br />
następującego równania macierzowego<br />
2 1<br />
� �<br />
' '<br />
( I�x � N�x ) η x1, x2 � �g H( x1 � x1) � ( x2 � x2)<br />
, (5)<br />
gdzie N � jest stałą macierzą Stroha o wymiarze 8x8<br />
44<br />
(4)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
�1 �1<br />
� �<br />
( nn) ( nm) ( nn)<br />
N ��� �1 �1�;<br />
�cd � � ciCiJKl dl<br />
. (6)<br />
JK<br />
�( mn)( nn) ( nm) � ( mm) ( mn)( nn)<br />
�<br />
zbudowaną z wektorów m i n oraz stałych materiałowych C iJKl .<br />
Na Rys. 2 i 3 pokazano kilka przykładów rozkładu pól mechanicznych i elektrycznych i ich<br />
zmianę w zależności od odległości położenia linii uogólnionego defektu od podłoża.<br />
Rys. 2. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu<br />
bliskim powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej<br />
Rys. 3. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu<br />
oddalonym od powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej<br />
Literatura<br />
[1] Barnett D. M., Lothe J.: Dislocations and line charges in anisotropic piezoelectric insulators.<br />
Phys. Stat. Sol. (b) 67, 1975, pp. 105–111.<br />
[2] Bojar K., Alshits V., Nowacki J.P., Drabik A., Kotowski R.: Electro-elastic fields of dislocation in piezoelectric<br />
plate. Przegląd Elektrotechniczny, 3/2011, pp. 17-20.<br />
[3] Nowacki J. P.: Static and dynamic coupled fields in bodies with piezoeffects or polarization gradient.<br />
Lecture notes in App. and Computation Mech., vol. 26, 2006.<br />
[4] Stroh A. N.: Steady state problems in anisotropic elasticity. J. Math. And Phys. 41, 1962, pp. 77-103.<br />
45
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE<br />
ELECTROMYOGRAPHY (sEMG) BIOFEEDBACK<br />
IN PAIN MANAGEMENT<br />
Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
Introduction<br />
Military Institute of Hygiene and Epidemiology<br />
Department of Microwave Safety<br />
Biofeedback involves developing patients’ ability to alter a particular physiological response<br />
by providing them with feedback about the response they are attempting to control [1].<br />
Electromyography (EMG) is one of the most common types of biofeedback, which involves<br />
feedback of muscle tension (Fig. 1). Other types of biofeedback include thermal biofeedback,<br />
which provides information on skin temperature; electroencephalography (EEG), which<br />
provides information on brain wave activity and electrodermal response (EDR), which<br />
provides information on sweat gland activity.<br />
Biofeedback training does provide subjects with information that enables them to control<br />
voluntarily some aspect of their physiology that may contribute to the pain experience [2].<br />
However, because pain is a complex behavior and not merely a pure sensory experience,<br />
biofeedback is most beneficial for patients when used as one adjunctive component of an<br />
interdisciplinary pain management program [3]. Using an electromyography during<br />
biofeedback sessions, a patient learns to reduce muscle tension in different areas that can<br />
cause increased pain. The electromyography equipment measures electrical activity in the<br />
muscles, which in turn reveals the degree of muscle tension.<br />
Specific Pain Disorders<br />
Upper extremity disorders. A growing problem in occupational settings is work-related<br />
upper extremity disorders (e.g., carpal tunnel syndrome). Although there have been few wellcontrolled<br />
studies in this area, those that exist suggest that biofeedback can aid in treatment<br />
effectiveness.<br />
Headache. Despite the numerous precipitants of tension-type headaches, studies have found<br />
successful outcomes using EMG to reduce pain in these disorders [4]. Moreover, headaches<br />
come in many types, and individuals presenting with headaches often suffer from more than<br />
one variety, making treatment and debates regarding etiology difficult [5]. However, research<br />
suggests that temperature/ thermal biofeedback is more effective than no treatment when<br />
combined with autogenic/relaxation training for migraine headache. In addition, these<br />
treatments may be superior to placebo treatments. For tension/muscle contraction headaches,<br />
EMG biofeedback effects may exceed those of medication placebo, biofeedback placebo, and<br />
psychotherapy procedures. Furthermore, while research suggests that biofeedback and<br />
relaxation produce similar levels of improvement for this type of headache, biofeedback may<br />
offer greater benefits for a subset of patients.<br />
Temporomandibular disorders (TMD). The use of biofeedback techniques to cultivate<br />
lower arousal in TMD patients also appears to be effective. EMG and other biofeedback<br />
46
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
techniques can be used both to improve the comprehension of individual patient issues, as<br />
well as to improve functioning.<br />
Fibromyalgia syndrome. Widespread musculoskeletal pain, fatigue, and multiple tender<br />
points characterize fibromyalgia syndrome. With regard to biofeedback training, many<br />
practitioners use multiple muscle sites and simultaneous EMG channels while patients are in<br />
multiple postures, positions, and office stressor conditions. While muscle-relaxation therapies<br />
and EMG biofeedback are logical parts of the recommended multicomponent treatments, to<br />
date there is very little research on the topic.<br />
Fig. 1. Recruitment patterns during maximal voluntary contraction of the deltoid muscle in (A) a healthy subject,<br />
(B) a patient with spinal muscular atrophy, and (C) a patient with polymyositis (with the different amplitude<br />
calibrations).<br />
Conclusions<br />
Psychophysiological assessments and biofeedback based interventions for disorders whose<br />
main symptom of interest is chronic pain can be highly efficacious for selected disorders.<br />
There is a dearth of controlled studies in this area so the supporting evidence is not as strong<br />
as it might be [6,7,8].The biopsychosocial model of pain, which is now accepted as the most<br />
heuristic approach to the understanding and treatment of pain disorders, views physical<br />
disorders such as pain as a result of a complex and dynamic interaction among physiologic,<br />
psychologic, and social factors, which perpetuates and may worsen the clinical presentation<br />
[9, 10]. Biofeedback can serve as one important modality in this comprehensive approach.<br />
References<br />
[1] Akkaya N, Ardic F, Ozgen M, Akkaya S, Sahin F, Kilic A. Efficacy of electromyographic biofeedback and<br />
electrical stimulation following arthroscopic partial meniscectomy: a randomized controlled trial. Clin<br />
Rehabil. 26(3):224-36, 2012.<br />
[2] Samani A, Holtermann A, Søgaard K, Madeleine P. Active biofeedback changes the spatial distribution of<br />
upper trapezius muscle activity during computer work. Eur J Appl Physiol. 110(2):415-23, 2010.<br />
[3] Park KN, Cynn HS, Kwon OY, Lee WH, Ha SM, Kim SJ, Weon JH. Effects of the abdominal drawing-in<br />
maneuver on muscle activity, pelvic motions, and knee flexion during active prone knee flexion in patients<br />
with lumbar extension rotation syndrome. Arch Phys Med Rehabil. 92(9):1477-83, 2011.<br />
[4] Bendtsen L, Fernández-de-la-Peñas C. The role of muscles in tension-type headache. Curr Pain Headache<br />
Rep. 15(6):451-8, 2011.<br />
[5] Andrasik F. Biofeedback in headache: an overview of approaches and evidence. Cleve Clin J Med. 77<br />
Suppl 3:72-76, 2010.<br />
47
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[6] Dellve L, Ahlstrom L, Jonsson A, Sandsjö L, Forsman M, Lindegård A, Ahlstrand C, Kadefors R, Hagberg<br />
M. Myofeedback training and intensive muscular strength training to decrease pain and improve work<br />
ability among female workers on long-term sick leave with neck pain: a randomized controlled trial. Int<br />
Arch Occup Environ Health. 84(3):335-346, 2011.<br />
[7] Björklund M, Djupsjöbacka M, Svedmark A, Häger C. Effects of tailored neck-shoulder pain treatment<br />
based on a decision model guided by clinical assessments and standardized functional tests. A study<br />
protocol of a randomized controlled trial. BMC Musculoskelet Disord. 13(1):75, 2012.<br />
[8] Ehrenborg C, Archenholtz B. Is surface EMG biofeedback an effective training method for persons with<br />
neck and shoulder complaints after whiplash-associated disorders concerning activities of daily living and<br />
pain - a randomized controlled trial. Clin Rehabil. 24(8):715-726, 2010.<br />
[9] Collins NJ, Bisset LM, Crossley KM, Vicenzino B. Efficacy of nonsurgical interventions for anterior knee<br />
pain: systematic review and meta-analysis of randomized trials. Sports Med. 42(1):31-49, 2012.<br />
[10] Ma C, Szeto GP, Yan T, Wu S, Lin C, Li L. Comparing biofeedback with active exercise and passive<br />
treatment for the management of work-related neck and shoulder pain: a randomized controlled trial. Arch<br />
Phys Med Rehabil. 92(6):849-858, 2011.<br />
DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU<br />
CZUJNIKA INDUKCYJNEGO<br />
NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI<br />
WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH<br />
Lech Borowik, Paweł Ptak<br />
Politechnika Częstochowska<br />
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej<br />
Zakład Metrologii<br />
Pomimo coraz doskonalszych zabezpieczeń antykorozyjnych ubytki spowodowane korozją są<br />
często główną przyczyną uszkodzeń i ograniczenia parametrów eksploatacyjnych wielu<br />
konstrukcji, urządzeń elektrycznych i instalacji przemysłowych. Istnieje wiele sposobów<br />
ochrony elementów metalowych przed korozją np. zabezpieczenie ich warstwami ochronnymi<br />
(cynkowymi, lakierniczymi, bitumicznymi itp.) [1,2]. W trakcie eksploatacji powierzchnia<br />
zewnętrzna konstrukcji i elementów urządzeń elektroenergetycznych podlega procesowi<br />
zużycia. Pomiary grubości warstw ochronnych stanowią ważny aspekt zabezpieczania<br />
i eksploatacji wielu powierzchni maszyn, konstrukcji i urządzeń elektrycznych co ma<br />
bezpośredni wpływ na ich niezawodność działania i trwałość [3,4,5]. Jedną z wad takich<br />
powłok jest możliwość ich rozwarstwienia.<br />
W artykule przedstawiono wyniki badań czujnika elektromagnetycznego indukcyjnego.<br />
Sprawdzono dokładność czujnika przy zastosowaniu sygnałów okresowych o różnych<br />
kształtach. Dla wybranych częstotliwości sygnału pomiarowego przeprowadzono serie<br />
pomiarów grubości w celu oceny dokładności i eliminacji błędów pomiarowych [6]. Dobór<br />
częstotliwości i kształtu ma posłużyć zastosowaniu wieloczęstotliwościowych sygnałów<br />
48
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
binarnych, które pozwolą na pomiar wieloma częstotliwościami jednocześnie aby uniknąć<br />
szeregu źródeł błędów takich jak powtarzalność miejsca pomiaru.<br />
Pomiary przeprowadzono na próbkach chronionej karoserii samochodowej, w których to na<br />
podłożu z blachy stalowej naniesiono warstwę cynku i pokryto powierzchniowo lakierem<br />
ochronnym. Grubość warstwy cynku zbadano na próbkach oczyszczonych z wierzchniej<br />
warstwy lakierniczej. Pomiary porównano z pomiarami dwóch grubościomierzy o znanej<br />
dokładności z firmy Fisher [7].<br />
Na rysunku 1 przedstawiono wyniki pomiarów grubości różnych powłok cynkowolakierniczych<br />
w zależności od zastosowanej częstotliwości sygnału pomiarowego.<br />
U [V]<br />
7,1<br />
7,0<br />
6,9<br />
6,8<br />
6,7<br />
6,6<br />
6,5<br />
5 10 15 20<br />
f [kHz]<br />
49<br />
powłoka 120 �m<br />
powłoka 170 �m<br />
powłoka 230 �m<br />
Rys. 1. Wyniki pomiarów grubości warstw cynkowo-lakierniczych w zależności od zastosowanej częstotliwości<br />
sygnału pomiarowego<br />
Przy pomocy grubościomierzy sprawdzono również grubość warstwy jaką stanowi suma<br />
powłoki cynku i powłoki lakierniczej. Stosując metody statystyczne dokonano oceny<br />
dokładności pomiaru grubościomierzami wykonując serie pomiarów w wyznaczonych<br />
miejscach na przygotowanych wcześniej próbkach. Otrzymane wyniki analizy dokładności<br />
pomiaru grubościomierzami porównano z danymi otrzymanymi w trakcie pomiarów<br />
czujnikiem indukcyjnym [8,9,10,11].<br />
Podsumowanie<br />
Na podstawie przeprowadzonych rozważań można sformułować następujące wnioski:<br />
� opisana metoda może posłużyć do oceny zmian korozyjnych warstwy ochronnej,<br />
przewodzącej niedostępnej do badania przyrządami z wykorzystaniem klasycznej metody<br />
prądów wirowych,<br />
� zastosowanie sygnału wieloczęstotliwościowego umożliwia lepszy dobór częstotliwości<br />
sygnału pomiarowego, w stosunku do sygnału pomiarowego sinusoidalnego,<br />
� możliwe jest łatwe dopasowanie częstotliwości sygnału pomiarowego w zależności od<br />
zastosowanej sondy pomiarowej,<br />
� możliwy jest pomiar grubości warstwy cynkowej przy zastosowaniu czujnika<br />
indukcyjnego transformatorowego,<br />
� dobór częstotliwości sygnałów pomiarowych w czujniku indukcyjnym wpływa na czułość<br />
pomiaru szczególnie dla częstotliwości sygnału pomiarowego od 11 kHz do 16 kHz.
Literatura<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[1] Lewińska-Romicka A., (2001), Pomiary grubości powłok, Biuro Gamma, Warszawa<br />
[2] Gło wacka M., Inżynieria powierzchni. Powłoki i warstwy wierzchnie – wybrane zagadnienia, Skrypt<br />
Politechniki Gdańskiej<br />
[3] Burako wski T., Wierzchoń T., Inżynieria powierzchni metali, WNT, W-wa 1995<br />
[4] Kula P., Inżynieria warstwy wierzchniej, Wyd. Politechniki Łódzkiej, Łódź 2000<br />
[5] Sozańska M., Powłoki cynkowe, Inżynieria Materiałowa, 3, 2005<br />
[6] Bronkiewicz A., Ptak P., (2005), Wybrane aspekty metrologiczne metody pomiaru grubości warstw<br />
wierzchnich na podłożach ferromagnetycznych. Materiały V Krajowej Konferencji PES-5 Postępy w<br />
Elektrotechnice Stosowanej, Zakopane-Kościelisko, s. 283-290<br />
[7] Materiały firmy Fisher, www.fisher.com<br />
[8] May P., Morton D., Zhou E., 2007: The design of a ferrite-cored probe. Sensors and Actuators, A 136 s.<br />
221-228.<br />
[9] Janiczek R., Ptak P.: Przetworniki indukcyjnościowe w pomiarach grubości warstw wierzchnich. Przegląd<br />
Elektrotechniczny, 2007 nr 1. 86- 90<br />
[10] Borowik. L., Ptak P.: Wzorcowanie przyrządów do pomiarów grubości warstw wierzchnich. Przegląd<br />
Elektrotechniczny, 2010 nr 04, 97-100<br />
[11] Ptak P., Prauzner T. Wirtualne systemy pomiarowe na przykładzie układu do pomiaru grubości warstw<br />
wierzchnich. Materiały konf. Nowe technologie w służbie społeczeństwu XXI w., Kraków 2011, s.37-47<br />
OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH<br />
Lech Borowik, Paweł Czaja<br />
Politechnika Częstochowska<br />
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej<br />
Zakład Metrologii<br />
Powszechne zastosowanie folii polietylenowej do produkcji opakowań, wiąże się<br />
nierozłącznie z potrzebą wykonywania nadruków (informacyjnych, reklamowych). Wymusza<br />
to modyfikowanie warstwy wierzchniej materiału polimerowego w celu zwiększenia<br />
oddziaływań adhezyjnych między farbą drukarską a powierzchnią folii.<br />
Uzyskanie dobrego złącza adhezyjnego między powierzchnią tworzywa a nanoszoną<br />
substancją, wymusza przeprowadzenia wcześniej procesu technologicznego, mającego na<br />
celu odpowiednie zwiększenie swobodnej energii powierzchniowej (SEP) przetwarzanego<br />
tworzywa. Proces ten, popularnie nazywany – aktywowaniem, zmienia właściwości warstwy<br />
wierzchniej tworzywa, poprzez zerwanie wiązań molekularnych skutkujący wzrostem SEP i<br />
poziomu zwilżalności.<br />
Przeprowadzając proces aktywacji należy kontrolować jego efekty. Wiąże się to z<br />
wyznaczeniem wartość SEP tworzywa, najlepiej w trybie „on-line” co umożliwia dokonanie<br />
odpowiednich regulacji w procesie.<br />
Ze względu na brak bezpośrednich metod wyznaczania energii powierzchniowej (�s) tworzyw<br />
sztucznych znajdujących się w fazie stałej, konieczne jest stosowanie metod pośrednich.<br />
Aktywacja folii metodą wyładowań koronowych<br />
50
Generator<br />
230/400V<br />
50Hz<br />
Układy<br />
zabezpieczające<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Metoda charakteryzuje się tym, że wyładowania zachodzą w przestrzeni wypełnionej<br />
powietrzem znajdującym się pod ciśnieniem atmosferycznym. Urządzenie aktywujące nie<br />
musi mieć szczelnie wykonanych komór wyładowczych. Schemat blokowy aktywatora folii<br />
przedstawia rys. 1.Podstawowym wskaźnikiem procesu aktywowania jest jednostkowa<br />
energia aktywowania Ej – definiowana jako energia wyładowań niezupełnych przypadających<br />
na jednostkę powierzchni aktywowanej folii:<br />
P<br />
E j � (1)<br />
L � v<br />
gdzie: Ej – jednostkowa energia wyładowań, J/m 2 ; P- moc wyładowań niezupełnych w<br />
przestrzeni międzyelektrodowej, W; L – długość czynna elektrody (elektrod) wyładowczej,<br />
m; v – prędkość przesuwu wstęgi aktywowanej folii, m/s.Wielkość Ej niezbędna do uzyskania<br />
jak najlepszej wytrzymałości złącz adhezyjnych (drukowanie, klejenie itp.) zależy nie tylko<br />
od typu aktywowanej folii ale również od rodzaju i ilości zawartych w niej środków<br />
dodatkowych.<br />
Do czynników decydujących o skuteczności aktywowania powierzchni folii metodą<br />
wyładowań koronowych należą: wartość i częstotliwość napięcia zasilającego elektrodę<br />
ostrzową; ukształtowanie geometryczne elektrod; struktura dielektryków tworzących układ;<br />
prędkość posuwu folii.<br />
wstęga folii<br />
Transformator<br />
WN<br />
51<br />
wyciąg powietrza<br />
warstwa izolacyjna<br />
wałek metalowy<br />
komora wyładowań elektroda ostrzowa<br />
Rys. 1. Schemat blokowy aktywatora<br />
gdzie: �SV – swobodna energia powierzchniowa tworzywa w stanie stałym w równowadze<br />
z parą nasyconą cieczy; �SL – międzyfazowa swobodna energia powierzchniowa układu<br />
tworzywo-ciecz; �LV – swobodna energia powierzchniowa cieczy w równowadze z parą<br />
nasyconą tej cieczy; �Y – kąt, jaki tworzy styczna do powierzchni kropli pomiarowej<br />
osadzonej na powierzchni tworzywa stałego, w punkcie styku trzech faz, zwany<br />
równowagowym kątem zwilżania lub kątem Younga.<br />
Rys. 2. Graficzna interpretacja równania Younga<br />
(2)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Równanie (2) opisuje idealny stan układu. Jego stosowanie jest możliwe po spełnieniu<br />
pewnych podstawowych warunków przeprowadzania pomiarów praktycznych. Powierzchnia<br />
tworzywa, na którym są osadzane krople pomiarowe, musi być odpowiednio sztywna i<br />
gładka, jednorodna pod względem fizycznym i chemicznym oraz wolna od zanieczyszczeń.<br />
W przypadku tworzyw sztucznych produkowanych na skalę przemysłową, jest to trudne do<br />
spełnienia, gdyż składniki dodatkowe, takie jak m.in. środki smarujące lub środki poślizgowe<br />
migrują do warstwy wierzchniej, tworząc tam obszary niejednorodne. Wymienione czynniki<br />
powodują powstawanie błędów podczas pomiarów kąta zwilżania, jak również zmian tego<br />
kąta w zależności od różnych czynników.<br />
Pomiar gęstości ładunków elektrostatycznych<br />
W referacie proponuje się wykorzystanie do diagnostyki procesu aktywacji (oceny wzrostu<br />
swobodnej energii powierzchniowej folii polietylenowej), metodę polegającą na pomiarze<br />
ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii, po przeprowadzonym aktywowaniu<br />
(metodą wyładowań koronowych). Pomiar ładunku wykonano metodą „podnoszonej<br />
elektrody”, z wykorzystaniem elektrometru ELEKTRA (MDS Nordion AB – Szwecja).<br />
Pomiarom poddano próbki bez aktywacji oraz aktywowane przy trzech kolejnych nastawach<br />
aktywatora (tab. 1).<br />
Podsumowanie<br />
stop. aktyw. dzień 1 dzień 2 dzień 3 dzień 4 dzień 7<br />
� śr<br />
nC/m 2<br />
- 21,6<br />
� śr<br />
nC/m 2<br />
52<br />
� śr<br />
nC/m 2<br />
� śr<br />
nC/m 2<br />
� śr<br />
nC/m 2<br />
I 1451,4 938,2 775,6 686,4 594,2<br />
II 3892,4 2035,6 1394,0 1068,4 689,2<br />
III 7366,4 3034,4 2172,8 1318,0 892,8<br />
Tab. 1. Zestawienie wyników średnich dla kolejnych stopni aktywacji<br />
Na podstawie przeprowadzonych pomiarów gęstości powierzchniowej ładunku,<br />
zgromadzonego w folii na skutek procesu aktywacji stwierdzono: dokonując pomiarów<br />
gęstości ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii można diagnozować<br />
poprawność przeprowadzonego procesu aktywacji; automatyczne urządzenie oparte np. na<br />
metodzie „wibracyjnej elektrody” umożliwia na bieżąco monitorować gęstość ładunku,<br />
a pośrednio stopień aktywacji; wprowadzając powyższą metodę do zastosowań praktycznych<br />
można wyeliminować straty ekonomiczne ponoszone przez zakłady związane<br />
z wykonywanymi próbkami nadruków.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH<br />
REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ<br />
POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH<br />
Wstęp<br />
Lech Borowik, Adam Jakubas<br />
Politechnika Częstochowska<br />
Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej<br />
Zakład Metrologii<br />
W celu poprawnego obliczenia rezystywności powierzchniowej badanego elementu, należy<br />
znać wartość rezystancji między elektrodami umieszczonymi na próbce, obliczyć efektywną<br />
długości elektrody pomiarowej l oraz grubości h powłoki badanego obszaru.<br />
Zdaniem autorów znaczący wpływ na poprawność wykonanych obliczeń, a całkowicie<br />
pominięty między innymi w Polskiej Normie PN-EN-61340-2-3 [1] ma efekt krawędziowy na<br />
styku elektrody-próbka.<br />
W artykule przedstawiono możliwości uwzględnienia tego efektu, a także przedstawiono<br />
wyniki badań doświadczalnych. Jest to związane z prowadzonymi przez autorów badaniami<br />
nad wieloelektrodowym systemem kontrolno-pomiarowym do analizy stanu powłok<br />
antyelektrostatycznych na powierzchniach o nieregularnych kształtach [2].<br />
Efektywna długość elektrody pomiarowej<br />
Efektywna długość elektrody pomiarowej jest zawsze większe od jej wymiarów<br />
geometrycznych [3]. Wynika to z rozszerzania się linii pola elektrycznego poza obszar<br />
elektrody pomiarowej. Efekt ten pokazano na rysunku 1 w układzie trójelektrodowym.<br />
Rys.1. Rozkład linii pola elektrycznego w układzie trójelektrodowym<br />
Dla koncentrycznych elektrod pierścieniowych zgodnie z PN przyjmuje się, że efektywna<br />
długość elektrody pomiarowej zwiększa się do połowy szczeliny g z każdej strony elektrod<br />
i wyznacza się ze wzoru [1]<br />
l � � d � g)<br />
(1)<br />
( 1<br />
gdzie: d1 – średnica elektrody wewnętrznej, g – szerokość szczeliny między elektrodami.<br />
53
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W rzeczywistych warunkach ma miejsce załamania się linii pola elektrycznego w szczelinie<br />
i efektywna długość elektrody pomiarowej l jest mniejsza od tej obliczanej ze wzoru (1).<br />
Uwzględniając ten efekt efektywna długość dla elektrod koncentrycznych wynosi [3]<br />
l � � ( d � Bg)<br />
(2)<br />
1<br />
gdzie: d1 – średnica elektrody wewnętrznej, g – szerokość szczeliny między elektrodami,<br />
B – współczynnik korygujący efektywną długość elektrody.<br />
W normie dotyczących pomiarów rezystywności powierzchniowej PN-EN 61340-2-3 [1]<br />
przyjęto współczynnik B = 1. W normie amerykańskiej ASTM D 257-99 [4], odnoszącej się<br />
do pomiarów rezystywności skrośnej i powierzchniowej, w części głównej, podającej wzory<br />
pozwalające obliczać rezystywność powierzchniową, również przyjęto współczynnik B = 1,<br />
natomiast w dodatku X2 tej normy stwierdzono, że efektywna długość elektrody pomiarowej<br />
różni się od jej rzeczywistej powierzchni i współczynnik B wyrażono zależnością<br />
4h<br />
� �g<br />
�<br />
B �1<br />
� ln cosh�<br />
�<br />
�g<br />
� 4h<br />
�<br />
w której: g – szerokość szczeliny, h – grubość próbki.<br />
W przypadku bardzo grubych próbek, kiedy h >> g, wartość B→1. Dla bardzo cienkich<br />
próbek, kiedy h
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO<br />
CHOROBY ALZHEIMERA<br />
POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH<br />
Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak<br />
Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki<br />
Możliwości technologiczne w zakresie obrazowania medycznego przyczyniają się do coraz<br />
szerszego stosowania analizy obrazów w diagnostycznych systemach medycznych. Dane<br />
obrazowe mogą pochodzić z szeregu badań tomograficznych, w tym: ultrasonografii (USG),<br />
tomografii komputerowej (CT) oraz rezonansu elektromagnetycznego (MRI). Obrazowanie<br />
medyczne jest obecnie jednym z kluczowych źródeł informacji dla personelu medycznego, co<br />
wynika w dużym stopniu z faktu, iż trafność wniosków wyciąganych przez lekarzy z tej<br />
formy prezentacji danych jest bardzo duża w porównaniu z innymi postaciami (opis słowny,<br />
dane numeryczne) [8]. W związku z powyższym implementacja funkcji związanych z<br />
obrazowaniem medycznym w komputerowych systemach diagnostyki medycznej jest<br />
wskazana, a nawet konieczna. Gromadzenie i przechowywanie obrazów z badań obecnie nie<br />
stanowi problemu przy zastosowaniu niemal dowolnego systemu bazodanowego, jednak<br />
analiza tego typu informacji jest zagadnieniem złożonym, które wymaga znacznie bardziej<br />
zaawansowanych technik informatycznych [6].<br />
Obecnie badania obrazowe stosowane są w bardzo szerokim zakresie. Stanowią kluczowy<br />
element w diagnostyce zmian zanikowych i zwyrodnieniowych układu kostno - stawowego<br />
oraz dają precyzyjny obraz położenia zmian o charakterze nowotworowym [1, 4].<br />
Obrazowanie medyczne, w szczególności badanie za pomocą rezonansu magnetycznego jest<br />
szczególnie pomocne podczas rozpoznawania stwardnienia rozsianego, zaburzeń<br />
naczyniowych oraz choroby Alzheimera, co stanowi przedmiot niniejszej pracy.<br />
Przeszukiwanie i porównywanie obiektów multimedialnych, w szczególności obrazów<br />
medycznych, wymaga pozyskania informacji o zawartości przechowywanej w obiekcie<br />
graficznym (metadanych). Wyłuskane metadane stanowią źródło informacji dla użytkownika<br />
korzystającego z systemu, ale również dla samego systemu, który na ich podstawie może<br />
dokonać automatycznej analizy danych. Wyróżnia się trzy podstawowe rodzaje metadanych:<br />
zewnętrzne, sygnałowe i semantyczne. Format metadanych zewnętrznych dla obrazowania<br />
medycznego został ujednolicony poprzez standard DICOM (Digital Imaging and<br />
Communications in Medicine) wydany przez National Electrical Manufacturers Association.<br />
Standard ten definiuje sposób przechowywania bitów danych składających się na obraz, jak<br />
również około 2000 znaczników określających metadane związane z samym obrazem oraz<br />
informacjami dodatkowymi (m. in. dane pacjenta, studium przypadku) [2].<br />
Pozyskanie metadanych sygnałowych wiąże się przede wszystkim z wyekstrahowaniem<br />
z treści obrazu informacji o kolorach i ich rozmieszczeniu, kształtach i teksturze. Proces<br />
wyłuskiwania tych informacji jest często bardzo złożony i czasochłonny, stąd wynika ciągła<br />
konieczność poszukiwania nowych metod ekstrakcji metadanych [5,7].<br />
W pracy przedstawione zostały możliwości zastosowania metod multimedialnych baz danych<br />
oraz analizy danych obrazowych w diagnostyce choroby Alzheimera. Celem<br />
przeprowadzonych badań nie jest stwierdzenie istnienia choroby, lecz zbadanie pod kątem<br />
analizy statystycznej dostępnych danych, przede wszystkim danych sygnałowych. Większość<br />
dotychczasowych systemów diagnostycznych pozwala na przeprowadzenie analizy<br />
55
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
statystycznej na podstawie danych numerycznych, nie badając ich związku z danymi<br />
obrazowymi. W ramach badań sprawdzone zostały zależności pomiędzy wynikami badań<br />
pozyskiwanych w różnych formach. Zbadane zostały zależności korelacyjne pomiędzy<br />
metadanymi zewnętrznymi dla obiektów DICOM a wyłuskanymi z obrazów wybranymi<br />
metadanymi sygnałowymi. Istotność wybranych atrybutów obrazowych oceniana była na<br />
podstawie technik sprzężenia zwrotnego oraz wyznaczenia odchylenia standardowego dla<br />
atrybutów wizualnych.<br />
Testy eksperymentalne przeprowadzone zostały z zastosowaniem narzędzi Oracle Database<br />
[3]. Dane do analizy pozyskane zostały z serwerów jednostek badawczych, udostępniających<br />
swoje zasoby do celów naukowych (m. in. MedPix - Medical Image Database and Radiology<br />
Portal, Science Photo Gallery).<br />
Literatura<br />
[1] DAOQIANG ZHANG, YAPING WANG, LUPING ZHOU, HONG YUAN, DINGGANG SHEN:<br />
Multimodal classification of Alzheimer's disease and mild cognitive impairment, NeuroImage, Vol. 55,<br />
Elsevier Ireland Ltd 2011, pp. 856–867<br />
[2] National Electrical Manufacturers Association: Digital Imaging and Communications in Medicine<br />
(DICOM), 2009<br />
[3] Oracle® Multimedia DICOM Developer's Guide 11g Release 2 (11.2), Oracle Database Documentation<br />
Library<br />
[4] MATOUG S., ABDEL-DAYEM A., PASSI K., GROSS W., ALQARNI M.: Predicting Alzheimer’s<br />
disease by classifying 3D-Brain MRI images using SVM and other well-defined classifiers, Journal of<br />
Physics: Conference Series 341 (2012) 012019<br />
[5] PRYCZEK M., TOMCZYK A., SZCZEPANIAK P. S.: Active Partition Based Medical Image<br />
Understanding with Self-Organised Competitive Spatch Eduction, Journal of Applied Computer Science,<br />
Vol. 18, No. 2, 2010, pp. 67–78<br />
[6] Stanchev P. L., Fotouhi F.: MEDIMAGE – A Multimedia Database Management System for Alzheimer’s<br />
Disease Patients, Lecture Notes in CS 2314, Recent Advances in Visual Information Systems, 2002, pp.<br />
187 - 193<br />
[7] STASIAK B., YATSYMIRSKYY M.: Frequency Domain Methods for Content-Based Image Retrieval in<br />
Multimedia Databases, Methods and Supporting Technologies for Data Analysis, D. Zakrzewska,E.<br />
Menasalvas, L. Byczkowska-Lipińska (Eds), Springer 2009, pp. 137 – 166<br />
[8] TADEUSIEWICZ R.: Informatyka medyczna, Uniwersytet Marii Curie-Skłodowskiej w Lublinie, Instytut<br />
Informatyki, Lublin 2011<br />
ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION<br />
OF THE ROAD NETWORK<br />
TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS<br />
Łukasz Chomątek<br />
Technical University of Łodź<br />
Increasing popularity of GPS devices for drivers caused the need of development of<br />
algorithms that can be utilized for fast computation of path between two or more points on the<br />
map. The research shown that the most efficient algorithms are these which are based on the<br />
56
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
hierarchical division of the road network, which is prepared to reduce number of edges that<br />
are included in the search process. Such algorithms usually handle the static case, where<br />
travelling time for each road segment is constant. This satisfies almost all users, but in some<br />
cases actual travelling time should be taken into account to prepare the best itinerary.<br />
Nowadays in large cities some systems are applied to measure traffic density which can be<br />
further used for optimization of the urban area traffic. In this article a method of adaptation of<br />
an artificial hierarchical division of the road network is proposed. The work is organized as<br />
follows: at first, methods of solving Single Source Shortest Path (SSSP) problem and the<br />
possibilities of extensions of this methods to the dynamic case are briefly described. Later we<br />
show the algorithm for adaptation of the hierarchical division algorithm to the dynamic case.<br />
Finally we present obtained results and proposal of further research.<br />
The base for almost all algorithms for finding SSSP problem are based on Dijkstra’s<br />
algorithm which used priority queue for indexing nodes in graph. However it was faster than<br />
breadth or depth first search methods, it shortly turned out, that for large graphs some<br />
improvements must be made. Some of known algorithms which reduce the search space are<br />
A* (Hart, Nilsson i Raphael, 1968) and bidirectional version of Dijkstra’s search<br />
(Champeaux, 1983). The first one computes the priority of each node using a heuristic<br />
function, and the second consist of two independent searches - one performed in usual<br />
direction, and a backward search. Further extensions for this algorithms were proposed by<br />
various authors. The different approach is proposed by Gutman (Gutman, 2004) and Sanders<br />
(Sanders i Schultes, 2005). Their algorithms were designed to reduce number of edges which<br />
can be examined during the search. In the first algorithm, the term of “reach” index for node<br />
was introduced, which was calculated by checking how many shortest paths contains a certain<br />
node. The more “reach” the node has, the higher it lays in the hierarchy. Highway Hierarchies<br />
algorithm was based on the observation that when a driver has to have a long trip, he drives to<br />
the motorway or chooses the major road, and when he is near the destination he leaves it and<br />
chooses the smaller roads. Such a division is given by the government of almost all countries<br />
but in some cases one need to prepare his own division to fulfill his own criteria. Highway<br />
Hierarchies is a two-phase algorithm. In the first phase the division of the road network into<br />
hierarchy levels is performed and in the second phase the algorithm responses to actual<br />
queries.<br />
Although mentioned algorithms work perfectly with static case (weight of each road segment<br />
is constant during the search, namely, it is not time dependent), real traffic data can be utilized<br />
to build a time-dependent map of the road network. To handle such a modification, some<br />
changes must be made to the SSSP algorithms. In the literature one can find dynamic variants<br />
of almost all algorithms mentioned earlier. More sophisticated algorithms are designed to<br />
handle traffic changes which happen during the trip. One of the major problems in the<br />
dynamic SSSP is large number of traffic data associated with each node or the road segment.<br />
In (Yu i Li, 2009), (Demiryurek, Banaei-Kashani, Shahabi i Ranganathan, 2011) one can find<br />
an attempt for optimization of the storage space needed to store traffic information.<br />
In the previous works (Chomątek, Multi-agent approach for building Highway Hierarchies<br />
graph, 2010) (Chomątek i Poniszewska-Marańda, Multi-agent System for Parallel Road<br />
Network Hierarchization, 2012), an extension of Highway Hierarchies algorithm was<br />
presented. The idea of Parallel Hierarchies is to divide the road network graph to a certain<br />
number of sectors and construct a hierarchical division of a road network independently for<br />
each sector. Currently the division is based on the randomly chosen nodes, where each of<br />
them is mentioned as a center of the sector. Such nodes can be also used as landmarks for the<br />
modification of ALT algorithm. The algorithm which is responsible for hierarchical division<br />
in each sector is Highway Hierarchies mentioned later. Due to the algorithm specification,<br />
total construction phase time for all sectors is faster than for whole graph. What is more, we<br />
57
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
the query algorithm was adjusted to work with road network divided into regions. Number of<br />
visited nodes during each search is significantly lower than in Highway Hierarchies.<br />
Currently our work is focused on application of parallel hierarchical division and querying<br />
algorithm. As number of data associated with the nodes and road segments in Highway<br />
Hierarchies needed for storing algorithm-dependent data is rather low, we decided to keep the<br />
copy of traffic data for each sector. Obtained results show that preparing a hierarchical<br />
division with use of real traffic data, can affect the final shape of the found path. Parallel<br />
Hierarchies can be utilized to generate multiple divisions in a shorter time than the base<br />
version of this algorithm. What is more, for each network sector any improvement of the<br />
inner algorithm can be applied. However proposed algorithm gives the good results, it cannot<br />
calculate the exact solution. Further work will be focused on the three aspects of the problem:<br />
� finding the optimal solution<br />
� various methods of division of the road network to the sectors<br />
� extension of the weights assignment process, for solving other problems like Vehicle<br />
Routing Problem and Quadratic Assignment Problem<br />
References<br />
[1] Champeaux, D. (1983). Bidirectional heuristic search again. J. ACM, 30(1), 22-32.<br />
[2] Chomątek, Ł. (2010). Multi-agent approach for building Highway Hierarchies graph. W Information<br />
Systems Architecture and Technology. System Analysis Approach to the Design, Control and Decision.<br />
[3] Chomątek, Ł. i Poniszewska-Marańda, A. (2012). Multi-agent System for Parallel Road Network<br />
Hierarchization. W Artificial Intelligence and Soft Computing (Tom 7268, strony 424-432). Springer Berlin<br />
/ Heidelberg.<br />
[4] Demiryurek, U., Banaei-Kashani, F., Shahabi, C. i Ranganathan, A. (2011). Online computation of fastest<br />
path in time-dependent spatial networks. SSTD'11 Proceedings of the 12th international conference on<br />
Advances in spatial and temporal databases , (strony 92-111).<br />
[5] Gutman, R. (2004). Reach-based routing: A new approach to shortest path algorithms optimized for road<br />
networks. SIAM, (strony 100-111).<br />
[6] Hart, P., Nilsson, N. i Raphael, B. (1968). A formal basis for the heuristic determination of minimum cost<br />
paths. Systems Science and Cybernetics, IEEE Transactions on, 4(2), 100-107.<br />
[7] Sanders, P. i Schultes, D. (2005). Highway hierarchies hasten exact shortest path queries. LNCS, 3669, 568-579.<br />
[8] Yu, Y. i Li, B. (2009). Real-time Traffic Data Management for Dynamic Vehicle Navigation System.<br />
Geoinformatics, 2009 17th International Conference on, (strony 1-5).<br />
Introduction<br />
PERFORMANCE OF SOME NOVEL<br />
OPTIMIZATION TECHNIQUES<br />
Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski<br />
Częstochowa University of Technology<br />
Faculty of Electrical Engineering<br />
Optimization problems arise in many problems in electrical engineering, e.g. parameter<br />
estimation for hysteresis models [1-3], design of electric machines and devices<br />
58
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[4-6], etc. Classical methods used for solving highly nonlinear problems are sometimes slow<br />
convergent or not robust enough, therefore much attention is paid to alternative approaches<br />
based e.g. on artificial intelligence methods.<br />
In order to compare the performance of optimization algorithms, a number of benchmark<br />
problems with known solutions has been proposed [7-10]. A similar approach is applied in<br />
cryptography to test the strength of developed ciphers. The aim of the present paper is to<br />
provide a useful comparison of some novel optimization algorithms. Particular attention shall<br />
be paid to algorithms mimicking social-behavioural collective action, e.g. Particle Swarm [10,<br />
11]. Collective interaction between similar units is well recognized e.g. in ferromagnetism<br />
[12], where it has been transformed into a very successful concept of “effective field” [13].<br />
This century-old idea has become the cornerstone of many contemporary descriptions of<br />
magnetization phenomenon. An interesting association of the idea of collective interaction<br />
with the concepts advanced by such renowned scientists and philosophers as Isaak Newton,<br />
Thomas Hobbes, Adam Smith and John Locke, as well as by the XXth century economists,<br />
has been presented in Ref. [10]. Father of contemporary non-equillibrium thermodynamics I.<br />
Prigogine has noticed that global order emerges from chaos at local level.<br />
In the abstract, the Himmelblau function is shown as an example of a multi-modal benchmark<br />
function. It is given with the relationship � � 2<br />
2<br />
2<br />
2<br />
f ( x , x ) � ( x � x �11)<br />
� x � x �7<br />
and<br />
defined in the domain x x � �5;<br />
5 . The function is depicted in Fig. 1. White dots depict the<br />
function minima.<br />
1,<br />
2<br />
Fig.1. Himmelblau function<br />
The function has one local maximum at ( x 1,<br />
x2)<br />
� ( �0,<br />
270845;<br />
�0,<br />
923039)<br />
, where<br />
f ( x1,<br />
x2)<br />
�181,<br />
617 , and four identical minima equal to zero at ( x 1,<br />
x2)<br />
� ( 3;<br />
2)<br />
,<br />
( x 1,<br />
x2)<br />
� ( �2,<br />
805118;<br />
3,<br />
131312)<br />
, ( x 1,<br />
x2)<br />
� ( �3,<br />
779310;<br />
�3,<br />
283186)<br />
,<br />
x , x ) � ( 3,<br />
584428;<br />
�1,<br />
848126)<br />
.<br />
as well as<br />
( 1 2<br />
The Matlab implementations of PSO, SCE and SIMPSA [14] were used for comparison. The<br />
same guess point ( x1, x2)<br />
� ( 0;<br />
0)<br />
and the same initial state of pseudorandom generator was<br />
kept throughout the tests. In an exemplary test run, PSO has found the fourth minimum after<br />
25,555408 seconds, SCE has “jumped” into the first minimum after just 0,448954 seconds,<br />
whereas SIMPSA has found the first minimum after 0,509514 seconds (using the same<br />
machine of course). The Matlab workspace has been cleaned between the tests to avoid any<br />
side-effects. The default options for all considered algorithms were used.<br />
The full paper shall discuss the implementation details of all considered algorithms, the<br />
comparison methodology and the details of selected benchmark functions in more detail.<br />
59<br />
1<br />
2<br />
1<br />
2<br />
1<br />
2
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Acknowlegements<br />
K. Chwastek is grateful for support within the framework of research grant N N510 702540<br />
from National Centre of Science.<br />
References<br />
[1] Chwastek K., Szczygłowski J., “Identification of a hysteresis model parameters with genetic algorithms”,<br />
Mathematics and Computers in Simulation 71 (2006) 206-211<br />
[2] Chwastek K., Szczyglowski J., “An alternative method to estimate the parameters of Jiles-Atherton model”,<br />
Journal of Magnetism and Magnetic Materials 314 (2007) 47-51<br />
[3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., “Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis<br />
parameters estimation by modified Differential Evolution strategies”, Expert Systems with Applications 39<br />
(2012) 2021-2025<br />
[4] Petkovska L., Cvetkovski G., “Genetic algorithm coupled with FEM to solve design optimization problem<br />
of an inductor”, Przegląd Elektrotechniczny 12 (2006) 100-103<br />
[5] Marčič T., Štumberger B., Štumberger G., Hadžiselimovič M., Virtič P., “Determining parameters of a linestart<br />
interior Permanent Magnet Synchronous Motor by the Differential Evolution”, IEEE Transactions on<br />
Magnetics 44 (2008) 4385-4388<br />
[6] Azzaoui S., Srairi K., El Hachemi Benbouzid M., “Non linear magnetic hysteresis modelling by Finite<br />
Volume Method for Jiles-Atherton model optimizing by a genetic algorithm”, Journal of Electromagnetic<br />
Analysis and Applications 3 (2011) 191-198<br />
[7] Floudas C.A., Pardalos P.M., “A collection of test problems for constrained global optimization<br />
algorithms”, Lecture Notes in Computer Science 455, Springer-Verlag (1990)<br />
[8] Horst R., Pardalos, P.M. (Eds.), “Handbook of global optimization”, Kluwer (1995)<br />
[9] Oldenhuis R., Delft University of Technology, “ ”<br />
www.mathworks.com/matlabcentral<br />
[10] Mishra S. K., “Some new test functions for global optimization and performance of repulsive particle<br />
swarm method” MPRA paper No. 2718, posted 7.11.2007, http://mpra. ub.uni-muenchen.de/2718/<br />
[11] Kennedy J., Eberhart R., “Particle Swarm Optimization“, Proc. IEEE Int. Conf. on Neural Networks, Perth,<br />
Australia, 1995, IV:1942-1948<br />
[12] Vicsek T., “A question of scale”, Nature 411(2001) 421<br />
[13] Weiss P., “L’hypothèse du champ moléculaire et la propriété ferromagnétique”, J. de Phys. 4 o série, t. VI<br />
(1907) 661-690<br />
[14] Donckels B., Ghent University, Particle Swarm Optimization, Shuffled Complex Evolution and SIMPSA<br />
(Nonlinear Simplex + Simulated Annealing) Matlab toolboxes, www.mathworks.com/matlabcentral<br />
WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH<br />
DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY<br />
Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Strategie ewolucyjne (SE) należą do klasy stochastycznych metod optymalizacji globalnej<br />
[1]. Znajdują zastosowanie przede wszystkim w nieliniowych problemach optymalizacji<br />
ciągłej. SE inspirowane są zasadami ewolucji biologicznej i dziedziczności. W iteracyjnym<br />
procesie przeszukiwania przestrzeni rozwiązań przetwarza się populacje osobników<br />
reprezentujących parametry zadania oraz parametry SE. Osobniki oceniane są pod względem<br />
przystosowania do środowiska określonego funkcją celu i ograniczeniami. Osobniki najlepiej<br />
przystosowane formują populację przetwarzaną w następnej generacji. W każdej iteracji<br />
60
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
algorytmu osobniki przetwarza się za pomocą operatorów genetycznych (rekombinacji oraz<br />
mutacji), które generują punkty próbkujące przestrzeń rozwiązań. Znamienną cechą SE jest<br />
to, że parametry mutacji podlegają adaptacji w procesie ewolucyjnym.<br />
Modelowanie pętli histerezy wymaga wyznaczenia optymalnego zestawu parametrów<br />
modelu. Do tego celu stosowane są różne techniki optymalizacyjne, w tym algorytmy<br />
ewolucyjne [2, 3]. W niniejszej pracy rozważono wykorzystanie strategii ewolucyjnych do<br />
estymacji parametrów fenomenologicznego modelu zaproponowanego przez Takácsa [4,5]<br />
uzupełnionego o składnik reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu<br />
magnesowania.<br />
Model Takácsa jest oparty na nieliniowej transformacji typu tangens hiperboliczny. Zmienna<br />
na osi x została zidentyfikowana jako tzw. pole efektywne, natomiast zmienna na osi y jako<br />
magnetyzacja [6]. Pole efektywne reprezentuje kooperatywne oddziaływanie pomiędzy<br />
momentami magnetycznymi wewnątrz materiału, w pierwszym przybliżeniu jest ono<br />
wyrażone za pomocą dodatniego sprzężenia w systemie jako Heff = H + �M. Pole efektywne<br />
może być uzupełnione o dodatkowe czynniki, pozwalające przykładowo na opis procesu<br />
magnesowania materiału przy podwyższonej częstotliwości wymuszenia [6, 7].<br />
W równaniach modelu rozważanych uprzednio w pracach [6, 7] składowa magnesowania<br />
związana z procesami odwracalnymi była pominięta w celu ich uproszczenia. W pracy [7]<br />
wykazano, że struktura równań uproszczonego modelu Takácsa jest równoważna strukturze<br />
równań modelu Chuy-Stromsmoe [8].<br />
Do optymalizacji modelu histerezy zastosowano kanoniczną wersję strategii ewolucyjnej<br />
SE(�/�+�) [1]. Osobnik składa się z dwóch chromosomów – wektora parametrów zadania x<br />
i wektora parametrów mutacji �: [x1 x2 … x5 �1 �2 … �5], gdzie xi to kolejno: parametr<br />
kooperatywne oddziaływanie pomiędzy momentami magnetycznymi, parametr kształtu pętli<br />
histerezy, parametr określający natężenie koercji w warunkach quasi-statycznych, parametr<br />
reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu magnesowania oraz<br />
magnetyzacja nasycenia. Operator rekombinacji produkuje osobnika potomnego poprzez<br />
krzyżowanie � osobników wylosowanych z populacji rodziców. Zastosowano krzyżowanie<br />
dyskretne [1]. Mutacja wprowadzająca perturbację osobnika przebiega wg rozszerzonego<br />
schematu log-normalnego [1]. Przyjęto zalecane liczebności populacji [9]: � = 15, � = 7�<br />
oraz � = 2. Liczba iteracji SE wynosiła 100.<br />
Na rys. 1 pokazano dopasowanie modelu do danych empirycznych. Wartości parametrów<br />
modelu znalezione przez SE, zapewniające minimum błędu dopasowania (MSE = 2,6455�10 9<br />
[(A/m) 2 ]) były następujące: � = 9,6801�106 [-], a = 115,04 [A/m], Hc0 = 45,04 [A/m],<br />
�rev = 3,1394�10 -4 [-] oraz Ms = 1,1933�10 6 [A/m]. Wyniki osiągane przez SE były stabilne –<br />
odchylenie standardowe błędu MSE w 30 uruchomieniach algorytmu wyniosło 1,7343�10 6<br />
[(A/m) 2 ].<br />
SE stanowią skuteczne narzędzie optymalizacji ciągłej problemów wielomodalnych. Dzięki<br />
wbudowanemu mechanizmowi ucieczki z minimów lokalnych oraz samoadaptacji<br />
parametrów zwiększa się prawdopodobieństwo osiągnięcia rozwiązań optymalnych globalnie.<br />
W pełnej wersji pracy przedstawione zostaną wyniki modelowania pętli histerezy nie<br />
osiągających nasycenia oraz otrzymanych przy podwyższonej częstotliwości magnesowania.<br />
Przewiduje się wykorzystanie do tego celu rozszerzenia modelu quasi-statycznego<br />
przedstawionego w pracach [6,7].<br />
61
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 1. Pętle histerezy przy nasyceniu dla blachy prądnicowej M330-35 A<br />
(w warunkach quasi-statycznego przemagnesowania)<br />
Podziękowania<br />
Praca wykonana w ramach realizacji grantu N N510 702540 przyznanego przez Narodowe<br />
Centrum Nauki.<br />
Literatura<br />
[1] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natur. Comput., Vol. 1,<br />
No. 1. pp. 3-52, 2002.<br />
[2] Toman M., Štumberger B., Dolinar D., “Parameter identification of the Jiles-Atherton hysteresis model<br />
using differential evolution”, IEEE Trans. Magn. Vol. 44 No. 6 (2008) 1098-101.<br />
[3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., “Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis<br />
parameters estimation by modified Differential Evolution strategies”, Expert Syst. Appl. 39 (2012) 2021-5.<br />
[4] Takács J., “A phenomenological mathematical model of hysteresis”, COMPEL Int. J. Comp. Math. E. E.<br />
Eng. Vol. 20 No. 4 (2001) 1002-14.<br />
[5] Takács J., “Mathematics of hysteretic phenomena”, Wiley-VCH, Weinheim 2003.<br />
[6] Chwastek K., “A dynamical extension to the Takács model”, Physica B 405 (2010) 3800-2.<br />
[7] Chwastek K., “Modelling hysteresis loops in thick steel sheet with the dynamic Takács model”, w druku<br />
w Physica B 407 (2012), doi:10.1016/j.physb.2012.05.040<br />
[8] Chua L., Stromsmoe K. A., “Lumped-circuit models for nonlinear inductors exhibiting hysteresis loops”,<br />
IEEE Trans. Circ. Theor. 17 (1970) 564-74.<br />
[9] Bäck T.:. Evolutionary Algorithms in Theory and Practice. Oxford University Press, New York, 1996.<br />
62
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY<br />
USING FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET<br />
Introduction<br />
Antoni Cieśla<br />
AGH – University of Science and Technology, Kraków, Poland<br />
High – gradient magnetic separators (HGMS) offer the potential for higher product purity and<br />
reduced operating and maintenance costs relative to alternative chemical, physical, or gravity<br />
separation processes.<br />
The early high-intensity magnetic separators (HIMS) used in the mineral industry were<br />
resistive electromagnets using either cooled copper coils or new ceramic permanent magnets<br />
(rare earth). About twenty years ago, superconducting magnets made their first entry into these<br />
applications, and, since that time, their number and popularity has steadily increased [1].<br />
To have an industrial potential, a superconducting separator must meet the following requirements<br />
[2], [3]:<br />
� all cryogenic constraints on its operation (helium supplies, maintenance calling for<br />
specially trained technical staff, etc.) must be eliminated; and<br />
� the operating costs must be low.<br />
In other words, it is essential that a superconducting separator be a self-contained system, that<br />
it require minimum maintenance and that it be reliable.<br />
The technique of magnetic separation with superconducting magnets enables the extraction<br />
from a solid/water suspension of superfine (even colloidal) particles that are only weakly<br />
magnetic. It finds its application in the mineral industry for the purification of industrial<br />
minerals, in particular kaolin and tale. It is also of interest for other fields such as chemistry,<br />
biology and, especially, the environment. The application of this technique has enabled the<br />
extension of magnetic separation to ores that cannot be economically upgraded by any other<br />
means as well as to completely different fields of activity. It has, in particular, led to pushing<br />
back the frontiers of standard separation methods.<br />
Construction of the Superconducting Magnet of Free Helium Type<br />
All superconductors require cryogenic technology for any application. Description of this<br />
engineering field, in which most applications are not motivated by superconductors, is outside<br />
the scope of the paper, but the reader should be aware that future successes in this field in<br />
reducing the cost, size weight, unreliability, etc. of cryogenic equipment will have a direct and<br />
strong bearing on how quickly various applications mentioned here can be commercialized.<br />
Application of cryocoolers, to refrigeration of the magnet, has highly simplified its<br />
construction and the whole co-operating scheme. Fig. 1 shows the overview of<br />
superconducting magnet with cryocooler.<br />
While comparing constructions of the two magnets: magnet refrigerated with liquid helium<br />
and with cryocooler, it can be seen, that in the case of magnet refrigerated with cryocooler,<br />
the construction is highly simplified so the conditions for using a superconducting magnet are<br />
mostly met. The construction of the magnet refrigerated with cryocooler eliminates the need<br />
for cooling the magnet winding in helium bath. Therefore the vacuum system is the only<br />
element of the complex infrastructure, which makes the application of superconducting<br />
magnet equipped with cryocoolers very attractive for economic reasons [4].<br />
63
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig. 1. Overview of the Free Helium Magnet type, model HF10-100VHT-B<br />
The author carried out the research on kaolin separation as it is shown in Fig. 2 and 3. The<br />
investigations were conducted in a magnetic separator, in which the superconducting magnet<br />
of Free Helium Type was the source of the field. The magnet main body: model HF 10-<br />
100VHT-B, produced by Sumitomo Heavy Industries, LTD (SHI) [5]. The described magnet<br />
can induce a magnetic field up to 10 T, that can provide a superior separation force and result<br />
high capacity slurry beneficiation. As the separation force is proportional to a field and a field<br />
gradient, then 10 Tesla systems offer unrivalled performance. Thus, it can be concluded, that<br />
10 Tesla = high throughput = the highest available separation force.<br />
a) b)<br />
3<br />
4<br />
1<br />
9<br />
6<br />
Fig. 2. Superconducting matrix separator for HGMS: a) scheme of the separator, b) matrix of the and their filling<br />
1 – matrix of the separator (b), 2 – winding of the superconducting magnet, 3 – container for feed to be<br />
separated, 4 – stream of feed, 5 – stream of rinse water, 6 – stream of separation product, 7 – container for<br />
separation product, 8, 9– valves<br />
a)<br />
Fig. 3. Overview of the experimental system with the Free Helium Magnet type, used to enrichment of kaolin<br />
clay (a), matrix of the separator inside of the magnet channel (b)<br />
64<br />
8<br />
2<br />
5<br />
7<br />
b)
Separation of Kaolin Clay<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
During the realization of the project “Extraction of highly dispersed products from raw<br />
materials and mineral waste in extremely strong magnetic fields (up to 10 T) with the use of<br />
superconducting magnet – FREE HELIUM MAGNET” (project No N N524 393834/P), the<br />
author and his research team conducted, among others , the research on kaolin clay<br />
enrichment. [6]<br />
Kaolin is a naturally occurring white clay consisting of microscopic platelets of aluminum<br />
silicate. It has scores of diverse uses, but the most important is coating and filling paper.<br />
The experiments of magnetic separation conducted under the influence of strong magnetic<br />
fields of selected materials, hard or very hard to be enriched, such as kaolins with < 0.015 mm<br />
grain- size distribution, from Turów and Czerwona Woda resulted in a significant output of<br />
iron and titanium in magnetic fractions reaching 50% at the 8T induction for both of the<br />
examined kaolins. The analyzed separation effectiveness for titanium in kaolins of Czerwona<br />
Woda can reach even 75%. The results were obtained for the input materials undergoing the<br />
alkaline-depressive treatment which contributed to the increase in the degree of those metals<br />
carriers’ release. The result has proved high efficiency of applied separation conditions in<br />
strong magnetic fields if the components being removed are in the release state.<br />
Fig. 4. shows a technological scheme of one of the experiments, in which kaolin was made to<br />
flow through the separator matrix seven times at the magnetic field induction equal to 5 T.<br />
The other separation conditions remained the same. On the basis of the obtained results<br />
(shown in Fig. 5) it can be seen that multiseparation at strong magnetic field leads to a<br />
significant extraction of non-useful components from kaolin (Fe2O3 i TiO2).<br />
FM 1<br />
slury of kaolin clay<br />
(< 0,015 mm)<br />
separation 5T, 1x<br />
FNM 1<br />
FM 2<br />
separation 5T, 2x<br />
separation 5T, 2x<br />
FM – magnetic fraction<br />
FNM – nonmagnetic fraction<br />
65<br />
FNM 2<br />
separation 5T, 2x<br />
FNM 3<br />
FNM 4<br />
Fig. 4. Technological scheme of one of the experiments<br />
Fig.5. Fe2O3 and TiO2 increase in a magnetic fraction in dependence of the number of separation cycles
Consclusions<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
The output of the research can be considered a great step forward as for a better understanding<br />
of the mechanisms of the separation process in the case of highly scattered heavy metals’<br />
carriers in the shape of low magnetic and extremely small grains.<br />
The studied phenomena have indicated new approaches to the creation of technological basis<br />
of heavy metals’ purifications of materials with special applications. Furthermore, the<br />
research has determined the possibilities of application of superconducting separation as<br />
regards the obtaining of useful components scattered in mineral raw materials, whose<br />
properties have not been described yet. The examination of the output products can<br />
undermine the present knowledge concerning a character of valuable admixtures or<br />
contaminating impurities in the studied materials.<br />
References<br />
[1] Ohara T. et al.: Magnetic separation using superconductin magnets, Physica C 357 – 360 (2001), 1272 –<br />
1280<br />
[2] Gillet G., Diot F.: Technology of superconducting magnetic separation in mineral and environmental<br />
processing, Minerals & Metallurgical Processing, Vol. 16, No 3, August 1999, 1 – 7<br />
[3] Cieśla A: Use of the superconductor magnet to the magnetic separation. Some selected problems of<br />
exploitation. International Journal of Applied Electromagnetics and Mechanics 19 (2004) IOS Press, 327 –<br />
331<br />
[4] Cieśla A.: Superconducting Magnet of Free Helium Type Used for the Filtration in Environmental<br />
Processing. Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), R. 86, Nr 5/2010, pp.<br />
181 - 184<br />
[5] SHI Doc. No.: CA1205-0035B (28 December 2006)<br />
[6] Cieśla A., Łuszczkiewicz A., Kicka J., Chudyba K.: Report from project No N N524 393834/P, 2010, in<br />
Polish (unpublished)<br />
WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO<br />
NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO<br />
I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA<br />
U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2<br />
I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM<br />
Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz,<br />
Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń<br />
Śląski Uniwersytet Medyczny w Katowicach<br />
Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu<br />
Wyniki dotychczasowych badań doświadczalnych i klinicznych wskazują na korzystny<br />
wpływ oddziaływania wolnozmiennych pól magnetycznych na układ sercowo-naczyniowy.<br />
Celem badań była ocena zachowania się parametrów zmienności rytmu zatokowego<br />
i parametrów uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia u chorych z cukrzycą typu 2<br />
66
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
i nadciśnieniem tętniczym bez powikłań narządowych poddanych cyklowi ekspozycji<br />
w wolnozmiennym polu magnetycznym w ramach magnetoterapii. Badaniu poddano 32<br />
pacjentów (16 kobiet i 16 mężczyzn) spełniających kryteria włączenia i wyłączenia,<br />
podzielonych losowo na dwie równoliczne grupy różniące się parametrami fizycznymi<br />
stosowanego pola magnetycznego. Kryteria włączenia do badania obejmowały: wiek poniżej<br />
60 roku życia w chwili rozpoczęcia badań, rozpoznanie cukrzycy typu 2 - co najmniej 4 lata<br />
przed rozpoczęciem badania, nadciśnienie tętnicze łagodne lub umiarkowane, brak cech<br />
przerostu mięśnia sercowego we wstępnej ocenie ultrasonograficznej, wyrównanie wartości<br />
ciśnienia tętniczego w momencie rozpoczęcia badań, wyrównanie gospodarki<br />
węglowodanowej w momencie rozpoczęcia badań, świadomą zgodę pacjenta na przystąpienie<br />
do programu badań. Kryteria wyłączenia obejmowały powszechnie uznane przeciwwskazania<br />
do stosowania leczenia wolnozmiennym polem magnetycznym. Ponadto z badań wykluczono<br />
osoby z chorobami kardiologicznymi, endokrynologicznymi i pulmonologicznymi,<br />
w przebiegu których mogą występować patologie układu wegetatywnego, pacjentów<br />
z zaburzeniami przewodnictwa śródkomorowego (bloki odnóg pęczka Hisa i zespół<br />
preekscytacji), a także chorych zażywających leki o udowodnionym istotnym wpływie na<br />
zachowanie się spontanicznej zmienności rytmu serca (beta-blokery, blokery kanału<br />
wapniowego). Pacjenci z cukrzycą typu 2 byli leczeni doustnymi lekami hipoglikemizującymi<br />
i ew. 1 dawką insuliny długo działającej podawaną w godzinach wieczornych.<br />
Przed rozpoczęciem cyklu ekspozycji u pacjentów wykonano wstępne badanie lekarskie<br />
podmiotowe i przedmiotowe, badanie ultrasonokardiograficzne, 12-odprowadzeniowy zapis<br />
EKG, a także rejestrację zmienności rytmu zatokowego (HRV) oraz uśrednionego EKG<br />
wysokiego wzmocnienia w dziedzinie czasu (U-EKG). Następnie chorzy zostali poddani<br />
cyklowi magnetoterapii obejmującemu 15 codziennych ekspozycji okolicy klatki piersiowej,<br />
trwających 12 minut: grupa pierwsza (S) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu<br />
sinusoidalnym, częstotliwości impulsów 40 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mT,<br />
a grupa druga (P) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu prostokątnym, częstotliwości<br />
impulsów 10 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mT. W 10 i 15 dniu cyklu ekspozycji<br />
powtórzona została nieinwazyjna rejestracja elektrokardiologiczna (HRV, U-EKG).<br />
U badanych pacjentów nie stwierdzono istotnych zmian wartości ciśnienia tętniczego<br />
i częstości tętna w trakcie cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości wyjściowych. W zakresie<br />
analizy czasowej zmienności rytmu zatokowego obserwowano istotne statystycznie<br />
zmniejszenie wartości parametrów mRR, SDNN i pNN50 w obu badanych grupach<br />
pacjentów (S i P), zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości<br />
wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W zakresie<br />
analizy spektralnej zmienności rytmu zatokowego obserwowano przemijające, istotne<br />
statystycznie zmniejszenie całkowitej mocy widma w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do<br />
wartości wyjściowych, istotne statystycznie zmniejszenie mocy widma w zakresie wysokich<br />
częstotliwości HF i niskich częstotliwości LF w obu grupach pacjentów (S i P), zarówno w<br />
10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych (przy czym spadek<br />
tych wartości był większy w 10 dniu cyklu), a także istotny statystycznie wzrost mocy widma<br />
w zakresie bardzo niskich częstotliwości VLF w 15 dniu cyklu ekspozycji. Ponadto w obu<br />
grupach pacjentów (S i P) stwierdzono istotne statystycznie zmniejszenie wartości wskaźnika<br />
LF:HF w stosunku do wartości wyjściowych, zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu<br />
magnetoterapii, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W analizie<br />
parametrów ilościowych uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia w obu grupach<br />
pacjentów (S i P) obserwowano zarówno w 10, jak i 15 dniu cyklu ekspozycji znamienne<br />
statystycznie zmniejszenie wartości parametrów U-QRS i RMS40 w stosunku do wartości<br />
wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. Ponadto w obu<br />
grupach pacjentów (S i P) obserwowano istotne statystycznie zmniejszenie wartości<br />
parametru LAS40 w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych<br />
67
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Na podstawie uzyskanych wyników wykazano, że wolnozmienne pole magnetyczne o<br />
parametrach fizycznych stosowanych w magnetoterapii nie wpływa na wartości ciśnienia<br />
tętniczego i częstość tętna, w korzystny sposób modyfikuje zachowanie się zmienności rytmu<br />
zatokowego, poprzez przywrócenie równowagi układu wegetatywnego w wyniku<br />
zmniejszenia nadmiernej aktywności współczulnej, a także powoduje korzystną tendencję do<br />
zmniejszenia czasu trwania uśrednionego zespołu QRS, co pośrednio przemawia za<br />
możliwością redukcji ryzyka powstawania późnych potencjałów komorowych u pacjentów<br />
z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym. Przemijające zmniejszenie całkowitej mocy<br />
widma w analizie czasowej HRV stwierdzone w 10 dniu cyklu ekspozycji w wolnozmiennym<br />
polu magnetycznym, któremu towarzyszy znamienny spadek wartości SDDN stanowić może<br />
zjawisko potencjalnie niekorzystne dla bezpieczeństwa terapii. Z wykonanych badań wynika,<br />
że na uzyskane efekty oddziaływania wolnozmiennego pola magnetycznego o parametrach<br />
fizycznych stosowanych w magnetoterapii na czynność elektryczną serca pacjentów<br />
z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym nie wpływa w istotny sposób kształt impulsu<br />
oraz częstotliwość stosowanego pola magnetycznego, a głównym czynnikiem decydującym o<br />
efekcie biologicznym tego oddziaływania wydaje się być wartość indukcji pola<br />
magnetycznego oraz przewlekły charakter ekspozycji. Uzyskane wyniki wskazują na<br />
możliwość wykorzystania magnetoterapii jako metody wspomagającej leczenie<br />
farmakologiczne u pacjentów z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym.<br />
THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR<br />
ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR<br />
Anca Ciobanu, Elena Helerea<br />
Transilvania University of Brasov<br />
Faculty of Electrical Engineering and Computer Science<br />
For the last two decades, studies regarding fault diagnosis in the induction motors were<br />
accomplished and, in particular, a substantial research was dedicated to broken rotor bar faults<br />
and to their non-intrusive diagnosis techniques development. According [1], broken rotor bar<br />
represents approximately 5% from induction motor faults and yet it is the most studied fault<br />
type. Since 1988 Kliman et. al [2], used the stator currents and voltages measurement method<br />
to detect the presence of broken rotor bar. Some recent studies were based on the finite<br />
elements techiques [3]-[5], through which more necessary information for the diagnosis was<br />
provided. Other researches were focused on MCSA (Motor Current Signature Analysis) [6] to<br />
detect the induction motor electrical and mechanical faults. A different approach to the broken<br />
bars was made in terms of the motor’s heating problem [7], where there are still technical<br />
challenges, although many scientific papers have been developed.<br />
The influence of the broken rotor bar on the induction motor behaviour in terms of stator and<br />
rotor currents, torques, losses and motor heating is analyzed and studied in this paper. Thus,<br />
modeling and simulation of the induction motor without / with broken bar fault by finite<br />
element method were performed. Simulation results were confirmed by experimental data.<br />
68
Experimental setup<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
A testing bench control was designed for the induction motor behavior study. As samples<br />
were considered three identical rotors with a total of 22 bars, and a stator designed for motors<br />
with rated power of 0.37 kW and speed of 1500 rpm. Two rotors were deliberately damaged<br />
by drilling holes in the bars and then used with the same stator, for a better accuracy of the<br />
tests (Fig.1).<br />
Fig.1 Experimental setup and the two damaged rotors.<br />
The simulation of the induction motor operation without/with broken bars are based on 2D<br />
finite element method. In the case of broken bars the rezistivity is 10 5 higher than the healthy<br />
bar rezistivity [8].<br />
Analysis and study of the broken rotor bars influence<br />
No-load, short-circuit and load tests were performed in order to analyze the influence of<br />
broken rotor bars on the induction motor behavior.<br />
The stator currents value of the healthy motor is very close to the stator current value of the<br />
faulty motor. At the rotor turning, every rotor bar successively meets the winding slots, so<br />
each bar will be influenced by the stator magnetic field and all the rotor bar currents become<br />
uniform around the rotor periphery. It can be observed that the adjacent bars amplitude has<br />
the highest value around the broken bars and this explains why and how do broken bar faults<br />
propagate (Fig.2).<br />
When a bar is broken or partially broken, some of the initial current flowing through that bar<br />
will be redistributed to the adjacent bars leading to Joule losses increasing. The flux<br />
distribution around broken bar changes, this phenomenon resulting in increased steel losses in<br />
the bar next affected [9].<br />
a)<br />
b)<br />
Fig.2. Experimental rotor bar current for a) healthy; b) one broken bar; c) two broken bars<br />
69<br />
c)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Broken rotor bars have an obvious influence on temperature distribution in an induction<br />
motor. With the broken bars number increasing, the temperature rise at the same position of<br />
the motor increases. It can be predict that the stator winding and rotor temperature rise will<br />
dramatically increase in the motor cases with adjacent broken bars.<br />
The undertaken analysis by the 2 D finite element method esily reveald the influence of the<br />
broken rotor bars on the induction motor behavior in terms of electromagnetic, mechanical<br />
and thermal field.<br />
Acknowledgment<br />
This paper is supported by the Sectoral Operational Programme Human Resources Development (SOP<br />
HRD), ID76945 financed from the European Social Fund and by the Romanian Government.<br />
References<br />
[1] IEEE Committe Report, „Report of large motor reliability survey of industrial and commercial installations,<br />
Part I and Part II”, IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. IA-21, pp. 853-872, July/Aug. 1985.<br />
[2] G.B. Kliman, R.A. Koegl, J. Stein, R.D. Endicott, M.W. Madden, ”Noninvasive Detection of Broken Rotor<br />
Bars in Operating Induction Motors” IEEE Trans on Energy Conversion, Vol.3, No.4, (December 1988),<br />
pp. 873-879, ISSN 0885-8969.<br />
[3] C.-E. Kim, Y.-B. Jung, S.-B. Yoon, D.-H. Im, “The Fault Diagnosis of Rotor Bars in Squirrel Cage<br />
Induction Motors by Time-Stepping Finite Element Method”, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 33,<br />
no. 2, pp. 2131-2134, March 1997<br />
[4] A. Bentounsi, “On Line Diagnosis of Defaults on Squirrel Cage Motors Using FEM”, IEEE Transactions<br />
on Magnetics, vol. 34, no 5, pp. 3511-3514, September 1998.<br />
[5] L. Weili, X. Ying, S. Jiafeng, L. Yingli, “Finite-Element Analysis of Field Distribution and Characteristic<br />
Performance of Squirrel-Cage Induction Motor With Broken Bars”, IEEE Transactions on Magnetics, vol.<br />
43, no. 4, pp. 1537-1540, April 2007.<br />
[6] W.T. Thomson, R.J. Gilmore, “Motor current signature analysis to detect faults in induction motor drives<br />
— fundamentals, data interpretation and industrial case histories”, Proceedings of the 32 nd Turbomachinery<br />
Symposium, Houston, TX, USA, 2003, pp. 145–156.<br />
[7] R. Casimir et al. „Comparison of Modeling Methods and of Diagnostic of Asynchronous Motor in Case of<br />
Defects”, International Power Electronics Congress - CIEP, 9th IEEE International Power Electronics<br />
Congress - Technical Proceedingss, pp. 101-108, ISBN 0-7803-8790-2, Celaya, Mexico, October, 2004.<br />
[8] C. W. Steele, Numerical Computation of Electric and Magnetic Fields. New York: Chapman & Hall, (1997).<br />
POLE MAGNETYCZNE<br />
I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA<br />
Katarzyna Ciosk<br />
Politechnika Świętokrzyska, Kielce<br />
Separatory cząstek ferromagnetycznych znajdują zastosowanie zarówno do oczyszczania<br />
materiałów z elementów żelaznych, jak też do wzbogacania rud żelaza lub separacji pyłów<br />
kominowych elektrowni węglowych. Ze względu na dwa rodzaje obróbki materiałów<br />
mineralnych, na sucho i mokro, stworzono dwie wersje konstrukcyjne modelu badawczego:<br />
70
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
1) separator wielowałkowy z poziomymi wałkami do oczyszczania suchego minerału<br />
opisany m. in. w pracy [1]<br />
2) separator jednowałkowy z wałkiem umocowanym pionowo, przeznaczony głównie do<br />
minerałów zawartych w pulpie wodnej [2].<br />
Separator magnetyczny wersji z jednym wałkiem składa się z rdzenia magnetycznego i cewki<br />
wzbudzenia, zasilanej ze źródła prądu stałego, natomiast panel separujący zawiera jeden<br />
wałek usytuowany pionowo. Wałek ten, wykonany ze stali, umieszczony w cylindrycznej<br />
osłonie niemagnetycznej, napędzany jest z niewielką prędkością za pomocą napędu<br />
elektrycznego wolnoobrotowego. Minerał przeznaczony do oczyszczenia podawany jest przez<br />
wlot w dwóch obszarach umieszczonych w górnej części wałka. Cząstki niemagnetyczne<br />
minerału opadają pionowo w dół do wylotu oczyszczonego materiału, natomiast cząstki<br />
magnetyczne pod wpływem niejednorodnego pola magnetycznego osadzają się na<br />
cylindrycznej osłonie w miejscu jej sąsiedztwa z gwintem wałka. Pod wpływem obrotu wałka<br />
cząstki magnetyczne wyprowadzane są ze strefy przelotu minerału do wylotu koncentratu<br />
magnetycznego. Skuteczność oczyszczania minerałów z wtrąceń magnetycznych zależy od<br />
rozkładu pola magnetycznego w szczelinie roboczej separatora. Aby odpowiednio uformować<br />
pole magnetyczne w szczelinie należy dokonać jego obliczeń w przestrzeni trójwymiarowej<br />
dla różnych kształtów elementów konstrukcyjnych. Przedmiotem niniejszej pracy jest<br />
zastosowanie metody sieci reluktancyjnych (MSR) do obliczeń pola magnetycznego i pola sił<br />
w szczelinie separatora jednowałkowego śrubowego w dwóch wersjach konstrukcyjnych: z<br />
płaskimi nabiegunnikami (W1) oraz z krzywoliniowymi nabiegunnikami zwanego dalej WK.<br />
Model matematyczny separatora<br />
Matematyczny model separatora śrubowego jednowałkowego określają następujące założenia<br />
upraszczające:<br />
1) separator reprezentowany jest przez trójwymiarową sieć sił magnetomotorycznych Fi<br />
oraz reluktancji. Ze względu na symetrię obliczenia przeprowadzono dla ćwiartki<br />
separatora.<br />
2) przenikalność magnetyczna rdzenia i wałka �Fe zależą od charakterystyki magnesowania<br />
B=f(H) aproksymowanej równaniem B= 1,172 arctg 0,05H<br />
3) nie uwzględnia się ruchu obrotowego wałka oraz obecności cząstek ferromagnetycznych<br />
w szczelinie<br />
Sieciowe modele reluktancyjne w przekroju poprzecznym dla separatów z płaskimi oraz<br />
krzywoliniowymi nabiegunnnikami przedstawia rysunek 1.<br />
a) b)<br />
Rys.1. Sieciowy model reluktancyjny separatora: a) separator W1, b) separator WK<br />
71
Wyniki obliczeń<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Stosując metodę potencjałów węzłowych dla węzłów sieci reluktancyjnej uzyskano układ 935<br />
równań nieliniowych dla potencjałów V� , które rozwiązano metodą iteracyjną.<br />
Dla separatorów śrubowych jednowałkowych W1 i WK wykonano obliczenia indukcji<br />
magnetycznej oraz rozkładu gęstości siły działającej na cząstki ferromagnetyczne<br />
w szczelinie roboczej. Wyniki obliczeń rozkładu składowej By indukcji magnetycznej dla W1<br />
przedstawiono na rysunku 2. Niewielkie rozbieżności między krzywymi: teoretyczną<br />
i eksperymentalną pozwalają stwierdzić, że stosowana do obliczeń metoda sieci<br />
reluktancyjnych daje dobrą zgodność wyników teoretycznych i pomiarowych.<br />
a) b)<br />
Rys.2. Rozkład indukcji magnetycznej w szczelinie separatora: a) wzdłuż wałka, b) w przekroju poprzecznym<br />
Literatura<br />
[1] Ciosk K., Gierczak E., Mendrela E.A : Pole magnetyczne i pole sił w szczelinie separatora magnetycznego<br />
śrubowego: Wiadomości Elektrotechniczne, No 6,1994, str.236-238<br />
[2] Ciosk K,.Gierczak E,.Mendrela E.A, Mendrela E.M.: A design of magnetic separator with quasi-travelling<br />
magnetic field using reluctance network method - COMPUMAG, Rio de Janeiro, Nov.1997 ,pp. 91-92<br />
[3] Praca zbiorowa pod redakcją J. Turowskiego: Analiza i synteza pól elektromagnetycznych. Warszawa<br />
PAN, 1990<br />
A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE<br />
ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES<br />
Andriy Czaban 2 , Marek Lis 1<br />
1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
2 Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki<br />
In the present paper, starting from a modified Hamilton-Ostrogradski principle,<br />
a mathematical model of a DC drive was presented. The drive system consists of a motor,<br />
a long elastic shaft and a load mechanism. The application of interdisciplinary approaches in<br />
72
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
the theory of methods of mathematical modelling of drive systems makes it possible to<br />
determine fully all parameters related to movement or design, what is not always possible for<br />
classical approaches. For the electromechanical system we can write the Lagrangian<br />
components as follows<br />
ia ia i<br />
i<br />
a<br />
f<br />
2 2<br />
2<br />
* J1�1J2�2* c1,2<br />
( �2 � �1)<br />
T � � �a ( ia ) dia �� ��( ia ) dia �� ���( ia ) dia � � � f ( i f ) di f � � , P �<br />
2 2 2<br />
0 0 0 0<br />
� ( � � � )<br />
� � � � � � � �<br />
*<br />
t<br />
1<br />
� ( ra 2 0<br />
r� 2<br />
r��) ia d<br />
t<br />
1 2<br />
� rf i f d<br />
2 0<br />
1,2 2<br />
2<br />
1<br />
2<br />
*<br />
t<br />
� ( a a a f f )<br />
t �1 � � EM 1<br />
t �2<br />
� � ( 2) 2<br />
0 0 0 0 0<br />
D � u i � �ui � u i d� � M d� d� � M � d� d�<br />
(1)<br />
*<br />
where T *<br />
– total kinetic coenergy of the electromechanical system; P – total potential energy<br />
*<br />
concentrated in the system; � – external and internal dissipation of electric and mechanical<br />
*<br />
energy of the system; D – energy of active and passive non-potential forces acting on the<br />
system from the outside.<br />
A variation of the action functional according to Hamilton shall be equal to zero only then,<br />
when the dynamic system acts accordingly to the Euler-Lagrange equations:<br />
* *<br />
d �L�L � � 0,<br />
dt �qk �qk<br />
* * * * *<br />
L � T � P � � � D<br />
, (2)<br />
*<br />
where L – modified Lagrange function,<br />
On the basis of (1) – (2) the Lagrangian was obtained, which was subsittuted next into the<br />
Eulera-Lagrange’ equation. After several transformations the generalized equation of electric<br />
state of the DC motr in the normal Cauchy form was obtained<br />
dia<br />
� A11 u � r i �c �� � �u � A12 u � r i<br />
dt<br />
di<br />
f<br />
dt<br />
where:<br />
� a � a M � � f f f �<br />
� a � a M � � f f f �<br />
� A u � r i �c �� � �u � A u � r i<br />
r r r r<br />
� a � ��<br />
A<br />
A<br />
A<br />
12<br />
12<br />
22<br />
21 22<br />
A<br />
�<br />
11 � � � � � � � �<br />
� � � Lff �Laa � L� a � L�� a � � Lfa �Laf � L�f � L��<br />
f �<br />
;<br />
� � �<br />
Laf �L�f�L�� f<br />
�<br />
L L L L L L L L<br />
L<br />
�<br />
ff<br />
� � � � �� � � � � � � �� �<br />
� � � � � � � �<br />
ff aa a a fa af f f<br />
� � �<br />
Laf �L�f�L�� f<br />
�<br />
L L L L L L L L<br />
73<br />
;<br />
, (3)<br />
� � � � �� � � � � � � �� � ;<br />
21 � � � � � �<br />
Lff �Laa � L� a � L�� a � � Lfa �Laf � �<br />
� L�f � L��<br />
f �<br />
�<br />
�<br />
� � �<br />
� � � �<br />
Lfa �Laf �L�f�L�� f �<br />
� � �� � � � � � �<br />
�<br />
�<br />
�� � �<br />
� � � � � � � �<br />
ff aa a a fa af f f<br />
A<br />
1<br />
� 1�<br />
� � � � � � � � �<br />
Lff Lff Laa La La Lfa Laf Lf Lf<br />
� � ; (4)<br />
Do analizy układu napędowego prądu stałego potrzebne są równania części mechanicznej:<br />
�<br />
;<br />
L<br />
�<br />
fa<br />
;
d<br />
dt J<br />
�1 1<br />
� � � � � � � � � �<br />
1<br />
d<br />
dt J<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
�MEM c1,2(<br />
2 1) 1,2 ( 2 1)<br />
�<br />
�2 1<br />
� � � � � � � � � � � �<br />
1<br />
�c1,2( 2 1) 1,2 ( 2 1) M(<br />
2)<br />
�<br />
;<br />
74<br />
, (5)<br />
In the general case the magnetic flux is a function of both machine current � � � ( i , i ) .<br />
Then the calculation of differential inductances becomes very difficult. Therefore in<br />
modelling of DC machines the approximate methods are applied. On their basis working<br />
magnetic fluxes are calculated. For example, machine saturation may be approximately<br />
considered as a function of magnetization current of the machine, i.e. � � � ( i ) . Such<br />
approach results in a substantial simplification of the mathematical model of the machine, but<br />
does not imply any model limitation. Then the coefficient L � L ( i ) becomes nonlinear.<br />
ff ff f<br />
The analysis of transient states was carried out for two cases: in the first one the load moment<br />
is constant, in the second one it is given with a function M � M sin5t<br />
.<br />
80 �, s -1<br />
60<br />
40<br />
20<br />
0<br />
t, s<br />
-20<br />
0 4 8 12 16<br />
O N<br />
80<br />
60<br />
40<br />
20<br />
0<br />
�, s -1<br />
f<br />
a f<br />
t, s<br />
0 4 8 12 16<br />
Fig. 1. Transient dependence of the rotation Fig. 2. Transient dependence of the rotation<br />
velocity in the first case velocity in the second case<br />
Conclusions<br />
In Fig. 1 a transient rotation velocity of the DC drive was depicted for the first case. Because<br />
the shaft of the drive rotor is loaded with an active moment, initially the motor begins to<br />
rotate in the reverse direction. As the magnetization strength increases, the drive begins to<br />
rotate in the correct direction. The form of the dependence of angular velocity for constant<br />
excitation supply depends to much extent on the function of variation of supply voltage of the<br />
machine. In Fig. 2 a transient dependence of the DC drive was depicted for the second case.<br />
Because the shaft of the drive rotor is loaded with a moment, which changes accordingly to<br />
M � M sin5t<br />
the dependence<br />
O N<br />
, the form of the function of rotation velocity should include<br />
additional fluctuations, what is depicted in the chart. In the steady state these fluctuations<br />
assume a correct harmonic value about 0,8 Hz.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES<br />
FOR MATHEMATICAL MODELING OF ASYMMETRICAL<br />
STATES IN A POWER TRANSFORMER<br />
Andriy Czaban 2 , Andrzej Rusek 1, Marek Lis 1<br />
1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
2 Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki<br />
The electric connection schemes for trqanformer windings are presented in Figs. 1 and 2.<br />
0<br />
C B A<br />
u�2A<br />
L1B<br />
u1LA<br />
VS10<br />
L1A<br />
rB<br />
rA<br />
L�1<br />
B<br />
L1C<br />
uA1<br />
u1rA<br />
r1<br />
rC<br />
i1A<br />
u1A<br />
A<br />
r1<br />
L�1<br />
r1<br />
L�1<br />
C<br />
75<br />
0<br />
u�2B<br />
C B A<br />
u�2A<br />
u2LB<br />
L2B<br />
u2LA<br />
L2A<br />
RB<br />
u2KA<br />
u2RB<br />
i2KB<br />
uAB2<br />
L2C<br />
RA<br />
u2RA<br />
r2<br />
L�2<br />
i2KA<br />
A<br />
r2<br />
B L�2<br />
C<br />
Fig. 1. Electrical connection scheme of the primary Fig. 2. Electrical connection scheme of the secondary<br />
winding winding<br />
Lagrangian shall be written in the following form:<br />
t<br />
* * * * * * *<br />
( , , ) , p( ) t��<br />
0<br />
L q q t � T � P � � � D � � � � t d�<br />
, (1)<br />
*<br />
*<br />
where L – modified non-force Lagrange’ function [2]; T – total (full) kinetic coenergy of the<br />
*<br />
eelctromechanical system [2]; P – potential energy concentrated in the system, D – energy of<br />
*<br />
active and passive non-potential forces, � – function of internal and external dissipation<br />
energy; � – dissipative function of the system; � – additional integration variable<br />
*<br />
p<br />
For electromagnetic systems (Fig. 1, Fig. 2) the Lagrangian compoennts shall be written:<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
� � � � �<br />
�<br />
��<br />
�<br />
�<br />
1 2 2 2 1<br />
2<br />
� �L1 Ai1 A � L1Bi 1B � L1Ci 1C � � �L2<br />
A( i2 A �i2 C )<br />
2 2<br />
2 2<br />
�L2 B( i2B �i2 A) � L2C ( i2C � i2B<br />
) � ; (2)<br />
*<br />
T<br />
2<br />
i jA<br />
� � jA( i jA) di jA<br />
i jB<br />
� jB( i jB) di jB<br />
i jC<br />
� jC ( i1C ) di jC<br />
j�1<br />
0 0 0<br />
t<br />
* 1 2 2 2 2 2 2 2<br />
� �(<br />
r1 rA) i1 A ( r1 rB ) i1B ( r1 rC ) i1C r2 ( i2 A i2 A i2 A) RA( i2 A i2C<br />
)<br />
2 0<br />
� � � � � � � � � � � � �<br />
�<br />
�R ( i �i ) � R ( i �i ) d�<br />
; (3)<br />
2 2<br />
B 2B 2A C 2C 2B<br />
RC<br />
i2AB<br />
i2CA<br />
r2<br />
L�2
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
*<br />
D<br />
t<br />
� ( u�1Ai1 A u�1Bi1 B u�1Ci1 C ) d<br />
t<br />
�V01( i1 A i1B i1C ) d<br />
t<br />
��(<br />
u�2 A u�2 B) i2<br />
A<br />
0 0 0<br />
� � � � � � � � � � �<br />
�2B �2C 2B �2C �2<br />
A 2C<br />
�<br />
�( u �u ) i � ( u �u ) i d�<br />
, (4)<br />
Substituting Lagrangian (1) into the Euler-Lagrange’ equation:<br />
* *<br />
d �L�L � � 0, k �1,...,6<br />
dt �q�q k k<br />
the differential equations, which describe the operation of the transformer, have been obtained<br />
in a vector form<br />
� � T<br />
d � d �<br />
Ψ1 � B2u�1 ��L1�r��i1, u�1<br />
� u�1A dt � dt �<br />
u�1B 1 �2L1A�L1C u�1C,<br />
L1<br />
�<br />
3<br />
�<br />
� L1C �L1A L1C �L1B�<br />
,<br />
2L1<br />
B �L<br />
�<br />
1C<br />
�<br />
1 � 2<br />
B2<br />
�<br />
3<br />
�<br />
��1 �1 2<br />
�1�<br />
,<br />
�1<br />
� r �<br />
�<br />
1 �3r1�2rA�rC �<br />
3<br />
�<br />
� rC � rA rC � rB<br />
�<br />
3r1�2rB�r �;<br />
C �<br />
(6)<br />
� � T<br />
d � d �<br />
�2L2A�L2BL2A�L2B� Ψ2 � B4u�2 ��L2�R��i2, u�2<br />
� u�2Au�2Bu�2C, L 2 �<br />
dt � dt<br />
�<br />
�<br />
L2C L2 B 2L2C<br />
L<br />
�,<br />
� � � 2B<br />
�<br />
�1�10 � �2RA�RB�r2RA�RB� B4�� , �<br />
0 1 1<br />
� R �<br />
�<br />
�<br />
RC � RB 2RC<br />
� RB � r<br />
�.<br />
(7)<br />
� � � 2 �<br />
The results of simulations for transients are presented for a three phase power transformer<br />
working in the following regimes: single–phase short-circuit in the phase A of the secondary<br />
winding (I), two-phase short-circuit for phases A and B (II), three-phase short-circuit (III).<br />
200<br />
100<br />
-100<br />
-200<br />
Conclusions<br />
0<br />
i, A<br />
2<br />
1<br />
0 0.04 0.08 0.12<br />
t, s<br />
76<br />
400<br />
0<br />
-400<br />
i, A<br />
2<br />
1<br />
0 0.04 0.08 0.12<br />
Fig. 5. Transient currents in the secondary Fig. 6. Transient currents in the primary<br />
winding for the case I: winding for the case II:<br />
1 -current in the phase A, 2 - current in the phase B<br />
On the basis of the proposed method a mathematical model of a dynamical system has been<br />
developed. Its components are an asymmetric cable line and a power transformer, supplied by<br />
an asymmetric supply source of electric energy. On the basis of the proposed model, the<br />
t, s<br />
(5)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
analysis of work conditions for different kinds of short-circuits of the secondary winding of<br />
the transformer has been carried out. Using the results of computer simulations the failure<br />
states in a nonlinear power transformer have been considered.<br />
Wprowadzenie<br />
WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
NA ROŚLINY<br />
NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ –<br />
STUDIA LITERATUROWE<br />
Tomasz Długosz 1 , Agnieszka Klink 2<br />
1 Politechnika Wrocławska<br />
Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki<br />
2 Uniwersytet Wrocławski<br />
Katedra Ekologii, Biogeochemii i Ochrony Środowiska<br />
Promieniowanie elektromagnetyczne stało się częścią naszego życia. Całe środowisko<br />
poddawane jest napromieniowaniu polem elektromagnetycznym (PEM) od wielu<br />
dziesięcioleci. Gwałtowny rozwój m.in. bezprzewodowych systemów telekomunikacyjnych,<br />
czy wzrost liczby linii wysokiego napięcia, spowodował szerokie zainteresowanie wśród<br />
naukowców i badaczy tematyką wpływu PEM na różne obiekty, przede wszystkim na ludzi i<br />
zwierzęta. O ile tego typu badania prowadzone są także na roślinach uprawnych, to w innych<br />
przypadkach sytuacja wygląda znacznie gorzej. Celem niniejszego referatu jest prezentacja<br />
koncepcji badań nad wpływem PEM na rzęsę drobną (Lemna minor L.). Gatunek ten należy<br />
do makrohydrofitów, które pełnią bardzo istotną rolę w ekosystemach wodnych. Są ważnym<br />
składnikiem ich biomasy i pierwotnym źródłem energii. Stanowią ważne ogniwo łańcucha<br />
pokarmowego, odgrywają istotną rolę w produkcji tlenu i krążeniu substancji odżywczych,<br />
stanowią nisze ekologiczne dla organizmów wodnych, a także wpływają na jakość wody. W<br />
związku z tym zmiany w populacjach roślin wodnych mogą wpływać na funkcjonowanie<br />
ekosystemu.<br />
Artykuł stanowi przegląd doniesień literaturowych w omawianej tematyce, charakterystykę<br />
wybranych źródeł PEM oraz przygotowanie koncepcji badań eksperymentalnych.<br />
Charakterystyka rzęsy drobnej (Lemna minor L.)<br />
Lemna minor jest bardzo drobną byliną pływającą po powierzchni wody, wytwarzającą<br />
okrągłe człony pędowe o średnicy 2 - 3 mm, które nie są zróżnicowane na łodygę i liście.<br />
Każdy człon pędowy wytwarza tylko jeden korzeń (Rys. 1). Gatunek ten występuje<br />
powszechnie na całej kuli ziemskiej (poza Arktyką), zasiedla wody stojące i wolno płynące,<br />
gdzie zajmuje brzegi porośnięte roślinnością wynurzoną, ograniczającą ruchy wody. Jest to<br />
77
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
roślina kosmopolityczna. Może żyć w wodach słodkich i słonawych, eutroficznych i<br />
oligotroficznych, najczęściej o odczynie obojętnym lub zasadowym. Często tworzy<br />
jednogatunkowe, bardzo liczne skupienia (Fot. 1), ale może też wchodzić w skład innych<br />
zbiorowisk roślin wodnych. Występując niekiedy masowo, tak silnie zacienia toń wodną, że<br />
nie dopuszcza do rozwoju w niej żadnej roślinności podwodnej, wpływając przez to<br />
decydująco na bieg sukcesji.<br />
Rzęsa drobna jest gatunkiem bardzo przydatnym we wszelkiego rodzaju badaniach<br />
laboratoryjnych i bioindykacyjnych, gdyż charakteryzuje się względną łatwością hodowli i<br />
szybko się namnaża wegetetywnie. Ponadto ma małą zmienność genotypową i fenotypową<br />
oraz cechuje się wrażliwością na szerokie spektrum substancji toksycznych<br />
Wcześniejsze badania wykazały wyraźny ograniczający wpływ fal elektromagnetycznych na<br />
wzrost Lemna minor, zależny od częstotliwości pola, ale nie w sposób liniowy. Wrażliwość<br />
roślin oraz ich odpowiedź na PEM zależy również od stanu fizjologicznego rośliny. Tempo<br />
wegetatywnego namnażania innego gatunku z rodziny Lemnaceae, spirodeli<br />
wielokorzeniowej (Spirodela polyrhiza) wzrasta pod wpływem fal elektromagnetycznych, za<br />
wyjątkiem młodych roślin, u których wyraźnie maleje. Wykazano również modyfikujący<br />
wpływ toksycznych zawartości Cu w wodzie na oddziaływanie fal o niewielkim natężeniu (10<br />
MHz) na badany gatunek.<br />
Rys. 1. Pokrój Lemna minor Fot. 1. Gęste zbiorowisko Lemna minor<br />
na powierzchni wody<br />
Układy ekspozycyjne pola elektromagnetycznego<br />
Rozwój zastosowań źródeł dużej mocy, telefonii komórkowej i urządzeń elektronicznych<br />
wymusił rozwój narzędzi służących do pomiarów PEM i do wytwarzania wzorcowych jego<br />
wartości. Powszechnie znane i stosowane są przyrządy do pomiarów PEM, poczynając od<br />
najmniejszych wartości natężeń odpowiadających metrologii zakłóceń radioelektrycznych,<br />
pomiarów propagacyjnych, przez wartości wynikające z potrzeb ochrony środowiska<br />
elektromagnetycznego, po wartości powodujące niszczenie tkanek, organizmów, czy<br />
urządzeń technicznych.<br />
Wytwarzanie wzorcowego PEM wybraną metodą nie polega na jego bezpośrednim<br />
wyznaczeniu, ponieważ taki sposób pomiaru PEM dotychczas nie jest znany. PEM określane<br />
jest na podstawie pomiaru napięcia, prądu lub innej wielkości fizycznej. Wzorce PEM<br />
wykorzystywane są zwłaszcza do atestacji narzędzi pomiarowych, ale nie jest to jedyne ich<br />
zastosowanie. Powszechnie stosowane są wzorce wtórne (układy ekspozycyjne) w badaniach<br />
wpływu PEM na dowolne obiekty materialne (np. zwierzęta, rośliny).<br />
78
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W zależności od wymaganej składowej pola i zakresu częstotliwości, w jakim<br />
przeprowadzane są badania, wykorzystywane są różne sposoby, a więc również różne układy<br />
ekspozycyjne do wytwarzania wzorcowego PEM:<br />
� pole stałe i niskich częstotliwości (do kilkuset kHz) – dla pól magnetycznych cewki<br />
Helmholtza, dla pól elektrycznych kondensatory płaskie,<br />
� radiofale (do kilkuset MHz) – układy ekspozycyjne z anteną liniową, komory TEM,<br />
� mikrofale – anteny aperturowe, odcinki falowodów, komory bezechowe, komory<br />
rewerberacyjne.<br />
Podsumowanie<br />
Promieniowanie PEM jest istotnym czynnikiem warunkującym rozwój żywych organizmów.<br />
Zainteresowanie autorów niniejszego referatu konferencyjnego skupia się na sprawdzeniu,<br />
czy istnieje, a jeśli tak, to jaki jest wpływ PEM na rzęsę drobną w różnych warunkach<br />
ekspozycji. Doświadczenia przeprowadzone zostaną w wybranych zakresach częstotliwości w<br />
warunkach laboratoryjnych i w warunkach rzeczywistych.<br />
Wprowadzenie<br />
METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ<br />
MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
W SILNIKACH TARCZOWYCH PRĄDU STAŁEGO<br />
PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI<br />
Paweł Drzymała, Henryk Welfle<br />
Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych<br />
Stosowanie w konstrukcjach silników tarczowych uzwojeń stojana typu Gramma powoduje,<br />
iż znaczna część cewki (połączenia czołowe zewnętrzne) nie jest wykorzystana do<br />
generowania momentu własnego silnika. Strumień wytworzony przez ten fragment cewki jest<br />
strumieniem rozproszenia. Naturalną wydaje się propozycja prowadząca do modyfikacji<br />
konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego z umieszczonymi na<br />
nim magnesami segmentowymi łukowymi. Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w<br />
obwodzie magnetycznym wirnika przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego<br />
nawet w granicach do około 35% w porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez<br />
zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się jednocześnie objętość danej konstrukcji, co powoduje<br />
zmianę momentu elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy wagi silnika. Zabieg ten<br />
powoduje zwiększenie sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz<br />
zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element.<br />
79
a)<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Metody zwiększenia wartości średniej momentu i minimalizacji pulsacji momentu<br />
Jednym z podstawowych aspektów projektowania optymalnej konstrukcji silnika<br />
z magnesami trwałymi jest zwiększenie średniej wartości momentu elektromagnetycznego<br />
przy jednoczesnym ograniczeniu pulsacji momentu. Problem ten jest szeroko rozważany w<br />
literaturze [1, 2, 3 i wiele innych].<br />
Przyjmuje się, iż wypadkowe pulsacje momentu elektromagnetycznego są wynikiem<br />
sumowania się dwóch składowych. Jedna jest efektem istnienia struktury geometrycznej<br />
uzębionej. Druga składowa to moment tętniący, który składa się z momentu wzajemnego oraz<br />
momentu reluktancyjnego. Moment wzajemny jest generowany przez oddziaływanie prądu<br />
płynącego w uzwojeniu stojana z polem magnetycznym wirnika. Składnik ten jest<br />
dominującym elementem w większości typów silników z magnesami trwałymi. Moment<br />
reluktancyjny powstaje w wyniku oddziaływania prądu płynącego w uzwojeniach stojana<br />
z wirnikiem o kątowej zmienności reluktancji.<br />
Do powszechnie stosowanych i proponowanych w literaturze metod zmniejszania pulsacji<br />
momentu elektromagnetycznego należą:<br />
� ukosowanie pakietu stojana lub magnesów trwałych wirnika,<br />
� zwiększenie liczby pasm silnika,<br />
� konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej momentu od<br />
zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu<br />
elektromagnetycznego<br />
Zwiększenie momentu elektromagnetycznego silnika możemy osiągnąć przez:<br />
� zmiany struktury geometrycznej rdzenia stojana w celu zwiększenia momentu<br />
elektromagnetycznego (zastosowanie zębów) oraz odpowiednie laminowanie rdzenia i<br />
wprowadzenie zębów z materiałów kompozytowych [4]. Jednocześnie należy<br />
pamiętać, iż konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej<br />
momentu od zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu<br />
elektromagnetycznego [7]<br />
� zmiany struktury geometrycznej magnesów trwałych [6]<br />
� magnesy segmentowe o zmiennym kierunku wektora magnetyzacji [4]<br />
� modyfikacja konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego<br />
z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi.<br />
Modelowanie i weryfikacja obliczeniowa założonego modelu<br />
Strukturę geometryczną silnika tarczowego ze stojanem o żłobkowanej strukturze<br />
wygenerowaną z użyciem pakietu obliczeniowego wykorzystującego metodę elementów<br />
skończonych wraz z siatką elementów przedstawiono na rysunku 1 (obiekt bez pierścienia<br />
zewnętrznego)<br />
b)<br />
Rys.1. Model silnika (połowa modelu): a) model z siatką, b) model bez siatki c) rozkłady indukcji w postaci<br />
wektorów<br />
80<br />
c)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W prezentowanym rozwiązaniu dwie powierzchnie czynne stojana współpracują z dwiema<br />
identycznymi tarczami wirnika z magnesami montowanymi powierzchniowo o odpowiednich<br />
polaryzacjach w zależności od typu maszyny. Obydwie tarcze wirnika są zamocowane na<br />
wspólnym wale, który z kolei osadzony jest w łożysku zamocowanym w konstrukcji<br />
mocującej rdzeń stojana.<br />
Silniki stosowane w tego typu napędach winny mieć wysoką wartość współczynnika<br />
momentu do masy. Prowadzi to do zwiększenia sprawności całego napędu. Powyższe<br />
wymaganie spełniają silniki z magnesami z ziem rzadkich z bezszczotkowymi wirnikami<br />
zapewniającymi małe straty mechaniczne w trakcie pracy. Strukturę geometryczną silnika<br />
tarczowego zmodyfikowanego ze stojanem o użłobkowanej strukturze i zewnętrznym<br />
pierścieniem z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi przedstawiono<br />
na rysunku 2 (obiekt z pierścieniem zewnętrznym)<br />
a) b) c) d)<br />
Rys.2. Silnik dyskowy zmodyfikowany z pierścieniem zewnętrznym: a) uzwojenie stojana, magnesy wirnika z<br />
dodatkowymi magnesami na obwodzie, b) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, c) stojan,<br />
magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, d) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na<br />
obwodzie, część uzwojenia stojana<br />
Podsumowanie<br />
Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w obwodzie magnetycznym wirnika<br />
przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego nawet w granicach do około 35% w<br />
porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się<br />
jednocześnie objętość danej konstrukcji, co powoduje zmianę momentu<br />
elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy masy silnika. Zabieg ten powoduje<br />
zwiększenie się sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz<br />
zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element.<br />
Literatura<br />
[1] Strahan R. J., Watson D. B.: Effects of airgap and magnet shapes on permanent magnet reluctance torque.<br />
IEEE Trans. on Mag., vol. 35, No. 1, January 1999, pp. 536 – 542<br />
[2] Zhu Z. Q., Howe D.: Analytical prediction of cogging torque in radial – field permanent magnet brushless<br />
motors. IEEE Trans. Mag., vol. 28, No. 2, March 1992, pp. 1371 – 1374.<br />
[3] Li T., Slemon G.: Reduction of cogging torque in permanent magnet motors. IEEE Trans. Magnet., Vol.<br />
24, No. 6, November 1988, pp. 2901 – 2903.<br />
[4] Wróbel R.: Analiza wpływu parametrów obwodu magnetycznego i elektrycznego na pracę silnika<br />
tarczowego prądu stałego z magnesami trwałymi i elektronicznym komutatorem. Rozprawa doktorska.<br />
Łódź, 2000.<br />
[5] Mendrela E.A., Jagiela M. Analysis of torque developed in axial flux, single-phase<br />
brushless DC motor with salient-pole stator. IEEE Transactions On Energy Conversion, Vol. 19, NO. 2, p.<br />
271- 277, 2004.<br />
[6] Hanselman, D. Brushless Permanent Magnet Motor Design (Hardcover). The Writers' Collective; 2 edition, 2003.<br />
[7] Wiak S., Welfle H. Silniki tarczowe w napędach lekkich pojazdów elektrycznych. Łódź :<br />
Wydawnictwo Politechniki Łódzkiej, 2001.<br />
81
Wprowadzenie<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH<br />
NA UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO<br />
Paweł Drzymała, Henryk Welfle<br />
Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych<br />
Przedmiotem analizy jest 1 fazowy dławik bocznikowy płaszczowy o mocy 16 MVAr,<br />
napięciu znamionowym 420/ 3 kV, znamionowym prądzie skutecznym 68,7 A. Dławik<br />
przeznaczony jest do pracy w zespole 3 fazowym.<br />
Analiza polowa przeprowadzona została jako wstępna faza obliczeń koniecznych do<br />
określenia podstawowych zależności w tym pęcznienia pola w funkcji liczby i wysokości<br />
szczelin międzyplasterkowych. Z podziału tego będą wynikały określone wymiary wysokości<br />
szczelin międzyplasterkowych (przy danej wypadkowej szczelinie). Wysokości szczelin<br />
rzutują na wartości podstawowych parametrów dławika. Określenie sposobu podziału<br />
sumarycznej wypadkowej szczeliny oraz wpływu tego podziału na parametry obwodu jest<br />
trudne i możliwe do zrealizowania jedynie na drodze numerycznej analizy polowej danych<br />
konstrukcji rdzenia, lub na drodze eksperymentu. W analizie rozkładów sił zmianie ulegać<br />
będzie liczba i wysokość plasterków, zatem liczba i wysokości szczelin jednostkowych,<br />
położonych między plasterkami również będzie ulegać zmianie. Wysokości pakietów,<br />
szczelin międzyplasterkowych podane zostały w tabeli 1.<br />
Tabela 1.<br />
Parametr<br />
Liczba plastrów w kolumnie<br />
(liczba szczelin w kolumnie)<br />
4 (3) 6 (5) 8 (7) 10 (9)<br />
Wymiar wysokości środkowych plasterków mm 450 300 225 180<br />
Wymiar wysokości skrajnych plasterków mm 482 332 257 212<br />
Wymiar wysokości szczeliny międzyplasterkowej mm 106,8 64,08 45,77 35,6<br />
Obliczenia sił działających na uzwojenie dławika bocznikowego<br />
W rozpatrywanych konstrukcjach zastosowano uzwojenie dyskowe dławika (48 dysków), na<br />
które składa się z 2783 nawiniętych cewek. Dyski uzwojenia rozłożone są symetrycznie<br />
wzdłuż środkowej kolumny (rys.1.). W szczelinie międzyplasterkowej występuje pęcznienie<br />
pola, które wpływa na występowanie różnych gęstości naprężenia w danych zwojach i<br />
dyskach uzwojenia a zatem różnych wartości sił działających na poszczególne dyski<br />
uzwojenia. Analiza sił daje podstawę do rozważań drgań uzwojenia oraz całej konstrukcji<br />
dławika w tym również ocenę stopnia zagrożeń i hałasu danej konstrukcji.<br />
Analizę sił działających na poszczególne dyski uzwojenia przeprowadzono przy podziale<br />
środkowej kolumny na 3, 5, 7, 9 szczelin międzyplasterkowych, wykorzystując w tym celu<br />
� �<br />
wektorowy rachunek operatorowy J � B .<br />
Całkę z objętościowej siły policzono uwzględniając element 8 węzłowy Cotesa oraz<br />
dyskretyzację promieniową co 30 stopni. Dla każdego z 48-u dysku uzyskano zatem 36<br />
wartości sił (12 promieniowych punktów obliczeniowych dla wszystkich trzech składowych<br />
82
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
sił Fx, Fy, Fz). Następnie stosując wektorowe złożenie składowych sił uzyskano przebiegi<br />
charakterystyk w funkcji położenia dysku wzdłuż rdzenia<br />
Przebiegi te przedstawiono na rys.2 i rys 3.<br />
SIŁA PROMIENIOWA, N<br />
3000<br />
2500<br />
2000<br />
1500<br />
1000<br />
500<br />
Rys.1.Trójwymiarowa struktura dławika bocznikowego płaszczowego<br />
CHARAKTERYSTYKI SIŁ W FUNKCJI POŁOŻENIA (NUMERU) DYSKU UZWOJENIA<br />
0<br />
0 10 20 30 40 50 60<br />
NUMER DYSKU<br />
83<br />
3 szczeliny<br />
5 szczelin<br />
7 szczelin<br />
9szczelin<br />
Różna liczba<br />
szczelin<br />
międzyplasterkowych<br />
Rys. 2. Charakterystyki składowej promieniowej siły w funkcji liczby<br />
szczelin międzyplasterkowych:- 3 szczelin; - 5 szczelin; - 7 szczelin; - 9 szczelin<br />
PRZEBIEGI SKŁADOWEJ Z-OWEJ (OSIOWEJ) SIŁY W FUNKCJI NUMERU DYSKU UZWOJENIA<br />
Składowa z-owa siły F N<br />
1400<br />
1200<br />
1000<br />
800<br />
600<br />
400<br />
200<br />
0<br />
0 10 20 30 40 50 60<br />
-200<br />
Numer N dysku uzw ojenia<br />
3sch4pl<br />
3sch6pl<br />
3sch8pl<br />
3sch10pl<br />
3sch4pl<br />
3sch6pl<br />
3sch8pl<br />
3sch10pl<br />
Rys. 3. Charakterystyki składowej osiowej siły w funkcji liczby<br />
szczelin międzyplasterkowych:- 3 szczelin; - 5 szczelin; - 7 szczelin; - 9 szczelin
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Na rysunku 3 przedstawiono charakterystykę składowej osiowej siły działającej na uzwojenie<br />
dławika w funkcji liczby szczelin międzyplasterkowych. Zmniejszenie liczby szczelin z 10<br />
do 3 powoduje zwiększenie składowej osiowej siły nawet o 400%. Tak silny wpływ podziału<br />
środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików.<br />
Podsumowanie<br />
1. Metoda obliczania przez budowę modeli MES daje możliwość dokładnych obliczeń na<br />
potrzeby projektowe i może być wykorzystana zwłaszcza przy analizie nowych konstrukcji<br />
rozwiązań.<br />
2. Zmniejszenie liczby szczelin silnie wpływa na zwiększenie zarówno składowej<br />
promieniowej jak i osiowej siły działającej na poszczególne dyski uzwojenia. Wpływ<br />
podziału środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików.<br />
3. Numeryczna analiza polowa przeprowadzona w pakiecie MES wymagała opracowania<br />
złożonego modelu numerycznego, do którego wprowadzono przyjęte założenia i<br />
uproszczenia.<br />
Literatura<br />
[1] Paweł Drzymała, Henryk Welfle: Three-dimensional field analysis and forces acting on the High Power<br />
Transformer Windings. Electrical Review. 2010 R.86 nr 12 s.263-266,<br />
[2] Drzymala Pawel; Welfle Henryk: Numerical methods in modeling of large power transformer windings<br />
Electrical Review 2011, Vol.: 87 Issue: 2 Pages: 191-194<br />
[3] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Field methods for calculating the magnetic screen of large power<br />
transformers. Electrical Review, ISSN 0033-2097, R. 88 NR 4a/2012, s. 77-81.<br />
[4] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Analysis of electromagnetic phenomena and losses in the power<br />
transformer clamping-rods: Electrical Review, ISSN 0033-2097, R. 88 NR 4a/2012, s.82-85.<br />
APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ<br />
METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ<br />
Grzegorz Dudek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Nieliniowość i niejednoznaczność charakterystyki magnesowania materiałów magnetycznych<br />
B = f(H) oraz zależność tej charakterystyki od historii magnesowania wyraża się w jej<br />
charakterystycznym kształcie pętli histerezy. Kształt ten zależy od składu chemicznego<br />
materiału, sposobu jego obróbki, wymiarów, struktury oraz parametrów obwodu<br />
elektrycznego (częstotliwość, kształt prądu magnesowania) i temperatury. Opracowano wiele<br />
alternatywnych modeli pętli histerezy magnetycznej, wśród których największe praktyczne<br />
zastosowanie zyskały modele [1]: Preisacha, Stonera i Wohlfartha, Chuy i Stromsmoe’a oraz<br />
Jilesa i Athertona.<br />
W niniejszym artykule proponuje się metody inteligencji obliczeniowej do aproksymacji pętli<br />
histerezy. Metody te abstrahują od podstaw teoretycznych zjawiska magnesowania. Pętla<br />
histerezy widziana jest tu jedynie jako krzywa o specyficznym kształcie, wyrażająca pewne<br />
84
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
zjawiska magnetyczne. Do aproksymacji pętli histerezy użyto sieci neuronowych:<br />
wielowarstwowego perceptronu i sieci o radialnych funkcjach bazowych oraz sieci<br />
neuronowo-rozmytej.<br />
Wielowarstwowy perceptron (WP) [2] jest siecią neuronów realizujących pewną funkcję<br />
transferu, najczęściej sigmoidalną lub liniową, działającą na iloczynie skalarnym wektora<br />
wejściowego i wektora wag synaptycznych. Neurony zorganizowane są w warstwy.<br />
Wejściem sieci jest sygnał wymuszenia (tutaj natężenie pola magnetycznego H), a wyjściem<br />
– sygnał odpowiedzi (tutaj indukcja magnetyczna B). Udowodniono, że sieć złożona z dwóch<br />
warstw neuronów – warstwy ukrytej, z sigmoidalnymi funkcjami transferu i warstwy<br />
wyjściowej, z liniową funkcją transferu jest uniwersalnym aproksymatorem. Jeśli liczba<br />
neuronów jest dostateczna, sieć taka może aproksymować dowolną funkcję z dowolnie<br />
małym błędem. Funkcja docelowa (opadające lub wznoszące się zbocze pętli histerezy)<br />
powstaje poprzez złożenie funkcji realizowanych przez poszczególne neurony ukryte. Warto<br />
zauważyć, że funkcja sigmoidalna przypomina kształtem zbocza pętli histerezy, co ułatwia<br />
aproksymację. Parametry wewnętrzne sieci (wagi) dobierane są w procesie uczenia, tak aby<br />
zminimalizować błąd aproksymacji (MSE).<br />
Sieć o radialnych funkcjach bazowych (RFB) [2] składa się z warstwy ukrytej neuronów z<br />
funkcjami radialnymi (np. typu gaussowskiego), które nieliniowo przekształcają sygnał<br />
wejściowy oraz warstwy wyjściowej realizującej kombinację liniową odpowiedzi warstwy<br />
ukrytej. Parametrami sieci są: środki i szerokości funkcji radialnych oraz współczynniki<br />
wyjściowej funkcji liniowej. Funkcja docelowa składana jest tutaj z funkcji radialnych.<br />
Parametry sieci dobierane są w procesie uczenia, który przebiega tu dwuetapowo. W<br />
pierwszym etapie estymuje się środki i szerokości funkcji radialnych. Do tego celu<br />
zastosowano strategię ewolucyjną SE(�/�+�) [3]. W etapie drugim stosując operacje<br />
macierzowe wyznacza się współczynniki wyjściowej funkcji liniowej, tak aby błąd<br />
aproksymacji dla oszacowanych w pierwszym etapie parametrów funkcji radialnych był<br />
minimalny. Średni błąd aproksymacji wykorzystuje się do oceny rozwiązań generowanych<br />
przez strategię ewolucyjną. Podobnie jak WP sieć RFB jest uniwersalnym aproksymatorem.<br />
Sieć neuronowo-rozmyta (model ANFIS – Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference System<br />
[4]) łączy w sobie czytelność reguł rozmytych i adaptacyjność samouczących się sieci<br />
neuronowych. W częściach przestankowych reguł rozmytych postaci „jeśli-to” wyznacza się<br />
stopnie przynależności zmiennej wejściowej (H) do predefiniowanych zbiorów rozmytych<br />
(fuzyfikacja). Stopnie te interpretowane są jako siły odpalenia reguł. Konkluzje reguł<br />
wyrażają liniową funkcję zmiennej wejściowej (system Takagi-Sugeno-Kanga pierwszego<br />
rzędu). Odpowiedź regułowego rozmytego systemu wnioskującego wyznacza się sumując<br />
funkcje liniowe konkluzji z wagami zależnymi od stopni odpalenia reguł, co w wyniku daje<br />
gładką interpolację liniowych modeli lokalnych, obowiązujących w obszarach<br />
zdefiniowanych przez funkcje przynależności występujące w przesłankach. Parametrami<br />
modelu są parametry funkcji przynależności oraz współczynniki funkcji liniowych. Większa<br />
liczba reguł, które pełnią funkcje neuronów ukrytych, pozwala na aproksymację bardziej<br />
złożonych zależności.<br />
Na rys. 1 pokazano aproksymację pętli histerezy materiału wielowarstwowego (pseudozaworu<br />
spinowego) [5], która jest wypadkową pętli pochodzącej od „twardej” magnetycznie<br />
warstwy Co i „miękkiej” warstwy NiFe. W każdej sieci użyto sześciu neuronów ukrytych.<br />
Sieci WP i ANFIS osiągały zbliżoną dokładność dopasowania (MSE � 9�10 -5 ). Sieć RFB<br />
wykazywała nieznacznie gorszą dokładność (MSE � 1,2�10 -5 ).<br />
Sieci neuronowe i neuronowo-rozmyte stanowią uniwersalne narzędzia do aproksymacji<br />
złożonych funkcji. W pełnej wersji pracy analizuje się działanie sieci w przypadku różnych<br />
85
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
kształtów pętli histerezy oraz sposób konstrukcji krzywej histerezy poprzez składanie funkcji<br />
bazowych, które w opisanych powyżej sieciach mają różne kształty.<br />
Literatura<br />
B<br />
1<br />
0.8<br />
0.6<br />
0.4<br />
0.2<br />
0<br />
-0.2<br />
-0.4<br />
-0.6<br />
-0.8<br />
-1<br />
-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0<br />
H<br />
0.2 0.4 0.6 0.8 1<br />
Rys. 1. Aproksymacja pętli histerezy materiału wielowarstwowego (zmienne przeskalowano<br />
na przedział [-1, 1])<br />
86<br />
pomiar<br />
WP<br />
RFB<br />
ANFIS<br />
[1] Chwastek K.: Parametryczne badanie fenomenologicznego modelu histerezy magnetycznej. Prace Instytutu<br />
Elektrotechniki, zeszyt 252, str. 41-54, 2011.<br />
[2] Osowski S.: Sieci neuronowe w ujeciu algorytmicznym. WNT, Warszawa 1996.<br />
[3] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natural Computation,<br />
Vol. 1, No. 1. pp. 3-52, 2002.<br />
[4] Jang J.-S.R.: ANFIS: Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference Systems. IEEE Transactions on Systems,<br />
Man, and Cybernetics, 23 (1993), n.3, pp. 665-685, 1993.<br />
[5] http://layer.uci.agh.edu.pl/maglay/wrona/index.php?go=badania_obszerne<br />
O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI<br />
WYNIKÓW NUMERYCZNEGO MODELOWANIA<br />
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki<br />
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki<br />
Spotykane w literaturze naukowej pojęcia weryfikacja i walidacja wydają się intuicyjnie<br />
zrozumiałe. W praktyce są one źródłem nieporozumień. Weryfikacja jest procesem<br />
sprawdzania poprawności rozwiązania równań, walidacja natomiast określa czy równania<br />
matematyczne są odpowiednie do opisywanych zjawisk fizycznych.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
U podstaw opisu zjawisk elektromagnetycznych (EM) leżą równania Maxwella. Ich<br />
poprawność znajduje potwierdzenie eksperymentalne od zjawisk zachodzących na poziomie<br />
molekularnym do przestrzeni międzygalaktycznych oraz od zjawisk statycznych do<br />
dynamicznych w pełnym zakresie częstotliwości. Można je więc traktować jako bazę do<br />
walidacji problemów elektromagnetycznych.<br />
W pracy [1] opisano dwuwymiarowy (2D) model numeryczny rozkładu pola EM w budynku<br />
utworzony za pomocą programu opartego o metodę elementów skończonych (FEM – ang.<br />
finite element method) Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego<br />
FEM jest procesem narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych<br />
metod numerycznych przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji<br />
oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za<br />
pomocą innego oprogramowania FEM.<br />
Pierwszy sposób opiera się na porównaniu wyników działania programu z wynikami<br />
uzyskanymi z rozwiązania równań Maxwella dla ośrodka warstwowego. Przedstawiono teorię<br />
dla takiego ośrodka oraz wyniki obliczeń numerycznych dla jednej oraz dwóch ścian<br />
(odpowiada to trzem oraz pięciu warstwom). Przykładowo, dla częstotliwości f = 350 MHz<br />
i ściany o grubości 0,2 m o względnej zespolonej przenikalności dielektrycznej �r �5� 2j<br />
moduł współczynnika transmisji pola elektrycznego ma maksimum dla kąta padania � � 0<br />
i jest równy T �0,46exp( � j1,834) . Moduł współczynnika odbicia pola elektrycznego osiąga<br />
wtedy minimum i jest równy R � 0,32exp(j3,054) . Wykres modułów tych współczynników<br />
od kąta padania (w mierze łukowej) przedstawia rys. 1. Obliczenia wykonane za pomocą<br />
programu MathCad są zgodne z danymi uzyskanymi z programu FEM z dokładnością do 0,1.<br />
Rys. 1. Wykres modułu współczynnika transmisji T (po lewej) oraz odbicia R<br />
(po prawej) pola elektrycznego dla ściany (opis w tekście)<br />
Drugi sposób porównuje wyniki uzyskiwane za pomocą tworzonej aplikacji FEM z wynikami<br />
uzyskiwanymi za pomocą programu typu public domain, FreeFem++ ver. 3.14.<br />
Rozpatrywany przez nas problem testowy to równanie różniczkowe 2D typu eliptycznego<br />
w ograniczonym prostokątnym obszarze � o wymiarach 5 m x 3 m<br />
��� ( ���) � �� � f w � (1)<br />
z warunkiem Dirichleta (przyjęto � � 10 ) na lewym boku i warunkami Neumanna na<br />
pozostałych bokach prostokąta. Przyjmując oznaczenia jak w [1], odpowiednie funkcje są<br />
2<br />
równe � �� 1,<br />
� � k , f � 0 , q � 0 , g � 0 , px� ( 0) � 10 .<br />
0<br />
87
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Program FreeFem++ w obecnej wersji generuje jedynie siatkę trójkątną w oparciu o zadaną<br />
gęstość podziału segmentów brzegowych. Na potrzeby tworzonej aplikacja FEM testowano<br />
zarówno siatki trójkątne jak i czworokątne. Dobrą zgodność z FreeFem++ uzyskano dla siatki<br />
kwadratowej o boku 0,05 m. Wyniki przedstawiono na rys. 2, gdzie dla lepszego porównania<br />
wyników sporządzono wykres pola dla przekroju y = 1,5 m.<br />
Porównanie rezultatów z uzyskanymi za pomocą FreeFem++ (rys. 3) pokazuje dobrą<br />
zgodność zarówno dla kształtu pola, wartości maksymalnych (19,30 – aplikacja, 19.18 –<br />
FreeFem++) jak i minimalnych (–19,33 – aplikacja, –19.18 – FreeFem++).<br />
Literatura<br />
Rys. 2. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą tworzonej aplikacji<br />
(wartości rzeczywiste pola) oraz postać rozwiązania dla przekroju y = 1,5 m<br />
Rys. 3. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą FreeFem++<br />
(wartości rzeczywiste pola)<br />
[1] M. Kuchta, A. Dukata, M. Szulim, R. Kubacki, Model numeryczny rozkładu pola elektromagnetycznego w<br />
budynku wywołanego zlokalizowanym źródłem harmonicznym, niniejsza konferencja<br />
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)<br />
88
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH<br />
W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI<br />
Agnieszka Duraj 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki,<br />
2 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Każdy proces poznawczy związany z przetwarzaniem informacji jest (wrodzoną) zdolnością<br />
organizmów żywych osiągniętą w bardzo naturalny sposób. Używanie wszystkich zmysłów<br />
(wzroku, słuchu, smaku, dotyku) jednocześnie umożliwia nie tylko przetwarzanie danych,<br />
które analizuje mózg, ale także daje możliwość efektywniejszego wnioskowania i<br />
podejmowania określonej decyzji.<br />
W tradycyjnych systemach wspomagania decyzji, czy też systemach ekspertowych, owa<br />
decyzja podejmowana jest na podstawie jednego typu informacji, najczęściej zgromadzonej<br />
przez eksperta w jednej bazie wiedzy. Silne rozproszenie danych powoduje pragnienie<br />
wykorzystania informacji z wielu różnych źródeł i dopiero wówczas wyznaczania określonej<br />
(globalnej) decyzji.<br />
Proces równoczesnego wykorzystania danych – informacji pochodzących z wielu źródeł jest<br />
znany (określany) w literaturze jako pojęcie fuzji danych (ang. Data fusion), fuzji informacji<br />
(ang. Information fusion). Początkowo fuzja danych wykorzystywana była w zastosowaniach<br />
militarnych (np. sterowaniu pojazdami bezzałogowymi, automatycznym określaniu<br />
tożsamości, automatycznym rozpoznawaniu celów). Obecnie jest coraz częściej stosowana w<br />
rozwiązaniach technicznych, medycznych i ekonomicznych.<br />
Definicje wyjątków oraz wybrane metody ich wykrywania autorzy podali w [1,2]. W pracach<br />
tych wykazano również, iż zjawisko detekcji szczególnych cech obiektu – wyjątków, jako<br />
problem badawczy, dotyczy wielu dziedzin życia (np. finansów i bankowości, medycyny<br />
i biomedycyny, ubezpieczeń, przemysłu telekomunikacyjnego, różnych działów gospodarki<br />
(marketingu i produkcji), itp.) i obejmuje szerokie spektrum technik.<br />
EKG<br />
EMG<br />
…<br />
GRC<br />
Detektor<br />
wyjątków<br />
Detektor<br />
wyjątków<br />
Detektor<br />
wyjątków<br />
Detektor<br />
wyjątków<br />
Rys. 1. Proponowany algorytm detekcji wyjątków w systemie fuzji danych<br />
89<br />
GLOBALNY<br />
DETEKTOR<br />
WYJĄTKÓW<br />
FUZJA WYJĄTKÓW<br />
DECYZJA
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Opracowane metody detekcji sygnałów biologicznych umożliwiają rejestrację tylko jednego<br />
rodzaju danych medycznych (np. EMG (ElectroMyoGraphy) – elektromiografia; ECG<br />
(ElectroCardioGraphy) – elektrokardiografa; EOG (ElectroOculoGraphy) elektrookulografia;<br />
SC/GSR (Skin Conductance – Galvanic Skin Response) przewodnictwo elektryczne skóry;<br />
BVP (Blood Volume Pulse) – pomiar przepływu krwi; SCP (Slow cortical potentials) – wolne<br />
potencjały korowe; itd.).<br />
Według autorów niniejszego opracowania, brak jest prowadzonych prac badawczych<br />
w zarysowanym powyżej problemie wykrywania wyjątków w systemach biomedycznych<br />
w przypadku zastosowania fuzji danych. Jak się wydaje, ma to ogromne znaczenie choćby<br />
w sytuacjach wspomagania procesu decyzyjnego np. w jednostkach zarządzania kryzysowego,<br />
w monitoringu imprez masowy itd.. Dalsze badania na tym polu naukowym umożliwią<br />
opracowanie algorytmów mających na celu indywidualizację monitorowania czynności<br />
życiowych oraz określenie wzorców reakcji na określone zdarzenia w wybranych grupach.<br />
Literatura<br />
[1] Duraj A., Krawczyk A., Finding outliers for large medical datasets, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical<br />
Review), ISSN 0033-2097, R. 86 NR 12/2010, pp.188-191.<br />
[2] Duraj A., Krawczyk A., Dobór miar odległości w hierarchicznych aglomeracyjnych metodach wykrywania<br />
wyjątków, PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review) Vol. 2011, Nr. 12b, ISSN 0033-<br />
2097, R. 87, str. 33-37.<br />
BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII<br />
IMPEDANCYJNEJ<br />
Stefan F. Filipowicz 1 , Konrad Nita 2<br />
Warsaw University of Technology<br />
1 Institute of the Theory of Electrical Engineering<br />
2 Electrotechnical Institute<br />
Tomografia impedancyjna (TI) w badaniach medycznych jest miarą zmian przewodnictwa<br />
w organizmie realizowaną przez pomiary napięcia na elektrodach umieszczonych na<br />
powierzchni ciała. Napięcia na elektrodach powstają przez pobudzenie ciała w odpowiednich<br />
miejscach małymi bezpiecznymi prądami elektrycznymi. Jednym z najbardziej obiecujących<br />
zastosowań tomografii jest relacja zdarzeń fizjologicznych w klatce piersiowej. Klatka<br />
piersiowa składa się z kilku organów, w których podczas normalnego funkcjonowania<br />
zachodzą duże zmiany w przewodności.. TI jest w stanie, w sposób nieinwazyjny badać<br />
zmiany impedancji wnętrza klatki piersiowej dając ciągły obraz dystrybucji wentylacji.<br />
Aby rozwiązać problem jednoznaczności badań medycznych tomografią impedancyjną,<br />
w 2007 roku na konferencji ICEBI w Grazu wypracowano konsens, który ustala opinie<br />
matematyków, ekspertów technicznych, fizjologicznych i społeczności medycznych. Jego<br />
efektem było opracowanie standardu rekonstrukcji 2D płuc metodami liniowego algorytmu –<br />
GREIT (Graz consensus Reconstruction algorithm for EIT) [2]. Uzgodniony, ramowy<br />
algorytm rekonstrukcji składa się z systematycznego podejścia do rozwiązania zagadnienia<br />
z uwzględnieniem:<br />
90
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
– szczegółowych modeli elementów skończonych klatki piersiowej dorosłego<br />
reprezentanta i noworodka oraz ogólnego modelu cylindrycznego,<br />
– porozumienia w sprawie algorytmów odpowiedzialnych za rekonstrukcję obrazu w TI.<br />
Określono podstawowe dane tomografów stosowanych w badaniach medycznych:<br />
• pojedynczy pierścień elektrod pomiarowych w konfiguracjach sąsiednich<br />
pobudzanych impulsem prądu,<br />
• liniowe rekonstrukcje obrazu 2D zmian przewodnictwa w czasie rzeczywistym<br />
w oparciu o model 3D z projekcją do przodu,<br />
• konstrukcje jednolitej tablicy 32×32 pikseli, dla pojedynczego pierścienia 8, 12 lub 16<br />
elektrod, dla klatki piersiowej oraz zbiornika cylindrycznego.<br />
Opracowano modele klatki piersiowej z siatką elementów skończonych dla czterech różnych<br />
geometrii: dorosłych mężczyzn i kobiet, noworodków i profilu cylindrycznego, które<br />
utworzono z fotografii radiologicznych przekrojów ludzkiego ciała [1]. Siatki elementów<br />
skończonych wygenerowano algorytmem, np. NETGEN lub podobnym (rys.1a).<br />
Obecnie stosowane są różne konfiguracje usytuowania elektrod jednak najlepiej elektrody<br />
umieszczać na określonej wysokości klatki piersiowej prostopadle do długiej osi pacjenta.<br />
Najczęściej, elektrodę 1-szą wyprowadza się od mostka, a kolejne elektrody rozmieszczane są<br />
w lewo w równych odstępach wokół klatki piersiowej. Na rys. 1b przedstawiono najczęściej<br />
stosowany sposób pobudzania elektrod, którym jest sekwencyjne pobudzanie elektrod<br />
sąsiednich. W trakcie pobudzenia mierzone są napięcia międzyelektrodowe na pozostałych<br />
elektrodach.<br />
a) b)<br />
Rys. 1. a) prosty model cylindryczny 3D klatki piersiowej, b) najczęstszy sposób pobudzenia i pomiarów<br />
zespołu elektrod<br />
W projektach tomograficznych zazwyczaj wykorzystuje się standardowe elektrody EKG<br />
Ag/AgCl. W przypadku projektów z własnymi elektrodami, powszechne stosowanie jest<br />
większych elektrod, w celu zmniejszenia zmienności impedancji kontaktu<br />
W pracy przedstawiono badania napowietrzania płuc metodą tomografii impedancyjnej,<br />
dokonano wizualizacji badań rozwiązując zagadnienie odwrotne. Dokonano analizy użytych<br />
algorytmów pod kątem precyzji i rozdzielczości<br />
Literatura<br />
[1] Ackerman M.J.: The Visible Human Project, Proc. IEEE 86, 1998, pp. 504-511.<br />
[2] Adler A., Arnold J.H., Bayford R., Borsic A.,Brown B., Dixon P., Faes T.J.C., Frerichs I., Gagnon H.,<br />
Garber Y., Grychtol B., Hahn G., Lionheart W.R.B., Malik A., Patterson R.P, Stocks J., Tizzard A., Weiler<br />
91
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
N., Wolf G.K..: GREIT: a unified approach to 2D linear EIT reconstruction of lung images. Physiol. Meas.<br />
30 (2009) s35-55<br />
[3] Filipowicz.S.F.: Nowe metody i algorytmy tomografii procesowej, Bell Studio, Warszawa 2011.<br />
[4] http://www.princeton.edu/~ktchu/software/lsmlib/lsmlib_doc/index.html<br />
[5] Schobert J.: NETGEN: an advancing front 2D/3D-mesh generator based on abstract rules, Comput. Vis.<br />
Sci.1, 1997, pp. 41-52.<br />
[6] Sikora R., Giza Z., Filipowicz S.F., Sikora J.: The Bell Function Approximation of Material Coefficients<br />
Distribution in the Electrical Impedance Tomography. IEEE Trans. on Magnetic, vol. 36, no. 4, July 2000,<br />
pp. 1023-1026.<br />
[7] Tizzard A., Horesh L., Yerworth R.J., Holder D.S., Bayford R.H.: Generating accurate finite element<br />
meshes for the forward model of the human heat in EIT, Physiol. Meas. 27, 2005, pp. 251-261.<br />
[8] Yang W.Q., Peng L.: Image reconstruction algorithms for electrical capacitance tomography, Meas. Sci.<br />
Technol. 14 (2003).<br />
[9] Yorkey T.J., Webster J.G., Tompkins W.J.: Comparing reconstruction algorithms for electrical impedance<br />
tomography, IEEE Trans. Biomed. Eng. 34, 1987, pp. 843-852.<br />
[10] Zhang J., Patterson R.P.: EIT images of ventilation: what contributes to the resistivity changes? Physiol.<br />
Meas. 26, 2005, pp. 81-92.<br />
WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH<br />
FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU<br />
NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO<br />
Janusz Flasza 1 , Adrian Barasiński 2<br />
1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny, 2 Centralna Szkoła Państwowa Straży Pożarnej<br />
w Częstochowie,<br />
Powstanie pożaru w budynku powoduje powstanie wysokich temperatur. Sprawia to, że<br />
urządzenia elektryczne funkcjonujące w warunkach pożaru poddawane są swoistego rodzaju<br />
testom wytrzymałościowym. Na ich poprawność działania wpływa wiele czynników takich<br />
jak: wahania częstotliwości, impulsy napięciowe i przepięcia, spadki napięć, zaniki zasilania,<br />
czy zmiana rezystancji kabli zasilających. Jakość dostarczanej energii elektrycznej do<br />
silników klap dymowych, wind pożarowych czy też pomp wodnych ma duży wpływ na<br />
poprawność działania tych urządzeń, a tym samym na sprawność przeprowadzania ewakuacji.<br />
Przeprowadzone badania mają na celu skonfrontowanie wpływu zakłóceń<br />
elektromagnetycznych wynikających z jakości dostarczonej energii elektrycznej na moment<br />
silnika 3 fazowego prądu przemiennego dla wybranych warunków obciążenia. Badania<br />
zostaną przeprowadzone w laboratorium Centralnej Szkoły Państwowej Straży Pożarnej<br />
w Częstochowie. Pomiary będą miały na celu sprawdzenie odpowiedniej dyrektywy nowego<br />
podejścia 89/336/ECC, która wraz z dyrektywami 92/31/ECC, 93/68/ECC oraz 98/13/EC,<br />
wpływa na wszystkie sektory przemysłowe związane z produkcją i użytkowaniem urządzeń<br />
elektrycznych i elektronicznych. W szczególności dotyczy to urządzeń domowych<br />
i przemysłowych, przetwarzania danych, technologii informatycznych oraz urządzeń<br />
telekomunikacyjnych.<br />
92
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL<br />
MICROWAVE HYPERTHERMIA<br />
AT DIFFERENT FREQUENCIES<br />
Piotr Gas<br />
AGH University of Science and Technology<br />
Department of Electrical and Power Engineering, Krakow<br />
Interstitial microwave hyperthermia is a kind of thermal therapy which uses high frequency<br />
needle electrodes, microwave antennas, ultrasound transducers, laser fibre optic conductors,<br />
or ferromagnetic rods, seeds or fluids to treat pathological cells located deep within the<br />
human body [1, 4]. Mentioned elements are directly implanted into disease tissues and<br />
therefore the pathological tissues can be easily heat to a therapeutic temperature of 40 – 46 o C<br />
and the surrounding normal tissues are minimally affected at the same time [5]. Invasiveness<br />
of this method makes it seems to be potentially the most effective one and successfully used<br />
to cure brain, liver, breast, kidney, bone and lung tumors [7]. In interstitial hyperthermia small<br />
microwave antennas with frequencies 300 – 2450 MHz are often used [3, 8] as presented in<br />
this paper. Heat produced by microwaves can be applied to induce thermonecrosis in tumors<br />
and cancerous tissues at the distance of 1 to 2 cm around the heat source. It is worth noting<br />
that this technique is suitable for tumors less than 5 cm in diameter [1]. Moreover, microwave<br />
hyperthermia is frequently used in conjunction with other cancer therapies, such as radiation<br />
therapy or chemotherapy [5].<br />
Schematic representation of the coaxial antenna positioned in the human tissue, including its<br />
elements and the air slot, is shown in Fig. 1.<br />
dielectric<br />
central<br />
conductor<br />
tissue<br />
93<br />
symmetry axis<br />
d<br />
catheter<br />
outer<br />
conductor<br />
air slot<br />
computational domain<br />
Fig. 1 Model of the coaxial antenna located in the human tissue<br />
Due to the axial symmetry of the model the cylindrical coordinates r, z, ϕ are used and<br />
therefore the wave equation takes the following scalar form
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
�1<br />
�� � � �<br />
2<br />
���rj� �� 0μ0�r�� 0<br />
� �0�<br />
�<br />
�� � �� H � � H �<br />
(1)<br />
�� � �<br />
where Hϕ is a ϕ-component of the magnetic field strength, ε and μ are the permittivity and<br />
permeability of the medium and σ is its electrical conductivity.<br />
Fig. 2. Distributions 0 5 of equipotential 10 15 20 lines 25 30 of x10 the modulus of the magnetic field strength (left) and temperature<br />
for different frequencies along path at the height of the air slot (right)<br />
-3<br />
25<br />
The above equation is coupled to the bioheat equation given by Pennes [6]<br />
20 � �k�T � � C � ( T �T ) �Q �Q<br />
(2)<br />
� � b b b b ext met<br />
where T is the body temperature (K), k – the tissue thermal conductivity (W m -1 K -1 ), ρb – the<br />
blood density (kg m -3 ), Cb – the blood specific heat (J kg -1 K -1 15<br />
), Tb – the blood vessel<br />
temperature (K), ωb – the blood perfusion rate (s -1 ), Qmet – the metabolic heat generation rate<br />
(W m -3 ), and Qext = 0.5 σ|E| 2 – the external heat produced by the microwave antenna (W m -3 ).<br />
Equations (1) 10 and (2) with the appropriate boundary conditions and tissue properties [2] were<br />
solved using the finite element method. The simulation results are presented in Fig. 2.<br />
References<br />
z [m]<br />
x10 -3<br />
50<br />
45<br />
40<br />
35<br />
30<br />
5<br />
7.75<br />
8.25<br />
4.25<br />
5.25<br />
9.75<br />
0.25<br />
2.75<br />
5.75<br />
6.75<br />
6.25<br />
4.75<br />
3.25<br />
3.75<br />
H [A/m]<br />
r [m]<br />
0.25<br />
[1] Baronzio G.F., Hager E.D., Hyperthermia in Cancer Treatment: A Primer, Landes Bioscience and Springer<br />
Science + Business Media, New York, 2006.<br />
[2] Gabriel C., Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies,<br />
0<br />
Temperature T [ o C]<br />
47<br />
46<br />
45<br />
44<br />
43<br />
42<br />
41<br />
40<br />
39<br />
38<br />
37<br />
Report N.AL/OE-TR- 1996-0037, Occupational and Environmental Health Directorate, Radiofrequency<br />
Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA), 1996.<br />
[3] Habash R.W.Y., Bansal R., Krewski D., Alhafid H.T., Thermal Therapy, Part 2: Hyperthermia Techniques,<br />
Critical Reviews in Biomedical Engineering, vol. 34, no. 6, 2006, p. 491-542.<br />
[4] Hiraoka, M., Mitsumori, M., Hiroi, N., Ohno, S., Tanaka, Y., Kotsuka, Y., and Sugimachi, K.,<br />
Development of RF and microwave heating equipment and clinical applications to cancer treatment in<br />
Japan, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 48, 1789, 2000.<br />
[5] McPhee S.J., Papadakis M.A., Rabow M.W., Current Medical Diagnosis and Treatment 2012, McGraw-<br />
Hill, 2011.<br />
[6] Pennes H.H., Analysis of Tissue and Arterial Blood Temperatures in the Resting Human Forearm, Journal<br />
of Applied Physiology, vol. 1, no. 2, 1948, p.93-122.<br />
94<br />
T(r) for different frequencies<br />
2450 MHz<br />
1800 MHz<br />
915 MHz<br />
434 MHz<br />
0.005 0.01 0.015<br />
r [m]<br />
0.02 0.025 0.03
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[7] Pisa, S., Cavagnaro, M., Piuzzi, E., Bernardi, P., and Lin, J.C., Power density and temperature distributions<br />
produced by interstitial arrays of sleeved-slot antennas for hyperthermic cancer therapy, IEEE Trans.<br />
Microwave Theory Technol., 5, 2418, 2003.<br />
[8] Saito K., Taniguchi T., Yoshimura H., Ito K., Estimation of SAR Distribution of a Tip-Split Array<br />
Applicator for Microwave Coagulation Therapy Using the Finite Element Method, IEICE Transaction on<br />
Electronics, vol.E84-C, no.7, 2001, p. 948-954.<br />
PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU KSZTAŁTU SZCZELINY<br />
POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU DZIELONYM<br />
CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
GRANICZNYCH RDZENIA<br />
Wstęp<br />
Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Ferrytami nazywa się materiały wykonane ze związków tlenków żelaza z dodatkiem cynku,<br />
kobaltu, niklu oraz pierwiastków ziem rzadkich. Posiadają one bardzo dużą rezystancję<br />
(praktycznie nie przewodzą prądów elektrycznych), a sama ich struktura przy zastosowaniach<br />
wysokoczęstotliwościowych gwarantuje małe prądy wirowe a tym samym niewielkie straty<br />
elektryczne. Górny zakres częstotliwości pracy stosowanych rdzeni ferrytowych zawiera się<br />
w granicach od kilku kiloherców do ponad gigaherca. Własności elektryczne większości<br />
ferrytów kwalifikują je do grupy półprzewodników. [1].<br />
Straty energetyczne w ferrycie<br />
W zespolonym równaniu Maxwella opisującym pole elektromagnetyczne w ferrycie,<br />
wielkości przenikalności elektrycznej i przenikalności magnetycznej są zespolone i mają<br />
postać:<br />
'<br />
''<br />
' ''<br />
'<br />
' ''<br />
� � � � � � � � � � j�<br />
, � � � � � � � ''� � � j�<br />
(1)<br />
0<br />
r<br />
j 0 s r<br />
95<br />
0<br />
r<br />
j 0 r<br />
gdzie: indeksem „zero” oznaczono bezwzględne przenikalności: magnetyczną i elektryczną<br />
próżni.<br />
Wielkości przenikalności magnetycznej<br />
'<br />
�r i<br />
''<br />
r<br />
� oraz przenikalności elektrycznej<br />
otrzymuje się z pomiarów [3]. Można wykazać, ze postać całkową równania Poyntinga<br />
można przedstawić:<br />
- SV � Pd<br />
� j2�<br />
[ Wm<br />
�We<br />
]<br />
(2)<br />
� S V wyraża moc zespoloną w obszarze ferrytu o objętości V:<br />
S<br />
V<br />
'<br />
� r i<br />
� � ( E � H ) dS<br />
(3)<br />
2<br />
S<br />
1 *<br />
�<br />
''<br />
r
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
gdzie: E - jest zespolonym natężeniem pola elektrycznego, H - jest zespolonym natężeniem<br />
pola elektrycznego, S- jest powierzchnią boczną obszaru V.<br />
� Pd określa średnią moc czynną traconą w materiale<br />
1<br />
2 ''<br />
2 ''<br />
2 1<br />
''<br />
2 1 ''<br />
2<br />
Pd<br />
� �[<br />
� | E | ���<br />
| H | ���<br />
| E | ] dV � �( � ���<br />
) | E | dV � ���<br />
| H | dV (4)<br />
2<br />
2<br />
2<br />
V<br />
96<br />
V V<br />
gdzie: ω jest pulsacją źródła, γ konduktywnością ferrytu.<br />
� m W jest uśrednioną w czasie gęstością energii pola magnetycznego, W e to uśredniona<br />
w czasie gęstość energii pola elektrycznego,<br />
1 ' 2<br />
1 ' 2<br />
Wm<br />
� � � | H | dV , We<br />
� � | E | dV<br />
4<br />
�<br />
(5)<br />
4<br />
V<br />
Powyżej podane równania ogólne są podstawą wykonania obliczeń wartości wielkości<br />
elektrycznych i magnetycznych obwodu elektrycznego.<br />
Warunki pomiaru i układ pomiarowy<br />
Magnetowód, na który została umieszczona cewka, złożono z dwóch jednakowych rdzeni<br />
typu U o kołowym przekroju kolumn [2] (nr katalogowy 4-1/79 – SWW 1158-413),<br />
wykonanych z ferrytu miękkiego F-806. Rdzeń U59/F-806 posiada wymiary (rys. 1): C=59<br />
[mm], b=50,5 [mm], a=26 [mm], H=36 [mm], h=21,9 [mm], d1=d2=17 [mm], emin=4,3 [mm].<br />
Komplet dwóch rdzeni, składających się na magnetowód, posiada następujące parametry:<br />
stała rdzenia C1=0,907 [1/mm], równoważna długość drogi magnetycznej le=189 [mm],<br />
równoważne pole przekroju rdzenia, Ae=208 [mm 2 ], objętość Ve=39 200 [mm 3 ]. Parametry<br />
ferrytu F-806 zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44,<br />
wyżej wymienionego katalogu.<br />
W pionowych kolumnach o przekroju kołowym wykonano wyżłobienia umożliwiające<br />
montaż i docisk dwóch jednakowych rdzeni za pomocą typowego układu montażowodociskowego<br />
ze standardowego transformatora AT-110 produkcji Biazet Białystok. Na jednej<br />
z kolumn, dzielonej w połowie wysokości umieszczono standardowe uzwojenia cewki tego<br />
transformatora. Taka konstrukcja pozwoliła na wykonanie pomiarów w magnetowodzie bez<br />
szczeliny powietrznej (rys. 2a), w magnetowodzie z dwoma szczelinami powietrznymi<br />
umieszczonymi w płaszczyznach złożenia rdzenia (przekładki papierowe – rys 2 b) oraz z<br />
jednostronnymi szczelinami powietrznymi: o ściętej ukośnie powierzchni (rys. 2 c) oraz w<br />
postaci schodka jednostopniowego (rys. 2 d). Na rysunku 3 pokazano schemat pomiarowy.<br />
j0<br />
j�<br />
Na schemacie tym V A � | VA<br />
| e ; V B �|<br />
VB<br />
| e , impedancja zespolona cewki z rdzeniem<br />
ferrytowym określona jest na podstawie pomiarów z Prawa Oma<br />
V A �V B V B<br />
j�<br />
V A �V<br />
B<br />
� � Zx<br />
�|<br />
Zx<br />
| e � R . Pomiarów dokonano utrzymując stałe napięcie<br />
Z X R<br />
V B<br />
zasilania generatora wynoszące 4[Vpp], zmieniając częstotliwości w zakresie od 30[kHz] do<br />
500[kHz].<br />
Rys.1. Rdzeń ferrytowy<br />
U59/F-806 [2]<br />
Rys.2. Kształt szczelin<br />
powietrznych<br />
V<br />
G<br />
A B<br />
VA<br />
fazomier<br />
z<br />
Zx R<br />
VB<br />
Rys. 3. Schemat układu<br />
pomiarowego.<br />
G – generator, R= 1000[Ω]
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Wyniki pomiarów w postaci modułu Zx (|Zx|) i kąta fazowego φ przedstawiono na<br />
rysunku 4.<br />
Impedancja Z w omach<br />
4500<br />
4000<br />
3500<br />
3000<br />
2500<br />
2000<br />
1500<br />
1000<br />
500<br />
bez szcz. ścięta schodek<br />
0<br />
0 100 200 300 400 500<br />
f[kHz]<br />
Impedancja Z w omach<br />
2x0,5mm bez szcz.<br />
5000<br />
4500<br />
4000<br />
3500<br />
3000<br />
2500<br />
2000<br />
1500<br />
1000<br />
500<br />
0<br />
0 100 200 300 400 500<br />
f[kHz]<br />
Kąt fazowy impedancji Z<br />
90<br />
60<br />
30<br />
0<br />
-30<br />
-60<br />
-90<br />
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500<br />
97<br />
bez szczel ścięta schodek<br />
Rys. 4. Przebieg wartości impedancji Zx i jej kąta fazowego φ w funkcji częstotliwości.<br />
Wnioski<br />
f[kHz]<br />
Kąt fazowy impedancji Z<br />
90<br />
60<br />
30<br />
0<br />
-30<br />
-60<br />
bez szczel 2x0,5mm<br />
-90<br />
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550<br />
Przeprowadzone pomiary potwierdziły skomplikowany mechanizm zmian zachodzących<br />
w materiale ferrytowym rdzenia przy pracy przy jego częstotliwości granicznej. Rzeczywisty<br />
układ zmierza do rezonansu równoległego, którego wystąpienie określa górny zakres pracy.<br />
Po przekroczeniu częstotliwości tego rezonansu wartość impedancji sukcesywnie maleje.<br />
Zastosowanie rdzenia ze szczeliną (rys. 2 d) podwyższa częstotliwość graniczną rezonansu,<br />
natomiast zastosowanie szczeliny z rys. 2 c nieznacznie zmienia wyniki pomiarów bez<br />
szczeliny. Zastosowanie rdzenia z rys. 2 d powoduje znacznie lepsze tłumienie wyższych<br />
harmonicznych niż użycie rdzeni z rys. 2 a i 2 c.<br />
Literatura<br />
[1] Gąsiorek S., Wadas R.; Ferryty zarys właściwości i technologii. wydanie 1, Wydawnictwa Komunikacji i<br />
Łączności, Warszawa 1987, stron 299.<br />
[2] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty magnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i<br />
uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego „WEMA”, Warszawa 1979.<br />
[3] Skutt G. R; High-Frequency Dimensional Effects in Ferrite-Core Magnetic Devices, Doctor of Philosophy<br />
in Electrical Engineering Dissertation, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg,<br />
Virginia October 4, 1996, pages 175.<br />
f[kHz]
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY<br />
PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE<br />
INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA<br />
FERRYTOWEGO<br />
Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Bezstykowy przekaz energii zwany czasem bezprzewodowym zasilaniem, pozwala na<br />
przesyłanie energii elektrycznej z układu zasilającego do odbiornika bez połączenia<br />
galwanicznego. Takie rozwiązanie techniczne stosuje się wtedy gdy transmisja przewodowa<br />
jest niemożliwa lub nieopłacalna a przewodów łączących nie można założyć bo są<br />
niewygodne albo niebezpieczne [3]. Bezprzewodowy przesył energii tym różni się od<br />
bezprzewodowego przesyłu telekomunikacyjnego, że dla bezprzewodowego zasilania istotna<br />
jest efektywność (sprawność) przekazu energii a dla telekomunikacji ważna jest efektywność<br />
przekazu, Najczęstszą praktycznie wykorzystywaną formą bezprzewodowej transmisji energii<br />
jest przekaz za pomocą indukcji bezpośredniej oraz za pomocą układu cewek indukcyjnych<br />
pracujących w rezonansie. Inne metody bezprzewodowej transmisji energii to przekaz za<br />
pomocą promieniowania elektromagnetycznego w postaci mikrofal i światła laserowego.<br />
Zastosowanie bezstykowego przekazu energii<br />
Dla układu cewek powietrznych oraz cewek na rdzeniach ferrytowych do modelowania<br />
zjawiska wysokoczęstotliwościowego przekazu energii elektrycznej na drodze indukcyjnej do<br />
częstotliwości 200 [kHz], dopuszczalne jest stosowanie schematu zastępczego takiego jak dla<br />
transformatora powietrznego [2]. Transformator powietrzny złożony z dwóch<br />
odseparowanych od siebie uzwojeń, wzajemnie sprzężonych na drodze indukcyjnej, w<br />
przypadku zastosowania do bezstykowego przekazu energii, dla częstotliwości pracy poniżej<br />
częstotliwości radiowych, wydaje się być elementem nie gwarantującym dużej sprawności.<br />
Dopiero zastosowanie rdzeni ferrytowych oraz doprowadzenie tak powstałego układu cewek<br />
do rezonansu całkowitego, znacznie polepsza tę sprawność. Należy również dodać, ze w<br />
transformatorze zbudowanym z cewek indukcyjnych z rdzeniami ferromagnetycznymi, na<br />
skutek oddziaływania rdzenia na obwód elektryczny, w uzwojeniach powstają dodatkowe<br />
rezystancje, pojemności i indukcyjności, co znacznie komplikuje obliczenia analityczne.<br />
Dlatego dla oszacowania tych zjawisk, najlepszym rozwiązaniem jest przeprowadzenie<br />
pomiarów laboratoryjnych praktycznie zbudowanych układów.<br />
Warunki pomiaru i otrzymane wyniki<br />
Do przygotowania stanowiska pomiarowego wykorzystano rdzeń antenowy RA 10x125/F-201<br />
o przekroju kołowym [1] (nr katalogowy 61/79 – SWW 1158-425), wykonany z ferrytu<br />
miękkiego F-201. Posiada on średnicę 10 mm i przed pocięciem na odcinki o długości 40 mm<br />
i wyszlifowaniem powierzchni przecięć, posiadał on długość 125 mm. Parametry ferrytu<br />
98
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
F-201 podane zostały w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 31, 33, 36, 39, 43, wyżej<br />
wymienionego katalogu. Transformator złożono z dwóch jednakowych rdzeni typu U [1]<br />
(nr katalogowy 4-1/79 – SWW 1158-413), wykonanych z ferrytu miękkiego F-806.<br />
Zastosowany rdzeń U52/F-806 posiada długość całkowitą C=52 [mm] a pozostałe wymiary<br />
rdzenia umieszczono w katalogu. Parametry ferrytu F-806, z którego wykonano rdzenie<br />
zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44, wyżej<br />
wymienionego katalogu. Każda z cewek miała z=200 zwojów nawiniętych drutem o średnicy<br />
0,17 mm. Długość każdej cewki wynosiła 20 mm. Pomiarów dokonano mostkiem LCR typu<br />
MT4090 firmy MOTECH w zakresie częstotliwości od 100[Hz] do 200[kHz].<br />
Rys.1. Położenie wzajemne<br />
cewek współosiowych z<br />
rdzeniem i bez rdzenia<br />
ferrytowego<br />
Współczynnik sprzężenia k<br />
0,8<br />
0,7<br />
0,6<br />
0,5<br />
0,4<br />
0,3<br />
0,2<br />
0,1<br />
układ a układ b układ c<br />
0<br />
0 50 100 150 200<br />
f[kHz]<br />
99<br />
Współczynnik sprzężenia k<br />
układ a układ b układ c<br />
1<br />
0,95<br />
0,9<br />
0,85<br />
0,8<br />
0,75<br />
0,7<br />
0,65<br />
0,6<br />
0,55<br />
0,5<br />
0 50 100 150 200<br />
Na rysunkach 2 i 3 przedstawiono przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla różnych<br />
przypadków wzajemnego położenia cewek pokazanych na rysunku 1, bez rdzenia<br />
ferrytowego oraz z rdzeniem ferrytowym. Na rysunku 5 i 6 pokazano wykresy indukcyjności<br />
własnych i indukcyjności wzajemnej oraz przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla<br />
transformatora z rdzeniem ferrytowym z rys. 4. Wartości na wykresach podane zostały w<br />
funkcji zmian częstotliwości.<br />
Rys. 4. Położenie wzajemne<br />
cewek transformatorze z<br />
dzielonym rdzeniem<br />
ferrytowym<br />
Wnioski<br />
Indukcyjność [mH]<br />
Rys.2. Współczynnik sprzężenia<br />
k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (bez<br />
rdzenia ferrytowego)<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
L1 L2 M<br />
0<br />
0 50 100 150 200<br />
f[kHz)<br />
Rys. 5. Indukcyjność własna<br />
i wzajemna uzwojeń<br />
transformatora ferrytowego<br />
przy szczelinie powietrznej<br />
d=5 mm<br />
Współczynnik sprzężenia k<br />
f[kHz]<br />
Rys.3. Współczynnik sprzężenia<br />
k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (z<br />
rdzeniem ferrytowym)<br />
d=0,5mm d=2,5mm d=5mm<br />
1<br />
0,9<br />
0,8<br />
0,7<br />
0,6<br />
0,5<br />
0,4<br />
0,3<br />
0,2<br />
0,1<br />
0<br />
0 50 100 150 200<br />
Dla cewek umieszczonych współosiowo (rys. 1) jedna na drugiej, obecność rdzenia<br />
ferrytowego wpływa znacząco na pracę cewek tylko wówczas, jeżeli jest on wsunięty<br />
całkowicie w cewki. Częściowe wsunięcie ferrytu nie poprawia zbytnio sprzężenia, nawet<br />
przy częstotliwościach powyżej 100 [kHz]. Przy wysunięciu jednej cewki z drugiej<br />
gwałtownie maleje współczynnik sprzężenia. W przypadku braku szczeliny<br />
w transformatorze z rdzeniem ferrytowym (rys.4), cewki posiadają maksymalny<br />
współczynnik sprzężenia i minimalny zakres częstotliwości roboczych. Dla tego samego<br />
rdzenia ferrytowego, wraz ze wzrostem szczeliny powietrznej rośnie zakres częstotliwości<br />
pracy, natomiast wzrost reluktancji szczeliny powietrznej powoduje zamykanie się pola<br />
f[kHz]<br />
Rys. 6. Współczynnik sprzężenia<br />
k uzwojeń transformatora dla<br />
różnych wartości szczeliny<br />
powietrznej d
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
magnetycznego wokół cewki wzbudzającej i mniejsze oddziaływanie strony wtórnej na stronę<br />
pierwotną (maleje sprzężenie magnetyczne). W takim przypadku, dla optymalnej sprawności<br />
przekazywania energii, należy niezależnie od strony pierwotnej dostroić stronę wtórną<br />
transformatora do tej samej częstotliwości rezonansowej do jakiej została dostrojona strona<br />
pierwotna.<br />
Literatura<br />
[1] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty agnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i<br />
uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego „WEMA”, Warszawa 1979.<br />
[2] Mecke, R., Rathge, C.; Fischer, W.; Andonovski, B.; Analysis of inductive energy transmission systems<br />
with large air gap at high frequencies, 10th European Conference on Power Electronics and Applications<br />
(EPE), Toulouse 2003, Proceedings na CD-ROM.<br />
[3] Piróg S., Stala R., Gąsiorek S.; Bezstykowe zasilanie ruchomych, separowanych odbiorników energii<br />
elektrycznej, Przegląd Elektrotechniczny R. LXXIX, cz. I: Dobór konfiguracji układu, nr 5, 2003 s. 326–<br />
333, cz. II: Realizacja praktyczna układu, nr 6. 2003, s. 410-414.<br />
SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL –<br />
ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH<br />
ELECTROSTATIC FIELD MILL METER<br />
Zygmunt J. Grabarczyk<br />
Central Institute for Labour Protection – National Research Institute, Warsaw<br />
The risk assessment of the ignition of explosive atmospheres (EX) by electrostatic discharges<br />
(ESD) needs including brush discharges from the electrified dielectric or insulated metallic<br />
surfaces. For that, usually the measurement of surface charge potential or electrostatic field<br />
intensity at that surface is the basic tool. To avoid any contact of the meter with charged object<br />
(to prevent fast discharge the object through the meter), non-contact methods are used.<br />
The most popular is a proximity field mill meter, calibrated with the standardised method (see<br />
Fig. 1).<br />
The voltmeter calibrated at that setup as at Fig. 1, is used to measure surface ES voltage of the<br />
dielectric materials or object. The electric charge carriers on dielectric surface cannot migrate<br />
as in metallic materials so the ES field and potential distribution at the surface as that at Fig. 1<br />
and that at Fig. 2 are expected to be different. For that reason, the measurement error can be<br />
expected. To evaluate the order of this error, computations of the field and potential were<br />
made for the model shown at Fig. 2.<br />
Computations were made by the software OPERA 3D– TOSCA (product of Vector Fields).<br />
The results was shown at Fig. 3.<br />
100
High voltage DC<br />
voltmeter<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
High voltage DC<br />
regulated supplier<br />
Mill voltmeter to<br />
be calibrated<br />
D equael at least the separation distance<br />
(if d = 0.1 m, D ≥ 1 m)<br />
101<br />
Calibration<br />
metallic plate<br />
d - separation<br />
distance (0.1 m)<br />
Insulators<br />
Fig. 1. Arrangement of the setup for calibration of a proximity field mill voltmeter, with accordance to BS<br />
7506:Part 2: 1996 – Methods for measurements in Electrostatics<br />
H - room hight<br />
h - hight over floor<br />
Proximity mill<br />
voltmeter<br />
D<br />
Db – room diameter<br />
Dielectric<br />
electrified<br />
surface<br />
d =0.1 m<br />
Fig. 2. Model arrangement of the measurements of electrostatic potential of the electrified dielectric surface.<br />
Grounded voltmeter and the dielectric sample are tightly surrounded by grounded conducting cylinder which<br />
imitates the room<br />
Relative error<br />
Dielectric disc diameter D, m<br />
0 0,5 1 1,5 2<br />
0<br />
-0,1<br />
-0,2<br />
-0,3<br />
-0,4<br />
-0,5<br />
-0,6<br />
-0,7<br />
ES potential measurement error<br />
h = 0,5 m<br />
h = 1 m<br />
h = 1,5 m<br />
Fig. 3. Dependence of the error of measurement electrostatic potential of electrified dielectric disc with uncontact<br />
electrostatic mill voltmeter.<br />
Disc thickness – 2 mm, surface charge density – 88,5 µC/m 2 , Room diameter Db = 4m, room height H=4m<br />
D – disc diameter, h – height of the upper disc surface over the floor.<br />
According to the obtained results, the measurement of the surface charge potential on the<br />
surface of electrified plane dielectrics is not reliable measure for ignition risk assessment.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Appropriate correction factors are necessary if use the proximity mill electrostatic<br />
voltmeter for ignition risk evaluation, as in Polish standard (PN-E-05201:1992 Protection<br />
against static electricity – Methods of assessment of the hazards caused by electrification<br />
of solid dielectric – Methods of fire or explosion risk assessment).<br />
PROGRAM „IR DEFECT DETECTOR” NARZĘDZIEM<br />
WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE<br />
MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA<br />
W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO<br />
PRZEZ OBIEKT BADANY<br />
Sławomir Gryś<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
W referacie przedstawiono możliwości autorskiego programu komputerowego do detekcji<br />
i oceny wybranych parametrów podpowierzchniowych wad materiałowych metodą aktywnej<br />
termografii w podczerwieni. Przez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów<br />
w strukturze badanego materiału, określenie lokalizacji oraz liczby defektów. Charakteryzacja<br />
to działanie zmierzające do określenia charakteru wady materiałowej, tj. wyznaczenia<br />
głębokości na jakieś się znajduje, rozmiaru, właściwości cieplnych w stosunku do<br />
właściwości materiału badanego. Realizacja powyższych celów metodą aktywnej termografii<br />
wymaga zastosowania zaawansowanych technik przetwarzania zarówno pojedynczego<br />
termogramu jak i serii termogramów. Oprogramowanie firmowe, współpracujące z kamerą<br />
termowizyjną, rejestrującą promieniowanie elektromagnetyczne w zakresie podczerwieni, np.<br />
7-14 �m, umożliwia jedynie wstępną charakteryzację defektów.<br />
Prezentowany program udostępnia prosty i intuicyjny interfejs GUI oraz implementuje różne<br />
techniki przetwarzania danych, m.in. kontrast filtrowany, segmentację termogramu metodą<br />
Otsu, etykietowanie obiektów oraz jednowymiarowy model analityczny zjawisk fizycznych<br />
zachodzących w strukturze badanego materiału. Podstawowe możliwości programu „IR<br />
Defect detector” w zakresie prezentacji termogramów oraz towarzyszących danych<br />
pomiarowych są następujące:<br />
� obsługa folderów i plików oraz błędów spowodowanych niewłaściwym formatem<br />
danych,<br />
� prezentacja termogramu 2D lub 3D zapisanego w formacie *.mat środowiska Matlab,<br />
� projekcja daty i czasu rejestracji analizowanego termogramu,<br />
� projekcja odstępu w czasie pomiędzy kolejnymi termogramami,<br />
� projekcja numeru termogramu z sekwencji termogramów z możliwością jego wyboru,<br />
� projekcja emisyjności, użytej w modelu przetwarzania kamery do wyznaczenia<br />
temperatury powierzchni badanej,<br />
� projekcja rozdzielczości geometrycznej dla przyjętej w modelu przetwarzania kamery<br />
odległości kamery od obiektu, parametrów zastosowanej optyki i matrycy kamery,<br />
102
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Do detekcyjnych możliwości programu, uzyskanych dzięki implementacji kontrastu<br />
filtrowanego i algorytmu automatycznej detekcji i oceny parametrów defektów [1,2] należą:<br />
� estymacja niejednorodnego tła napromienienia powierzchni badanego obiektu [3],<br />
� zmniejszenie wpływu błędu pomiaru temperatury kamerą termowizyjną na jakość<br />
detekcji i charakteryzacji defektów,<br />
� segmentacja termogramu na dwie klasy: defekt - brak defektu,<br />
� automatyczne zliczanie i raportowanie wykrytych defektów,<br />
� graficzne wskazanie współrzędnych x,y punktów charakterystycznych defektów,<br />
� dobór parametru filtru wygładzającego [1,2],<br />
� manualny lub automatyczny dobór progu segmentacji,<br />
� określenie głębokości, na której znajduje się defekt [1,2],<br />
� określenie relacji cieplnej badanego materiału i materiału defektu (ang. thermal<br />
mismatch factor),<br />
� projekcja zmian w czasie wartości KFWP dla punktów charakterystycznych defektów.<br />
Ograniczenia programu w prezentowanej wersji:<br />
� konieczność wstępnego przygotowania danych wejściowych w formacie *.mat.<br />
� praca w trybie off-line, stąd brak możliwości przetwarzania w czasie rzeczywistym,<br />
� brak automatycznego doboru parametru filtracji wygładzającej,<br />
� brak wbudowanej tablicy parametrów cieplnych i fizycznych materiałów, stąd<br />
konieczność zadawania współczynnika dyfuzji cieplnej badanego materiału (ang.<br />
diffusivity of material – rys. 1) i współczynnika niedopasowania cieplnego,<br />
niezbędnych do określenia głębokości defektu,<br />
� brak szacowania niepewności pomiaru głębokości defektu.<br />
Na rysunku 1a przedstawiono przykładowy efekt działania programu dla nagrzewanej próbki<br />
materiału z pleksiglasu. Program poddaje analizie termogram nr 60, pochodzący z końca fazy<br />
nagrzewania próbki. Na górnym termogramie jest wyraźnie zauważalny efekt<br />
niejednorodnego napromienienia powierzchni próbki, usunięty dzięki zastosowaniu techniki<br />
kontrastu filtrowanego, będącej jedną z technik estymacji tła – „termogram” dolny.<br />
Rys. 1. Przykładowy widok okna programu „IR defect detector” dla próbki z 9 defektami podpowierzchniowymi<br />
Rys. 1b przedstawia rezultat dalszego przetwarzania danych pomiarowych. Na górnym<br />
termogramie przedstawione są przebiegi zmian w czasie wartości kontrastu filtrowanego<br />
KFWP dla powierzchni próbki badanej nad środkami 9 wykrytych defektów. Dolny<br />
„termogram” prezentuje efekt segmentacji termogramu na obszar tła (kolor niebieski)<br />
i defekty (kolor czerwony) metodą Otsu. Prawy panel okna, nazwany „Defect<br />
characterization” dostarcza informacji o liczbie automatycznie policzonych defektów,<br />
103
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
głębokości na jakich się znajdują oraz charakterze cieplnym defektu (tu powietrze) w<br />
stosunku do właściwości cieplnych materiału badanego (tu pleksiglasu). Przypisanie<br />
wyznaczonych współrzędnych do konkretnego defektu jest uzyskiwane poprzez kliknięcie w<br />
oknie „XY coordinates” na wybrane współrzędne defektu. Uaktywnia to punkt<br />
charakterystyczny defektu (lokalne ekstremum) w formie migającego krzyżyka. Manualne<br />
ustawianie progu detekcji umożliwia wykrycie defektów głęboko położonych, gdy dostępne<br />
są termogramy jedynie z początku fazy nagrzewania. Automatyczna analiza sekwencji<br />
termogramów z aktywną lub nieaktywną charakteryzacją defektów jest możliwa po wybraniu<br />
opcji „Auto”. Układ graficzny programu od 2011 jest chroniony europejskim prawem jako<br />
wzór przemysłowy [4].<br />
Wnioski<br />
Program „IR Defect detector” dostarcza nowych możliwości w zakresie wykrywania<br />
i charakteryzacji podpowierzchniowych defektów. W prezentowanej wersji jest przeznaczony<br />
do prowadzenia dalszych badań modelowych i eksperymentalnych. Jego fuzja z programem<br />
ThermaCAM Researcher w jedno narzędzie programistyczne stanowiłaby interesujące<br />
rozwiązanie do zastosowań komercyjnych.<br />
Literatura<br />
[1] Gryś S.: “Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography”, Opto-<br />
Electronics Review, 19 (2011), no. 2, p. 234-241.<br />
[2] Gryś S. (2012) “New thermal contrast definition for defect characterisation by active thermography”<br />
Measurement, http://dx.doi.org/10.1016/j.measurement.2012.03.017.<br />
[3] Dudzik S.: “Approximation of thermal background applied to defect detection using the methods of active<br />
thermography”, Metrology and Measurement Systems, vol. XVII (2010), no. 4, p. 621–636.<br />
[4] Gryś S.: „Defect detector - graphical user interface” Community design, Certificate of Registration No.<br />
001857129-0001, Office for Harmonization in the Internal Market. Trade Marks and Designs, 2011.<br />
WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU<br />
NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE<br />
PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY<br />
Sławomir Gryś<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Wymagania współczesnego rynku pociągają za sobą konieczność zapewnienia wysokiej<br />
jakości i niezawodności wytwarzanych dóbr konsumenckich, urządzeń czy obiektów, co<br />
wymusza rygorystyczną kontrolę jakości na etapie produkcji oraz często okresową ocenę<br />
stanu technicznego badanego obiektu. Jeśli wspomniana ocena musi odbywać się in situ,<br />
dodatkowo bez przerywania pracy obiektu i zmiany jego właściwości lub parametrów<br />
technicznych, wówczas sięga się po metody badań nieniszczących. Każda metoda jest oparta<br />
na opisie zjawisk fizycznych i obserwacji mierzalnych wielkości, których analiza pozwala na<br />
wykrycie anomalii przez porównanie z analizą sygnałów dla materiału jednorodnego.<br />
104
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W niniejszym artykule przedstawiono, w sposób ogólny, problematykę wykrywania i oceny<br />
wybranych cech (parametrów) defektów na podstawie zmian pola temperatury powierzchni<br />
badanego obiektu poddawanego pobudzeniu cieplnemu, rejestrowanych w zakresie 7-14 µm<br />
widma elektromagnetycznego (podczerwień). Na rys. 1a jest widoczny przekrój przez próbkę<br />
materiału badanego (mat) z widocznym defektem (def). Przyjęto, że w kierunku prostopadłym<br />
do kierunku padania promieniowania wymuszenia cieplnego materiał badany jest<br />
nieskończenie rozległy. Oznaczono, T - temperaturę, e - efuzyjność cieplną materiału (zależną<br />
od jego właściwości cieplnych), D - średnicę defektu, L - głębokość defektu lub grubość<br />
warstwy materiału.<br />
Poprzez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów w strukturze badanego<br />
materiału oraz określenie ich lokalizacji oraz liczby. Do realizacji tego celu metodą aktywnej<br />
termografii jest wystarczająca analiza pojedynczego termogramu bez konieczności jego<br />
dalszego przetwarzania. Wystąpienie znacznej różnicy temperatury sąsiednich pikseli<br />
względem tła wskazuje na niejednorodność materiału klasyfikowaną jako defekt. Jednak,<br />
automatyzacja tego procesu wymaga zaawansowanych technik obróbki numerycznej<br />
termogramów, rozpatrywanych zależnie od kontekstu, jako klasyczne obrazy lub rozkłady pól<br />
temperatury [1]. W pierwszym przypadku nie jest istotna informacja w wartości bezwzględnej<br />
temperatury piksela, lecz jej relacja do wartości pikseli sąsiadujących.<br />
a) b)<br />
Rys. 1. Przekrój przez próbkę z defektem (a) oraz propagacja „fali cieplnej” w głąb materiału dla różnych chwil<br />
czasowych z zaznaczonymi maksymalnymi wartościami amplitudy dla z/ =1 i z/μ=2� (b)<br />
Zadaniem oceny wybranych parametrów defektów, nazywanej niekiedy charakteryzacją [2],<br />
jest dostarczenie informacji o: głębokości, na jakiej defekty się znajdują, wymiarach<br />
geometrycznych oraz właściwościach cieplnych w stosunku do właściwości materiału<br />
badanego. Charakteryzacja wymaga analizy pojedynczego termogramu jak i sekwencji<br />
termogramów w czasie oraz przyjęcia modelu zjawisk cieplnych, zachodzących w materiale<br />
jednorodnym lub układzie ciał: materiał badany-materiał defektu [3]. Termogram jest<br />
traktowany, jako dwuwymiarowy zbiór wartości temperatury zaobserwowanej w pewnej<br />
chwili czasowej. Analiza pojedynczego piksela w zadanym horyzoncie czasowym pozwala na<br />
określenie zmienności temperatury w czasie punktu powierzchni o wymiarze<br />
odpowiadającym rozmiarowi piksela. Odpowiada to klasycznemu pojęciu analizy odpowiedzi<br />
dynamicznej badanego obiektu na wymuszenie impulsowe, skokowe lub periodyczne, zależne<br />
od zastosowanych rozwiązań technicznych.<br />
Podstawą proponowanego rozwiązania problemu detekcji i charakteryzacji defektów jest<br />
analiza zjawisk fizycznych. Dla warunków z rys. 1a, przyrost temperatury jednorodnego<br />
105
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
materiału, względem temperatury początkowej To, poddanego wymuszeniu cieplnemu na<br />
powierzchni, można wyrazić jako funkcję głębokości z i czasu t – rys.1b:<br />
� � �� � z � � z �<br />
�T<br />
z,<br />
t � To<br />
exp��<br />
� �� cos��<br />
2�<br />
� f � t �<br />
(1)<br />
� � � � � �<br />
z warunkiem brzegowym:<br />
�T �z � 0 , t�<br />
� To<br />
cos�2�<br />
� f � t�<br />
(2)<br />
gdzie: To jest maksymalną amplitudą oscylacji. Powyższe równanie ujmuje charakter zmian<br />
temperatury w jednym wymiarze, względem zmiennej głębokości z, stąd przyjmuje się, że<br />
materiał w obu pozostałych wymiarach przestrzeni jest nieskończony. Ponadto, wzór jest<br />
słuszny dla czasu po zaniknięciu stanu nieustalonego w materiale, spowodowanym<br />
załączeniem wymuszenia. Wynika z niego, że ze wzrostem głębokości z oscylacje<br />
temperatury są tłumione i przesunięte w fazie względem wymuszenia na powierzchni<br />
materiału. Od częstotliwości wymuszenia f, Hz oraz dyfuzyjności cieplnej materiału a, m 2 /s,<br />
zależy głębokość wnikania „fali cieplnej” μ, m:<br />
a<br />
�<br />
� � f<br />
� (3)<br />
Na głębokości z/μ=1 wartość maksymalna amplitudy wynosi już tylko ∆T( ,t)max=<br />
=exp(-1)�To=0,368�To a dla z/μ=2�, tzw. długości „fali cieplnej”, praktycznie fala zanika, gdyż<br />
∆T(2�μ,t)max=0,0019�To�0 – rys. 1b. Im wyższa częstotliwość pobudzenia tym mniejsza<br />
głębokość wnikania, co w kontekście badań nieniszczących, ogranicza głębokość inspekcji<br />
struktury materiału do warstw podpowierzchniowych. Wystąpienie defektu na pewnej<br />
głębokości skutkuje odbiciem „fali cieplnej”, widocznym na powierzchni materiału jako<br />
zwiększenie lub obniżenie temperatury w porównaniu z obszarem jednorodnym bez defektu.<br />
Wnioski<br />
Syntezą dotychczasowych przemyśleń i doświadczeń autora w zakresie problematyki<br />
wykrywania defektów metodą aktywnej termografii jest metodyka badawcza, której istotnym<br />
elementem są rozwiązania algorytmiczne, zaimplementowane w oprogramowaniu „IR defect<br />
detector”. Skuteczność metodyki jest sukcesywnie potwierdzana wynikami badań<br />
modelowych i eksperymentalnych.<br />
Literatura<br />
[1] Gryś S.: „Wyznaczanie wybranych parametrów defektów materiałowych metodą aktywnej termografii w<br />
podczerwieni” rozdział w Minkina W. (red.) „Wybrane problemy współczesnej termografii i termometrii w<br />
podczerwieni” Wydawnictwo Politechniki Częstochowskiej, Częstochowa 2011, str. 41-61.<br />
[2] Udpa L., Mandayam S., Udpa S., Lord W., Sun Y.: „Magnetic flux leakage inspection of gas pipelines:<br />
neural networks for signal characterization, compensation and identification. Topical Report: GRI-96,<br />
Technical”, Report, Gas Research Institute, Chicago, IL, 1996.<br />
[3] Gryś S.: “Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography”, Opto-<br />
Electronics Review, 19 (2011), no. 2, p. 234-241.<br />
106
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL<br />
TYPE ON INDUCTION MOTOR CHARACTERISTICS<br />
Miralem Hadžiselimović 1,2 , Ivan Zagradišnik 2 , Bojan Štumberger 1,2<br />
1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,<br />
2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia<br />
Introduction<br />
In electrical devices, electrical machines, and other electrical equipment a variety of materials<br />
and alloys are used for current carrying conductors. Some of these materials are silver,<br />
copper, gold, aluminium and brass as alloy. The two most frequently used materials are<br />
copper and aluminium and both have several different properties, which can be presented as<br />
advantages for use in different electrical applications. To choose the appropriate material, the<br />
designers have to take into account material properties as for example: electrical and thermal<br />
conductivity, mass density, coefficient of thermal expansion, etc. Very important factor for<br />
designers and producers is also the temporary material price on the world market. In this<br />
paper impact of copper and aluminium for stator and rotor winding materials on induction<br />
motor characteristics will be analyzed.<br />
Description of used induction motors<br />
This paper deals with the three four poles induction motor prototypes which are different in<br />
axis height size: 90 mm, 112 mm and 132 mm. All of them have standard IEC stator and rotor<br />
lamination. Normally, the producers of induction motors used copper for stator winding and<br />
aluminium for rotor winding (squirrel-cage). In the case of copper substitution with<br />
aluminium in stator winding, the resistance of stator winding at the same winding geometry<br />
increase in the ratio of materials resistivity (Table 1). These leads to higher winding joule<br />
losses and consequently lower efficiency of induction motor. To avoid this problem the<br />
diameter of aluminium wire must be increased, while winding fill factor and stator slot crosssection<br />
area stay the same. This yields to prolongation of stator and rotor lamination in order<br />
to maintain the same induced voltage in stator winding. Different situation is with the<br />
replacement of aluminium as conductor material in rotor with copper. For the same squirrelcage<br />
geometry in copper squirrel-cage design the rotor losses decreases, which is advantage in<br />
comparison to the aluminium squirrel-cage. However in this case higher copper mass density<br />
is disadvantage due to the increasing of rotor inertia. This can lead to undesirable problems in<br />
high dynamic performance drives as sport electrical vehicles or servo drives.<br />
Table 1. Copper and aluminium properties.<br />
resistivity ��mm /m�<br />
2<br />
Property Copper Aluminium<br />
0,016642 0,03<br />
mass density �kg/dm � 3 8,89 2,7<br />
expansion coefficient �� m/(m °C) � 16,7 23,86<br />
thermal conductivity �W/(m K) � 398 210<br />
melting point �� C�<br />
1084 660<br />
specific heat �J / (kg K) �<br />
384,6 904<br />
107
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
In this paper the three different set of calculated electrical and mechanical characteristics will<br />
be presented. Firstly, for standard material combination, this means copper as stator and<br />
aluminium as rotor winding material. Next results will be presented for aluminium as stator<br />
and rotor winding material and at the end for copper as stator and rotor winding material. For<br />
all three combinations the optimal design of induction motor will be calculated at the same<br />
stator and rotor lamination. The lamination length and diameter of stator winding wire will be<br />
varied in process of optimization. The example of stator and rotor lamination is shown in Fig.<br />
1. Details of the stator and rotor slot geometry are shown in Fig. 2 and in Fig. 3, respectively.<br />
Conclusion<br />
36 Q � 36 Q �<br />
s<br />
44 Q � 44 Q �<br />
r<br />
material<br />
F 400 T 50<br />
Fig. 1. Example of stator and rotor lamination. Fig. 3. Cross-section<br />
of stator slot.<br />
108<br />
HSS<br />
HUS<br />
r<br />
360°<br />
QS<br />
JN=1<br />
R2S<br />
R1S<br />
BSS<br />
HSR<br />
HUR<br />
R2R<br />
R1R<br />
JN2=0<br />
360°<br />
QR<br />
BSR<br />
Fig. 4. Cross-section<br />
of rotor slot.<br />
Electrical and electromechanical characteristics of induction motor for three axis-height sizes<br />
(90 mm, 112 mm and 132 mm) will be presented in the full paper. For each axis-height size<br />
different copper and aluminium combinations for stator and rotor winding materials will be<br />
analysed and presented. Finally after the technical performance analysis, financial analysis<br />
will be conducted in order to select the appropriate combination of materials for the induction<br />
motor production as well.<br />
References<br />
[1] Finley W.R., Hodowanec M.M.: ‘Selection of copper versus aluminium rotors for induction motors’, IEEE<br />
Trans. Ind. Appl., 2001, 37, (6), pp. 1563–1573.<br />
[2] Poloujadoff M., Mipo J.C., Nurdin M.: ‘Some economical comparisons between aluminum and copper<br />
squirrel cages’, IEEE Trans. Energy Convers., 1995, 10, (3), pp. 415–418.<br />
[3] Craggs J.L.: ‘Fabricated aluminum cage construction in large induction motors’, IEEE Trans. Ind. Appl.,<br />
1976, 12, (3), pp. 261–267.<br />
[4] Hartung E.C.: ‘Fabricated aluminum rotor construction for induction motors’. Proc. IEEE IAS Pulp and<br />
Paper Conf., 1994, pp. 76–80.<br />
[5] Olivares-Galva´n J.C., de Leo´n F., Georgilakis P.S., Escarela-Pe´rez R.: ‘Selection of copper against<br />
aluminium windings for distribution transformers’. IET Electr. Power Appl., 2010, Vol. 4, Iss. 6, pp. 474–<br />
485.<br />
[6] www.wikipedia.org.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL<br />
OF IRON CORE INDUCTOR:<br />
PARAMETERS IDENTIFICATION<br />
Miralem Hadžiselimović 1,2 , Venco Ćorluka 3 , Željko Hederić 3 , Bojan Štumberger 1,2<br />
1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,<br />
2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia<br />
3 Josip Juraj Strossmayer University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia<br />
Introduction<br />
Inductors are used in analog circuits, power supplies, tube light circuits, also in electrical<br />
transmission systems, where they decrease influence of lightning strikes, switching and fault<br />
currents, etc. The simplest division of inductor type is on air core and iron core inductors. The<br />
latter ones are particularly difficult to model because of the ferromagnetic material<br />
nonlinearity. For modeling of electrical devices usually lumped and distributed parameter<br />
models are used. The main aim of this research is to provide a well working dynamic model<br />
of an iron core inductor, which includes magnetically nonlinear properties of iron core. The<br />
base of this study is a simple magnetically linear dynamic model which is further developed<br />
to two different types of magnetically nonlinear dynamic models. Both nonlinear dynamic<br />
models have been developed via mathematical derivation of equation which describes<br />
electrical subsystem of an iron core inductor. Benefit of the developed magnetically nonlinear<br />
dynamic model is capability for analysis of transient phenomena in inductors (inrush current).<br />
Modeling of iron core inductor<br />
Magnetically nonlinear model of an iron core inductor is complete when parameters of model<br />
are determined. Those parameters are coil resistance and magnetically nonlinear characteristic<br />
of iron core. Aforementioned characteristic is usually represented as function of magnetic flux<br />
density versus magnetic field strength (BH curve). This form is advantageous for models with<br />
distributed parameters such as the finite element method. For lumped parameter models<br />
usually parameter is linear inductance (appropriate for steady-state analysis) or characteristic<br />
of magnetic flux linkage in dependency on coil current (appropriate for dynamic analysis).<br />
Flux linkage characteristic can be determined by experimental or numerical methods.<br />
Experimentally this characteristic can be determined in time-domain by measurements of<br />
voltage and current waveforms. With numerical integration of voltage and current time<br />
waveforms from measurements, the hysteresis loops are determined, which are presented in<br />
Fig. 1. By connecting the peaks of hysteresis loops the unique magnetic flux linkage<br />
characteristic is obtained (Fig. 2). Shape of this single-valued characteristic is quite different<br />
than single-valued BH curve characteristic used in the finite element method. Especially in<br />
the first part of the flux linkage versus current characteristic, the slope of flux linkage versus<br />
current characteristic is changeable, which is presented in Fig. 2. Influence of the exact<br />
modeling of the aforementioned part of characteristic on transient analysis in dynamic lumped<br />
parameter iron core inductor model will be briefly discussed in the proposed paper.<br />
Comparison of simulation results obtained by proposed dynamic models, which includes<br />
109
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
experimentally and numerically determined magnetic flux linkage characteristics, will be<br />
presented in the full paper version as well.<br />
� [Vs]<br />
0.5<br />
0<br />
�(i) karakteristika<br />
-0.5<br />
-0.2 -0.1 0<br />
i[A]<br />
0.1 0.2<br />
Fig. 1. Experimental determined hysteresis<br />
loops<br />
� [Vs]<br />
1<br />
0.8<br />
0.6<br />
0.4<br />
0.2<br />
0 0.2 0.4 0.6 0.8<br />
i [A]<br />
Fig. 2. Unique flux linkage characteristic<br />
Proposed magnetically nonlinear dynamic models of a iron core inductor<br />
From the theory it is well known that magnetic iron cores have nonlinear magnetic<br />
characteristics. To consider magnetically nonlinear properties of used iron core the static Ls<br />
and dynamic Ld inductances are introduced (Fig. 3) in the proposed models.<br />
Conclusion<br />
Ψ<br />
�<br />
Ls<br />
� �const.<br />
i<br />
110<br />
Ld<br />
��<br />
�<br />
�i<br />
Fig. 3: Static and dynamic inductances<br />
Simulation results of all three models for iron core inductor (magnetically linear, magnetically<br />
nonlinear with static inductances and magnetically nonlinear with dynamic inductances) will<br />
be presented and compared with measurements results.<br />
References<br />
[1] M. Hadžiselimović, G. Štumberger, T. Marčič, B. Štumberger, I. Zagradišnik, Magnetically nonlinear<br />
dynamic model of synchronous motor with permanent magnets. J. magn. magn. mater. 2007, vol. 316, pp.<br />
e257-e260.<br />
[2] M. Hadžiselimović, B. Štumberger, P. Virtič, P. Pišek, T. Marčič, G. Štumberger. Determining parameters<br />
of a two-axis permanent magnet synchronous motor dynamic model by finite element method. Prz.<br />
Elektrotech., 2008, vol. 84, no. 1, pp. 77-80.<br />
i
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE<br />
CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD<br />
Paweł Jabłoński<br />
Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering<br />
Analysis of magnetic field in realistic configurations, like current lines enclosed in conductive<br />
shields, often requires a use of numerical methods. Since the shields are usually relatively<br />
thin, they can be troublesome in numerical analysis. In FEM, for example, they require a very<br />
fine mesh, in BEM – result in nearly singular integrals, the numerical evaluation of which can<br />
be very inaccurate. Therefore, thin shields require special treatment [1-3]. This paper show<br />
one of possible approaches.<br />
Three-phase current line with time-harmonic currents I1, I2, I3 is enclosed in a thin conductive<br />
shield Ωs, the thickness of which, d, is relatively small (Fig. 1). The internal and external<br />
regions of the shield are Ωi and Ωe, respectively. All regions are non-magnetic<br />
(μr = 1). The goal is to find out the magnetic field and such parameters as Joule power losses<br />
in the shield.<br />
z<br />
Ωe<br />
γe = 0<br />
y<br />
x<br />
Se<br />
I1<br />
Ω1<br />
γ1<br />
ω<br />
Si<br />
S1<br />
111<br />
I3<br />
S3<br />
γs<br />
Ω2<br />
γ2<br />
I2 S2<br />
ω<br />
ω<br />
Ω3<br />
γ3<br />
Ωi<br />
d<br />
γi = 0<br />
Fig. 1. Current lines enclosed in a thin shield<br />
The z-component of the magnetic vector potential fulfills the following equations in particular<br />
regions:<br />
�<br />
�<br />
2<br />
2<br />
A<br />
A<br />
( k)<br />
( k)<br />
� κ<br />
2<br />
k<br />
� 0,<br />
A<br />
( k)<br />
� 0,<br />
k � s,<br />
1,<br />
2,<br />
3,<br />
��<br />
�<br />
k � i,<br />
e, ��<br />
where κk 2 = jωμ0γk. The continuity of the tangent components of magnetic field intensity<br />
results in the continuity of normal derivatives of A on each boundary. Since different potential<br />
gauge is used in each region (to make the Helmholtz equations homogeneous), the potential<br />
can be discontinuous on the boundaries so that<br />
Sk : A � A � Ck<br />
,<br />
S<br />
i<br />
:<br />
A<br />
( i)<br />
( i)<br />
� A<br />
( k)<br />
( s)<br />
� 0,<br />
S<br />
e<br />
k �1,<br />
2,<br />
3,<br />
:<br />
A<br />
( e)<br />
� A<br />
( s)<br />
��<br />
�<br />
� Cs,<br />
��<br />
where Ck and Cs are 3 + 1 constants corresponding to each conductive region. To determine<br />
them, 4 additional equations must be formulated. They are Ampère’s laws for contours being<br />
the cross sections of boundary surfaces Sk and Se:<br />
�<br />
Γ<br />
k<br />
�A<br />
�n<br />
( k)<br />
dΓ � �μ0<br />
Θ<br />
k<br />
,<br />
k �<br />
s, 1,<br />
2,<br />
3,<br />
Ωs<br />
(1)<br />
(2)<br />
(3)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
where Θk is the total current through contour Γk (i.e. Θs = ΣIk, Θ1 = I1, Θ2 = I2, Θ3 = I3).<br />
The discrete forms of the continuity conditions are as follows:<br />
A<br />
Q<br />
i<br />
k<br />
i<br />
k<br />
k<br />
k<br />
� A �1C<br />
,<br />
k<br />
k<br />
� �Q<br />
,<br />
k<br />
A<br />
e<br />
e<br />
e<br />
e<br />
� A<br />
s<br />
e<br />
�1C<br />
,<br />
s<br />
e<br />
Q � �Q<br />
,<br />
s<br />
i s<br />
A ��<br />
i � Ai<br />
,<br />
�<br />
i s<br />
Qi<br />
� �Qi<br />
, ��<br />
where k = 1, 2, 3, and 1 is a column vector of ones. The conventional BEM approach (CBEM)<br />
leads to a system of linear equations with unknowns Ak k , Ae s , Ae s , Qk k , Qe s , Qe s , Ck, Cs, with<br />
k = 1, 2, 3. When thickness d is very small, CBEM equation for region Ωs contains nearly<br />
singular integrals. They can be avoided by using an approximate solution for Ωs. According to<br />
[3], this results in the following approximate relationships:<br />
s<br />
s<br />
i<br />
s<br />
e<br />
s<br />
e<br />
s<br />
e<br />
s<br />
i<br />
Qi � σA � τA<br />
, Q � σA<br />
� τA<br />
, (5)<br />
σ s s<br />
s s<br />
� κ coth κ d,<br />
τ � �κ<br />
csch κ d . (6)<br />
Incorporating them the conventional BEM equations one obtains the approximate BEM<br />
model (ABEM). When compared to CBEM, its system of equations does not contain Qe s and<br />
Qe s , therefore, it has a smaller main matrix. There are no nearly singular integrals (for<br />
sufficiently regular boundary of the shield). Theoretical considerations as well as numerical<br />
tests showed that ABEM works properly at least if Θs = 0 (total current equal to zero). Also<br />
the value of κsd seems to have a certain impact on the accuracy (the larger |κsd| the more<br />
accurate is the approximate model). As an example, Fig. 2 shows a comparison of CBEM and<br />
ABEM results for a symmetrical three-phase line. CBEM1 is CBEM with very accurate (and<br />
time-consuming) evaluation of the nearly singular integrals, whereas ABEM and CBEM2 use<br />
the same Gaussian integration. For sufficiently thick shields CBEM1 and CBEM2 give the<br />
same results, whereas ABEM is rather inaccurate. For thinner shields CBEM2 is inaccurate,<br />
whereas ABEM is more accurate. For very thin shields CBEM2 and CBEM1 crash, whereas<br />
ABEM works quite well.<br />
3 :L2<br />
S 4<br />
1 :Outside<br />
1 :Shield<br />
2 :Inside Shield<br />
2 :L1<br />
S 3<br />
S<br />
12<br />
4 :L3<br />
S 5<br />
Fig. 2. Values of tangential component of magnetic flux (real part) on the outer (S1 1 ) and inner (S2 1 ) surface of the<br />
shield for specific values of parameters: Rw – wire radius, �w – wire skin depth, Δs – shield skin depth,<br />
dww – wire to wire distance, dws – wire to shield distance, � – the relative thickness of the shield<br />
(thickness d divided by the inner radius)<br />
References<br />
[1] Krähenbühl L., Muller D.: Thin layers in electrical engineering. Example of shell models in analyzing eddycurrents<br />
by boundary and finite element methods, IEEE Transactions on Magnetics, 29 (1993), 2, 1450-<br />
1455.<br />
[2] Jabłoński P.: Mathematica implementation of BEM model for magnetic field analysis in parallel conductors<br />
with time-harmonic currents, Poznan University of Technology Academic Journals, 69, 2012, ss. 65-72.<br />
[3] Jabłoński P.: Approximate BEM analysis of time-harmonic magnetic field due to thin-shielded current lines,<br />
Proceedings of XXXV IC-SPETO, Gliwice-Ustroń 23-26.05.2012, 13-14.<br />
112<br />
(4)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW<br />
Z SATELITÓW METEOROLOGICZNYCH<br />
WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY<br />
Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki<br />
Obrazy analogowe<br />
Wojskowa Akademia Techniczna<br />
Wydział Inżynierii Lądowej i Geodezji<br />
„Epokę satelitarną” Szkolnego Biura Pogody Zakładu Meteorologii Wojskowej Akademii<br />
Technicznej zapoczątkowało pojawienie się w 1976 roku stacji odbiorczej WESS-2 (NRD),<br />
która odbierała zdjęcia z meteorologicznych satelitów okołobiegunowych. Ówczesne zdjęcia<br />
wymagały klasycznej obróbki fotochemicznej i samodzielnego naniesienia siatki<br />
kartograficznej, niezbędnej do poprawnej analizy pola zachmurzenia.<br />
Obrazy zorganizowanego zachmurzenia o dużym bogactwie form od samego początku<br />
rozpalały wyobraźnię synoptyków – rozpoznawano rodzaje chmur, identyfikowano fronty<br />
atmosferyczne i cyklony, później poszukiwano relacji między obserwowanymi strukturami.<br />
W tym czasie, kiedy często z fascynacją w oczach oglądano zdjęcia satelitarne, nikt nie<br />
przypuszczał, że meteorologia satelitarna stanie się na długie lata, a właściwie to do dzisiaj,<br />
ważnym kierunkiem badań realizowanych w Zakładzie.<br />
W 1979 roku podczas kilkumiesięcznego stażu naukowego na uniwersytecie w Fort Collins w<br />
Stanach Zjednoczonych prof. Rymarz „miał okazję zapoznać się z nowoczesną techniką<br />
odbioru satelitarnego i wielostronną interpretacją zawartości zdjęć z satelitów<br />
geostacjonarnych. Dotyczyła ona szczególnie struktur frontów głównych i cyklonów, czyli<br />
skali makro, jak również wielu zjawisk i procesów mezometeorologii”. Przywiezione do kraju<br />
pętle filmowe, które zawierały animacje procesów atmosferycznych zarejestrowanych na<br />
zdjęciach z satelitów geostacjonarnych, szybko stały się wzorcem podstawowego materiału<br />
do badań dynamiki systemów zachmurzenia.<br />
Przełom w zakresie pozyskiwania zobrazowań satelitarnych nastąpił w marcu 1983 roku,<br />
kiedy w Zakładzie zainstalowano stację do analogowego odbioru zdjęć z satelitów<br />
geostacjonarnych, a głównie z METEOSATa. Zakład był pierwszą komórką wojskowej<br />
służby meteorologicznej, która dysponowała takim sprzętem. Przejście od satelitów<br />
orbitujących do geostacjonarnych oznaczało odbiór co 30 minut zdjęć z obszaru całej Europy,<br />
Atlantyku aż po Amerykę Północną zamiast dotychczasowych dwóch zdjęć na dobę ze<br />
znacznie mniejszego obszaru. Analiza wielu utworzonych serii zdjęć pozwalała na badanie<br />
dynamiki procesów atmosferycznych. Posortowane zdjęcia zapisane na taśmie filmowej<br />
tworzyły interesujące animacje. W zaciemnionej sali, przy terkocie projektora filmowego i<br />
pod płynącymi na ekranie chmurami tworzyła się niepowtarzalna atmosfera, której nie da się<br />
odtworzyć na monitorach współczesnych komputerów. Odbiór zdjęć, ich fotochemiczna<br />
obróbka, konserwacja sprzętu oraz tworzenie archiwum zdjęć z satelitów orbitujących i<br />
geostacjonarnych wymagały niebywałej sumienności i staranności. Ówczesne życie naukowe<br />
w Zakładzie toczyło się w dużej mierze wokół badań z zakresu meteorologii satelitarnej.<br />
113
Obrazy cyfrowe<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Istotą współczesnego meteorologicznego zabezpieczenia działań jest dostarczanie ośrodkom<br />
dowodzenia wiarygodnych danych o stanie warunków atmosferycznych we wskazanym<br />
rejonie oraz sprawdzalnych prognoz pogody, które wymagają zebrania i przetworzenia dużej<br />
ilości danych. Bazę niezbędnych danych tworzą wyniki pomiarów z naziemnej sieci<br />
pomiarowej, wyniki pionowych sondaży atmosfery, obrazy radarowe oraz obecnie w coraz<br />
większym stopniu dane z satelitów meteorologicznych. Są one praktycznie jedyną, regularnie<br />
otrzymywaną informacją o wybranych elementach pogody nad obszarami o rzadkiej sieci<br />
pomiarowej lub całkowicie pozbawionych tej sieci.<br />
Pokładowa aparatura pomiarowa satelitów meteorologicznych obejmuje: operacyjne systemy<br />
skanowania liniowego, dostarczające obrazy powłoki chmur i powierzchni Ziemi w paśmie<br />
widzialnym i w podczerwieni; przeszukujące wielokanałowe radiometry podczerwieni,<br />
rejestrujące dane do określania zawartości ozonu oraz pionowego rozkładu temperatury i pary<br />
wodnej w atmosferze; pasywne mikrofalowe czujniki temperatury, wykonujące pomiary<br />
promieniowania w paśmie 5 ÷ 6 mm i dostarczające dodatkowe dane o profilu temperatury od<br />
powierzchni Ziemi do wysokości 30 km; czujniki promieniowania gamma; czujniki gęstości<br />
jonów i elektronów w atmosferze; urządzenia przeznaczone do badania jonosfery<br />
i prognozowania wpływu warunków panujących w niej na propagację fal radiowych.<br />
Wyniki pasywnego sondowania atmosfery przesyłane są na Ziemię w postaci zdjęć w<br />
kanałach widzialnych, podczerwonych, mikrofalowych, danych w kanałach<br />
wielospektralnych do określania pionowego profilu temperatury i wilgotności.<br />
Perspektywy rozwoju meteorologicznych systemów pomiarowych<br />
Zasadnicze zmiany dotyczyć będą wyposażenia satelitów. Pojawi się nowa generacja<br />
satelitów orbitujących ze sprzętem wykonującym pomiary w dodatkowych kanałach do<br />
określania stanu fazowego chmur (woda / lód) oraz do odróżniania chmur niskich od pokrywy<br />
śnieżnej lub lodowej. Nastąpią zmiany częstotliwości kilku kanałów, w celu poprawy<br />
możliwości określania temperatury powietrza w troposferze oraz zawartości pary wodnej.<br />
Najistotniejszą zmianą będzie wprowadzenie unowocześnionego zespołu detektorów<br />
mikrofalowych o sześciokrotnie większej rozdzielczości w stosunku do zastępowanych oraz z<br />
dwudziestoma kanałami. Zwiększenie rozdzielczości znacznie poprawi skale, w których<br />
analizowane są dane. Nowe kanały umożliwią wyznaczanie pionowych profilów zawartości<br />
pary wodnej, wodności chmur, wielkości opadu oraz parametrów powierzchni ziemi, m.in.<br />
wilgotności gleby, prędkości wiatru nad powierzchnią oceanów.<br />
Stanowisko badawcze do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych<br />
Prace z zakresu meteorologii satelitarnej kontynuowane są w Zakładzie Systemów Informacji<br />
Geograficznej rozwiniętego na bazie dawnego Zakładu Meteorologii. W skład nowoczesnego<br />
stanowiska badawczego do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych wchodzi stacja<br />
odbioru i konwersji cyfrowych danych satelitarnych ze stacjonarnym systemem antenowym.<br />
Licencja udzielona Zakładowi przez Europejskie Konsorcjum ds. Eksploatacji Satelitów<br />
EUMETSAT pozwala na bezpośredni odbiór danych z satelity MSG2. Oprogramowanie<br />
stacji roboczej stanowiska badawczego (2met! firmy VCS) zapewnia odbiór, rejestrację i<br />
podstawowe przetwarzanie danych satelitarnych z satelity MSG2 oraz retransmitowanych<br />
przez MSG2 danych z satelitów Meteosat7, GOES13, GOES15, MTSAT1R, MTSAT2 i GTS.<br />
114
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Odbierane są zdjęcia satelitarne w zakresach spektralnych 0,6µm, 1,6µm, 3,9µm, 6,2µm<br />
i 10,8µm umożliwiające m.in. analizę struktur zachmurzenia, niestabilności atmosferycznych,<br />
temperatury górnych warstw rejestrowanych obiektów (zachmurzenia, wód, lądu), zawartości<br />
wody w środkowej i górnej części troposfery. Obecnie prowadzone są przygotowania do<br />
rozbudowy stanowiska i rozszerzenia możliwości stacji na odbiór wszystkich dwunastu<br />
kanałów spektralnych satelity MSG.<br />
Dane satelitarne gromadzone są w archiwum utworzonym na macierzach dyskowych<br />
zapewniających zapis danych z okresu około pięciu lat, co umożliwia prowadzenie analiz<br />
dynamiki atmosfery w długich okresach obserwacyjnych.<br />
TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH<br />
DLA IDENTYFIKACJI OSÓB NA PODSTAWIE CHODU<br />
Henryk Josiński 1,2 , Adam Świtoński 1,2 , Agnieszka Michalczuk 1 , Konrad Wojciechowski 1,2<br />
1<br />
Wydział Zamiejscowy Informatyki, Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,<br />
Bytom<br />
2<br />
Instytut Informatyki, Wydział Automatyki, Elektroniki i Informatyki, Politechnika Śląska, Gliwice<br />
Wprowadzenie<br />
Termin „motion capture” (mocap) został zdefiniowany jako stworzenie trójwymiarowej reprezentacji<br />
wystąpienia na żywo („The creation of a 3D representation of a live performance.”)<br />
[2]. Podkreślono w ten sposób rolę aktora ubranego w kostium z przyczepionymi markerami,<br />
odtwarzającego określone zachowanie, gestykulację czy sposób poruszania się. Znaczenie<br />
techniki mocap wykracza jednak poza obszar animacji wykorzystywanej w filmach i grach –<br />
rejestracje pacjentów z określonym schorzeniem (np. choroba Parkinsona) stanowią interesujący<br />
materiał do analiz dla celów diagnostyki medycznej.<br />
Znaczenie problematyki badawczej<br />
Sposób poruszania się jest jednym z elementów charakterystyki biometrycznej człowieka.<br />
Opracowanie skutecznych metod identyfikacji osób na podstawie cech wyekstrahowanych<br />
lub wyselekcjonowanych z danych reprezentujących chód stało się więc ważnym i cieszącym<br />
się dużym zainteresowaniem problemem badawczym (obszerny przegląd metod zawarto m.in.<br />
w [3]). Biorąc pod uwagę aspekt bezpieczeństwa publicznego, zaakcentowany w temacie realizowanego<br />
projektu badawczego 1 , szczególnie wartościowe będą wyniki uzyskane dla danych<br />
wideo, pochodzących np. z systemu monitoringu miejskiego. Istotne znaczenie mają<br />
jednak również rezultaty otrzymane dla danych mocap, które, o ile potwierdziłyby wypraco-<br />
1 Pracę zrealizowano w ramach projektu badawczego OR00002111 „Zastosowanie systemów nadzoru wizyjnego<br />
do identyfikacji zachowań i osób oraz detekcji sytuacji niebezpiecznych przy pomocy technik biometrycznych<br />
i inferencji postaci w 3D z wideo”.<br />
115
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
wanie skutecznych technik badawczych, pozwolą w następnej fazie na ich zastosowanie do<br />
danych wideo.<br />
Etapy badań<br />
W ogólnym zarysie prace badawcze realizowano w następujących etapach:<br />
1. Akwizycja danych mocap chodu przy użyciu systemu Vicon.<br />
2. Reprezentacja danych w postaci tensorów.<br />
3. Redukcja wymiarowości za pomocą algorytmu wieloliniowej analizy składowych głównych<br />
(Multilinear Principal Component Analysis; MPCA).<br />
4. Klasyfikacja danych o zredukowanej wymiarowości za pomocą metod dostępnych w systemie<br />
WEKA (Waikato Environment for Knowledge Analysis) [5]:<br />
� „k najbliższych sąsiadów” (k Nearest Neighbors) dla<br />
� naiwnego klasyfikatora bayesowskiego (Naive Bayes),<br />
� naiwnego klasyfikatora bayesowskiego z dyskretyzacją cech,<br />
� perceptronu wielowarstwowego (Multilayer Perceptron).<br />
Charakterystyka poszczególnych etapów badań<br />
Rejestracji nagrań sekwencji mocap chodu dokonano w laboratorium HML (Human Motion<br />
Laboratory) [4] Wydziału Zamiejscowego Informatyki Polsko-Japońskiej Wyższej Szkoły<br />
Technik Komputerowych (WZI PJWSTK) w Bytomiu, wykorzystując system akwizycji i<br />
analizy kinematyki ruchu firmy Vicon, wyposażony w 10 kamer NIR (pracujących w bliskiej<br />
podczerwieni) działających z prędkością akwizycji od 100 do 2000 ramek/s przy rozdzielczości<br />
matrycy 4 Mpx i ośmiobitowej głębi szarości. Zgromadzona w ten sposób baza danych<br />
mocap chodu zawiera 353 sekwencje chodu dla 25 aktorów płci męskiej w wieku 20-35 lat.<br />
Ponieważ metoda rejestracji sekwencji chodu oparta jest na modelu, który stanowi szkielet<br />
złożony z 22 segmentów i punktu centralnego (ang. root), pojedyncza klatka każdej sekwencji<br />
została zapisana w bazie jako uporządkowany ciąg, na który składają się wartości 3 składowych<br />
kątów Eulera dla każdego z 23 elementów szkieletu. Sekwencja liczy 128 klatek.<br />
Zastosowany algorytm redukcji wymiarowości danych (MPCA) wymaga, aby dane zostały<br />
wstępnie przetworzone do postaci tensorów. Pojedynczy tensor obejmuje pojedynczą sekwencję<br />
chodu i jest tensorem trzeciego rzędu, a jego kolejne tryby są opisane przez: numery składowych<br />
kątów Eulera, numery elementów szkieletu oraz numery klatek sekwencji.<br />
Algorytm MPCA [1] realizuje redukcję wymiarowości danych tworząc dla każdego trybu tensora<br />
macierz rzutowania przy zachowaniu stopnia zmienności danych określonego zadaną<br />
w % wartością parametru Q algorytmu. Użycie macierzy rzutowania pozwala następnie na<br />
przekształcenie tensorów danych wejściowych w tensory o zredukowanej liczbie cech (tensory<br />
cech, ang. feature tensors), które w kolejnym etapie badań stanowią przedmiot klasyfikacji.<br />
Rezultaty badań<br />
Eksperymenty obliczeniowe realizowano z myślą o określeniu wpływu wartości parametru Q<br />
na stopień redukcji wymiarowości danych, wyrażony przez liczbę cech P w tensorze cech,<br />
oraz na skuteczność poszczególnych klasyfikatorów, mierzoną za pomocą współczynnika<br />
CCR (Correct Classification Rate). Uzyskane zależności przedstawiono na rys. 1. Maksymalną<br />
skuteczność klasyfikacji (100 %) uzyskano dla perceptronu wielowarstwowego przy zredukowanej<br />
liczbie cech P równej 757, otrzymanej dla parametru Q przyjmującego dowolną<br />
wartość z przedziału [99.82, 99.84] %.<br />
116
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 1. Wpływ parametru Q na: a) liczbę wyekstrahowanych cech, b) skuteczność klasyfikacji<br />
Podsumowanie<br />
Przy użyciu danych chodu uzyskanych za pomocą techniki mocap wypracowano procedurę<br />
badawczą umożliwiającą skuteczną identyfikację osób na podstawie ich sposobu poruszania<br />
się, w której, ze względu na liczbę cech występujących w charakterystyce pojedynczej sekwencji<br />
chodu, uwzględniono również redukcję wymiarowości danych. Przetestowano klasyfikatory<br />
różnych typów. Kolejne etapy prac będą dotyczyć identyfikacji osób na podstawie<br />
danych wideo z baz danych ośrodków naukowych oraz z systemu monitoringu miejskiego.<br />
Literatura<br />
[1] H. Lu, K. N. Plataniotis, A. N. Venetsanopoulos, „MPCA: Multilinear Principal Component Analysis of<br />
Tensor Objects”, IEEE Transactions on Neural Networks, Vol. 19, No. 1, 2008, pp. 18-39.<br />
[2] A. Menache, Understanding Motion Capture for Computer Animation and Video Games. Morgan<br />
Kaufmann, 2000.<br />
[3] M. S. Nixon, T. N. Tan, R. Chellappa, Human Identification Based on Gait. Springer, 2006.<br />
[4] http://hml.pjwstk.edu.pl: strona laboratorium HML WZI PJWSTK w Bytomiu.<br />
[5] http://www.cs.waikato.ac.nz/ml/weka/: strona systemu WEKA Uniwersytetu Waikato.<br />
117
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ<br />
DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA<br />
W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH<br />
Anna Jung 1 , Bolesław Kalicki 1 , Janusz Żuber 1 , Edward F.J. Ring 2 , Agnieszka Rustecka 1 ,<br />
Ricardo Vardasca 3 , Piotr Murawski 4<br />
1. Klinika Pediatrii, Nefrologii i Alergologii Dziecięcej WIM w Warszawie<br />
2. Medical Imaging Research Unit, Faculty of Advanced Technology,<br />
University of Glamorgan, UK<br />
3. Faculty of Engineering, University of Porto, Portugal<br />
4. Wydział Teleinformatyki WIM w Warszawie<br />
Nieinwazyjne badania obrazowe mają istotny udział w diagnostyce medycznej. Należą do<br />
nich badania termograficzne, którym drogę do zastosowań medycznych utorował rozwój<br />
technik opartych o pomiar temperatur ciała ludzkiego. Metoda badania termowizyjnego<br />
wykorzystuje zjawisko detekcji promieniowania podczerwonego oraz możliwość rejestracji<br />
emisji z określonego obszaru powierzchni ciała. Jedną z jej podstawowych zalet jest<br />
możliwość bezdotykowego wykonania pomiarów, co warunkuje pełną nieinwazyjność<br />
badania. Wynik badania jest przedstawiany w postaci termogramu, w którym zakresy<br />
temperatur będące odpowiednikiem natężenia promieniowania podczerwonego przedstawiane<br />
są w skali barw. Badanie termograficzne powinno odbywać się w standaryzowanych<br />
warunkach określonych przez Europejskie Towarzystwo Termologiczne i Komitet Norm<br />
ISO. 2 Niekwestionowaną zaletą badań termograficznych jest możliwość archiwizacji<br />
wyników. Pozwala to na systematyczne monitorowanie procesu chorobowego i ciągłą<br />
dostępność do zarejestrowanych wyników badań.<br />
Współczesne rozwiązania techniczne pozwalają na rejestrację i przetwarzanie obrazów<br />
termowizyjnych z równoległym obrazowaniem optycznym. W ocenie rejestrowanej emisji<br />
promieniowania podczerwonego z badanego obszaru można posługiwać się szeregiem<br />
parametrów, w tym: temperaturą minimalną, maksymalną, średnią; polem powierzchni<br />
wewnątrz wybranej izotermy i innymi wskaźnikami statystycznymi. Na szeroką analizę<br />
jakościową i ilościową badanego obszaru powierzchni ciała człowieka pozwala opracowane<br />
przez autorów 3,4 specjalistyczne oprogramowanie pozwalające na analizę i weryfikację<br />
statystyczną wyników jakościowych opartych na skali barw. We wcześniejszych pracach<br />
zespołu 5 wykazano przydatność analizy ilościowej i jej przewagę nad analizą jakościową,<br />
która jest oceną bardziej subiektywną i obarczoną większą skalą błędu.<br />
Medyczne zastosowania termografii są rejestrowane od 1957 r. pierwszych badań<br />
wykonywanych w Kanadzie. Kolejne doświadczenia i aplikacje medyczne miały ścisły<br />
2 ISO TC 121/SC3-IECSC62D Particular requirements for the Basic safety and Essentials performance<br />
of screening thermographs for human febr ile temperature<br />
3 Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Plassmann P., Żuber J., Kalicki B. „Image therma Base” – a software tool<br />
to capture and analyse thermal images. Thermal Int 2002; 12(2):60<br />
4 Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Żuber J., Plassmann P., Kalicki B. „Image thermaBase” – a software<br />
programme to capture and analyse thermographic images. Thermal Int 2003; 13(1):5-9<br />
5 Jung A., Żuber J., Ring E.F.J., A casebook of infrared imaging of clinical medicine. MEDPRESS, Warszawa<br />
2003.<br />
118
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
związek z dynamicznym rozwojem nowych technologii. Początkowe ograniczenia metody,<br />
związane z zastosowaniem kamer chłodzonych ciekłym azotem, zmieniła dostępność do<br />
kamer nowej generacji wyposażonych w detektory o wysokiej rozdzielczości nie<br />
wymagających chłodzenia. Ostatnie lata przyniosły również dynamiczny rozwój technologii<br />
owocujących szeroką ofertą kamer termowizyjnych przystosowanych do szerokiego zakresu<br />
badań, od zastosowań w przemyśle do medycyny i weterynarii.<br />
Dotychczasowe doświadczenia dotyczące medycznych badań termograficznych pozwoliły na<br />
krytyczną ocenę i weryfikację zastosowań. Aktualnie pełną akceptację badania<br />
termograficzne uzyskały m.in. w medycznych badaniach podstawowych, reumatologii,<br />
rehabilitacji, neurologii, chorobach skóry i tkanki podskórnej, chorobach narządu ruchu,<br />
chorobach układu naczyniowego. Dobrym przykładem medycznego zastosowania metody<br />
termowizyjnej jest zespół bólowy klatki piersiowej, w którym jedną z przyczyn jest<br />
ograniczony stan zapalny chrząstek stawów mostkowo-żebrowych (zespół Tietzego). Badanie<br />
termowizyjne pozwala w tym przypadku precyzyjnie zlokalizować rejon zapalenia<br />
i wyeliminować inne przyczyny, np. ostry ból wieńcowy.<br />
W przedstawionej pracy autorzy prezentują wyniki badań nieinwazyjnych pomiarów<br />
temperatury ciała ludzkiego wykonanych przy zastosowaniu urządzeń pomiarowych: kamery<br />
termowizyjnej przenośnej IR7, kamery termowizyjnej o wysokiej rozdzielczości SC640,<br />
pirometru, termometru rtęciowego standardowego, termometru usznego. Celem badania było<br />
ustalenie optymalnego modelu oceny temperatury ciała u pacjentów w różnych warunkach<br />
badania.<br />
Badania zgodnie z wytycznymi norm ISO przeprowadzono u 402 pacjentów Kliniki Pediatrii<br />
w wieku od 1 r.ż.-16 lat oraz u 24 pacjentów Oddziału Intensywnej Opieki Medycznej w<br />
wieku 19-79 lat. Wyniki opracowane statystycznie pozwoliły na ustalenie korelacji liniowej<br />
dla pomiarów temperatury z wewnętrznego kąta oka i dołu pachowego. Jest to ważna<br />
obserwacja, ponieważ ocena temperatury ciała w kącie wewnętrznym oka pozwala na pomiar<br />
bezdotykowy w różnych warunkach stanu pacjenta. Taki rodzaj pomiaru może być<br />
prowadzony w warunkach szpitalnych bez względu na stan pacjenta, jak również służyć do<br />
szybkiej oceny ciepłoty ciała w ambulatorium. Pomiar temperatury ciała w okolicy<br />
wewnętrznego kąta oka jest także możliwy do wykorzystania w szerszym zastosowaniu,<br />
np. epidemiologicznej kontroli zakażeń. Odpowiednio ustawiona kamera termowizyjna,<br />
np. w punktach odprawy na lotniskach może być pomocna w szybkim rozpoznaniu<br />
podróżnych z gorączką i wdrożeniu postępowania prewencyjnego.<br />
Ocena wykorzystanych w badaniach zestawów pomiarowych, z których kamera termowizyjna<br />
wysokiej rozdzielczości była referencyjnym punktem odniesienia, wypadła pozytywnie dla<br />
przenośnej kamery termowizyjnej IR7 oraz pirometru. Wartości temperatur badane zdalnie<br />
przy pomocy tych urządzeń wykazywały wysoką korelację z pomiarem tradycyjnym<br />
termometrem rtęciowym w dole pachowym. W tym zakresie wyniki badań mogą być<br />
wykorzystane jako podstawa do wdrożeń bezdotykowej metody pomiaru temperatury ciała<br />
ludzkiego. Taką potrzebę stwarzają również zalecenia sukcesywnego wycofywania<br />
z użytku termometrów rtęciowych zgodnie z wytycznymi Unii Europejskiej.<br />
Pomiary temperatury ciała metodą detekcji promieniowania podczerwonego mogłyby być<br />
także wykorzystywane jako referencyjne w produkcji masowej termometrów<br />
bezkontaktowych.<br />
119
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW<br />
NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ<br />
KOROZYJNĄ STOPU NiTi<br />
Wprowadzenie<br />
Marcin Kaczmarek<br />
Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej,<br />
Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych, Gliwice<br />
Jedną z najbardziej dynamicznie rozwijających się grup materiałów stosowanych na implanty<br />
stanowią stopy z pamięcią kształtu (stopy NiTi). Ogromne zainteresowanie tymi stopami<br />
wynika z ich szczególnych własności – zjawiska pamięci kształtu oraz nadsprężystości.<br />
Współwystępowanie tych zjawisk wraz z dobrą odpornością korozyjną oraz<br />
biokompatybilnością zapewnia możliwość szerokiego wykorzystania tych stopów jako<br />
biomateriałów (stenty – np. kardiologiczne, urologiczne, przełykowe; płytki kostne; pręty do<br />
korekcji skoliozy; filtry krwi; elementy zastawek serca; druty ortodontyczne). Jednakże<br />
pomimo szerokiego wykorzystania stopów NiTi w zastosowaniach medycznych, zagadnienia<br />
odporności korozyjnej oraz infiltracji jonów Ni do organizmu wciąż stanowią nie w pełni<br />
rozwiązany problem. Wiele prac poświęconych badaniom odporności na korozję stopów NiTi<br />
wskazuje na dobrą odporność korozyjną tych stopów. Jednakże wielu autorów podkreśla<br />
zgodnie, że pomimo zadowalających wyników odporności korozyjnej należy się<br />
skoncentrować na zagadnieniach modyfikacji powierzchni, które pozwoliłyby na ograniczenie<br />
uwalniania jonów metali z powierzchni implantów. Pomimo, iż zabiegi modyfikacji<br />
powierzchni, polegające na polerowaniu elektrolitycznym oraz pasywacji, zapewniające<br />
wytworzenie na powierzchni warstwy TiO2, wydają się być wystarczające w odniesieniu do<br />
zastosowania Nitinolu, wielu badaczy zwraca uwagę na konieczność poszukiwania takich<br />
metod obróbki powierzchniowej, które w jeszcze większym stopniu zabezpieczą przed<br />
uwalnianiem jonów Ni. Jednymi z tych metod są metody nanoszenia warstw węglowych,<br />
których korzystne oddziaływanie znalazło potwierdzenie w badaniach implantów ze stali<br />
Cr-Ni-Mo.<br />
Celem przeprowadzonych badań było określenie wpływ wybranych metod modyfikacji<br />
powierzchni oraz parametrów nanoszenia warstw węglowych na odporność korozyjną<br />
stopu NiTi.<br />
Materiał i metody<br />
Materiał do badań stanowiła blacha o grubości 1 mm ze stopu NiTi w stanie nadsprężystym<br />
firmy Memry. Skład chemiczny badanego stopu spełniał zalecenia normy ASTM 2063 – 05.<br />
Chropowatość powierzchni wyjściowej (szlifowanej) wynosiła 0,7 �m. W celu zmniejszenia<br />
chropowatości powierzchni zastosowano polerownie mechaniczne. Proces polerowania<br />
prowadzono najpierw na papierze ściernym #2000, a następnie z wykorzystaniem past<br />
diamentowych o wielkości ziarna od 9 �m do 1 �m, uzyskując chropowatość Ra = 0,14 �m.<br />
Kolejnym etapem obróbki powierzchniowej było naniesienie warstw węglowych realizowane<br />
dwiema metodami: metodą chemicznego osadzania warstwy węglowej z wykorzystaniem<br />
plazmy metanu w polu elektrycznym wysokiej częstotliwości (RF PACVD - Radio Frequency<br />
120
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Plasma Activated Chemical Vapour Deposition) oraz metodą magnetronową (RMS reactive<br />
magnetron sputtering).<br />
Proces prowadzono dwuetapowo. Pierwszy etap polegał na trawieniu jonowym próbek,<br />
usuwając z ich powierzchni zaadsorbowane gazy. W drugim etapie na oczyszczone<br />
powierzchnie próbek nanoszono warstwy węglowe przy zastosowaniu różnych wartości<br />
potencjału polaryzacji.<br />
Tablica 1. Wyniki badań odporności na korozję wżerową badanego stopu NiTi<br />
Obróbka powierzchniowa<br />
Potencjał<br />
polaryzacji, V<br />
EOCP, mV Eb / Etr, mV Enp, mV Icor, nA/cm 2<br />
Szlifowanie -253 487 -158 732<br />
Polerowanie mechaniczne 126 1289 1162 387<br />
RF PACVD<br />
RMS<br />
- 1400 -147 1098 993 274<br />
- 1200 -143 1148 1067 241<br />
- 1000 -159 1095 988 162<br />
- 800 -152 1146 1022 121<br />
- 600 -146 1175 1083 143<br />
- 500 -138 1306 1134 114<br />
- 250 -167 1108 967 265<br />
- 200 -175 1071 994 272<br />
- 150 -181 1135 1128 265<br />
Odporność na korozję wżerową stopu NiTi badano metodą potencjodynamiczną, poprzez<br />
rejestrację krzywych polaryzacji anodowej. Badania rozpoczynano od wyznaczenia<br />
potencjału otwarcia EOCP. W dalszej kolejności zarejestrowano krzywe polaryzacji anodowej,<br />
rozpoczynając pomiary od potencjału o wartości Epocz = EOCP − 100 mV. Zmiana potencjału<br />
następowała w kierunku anodowym z szybkością 1 mV/s. Po uzyskaniu gęstości prądu<br />
anodowego i = 1mA/cm2 zmieniano kierunek polaryzacji. W ten sposób rejestrowano krzywą<br />
powrotną. Badania przeprowadzono w roztworze fizjologicznym Ringera. Na podstawie<br />
krzywych polaryzacji anodowej wyznaczono: EOCP - potencjał otwarcia, Eb – potencjał<br />
przebicia lub Etr – potencjał transpasywacji, Enp – potencjał repasywacji, icor – gęstość prądu<br />
korozyjnego.<br />
Wyniki<br />
Wyniki badań odporności na korozję wżerową stopu NiTi poddanego różnym zabiegom<br />
modyfikacji powierzchni przedstawiono w tablicy 1.<br />
121
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ZASTOSOWANIE EIS<br />
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH<br />
MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU<br />
Ti-6Al-4V ELI<br />
Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak<br />
Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej,<br />
Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Gliwice<br />
Stopy na osnowie tytanu charakteryzujące się bardzo dobrymi własnościami mechanicznymi,<br />
małym ciężarem właściwym oraz dobrą odpornością na korozję wykorzystywane są w<br />
różnych dziedzinach medycyny. Podstawowym kryterium przydatności biomateriału<br />
metalowego przeznaczonego na implanty jest jego biokompatybilność, która ściśle jest<br />
związana z własnościami fizykochemicznymi powierzchni implantu. Z pośród wielu<br />
rodzajów stopów tytanu wykorzystywanych w medycynie, największe zastosowanie znalazł<br />
stop Ti-6Al-4V ELI. Jest on najczęściej stosowany na implanty w ortopedii, traumatologii,<br />
stomatologii czy kardiologii. Techniki modyfikacji powierzchni odgrywają bardzo dużą rolę<br />
w kształtowaniu własności fizykochemicznych i biokompatybilności stopów tytanu. Wpływ<br />
na akceptację implantu przez organizm, jak również przebieg procesu osteointegracji ma<br />
właściwe przygotowanie jego powierzchni. W celu ograniczenia przenikania jonów<br />
pierwiastków stopowych do organizmu można zastosować proces anodyzacji, w wyniku<br />
którego na powierzchni implantu wytwarza się warstwa tlenkowa, której własności<br />
fizykochemiczne uzależnione są od rodzaju elektrolitu, metody wytwarzania, czasu utleniania<br />
oraz parametrów elektrycznych procesu. Jedną z metod weryfikacji zasadności stosowania<br />
poszczególnych wariantów obróbki powierzchniowej poprzedzającej proces anodyzacji są<br />
badania elektrochemiczne . Dlatego też celem pracy było wytypowanie najkorzystniejszego<br />
wariantu modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowiącego skuteczną barierę dla<br />
jonów metalicznych przenikających do roztworu w oparciu o badanie elektrochemicznej<br />
spektroskopii impedancyjnej.<br />
Materiał i metody<br />
Do badań wykorzystano próbki ze stopu Ti-6Al-4V ELI pobrane z pręta o średnicy<br />
d = 14 mm. Zarówno skład chemiczny, jak i struktura stopu była zgodna z zaleceniami normy<br />
ISO. Modyfikacja powierzchni stopu obejmowała następujące zabiegi: obróbkę mechaniczną<br />
(szlifowanie – 1, obróbka wibracyjna ‒ 2, polerowanie mechaniczne ‒ 3, piaskowanie ‒ 4) oraz<br />
obróbkę elektrochemiczną (polerowanie elektrochemiczne ‒ 5, proces anodyzacji ‒ XV).<br />
W badaniach uwzględniono również proces sterylizacji parowej. Proces anodyzacji<br />
przeprowadzono przy napięciach o wartościach: 57 V, 77 V, 87 V, 97 V. W celu uzyskania<br />
informacji o własnościach fizykochemicznych powierzchni próbek ze stopu Ti-6Al-4V ELI<br />
przeprowadzono badania z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej.<br />
W badaniach wyznaczono impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane<br />
pomiarowe do układu zastępczego. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono<br />
w postaci wykresów Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci wykresów<br />
122
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Bode. Badania przeprowadzono w roztworze Ringera firmy B. Braun Melsungen<br />
AG w temperaturze T = 37 ± 1 ºC, pH = 6.9 ± 0.2.<br />
Wyniki<br />
Uzyskane wyniki EIS stanowiły podstawę do wytypowania najkorzystniejszego sposobu<br />
modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI, który zapewnia skuteczną barierę dla jonów<br />
metalicznych oraz produktów korozji przenikających do organizmu – tabl. 1.<br />
Tablica 1. Wyniki badan EIS<br />
Ti-6Al-4V<br />
Rs,<br />
Ωcm 2<br />
Rct,<br />
kΩcm 2<br />
CPEdl<br />
Ydl.<br />
Ω -1 cm −2 s −n<br />
ndl<br />
123<br />
Rp,<br />
kΩcm 2<br />
Cdl,<br />
�F<br />
CPEp<br />
Yp.<br />
Ω -1 cm −2 s −n<br />
1/2/3/4 57 - - - 93300 - 0.3587e-4 0.81 - -<br />
1/2/3/4/57V 58 164 0.2823e-6 0.98 11540 - 0.3796e-6 0.93 - 0.43<br />
1/2/3/4/77V 58 - - - 2577 - 0.4125e-6 0.88 - 0.45<br />
1/2/3/4/87V 57 - - - 2210 - 0.3498e-6 0.85 - 0.65<br />
1/2/3/4/97V 57 676 0.1865e-6 0.89 315500 - - - 0.3 -<br />
1/2/3/4/5 57 - - - 10070 - 0.2916e-4 0.82 - -<br />
1/2/3/4/5/57V 59 - - - 1026 - 0.2936e-6 0.88 - 0.11<br />
1/2/3/4/5/77V 57 - - - 3005 - 0.1522e-6 0.89 - 0.34<br />
1/2/3/4/5/87V 58 - - - 2408 - 0.2903e-6 0.89 - -<br />
1/2/3/4/5/97V 59 - - - 102100 - 0.1824e-6 0.92 - -<br />
1/5 59 223 0.2105e-4 0,84 12660 - 0,2186e-4 0,87 - -<br />
1/57V 57 - - - 726000 - 0,4129e-8 0,52 - -<br />
1/77V 58 2020 0.5732e-6 0,81 76600 - 0,1501e-5 0,78 - -<br />
1/87V 57 2372 0.1752e-6 0,89 20990 - 0,8212e-6 0,83 - -<br />
1/97V 58 - - - 43500 - 0,1148e-9 0,98 - -<br />
1/5/57V 58 - - - 127600 - 0,1568e-6 0,92 - -<br />
1/5/77V 57 - - - 1277000 - 0,1162e-6 0,92 - -<br />
1/5/87V 57 - - - 752000 - 0,1659e-6 0,67 - -<br />
1/5/97V 57 1717 - - 214700 0,07 - - 0,43 -<br />
1 ‒ szlifowanie, 2 ‒ obróbka wibracyjna, 3 ‒ polerowanie mechaniczne, 4 ‒ piaskowanie, 5 ‒ polerowanie<br />
elektrochemiczne, XV ‒ anodyzacja (X reprezentuje wartość potencjału)<br />
Przeprowadzone badania elektrochemiczne próbek nie poddanych polerowaniu<br />
elektrochemicznemu jednoznacznie wykazały, że proces utleniania anodowego powinien<br />
zostać przeprowadzony przy wartości potencjału 97 V. Zaobserwowano wówczas<br />
występowanie warstwy pasywnej (tlenkowej) o charakterze pojemnościowym cp = 0,3 µF i<br />
dużej rezystancji Rp = 315500 kΩcm 2 co świadczy o bardzo dobrych jej własnościach<br />
ochronnych. Wykazano również, że na powierzchni warstwy pasywnej występuje wówczas<br />
warstwa porowata, której wartość rezystancji przeniesienia ładunku w porach wynosi<br />
Rct = 676 kΩcm 2 . Warstwa ta jest wynikiem reakcji chemicznej jaka powstała wskutek<br />
oddziaływania roztworu Ringera na powierzchnię stopu Ti-6Al-4V ELI.<br />
Badania potencjodynamiczne oraz przenikalności jonów metalicznych do roztworu<br />
przeprowadzone wcześniej przez autorów potwierdzają, że zaproponowany schemat<br />
modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowi skuteczną barierę zabezpieczającą<br />
implant przed oddziaływaniem płynów fizjologicznych. Uzyskanie warstwy powierzchniowej<br />
o odpowiednich własnościach fizykochemicznych wpływa w sposób zasadniczy na poprawę<br />
biokompatybilności wyrobów medycznych, co jest zjawiskiem korzystnym.<br />
np<br />
Cp,<br />
�F<br />
W,<br />
�Ω
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
MODULOWANE IMPULSOWO –<br />
METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ<br />
Wprowadzenie<br />
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz<br />
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa<br />
Pole elektromagnetyczne wytwarzane przez źródła stosowane współcześnie<br />
w radiokomunikacji i medycynie, w zdecydowanej większości przypadków, ma charakter<br />
pola modulowanego impulsowo. W przypadku telefonii komórkowej fala<br />
elektromagnetyczna wykorzystywana jest jako nośnik sygnałów umożliwiających<br />
bezprzewodową realizację łączności, przy czym łączność z poszczególnymi abonentami<br />
odbywa się w określonych odcinkach czasu (impuls czasowy).<br />
W przypadku urządzeń medycznych modulacja impulsowa umożliwia wytwarzanie pól<br />
o znacznie wyższych wartościach natężeń przy niskich wartościach średnich, co pozwala na<br />
głębsze wprowadzenie energii elektromagnetycznej do wnętrza organizmu bez przegrzewania<br />
jego warstw podskórnych. Źródłami impulsowych pól elektromagnetycznych są wszelkiego<br />
rodzaju diatermie. Z kolei urządzenia radiolokacyjne wyspecjalizowane są w wytwarzaniu<br />
impulsów pola o bardzo wysokiej mocy przy proporcjonalnie niskiej wartości średniej.<br />
Wytworzenie impulsów o wysokiej mocy pozwala na odbiór sygnałów odbitych od obiektów<br />
powietrznych, pomimo iż impulsy te doznają silnego tłumienia i rozproszenia w otaczającej<br />
przestrzeni.<br />
Specyfika pola impulsowego<br />
Pola impulsowe scharakteryzować można wskaźnikiem nazywanym współczynnikiem<br />
wypełnienia, który określany jest jako stosunek czasu trwania impulsu do okresu jego<br />
powtarzania. Współczynnik ten, w zależności od typu urządzenia, przyjmuje bardzo różne<br />
wartości. Dla telefonii komórkowej współczynnik wypełnienia przyjmuje wartość ok. 0,125,<br />
zaś dla urządzeń medycznych wacha się w przedziale 0,01 do 0,005, dla urządzeń<br />
radiolokacyjnych zawiera się w przedziale od 0,006 do 0,0005. Dodatkowym parametrem,<br />
który należy brać pod uwagę a występującym wyłącznie w urządzeniach radiolokacyjnych<br />
jest zmienność przestrzenna występowania pola związana z obrotem anteny, lub<br />
elektronicznym skanowaniem przestrzeni.<br />
Przyrządy pomiarowe<br />
Nowoczesne techniki obróbki mierzonych sygnałów sprawiły, że obecnie najbardziej rozpowszechnionymi<br />
przyrządami pomiarowymi są mierniki bazujące na diodowo-dipolowej detekcji<br />
sygnałów. Znacznie rzadziej dostępne są mierniki z detektorami termisterowymi lub<br />
termoparowymi. Diodowy system detekcji mierzonych sygnałów charakteryzuje się najwięk-<br />
124
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
szą dynamiką pomiarów natężenia pola elektrycznego, jednakże wymaga dodatkowego<br />
kształtowania charakterystyki częstotliwościowej miernika poprzez zastosowanie układów<br />
RLC w sondzie pomiarowej. Zastosowanie układów RLC powoduje zwiększenie stałej czasu<br />
miernika, a tym samym wnosi duże błędy przy pomiarach pól elektromagnetycznych modulowanych<br />
impulsowo. W typowych warunkach wzorcowanie tych mierników odbywa się warunkach<br />
fali ciągłej, jednakże aby mierniki można stosować do pomiarów impulsowych pól<br />
elektromagnetycznych wymagane jest dodatkowe indywidualne kalibrowanie w polach impulsowych<br />
o parametrach wypełnienia (czas trwania impulsu oraz częstotliwość repetycji impulsów)<br />
identycznych z impulsami mierzonego pola elektromagnetycznego. W związku z koniecznością<br />
kształtowania układów RLC w sondach mierników zmienia się bezwładność<br />
odpowiedzi sondy - im większa stała czasu tym wolniej narasta i opada sygnał wytwarzany<br />
przez sondę. Pożądaną cechą pracy mierników powinno być osiągnięcie stanu ustalonego<br />
sygnału tak aby wartość ta odpowiadała wartości średniej mierzonego pola. W warunkach<br />
rzeczywistych duża stała czasu najczęściej powoduje, że zmierzona wartość pola jest wyższa<br />
lub znacznie wyższa od wartości średniej. W niektórych przypadkach zmierzona wartość pola<br />
może być niższa od wartości średniej pola.<br />
Błędy pomiarów pola impulsowego<br />
Stosowanie mierników dipolowo-diodowych do pomiarów pól impulsowych, wzorcowanych<br />
jedynie w polach ciągłych, powoduje, że pomiary te obarczone są dużym lub bardzo dużym<br />
błędem. Dla urządzeń telefonii komórkowej błąd dodatkowy, wynikający z impulsowości nie<br />
występuje. Układy odbiorcze mirników dipolowo-diodowych przenoszą takie sygnały bez<br />
zniekształceń. Dla urządzeń medycznych, gdzie współczynnik wypełnienia przyjmuje<br />
wartości 0,01 do 0,005, układy odbiorcze mierników wprowadzają dodatkowe błędy<br />
wynoszące od 15% do 45%. Błędy te powinny być już brane pod uwagę w szacowaniu<br />
całkowitej niepewności pomiaru. W przypadku urządzeń radiolokacyjnych, dla<br />
współczynników wypełnienia wynoszących od 0,006 do 0,0005, błędy związane z<br />
impulsowością zaczynają odgrywać rolę znaczącą i mogą wynosić do 700%. Analiza błędów<br />
dla urządzeń radiolokacyjnych została przeprowadzano dla przypadku, gdy wiązka radaru<br />
była zatrzymana na czas pomiaru. W rzeczywistości takie przypadki są raczej rzadko<br />
spotykane, gdyż zatrzymanie anteny wytwarzającej impulsy pola o bardzo wysokiej wartości<br />
mocy grozi uszkodzeniem układów elektronicznych radaru. W znamionowych warunkach<br />
mamy do czynienia z niestacjonarnym charakterem pola, tj. gdy wiązka pola wykonuje obroty<br />
dookoła swojej osi lub gdy wiązka przemieszcza się w ustalonym sektorze. W takim<br />
przypadku, na układ odbiorczy miernika pada kilkanaście, do kilkudziesięciu, impulsów w<br />
czasie przechodzenia wiązki przez punkt pomiarowy, po czym następuje okres bez pola<br />
elektromagnetycznego w miejscu pomiaru. W takim przypadku wszystkie mierniki z sondami<br />
dipolowo-diodowymi będą wykazywać zerowe wartości mierzonego pola<br />
elektromagnetycznego. Stosowanie tych mierników do pomiarów niestacjonarnych<br />
impulsowych pól elektromagnetycznych jest niedopuszczalne, a występujące niekiedy<br />
praktyki stosowania miernika typu MEH do takich pomiarów należy uznać za błąd<br />
metrologiczną.<br />
Podsumowanie<br />
W analizie niepewności pomiarów pola elektromagnetycznego należy uwzględnić dodatkowy<br />
błąd wynikający z pomiarów pól impulsowych. Pola elektromagnetyczne wytwarzane przez<br />
urządzenia telefonii komórkowej mogą być mierzone ogólnie dostępnymi miernikami, a błąd<br />
125
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
pomiaru pól impulsowych można zaniedbać. Dla pomiarów pola elektromagnetycznego<br />
wytwarzanego przez urządzenia medyczne wskazanym byłaby dodatkowa kalibracja<br />
mierników w polach impulsowych. Pomiary miernikami dipolowo-diodowymi impulsowych<br />
pól wytwarzanych przez radary obarczone są dużym lub bardzo dużym błędem. Pomiary<br />
stacjonarnego pola wytwarzanego przez radary bez dodatkowych kalibracji w polach<br />
impulsowych są niedopuszczalne. Ponadto, dla niestacjonarnych impulsowych pól<br />
elektromagnetycznych, pomiary miernikami dipolowo-diodowymi, w sposób bezpośredni są<br />
również niedopuszczalne.<br />
Introduction<br />
FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP<br />
OF C PROGRAMMING LANGUAGE<br />
Gergely Kovacs 1 , Miklos Kuczmann 2<br />
1 Laboratory of Electromagnetic Fields, Faculty of Engineering Sciences,<br />
Regional University Knowledge Center for Vehicle Industry Center, Hungary<br />
2 Laboratory of Electromagnetic Fields, Department of Automation, Hungary<br />
The full paper presents simulation results of a three-phase induction motor by the help of two<br />
different development environments. In the first case the induction motor was calculated by<br />
the help of COMSOL Multiphysics using different potential formulations. In the second case<br />
the induction motor was calculated by the help of an own developed Finite Element based<br />
program which was written in C programming environment. The arrangement of the<br />
induction motor can be seen in Fig.1. The model is from the TEAM 30 problem, which<br />
contains a one-phase induction motor model and a three-phase induction motor model.<br />
In the motor the eddy currents in the rotor is induced by the time harmonic current in the<br />
stator windings, and by the rotation of the rotor. This problem is a linear eddy current problem<br />
which can be calculated with different potential formulations. These potential formulations<br />
can be obtained from the Maxwell’s equations. In COMSOL environment the problem was<br />
calculated with and potential formulations furthermore in the developed C<br />
program can solve the problem with the help of potential formulation. The aim of<br />
this work is to develop a finite element based program in C programming language<br />
environment what solve the linear and nonlinear motor problems fast and accurate.<br />
In the full paper I compare the different solvers with each other focusing the calculation time<br />
and the accurate of the simulation results. The aim of in the future is to design and to calculate<br />
real induction and PMSM motors with the help of the developed C program.<br />
126
Acknowledgement<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig.1. The model of the induction motor<br />
TAMOP-4.2.1/B-09/1/KONV-2010-0003: Mobility and Environment: Research in the fields<br />
of motor vehicle industry, energetics and environment in the Central- and Western-<br />
Transdanubian Regions of Hungary. The Project is supported by the European Union and cofinanced<br />
by the European Social Fund.<br />
References<br />
[1] J Liska, Electric Machines II – DC Machines (in Hungarian), Tankönyvkiadó, Budapest, 1951.<br />
[2] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press, 2008.<br />
[3] O. Bíró, CAD in Electromagnetism, Advances in Electronics and Electron Physics, vol. 82, pp. 1--96, 1991.<br />
[4] D. Marcsa, Induction Motors Simulation by Finite Element Method and Different Potential Formulations<br />
with Motion Voltage Term, BSc Thesis, Széchenyi István University, Győr, Hungary, 2008.<br />
[5] G. Kovács, Simulation of a PMSM Motor in COMSOL environment, Acta Technica Jaurinensis, vol. 5.<br />
No.1, pp. 77-86, 2012.<br />
127
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
PERSPEKTYWY ROZWOJU<br />
NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW PRĄDU<br />
ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI<br />
OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ<br />
TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE<br />
Wprowadzenie<br />
Joanna Kozieł<br />
Politechnika Lubelska, Wydział Elektrotechniki i Informatyki,<br />
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
Zwiększone zapotrzebowanie na energie elektryczną w Polsce i na świecie wymaga<br />
stosowania większych lub dodatkowych transformatorów i generatorów oraz rozwoju<br />
połączeń miedzy sieciami zasilającymi. Niezbędne jest określenie wartości dopuszczalnych<br />
prądów zwarciowych urządzeń, których przekroczenie może spowodować ich zniszczenie<br />
termiczne (przepalenie uzwojeń) lub dynamiczne (odkształcenie, rozerwanie uzwojeń).<br />
Występują ograniczenia dla użytkowników, zarówno techniczne, jak i ekonomiczne w<br />
wymianie istniejących rozdzielnic i połączeń kablowych przez nowe urządzenia o większej<br />
wytrzymałości zwarciowej. Rozwiązaniem tych trudności jest zastosowanie<br />
nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych, co nie tylko zmniejsza prądy<br />
zwarciowe, ale i daje oszczędności w nowych i w rozbudowywanych systemach.<br />
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych (SFCL- ang. Superconducting Fault<br />
Current Limiter) są w stanie wykryć i ograniczyć prąd zwarcia w na początku jego wzrostu,<br />
np. w czasie mniejszym niż 1 ms.<br />
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych<br />
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych składają się z nieliniowych<br />
elementów nadprzewodnikowych o zmiennej impedancji. SFCL wykazują małą wartość<br />
impedancji podczas pracy w warunkach znamionowych chronionego obwodu elektrycznego<br />
oraz dużą wartość impedancji w warunkach zwarcia w chronionym obwodzie. Szybki powrót<br />
zdolności do ograniczania prądu po ustąpieniu zwarcia oraz długi czas pracy przy niewielkich<br />
kosztach eksploatacyjnych to podstawowe zalety nadprzewodnikowych ograniczników<br />
prądów zwarciowych [3].<br />
Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych ograniczają zarówno prąd udarowy<br />
jak i składową okresową prądu zwarciowego, więc zmniejszone zostają nie tylko skutki<br />
cieplne ale również skutki dynamiczne działania prądu zwarciowego na urządzenia w sieci.<br />
Zastosowanie nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych pozwala<br />
ograniczyć prądy zwarciowe, przekraczające prądy znamionowe 10÷20 krotnie, do wartości<br />
nie większych niż 3÷6 krotność prądu znamionowego.<br />
128
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Badania nad nadprzewodnikowymi ogranicznikami prądów zwarciowych prowadzone są w<br />
wielu centrach badawczych na całym świecie. Prace te doprowadziły do powstania szeregu<br />
projektów i prototypów, które opisane są w wielu publikacjach, między innymi [1], [3], [4].<br />
Występują dwa podstawowe rodzaje nadprzewodnikowych ograniczników prądów<br />
zwarciowych: rezystancyjne i indukcyjne (rys.1).<br />
a)<br />
Tor prądowy Tor prądowy<br />
Przepusty prądowe<br />
Kriostat<br />
SC<br />
Rys.1. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych a) typu rezystancyjnego, b) typu indukcyjnego,<br />
SC- uzwojenie nadprzewodnikowe<br />
Transformatory nadprzewodnikowe<br />
Transformatory z uzwojeniami nadprzewodnikowymi są jednymi z obiecujących zastosowań<br />
nadprzewodników w urządzeniach elektrycznych. Zastosowanie uzwojeń<br />
nadprzewodnikowych w miejsce uzwojeń konwencjonalnych przynosi wiele korzyści. Straty<br />
Joule’a ze względu na zerową rezystancję nadprzewodnika są wyeliminowane. Nie da się<br />
jednak całkowicie wyeliminować strat histerezowych i wiroprądowych powstających w<br />
metalowej matrycy nadprzewodnika przy prądzie przemiennym. Wartość prądu zwarcia nie<br />
może wzrosnąć ponad wartości prądu krytycznego uzwojenia nadprzewodnikowego<br />
transformatora, ponieważ po osiągnięciu prądu krytycznego, uzwojenia wychodzą ze stanu<br />
nadprzewodzenia. Wyeliminowany jest olejowy układ chłodzenia, co poprawia<br />
bezpieczeństwo ora zmniejsza negatywny wpływ na otoczenie. Gabaryty i masa<br />
transformatorów HTS są mniejsze [3].<br />
Odporność transformatora nadprzewodnikowego na zwarcia, będąca efektem<br />
samoograniczenia prądu zwarcia przez uzwojenia nadprzewodnikowe, jest najważniejszą<br />
korzyścią płynącą z zastąpienia uzwojeń konwencjonalnych uzwojeniami<br />
nadprzewodnikowymi. Transformatory nadprzewodnikowe mogą ograniczać prądy zwarcia w<br />
sieciach elektroenergetycznych, ponieważ w transformatorach z uzwojeniami<br />
nadprzewodnikowymi przekroczenie, w efekcie zwarcia, wartości prądu krytycznego<br />
nadprzewodnika, skutkuje przejściem uzwojeń do stanu rezystywnego. O ile w stanie<br />
nadprzewodzącym wartość rezystancji uzwojeń jest przyjmowana za 0 (prąd płynie wyłącznie<br />
przez warstwę nadprzewodnika), to po przejściu do stanu rezystywnego pojawia się<br />
rezystancja uzwojeń, co skutkuje wzrostem impedancji transformatora i ograniczeniem prądu<br />
zwarcia.<br />
Reaktancja zwarcia transformatora nadprzewodnikowego w stanie nadprzewodzącym może<br />
być mała, ponieważ wzrost impedancji w stanie rezystywnym jest wystarczający do<br />
ograniczenia prądu zwarcia do wartości, przy której siły elektrodynamiczne i naprężenia w<br />
uzwojeniach nie przekroczą dopuszczalnych wartości. Poziom samoograniczenia prądu<br />
zwarcia zależy od charakterystyki pracy uzwojeń nadprzewodnikowych, ich budowy oraz<br />
parametrów zastosowanego przewodu nadprzewodnikowego HTS 2G.<br />
b)<br />
129
Literatura<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[1] Janowski T., Glowacki B. A., Wojtasiewicz G., Kozak S., Kozak J, Kondratowicz-Kucewicz B, Majka M,<br />
and Wozniak M.: Fault Current Limitation in Power Network by the Superconducting Transformers Made<br />
of 2G HTS, IEEE Transactions on Applied Superconductivity, Vol. 21, No. 3, June 2011,s.1413-1416.<br />
[2] Janowski T., Wojtasiewicz G. Transformatory nadprzewodnikowe ograniczające prądy zwarcia w sieciach<br />
elektroenergetycznych, Materiały konferencyjne, VIII Konferencja Naukowo- Techniczna, Transformatory<br />
energetyczne i specjalne, Konstrukcja, technologia, rynek, Kazimierz Dolny, 13-15 października 2010r.<br />
[3] Janowski T., Stryczewska H.D., Wac- Włodarczyk A.: Technologie nadprzewodnikowe i plazmowe w<br />
energetyce, Lubelskie Towarzystwo Naukowe, Lublin 2009<br />
[4] Kozieł J.: Aktualny stan badań nadprzewodnikowych ograniczników prądów, Prace Instytutu<br />
Elektrotechniki, zeszyt 238, 2008, s.193-218.<br />
[5] Kozak S. Modelowanie elektrycznych urządzeń nadprzewodnikowych, Prace Instytutu Elektrotechniki,<br />
zeszyt 221, 2005.<br />
BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL<br />
MAGNETIC STIMULATION<br />
Andrzej Krawczyk 1,2 , Tomasz Zyss 3 , Wanda Stankiewicz 2<br />
1 Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering<br />
2 Military Institute for Hygiene and Epidemiology<br />
3 Psychiatric Clinic for Adults at University Hospital, Krakow<br />
Ball lightning (BL) is being observed since the written sources quote the phenomenon<br />
(Fig.1)[1]. It is recorded in various places all over the world but all these records are not<br />
repeatable. Each of situation when ball lightning has been seen is described separately, thus it<br />
can be consider as the case study. But the case has gone. The ball lightnings which are<br />
reported by various sources are variuos as well. As to the shape they are pure balls, rods,<br />
ovals, spheres and, more poetically, like teardrops. As to the dimension there is also a big<br />
discrepancy since the diameter of, say, ball is from 10 cm till 40 cm but the diameter as large<br />
as 1 m appears in the reports. The time of duration varies from 10 s till one minute. The<br />
colour of the lighting may be red, red-yellow, yellow, white, green and purple. The ball<br />
lightning can move with the speed 1-2 m/s with the wind but sometimes against wind. The<br />
phenomenon is really very subjective and, therefore, has a lot of explanation. They are very<br />
different, sometimes surprising like this which includes black hole. But the interpretation of<br />
the phenomenon of the ball lightning which the paper deals with is non-trivial and has a<br />
scientific background.<br />
The explanation is based on the phenomenon which is investigated by the authors for over a<br />
dozen years, namely the Transcranial Magnetic Stimulation (TMS) (Fig.2) [2] and by the<br />
phenomenon discovered over 100 years ago by two scientists: French physicist, Jacques<br />
Arsene d’Arsonval and British engineer, Silvanus P. Thompson (Fig.3), namely<br />
magnetophosphenes (magnetic visual effect) [3].<br />
130
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig.1. The imagination of BL Fig.2. TMS Fig.3. Silvanus P. Thompson<br />
It is well-known that the spark-like lightnings are in about 50% discharged between cloud<br />
and ground (CG) and 90% of them are negative discharges, i.e. the ground is loaded by<br />
negative charges and cloud by positive (CG_). It appears that such a kind of discharges are<br />
initiated by the first return stroke and mostly it is followed by the series of strokes at the time<br />
comparable with the time used in the TMS procedure. Typical stroke lasts a few hundreds<br />
microseconds and the average interval time is 50 ms. It is compatible with the frequency of<br />
pulses used in TMS procedure (1-100 Hz). The number of after-discharges, i.e. repetitive<br />
strokes, is 2-5 strokes but more than 20 strokes is often reported by detection systems. It leads<br />
to the time of the duration of full lightning 1-2s. Thus, the electromagnetic state which is<br />
generated by spar-like lightning of the CG_ type is similar to that evoked by TMS. The<br />
frequency of repetitive strikes is also similar to the frequency which was used by the people<br />
who discovered magnetophosphenes. On the other hand the value of magnitude of magnetic<br />
field both generated by line lightning and by TMS is such that both situations can evoke<br />
visual perception phenomena. The co-incidence was noticed by the Austrian physicists and it<br />
led them to the conclusion that lightning electromagnetic pulses induce the TMS and it, in<br />
turn, leads to magnetic visual effect (magnetophosphenes) [4]. Such a hypothesis opens the<br />
area of scientific problems which can be investigated experimentally as the spark-like<br />
lightning is easily produced in the laboratory. Of course, one faces the problem of the value of<br />
magnetic fields intensity which has to be comparable to that observed in natural thunderstorm.<br />
It is easily estimated taking into account that the average value of current flowing through the<br />
lightning channel is about 50 kA but the lightnings of 200 kA are also detected. The first<br />
approach to know the magnetic field strength of spark-like lightning is the simple usage of<br />
Ampere’s law and then for the current equal to 50 kA and for the distance from discharge,<br />
say, 50 m one obtains the value of magnetic field strength 160 A/m (0,2 mT). Thus, the<br />
values is much smaller than those used in TMS but in the case of lightning the rising time of<br />
typical discharge is very small (normed as 1,2 µs) and hence the value of eddy currents can be<br />
much bigger. Therefore, the values of currents, this from lightning and that from TMS,<br />
appearing in human brain may be comparable.<br />
References<br />
[1] Singer S. The nature of ball lightning, Plenum Press, New York, 1971<br />
[2] Zyss T. Deep magnetic brain stimulatin – the end of psychiatric electroshock therapy, Mewdical<br />
Hypotheses, vol. 43, 2004, pp. 69-74<br />
[3] Krawczyk A., Łada-Tondyra E. The first experiments in magnetic stimulation – a history of discoveries<br />
within two parallel lives. Acta Technica Jaurinensis, vol.3, 2010, pp. 153-160<br />
[4] Peer J., Kendl A. Transcranial stimulability of phosphenes by long lightning electromagnetic pulses,<br />
Physics Letters A, vol. 374, 2010, pp. 4797-99<br />
131
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ<br />
OD KRÓTKOTRWAŁYCH<br />
IMPULSÓW ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
W ZAKRESIE MIKROFALOWYM<br />
Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata<br />
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa<br />
Współczesne technologie pozwalają na elektronicznie generowanie ekstremalnie<br />
wysokomocowych impulsów pola elektromagnetycznego w szerokim zakresie fal radiowych<br />
(HPEM – High Power ElectroMagnetics), jak również w zakresie mikrofalowym (HPM –<br />
High Power Microwaves). Energia elektromagnetyczna tych impulsów oddziałuje<br />
destrukcyjnie na elektronikę. Przenośne urządzenia generujące impulsy HPEM/HPM mogą<br />
być skutecznym narzędziem do terrorystycznego sparaliżowania lub zniszczenia systemów<br />
łączności, sieci komputerowych, systemów bankowych, itd. Stwarza to duże możliwości dla<br />
międzynarodowych grup terrorystycznych. Na rys. 1 przedstawiono wnętrze przenośnego<br />
źródła HPM o mocy 150 MW w impulsie oraz widok tego urządzenia podczas pomiarów w<br />
bezodbiciowej komorze pomiarowej.<br />
Ekstremalnie wysokomocowe impulsy elektromagnetyczne charakteryzują się unikalnymi<br />
parametrami, które czynią z nich broń niezwykle skuteczną w działaniach i operacjach<br />
wojennych, ale również mogą być bardzo skuteczne w lokalnych działaniach<br />
terrorystycznych. Tymi charakterystycznymi parametrami są:<br />
� ekstremalnie wysoka moc emitowanych impulsów<br />
� bardzo krótki czas trwania impulsów,<br />
� prędkość propagacji równa prędkości światła.<br />
Rys.1. Widok wnętrza generatora impulsów HPM (rys. lewy) oraz widok generatora z reflektorem podczas<br />
pomiarów w bezodbiciowej komorze pomiarowej (rys. prawy)<br />
132
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Aby skutecznie bronić się przed niszczycielskim oddziaływaniem HPEM/HPM koniecznym<br />
jest określenie rozkładu pola elektromagnetycznego tych impulsów po wniknięciu do<br />
budynku czy do wnętrza komputera. Fala elektromagnetyczna po wniknięciu do budynku lub<br />
wnętrza komputera doznaje wielokrotnych odbić kształtując specyficzny rozkład pola (fala<br />
stojąca, „gorące punkty”) wewnątrz obiektu. W przypadku fali ciągłej oraz idealnie<br />
odbijających powierzchni natężenie pola może być ponad dwa razy większe aniżeli fali<br />
padającej, co dodatkowo zwiększa możliwość zniszczenia podzespołów elektronicznych<br />
wewnątrz tych obiektów. Przy obliczeniach rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz<br />
dużych (pomieszczenie) i małych obiektów (komputer) przyjmuje się ciągły charakter<br />
padającej fali elektromagnetycznej. Istotnym problemem przy wnikaniu impulsów<br />
HPEM/HPM do wnętrza metalowych obudów są zagadnienia związane z oszacowaniem i<br />
pomiarami skuteczności ekranowania. W tym przypadku rozkład pola wewnątrz metalowego<br />
obiektu jest różny w przypadku długotrwającego impulsu oraz impulsu HPEM/HPM co<br />
istotnie wpływa na określenie skuteczności ekranowania metalowej obudowy. Widok impulsu<br />
HPM w funkcji czasu przedstawiono na rys.2.<br />
Rys.2. Zmierzony impuls HPM o częstotliwości 390 MHz w funkcji czasu<br />
Z rysunku 2 przedstawiającego impuls HPM w funkcji czasu wynika, że efektywny czas<br />
trwania tego impulsu odpowiada 1,5 długości fali.<br />
W pracy porównano rozkłady pola elektromagnetycznego wewnątrz metalowej obudowy<br />
komputera dla przypadku ciągłej fali elektromagnetycznej o częstotliwości 390 MHz oraz<br />
impulsu HPM o tej samej częstotliwości.<br />
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)<br />
133
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU<br />
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU<br />
WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM<br />
ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM<br />
Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki<br />
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa<br />
Mówiąc o polu elektromagnetycznym dużej mocy (HPEM – ang. High Power<br />
Electromagnetic) mamy zwykle na myśli impuls elektromagnetyczny (EMP – ang.<br />
Electromagnetic Pulse), który może chwilowo przeciążyć lub zniszczyć obwody elektryczne<br />
znajdujące się w pewnej odległości od jego źródła. Współczesne obwody wykonywane na<br />
bazie mikro- i nanotechnologii są szczególnie narażone na niekontrolowany wzrost mocy.<br />
W ostatnich latach zainteresowanie opinii publicznej koncentruje się na wrażliwości<br />
systemów cywilnych na działanie HPEM (por. np. raport RL32544 dla Kongresu USA [1]).<br />
Impuls elektromagnetyczny może powstać w wyniku eksplozji nuklearnej i wtedy działa na<br />
znacznym obszarze. Na mniejszą skalę może być wytworzony przez urządzania bateryjne lub<br />
konwencjonalne materiały wybuchowe. Cytowany raport wskazuje na możliwość<br />
wytworzenia broni wykorzystującej EMP, która może wejść w posiadanie grup<br />
terrorystycznych albo państw wspierających terroryzm. Jej użycie może skutecznie<br />
sparaliżować działanie systemów komputerowych albo innych współczesnych urządzeń<br />
wykorzystujących elektronikę.<br />
Pełna analiza oddziaływania HPEM na obiekt wymaga rozwiązania równań<br />
elektromagnetyzmu (EM), czyli tzw. równań Maxwella wraz z danymi warunkami<br />
brzegowymi. Ścisłe rozwiązania równań EM dla dowolnych warunków brzegowych nie jest<br />
możliwe. Badany obiekt (budynek) z punktu widzenia tej teorii można zamodelować jako<br />
przestrzenny rozkład zespolonej przenikalności elektrycznej (przenikalność magnetyczną<br />
można zaniedbać). W pracy rozważono uproszczony model zakładający dwuwymiarowy (2D)<br />
rozkład pola EM oraz harmoniczną zależność od czasu (przypadek stacjonarny). Model 2D<br />
pozwala to uchwycić istotne cechy występujących zjawisk trójwymiarowych a przypadek<br />
stacjonarny pozwala też oszacować skutek wywołany generacją szeregu impulsów<br />
elektromagnetycznych w krótkich odstępach czasu. Jako metodę rozwiązania przyjęto metodę<br />
elementów skończonych (FEM – ang. finite element method).<br />
W przypadku 2D, gdy pola elektromagnetyczne nie zależą od współrzędnej z ( � �z � 0)<br />
równania Maxwella rozdzielają się na dwa mody TE (ang. transverse electric) i TM (ang.<br />
transverse magnetic), które można rozpatrywać niezależnie. Mod TE stanowią składowe E z ,<br />
H x , y H a mod TM składowe z H , x E , y E (por. np. [2]). Oznaczając przez � składową E z ,<br />
albo H z uzyskujemy dla obu modów równanie typu eliptycznego<br />
��� ( ���) � �� � f w � (1)<br />
gdzie � jest ograniczonym obszarem na płaszczyźnie. Funkcje � , � , f oraz szukane<br />
rozwiązanie � są funkcjami zespolonymi zdefiniowanymi na � .<br />
134
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Warunki brzegowe (WB) w naszym przypadku obejmować będą zarówno proste warunków<br />
Dirichleta, Neumanna jak i warunki Robina (uogólnione WB Neumanna). Te ostatnie<br />
obejmują warunki impedancyjne, wypromieniowania jak i bardziej skomplikowane warunki<br />
brzegowe wyższych rzędów. Można je wyrazić w ogólnej postaci<br />
WB Dirichleta: � � p na � D ; WB Robina: n ˆ �( ���) � q��g na � R (2)<br />
gdzie ˆn jest normalną skierowaną na zewnątrz, g, q i p są funkcjami zdefiniowanymi na<br />
brzegu � . Brzeg � jest podzielony na � D i R � tak, że �D��R � � i �D��R � � .<br />
FEM jest numeryczną techniką otrzymania przybliżonego rozwiązania problemu brzegowego<br />
wyrażonego przez równanie (1) z WB (2). Wykazano (por. np. [3]), że w wariacyjnej (Ritza)<br />
odmianie FEM (wykorzystanej w niniejszej pracy) problem wariacyjny równoważny<br />
problemowi brzegowemu (1–2) można sformułować jako<br />
�F( �) � 0;<br />
� � p na � D<br />
(3a)<br />
gdzie � F jest pierwszą wariacją funkcjonału F danego w postaci<br />
2<br />
2<br />
� ���� � ���� � 2 q 2<br />
( ) � � � � d � � d<br />
� � (3b)<br />
F � � � � � � f � � � g�<br />
�<br />
2 x 2 y 2 2<br />
� � � � �� �<br />
�<br />
Utworzony program realizuje podstawowe etapy rozwiązania problemu brzegowego za<br />
pomocą FEM tzn. a) dyskretyzację (podział) dziedziny; b) wybór funkcji interpolacyjnych,<br />
c) sformułowanie i rozwiązanie układu równań. Do obliczeń przyjęto: f = 350 MHz,<br />
a materiał ścian zewnętrznych (o grubości 29 cm) i wewnętrznych (o grubości 12 cm) ma<br />
względną zespoloną przenikalność dielektryczną �r �5� 1j . Rys. 1. przedstawia przykład<br />
wizualizacji wyników dla źródła EM umieszczonego na poziomie otworów okiennych.<br />
Rys. 1. Schemat podziału FEM oraz izolinie wartości rzeczywistych<br />
składowej Ez natężenia pola EM (mod TE)<br />
Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego FEM jest procesem<br />
narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych metod numerycznych<br />
(tzw. weryfikację i walidację) przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji<br />
oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za<br />
pomocą innego oprogramowania FEM. Szczegółowe rozważania dotyczące weryfikacji<br />
i walidacji przedstawiono w pracy [4].<br />
Literatura<br />
[1] C. Wilson, Congressional Research Service 2004, http://www.fas.org/man/crs/<br />
135<br />
R
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[2] J.A. Kong, Electromagnetic wave theory, Wiley, New York, 1986.<br />
[3] J. Jin, The finite element method in electromagnetics, wyd. 2., Wiley, New York, 2002.<br />
[4] A. Dukata, M. Kuchta, M. Szulim, R. Kubacki, O pewnych problemach weryfikacji i walidacji wyników<br />
numerycznego modelowania pola elektromagnetycznego, niniejsza konferencja.<br />
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)<br />
STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ<br />
TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE<br />
PRZED TERRORYZMEM ELEKTROMAGNETYCZNYM<br />
Marek Kuchta 1 , Roman Kubacki 1 , Leszek Nowosielski 1 , Marek Dras 2 , Krzysztof Wierny 2 ,<br />
Rafał Namiotko 3<br />
1 Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa<br />
2 Radiotechnika Marketing, Wrocław<br />
3 Centrum Techniki Morskiej, Gdynia<br />
W latach 2009-2012 w Wojskowej Akademii Technicznej realizowany był projekt rozwojowy<br />
poświęcony badaniom skutków oddziaływania ekstremalnie wysokomocowych impulsów<br />
elektromagnetycznych na elektronikę urządzeń teleinformatycznych służb porządku<br />
publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne. Impulsy te nazywane HPM<br />
(HPM – High Power Microwaves) mogą powodować zawieszanie urządzeń<br />
teleinformatycznych, a w skrajnych przypadkach mogą powodować fizyczne zniszczenie<br />
elektroniki tych urządzeń. Impulsy elektromagnetyczne wytwarzane są przez tzw. broń<br />
elektromagnetyczną, a obecnie urządzenia przenośne do wytwarzania takich impulsów są<br />
dostępne na rynku, i tym samym są dostępne dla grup terrorystycznych. Impulsy<br />
elektromagnetyczne ekstremalnie dużej mocy bez trudu niszczą elektronikę urządzeń, co<br />
prowadzi do zniszczenia komputerów, centrów dowodzenia opartych na systemach<br />
komputerowych, serwerowni, itd. Najbardziej podatne na zniszczenie impulsami<br />
elektromagnetycznymi są urządzenia łączności, które poprzez anteny nadawczo-odbiorcze<br />
komunikują się z otoczeniem. Impuls elektromagnetyczny bez trudu przedostaje się do<br />
wnętrza urządzeń łączności niszcząc jego elektronikę. W wyniku ataku terrorystycznego z<br />
użyciem przenośnych urządzeń generujących zniszczeniu ulegają środki łączności osobistej,<br />
w tym radiostacje, ale również centra dowodzenia, centra reagowania kryzysowego, itd.<br />
W pracy przedstawiono badania skutków działania takiej broni elektromagnetycznej na<br />
urządzenia teleinformatyczne służące celom obronności państwa. Badania prowadzone<br />
zostały w komorach bezodbiciowych WAT, Centrum Techniki Morskiej oraz firmy<br />
Radiotechnika.<br />
Do wytwarzania impulsów HPM wykorzystano generator firmy Diehl, który umożliwia<br />
generowanie impulsów o mocy 150 MW w impulsie i czasie trwania impulsów ok. 5 ns. Do<br />
pomiarów natężenia pola elektromagnetycznego wykorzystano specjalistyczny zestaw<br />
pomiarowy z sondą typu D-dot umożliwiającą pomiary tak wysokich mocy. Badane<br />
136
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
urządzenia eksponowane były na impulsowe pole elektromagnetyczne tego generatora<br />
w funkcji natężenia tego pola.<br />
W trakcie wystąpienia zostaną przedstawione wyniki badań skutków oddziaływania<br />
impulsów HPM na typowe komputery, przyłącza, kable doprowadzające oraz radiostacje<br />
przenośne.<br />
W celu zabezpieczenia poprawnego funkcjonowania urządzeń elektronicznych narażonych na<br />
działanie pól elektromagnetycznych ustanowione zostały Normy w ramach kompatybilności<br />
elektromagnetycznej. Zgodnie z tymi regulacjami prawnymi urządzenie elektroniczne musi<br />
być odporne (i działać poprawnie) w polach elektromagnetycznych. Przykładowo urządzenia<br />
medyczne muszą działać poprawnie w polach o wartościach do 10 V/m (dla urządzeń<br />
podtrzymujących życie). Dla urządzeń pracujących w warunkach narażenia na wyładowania<br />
atmosferyczne, statyczne, itd. ustanowione zostały Normy dla wartości pola elektrycznego 50<br />
kV/m. Wartości dopuszczalnych natężeń pól elektromagnetycznych dla urządzeń, które mogą<br />
być narażone na oddziaływanie impulsów HPM nie zostały dotychczas ustanowione.<br />
Na podstawie przeprowadzonych badań skutków oddziaływania ekstremalnie<br />
wysokomocowych impulsów HPM o czasie trwania krótszym aniżeli 100 ns na urządzenia<br />
teleinformatyczne oraz symulacji penetracji pola elektromagnetycznego przez ściany<br />
budynków, proponuje się ustanowić dodatkową wartość normatywną na natężenia pola<br />
elektrycznego. W takim przypadku urządzenia, które mogą być narażone na atak impulsami<br />
HPM muszą być odporne na pola o takich natężeniach.<br />
W pracy przedstawiono również sposoby organizacyjne oraz techniczne zapewnienia<br />
właściwych skuteczności ekranowania (zabezpieczania) urządzeń teleinformatycznych służb<br />
porządku publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne.<br />
Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R00006311)<br />
137
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH<br />
POLA ELEKTROMAGNETYCZNE MAŁYCH<br />
I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE<br />
ZASTOSOWANIA NA EKRANY<br />
LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ<br />
Agnieszka Kurczewska 1 , Agnieszka Stefko 1 , Liliana Byczkowska-Lipińska 2<br />
1 Centralny Instytut Ochrony Pracy-Państwowy Instytut Badawczy, Łódź<br />
2 Wyższa Szkoła Informatyki i Umiejętności, Łódź<br />
Wraz z rozwojem techniki i gospodarki szybki przyrost liczby źródeł pól<br />
elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości (z zakresu 50 Hz – 30 MHz)<br />
następuje wzrost liczby pracowników podawanych ekspozycji na te pola. Badania wykazują,<br />
że w Polsce ekspozycja na pola elektromagnetyczne małych i średnich częstotliwości może<br />
dotyczyć kilkudziesięciu tysięcy pracowników zatrudnionych przy obsłudze m.in. urządzeń<br />
energetycznych (linie wysokiego napięcia, stacje przesyłowo-rozdzielcze, transformatory,<br />
rozdzielnie), elektrotermicznych (piece łukowe, piece indukcyjne, zgrzewarki dielektryczne<br />
i rezystancyjne, spawarki) oraz urządzeń medycznych (diatermie fizykoterapeutyczne<br />
i chirurgiczne). W wyniku oddziaływania na człowieka pól elektromagnetycznych<br />
o częstotliwościach mniejszych od kilkuset kHz może wystąpić w organizmie stymulacja<br />
tkanki nerwowej lub mięśniowej, przy częstotliwościach powyżej 1 MHz skutki termiczne.<br />
Ponadto silne pola elektromagnetyczne mogą również zakłócać pracę aktywnych implantów<br />
medycznych, takich jak stymulatory serca<br />
Dla zapewnienia ochrony przed polem elektromagnetycznym, w środowisku pracy jeśli nie<br />
można stosować rozwiązań organizacyjnych należy stosować środki ochrony zbiorowej np.<br />
ekrany urządzeń lub stanowisk a jeśli nie jest to możliwe, należy zastosować środki ochrony<br />
indywidualnej np. ekranującą odzież ochronną stanowiącą klatkę Faraday’a wraz<br />
z rękawicami i odpowiednio dobranym obuwiem. Obecnie w zakresie ekranowania pól<br />
elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości na rynku brakuje odpowiednich<br />
rozwiązań odzieży ochronnej i jest to obszar wymagający prowadzenia badań. W artykule<br />
przeprowadzono analizę materiałów zawierających w swojej strukturze elementy<br />
elektroprzewodzące, które potencjalnie powinny ekranować pole elektromagnetyczne. Zostały<br />
one wytypowane na podstawie przeprowadzonego przeglądu dostępnych materiałów<br />
i technologii jakie mogą być wykorzystane do konstruowania materiałów na ubiory lub<br />
ekrany stosowane do ochrony pracowników przed oddziaływaniem pola<br />
elektromagnetycznego [1].<br />
Wytypowane materiały można podzielić na trzy grupy:<br />
� z drutem chromowo-niklowym lub stalowym,<br />
� z udziałem przędzy elektroprzewodzącej (w formie cienkiego stalowego lub srebrnego<br />
drutu lub przędzy węglowej),<br />
� laminowane z folią metalową<br />
138
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W przeglądzie uwzględniono opracowane w CIOP-PIB tkaniny z udziałem przędzy<br />
elektroprzewodzącej miedziano srebrnej stalowej czy węglowej. Wytypowane materiały<br />
zostały poddane badaniom skuteczności ekranowania w zakresie małych i średnich<br />
częstotliwości oraz ocenie ich przydatności między innymi do zastosowania w konstrukcji<br />
odzieży ochronnej.<br />
Środki ochrony indywidualnej przeznaczone do stosowania jako ochrona przed szkodliwym<br />
działaniem pól elektromagnetycznych, podobnie jak wszystkie środki ochrony indywidualnej,<br />
powinny spełniać określone wymagania, dzięki czemu można przyjąć, że wyroby te nie tylko<br />
zapewniają wymaganą ochronę, ale również same nie stanowią zagrożenia dla zdrowia i życia<br />
użytkownika. W przypadku środków ochrony indywidualnej podstawowym aktem prawnym<br />
obowiązującym w krajach Unii Europejskiej, regulującym kwestię wymagań dla<br />
poszczególnych środków ochrony indywidualnej, jest dyrektywa Rady Wspólnot<br />
Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. [2]. Postanowienia tej dyrektywy<br />
wprowadza w Polsce Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia<br />
2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla środków ochrony indywidualnej [3].<br />
Potwierdzenie zgodności środków ochrony indywidualnej przeznaczonych do ochrony przed<br />
polem elektromagnetycznym z wymaganiami w/w dyrektywy jest jednak trudne, gdyż nie<br />
istnieje żadna norma europejska zharmonizowana z dyrektywą, która określałaby wymagania<br />
i metody badań dla tej grupy wyrobów. Jedynym dokumentem normatywnym opracowanym<br />
w Europie dotyczącym odzieży chroniącej przed polami elektromagnetycznymi jest norma<br />
niemiecka DIN 32780-100:2002, która dotyczy jednak odzieży chroniącej przed polami<br />
elektromagnetycznymi wielkich częstotliwości [4].<br />
Stąd zaproponowano wymagania do oceny zgodności odzieży chroniącej przed polami<br />
elektromagnetycznymi małej i średniej częstotliwości z wymaganiami dyrektywy<br />
89/686/EWG.<br />
Ostatecznie uwzględniając powyższe wymagania wybrano dwa materiały włókiennicze, pod<br />
kątem zastosowania w projektowaniu ubioru chroniącego przed wpływem pola<br />
elektromagnetycznego:<br />
� tkaninę z udziałem przędzy stalowej, która bardzo dobrze ekranuje składową<br />
elektryczną pól elektromagnetycznych (powyżej 100 razy) natomiast składową pola<br />
magnetycznego dopiero od częstotliwości 50 MHz oraz<br />
� tkaninę z udziałem przędzy srebrno-miedzianej, która również bardzo dobrze ekranuje<br />
składową elektryczną pola (ponad 100 razy) i dodatkowo zapewnia dwukrotne<br />
osłabienie pola magnetycznego już od częstotliwości 200 kHz, co jest bardzo dobrym<br />
wynikiem, natomiast przy częstotliwości 100 MHZ parametr ten osiąga wartość 20,5.<br />
Literatura<br />
[1] Gryz K., Karpowicz J, Kurczewska A., Stefko A, Ograniczanie ryzyka zawodowego przy źródłach pól<br />
elektromagnetycznych (3) – przegląd wybranych komponentów i technologii wytwarzania materiałów<br />
barierowych” Bezpieczeństwo Pracy, CIOP-PIB, 2/2009.<br />
[2] Dyrektywa Rady Wspólnot Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. w sprawie<br />
ujednolicenia przepisów prawnych państw członkowskich dotyczących środków ochrony indywidualnej<br />
(Dz.Urz.WE L 399 z 30.12.1989 r. z późn, zm.).<br />
[3] Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia 2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla<br />
środków ochrony indywidualnej, Dz. U. 2005, nr 259, poz. 2173.<br />
[4] DIN 32780-100:2002 „Ubiór ochronny. Część 100: Ochrona przed polami elektromagnetycznymi o<br />
wielkich częstotliwościach w zakresie częstotliwości 80 MHz do 1 GHz. Wymagania i badanie”.<br />
139
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES<br />
IN DC DIELECTROPHORESIS<br />
Introduction<br />
Eugeniusz Kurgan<br />
AGH University of Science and Technology<br />
Department of Electrical and Power Engineering, Krakow<br />
There has been a great interest in recent years concerning interparticle forces in electric fields<br />
in connection with dielectrophoresis. Several modem technologies utilize the chaining of<br />
electric particles in electric fields. The understanding of many-particle systems begins with<br />
the systematic study of simpler systems and especially calculation of forces acting between<br />
such particles. The two-sphere system has been elevated to the status of the basic building<br />
block in modelling the strong interactions of more complex particulate systems.<br />
When particles in a suspension subjected to an external electric field get close to each other,<br />
the presence of particles could alter the local electric field and consequently induce mutual<br />
dielectrophoretic (DEP) forces on each other. In this paper two-dimensional model taking into<br />
account the particle–fluid–electric field interactions with the aid of Maxwell stress tensor is<br />
performed to investigate the effects of the imposed electric field, the initial particle’s<br />
orientation and distance on the DEP particle–particle interaction between a pair of microsized<br />
particles and their relative motions. Prior to the study of the DEP particle–particle<br />
interaction, the magnitude comparison between the DEP particle–particle interaction and the<br />
Brownian motion is analyzed. When the DEP particle–particle interaction dominates the<br />
random Brownian motion, it is expected to observe the particle chaining along the direction of<br />
the imposed electric field, independent of the initial particle orientation. The numerical<br />
predictions are in qualitative agreement with the experimental observations available from the<br />
literature. One exclusive exception of the particle chaining occurs when the initial connecting<br />
line of the particles is perpendicular to the imposed electric field, which is extremely unstable<br />
owing to the inevitable Brownian motion.<br />
Much of dielectrophoretic study up to now has been carried out in a qualitative manner, as<br />
DEP manipulation such as separation and trapping of micro-particles is relatively easy to<br />
realize with many microelectrode configurations in the common experimental conditions.<br />
However, further understanding of dielectrophoresis and achieving precise control of particle<br />
movement lead to the need of detailed quantitative analysis of dielectrophoresis. This usually<br />
deals with the analysis of the electric field distribution and the DEP force distribution.<br />
Theoretically, DEP force depends on the arrangement of the electrode and the resulting<br />
electric field distribution, as well as dielectric properties of the particle and the surrounding<br />
medium. In this paper, we considered the interdigitated electrode array used for DEP-based<br />
particle manipulation.<br />
This paper presents a numerical solution of electric fields and DEP forces in the<br />
dielectrophoretic interdigitated electrode array using equivalent dipole moment method and<br />
Maxwell stress method.<br />
140
Main equations<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
There are actually two types of dielectrophoresis involving particles suspended in a medium:<br />
positive DEP – where the particles move toward the region of stronger electric field (as<br />
shown in Fig. 1), and negative DEP – where the fluid surrounding the particles experience a<br />
stronger attractive force than the particles, which causes the suspended particles to be pushed<br />
toward the area of weaker electric field.<br />
F1 1 F<br />
+++ +<br />
+ + +<br />
-<br />
-<br />
- -<br />
- -<br />
-<br />
F2<br />
1 � 2<br />
141<br />
+++ +<br />
+ + +<br />
-<br />
-<br />
- -<br />
- -<br />
-<br />
F F F 1 � F 2<br />
Fig.1. Schematic view of human body surrounded by wire<br />
with excitation current<br />
The simulated chamber is modelled as a two-dimensional model, where we need to consider<br />
only a single pair of electrodes, one with positive Uz = 4 V and one with zero voltage. The<br />
extension of the interdigitated electrode array beyond the considered region can be simulated<br />
by applying periodic boundary conditions to the left and right of the problem boundary<br />
model.<br />
Assuming now, that small spherical particle has the volume V � 4πr 3 /3 the total electophoretic<br />
force is given by<br />
�� ��<br />
�<br />
F �2�r���E � �<br />
3 2 1 2<br />
0 1�<br />
�<br />
�2 ��1<br />
There exists also another method computation of the total force acting on particle, namely the<br />
Maxwell stress method.<br />
(1)<br />
� � 2<br />
e( i) � ( i) ( i) 1 ( i)<br />
�<br />
T ��i�0 �ElEm� E �l<br />
, m � (2)<br />
� 2 �<br />
The DEP force acting on particle is obtained by integrating the Maxwell stress tensor T e as<br />
follows<br />
�<br />
F T n dS<br />
(3)<br />
e<br />
DEP � �<br />
S<br />
() i where E l is the i-th component of the electric field in medium i, εi is the permittivity of<br />
medium i, and, δl,m is the Dirac delta function. This tensor must be evaluated on both sides of<br />
the interface between body and the fluid. The net force F on the particle can be obtained by<br />
integrating the Maxwell stress tensor over a single surface that encloses it:<br />
� � � � 2<br />
� 1 �<br />
F � �� � �EE�n�E �n<br />
dS<br />
2 �<br />
(4)<br />
� �<br />
1 0<br />
S<br />
F2
Computations and results<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
The finite element calculations was done for following geometrical dimensions: A�B �<br />
60 μm, A�C � 160 μm, a � 40 μm, b � 40 μm, h � 4 μm. Spherical dielectric particle has<br />
radius r � 4 μm and relative permittivity ε2 � 80. The fluid, where particle moves has<br />
permittivity ε1 � 4. First electric potential φ was calculated and next electric displacement D<br />
Fig. 2. Electric field E in vector form.<br />
In Fig. 2 electric field strength is shown at different points of the fluid. When particles are<br />
flowing in the dielectric fluid from left to right and we have a sequence of such electrodes and<br />
gaps the particles can be sorted according their values and relative permittivities. The<br />
Maxwell stress tensor obtained from equation (4) is shown at Fig.5. Fig. 4 presents<br />
dielectrophoretic force FDEP acting on particle in different points of the computational<br />
domain. In Fig. 3 we have equivalent lines of the modulus of the electric field strength E.<br />
In this article, cylindrical particle in uniform electric field perpendicular to the particle was<br />
considered. In addition, mutual force acting on the pair of neighboring particles is calculated.<br />
Fig. 3. Equivalent lines of the modulus of the electric field strength E<br />
142
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig. 4. Dielectrophoretic force FDEP acting on particle in different points of the computational domain.<br />
References<br />
Fig. 5. Total stress acting on suspension-particle boundary.<br />
[1] Pohl H., Dielectrophoresis, Cambridge University Press, Cambridge, UK, 1978.<br />
[2] Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Introducing dielectrophoresis as a new force field for<br />
field-flow fractionation, Biophys. J.,vol. 73, (1997), pp. 1118–1129<br />
[3] J. Yang, Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Cell separation on microfabricated<br />
electrodes using dielectrophoretic/gravitational field-flow fractionation, Anal. Chem., vol 71, (1999), pp.<br />
911–918<br />
[4] Jones, T. B., and R. D. Miller. Multipolar interactions of dielectric spheres. J. Electrostat. 22, 1989, 231-<br />
244.<br />
[5] Panofsky, W. K. H., and Phillips, M. Classical Electricity and Magnetism. Addison-Wesley, Reading,<br />
MA., 1962, 105-106.<br />
[6] Sauer, F. A., Forces on suspended particles in the electromagnetic field. In Coherent Excitations in<br />
Biological Systems. H. Froehlich and F. Kremer, editors. Springer-Verlag, Berlin. 1983, 134-144.<br />
[7] Stratton, J. A., Electromagnetic Theory. McGraw-Hill, 1941, New York.<br />
143
Introduction<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS<br />
ON TEMPERATURE DISTRIBUTION<br />
IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA<br />
Eugeniusz Kurgan<br />
AGH University of Science and Technology<br />
Department of Electrical and Power Engineering, Kraków<br />
A main advantage of electromagnetic (EM) hyperthermia is its ability to control the<br />
destruction process by a single electromagnetic applicator. In ideal case, concentrating power<br />
on a tumor selectively heats it to temperatures high enough to destroy cancerous cells without<br />
overheating and damaging the surrounding healthy tissues. Different heating methods are<br />
used to heat the superficial and deep placed tumors [1]. Resistive heating with external<br />
electrodes, microwaves or ultrasound are usually used. Such techniques, however, may cause<br />
problems in heating deeply situated tumors, due to unavoidable overheating adjacent healthy<br />
tissues [2]. In recent years interest in improving hyperthermia techniques has gained<br />
substantial attention in searching for new methods that can result in depth and uniform tissue<br />
heating. Invasive methods include heating with deep implanted electrodes, invasive<br />
microwave antennas, thermal seed heating, etc.<br />
It is well known that continuous temperature in range 42–46 o C will cause necrosis of living<br />
cells, resulting in a permanent damage cell functions, or at least increasing heat-induced<br />
sensitization of tumor cells to ionizing radiation and to certain chemical drugs. Up to now,<br />
many different methods have been devised to raise temperature either locally in selected parts<br />
of particular organs or over the whole body [1,4]. On the other hand, it is not easy to obtain an<br />
accurate calculation of the temperature field over the entire considered region during practical<br />
hyperthermia treatments, because the number of invasive temperature probes that are<br />
necessary to control temperature distribution is limited by the pain tolerance of patients.<br />
This paper describes, through numerical finite element modeling and computer simulation,<br />
distribution of electromagnetic variables such as magnetic vector potential, electric field<br />
strength, induced current density, which are used next as starting point in calculation of heat<br />
sources in human body. In order to calculate a full investigation of the temperature variation<br />
in human tissues, one needs to take into account tissue composition, blood perfusion rate, heat<br />
conduction effects of various tissues, and heat generation due to metabolic processes.<br />
Main equations<br />
Around the human body, at a some distance, circular coil with excitation current is placed as<br />
in Figure 1. The human body is considered as homogeneous medium with averaging material<br />
parameters. It is assumed that human body has an ellipsoidal shape with semiexes a and b.<br />
Tumor inside the body has a circular form with radius r. Moreover radius of the outer<br />
dimension of the wire has value r2 and the radius of the inner dimension has the value r1.<br />
144
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
human<br />
body<br />
145<br />
excitation<br />
coil<br />
Fig.1. Schematic view of human body surrounded<br />
by wire with excitation current<br />
The exciting current in the wires generates sinusoidal electromagnetic field which next<br />
induces eddy currents in human body. These currents are sources of heat and after some<br />
transient time a temperature distribution in body are established. In order to calculate<br />
temperature distribution electromagnetic field distribution generated by wires with exciting<br />
currents has to be calculated. Equations describing magnetic field are given by<br />
� 1 ˆ � 2<br />
�� A �� � � j� ��� �� � ��<br />
Aˆ Jˆ<br />
� � ���<br />
� � �<br />
��� x x x<br />
� 1 ˆ � 2<br />
�� A �� � � j� ��� �� � ��<br />
Aˆ Jˆ<br />
� � ���<br />
� � �<br />
��� y y y<br />
This model is based on the simple assumption of the energy exchange between the blood<br />
flowing in vessels and the surrounding the tumor tissues. Pennes model may provide suitable<br />
information on temperature distributions in whole body, and tumor analysis under study. The<br />
expression of Pennes bioheat equation in a body with uniform material properties in steady<br />
state is given by [6]<br />
���k�T � � � C � ( T �T ) �Q �Q � Q (3)<br />
b b b b eddy met hyst<br />
where T is body temperature [K], k − the tissue thermal conductivity [W/(m•K)], ωb − the<br />
blood perfusion rate [1/s], Cb − the blood specific heat, Tb − the blood vessel temperature,<br />
Qmet − the metabolic heat generation rate [W/m 3 ], Qext − the external heat sources [W/m 3 ]m<br />
and Qhyst is the power generated by hysteresis losses [W/m 3 ]. The usual boundary condition<br />
associated with the heat transfer process in the context of hyperthermia can be given by T � Tair.<br />
Hysteresis power losses are in general in human tissues given by [5]<br />
Q<br />
hyst<br />
~ 40r � C f H 1<br />
�<br />
2 2 2 2 2<br />
0 0<br />
zm<br />
2<br />
2��<br />
2<br />
�T �Tc�<br />
where � is the remanent magnetization and χ(T) is termed the susceptibility of the material, r0<br />
is the radius of the particle, � is the resistivity of the seed, C is the Curie constant and Tc is the<br />
Curie temperature, and t is temperature. This value should be multiplied by filling factor,<br />
which is a quotient of total particle weight to tissue weight. In this way we can averaged the<br />
heat generation by hysteresis losses on the whole tumor volume. In our example Qhyst � 30<br />
[mW/cm 3 ].<br />
(1)<br />
(2)<br />
(4)
Computations and results<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Following geometrical dimensions where assumed to calculations. Coil has external radius r2<br />
� 0.4[m] and internal radius r1 � 0.35[m]. External dimension of body has elliptical shape<br />
with dimensions 0.8�0.4[m]. Skin together with fat has thickness 0.2[m]. Liver has outer<br />
dimensions 7.5�6[cm] and tumor has radius r3 � 3[cm]. Following parameters describing<br />
tissues and blood were assumed for calculations. It is worth of notice that all this values are<br />
burdened with relatively big uncertainty coefficient.<br />
Table I. Physical parameters of tissues [5, 9]<br />
Tissue �r<br />
��[S/m<br />
]�<br />
146<br />
k<br />
[W/(m∙K)<br />
]<br />
Qmet<br />
[W/m 3 ]<br />
Human<br />
body<br />
29.6 0.053<br />
0.22 300<br />
Tumor 160 0.64 0.56 480<br />
Table II. Physical parameters of blood [5, 9]<br />
Tissue<br />
ρb<br />
[kg/m 3 ]<br />
Cb<br />
[J/(kg∙K)<br />
]<br />
Blood 1060 3639<br />
Tb<br />
[K]<br />
310.1<br />
5<br />
ωb<br />
[1/s]<br />
in body<br />
0.005<br />
Theoretical studies of temperature distributions obtained with magnetic induction methods of<br />
achieving hyperthermia have been presented. By nanoparticle heating using hysteresis losses<br />
one can obtain temperature distribution in over 42 o C range<br />
1.4<br />
1.3<br />
1.2<br />
1.1<br />
1.<br />
0.9<br />
0.8<br />
0.7<br />
0.6<br />
coil<br />
skin<br />
tumor<br />
body<br />
liver<br />
0.6 0.7 0.8 0.9 1. 1.1 1.2 1.3 1.4<br />
Fig.2. Cross section through human body together with coil<br />
air
References<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig.3. Power dissipated by eddy current along body cross section<br />
Fig.4. Temperature distribution along tumor perimeter<br />
[1] E.J. Hall, L. Roizin-Towle, Biological effects of heat, Cancer Res. 44 (1984) 4708s–4713s.<br />
[2] S.B. Field, J.W. Hand, An Introduction to the Practical Aspects of Clinical Hyperthermia, Taylor &<br />
Francis, New York, 1990.<br />
[3] P. Wust, B. Hildebrandt, G. Sreenivasa, B. Rau, J. Gellermann, H. Riess, R. Felix, P.M. Schlag,<br />
Hyperthermia in combined treatment of cancer, Lancet Oncol. 3 (8) (2002) 487–497..<br />
[4] J. Zee, D. Gonzalez, G. Rhoon, J. Dijk, W. Putten, A. Hart, Comparison of radiotherapy alone with<br />
radiotherapy plus hyperthermia in locally advanced pelvic tumours: a prospective, randomised, multicentre<br />
trial, Lancet 355 (9210) (2000) 1119–1125.<br />
147
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE<br />
MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO<br />
TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO<br />
TORU WIELKOPRĄDOWEGO<br />
Wprowadzenie<br />
Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak<br />
Politechnika Częstochowska<br />
Współczesne osłonięte rurowe tory wielkoprądowe buduje się jako jedno, dwu i<br />
trójbiegunowe (rys. 1). Osłony tych torów mogą być izolowane względem siebie, uziemiane<br />
na końcach i w punktach pośrednich oraz zwierane przez inne osłony, lub otaczające tor<br />
konstrukcje stalowe [1]. Z punktu widzenia elektrodynamiki każda z tych struktur wymaga<br />
oddzielnego traktowania uwzględniającego ich różną budowę, a przede wszystkich liczbę<br />
przewodów fazowych i osłon toru wielkoprądowego oraz wzajemne położenie osi przewodów<br />
fazowych i ekranu. Przy analizie pola magnetycznego w takich układach należy ponadto<br />
uwzględnić wzajemne relacje między prądami fazowymi i prądem powrotnym w osłonie.<br />
a) b) c)<br />
Rys. 1. Tory wielkoprądowe o przewodach osłoniętych: a) jednobiegunowy GIL [2], b) dwubiegunowy – widok<br />
ogólny, c) trójbiegunowy symetryczny - typu EHON-12/2 produkcji Holduct w Mysłowicach [3]<br />
Rozpatrzmy pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu trójbiegunowego toru<br />
wielkoprądowego (rys. 2) z izolowaną osłoną, w którym przewody fazowe umieszczone są<br />
w wierzchołkach trójkąta równobocznego. Zmieniana będzie grubość ścianki ekranu<br />
o konduktywności � 2 , promieniu wewnętrznym 3 R i zewnętrznym R 4 . Jeśli suma prądów<br />
fazowych I � I � I � 0 , to całkowita sem indukowana w osłonie jest wtedy równa zero<br />
1<br />
2<br />
3<br />
148<br />
L1<br />
e<br />
L2<br />
I e
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
i w konsekwencji nie pojawi się prąd powrotny. Zatem o polu magnetycznym we wszystkich<br />
obszarach ekranu decydują prądy fazowe w przewodach osłanianych.<br />
γ2<br />
R4<br />
I3<br />
I2<br />
y<br />
rXZ<br />
Z<br />
3<br />
rXY<br />
e<br />
2<br />
γ1<br />
Y<br />
Her<br />
HeΘ<br />
X<br />
Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu<br />
r<br />
I1<br />
Θ<br />
V<br />
d<br />
rXV<br />
μ0<br />
R3<br />
R2<br />
1<br />
R1<br />
x’<br />
x<br />
149<br />
Rys. 2. Trójbiegunowy symetryczny tor<br />
wielkoprądowy<br />
Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu ( 4 R r � ) określone jest wzorem [4]<br />
zew<br />
zew<br />
zew<br />
zew<br />
H ( r,<br />
Θ)<br />
� H 1 ( r,<br />
Θ)<br />
� H 2 ( r,<br />
Θ)<br />
� H 3 ( r,<br />
Θ)<br />
Jeśli wprowadzimy względną grubość ekranu<br />
(1)<br />
R3<br />
� �<br />
R4<br />
przy czym �0 � � � 1�<br />
(2)<br />
r<br />
zmienną względną � �<br />
R<br />
d<br />
i parametr � �<br />
R<br />
to wzory na składowe względne pola<br />
4<br />
zew<br />
magnetycznego H ( r,<br />
Θ)<br />
w obszarze zewnętrznym ekranu ( 4 R r � lub 1 � � ) trójfazowego<br />
trójbiegunowego symetrycznego toru wielkoprądowego mają postać [5]:<br />
�<br />
n<br />
zew<br />
� � 2 � � 2 � � 2 � � 2 ��<br />
1 s n �<br />
h r ( �,<br />
Θ)<br />
� ��<br />
�sin<br />
nΘ � exp �-<br />
j � � sin n�<br />
� � Θ�<br />
� exp � j � � sin n�<br />
� �Θ<br />
�<br />
�1<br />
�0<br />
3 3<br />
3 3<br />
� n<br />
n � � � � � � � � ��<br />
� d n �<br />
(5)<br />
oraz<br />
�<br />
n<br />
zew � � 2 � � 2 � � 2 � � 2 ��<br />
1 s n �<br />
hΘ<br />
( �,<br />
Θ)<br />
� � �cos<br />
nΘ � exp �-<br />
j � � cos n�<br />
� � Θ�<br />
� exp � j � � cos n�<br />
� �Θ<br />
�<br />
�1<br />
�1<br />
3 3<br />
3 3<br />
� n<br />
n � � � � � � � � ��<br />
� d n �<br />
(5a)<br />
gdzie s � I n�1<br />
( 2j�<br />
) K n�1(<br />
2j�<br />
) � I n�1(<br />
2j��)<br />
K n�1(<br />
2j�<br />
)<br />
(6)<br />
n<br />
oraz d n � In�1(<br />
2j�<br />
) Kn�1(<br />
2j��)<br />
� In�1(<br />
2j��)<br />
Kn�1(<br />
2j�<br />
) (6a)<br />
W powyższych wzorach I n � 1(<br />
2 j�)<br />
, K n�1(<br />
2j�<br />
) , I n� 1(<br />
2 j��)<br />
, K n� 1(<br />
2 j��)<br />
są<br />
zmodyfikowanymi funkcjami Bessela odpowiednio pierwszego i drugiego rodzaju, rzędu n-1<br />
oraz n+1, a 2 4 R k � � dla k 2 �<br />
��� 2<br />
2<br />
1<br />
� [6].<br />
�<br />
Wpływ grubości ekranu na pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu<br />
2<br />
Rozkład modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze zewnętrznym ekranu dla<br />
różnych wartości parametru � w funkcji kąta Θ przedstawiamy na rysunku 3.<br />
3
Wnioski<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
150<br />
Rys. 3. Rozkład względnej wielkości modułu<br />
całkowitego pola magnetycznego w obszarze<br />
zewnętrznym ekranu dla różnych wartości<br />
parametru �<br />
Otrzymane rozwiązania są wyrażone przez szeregi ze zmodyfikowanymi funkcjami Bessela i<br />
uwzględniają konduktywności, wymiary poprzeczne i wzajemne położenie przewodu i<br />
ekranu. Rozwiązania te uwzględniają zjawisko naskórkowości oraz wewnętrzne i zewnętrzne<br />
zjawisko zbliżenia. Są one ważne w zakresie częstotliwości pozwalającej na pominięcie<br />
prądów przesunięcia. Z przedstawionego rozkładu całkowitego pola magnetycznego w<br />
trójfazowym symetrycznym osłoniętym torze wielkoprądowym wynika, że w miarę wzrostu<br />
grubości ścianki ekranu (mniejsza wartość parametru �) pole magnetyczne staje się coraz<br />
bardziej nierównomierne (rys. 3). Ponadto natężenie pola magnetycznego przyjmuje<br />
największe wartości na powierzchni zewnętrznej ekranu w punktach najbliżej położonych<br />
względem przewodów fazowych.<br />
Literatura<br />
[1] Turowski J.: Elektrodynamika techniczna. WNT, Warszawa 1993.<br />
[2] Koch H.: Gas-Insulated Transmission Lines (GIL) for high power transmission, Proc. of 1 st International<br />
Forum on Innovations in Power Links, Paris, France (29 March 2001), pp.79-84.<br />
[3] Holduct – Z. H. Ltd. Polska.: Szynoprzewody trójfazowe okrągłe. [Online]. Available:<br />
http://www.holduct.com.pl<br />
[4] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Eliptic field problems in a screened symmetrical<br />
busduct, X<strong>XXII</strong>I International Conference on Fundamentals of Electrotechnics and Circuit Theory, ISBN<br />
978-83-85940-32-6, s. 9-10, Gliwce-Ustroń, 2010.<br />
[5] Kusiak D.: Pole magnetyczne dwu i trójbiegunowych torów wielkoprądowych, Rozprawa doktorska, Pol.<br />
Częst., Wydz. El., Częstochowa 2008.<br />
[6] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Wpływ odległości między przewodami a ekranem<br />
na pole magnetyczne ekranowanego dwuprzewodowego bifilarnego toru, Przegląd Elektrotechniczny,<br />
ISSN 0033-2097, R. 87, Nr 12b, 2012, s. 115-117.
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS<br />
OF A SYNCHRONOUS MOTOR WITH PERMANENT<br />
MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL<br />
Marek Lis<br />
Częstochowa University of Technology<br />
Electric motors excited with permanent magnets gain more and more popularity due to their<br />
advantages. Most important ones are: high ration of the obtained moment and power to the<br />
volume and mass of the machine, what results in lower dimensions and unit mass, thus to<br />
better control and dynamic properties. These machines usually have low inertia moment and<br />
quickly react to stimuli, may obtain high angular accelerations in a wide range of rotational<br />
velocities, they obtain high efficieny in the whole range of rotational velocities. Due to the<br />
lack of the commutator they exhibit high reliability.<br />
Magnetic coupling of the stator circuit is defined as the algebraic sum of the magnetic<br />
coupling due to tooth-end face dissipation and the magnetic coupling due to working flux in<br />
the slot part of the stator.<br />
Magnetic coupling due to tooth-end face dissipation depends linearly on currents of all<br />
electric circuits and is defined as a product of appropriate dissipation inductances and these<br />
currents.<br />
The part of magnetic circuit due to flux in the slot part of the stator is calculated as the<br />
product of elementary magnetic fluxes, which couple with a part of the inductor multiplied by<br />
the number of coils included in that part of the inductor. Adding magnetic couplings for the<br />
whole region of the inductor, we obtain the magnetic coupling of the inductor due to flux in<br />
the slot part of the motor.<br />
Total magnetic coupling for the whole circuit , where – number of electric circuits, is<br />
obtained as an algebraic sum of magnetic couplings of the inductors. Taking the abovegiven<br />
into account magnetic couplings in the stator are given with the relationship, written in the<br />
matrix form<br />
� � �<br />
� � L � i ��<br />
�<br />
(1)<br />
�<br />
� � � � � – column vector of magnetic couplings of electric circuits in the stator,<br />
where: � �<br />
�<br />
i �<br />
�i i i �<br />
1<br />
2<br />
3<br />
1<br />
2<br />
3<br />
� � L<br />
1<br />
� � L<br />
2<br />
� � L<br />
3<br />
�11<br />
1<br />
� 31 1<br />
i � L<br />
� 21 1<br />
i � L<br />
i � L<br />
i<br />
�12<br />
2<br />
i<br />
� 22 2<br />
i<br />
� 32 2<br />
� L<br />
� L<br />
� L<br />
i<br />
�13<br />
3<br />
i<br />
� 23 3<br />
i<br />
� 33 3<br />
�<br />
151<br />
�<br />
�<br />
k �1<br />
�<br />
K<br />
K<br />
�<br />
k �1<br />
K<br />
�<br />
�<br />
k �1<br />
�<br />
�k1<br />
�<br />
�k<br />
2<br />
– column vector of currents in the electric circuits of the stator,<br />
�k3<br />
(2)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
�L�<br />
11 L�<br />
12 L�<br />
13�<br />
L �<br />
�<br />
�<br />
� �<br />
L�<br />
21 L�<br />
22 L�<br />
23�<br />
– matrix of inductances of tooth-end face dissipation,<br />
��<br />
L<br />
�<br />
� 31 L�<br />
32 L�<br />
33�<br />
�<br />
�� � �� �1<br />
��<br />
2 ��<br />
3�<br />
– column vector of magnetic couplings of electric circuits, due to couplings<br />
in the slot part of the machine.<br />
On the basis of Relationship (2) the magnetic coupling in the windings is a function of<br />
currents flowing in individual phases and the rotation angle of the rotor with respect to the<br />
stator:<br />
� ��<br />
1<br />
� ��<br />
2<br />
1<br />
�i1, i2,<br />
i3,<br />
� �<br />
�i1, i2,<br />
i3,<br />
� �<br />
�i , i , i , � �<br />
2<br />
� 3 ��<br />
3 1 2 3<br />
where: � 1 , � 2,<br />
� 3 – magnetic coupling of the stator circuits, i 1 , i2,<br />
i3<br />
– currents in these<br />
circuits, � – rotation angle of the rotor.<br />
For calculation of self- and mtual inductances it is necesary to determine partial derivatives of<br />
magnetic couplings with respect to the currents. In the paper numerical methods have been<br />
applied for this purpose.<br />
In order to discretize the considered area is divided into a number of finite elements.<br />
Numerical calculatons of differential parameters<br />
Fig. 1. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i1=var and i2=i3=0<br />
for the immovable rotor<br />
Fig. 2. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i2=var and i1=i3=0 for the<br />
immovable rotor<br />
152<br />
(3)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
In Figs. 3 and 4 the dependencies of self- and mutual inductances of the motor on stator<br />
current in the winding „1” are depicted.<br />
Fig. 3. Selv-inductances of the windings versus stator current i1=var and i2=i3=0 for the immovable rotor<br />
Fig. 4. Mutual inductances of the windings versus stator current i1=var and i2=i3=0 for the immovable rotor<br />
From the results of carried out calculations the following conclusions may be drawn:<br />
� as it can be seen from Figs. 1 and 2, the magnetic coupling of the winding circuit with<br />
current has an addtional component due to the current.<br />
� A substantial decrease in self-inductance for the conditions i1 = 3-4 [A], i2 = i3 = 0 is<br />
caused by saturation of the active zone of the motor by the reaction field of the rotor.<br />
� For currents above 3-4 [A] the magnetic circuit of the machine enters the saturation<br />
state, what results in a decrease of self-inductance L11. The absolute value of mutual<br />
inductance L21 in dependence on current increases for a given rotor position, current i1<br />
increases mutual magnetic coupling between phases.<br />
153
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION<br />
OF QUALITY AND EFFICIENCY<br />
OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING<br />
ELECTROMAGNETIC FIELD – NEW DIRECTIONS<br />
Mira Lisiecka-Biełanowicz 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Medical University of Warsaw,<br />
Department of Prevention of Environmental Hazards and Allergology, Faculty of Health Sciences<br />
2 Częstochowa University of Technology<br />
Introduction<br />
In this research work into verification of quality and efficiency of terapeutical system using<br />
electromagnetic fields we would like to use retrospective method in our research to come to<br />
conclusion in which direction followed.<br />
The important thing in the health care organization is looking at the medical service from the<br />
process perspective. Is health care system able to take into consideration “the individual<br />
needs” during therapeutic process for the patient?<br />
If yes- this is the reason why nowadays the health care organization concentrated their activity<br />
on the creation a “good relations” with theirs clients - it means: with patients in the therapy<br />
process and with the therapist involved in service in the health care organization.<br />
The two groups of patients treated by the electromagnetic therapies were examined by the<br />
different questionnaires research, which was carried out in out-patients departments in<br />
Rehabilitation Center (CKiR) in Warsaw in 2006 – 2007 [1], [3], [4] and [9].<br />
Result analysis based on our research<br />
As the authors mentioned above – in this research work into verification of quality and<br />
efficiency of terapeutical system using electromagnetic field we would like to use<br />
retrospective method of our research to come to conclusion in which direction followed.<br />
Thus, the results of our first research on verification of quality and efficiency of terapeutical<br />
system using electromagnetic fields, presented in [8] created the stage for the discussion<br />
about: the connection between patient’s health and patient’s daily activity, the connection<br />
between therapist’s treatment and good patient’s contact with therapist, the connection<br />
between health and well-being or well-being and health, but after therapy influence of therapy<br />
increase correlation between health and well-being.<br />
The next aim of the study was to consider the influence of the therapeutical relation between<br />
patient and therapist during therapy in electromagnetic field to the results of this therapy and<br />
vice versa – the influence of the quality of therapy in electromagnetic field to the therapeutical<br />
relation between patient and physiotherapist. The two groups of patients treated by the<br />
electromagnetic therapies were examined by the different questionnaires research, which was<br />
154
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
carried out in out-patients departments in the mentioned above Rehabilitation Center CKiR in<br />
in the years 2006 – 2007 [1],[3] and [4].<br />
After statistic analysis we know that:<br />
There are no significant differences between highest notes („important” and „very important”)<br />
for center reputation (74,4%) and doctor effectiveness (62,8%).<br />
There are significant differences (p=0,013) in notes for scientific grade of doctor (52,7%) and<br />
aid from medical staff (84,6%).<br />
There are significant differences (p=0,003) in high rated timeliness (82%) and short time<br />
waiting for examination (92,1%).<br />
Education of medical staff and giving professional, short, clear information are also very<br />
important for patients. But emotional attitude and calmative way of giving information are not<br />
so important for patients.<br />
Discussion And Conclusions<br />
During medical process the time of quality in relations (QR) cannot be limited only into a<br />
strict time of medical visit or into a results of examination but should persist and create as a<br />
model of interaction.<br />
The quality in the medical services is quality of relation between the people who are involved<br />
in the therapeutical process but from our research we knew that more important for the patient<br />
is the professional realization of the medical procedures (by high educated medical staff,<br />
giving professional, short, clear information, short time waiting for examination and high<br />
rated timeliness) then emotional attitude of medical staff or center reputation. The relations<br />
between health and well-being measured both before and after therapy showed that<br />
therapeutic process was positive since it links health and well-being to some extent. Thus, the<br />
hypothesis for the future could be formulated as follows:<br />
Therapy in electromagnetic field does not have a big influence on patients’ health but<br />
influences their well-being in the most cases.<br />
In the future we would like to present the useful tool to measure all these aspects during<br />
therapy process in electromagnetic field of low frequency.<br />
References<br />
[1] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Próba weryfikacji skuteczności terapii w polu<br />
elektromagnetycznym, Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12, 2007.<br />
[2] Drummond H., „W pogoni za jakością. Total Quality Management.”, Dom Wydawniczy ABC, Warszawa,<br />
1998, str. 99.<br />
[3] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A, Kulikowski J.: Influence of therapeuticalenvironment on<br />
effectivness of electromagnetic therapy, Przegląd Elektrotechniczny– Nr 12/2008.<br />
[4] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A., Farnik M. : Relacja a jakość usług w magnetoterapii<br />
(Therapeutical relation and quality in magnetotherapy). Przegląd Elektrotechniczny– Nr 12/2009.<br />
[5] Lisiecka-Biełanowicz M.: „Interakcje firmy z klientem podstawą współtworzenia wartości usług” w:<br />
„Sposoby utrzymywania przewagi konkurencyjnej firmy ” (red. Krystyna Lisiecka), Wydawnictwo<br />
Akademii Ekonomicznej im. Karola Adamieckiego w Katowicach, Katowice, 2006.<br />
[6] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A.: „Ewaluacja jakości relacji w procesie świadczenia usług w<br />
systemie ochrony zdrowia” w: „Bioelektromagnetyzm – teoria i praktyka (red. Andrzej Krawczyk i Tomasz<br />
Zyss), CIOP Warszawa, 2006.<br />
[7] Rogoziński K., Jakość usług w horyzoncie aksjologicznym. W: Problemy Jakości nr 1/2005, Wydawnictwo<br />
SIGMA-NOT, Warszawa, 2005 r., str. 24 oraz 29-32.<br />
[8] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A.,: „A verification of quality and efficiency of terapeutical<br />
155
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
system using electromagnetic fields.” in : Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics –<br />
Electromagnetic field, health and environment Volume 29 (Eds. A Krawczyk et al.), IOS Press, Amsterdam<br />
Berlin Oxford Tokyo Washington, DC, 2008, p. 249-254, ISSN 1383-7281.<br />
[9] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Lusawa A.,: “The improved tool in the process of evaluation of<br />
electromagnetic therapy. (Udoskonalone narzędzie w procesie ewaluacji terapii elektromagnetycznej)”,<br />
Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), Wydawnictwo SIGMA-NOT Sp. z o.o., Warszawa, Str.200<br />
- 201, PL ISSN 0033 – 2097, R.86 Nr 12/2010.<br />
OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW<br />
NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU<br />
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ<br />
Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka<br />
I Katedra i Klinika Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie<br />
Na podstawie piśmiennictwa można stwierdzić, że zaburzenia lub/i osłabienie „czynnika<br />
męskiego” w rozrodzie człowieka może być wynikiem oddziaływania licznych nowych<br />
ksenobiotyków, w tym prawdopodobnie pola elektromagnetycznego o niskiej indukcji<br />
magnetycznej o różnych zakresach częstotliwości prądu stałego i zmiennego [1,2,3,4].<br />
Celem badań była ocena właściwości biologicznych dotyczących m.in. morfologii i ruchu<br />
jakie wykazują plemniki ludzkie poddane oddziaływaniu Zmiennego Jednorodnego<br />
Sinusoidalnego Pola Magnetycznego o Niskiej Indukcji Magnetyczmnej (ZJSPMoNIM)<br />
0,5mT o częstotliwości 50Hz w warunkach in vitro w trzech przedziałach czasowych (30, 90 i<br />
180 min). Dla każdego badanego ejakulatu grupę kontrolną stanowiło nasienie tego samego<br />
dawcy nie poddane ekspozycji ZJSPMoNIM. Podstawowym warunkiem zakwalifikowania<br />
nasienia do badań był brak przeciwwskazań w wywiadzie lekarskim (m.in.: stosowane<br />
używki, przyjmowanie leków, nadciśnienie, cukrzyca itp.) oraz utrzymanie norm<br />
jakościowych wg standardów WHO.<br />
Na podstawie badań dotyczących min.: koncentracji, aglutynacji, aglomeracji i vitebility po<br />
30, 90 i 180 min eksperymentu można stwierdzić, że ekspozycja ZJSPMoNIM 0,5mT o<br />
częstotliwości 50Hz nie zaburza w/wym. parametrów plemników w warunkach in vitro.<br />
Natomiast wybiórczo wpływała na obniżenie ruchu plemników A, B i C w wybranych<br />
przedziałach czasu. Obserwowano wysoce istotnie obniżenie ruchu A we wszystkich<br />
zestawieniach po: 30 min (p=0,0007), 90 min (p=0,0001) oraz 180 min (p=0,0001)<br />
eksperymentu. Stwierdzono również wysoce istotne „spowolnienie” mobilności ruchu B we<br />
wszystkich zestawieniach po 90 min (p=0,0007) oraz po 180 min (p=0,01). Natomiast nie<br />
obserwowano oddziaływania w/wym. ekspozycji ZJSPMoNIM na ruch B po 30 min (p=0,1).<br />
Wykazano również, że ruch C plemników wysoce istotnie obniżał się po 30 min (p=0,0005)<br />
oraz po 90 min (p=0,008), a natomiast po 180 min eksperymentu obserwowano brak istotnych<br />
różnic (p=0,18).<br />
156
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Wyniki badań własnych dają podstawy do przypuszczenia, że ekspozycja ZJSPMoNIM<br />
0,5mT o częstotliwości 50Hz w wybranych przedziałach czasu wybiórczo (w %) obniża ruch<br />
A, B i C plemników ludzkich w warunkach doświadczalnych in vitro.<br />
Ponadto na podstawie analizy bieżącego piśmiennictwa można stwierdzić, że brak jest<br />
kompleksowych danych na ten temat i dlatego też wydaje się celowa kontynuacja tego<br />
kierunku badań eksperymentalnych na plemnikach ludzkich w warunkach in vitro.<br />
Do chwili obecnej można przypuszczać, że ekspozycja ZJSPMoNIM ma niekorzystny wpływ<br />
na funkcje biologiczne człowieka (1,5,6), a więc też prawdopodobnie na plemniki ludzkie w<br />
warunkach in vivo.<br />
W nielicznych publikacjach przedstawione są wyniki badań dotyczące min.: oddziaływania<br />
ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz o indukcji magnetycznej 2,5 i 5mT na ludzkie komórki<br />
spermatogenezy. W 2007 r. Iorio R. i wsp. (7) na podstawie badań eksperymentalnych<br />
prowadzonych w warunkach in vitro przez dwie godziny wykazali, że indukcja magnetyczna<br />
5mT w/wym. pola magnetycznego obniża ruch komórek spermatogenezy, natomiast<br />
ekspozycja 2,5mT nie ma istotnego wpływu na w/wym. Oceniany parametr. Autorzy<br />
przypuszczają, że odmienne reakcje komórek spermatogenezy w warunkach<br />
eksperymentalnych mogą być wynikiem zastosowanych w badaniach dwóch różnych<br />
wartości amplitud fali ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz.<br />
Wyniki badań eksperymentów własnych i nieliczne przedstawione w piśmiennictwie w tym<br />
temacie dają podstawy do dalszych badań dotyczących min.: oceny zachowania się<br />
elektrolitów, białek, przemian energetycznych, a także wielu innych oddziaływań w nasieniu<br />
ludzkim [8,9].<br />
Ponadto przedstawione wyniki badań własnych mają implikacje kliniczne, bowiem na ich<br />
podstawie można przypuszczać, że ZJSPMoNIM 0,5mT o częstotliwości 50Hz jest jednym z<br />
ksenobiotyków, który selektywnie obniża płodność mężczyzn.<br />
Literatura<br />
[1] Aitken, R. J.; Bennetts, L. E.; Sawyer, D.; Wiklendt, A. M.; King, B. V. Impact of radio frequency<br />
electromagnetic radiation on DNA integrity in the male germline. Int. J. Androl. 2005, 28(3), 171-179.<br />
[2] Andersen, A. G.; Jensen, T. K.; Carlsen, E.; Jorgensen, N.; Andersson, A. M.; Krarup, T.; Keiding, N.;<br />
Skakkebaek, N. E. High frequency of sub-optimal semen quality in an unselected population of young men.<br />
Hum. Reprod. 2000, 15(2), 366-372.<br />
[3] Aqarwal, A.; Deepinder, F.; Sharma, R. K.; Ranga, G.; Li, J. Effect of cell phone usge on semen analysis in<br />
men attending infertility clinic: an observational study. Fertil. Steril. 2008, 89(1), 124-128.<br />
[4] Łopucki, M.; Jakiel, G.; Bakalczuk, Sz.; Pietruszewski, S.; Kankofer, M.; Bakalczuk, G.; Tkaczuk-Włach,<br />
J.; Kotarski, J. Influence of alternating magnetic field with magnetic iduction 0,5mT and frequency 50Hz<br />
on human spermatozoas in vitro. Int. J. of Andrology. 2005, 28(1), 106.<br />
[5] Derias, E. M.; Stefanis, P.; Drakeley, A.; Gazvani, R.; Lewis-Jones, D. I. Growing concern over the safety<br />
of using mobile phones and fertility. Arch. Androl. 2006, 52(1), 9-14.<br />
[6] Szmigielski, S.; Sobiczewska, E. Współczesne poglądy na ryzyko nowotworowe pól magnetycznych 50Hz<br />
w świetle wyników międzynarodowych programów naukowych. Pola elektromagnetyczne 50Hz w<br />
środowisku człowieka. Ed.: EKOKONSULT Biuro Projektowo-Doradcze. Materiały konferencyjne –<br />
Poznań., 2003, 31-46.<br />
[7] Iorio, R.; Scrimaglio, R.; Rantucci, E.; Delle Monache, S.; Di Gaetano, A.; Finetti, N.; Francavilla, F.;<br />
Santucci, R.; Tettamanti, E.; Colonna, R. A preliminary study of oscillating electromagnetic field effects on<br />
human spermatozoon motility. Bioelectromagnetics. 2007, 28, 72-75.<br />
[8] Semczuk, M.; Kurpisz, M. Andrologia; Wydawnictwo Lekarskie PZWL., 2006, 145-346.<br />
[9] Mukai, C.; Okuno, M. Glycolysis plays a major role for adenosine triphosphate supplementation in mouse<br />
sperm flagellar movement. Biol. Reprod. 2004,<br />
157
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC<br />
SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES<br />
František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel<br />
University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering, Czech Republic<br />
The paper deals with the possibility of recycling plastic materials. As their particular levels<br />
should be as pure as possible, it is crucially important to have a sufficiently powerful<br />
technique for their mutual separation. One of the promising techniques of this kind is based<br />
on the triboelectric effect consisting in the fact that small particles of a mixture of plastics are<br />
able to accept electric charge whose value depends on the type of plastic [1]. And after<br />
charging, the particles are transported to a stronger electric field where they freely fall down<br />
and their movement is driven by the local field strength.<br />
An appropriate device (separator) of this kind is indicated in Fig. 1.<br />
Fig. 1. Typical separator of plastic particles<br />
It consists of two electrodes, one of them being grounded. The electrodes are supposed to be<br />
covered by a suitable insulating material that prevents recharging of the particles in case of<br />
direct impacts with them. The mixture of charged particles is delivered by the feeder. At the<br />
bottom of the device there are recycle bins used for accumulating of particular levels of<br />
plastics. One of the principal demands is to tune the shape of the electrodes and widths of the<br />
bins so that the particles of different levels fall down exactly to the corresponding bin.<br />
The aim of the paper is to model the dynamics of the particles in the device determined for<br />
separation of two levels (polyethylene – PET and polyvinylchloride – PVC) and optimize the<br />
shape of both electrodes in order to satisfy the demands concerning the purity of particular<br />
levels. The mass and charge of the mixed particles obeys the Gauss distribution.<br />
Electric field in between the electrodes in the separator is described by the equation for the<br />
electric potential �<br />
div��grad��� 0 , (1)<br />
where � is the dielectric permittivity. The boundary conditions are given by the known<br />
values of the electric potential on the electrodes and Neumann condition along the artificial<br />
boundary placed at a sufficiently distance from the device.<br />
The movement of the particle obeys the equations for its velocity v and trajectory s in the<br />
forms<br />
158
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
dv<br />
d<br />
m � Fe � Fa � F g , �<br />
dt<br />
dt<br />
s<br />
v . (2)<br />
Here e F denotes the Coulomb force acting on the particle, F a represents the aerodynamic<br />
resistance and F g is the gravitational force.<br />
The above model was solved numerically using our own code Agros2D, which is a powerful<br />
user’s interface serving for pre-processing and post-processing of the problems solved. The<br />
code collaborates with the library Hermes containing the most advanced fully adaptive<br />
algorithms for solution of systems of generally nonlinear and nonstationary partial differential<br />
equations (PDEs) based on the finite element method of higher order of accuracy. The<br />
movement of the particles affected by electric field, gravity and drag aerodynamic resistance<br />
is modeled by an adaptive Runge-Kutta-Fehlberg method with a time-varying time step. The<br />
shape optimization is carried out using a technique based on higher-order conjugate gradients.<br />
Some results follow. Fig. 2 (left part) shows the starting arrangement; the right part shows the<br />
final arrangement with the optimized shape of electrodes.<br />
Fig. 2. The starting (left) and final (optimized electrodes) arrangement (right)of the separator<br />
Figure 3 (left part) depicts the typical trajectories of the PVC particles, while its right part<br />
depicts the efficiency of separation as a function of the voltage between the electrodes.<br />
Fig. 3. Typical trajectories of the PVC particles in the optimized device (left) and efficiency of the process as a<br />
function of voltage between the electrodes for the basic and optimized arrangements (right)<br />
159
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Acknowledgment<br />
This work was supported by the European Regional Development Fund and Ministry of<br />
Education, Youth and Sports of the Czech Republic (project No. CZ.1.05/2.1.00/03.0094:<br />
Regional Innovation Centre for Electrical Engineering – RICE) and Grant project GACR<br />
P102/11/0498.<br />
References<br />
[1] Saeki, M.: Triboelectric Separation of Three-Component Plastic Mixture, Particulate Science and<br />
Technology, Vol. 26/5, pp. 494–506, 2008.<br />
COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS<br />
FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS<br />
WITH UNSTRUCTURED MESHES<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
“Széchenyi István” University, Department of Automation<br />
Laboratory of Electromagnetic Field, Hungary<br />
Different applications of domain decomposition method [1], [2] have a long history in<br />
computational science. The reason for employing the sub-structuring technique was the small<br />
memory of computers. To solve large scale problems, a domain was divided into sub-domains<br />
that fit into computer memory. However, the computer memory grows but demand for<br />
solution of large real life problems is always ahead of computer capabilities. The large scale<br />
computations and simulations performed with finite element method (FEM) [3] often require<br />
very long computation time. While limited progress can be reached with improvement of<br />
numerical algorithms, a radical time reduction can be made with multiprocessor computation.<br />
In order to perform finite element analysis on a parallel computer, computation should be<br />
distributed across processors.<br />
The finite element method [3] is an important technique for the solution of a wide range of<br />
problems in science and engineering. It is based on the weak formulation of the partial<br />
differential equations, which can be obtained by the Maxwell’s equations and the weighted<br />
residual method [3]. The most time consuming part in finite element computations is the<br />
solution of the large sparse system of equations. Therefore, the solution of a large system of<br />
equations must be parallelized in order to speed-up the numerical computations [1].<br />
Two non-overlapping domain decomposition methods, the Schur complement method [1], [2]<br />
and the FETI (Finite Elemenet Tearing and Interconnectioning) method [4], [5], [6]<br />
have been used after the cut of the finite element mesh into sub-regions or also called subdomains<br />
(see in Fig. 1), and it reduces the large mass matrix into smaller parts. The<br />
independent sub-domains, and the assembling of these equation systems can be handled by<br />
the independent processors of a supercomputer or by the independent computers of a<br />
computer grid i.e. in a parallel way. Furthermore, after the assembling, the system of linear<br />
160
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
equations has also been solved in a parallel way. Fig. 2 presents an example about the<br />
assembled results of problem, and the run-time via numer of processors.<br />
Fig. 1. Schematic description of parallel computation<br />
The full paper presents a parallel approach for the efficient solution of 1D and 2D elliptic<br />
partial differential equation problems by parallel finite element method. These problems are<br />
case studies to show the steps of the Schur complement method and FETI method with<br />
parallel finite element technique. The domain decomposition methods will present and<br />
compare by the run-times via number of processors and by the speed-up via number of<br />
processors.<br />
Fig. 2. Magnetic flux distribution and the magnetic flux lines of the quarter of single-phase transformer and the<br />
run-time at different number of processors<br />
References<br />
[1] Magoulés F., Mesh partitioning techniques and domain decomposition method, Kippen, Stirling, Scotland,<br />
Saxe-Coburg Publication, 2007.<br />
[2] Kruis J., Domain decomposition methods for distributed computing, Kippen, Stirling, Scotland, Saxe-<br />
Coburg Publication, 2006.<br />
[3] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press, 2008.<br />
161
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[4] Toselli A., “FETI domein decomposition methods for scalar advection-diffusion problems”, Computer<br />
methods in applied mechanics and engineering, Vol. 190, 2001, pp. 5759–5776.<br />
[5] Farhat C., Mandel J., “The two-level FETI method for static and dynamic plate problems Part I: An optimal<br />
iterative solver for bihamonic systems”, Computer methods in applied mechanics and engineering, Vol.<br />
155, 1998, pp. 129–151.<br />
[6] Farhat C., Chen P., Mandel J., Roux F. X.,, “The two level FETI method Part II: Extension to shell<br />
problems, parallel implementation and performance results”, Computer methods in applied mechanics and<br />
engineering, Vol. 155, 1998, pp. 153–179.<br />
A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD<br />
AND SAR DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT<br />
IN THE TRUNK OF A TEENAGER<br />
Arkadiusz Miaskowki 1 , Andrzej Krawczyk 4 , Grażyna Olchowik 3 , Ewa Łada-Tondyra 2 ,<br />
Andrzej Bartosiński 4<br />
1 University of Life Sciences in Lublin, Poland<br />
2 Częstochowa University of Technology, Poland<br />
3 Medical University of Lublin, Poland<br />
4 Military Institute of Hygiene and Epidemiology<br />
There are many people who carry metallic implants inside their bodies. In general, these<br />
implants can be divided into two groups i.e. passive implants like orthopedic plates, wires,<br />
rods and active ones like pacemakers. Also children can carry metallic items like titanium<br />
bars in the case of, for example, pectus excavatum deformity which produces sunken<br />
appearance of the chest [1].<br />
Whenever a RF field impinges on such a metallic object, the field is scattered around the<br />
conductor and may redistribute the energy of the incident field to produce peak SAR (Specific<br />
Absorption Rate) concentrations around the parts of the implant. SAR is the fundamental<br />
metric of RF heating and can be calculated in any point of the exposure material from the<br />
internal electric field (E) using:<br />
� �2 σ<br />
SAR = E<br />
(1)<br />
ρ<br />
where σ is the conductivity (S/m), ρ is the mass density (kg/m 3 ), and E is expressed in rms V/m.<br />
This study explores the use of FDTD modeling technique for assessing metallic implant<br />
influence on SAR and E-field distribution in the realistic three-dimensional finite-difference<br />
geometry based on Virtual Family (see Fig. 1) [2].<br />
The dielectric properties (electrical conductivity, relative permittivity and mass density) of the<br />
boy model used in this study were based on Cole-Cole model [3] with parameters taken from<br />
Gabriel [4]. The preliminary results of SAR distributions for frequency f = 2.45 GHz can be<br />
seen in Fig. 2.<br />
162
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig. 1. Thelonious 6-year-old boy from Virtual Family<br />
Fig. 2. SAR10g distribution for the boy model with implant (right) and without it (left)<br />
It was found that the implant did not change the SAR distribution in the model for the<br />
presented configuration, but unexpectedly the SAR values decreased when compared with the<br />
model without an implant. Further investigation will be conducted for different plane wave<br />
polarizations and frequencies in order to find the worst scenarios.<br />
References<br />
[1] Michael E. Conti, Anesthetic Management of Acute Subcutaneous Emphysema and Pneumothorax<br />
Following a Nuss Procedure: A Case Report, AANA Journal, June 2009, Vol. 77, No. 3, pp. 208-211.<br />
[2] http://www.speag.com/products/semcad/applications/medical-technology-simulations/high-resolutionphantom-models/<br />
[3] K.S.Cole and R.H.Cole, Dispersion and absorption in dielectrics: I. Alternating current characteristics,<br />
Journal of Chemical Physics, April 1941, pp.341-351.<br />
[4] C. Gabriel, Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies,<br />
Report N.AL/OE-TR- 1996-0037, Occupational and environmental health directorate, Radiofrequency<br />
Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA), 1996.<br />
163
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY<br />
ELEKTROMAGNTETIC FIELD DISTRIBUTION<br />
AND SPECYFIC ABSORPTION RATE<br />
IN NATURALISTIC BREAST MODELS<br />
Joanna Michałowska-Samonek 1 , Arkadiusz Miaskowski 2 , Andrzej Wac-Włodarczyk 1<br />
1 Lublin University of Technology, Institute of Electrical Engineering and Electrotechnologies<br />
2 University of Life Sciences in Lublin, Department of Applied Mathematics and Computer Science<br />
Introduction<br />
The development of microwave breast cancer detection techniques, which can be seen in the<br />
last ten years, forces electromagnetic field (EMF) analysis in the context of electromagnetic<br />
hazards. Referring to the standard proposed by the Commission on Non-Ionizing Radiation<br />
Protection – ICNIRP [4] and adopted by EU as the norm, parameters which are required for<br />
estimation of EMF exposures in the frequency range of 10 MHz-10 GHz are electric field (E)<br />
and Specific Absorption Rate (SAR).<br />
The SAR value is defined in an official 2008/46/WE directive [3] of the European Parliament<br />
and Council document prepared on the basis of ICNIRP report. According to the current<br />
Directive the limit value of SAR averaged to 10 grams is SAR10g = 0.4 W/kg.<br />
SAR is a measure of the rate at which energy is absorbed by the body when exposed to a high<br />
frequency electromagnetic field. It is defined as the power absorbed per mass of tissue and<br />
has units of watts per kilogram (W/kg). SAR is usually averaged either over the whole body,<br />
or over a small sample volume (typically 1 g or 10 g of tissue).<br />
SAR can be calculated from the electric field within the tissue as:<br />
2<br />
� E<br />
SAR � (1)<br />
�<br />
where � is the conductivity of tissue [S/m], ρ is the density of the tissue [kg/m 3 ], E – electric<br />
field in the tissue.<br />
Numerical analysis<br />
In order to estimate the electric field and SAR distribution in female breast the authors have<br />
used freely available database of the models [5]. The breast phantoms are derived from series<br />
of T1-weighted magnetic resonance images (MRIs) and they are divided into four categories:<br />
mostly fatty (75% glandular<br />
tissue).<br />
164
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Fig.1. Naturalistic breast model –Class 1 (mostly fatty)<br />
In our case the electrical properties of the breast model were calculated for frequency of<br />
6GHz with regard to Cole-Cole equation [1] with parameters taken from Gabriels [2].<br />
��<br />
�<br />
� � � � � �<br />
s<br />
� � � � ��<br />
� j�<br />
�� � � ��<br />
�<br />
�<br />
1 �<br />
j<br />
1��<br />
�j��� ��o<br />
where: ω – angular frequency , Δε = ε∞ - εs – dielectric increment , εs – electric permittivity,<br />
εo – permittivity of vacuum, σs – static conductivity, � - relaxation time, α- parameter of time<br />
relaxation distribution.<br />
In order to simulate a source of electromagnetic field a dipole antenna has been used. The<br />
dipole was prepared for resonance frequency f = 6 GHz and its the power was estimated for<br />
2W. The exemplary distributions of EMF and SAR can be seen in Fig.2<br />
a) b)<br />
165<br />
SAR avg=138,2 [µW/g]<br />
Fig.2. Mostly fatty breast: a) Electric field distribution, b) SAR10g distribution<br />
On the base of simulations the authors have received the electric field distribution and SAR in<br />
the considered models. One can see that the values of E and SAR are below the values<br />
proposed in the norms.<br />
(2)
References<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[1] Cole K.S., at all, Dispersion and absorption in dielectrics, J.Chem.Phys.,pp.341-351, 1941,<br />
[2] Gabriel C. ,The dielectric properties of biological tissue: I. Literature survey, Phys. Med. Biol, mvol.41,<br />
pp.2231-2249, 1996,<br />
[3] http://rop.sejm.gov.pl/1_0ld/opracowania/<strong>pdf</strong>/material30.<strong>pdf</strong>,<br />
[4] ICNIRP, Guidelines for Limiting Exposure to Time-Varying Electric, Magnetic, and Electromagnetic<br />
Fields (up to 300 GHz), Health Physics, vol. 74, no 4, pp. 494-522, 1998,<br />
[5] Zastrow E., at all, Database of 3D Grid-Based Numerical Breast Phantoms for use in Computational<br />
Elektromagnetics Simulation Universityof Wisconsin, http://uwcem.ece.wisc.edu/home.ktm.<br />
WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI<br />
Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski<br />
Politechnika Częstochowska, Instytut Elektroenergetyki<br />
Materiały magnetyczne o strukturze amorficznej charakteryzują się bardzo korzystnymi<br />
właściwościami magnetycznymi, elektrycznymi oraz mechanicznymi. Materiały amorficzne<br />
produkowane w postaci cienkich taśm stosowane są przede wszystkim do produkcji rdzeni<br />
transformatorów rozdzielczych, ale także znalazły zastosowanie w czujnikach, ekranach<br />
magnetycznych oraz głowicach do zapisu informacji.<br />
a)<br />
Rys.1. Włókno amorficzne (a) [12] oraz mikrowłókno w osnowie szklanej (b) [13]<br />
W latach 80-tych ubiegłego wieku rozpoczęto produkcję materiałów amorficznych<br />
w postaci cienkich włókien o cylindrycznym kształcie, charakteryzujących się specyficznymi<br />
właściwościami magnetycznymi [1]. Włókna amorficzne produkowane są obecnie dwiema<br />
podstawowymi technologiami:<br />
� poprzez gwałtowne schładzanie strumienia ciekłego metalu w wirującej cieczy (ang.<br />
in-rotating water quenching technique). Technologia ta umożliwia produkcję włókien<br />
amorficznych o średnicach rzędu od 80 do 160 �m,<br />
166<br />
b)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
� poprzez gwałtowne schłodzenie ciekłego metalu przepływającego przez szklaną<br />
kapilarę, co pozwala na uzyskanie mikrowłókna amorficznego w szklanej osnowie<br />
(ang. glass-coated melt spinning method). Średnica włókna otrzymanego tą metodą zawiera<br />
się w granicach 1-20 �m, a grubość szklanej warstwy wynosi 2-10 �m [1-5,7-9,11].<br />
Właściwości magnetyczne włókien i mikrowłókien amorficznych silnie zależą od ich składu<br />
chemicznego, który jest odpowiedzialny za znak oraz wartość magnetostrykcji. Włókna<br />
amorficzne można podzielić na trzy podstawowe grupy:<br />
� włókna na bazie Fe o dodatniej i stosunkowo dużej magnetostrykcji (� � 10 -5 ),<br />
� włókna na bazie Co o ujemnej magnetostrykcji (� � -10 -6 ),<br />
� oraz włókna na bazie Co z niewielkim dodatkiem Fe, charakteryzujące się bliską zeru<br />
magnetostrykcją (� � -10 -7 ) [1,2,4,5,9].<br />
Najbardziej charakterystyczną cechą włókien oraz mikrowłókien amorficznych jest<br />
bistabilność magnetyczna, reprezentowana przez prostokątną pętlę histerezy magnetycznej.<br />
Zjawisko bistabilności magnetycznej uwarunkowane jest jednodomenową strukturą włókna<br />
i polega na skokowym przemagnesowaniu materiału, czemu odpowiada pojedynczy skok<br />
Barkhausena. Zjawisko to występuje przy krytycznej wartości pola magnetycznego,<br />
określanego jako pole przełączające [1,4,5,8,10].<br />
Zjawisko bistabilności magnetycznej występuje wyłącznie dla włókien amorficznych<br />
o dużych (ujemnych bądź dodatnich) wartościach magnetostrykcji. W przypadku włókien<br />
o bliskiej zeru magnetostrykcji, ze względu na bark w nich struktury jednodomenowej, nie<br />
obserwuje się zjawiska bistabilności magnetycznej, a pętla histerezy charakteryzująca ich<br />
właściwości magnetyczne ma postać zbliżoną do krzywej bezhisterezowej [2,4,7,10]. We<br />
włóknach tych występuje natomiast zjawisko gigantycznej magnetoimpedancji, polegające na<br />
znaczących zmianach impedancji materiału pod wpływem zewnętrznego, stałego pola<br />
magnetycznego [1,4,6-10].<br />
Włókna amorficzne z względu na swoje właściwości magnetyczne (w tym zjawisko<br />
bistabilności magnetycznej i gigantycznej magnetoimpedancji) i mechaniczne (m.in. znikome<br />
wymiary), znalazły zastosowanie w różnego typu sensorach magnetycznych, jak również<br />
przyczyniły się do ich miniaturyzacji.<br />
Literatura<br />
[1] Vázquez M., Hernando A., A soft magnetic wires for sensor applications, J. Phys. D: Appl. Phys.,<br />
29 (1996), 939-949<br />
[2] Vázquez M., Zhukov A.P., Magnetic properties of glass-coated amorphous and nanocrystalline microwires,<br />
/444J. Mag. Mag. Mater., 160 (1996), 223-228<br />
[3] Chiriac H., Óvári T.A., Pop Gh., Barariu F., Amorphous glass-covered magnetic wires for sensing<br />
applications, Sensor and Actuators A, 59 (1997), 243-251<br />
[4] Vázquez M., Soft magnetic wires, Physica B, vol. 299 (2001), 302-313<br />
[5] Chiriac H., Preparation and characterization of glass covered magnetic wires, Mat. Sci. Eng. A,<br />
304-306 (2001), 166-171<br />
[6] Kamruzzaman Md., Rahman I.Z., Rahman M.A., A review on magneto-impedance effect in amorphous<br />
magnetic materials, J. Mat. Proc. Tech., 119 (2001), 312-317<br />
[7] Zhukov A., Glass-coated magnetic microwires for technical applications, J. Mag. Mag. Mater.,<br />
242-245 (2002), 216-223<br />
[8] Marín P., Hernando A., Magnetic microwires: manufacture, properties and applications, Encyclopedia of<br />
Materials: Science and Technology, 2004, 1-9<br />
[9] Zhukova V., Ipatov M., Zhukov A., Thin magnetically soft wires for magnetic microsensors, Sensors, 9<br />
(2009), 9216-9240<br />
[10] Mohri K. i in., Advances of amorphous wires magnetics over 27 years, Phys. Status Solidi A,<br />
4 (2009), 601-607<br />
167
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[11] Vázquez M., Adenot-Engelvin A.-L., Glass-coated amorphous ferromagnetic microwires at microwave<br />
frequency, J. Mag. Mag. Mater., 321 (2009), 2066-2073<br />
[12] http://www.jsamd.com/ - strona internetowa Amorphd Noval Materials Technology Co. Ltd., Jiangsu,<br />
China<br />
[13] http://www.icmm.csic.es/gnmp - strona internetowa Group of Nanomagnetism and Magnetization<br />
Processes, Instituto de Ciencia de Materiales de Madrid, CSIC, Spain<br />
Wstęp<br />
ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ<br />
FUNDAMENTALNYCH<br />
W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH<br />
ELEKTROMAGNETYZMU<br />
Stanisław Pawłowski 1 , Jolanta Plewako 2<br />
Politechnika Rzeszowska<br />
1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych<br />
2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki<br />
� z<br />
��<br />
W zagadnieniach polowych najpowszechniej stosuje są metody należące do kategorii<br />
obszarowych (MES, MRS). Popularność konkurencyjnych, w stosunku do nich, metod<br />
brzegowych (np. MEB) jest znacznie mniejsza, pomimo, że te pierwsze pod bardzo wieloma<br />
względami im ustępują (większe rozmiary modelu numerycznego i wymagania sprzętowe,<br />
trudności w analizie układów zawierających obszary nieograniczone, kłopotliwa ocena błędu<br />
rozwiązania i inne). Główną przyczyną tego stanu rzeczy jest to, że metody brzegowe<br />
uznawane są za mniej uniwersalne, np. za nie nadające się do rozwiązywania zagadnień<br />
nieliniowych. Istotnie, wszystkie metody brzegowe bazują na zasadzie superpozycji, która<br />
obowiązuje jedynie w zagadnieniach liniowych. Pomimo to istnieją pewne koncepcje<br />
wskazujące na możliwość ich zastosowania również w<br />
zagadnieniach nieliniowych [1].<br />
Autorzy od szeregu lat zajmują się badaniem i rozwijaniem<br />
rzadko stosowanej w zagadnieniach elektrodynamiki<br />
brzegowej metody rozwiązań fundamentalnych (MRF) [2,<br />
3, 4, 5]. W niniejszej pracy podjęto próbę jej<br />
zaimplementowania do analizy zagadnień nieliniowych na<br />
przykładzie modelowego zagadnienia magnetostatyki.<br />
Przeprowadzono testy numeryczne pozwalające na<br />
wstępną ocenę jej skuteczności i celowości ewentualnych<br />
dalszych badań nad możliwościami jej zastosowania w<br />
bardziej złożonych zagadnieniach elektrodynamiki<br />
obliczeniowej.<br />
168<br />
R u<br />
��<br />
x<br />
� ����<br />
� �<br />
R k<br />
Rys. 2 Analizowany układ<br />
i<br />
y
Sformułowanie zagadnienia<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rozważane zagadnienie dotyczy analizy pola magnetostatycznego wzbudzonego przez prąd<br />
stały płynący w zwoju kołowym otaczającym kulę o nieliniowych właściwościach<br />
magnetycznych, opisanych zależnością � � �(H<br />
) (rys. 1). Przy poczynionych założeniach,<br />
w rozpatrywanym obszarze natężenie pola magnetycznego H można wyrazić za pomocą<br />
skalarnego potencjału magnetycznego � ( H � �grad�<br />
), spełniającego równania:<br />
I<br />
I grad� ( H)<br />
� grad�<br />
� � � �<br />
we wnętrzu kuli, (1)<br />
�(<br />
H)<br />
II<br />
�� � 0 w obszarze zewnętrznym, (2)<br />
oraz warunki brzegowe:<br />
I II<br />
� � � ,<br />
II<br />
I<br />
��<br />
��<br />
� �r<br />
( H)<br />
�r<br />
�r<br />
Zarys metody rozwiązania<br />
na powierzchni granicznej. (3)<br />
Rozwiązania tak postawionego zagadnienia można poszukiwać na drodze iteracyjnej,<br />
przyjmując w pierwszym kroku � = const, a w następnych przez rozwiązanie równania (1),<br />
którego prawą stronę wyznacza się na podstawie rozkładu pola obliczonego w kroku<br />
poprzednim. W każdym kroku iteracji rozwiązywane jest więc równanie liniowe (Poissone’a),<br />
dzięki czemu rozwiązanie może być przedstawione w postaci superpozycji potencjału<br />
„źródłowego” 0<br />
i<br />
� i kombinacji liniowej rozwiązań fundamentalnych równania Laplace’a<br />
N<br />
k 0<br />
k k<br />
� ( ) � � ( r)<br />
� p F ( r)<br />
, k = I, II, i – numer iteracji, (4)<br />
i<br />
r i �<br />
n�1<br />
n<br />
gdzie:<br />
I<br />
0 grad�<br />
( Hi�1<br />
) � grad�<br />
i�1<br />
3<br />
� r � ���<br />
r�<br />
i ( )<br />
d , i > 1,<br />
4��<br />
( H ) r � r�<br />
I<br />
�<br />
i�1<br />
rn - punkty osobliwe rozwiązań<br />
W pierwszym kroku iteracji<br />
0 i<br />
�1<br />
� � z<br />
2�<br />
�<br />
�<br />
0<br />
n<br />
169<br />
k<br />
Fn<br />
n<br />
F :<br />
1<br />
( r)<br />
� , n = 1,..,N , (5)<br />
r � r<br />
k<br />
F n leżące poza obszarem � k .<br />
0<br />
� 1 jest potencjałem pola wzbudzającego, który wyraża się całką:<br />
2 2<br />
�Ru<br />
cos�<br />
� � � z<br />
d�<br />
2 2 2 2<br />
2 2<br />
( � sin � � z ) R � 2�R<br />
cos�<br />
� � � z<br />
u<br />
u<br />
k<br />
Współczynniki p n w sumie aproksymacyjnej w (4) wyznaczane są w taki sposób, aby dla<br />
k<br />
ustalonego zbioru rozwiązań fundamentalnych F n (określonego zbiorem ich punktów<br />
osobliwych) w możliwie najlepszym stopniu spełnić warunki brzegowe. Uzyskuje się to przez<br />
minimalizację funkcjonału błędu brzegowego rozwiązania. Stosując metodę najlepszej<br />
aproksymacji sprowadza się zagadnienie do liniowego układu równań algebraicznych.<br />
Literatura<br />
[1] Jabłoński P.: Metoda elementów brzegowych w analizie pola elektromagnetycznego, Wydawnictwo<br />
Politechniki Częstochowskiej. Częstochowa 2003.<br />
[2] Pawłowski S.: Solution of boundary value problem approximated by fundamental solutions, Journal of<br />
Technical Physics, 34, 2, s. 161-172, 1993.<br />
[3] Pawłowski S.: Iteracyjno-brzegowa metoda analizy trójwymiarowych zagadnień quasi-stacjonarnych<br />
zagadnień elektrodynamiki, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów 2009.<br />
k<br />
n<br />
(7)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[4] Pawłowski S., Plewako J.: Application of iterative boundary method in determination of 3D harmonic<br />
electromagnetic field induced by current ducts. Electrical Review, No 12, p. 109-112, 2010.<br />
[5] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Scatter of high frequency electromagnetic wave on the trihedral<br />
conductive, Przegląd Elektrotechniczny, No 12b, s. 5-9, 2011.<br />
INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN<br />
ON TORQUE CHARACTERISTICS<br />
FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR<br />
Lidija Petkovska 1,2 , Goga Cvetkovski 1<br />
1<br />
Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies,<br />
Macedonia<br />
2<br />
International Balkan University, Samoilova 10, 1000 Skopje, Macedonia<br />
Introduction<br />
High-performance drives require permanent magnet synchronous motors (PMSMs) that<br />
produce smooth static torque with rather low component of cogging torque. In many<br />
commercially available motors, their typical value is 5-15% of the rated torque. However, due<br />
to the imperfect manufacture, even properly designed PMSMs may have higher cogging<br />
torque, as much as 25% of rated value. Hence, to design motors that meet required<br />
specifications, accurate methods for torques prediction and assessment are necessary [1]. A<br />
variety of techniques for cogging torque reduction are applied. They fall into two categories:<br />
drive strategies and geometric design. The former approach [2] includes current waveform,<br />
switch–on/off, duty cycle, etc. The second approach [3] deals with the geometric design of<br />
stator and rotor lamination, permanent magnet poles shape, air-gap profile, etc.<br />
Analysis Model and Procedure<br />
The analysis model is PM synchronous motor with 3-phase, 6-poles, 18 A rated current, 0-<br />
10Nm torque control, and 0-4000rpm speed control. There are 6 high energy Sm–Co magnet<br />
poles, surface mounted on the rotor, that are magnetized in radial direction, and a stator<br />
lamination with 36 slots.<br />
Three different stator yoke models, modified from a common round stator yoke [2], are<br />
analysed.<br />
• Yoke Y1: the round stator yoke is a common cylinder configuration;<br />
• Yoke Y2: in the round stator yoke Y1 are added 6 symmetrically displaced circular<br />
interlocks;<br />
• Yoke Y3: in the stator yoke Y2 there are flat edges and 8 extra notches with 3 different<br />
shapes.<br />
170
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
These stator structures Y1, Y2 and Y3 are shown in Fig. 1, (a), (b) and (c), respectively; they<br />
all are formed with identical yoke thickness, inner radius of the stator and stack length.<br />
(a) Yoke 1 – Y1 (b) Yoke 2 – Y2 (c) Yoke 3 – Y3<br />
Figure 1. Three different stator yoke structures<br />
The two-dimensional Finite Element Analysis (FEA) is used for prediction torque<br />
characteristics of PMSM. The Maxwell stress tensor is used to calculate torques. The mesh of<br />
finite elements is with more than 57,000 nodes and 116,000 elements. In order to achieve a<br />
very close estimation of torque, the mesh density in the air gap, where the Maxwell stress is<br />
highest, has been refined. The calculations start with no-load, when the magnetic field is<br />
produced by the permanent magnets only. The next FEM results show the effects of load on<br />
the magnetic field distribution in the motor. The computations are carried out with rated<br />
current; rotor rotation is selected to be clockwise. The magnetic field distribution at rotor<br />
position of 30 0 mech., for 3 studied models is presented in Fig. 2.<br />
(a) Y1 (b) Y2 (c) Y3<br />
Figure 2. Magnetic field distribution at I=In=18 A and �=30 0 mech.=90 0 el.<br />
(a) Y1 (b) Y2 (c) Y3<br />
Figure 3. Cogging torque characteristics for different yoke geometries<br />
The static torque is another important characteristic for performance analysis of the PMSM.<br />
For torque calculations various approaches exist; we use the weighted stress tensor of a<br />
171
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
volume integral, as results tend to be more accurate. Characteristics Tem=f(�) at rated current<br />
are shown in Fig. 4. One can notice that the peak torque value is not affected, but an<br />
asymmetry of the wave profile is evident. More computational results and discussion will be<br />
given in the full manuscript.<br />
Computational Results<br />
(a) Y1 (b) Y2 (c) Y3<br />
Figure 4. Static torque characteristics at rated current for different yoke geometries<br />
The cogging torque is determined from the FEM results for unexcited PMSM. Characteristics<br />
Tcog=f(�) for the three analysed models are shown in Fig. 3. Obviously, notches and interlocks<br />
in stator yoke, which are standard methods for stator lamination stacking, cause local<br />
saturation peaks in the back iron which in turn give rise to peak cogging torque and change<br />
the period of the profile.<br />
References<br />
[1] Ionel, D.M., Popescu, M., Mc Gilp, M.I., Miller, T.J.E., Dellinger, S.J. (2005) Assessment of Torque<br />
Components in Brushless Permanent-Magnet Machines Through Numerical Analysis of the<br />
Electromagnetic Field, IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, pp. 1149-1158.<br />
[2] Petkovska, L., Cvetkovski, G. (2011) Assessment of Torques for a Permanent Magnet Brushless DC Motor<br />
Using FEA, Journal Przeglad Elektrotechniczny Vol. 87, No. 12b, pp. 132-136.<br />
[3] Lefley, P., Petkovska L., Cvetkovski, G. (2011) Optimisation of the Design Parameters of an Asymmetric<br />
Brushless DC Motor for Cogging Torque Minimisation, Proceedings of the 14 th International European<br />
Conference on Power Electronics and Applications – EPE'2011 on CD, pp. 1-8, Birmingham, United<br />
Kingdom.<br />
172
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ<br />
KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA<br />
NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI WIRNIKA<br />
W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO<br />
KLATKOWEGO<br />
Danuta Pliś<br />
Politechnika Rzeszowska<br />
Wymagania, jakie aktualnie stawia się wysokonapięciowym silnikom indukcyjnym, co do ich<br />
energooszczędności, hałasu, drgań oraz minimalizacji efektów pasożytniczych, ujawniają<br />
potrzebę szczegółowej analizy wymienionych zjawisk. Łączy się to z analizą<br />
przyszczelinowej strefy rdzenia, w tym przydatności stosowania klinów magnetycznych<br />
w zamknięciach żłobków stojanów w silnikach indukcyjnych klatkowych, oraz stojanów<br />
i wirników w silnikach indukcyjnych pierścieniowych. Przy współpracy silników indukcyjnych<br />
z układami przekształtnikowymi wymienione zagadnienia wymagają także rozpoznania w celu<br />
oceny przydatności stosowania klinów magnetycznych oraz ich optymalnego doboru.<br />
Zastępując w zamknięciu żłobków kliny niemagnetyczne magnetycznymi można wpłynąć na<br />
zmiany przewodności żłobkowej, stan nasycenia zębów w strefie przyszczelinowej oraz<br />
wartość współczynnika Cartera. Zmiany te wiążą się z uzyskaniem innych parametrów<br />
elektromagnetycznych mających wpływ na własności statyczne silników. Stosowanie klinów<br />
magnetycznych wpływa pozytywnie na parametry związane ze stanem ustalonym,<br />
w szczególności znamionowego punktu pracy. Uściślenie analizy efektów, zarówno<br />
pozytywnych jak i negatywnych, na etapie obliczeń elektromagnetycznych może wnieść<br />
przydatne informacje do konstrukcji i technologii wykonania.<br />
Korzystając z metody obwodowo-polowej, badania symulacyjne przeprowadzono<br />
w odniesieniu do silnika indukcyjnego trójfazowego SZJC 196T EX 6 kV 320 kW.<br />
W stojanie zamodelowano żłobki prostokątne zamknięte klinami magnetycznymi o względnej<br />
przenikalności magnetycznej �rk = 3 oraz �rk = 5. Analizę nagrzewania się uzwojeń przy<br />
różnych wartościach względnej przenikalności magnetycznej klina �rk w stojanie,<br />
przeprowadzono w całym zakresie prędkości: od rozruchu do stanu ustalonego.<br />
Uzyskane rezultaty obliczeń nagrzewania się klatki wirnika odniesione do różnych wartości<br />
względnej przenikalności magnetycznej klinów �rk w stojanie przedstawiono w postaci<br />
wykresów temperatury wzdłuż wysokości pręta w jego obszarze żłobkowym (A),<br />
pozażłobkowym (B) i w pierścieniu zwierającym (C). Dla przykładu graficznie przedstawiono<br />
przypadek, gdy temperatura pręta w żłobkowej części osiąga maksimum (rys. 1a-c) oraz po<br />
zakończeniu rozruchu (rys. 2a-c).<br />
173
a) � = 9 s<br />
�rk = 1<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 1. Stan cieplny klatki wirnika w chwili �, gdy występuje najwyższa temperatura pręta w żłobkowej jego<br />
części w silniku z klinami w stojanie o względnej przenikalności magnetycznej �rk<br />
a) � = 15,6 s<br />
�rk = 1<br />
132<br />
165<br />
0<br />
�[ C]<br />
204<br />
�� 0<br />
C]<br />
81<br />
A B C A B C<br />
A B C<br />
33<br />
33<br />
30<br />
30<br />
118<br />
217<br />
�� 0<br />
C]<br />
160<br />
182<br />
�� 0 C]<br />
b) � = 14 s<br />
�rk = 3<br />
b) � = 21,5 s<br />
�rk = 3<br />
A B C<br />
Rys. 2. Stan cieplny klatki wirnika po zakończeniu rozruchu w czasie � silnika z klinami magnetycznymi o<br />
względnej przenikalności magnetycznej �rk w stojanie<br />
Pręty klatki wirnika w silnikach z klinami magnetycznymi nagrzewają się bardziej<br />
równomiernie w porównaniu z prętami w silnikach z klinami niemagnetycznymi. Największa<br />
różnica temperatury pomiędzy górną i dolną warstwą pręta klatki wirnika w żłobkowej części,<br />
w silniku z klinami niemagnetycznymi wynosi �� = 141 o C, w silniku z klinami<br />
magnetycznymi o względnej przenikalności �rk = 3: �� = 131 o C, a dla �rk = 5: �� = 123 o C.<br />
W silniku z klinami niemagnetycznymi najwyższą temperaturę pręt klatki wirnika w<br />
żłobkowej części osiąga po 57% czasu rozruchu i wynosi ona � = 204 o C, w silniku z klinami<br />
magnetycznymi o względnej przenikalności �rk = 3 najwyższą temperaturę pręta � = 217 o C<br />
uzyskano po 65% czasu rozruchu, a dla �rk = 5: � = 245 o C po 72% czasu rozruchu. Po<br />
zakończeniu rozruchu w silniku z klinami niemagnetycznymi pręt klatki wirnika w żłobkowej<br />
części osiągnął temperaturę � = 165 o C, w silniku z klinami magnetycznymi jest ona wyższa i<br />
wynosi � = 182 o C dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej �rk = 3 oraz � =<br />
212 o C dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej �rk = 5.<br />
174<br />
32<br />
32<br />
36<br />
36<br />
167<br />
245<br />
0<br />
�[ C]<br />
195<br />
212<br />
0<br />
�[ C]<br />
c) � = 22 s<br />
�rk = 5<br />
A B C<br />
c) � = 30,5 s<br />
�rk = 5<br />
37<br />
37<br />
A B C<br />
40<br />
40
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WIRELESS BODY SENSOR NETWORK<br />
– FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS<br />
Introduction<br />
Anna Pławiak-Mowna 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 University of Zielona Gora, Faculty of Electrical Engineering,<br />
Computer Science and Telecommunications<br />
2 Czestochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering<br />
The wireless sensor networks are formed by small electronic devices called nodes, whose function is<br />
to obtain, convert, transmit and receive a specific signal, which is captured by specific sensors, chosen<br />
depending on the sensing environment. A wireless sensor network consists of devices such as are<br />
micro-controllers, sensors and transmitter/receiver which the integration of these form a network with<br />
many other nodes (sensors) [1].<br />
Wireless Body Area Network<br />
One of the most interesting areas for the implementation of the Wireless Sensor Network is in the<br />
medical field because there are different challenges which are associated with monitoring the human<br />
body. The concept of biomedical signals, focuses on the acquisition of data common phenomena of<br />
the human body. The human body responds to its environment. Thus in order to monitor all these<br />
features the sensors on the body surface are strategically deployed on a patient, forming a cluster that<br />
is called Wireless Body Area Network (WBAN). A WBAN contains a number of portable, miniaturized,<br />
and autonomous sensor nodes that monitors the body function. It provides long term health monitoring<br />
of patients under natural physiological states without constraining their normal activities.<br />
Research on wireless healthcare/monitoring systems can be grouped into three categories: application<br />
specific sensor system design, collection and processing data, and communication [2].<br />
Wireless Body Area Network Applications<br />
Wireless Sensor Network are being investigated for use in a variety of applications, such as:<br />
1. military (battle field surveillance, enemy/friendly forces monitoring and tracking, biological<br />
and chemical attack detection),<br />
2. environmental applications (forest fire and flood detection, seismic activity, monitoring of<br />
drinking water and level of air pollution),<br />
3. health applications (monitoring of human physiological data), home applications (intrusion<br />
detection, home automation),<br />
4. commercial applications (inventory control, material fatigue, monitoring of product quality),<br />
5. climate control in large buildings and habitat monitoring [3].<br />
The application of WBAN in a medical environment may consist of wearable (on-body) and<br />
implantable (in-body) sensor nodes that sense biological information from the human body and<br />
transmit over a short distance wirelessly to a control device worn on the body or placed at an<br />
accessible location (table 1).<br />
175
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Table 1. The selected applications of the in-body and on-body sensor<br />
Application<br />
Type<br />
Sensor Node<br />
Conclusion<br />
In-body<br />
Applications<br />
On-body Medical<br />
Applications<br />
176<br />
On-body<br />
Non-Medical<br />
Applications<br />
Pacemaker ECG Forgotten Things Monitor<br />
Glucose Sensor<br />
SpO2<br />
Endoscope Capsule Blood Pressure Social Networking<br />
Assessing soldier fatigue and battle<br />
readiness (report their activities to the<br />
commander, i.e., running, firing, and<br />
digging)<br />
Due to the development of wireless technologies, an uncontrolled electromagnetic influence on<br />
medical devices used for telemetry can be found in the public and home environment. The signal<br />
monitoring does not focus only on the medical area also find that developments in the search (for<br />
example): (1) monitoring the environment, soil or water observation, (2) the maintenance of certain<br />
physical conditions (temperature, pressure, etc.), (3) detection of fires, earthquakes or floods, (4) civil or<br />
military assistance. As a conclusion, applications of Wireless Body Sensor Network will be reported.<br />
The other problem associated with the use of WBSN is the potential impact of electromagnetic<br />
radiation to human bodies.<br />
References<br />
[1] C.A. Lozano, C.E. Tellez and O.J. Rodriguez (2011). Biosignal Monitoring Using Wireless Sensor<br />
Networks, Biomedical Engineering, Trends in Electronics, Communications and Software, Anthony N.<br />
Laskovski (Ed.), ISBN: 978-953-307-475-7, InTech, Available from:<br />
http://www.intechopen.com/books/biomedical-engineering-trends-in-electronics-communications-andsoftware/biosignal-monitoring-using-wireless-sensor-networks,<br />
accessed: May 2012<br />
[2] B. Chen and D. Pompili, "Transmission of Patient Vital Signs using Wireless Body Area Networks,"<br />
Mobile Networks and Applications (Springer), vol. 16, no. 6, pp. 663-682, 2011<br />
[3] S. Ullah, P. Khan, N. Ullah, S. Saleem, H. Higgins, K.S. Kwak, A Review of Wireless Body Area<br />
Networks for Medical Applications, International Journal of Communications, Network and System<br />
Sciences, Vol. 2, No. 8, pp 797-803, 2009<br />
[4] http://www.ieee802.org/15/pub/TG6.html
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI<br />
W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA<br />
W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH<br />
SILNIKA INDUKCYJNEGO<br />
Andrzej Popenda<br />
Politechnika Częstochowskiej, Wydział Elektryczny<br />
W pracy zaproponowano prosty sposób uwzględnienia zjawiska naskórkowości w prętach<br />
klatki wirnika poprzez uzmiennienie rezystancji i reaktancji rozproszenia uzwojenia wirnika<br />
klatkowego, odnosząc zaproponowane modyfikacje modelu matematycznego do innego,<br />
znanego z literatury sposobu uzmiennienia parametrów silnika oraz do najprostszego modelu<br />
obwodowego o stałych parametrach. Dla wykazania poprawności zastosowanych rozwiązań<br />
przeprowadzono eksperymentalną weryfikację otrzymanych wyników badań modelowosymulacyjnych<br />
z wykorzystaniem modelu matematycznego silnika indukcyjnego klatkowego<br />
z zaproponowanymi modyfikacjami.<br />
Analiza matematyczna<br />
W wyniku przeprowadzonej analizy matematycznej (zamieszczonej w pełnej wersji referatu),<br />
przy założeniu przypadku jednowymiarowego (pręt klatki bez skosu, przewodzący prąd w<br />
kierunku osi wału wirnika – y), pole magnetyczne oddziałuje w kierunku osi z (w kierunku<br />
rozwiniętego obwodu wirnika) i zależy tylko od współrzędnej x (w kierunku wysokości pręta)<br />
z pomijalnym efektem brzegowym oraz przyjmując układ odniesienia związany z wirnikiem<br />
(względem tego układu wirnik jest nieruchomy) określono głębokość � wnikania prądu do<br />
pręta klatki, mierzoną od zewnętrznej części żłobka<br />
7<br />
2 2�<br />
1 10 �<br />
� � � �<br />
(1)<br />
��� �� 2�<br />
� f<br />
r<br />
przy czym f = f2 częstotliwość prądu wirnika, � – rezystywność przewodnika.<br />
Głębokość � wnikania prądu do pręta klatki określa czynną powierzchnię przekroju pręta, przez<br />
którą przenika prąd dla danej częstotliwości f2, a więc rezystancja wirnika zależy od �<br />
S hr<br />
Rr � R � Rrn<br />
� k<br />
�<br />
p<br />
rn<br />
�br1 r<br />
R<br />
rn<br />
gdzie: Rrn – rezystancja wirnika bez efektu naskórkowości sprowadzona na stronę stojana, Sp<br />
– pole poprzecznego przekroju pręta, br1 – szerokość żłobka wirnika równa w przybliżeniu<br />
szerokości pręta. Zmienna kr jest funkcją pierwiastka kwadratowego z częstotliwości<br />
płynącego prądu, co można wyrazić następująco<br />
177<br />
(2)
k<br />
r<br />
2gr<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
f2<br />
� (3)<br />
f<br />
gdzie f2gr – częstotliwość, przy której głębokość wnikania prądu jest równa wysokości pręta.<br />
Uproszczoną zależność przedstawiającą zmienność indukcyjności rozproszenia<br />
uzwojenia wirnika klatkowego określono przez analogię do (2)<br />
L<br />
�rn<br />
�r � (4)<br />
kr<br />
L<br />
gdzie: L�rn – indukcyjność rozproszenia uzwojenia wirnika klatkowego bez efektu<br />
naskórkowości sprowadzona na stronę stojana.<br />
Powyższe modyfikacje, polegające na uzmiennieniu parametrów uzwojenia wirnika,<br />
uwzględniono w obwodowym modelu matematycznym silnika indukcyjnego, zawierającym<br />
równania napięciowe uzwojeń stojana i wirnika zapisane z wykorzystaniem wektorów<br />
przestrzennych::<br />
d<br />
d<br />
u s � Rs<br />
is<br />
� � � j�<br />
s a�<br />
u<br />
dt<br />
s<br />
r � Rri<br />
r � � � j(<br />
�<br />
r a � pb�m<br />
) �<br />
(5)<br />
dt<br />
r<br />
gdzie: us, ur, �s, �r, is, ir – wektory napięć, strumieni skojarzonych i prądów, stojana i wirnika,<br />
Rs, Rr – rezystancje uzwojeń stojana i wirnika, �m – prędkość kątowa wirnika, pb – liczba par<br />
biegunów. Równania (5) uzupełnia się zależnościami (6) oraz równaniem ruchu wirnika (7)<br />
L i � L i � i<br />
� L i � L i � i<br />
(6)<br />
� � �,<br />
� �<br />
�<br />
s �s<br />
s<br />
m<br />
d�<br />
J m<br />
m � me<br />
� m<br />
dt<br />
s<br />
m<br />
r<br />
�<br />
r �r<br />
*<br />
, m � p � �i<br />
�<br />
e<br />
b<br />
s<br />
r<br />
s<br />
178<br />
m<br />
s<br />
r<br />
Im� (7)<br />
gdzie: L�s, L�r, Lm – indukcyjności rozproszenia uzwojeń stojana i wirnika oraz indukcyjność<br />
magnesowania, Jm – moment bezwładności wirnika, me – moment elektromagnetyczny<br />
rozwijany przez silnik, mm – moment oporowy pochodzący od maszyny roboczej (obciążenie<br />
zewnętrzne) i strat własnych (obciążenie wewnętrzne).<br />
Porównanie wyników badań modelowo-symulacyjnych z wynikami badań eksperymentalnych<br />
Pomiary podczas bezpośredniego rozruchu silnika wykonano z wykorzystaniem zespołu<br />
elektromaszynowego, w skład którego, poza generatorem hamulcowym o dostosowanych<br />
parametrach, wchodził silnik indukcyjny klatkowy. Silnik podłączono bezpośrednio do sieci<br />
400 V i zarejestrowano przebiegi prądu i napięcia fazowego oraz mocy chwilowej obliczonej<br />
dla jednej fazy silnika na podstawie zmierzonych przebiegów napięcia i prądu.<br />
Porównanie przebiegów zmierzonych i symulowanych na modelach o stałych i zmiennych<br />
parametrach silnika zaprezentowano na rysunkach w pełnej wersji referatu.<br />
Podsumowanie<br />
W wyniku przeprowadzonych badań stwierdzono, że w przypadku znanego z literatury<br />
obwodowego modelu matematycznego silnika indukcyjnego ze stałymi parametrami<br />
następuje wydłużenie procesu rozruchu w porównaniu z pomiarem i proponowanym
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
modelem silnika ze zmiennymi parametrami. Uwzględnienie zmiennych parametrów w<br />
modelu matematycznym silnika indukcyjnego w porównaniu z modelem o stałych<br />
parametrach skutkuje szybszym spadkiem amplitudy oscylacji zarówno symulowanego prądu<br />
fazowego jak i symulowanej mocy chwilowej podobnie jak w przypadku prądu i mocy<br />
uzyskanych w wyniku pomiaru.<br />
ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH ALARMOWYCH<br />
Tomasz Prauzner<br />
Akademia im. Jana Długosza w Częstochowie, Instytut Edukacji Technicznej i Bezpieczeństwa<br />
W artykule przedstawione zostały podstawowe problemy związane z wszelkimi zakłóceniami<br />
o podłożu elektromagnetycznym zarówno tymi związanymi z polem bliskim i dalekim, które<br />
w sposób istotny mają wpływ na parametry pracy podzespołów elektronicznych wchodzących<br />
w zakres budowy układów alarmowych. Poddano analizie zjawiska rozprzestrzeniania się<br />
zaburzeń elektromagnetycznych w otoczeniu systemów bezpieczeństwa, wywołujące<br />
zamierzone jak i stochastyczne nieprawidłowości mające wpływ na stabilną pracę systemu.<br />
Ze względu na niezwykle trudną do zidentyfikowania prawidłowość tego zjawiska oraz<br />
złożoną analizę matematyczną, dysertacja oparta będzie na wybranych informacjach z zakresu<br />
omawianej problematyki.<br />
W urządzeniach alarmowych, najczęściej pojawiającymi się podzespołami układów<br />
czujników są elementy oparte na indukcji elektromagnetycznej. Ze względu na różnorodne<br />
rozwiązania technologiczne stosowane w projektach układów alarmowych, rozważania<br />
dotyczące wpływu pola elektromagnetycznego na system elektroniczny, należałoby<br />
uszczegółowić dane zjawisko oddziaływania na poszczególne składowe systemu. Każdy z<br />
podzespołów w zależności od zastosowanej metody pracy, poddawany jest większym lub<br />
mniejszym wpływom PEM (pole elektromagnetyczne). Niestety ze względu na określoną<br />
objętość pracy, temat pracy ograniczony zostanie do informacji najistotniejszych z punktu<br />
czytelnika. W dobie techniki związanej z rozwojem elektryczności, pola elektromagnetyczne<br />
stały się nieodłącznym elementem środowiska życia człowieka. Od kilkudziesięciu lat<br />
głównymi czynnikami występowania PEM stały się czynniki antropogeniczne. Należą do<br />
nich linie energetyczne o częstotliwości 50- 60 Hz, stacje nadawcze radia, telewizji i radarów<br />
(wyższe częstotliwości), trakcje kolejowe o napięciu stałym oraz wszelkie urządzenia<br />
przemysłowe i domowe wykorzystujące energię elektryczną.<br />
179
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 3 Przykład zastosowania systemu alarmowego. Rys. 4 Kształt strefy detekcyjnej bariery mikrofalowej<br />
Zjawisko przenikania i oddziaływania tych pól jest dokładnie opisane i znane. Jeżeli pola<br />
elektryczne i magnetyczne zmieniają się w czasie, to następuje zjawisko wzajemnej indukcji<br />
tych pól, a obszary wzajemnych indukcji przemieszczają się. Podstawowymi równaniami<br />
opisującymi naturę promieniowania elektromagnetycznego są „cztery równania Maxwella”–<br />
prawo Gaussa dla elektryczności, prawo Gaussa dla magnetyzmu, prawo Faradaya oraz prawo<br />
Ampere’a rozszerzone przez Maxwella. Źródłem pola elektrycznego są ładunki elektryczne.<br />
Każdy ładunek elektryczny wytwarza w przestrzeni pole elektryczne działające na inny<br />
ładunek za pomocą siły Lorentza. Z równań Maxwella wynikają następujące prawidłowości -<br />
zmienne pole magnetyczne wytwarza wirowe pole elektryczne (prawo Faradaya), oraz<br />
zmienne w czasie pole elektryczne i przepływające ładunki elektryczne wytwarzają wirowe<br />
pole magnetyczne (prawo Ampere’a). [2]<br />
W naszym otoczeniu mamy mnóstwo źródeł pola elektromagnetycznego, o różnych<br />
częstotliwościach. Nie ma jednego elementu reagującego na całe widmo, są natomiast<br />
elementy reagujące na poszczególne części widma. Są to: 50Hz od sieci (większa jest<br />
składowa magnetyczna, niż elektryczna), pole od wszelkich stacji radiowych i telewizyjnych<br />
(częstotliwości od 200 kHz do 800 MHz), pole od telefonii komórkowej (900 i 1800 Mhz),<br />
pole od kuchenek mikrofalowych (2,4 GHz), radary lotnicze i wojskowe, a wreszcie<br />
promieniowanie Słońca, które niesie energię miliardy razy większą, niż te wszystkie<br />
wymienione poprzednio, bo aż 1,3 kW na metr kwadratowy. (Rys.3)<br />
Rys. 3 Przykładowe widma pola elektrycznego z Rys. 5 Przykładowe drogi przenikania PEM do budynku<br />
pasma częstotliwości 75 MHz – 3 GHz,<br />
zarejestrowane na terenie miejskim.<br />
Systemy alarmowe, obecnie niezwykle zaawansowane technologicznie, będące również<br />
częścią składową systemów nadzoru nad bezpieczeństwem w tzw. inteligentnych budynkach,<br />
powinny odznaczać się niezwykłą funkcjonalnością, ale i poprawnością pracy. Z jednej strony<br />
wzrasta ilość urządzeń elektrycznych powszechnego użytku poprawiające komfort życia, z<br />
drugiej strony powstaje większa ilość wszelkiego rodzaju zakłóceń, których nie można<br />
pominąć. Treściwa analiza ich powstania jest celem pracy grupy naukowców z danego<br />
180
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
zakresu wiedzy. Dzięki uzyskanym wnioskom, konstrukcje stają się coraz bardziej odporne<br />
na zakłócenia elektromagnetyczne.<br />
Literatura<br />
[1] Czujki dualne, Strona firmy CTR Partner, http://www.ctr.pl, 2012.<br />
[2] Paś J., Oddziaływanie zakłóceń elektromagnetycznych – składowej pola elektrycznego na transportowe<br />
systemy bezpieczeństwa, Wyd. Logistyka 6/2011, www.czasopismologistyka.pl.<br />
[3] Portal internetowy http://kompmania.pl, 2012.<br />
[4] T.Prauzner, P.Ptak, Programy symulacyjne w inżynierii bezpieczeństwa, [w:] Journal of Technology and<br />
Information Education nt.: Strategie technického vzdělávání v reflexi doby, Wyd. Palacký University in<br />
Olomouc, Czechy 2011, s. 292-296.<br />
[5] Szóstka J., Fale i anteny. Wydawnictwa Komunikacji i Łączności, Warszawa 2001, s. 419.<br />
[6] Szulc W., Rosinski A., Paś J., Zakłócenia elektromagnetyczne w elektronicznych systemach alarmowych,<br />
www.zabezpieczenia.com.pl, 2012.<br />
SYSTEM ZARZĄDZANIA<br />
W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ<br />
Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz<br />
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii<br />
Prowadzenie prac naukowych ma na celu uzyskanie mierzalnych i powtarzalnych wyników w<br />
zakresie nowych technologii, na etapie ich zbierania i opracowywania a następnie wdrażania.<br />
Wiarygodne dane, szczególnie w trudnej sytuacji ekonomicznej, w jakiej znalazła się polska<br />
nauka, mają duże znaczenie dla rozwoju i współpracy pomiędzy instytutowymi laboratoriami<br />
a środowiskiem przemysłowym, które może osiągnięcia tych laboratoriów wdrożyć oraz<br />
gestorami środków finansowych przeznaczonych na naukę i badania. Analiza osiągnięć oraz<br />
prac badawczych prowadzonych przez polskie instytuty naukowe w ostatnich latach<br />
jednoznacznie wskazuje, że możliwość realizacji tych prac były związane z posiadaniem<br />
wdrożonych systemów zarządzania, właściwych dla laboratoriów badawczych, czyli opartych<br />
na międzynarodowej normie PN-EN ISO/IEC 17025; Wymagania dla laboratoriów<br />
badawczych i wzorcujących. Laboratoria naukowe, które podjęły się wdrożenia do obecnie<br />
obowiązujących w świecie standardów opartych na tej normie mogły uczestniczyć w<br />
krajowych i międzynarodowych programach badań i uzyskiwać zlecenia na swoje usługi.<br />
Wynikiem wdrożenia systemu zarządzania w krajowym ośrodku akredytującym jest zakres i<br />
certyfikat akredytacji.<br />
Wdrożenie systemu a akredytacja<br />
Należy rozróżnić proces wdrażania systemu od posiadania akredytacji. Wdrożenie systemu<br />
polega na podjęciu działań pozwalających na spełnienie wymagań zawartych w normie PN-<br />
EN ISO/IEC 17025, natomiast akredytacja jest formalnym uznaniem kompetencji do<br />
wykonywania określonych działań. W Polce jednostką upoważnioną do udzielania akredytacji<br />
181
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
jest Polskie Centrum Akredytacji podległe Ministrowi Gospodarki. Certyfikat akredytacji jest<br />
ważny 4 lata, a podczas jego trwania przeprowadzane są coroczne oceny w nadzorze,<br />
potwierdzające stan wdrożenia systemu zarządzania.<br />
Wymagania systemu akredytacji<br />
Wymagania zawarte w normie PN-EN ISO/IEC 17025 odnoszą się do każdego laboratorium<br />
niezależnie od jego wielkości, stosowanych metod i rodzaju wykonywanych usług,<br />
a posiadanie akredytacji potwierdza posiadanie kompetencji technicznych do realizacji metod<br />
uznanych za standardowe oraz nieznormalizowanych, przy czym posiadanie systemu<br />
zarządzania zgodnego z normą ISO 9001: Systemy zarządzania jakością, Wymagania; nie jest<br />
potwierdzeniem posiadania kompetencji technicznych do realizacji badań.<br />
Wymagania te dotyczą dwóch zasadniczych obszarów: zarządzania laboratorium i jego<br />
kompetencji technicznych.<br />
Obszar zarządzania dotyczy: organizacji laboratorium; systemu jakości; nadzorowania<br />
dokumentacji; przeglądu zamówień, ofert i umów; podzlecania badań; nabywania usług i<br />
dostaw; obsługi klienta; skarg; nadzorowania prac nie spełniających wymagań; doskonalenia,<br />
działań korygujących i zapobiegawczych; nadzorowania zapisów; auditów oraz przeglądów<br />
zarządzania, spełnienie tych wymagań jest potwierdzeniem spełnienia wymagań systemu<br />
zarządzania zgodnego z normą ISO 9001. Wszystkie te elementy powinny być jednoznacznie<br />
zdefiniowane i znane kierownictwu i personelowi laboratorium.<br />
Obszar kompetencji technicznych jest specyficzny dla laboratoriów badawczych i dotyczy:<br />
personelu; warunków lokalowych i środowiskowych, metod badania oraz ich walidacji;<br />
wyposażenia laboratorium; zapewnienia spójności pomiarowej; pobierania próbek;<br />
postępowania z próbkami; zapewnienia jakości wyników badania; oraz przedstawiania<br />
wyników. Szczególna uwaga została tutaj zwrócona na fakt posiadania kompetentnego<br />
i wykwalifikowanego personelu, posługującego się sprawnym i z zapewnioną spójnością<br />
pomiarową wyposażenia. Równocześnie duży nacisk kładziony jest na walidację stosowanych<br />
metod i zapewnienie jakości wyników badań poprzez udział w krajowych<br />
i międzynarodowych badaniach międzylaboratoryjnych.<br />
Korzyści związane z akredytacją laboratoriów naukowych<br />
Posiadanie akredytacji przez laboratorium instytucji zajmującej się nauką pozwala na<br />
świadczenie usług (komercyjnych) w obszarach objętych ograniczeniami wynikającymi<br />
z obowiązujących przepisów, wykonywanie badań związanych z certyfikacją wyrobów,<br />
prowadzenie badań naukowych dla których wyniki i niezbędne dane są udokumentowane w<br />
jednoznaczny sposób, pozwalając na ich powtarzalne odtworzenie i weryfikację w innych<br />
ośrodkach naukowych oraz wiarygodną prezentację na potrzeby ośrodków przemysłowych<br />
zajmujących się ich wdrożeniem.<br />
Fakt posiadania akredytacji znalazł również swoje odbicie w zasadach oceny parametrycznej<br />
jednostek naukowych, dając instytutom punkty za akredytację laboratoriów badawczych<br />
182
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE<br />
PODUKŁADÓW DO ANALIZY<br />
STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH<br />
WIELODROŻNYCH UKŁADÓW NAPĘDOWYCH<br />
Andrzej Rusek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Układy napędowe z wielodrożną transmisją ruchu występujące między innymi<br />
w samotokowych liniach transportowych oraz w liniach technologicznych przemysłu<br />
chemicznego można w znacznej części rozdzielić na podukłady. Dla podukładów tych po<br />
sformułowaniu modelu matematycznego umożliwiającego analizę stanów dynamicznych<br />
można opracowywać modele symulacyjno-komputerowe dla których w oknach zadawania<br />
parametrów można wprowadzać różne wielkości poszczególnych parametrów, co umożliwia<br />
prowadzenie szerokiej analizy stanów dynamicznych. Prowadzenie analizy z wykorzystaniem<br />
podukładów pozwala na formułowanie założeń projektowych i wytycznych przy<br />
opracowywaniu projektów prototypowych układów napędowych z uwzględnieniem<br />
warunków eksploatacyjnych.<br />
Schematy kinematyczne układów napędowych<br />
W artykule zostaną przeanalizowane następujące zespoły układów napędowych<br />
umożliwiające konfiguracje złożonych układów zawierających elementy sprężyste i<br />
przekładnie zębate. Zespoły układów napędowych przedstawiono odpowiednio na rys. 1, 2, 3.<br />
1<br />
Ms<br />
Mo<br />
J1<br />
�<br />
1<br />
Jk2<br />
p1<br />
Jk1<br />
p<br />
Jk3<br />
2<br />
c2<br />
, b2<br />
183<br />
c1,<br />
b1<br />
Msp2<br />
J3<br />
Msp1<br />
�3<br />
J 2 � 2<br />
2<br />
Rys. 1. Schemat kinematyczny jednomasowego podukładu mechanicznego z dwoma wałami sprężystymi z<br />
oddzielnymi przekładniami zębatymi o wspólnym kole napędowym<br />
3
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Mo<br />
J1 �1<br />
1<br />
Jk1<br />
p1<br />
Jk2<br />
l l<br />
p bp<br />
c ,<br />
d g<br />
l l<br />
t bt<br />
c ,<br />
Rys. 2. Przykładowy schemat kinematyczny układu napędowego linii samotokowej z transmisją ruchu<br />
zespołami łańcuchowymi oraz przekładnią zębatą o przełożeniu p1<br />
�t<br />
J g<br />
�<br />
� l l<br />
p<br />
c ,<br />
g<br />
l l<br />
t bt<br />
c ,<br />
p bp<br />
d g<br />
Rys. 3. Schemat kinematyczny układu napędowego z łańcuchową transmisją ruchu oraz elementem sprężystym<br />
napędzanym przekładnią zębatą<br />
Modele matematyczne<br />
W punkcie tym zostaną przedstawione modele matematyczne do analizy stanów<br />
dynamicznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo podukład z rys. 2<br />
opisany jest układem równań różniczkowych (1).<br />
J<br />
J<br />
'<br />
1<br />
'<br />
1<br />
184<br />
p1<br />
J g<br />
�<br />
g<br />
Jk2<br />
Jk1<br />
Mo<br />
c, b<br />
Msp.w<br />
d<br />
2 l<br />
2 l<br />
�1<br />
�0,<br />
25�<br />
1( �l<br />
p ) d gb<br />
� � p � � � g � p �� 0,<br />
25�<br />
1(<br />
�lt<br />
) d gb<br />
� � t � � � g �t<br />
�<br />
dt<br />
2 l<br />
2 l<br />
�0,<br />
25�<br />
1(<br />
�l<br />
p ) d gc<br />
p �� g � � p �� 0,<br />
25�<br />
1(<br />
�lt<br />
) d gct<br />
�� g � �t<br />
�� 0<br />
2 2<br />
� J � J � p J � p J , �l � , 5d<br />
�� ��<br />
� 0 ,<br />
1<br />
k1<br />
1<br />
k2<br />
1<br />
g<br />
p<br />
g<br />
g<br />
p<br />
� p<br />
�t<br />
J 2 �2<br />
0 , �l � 5d<br />
�� ��<br />
�<br />
� � �<br />
� �1,<br />
if x � 0<br />
1 x �<br />
(1)<br />
0,<br />
if x � 0<br />
'<br />
gdzie: J 1 - ogólny moment bezwładności tarczy 1 z przekładnią zębatą i kołem łańcuchowym<br />
sprowadzony do wału tarczy, � l p , � lt<br />
- wydłużenia części łańcucha w kierunku zgodnym z<br />
ruchem wału tarczy i przeciwnym do ruchu tarczy.<br />
Modele symulacyjno-komputerowe<br />
W punkcie tym zostaną przedstawione modele symulacyjno-komputerowe dla modeli<br />
matematycznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo dla podukładu z<br />
rys. 2 model symulacyjno-komputerowy przedstawiono na rys. 4.<br />
t<br />
�<br />
g<br />
1<br />
g<br />
t
1<br />
Ms<br />
2<br />
Msp.t<br />
3<br />
Msp.p<br />
Mo<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
p<br />
Switch<br />
Switch 1<br />
0<br />
0<br />
1/J<br />
d/4<br />
d/4<br />
Rys. 4. Model symulacyjno-komputerowy podukładu kinematycznego z łańcuchową transmisją ruchu oraz<br />
przekładnią zębatą z rys. 2 – podukład Subsystem Masa-lancuch<br />
Dla modelu symulacyjno-komputerowego z rys. 4 oznaczenie podukładu oraz okno<br />
zadawania parametrów przedstawiono na rys. 5.<br />
Wnioski<br />
W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące konfigurowania modeli symulacyjnokomputerowych<br />
złożonych układów napędowych z wielodrożną transmisją ruchu<br />
zawierających wirujące masy połączone długimi elementami sprężystymi. Zostaną również<br />
przedstawione w formie tabel zestawienia parametrów układów napędowych w zakresie<br />
których można wprowadzać ich zmiany w celu prowadzenia analizy obliczeniowej stanów<br />
dynamicznych dla różnych stanów pracy układów.<br />
a)<br />
Ms<br />
wt<br />
wp<br />
w1<br />
Msp.t<br />
Msp.p<br />
Subsystem<br />
Masa _lancuch<br />
b)<br />
Rys. 5. Oznaczenie podukładu Subsystem Masa-łańcuch (a) z rys. 4 oraz okno zadawania parametrów (b)<br />
185<br />
clt<br />
clp<br />
1<br />
s<br />
blt<br />
blp<br />
1<br />
s<br />
1<br />
s<br />
p*d<br />
d<br />
d<br />
1<br />
w1<br />
2<br />
wt<br />
3<br />
wp
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY<br />
UKŁADU NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO<br />
Z TRANSMISJĄ RUCHU PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI<br />
Wstęp<br />
Andrzej Rusek<br />
Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Układy napędowe samotoków transportowych z transmisją obrotu rolek za pomocą<br />
przekładni łańcuchowych należą do rozwiązań projektowo-konstrukcyjnych często<br />
spotykanych w przemysłowych liniach przemysłowych. Sformułowanie modelu symulacyjnokomputerowego<br />
pełnego układu napędowego zawierającego część mechaniczną oraz silnik w<br />
układzie rozwiniętym tworzyłoby układ bardzo rozbudowany graficznie. Dla sformułowania<br />
modelu symulacyjno-komputerowego układu napędowego zespołu samotokowego z<br />
transmisją obrotu rolek przekładniami łańcuchowymi korzystnym rozwiązaniem jest<br />
opracowanie wstępnego schematu ideowego do opracowania modelu symulacyjnokomputerowego<br />
złożonych układów napędowych. Na rys. 1 przedstawiono schemat ideowy<br />
modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej<br />
obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe<br />
wykorzystując podukłady mechaniczne.<br />
1 1 3<br />
Silnik<br />
Przekładnia<br />
zębata<br />
186<br />
4 1 1<br />
4<br />
4<br />
Transmisja<br />
łańcuchowa<br />
Rys. 1. Schemat ideowy modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej<br />
obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe<br />
Model symulacyjno-komputerowy<br />
W oparciu o schemat ideowy przedstawiony na rys. 1 na rys. 2 przedstawiono model<br />
symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji transportowej linii<br />
samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe.<br />
Na rys. 2 podukłady mechaniczne przedstawiają odpowiednio następujące części wycinka<br />
samotokowej linii transportowej obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu<br />
poprzez przekładnie łańcuchowe przedstawionej schematycznie na rys. 1:<br />
� podukład Motor Subsystem – asynchroniczny silnik indukcyjny specjalnego<br />
wykonania w wersji samotokowej,<br />
1<br />
1<br />
Rolki<br />
1<br />
1
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
� podukład 1 Subsystem Masa-1sp-wal – wirnik silnika indukcyjnego oraz sprzęgło<br />
łączące silnika z dwustopniową przekładnią łańcuchową,<br />
� podukład 2 Subsystem Masa-1sp-wal – dwustopniowa przekładnia łańcuchowa<br />
redukująca obroty silnika,<br />
� podukład 1 Subsystem Masa_lancuch, podukład 1 Subsystem Masa-lancuch-w,<br />
podukład 2 Subsystem Masa-lancuch-w, podukład 3 Subsystem Masa-lancuch-w –<br />
transmisja ruchu obrotowego przenoszona z silnikowej przekładni łańcuchowej na<br />
sekcję saomotokową trzech rolek poprzez wały transmisyjne z indywidualnymi<br />
przekładniami łańcuchowymi poszczególnych rolek sekcji samotoku,<br />
� podukład 5 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 6 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład<br />
7 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 8 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 9<br />
Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 10 Subsystem Masa-1sp-wal, – sekcja<br />
samotokowa linii transportowej składająca się z trzech rolek.<br />
ws Ms<br />
Motor<br />
Subsystem<br />
Ms<br />
w2<br />
w1<br />
Msp<br />
1 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
1/p<br />
1/p<br />
Ms<br />
w2<br />
w1<br />
Msp<br />
2 Subsystem<br />
Masa -1sp_wal<br />
Ms<br />
wt<br />
wp<br />
w1<br />
Msp.t<br />
Msp.p<br />
Subsystem<br />
Masa_lancuch<br />
187<br />
Ms<br />
wt<br />
wp<br />
w2<br />
Ms<br />
wt<br />
wp<br />
w2<br />
Ms<br />
wt<br />
wp<br />
w2<br />
w1<br />
Msp.t<br />
Msp.p<br />
Msp.w<br />
1 Subsystem<br />
Masa_lancuch _w<br />
w1<br />
Msp.t<br />
Msp.p<br />
Msp.w<br />
2 Subsystem<br />
Masa_lancuch _w<br />
w1<br />
Msp.t<br />
Msp.p<br />
Msp.w<br />
3 Subsystem<br />
Masa_lancuch _w<br />
Ms<br />
w2<br />
5 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
Ms<br />
w2<br />
7 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
Ms<br />
w2<br />
w1<br />
Msp<br />
w1<br />
Msp<br />
w1<br />
Msp<br />
9 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
Ms<br />
w2<br />
6 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
Ms<br />
w2<br />
w1<br />
Msp<br />
w1<br />
Msp<br />
8 Subsystem<br />
Masa-1sp_wal<br />
Ms<br />
w2<br />
w1<br />
Msp<br />
10 Subsystem<br />
Masa -1sp_wal<br />
Rys. 2. Model symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji transportowej linii<br />
samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe z rys. 1<br />
Analiza obliczeniowa<br />
Przykładową analizę obliczeniową przeprowadzono dla przypadku przy następujących<br />
założeniach ogólnych:<br />
� układ grupowego napędu elektrycznego trzech rolek samotoku transportowego<br />
z transmisją zębatą ruchu na poszczególne rolki według schematu kinematycznego<br />
z rys. 1 oraz uproszczonego obliczeniowego schematu kinematycznego,<br />
� silnik układu napędowego Skg-132M-6B-S, 5,5 kW, 1000 obr/min,<br />
� model matematyczny silnika asynchronicznego z uwzględnieniem zjawiska nasycenia,<br />
� zasilanie silnika bezpośrednio z sieci 3x400V AC, 50 Hz.<br />
Przykładowe przebiegi symulacyjne obliczeń stanów dynamicznych przedstawiono<br />
odpowiednio na rys. 3 i 4.
Msp.c2, Nm<br />
ns, obr/min<br />
1000<br />
750<br />
500<br />
250<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
0<br />
-50 0 50 100 150 200 250<br />
Ms, Nm<br />
5000<br />
4000<br />
3000<br />
2000<br />
1000<br />
0<br />
Rys. 3. Zależność ns � f ( M s ) dla rozruchu bez obciążenia<br />
-1000<br />
0 0.5 1 1.5 2<br />
t, s<br />
Rys. 4. Przebieg czasowy momentu sprężystego na wale wyjściowym reduktora zębatego dla rozruchu bez<br />
obciążenia<br />
Wnioski<br />
W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące zakresu prowadzenia analizy stanów<br />
dynamicznych układu napędowego z transmisją ruchu obrotu rolek przekładniami<br />
łańcuchowymi z uwzględnieniem długości elementu transportowanego oraz wpływu<br />
położenia elementu transportowanego w stosunku do osi rolki na wielkość nacisków w<br />
podporach rolki.<br />
188
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA<br />
W TRÓJWYMIAROWYM MODELU<br />
POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK<br />
Wstęp<br />
Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska<br />
Politechnika Łódzka, Instytut Systemów Inżynierii Elektrycznej<br />
Połączenie metal-nadprzewodnik stanowi newralgiczny punkt obwodów zawierających<br />
elementy nadprzewodnikowe Problem łączenia elektrycznego obwodu normalnego<br />
z elementami nadprzewodnikowymi pojawia się zatem w większości aplikacji materiałów<br />
nadprzewodnikowych, szczególnie w aplikacjach silnoprądowych. Połączenie o niskiej<br />
jakości (przede wszystkim o dużej rezystancji) może w znacznym stopniu ograniczyć<br />
dopuszczalną wartość prądu transportu w takim obwodzie, pomimo zastosowania materiałów<br />
nadprzewodnikowych charakteryzujących dużą wartością prądu krytycznego. Ciepło<br />
generowane w połączeniu oraz w samej elektrodzie może spowodować lokalny wzrost<br />
temperatury nadprzewodnika, powodując początkowo zwiększenie prawdopodobieństwa<br />
pełzania strumienia magnetycznego, a przy znacznym wzroście nawet przekroczenie<br />
temperatury krytycznej i tym samym cieplną utratę nadprzewodnictwa. Opisany proces może<br />
rozprzestrzenić się w nadprzewodniku i spowodować termiczne zniszczenie materiału [1-2].<br />
Najczęściej używaną postacią materiałów nadprzewodnikowych w aplikacjach<br />
silnoprądowych są druty i taśmy nadprzewodnikowe, w których materiał nadprzewodnikowy<br />
wypełnia tylko część przekroju, a zatem stanowi rdzeń, zaś rolę matrycy pełni metal<br />
o dobrych właściwościach elektrycznych, zapewniając stabilizację mechaniczną, elektryczną<br />
i cieplną. Powszechnie stosowane taśmy nadprzewodnikowe BSCCO wytwarzane są<br />
najczęściej w postaci wielordzeniowej (multifilamentowej) taśmy srebrnej. W przypadku<br />
takich materiałów pojawienie się stanu rezystywnego nadprzewodnika wynika przede<br />
wszystkim z procesów związanych z ruchem strumienia magnetycznego, jednakże w<br />
specyficznej konfiguracji układu elektroda-nadprzewodnik procesy cieplne mogą stać się<br />
dominujące [1-2].<br />
Celem prezentowanej pracy było potwierdzenie, poprzez badania symulacyjne, możliwości<br />
zaistnienia cieplnego mechanizmu utraty nadprzewodnictwa w taśmie srebrnej z rdzeniem<br />
BSCCO, inicjowanego w obszarze połączenia, przy całkowitym pominięciu założeń<br />
dotyczących ruchu strumienia magnetycznego w nadprzewodniku oraz przy uwzględnieniu<br />
pełnego modelu odbierania ciepła przez wrzącą ciecz (ciekły azot LN2). W artykule<br />
przedstawiono założenia i wyniki symulacji uzyskane dla trójwymiarowego modelu<br />
połączenia drut-taśma nadprzewodnikowa, w którym celowo przyjęto specyficzną geometrię<br />
połączenia z dużą dysproporcją zdolności transportowych elementów łączonych (rys.1). Jako<br />
metodę łączenia metalowej elektrody z taśmą przyjęto najczęściej stosowane w takich<br />
rozwiązaniach lutowanie miękkie. Przyjęto również, że pole powierzchni przekroju<br />
poprzecznego drutu jest zdecydowanie mniejsze od pola powierzchni przekroju poprzecznego<br />
taśmy. Taka dysproporcja umożliwia obserwację i analizę procesu utraty stabilności cieplnej<br />
układu, inicjowanej w obszarze połączenia obwodu normalnego z taśmą nadprzewodnikową.<br />
189
Założenia modelu<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 1. Geometria układu drut-taśma (rysunek poglądowy).<br />
Prezentowany model jest trójwymiarowym, nieliniowym modelem sprzężonym. Do opisu<br />
przejścia do stanu normalnego (restryktywnego) stosuje się zasadniczo dwa rodzaje modeli:<br />
model niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności i model nietermiczny. W modelu<br />
niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności główną przyczyną wyjścia ze stanu<br />
nadprzewodnictwa jest ruch strumienia magnetycznego - płynięcie strumienia (ang. flux flow)<br />
w objętości nadprzewodnika i związane z tym straty, których wskaźnikiem ilościowym jest<br />
rezystywność (ang. flux flow resistivity). Wzrost temperatury potęguje efekt płynięcia<br />
strumienia magnetycznego, co na zasadzie dodatniego sprzężenia zwrotnego prowadzi do<br />
niestabilności termicznej i przejścia nadprzewodnika do stanu normalnego. W modelu<br />
nietermicznym wyjście ze stanu nadprzewodnictwa ma silnie dynamiczny charakter i<br />
występuje poniżej temperatury krytycznej. Przyczyną jest tutaj najczęściej niestabilność sieci<br />
wirów przy dużych gęstościach prądu.<br />
W typowym modelu niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności głównymi czynnikami<br />
inicjującymi proces są lokalne fluktuacje temperatury oraz pola magnetycznego. W<br />
założeniach analizowanego modelu przyjęto dominujący charakter zjawisk cieplnych<br />
związanych z transportem prądu elektrycznego przez rezystywną elektrodę drutową. Przy<br />
takim założeniu obszar połączenia i elektrody może stać się głównym źródłem<br />
objętościowym ciepła inicjującym proces propagacji strefy rezystywnej na całą objętość<br />
taśmy nadprzewodnikowej. Do opisu modelu zastosowano równania stałoprądowego<br />
przewodnictwa elektrycznego (1) i transportu ciepła (2) [1-3]:<br />
� 1 �<br />
� � ���<br />
�V<br />
�� � 0<br />
(1)<br />
� � �<br />
gdzie: ρ – rezystywność, V – potencjał elektryczny;<br />
�T<br />
gC � � �(�<br />
�T)<br />
� Q<br />
(2)<br />
�t<br />
gdzie: g – gęstość materiału; C – pojemność cieplna; T - temperatura, λ – przewodność<br />
cieplna, Q – objętościowa gęstość mocy źródeł ciepła.<br />
Zależność rezystywności nadprzewodnika od temperatury ρS(T) opisano ciągłą funkcją (3),<br />
umożliwiającą modelowanie zjawisk cieplnych w nadprzewodniku w szerokim zakresie<br />
temperatur, uwzględniającym również temperatury powyżej temperatury krytycznej [1-3].<br />
Jest to istotne, ponieważ umożliwia analizę zjawisk cieplnych i elektrycznych po utracie<br />
stabilności cieplnej, czyli w stanie normalnym układu”<br />
� � �T �T<br />
���1<br />
�b<br />
� tanh�a<br />
�T �T<br />
��/<br />
2�<br />
� S � �SN<br />
1 �S<br />
C<br />
C<br />
(3)<br />
190
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
gdzie: ρSN – rezystywność nadprzewodnika w stanie normalnym (dla temperatur wyższych od<br />
temperatury krytycznej TC), αS – temperaturowy współczynnik rezystancji dla<br />
nadprzewodnika w stanie normalnym, a oraz b – współczynniki korekcyjne.<br />
W modelu przyjęto konwekcyjną wymianę ciepła z otoczeniem (ciekłym azotem). Warunki<br />
brzegowe zdefiniowano zgodnie z prawem Newtona (4):<br />
q � h(<br />
T �Ts<br />
)<br />
(4)<br />
gdzie: q – gęstość strumienia ciepła, h – współczynnik przejmowania ciepła, Ts – temperatura<br />
czynnika chłodzącego.<br />
Chłodzenie cieczą wrzącą jest najefektywniejszą metodą chłodzenia, jednak wartość<br />
współczynnika przejmowania ciepła jest silnie zależna od temperatury i może zmienia się w<br />
przypadku cieczy w zakresie 500÷10000 W/(m 2 K). W tych warunkach przyjęcie stałej<br />
wartości współczynnika wprowadza dodatkowy błąd. Cechą szczególną prezentowanego<br />
modelu, różniącą go wśród wcześniejszych modeli, jest uwzględnienie empirycznej<br />
zależności współczynnika h od temperatury, uzyskanej na podstawie zależności strumienia<br />
ciepła od temperatury (rys. 2) [3-6]. Wszystkie obliczenia zostały wykonane w pakiecie<br />
symulacyjnym COMSOL Multiphysics [7].<br />
Wyniki i podsumowanie<br />
Rys. 2. Zależność strumienia ciepła q od temperatury dla ciekłego azotu [4].<br />
Na rysunkach 3 przedstawiono typowy rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla<br />
taśmy w stanie nadprzewodnictwa (a) (I < ITC) (ITC – graniczny prąd utraty stabilności<br />
cieplnej) oraz po utracie stabilności cieplnej (b) (I > ITC). Widoczna na rysunku 3a<br />
koncentracja linii prądowych w środku taśmy dowodzi, że prąd płynie jedynie rdzeniem<br />
nadprzewodnikowym. Na rysunku 3b linie prądowe przenoszą się do metalowej matrycy, tym<br />
samym rezystywność nadprzewodnika staje się większa od rezystywności matrycy.<br />
Otrzymane rezultaty potwierdzają możliwość cieplnej utraty nadprzewodnictwa dla układu<br />
elektroda – taśma nadprzewodnikowa, jednakże uzyskane wartości prądu utraty stabilności<br />
cieplnej dla zaprezentowanej konfiguracji osiągają wartości rzędu 300A. Jest to wynik<br />
znacznie przewyższający prąd krytyczny typowych taśm nadprzewodnikowych BSCCO,<br />
którego wartość zwykle nie przekracza 100 – 200 A. Użycie prezentowanego modelu,<br />
191
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
pomijającego zjawiska magnetyczne w nadprzewodniku, może być zatem uzasadnione dla<br />
taśm charakteryzujących się wartościami prądu krytycznego, przekraczającymi 300 – 400 A.<br />
a) b)<br />
Literatura<br />
Rys. 3. Rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla: a) I=280A (przed utratą stabilności cieplnej);<br />
b) I=341A (po utracie stabilności)<br />
[1] Rymaszewski, J., Lebioda, M., Korzeniewska, E.: Propagation of normal zone in superconducting tapes<br />
due to heating in near-electrode area. Materials Science and Engineering B: Solid-State Materials for<br />
Advanced Technology, vol.176 (4), 2011, pp. 334-339.<br />
[2] Rymaszewski, J.: Zastosowanie programu FEMLAB w badaniach zjawisk kontaktowych w<br />
nadprzewodnikach wysokotemperaturowych, Przegląd Elektrotechniczny, 09/2003, s. 634-638.<br />
[3] Marcin Lebioda, Jacek Rymaszewski: Implementacja modeli nadprzewodników w środowisku Comsol,<br />
Electrical Engineering, Poznan University of Technology Academic Journals, Issue 71, Poznań 2012, str.<br />
33-40, ISSN 1897-0737<br />
[4] Frost, W.: Heat transfer at low temperatures. Plenum Press, New York, 1975.<br />
[5] Roy, F., Dutoit, B., Grilli, F., Sirois, F.: Magneto-thermal modeling of second-generation HTS for resistive<br />
fault current limiter design purposes. IEEE Transactions on Applied Superconductivity 18 (1), art. no.<br />
4454348, 2008, pp. 29-35.<br />
[6] Rettelbach, T., Schmitz, G.J.: 3D simulation of temperature, electric field and current density evolution in<br />
superconducting components. Superconductor Science and Technology 16 (5), 2003, pp. 645-653<br />
[7] COMSOL Multiphysics, http://www.comsol.com/<br />
MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE<br />
MASZYNY<br />
SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI<br />
Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO<br />
Ihor Shchur 1 , Andrzej Rusek 2 , Oleksandr Makarchuk 1<br />
1 Politechnika Lwowska, 2 Politechnika Częstochowska<br />
W artykule przedstawiono model matematyczny maszyny synchronicznej z magnesami<br />
trwałymi (PMSM) w prostokątnym układzie współrzędnych d-q związanym z wirnikiem dla<br />
położenia wektora strumienia magnesów trwałych w osi d. W analizie przyjęto sterowanie<br />
192
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
wektorowe dla konstrukcji silnika z powierzchniowo montowanymi magnesami trwałymi dla<br />
warunku zerowej wartości prądu w osi d. W analizie uwzględniono nasycenie magnetyczne<br />
określając indukcyjność dynamiczną. W oparciu o układ równań różniczkowych równowagi<br />
elektrycznej wyznaczono moment elektromagnetyczny. Przedstawiono metodykę<br />
prowadzenia analizy a otrzymane wyniki zweryfikowano dla silnika PMSM o danych P = 4<br />
kW, U = 400 V, n = 1500 obr/min.<br />
Wstęp<br />
W obecnie projektowanych układach napędowych stosowane są często maszyny<br />
synchroniczne z magnesami trwałymi z wirnikami wykonanymi z powierzchniowo<br />
montowanymi magnesami trwałymi (SPMSM) oraz z magnesami trwałymi wbudowanymi w<br />
konstrukcję wirnika (IPMSM). W silnikach tych zachodzi konieczność prowadzenia analizy z<br />
uwzględnieniem nasycenia, oddzielnie w osi d i w osi q. Zależność pomiędzy strumieniem<br />
skojarzonym oraz prądami jest różna dla osi d i osi q z uwagi na specyficzną konstrukcję<br />
wirnika silnika. Analiza układów napędowych w zakresie stanów dynamicznych wymaga<br />
sformułowania modelu matematycznego maszyny synchronicznej z magnesami trwałymi,<br />
który w raz z modelem matematycznym układu mechanicznego transmisji ruchu oraz<br />
modelem obciążenia pozwala na wykonanie obliczeń symulacyjnych stanów dynamicznych.<br />
Model matematyczny silnika PMSM<br />
W prostokątnym układzie współrzędnym d-q związanym z wirnikiem silnika dla położenia<br />
wektora strumienia magnesów trwałych w osi d model matematyczny silnika PMSM<br />
przedstawia układ równań (1):<br />
d<br />
ud � Rsid<br />
� � d ���<br />
q , � d � Ldid dt<br />
��<br />
m<br />
d<br />
uq � Rsiq<br />
� � q � �� d ,<br />
dt<br />
� q � Lqiq<br />
(1)<br />
gdzie: u, i, ψ – napięcie, prąd oraz strumienie skojarzone; R s – rezystancja uzwojenia<br />
fazowego stojana; � � pb�r – pulsacja SEM; b p – liczba par biegunów; � r – prędkość<br />
obrotowa PMSM, � m – strumienie skojarzone od magnesów trwałych.<br />
Zakładając brak wpływu nasycenia magnetycznego w osi d dla analizy w osi q pochodna<br />
zależności strumienia skojarzonego od prądu w tej osi określona jest zależnością (2):<br />
L �<br />
gdzie: � �<br />
q iq<br />
�i �<br />
d d di<br />
�<br />
�i ��<br />
dt<br />
d<br />
�<br />
d �iq � iq<br />
q q q<br />
� q q � � Lq<br />
, (2)<br />
diq<br />
dt<br />
t<br />
– indukcyjność dynamiczna.<br />
Uwzględniając zależności (1) i (2) równania równowagi elektrycznej w osi d i w osi q określa<br />
zależność (3):<br />
d<br />
� d<br />
ud � Rsid<br />
� Ld<br />
id<br />
� �� q �i q �,<br />
uq � Rsiq<br />
� Lq<br />
�iq � iq<br />
� �Ld id<br />
� �� m (3)<br />
dt<br />
dt<br />
Dla przykładowego układu napędowego z całkowitym momentem bezwładności<br />
sprowadzonym do wału silnika model matematyczny części transmisji ruchu przedstawia<br />
układ równań (4):<br />
193
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
d<br />
J � r � b�r<br />
� M e<br />
dt<br />
� M o ,<br />
3<br />
M e � pb<br />
�� di<br />
q<br />
2<br />
3<br />
��<br />
qid<br />
�� pb<br />
�� miq<br />
2<br />
� �Ld iq<br />
��<br />
q �iq ��i<br />
d �<br />
(4)<br />
gdzie: J – całkowity moment bezwładności układu napędowego sprowadzony do wału silnika,<br />
b – współczynnik tłumienia, o M – moment obciążenia, M e – moment elektromagnetyczny.<br />
Analiza obliczeniowa<br />
W celu przeprowadzenia analizy obliczeniowej przyjęto następującą metodykę:<br />
� dla zerowych prądów stojana oblicza się składowe wektora strumienia skojarzonego<br />
stojana � � � � � � � � ��<br />
т<br />
ψ mabc<br />
� � � ma<br />
� � mb<br />
� � mc<br />
� w zależności od kąta położenia wirnika<br />
ψ � wyznaczane są harmoniczne przestrzenne<br />
� . Dla jednej ze składowych � �<br />
ma<br />
nieparzyste, które wykorzystuje się przy modelowaniu SEM maszyny w układzie abc.<br />
� dla kolejnych amplitud prądu wirnika obliczane są składowe wektorów strumienia<br />
ψ� � , � w zależności od kąta położenia wirnika � .<br />
� �<br />
skojarzonego stojana � �<br />
abc j iabc<br />
j<br />
Wartości składowych wektorów prądu wirnika w pierwszym przybliżeniu można<br />
przedstawić jako różnicę pomiędzy wartościami odpowiednich składowych wektorów<br />
strumienia skojarzonego stojana i wektora strumienia skojarzonego od magnesów<br />
trwałych ψabc j�i<br />
abc j��<br />
�,<br />
� �� ψ�<br />
abc j�i<br />
abc j��<br />
�,<br />
� � � ψm<br />
abc��<br />
� Otrzymane wektory oraz<br />
i � transformowane się do układu współrzędnych d-q<br />
odpowiednie wektory � �<br />
abc j<br />
według zależności � � � � � � ��<br />
т<br />
i � � i � i<br />
ψ .<br />
dq j<br />
dq j<br />
d j<br />
� z wektorów strumieni dla najmniejszej wartości prądu �� �,<br />
d j<br />
194<br />
q j<br />
q j<br />
� � �<br />
ψ i ψ � �<br />
abc1 abc1<br />
i<br />
dq1 idq1<br />
określane są indukcyjności rozproszenia � L , magnesowania w osi d, L d oraz wartość<br />
początkowa bez uwzględnienia nasycenia w osi q, L q pocz.<br />
� q j iq<br />
j aproksymowana jest funkcją � q � a1 arctan�a 2iq<br />
�� a3iq<br />
,<br />
gdzie a 1 , a2,<br />
a3<br />
– współczynniki aproksymacji, a indukcyjność dynamiczną określa<br />
zależność<br />
� a1<br />
a2<br />
Lq<br />
�iq �� 2 2<br />
1�<br />
a i<br />
� a3<br />
(5)<br />
� otrzymana zależność � �<br />
Weryfikacja pomiarowa<br />
2<br />
q<br />
Otrzymane wyniki obliczeniowe zweryfikowane wykonując pomiary na stanowisku<br />
laboratoryjnym układu napędowego z silnikiem synchronicznym z magnesami trwałymi<br />
PMSM o danych znamionowych P = 4 kW, U = 400 V, n = 1500 obr/min.
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ<br />
Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU DO OKREŚLANIA<br />
TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO<br />
Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz<br />
Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa<br />
Zadaniem ubiorów ochronnych jest zmniejszenie poziomów pola elektromagnetycznego, na<br />
jakie narażony jest pracownik, do wartości dopuszczalnych. Stosuje się je wszędzie tam,<br />
gdzie zachodzi konieczność przebywania pracownika w obszarze strefy niebezpiecznej. W<br />
niektórych wypadkach odzież taką stosuje się również w obszarze strefy zagrożenia, jeżeli<br />
czas pracy w obszarze strefy jest dłuższy od dopuszczalnego, określonego z przepisów [1].<br />
Spełnienie powyższych wymagań wiąże się z zapewnieniem przez ubiór ochronny określonej<br />
wartości tłumienia pola elektromagnetycznego, a minimalna wartość tłumienia nie powinna<br />
być gorsza jak 10–15 dB [4, 5]. W celu potwierdzenia właściwości ochronnych wykonuje się<br />
pomiary tłumenności gotowego kombinezonu, które można wykonywać np. wg. standardu<br />
[6]. Stosowane procedury wymagają, by wewnątrz ubioru ochronnego umieścić fantom w<br />
kształcie przodu ciała człowieka wypełniony cieczą pozorującą tkankę mięśniową. Wewnątrz<br />
fantomu wykonuje się co określony krok przestrzeni pomiary pola elektrycznego lub SAR, a<br />
następnie porównuje z analogicznymi pomiarami w układzie bez kombinezonu.<br />
Rys. 1. Kombinezony ochronne do pracy w polu elektromagnetycznym (od prawej kombinezon ESO3 [2],<br />
kombinezon wykorzystywany w Deutsche Telekom [3], kombinezon zaprojektowany przez CIOP [fot. WIHiE])<br />
W metodzie punktu środkowego przestrzeni natomiast model ciała składa się z<br />
nieprzewodzącego rusztowania, np. suchego drewna. Wnętrze modelu wypełnione jest<br />
195
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
zamkniętym ze wszystkich stron, zapewniającym straty medium, z pustą przestrzenią w osi<br />
ciała do zamontowania sondy pomiarowej. Medium zapewniające straty składa się z<br />
nasyconego grafitem tworzywa piankowego, które podlega rezonansowi w modelu ciała w<br />
zakresie częstotliwości stosowania ubioru ochronnego. Sondy pola elektrycznego, czasem i<br />
magnetycznego, umieszcza się w osi ciała na wysokości głowy oraz w punkcie środkowym<br />
modelu. Pomiar natężenia pola elektromagnetycznego wykonuje się w układzie z<br />
kombinezonem oraz bez kombinezonu obracając fantom wzdłuż jego osi, tak by ocenić cechy<br />
ubioru przy różnych kierunkach padającej fali. Porównanie zmierzonych wartości prowadzi<br />
do wyznaczenia tłumienia ubioru ochronnego. Budowę takiego fantomu i sposób pomiaru<br />
ilustruje rysunek 2.<br />
Rys. 2 Budowa fantomu i badanie kombinezonu metodą punktu środkowego przestrzeni [7]<br />
Praktyka pokazuje, że niezależnie od jakości użytych materiałów, duży wpływ na tłumienie<br />
pola elektromagnetycznego mają wszelkiego rodzaju połączenia, takie jak szwy i zapięcia.<br />
Dlatego pełniejszą informację o właściwościach ochronnych ubioru daje metoda z<br />
wykorzystaniem fantomu wypełnionego płynem. Jest to jednak metoda bardzo pracochłonna i<br />
uciążliwa do stosowania. Spełnienie wymagań normy [6] wiąże się z przygotowywaniem<br />
mieszaniny płynu fantomowego, którą stosuje się jedynie w wąskim paśmie częstotliwości i<br />
wymaga potwierdzenia pomiarami swoich właściwości elektrycznych, płyn z uwagi na jego<br />
składniki często nie nadaje się po kilku dnach do ponownego wykorzystania, wymagane<br />
uziemienie układu w górnym zakresie częstotliwości stosowania normy jest również<br />
kłopotliwe. Wad tych pozbawiona jest druga metoda – metoda punktu środkowego<br />
przestrzeni. Podstawowe zalety tej metody to prostota wykonania pomiarów oraz możliwość<br />
wielokrotnego wykorzystywania fantomu. Niestety nie daje ona pełnej informacji o<br />
właściwościach ubioru ochronnego, gdyż w skrajnym przypadku informacja o tłumieniu<br />
zbierana jest jedynie z dwóch punktów wewnątrz kombinezonu. Dodatkową trudność stwarza<br />
dobór medium zapewniającego straty, które składa się z nasyconego grafitem tworzywa<br />
piankowego. Pożądana jest również taka modyfikacja budowy fantomu, by informacje o<br />
tłumieniu pola elektromagnetycznego można było zbierać z większej ilości punktów<br />
wewnątrz ubioru ochronnego.<br />
Metoda<br />
Niniejsza praca poświęcona jest analizie stosowalności medium o różnych parametrach<br />
elektrycznych w konstruowaniu fantomów wykorzystywanych w metodzie punktu<br />
środkowego przestrzeni. W analizie wykorzystano algorytm FDTD. Dobór parametrów<br />
196
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
elektrycznych oparto na danych materiałowych typowych materiałów barierowych. Obliczano<br />
i analizowano rozkład pola elektrycznego wewnątrz fantomu zamodelowanego według [6]<br />
zamkniętego wewnątrz ubioru ochronnego wykonanego z materiału z dodatkiem nici<br />
przewodzących o zadanym rozmiarze oczek oraz przewodności.<br />
Wyniki wstępnych obliczeń ilustruje rysunek 3. Przedstawia on rozkład pola elektrycznego<br />
wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką (takiego, jaki w [6] służy do<br />
modelowania tułowia). Fantom ten umieszczono w modelu kombinezonu, którego jedna<br />
ścianka odpowiadała materiałowi z dodatkiem nici przewodzących, pozostałe zaś wykonano z<br />
idealnego przewodnika. Na układ kierowano falę płaską od strony materiału z dodatkiem nici<br />
przewodzących. W kolejnych krokach symulacji zmieniano przewodność elektryczną<br />
fantomu, co odpowiada zmianom zawartości grafitu w tworzywie piankowym. Sąsiadujące<br />
rozkłady pola elektrycznego na rysunku 3 dotyczą fantomów różniących się przenikalnością o<br />
rząd wielkości. Przewodność fantomów rośnie od lewej do prawej.<br />
Rys. 3. Rozkład pola elektrycznego wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką<br />
otoczonego modelem kombinezonu<br />
Wnioski<br />
Obserwacja rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz fantomu zamkniętego w<br />
kombinezonie ochronnym prowadzi do optymalizacji kształtu i prawidłowego doboru jego<br />
właściwości elektrycznych, co pozwala uniknąć fałszywych wyników pomiarów związanych<br />
np. z gorącymi punktami powstającymi w źle dobranym do częstotliwości fantomie.<br />
Jednocześnie otwiera drogę w kierunku stosowalności metody punktu środkowego przestrzeni<br />
w zakresy częstotliwości dotychczas nie brane pod uwagę w analizowanym standardzie [6].<br />
Literatura<br />
[1] Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 29 listopada 2002 r. w sprawie najwyższych<br />
dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia w środowisku pracy<br />
[2] Materiały reklamowe PHU ESO<br />
[3] www.next-up.org<br />
[4] Odzież chroniąca przed oddziaływaniem pól elektromagnetycznych, materiały CIOP,<br />
http://www.ciop.pl/1475.html<br />
[5] Decyzja Ministra Obrony Narodowej Nr 98/MON z dnia 31 marca 2006 r. w sprawie przestrzegania w<br />
resorcie obrony narodowej zasad bezpieczeństwa i higieny pracy przy stosowaniu urządzeń<br />
wytwarzających promieniowanie elektromagnetyczne<br />
[6] DIN 32780-100 Protective clothing - Part 100: Protection against electromagnetic fields in the frequency<br />
range from 80 MHz To 1 GHz - Requirements and test methods<br />
[7] Koch M., Personal safety in high frequency electromagnetic fields. Protective clothing, standards and<br />
measurement procedures, materiały konferencyjne EMC York 2004 International Conference and<br />
Exhibition<br />
197
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ<br />
PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY<br />
NIETERMICZNEJ PLAZMY<br />
Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec<br />
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska<br />
Reaktor plazmowy typu GlidArc jest urządzeniem wytwarzającym nierównowagową plazmę<br />
niskotemperaturową. Do jej wytworzenia wykorzystywane jest quasi-łukowe wyładowanie<br />
elektryczne (łukowe). Generowane w układzie trójfazowym wyładowanie stanowi dla układu<br />
zasilania nieliniowe i niesymetryczne obciążenie [5,6]. Jednocześnie dynamicznie<br />
zmieniające się zjawiska przejściowe i zwarciowe wyładowania wytwarzającego plazmę są<br />
źródłem silnych zaburzeń elektromagnetycznych.<br />
Zaburzenia, zgodnie z teorią jak i przeprowadzonymi badaniami własnymi [2,3,4], propagują<br />
zarówno w postaci pola elektromagnetycznego rozłożonego przestrzennie wokół komory<br />
wyładowczej jak i oddziaływają w sposób przewodzony poprzez tor zasilania na lokalny<br />
system energetyczny. Występujące niezaekranowane wyładowanie wysokiego napięcia w<br />
lokalnej przestrzeni oddziałuje na pracujące w otoczeniu inne urządzenia. Sytuacja ta<br />
wymusza wzrost zainteresowania problematyką harmonijnej pracy reaktora w środowisku<br />
innych urządzeń i systemów elektro-energetycznych [1].<br />
W celu zweryfikowania jakości reaktora jako obiektu elektrycznego, konieczne jest<br />
przeprowadzanie testów zgodnych z regulacjami w zakresie kompatybilności<br />
elektromagnetycznej. Analizie należy poddać zaburzenia promieniowane i przewodzone.<br />
Pełna analiza emisji promieniowanej reaktora wymaga zbadania przestrzeni wokół<br />
plazmotronu pod względem składowej H i E w zakresie częstotliwości roboczych i określenia<br />
wartości pola elektromagnetycznego w wyższych częstotliwościach [2,3,4]. Artykuł dotyczy<br />
metod i wyników pomiarów zaburzeń przewodzonych zmierzonych w torze zasilania reaktora<br />
plazmowego. Analizę zaburzeń przeprowadzono w zakresie 9kHz-30MHz, dodatkowo w<br />
zakresie 30-300MHz wykonano pomiary mocy zaburzeń.<br />
Laboratoryjne reaktory plazmowe badane w instytucie są urządzeniami wieloelektrodowymi<br />
zasilanymi z sieci trójfazowej. Do analizy wybrany został reaktor o konstrukcji złożonej z<br />
trzech elektrod roboczych i dwóch zapłonowych. Trzy stalowe, płaskie elektrody robocze<br />
rozmieszczone są symetrycznie co 120 stopni wewnątrz rurowej szklanej komory<br />
wyładowczej. Centralnie, na wysokości podstawy elektrod roboczych umieszczone są dwie<br />
cienkie elektrody zapłonowe. Ich zadaniem jest wstępna jonizacja przestrzeni<br />
międzyelektrodowej i inicjowanie właściwego wyładowania między elektrodami roboczymi.<br />
Cykl pracy reaktora plazmowego odbywa się przy napięciach rzędu 1-2 kV. Do zasilania<br />
plazmotronu typu GlidArc stosuje się specjalne i zintegrowane układy zasilania [5,6].<br />
198
L1<br />
N<br />
L1<br />
L2<br />
ZASILANIE<br />
autotransformator<br />
Tor zasilania<br />
elektrod<br />
zapłonowych<br />
Tor zasilania<br />
elektrod<br />
roboczych<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Reaktor<br />
plazmowy<br />
Układ podawania i regulacji gazów<br />
plazmotwórczych<br />
Układ<br />
regulacji<br />
gazów<br />
Argon<br />
L3<br />
N<br />
Rys. 1. Schemat blokowy instalacji reaktora plazmowego oraz widok komory wyładowczej<br />
Układ zasilania reaktora plazmowego, tor roboczy i zapłonowy, wraz z elementami<br />
sterowania i kontroli stanowi przykład instalacji stacjonarnej, którą należy poddać badaniom<br />
związanym z kompatybilnością elektromagnetyczną według obowiązujących regulacji i mając<br />
na względzie zapewnienie jej poprawnego funkcjonowania na europejskim rynku.<br />
Wymagania dla instalacji stacjonarnych nie obejmują oznakowania CE i konieczności<br />
sporządzania deklaracji zgodności UE; instalacje takie muszą jednak spełniać wymagania w<br />
zakresie ochrony [1]. Zastosowanie norm zharmonizowanych jest tu najłatwiejszym<br />
sposobem wykazania zgodności z wymaganiami dyrektywy EMC. W zakresie częstotliwości<br />
do 30 MHz, przewody są podstawowym torem propagacji zaburzeń do lokalnego środowiska.<br />
Do badań emisji instalacji reaktora możliwe jest wykorzystanie układu pomiarowego z siecią<br />
sztuczną, z sondą napięciową lub z sondą prądową. W zakresie wyższych częstotliwości (do<br />
300MHz) określenie zaburzeń uzyskuje się poprzez pomiar mocy promieniowanej, a jako<br />
dodatkowe urządzenie pomocnicze stosowane są cęgi absorpcyjne. Każde z tych urządzeń<br />
pomocniczych cechuje się specjalną funkcją przejścia, która, pod postacią współczynników<br />
wprowadzonych do programu sterującego odbiornikiem, wiąże mierzoną wartość na wejściu<br />
miernika zakłóceń z odpowiednim poziomem zaburzenia. Na poniższych wykresach<br />
zaprezentowano, wybrane wartości pomiarowe zmierzone przy użyciu odbiornika ESCI3.<br />
a) b)<br />
Rys.2. Zaburzenia w torze elektrod roboczych, faza L1, prąd roboczy 20A (a), oraz moc promieniowanych<br />
zaburzeń w torze zasilania reaktora plazmowego, faza L3, prąd roboczy 15A (b)<br />
Ze względów ekonomiczno-prawnych konieczna jest analiza kompatybilności<br />
elektromagnetycznej reaktorów plazmowych. Procedury uzyskiwania zgodności instalacji<br />
reaktorów plazmowych z wymaganiami EMC są trudne i wymagają odpowiedniego zaplecza<br />
pomiarowego. Przykładowo, limity napięcia zaburzeń dla detektora AV, dla urządzeń<br />
pracujących w środowisku przemysłowym w zakresie częstotliwości od 0,15 do 0,5 MHz<br />
wynoszą 66 dBμV/m, a w zakresie od 0,5 do 30 MHz wynoszą 60 dBμV/m. Uzyskane wyniki<br />
199<br />
Powietrze<br />
Azot
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
pomiarowe wykazują znaczne przekroczenia dopuszczalnych poziomów, co przekłada się na<br />
konieczność prowadzenia dalszych badań nad reaktorami i ograniczania ich emisji.<br />
Literatura<br />
[1] Dyrektywa unijna 2004/108/EC oraz przewodnik do dyrektywy<br />
[2] Mazurek P.A., Raport grantu badawczego NN510349936, Instytut Podstaw Elektrotechniki i<br />
Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska 2010.<br />
[3] Mazurek P.A., Wprowadzenie do badań zaburzeń przewodzonych w instalacji reaktora plazmowego,<br />
Elektro.info, ISSN 1642-8722, 12/2010, str. 32-34.<br />
[4] Mazurek P.A., Zaburzenia promieniowane reaktora plazmowego typu GlidArc, Przegląd Elektrotechniczny<br />
(Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 87 NR 12b/2011, str. 121-124.<br />
[5] Stryczewska H. D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo<br />
Politechniki Lubelskiej, Lublin 2009.<br />
[6] Stryczewska H. D., Janowski T., Komarzyniec G.: Gliding arc discharge in the triple-electrode system,<br />
Chemia plazmy 2002, VII Ogólnopolskie <strong>Sympozjum</strong>, 2002, s. 29.<br />
DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR<br />
WITH DUAL STATOR WINDINGS AND ANISOTROPIC<br />
ROTOR WITH FLUX BARRIERS<br />
Bojan Štumberger 1,2 , Dalibor Igrec 3 , Amor Chowdhury 3 , Miralem Hadžiselimović 1,2<br />
1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,<br />
2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia<br />
3 Margento R&D d.o.o., Slovenia<br />
Introduction<br />
In wind-power generation different variable-speed generator types can be found. Rotors of<br />
electric generators are usually mechanically coupled to the wind turbines through a gearbox in<br />
order to maintain small machine diameter, while the use of large-diameter low-speed directdrive<br />
generators is less frequent.<br />
The use of doubly-fed wound-rotor induction generators (DFIGs) in wind-power generation is<br />
dominant, although dual-winding induction generators (DWIGs) with special nested-loop<br />
rotors can be found as well [1-4].<br />
The main drawback of the most frequently used DFIGs is the presence of slip rings which<br />
can be problematic from the aspect of reliability and generator maintenance costs. Due to the<br />
absence of the slip rings the brushless doubly-fed reluctance machine (BDFRM) can be a<br />
realistic alternative to the DFIG. Similarly to the DFIG, the BDFRM has a primary winding<br />
(normally called power winding or main winding) and a secondary winding (normally called<br />
excitation winding or control winding). Contrary to the DFIG the excitation winding of<br />
BDFRM is placed in the stator. Because of this special feature the BDFRG can be called dual<br />
stator winding reluctance generator (DSWRG) as well.<br />
200
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
The main and the excitation winding of DSWRG have different number of poles and are<br />
manufactured in distributed winding technology [5-12]. The rotor of the DSWRG has to<br />
provide efficient magnetic coupling between the excitation and the main winding. The most<br />
efficient rotor structure of DSWRG is similar to the rotor structure of an ordinary multiplebarrier<br />
synchronous reluctance machine [5-12], [13-15]. For the successful magnetic coupling<br />
and good machine performance the correct correlation between the number of rotor poles pr<br />
and number of pole pairs of the excitation winding ps and the number of pole pairs of the<br />
main winding pp have to be taken into account: pr=0.5(ps+pp). In the steady-state conditions<br />
the frequency of the induced voltage in the main winding fp (Hz) is connected with the rotor<br />
rotational speed nr (rev/min) and frequency of the excitation current in the excitation winding<br />
fs by: fp=(nrpr/60)-fs.<br />
Due to the many different possible combinations of pole pair number of main and excitation<br />
winding in connection with the number of stator slots and the number of flux barriers per<br />
rotor pole, different structures of DSWRG have been investigated by using finite element<br />
method in order to determine best possible DSWRG construction. The comparison of the<br />
DSWRG characteristic for the four-pole and six-pole conventionally laminated rotor<br />
construction and different number of rotor flux barriers per pole will be presented in the full<br />
paper version for the stator with 48 stator slots.<br />
References<br />
[1] E. Spooner, A.C. Williamson, »Mixed Pole Windings And Some Applications«, IEE Proceedings, Vol.<br />
137, No. 2, pp. 89-97, March, 1990<br />
[2] S. WiIliamson, A. C. Ferreira, A. K. Wallace, »Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed<br />
Machine. Part I : Analysis«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp. 111-122,<br />
March, 1997<br />
[3] S. Williamson, A. C. Ferreira, »Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed Machine. Part 2: Model<br />
Verification And Performance«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp. 123-<br />
129, March, 1997<br />
[4] F. Barati, S. Shao, E. Abdi, H. Oraee, R. McMahon, »Generalized Vector Model for the Brushless Doubly-<br />
Fed Machine With a Nested-Loop Rotor«, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 58, No. 6,<br />
June, 2011<br />
[5] T. Fukami, M. Momiyama, K, Shima, »Steady-State Analysis of a Dual-Winding Reluctance Generator<br />
With a Multiple-Barrier Rotor«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 23, No. 2, pp. 492-498,<br />
June, 2008<br />
[6] R. E. Betz, M. G. Jovanović, »The Brushless Doubly Fed Reluctance Machine and the Synchronous<br />
Reluctance Machine - A Comparison«, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 36, No. 4, pp.<br />
1103-1110, July/August, 2000<br />
[7] F. Valenciaga, P. F. Puleston, »Variable Structure Control of a Wind Energy Conversion System Based on<br />
a Brushless Doubly Fed Reluctance Generator«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 22, No. 2,<br />
pp. 499-506, June, 2007<br />
[8] D. G. Dorrell, M. Jovanović, »On the Possibilities of Using a Brushless Doubly-Fed Reluctance Generator<br />
in a 2 MW Wind Turbine«, Industry Applications Society Annual Meeting, 2008. IAS '08. IEEE, pp. 1-8,<br />
October, 2008<br />
[9] Q. Zhang, H. Liu, »Comparative Study of Brushless Doubly Fed Machine with Different Rotor Structures<br />
Used in Wind Power Generation System«, Power and Energy Engineering Conference (APPEEC), 2010<br />
Asia-Pacific, pp. 1-4, March, 2010<br />
[10] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz, »Issues with the Design of Brushless Doubly-Fed Reluctance<br />
Machines: Unbalanced Magnetic Pull, Skew and Iron Losses«, Electric Machines & Drives Conference<br />
(IEMDC), 2011 IEEE International, pp. 663-668, May, 2011<br />
[11] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz, »Improvements in Brushless Doubly Fed Reluctance Generators<br />
Using High-Flux-Density Steels and Selection of the Correct Pole Numbers«, IEEE Transactions on<br />
Magnetics, Vol. 47, No. 10, pp. 4092-4095, October, 2011<br />
[12] A. M. Knight, R. E. Betz, D. Dorrell, »Design And Analysis Of Brushless Doubly Fed Reluctance<br />
Machines«, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE, pp. 3128-3135, September,<br />
2011<br />
201
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[13] B. Štumberger, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, P. Virtič, M. Trlep, V. Goričan, »Design<br />
and finite-element analysis of interior permanent magnet synchronous motor with flux barriers«, IEEE<br />
trans. magn., Vol. 44, No. 11, pp. 4389-4392, November, 2008<br />
[14] B. Štumberger, V. Goričan, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, M. Trlep, »Performance<br />
evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive«, Prz. Elektrotech., pp. 147-149, 2009<br />
[15] B. Štumberger, R. Pulko, V. Goričan, M. Hadžiselimović, »Influence of permanent magnet material on<br />
characteristics of permanent magnet assisted reluctance motor«, Prz. Elektrotech., Vol. 85, Iss. 12, 2010<br />
WPŁYW WARUNKÓW PRACY<br />
NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA<br />
W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO<br />
Paweł Surdacki<br />
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
Przewody warstwowe II generacji YBCO (YBa2Cu3Ox), weszły w fazę produkcji<br />
przemysłowej i stają się bardzo obiecującym składnikiem nadprzewodnikowych urządzeń<br />
elektroenergetycznych. Przewody te wykazują znaczne wartości gęstości prądu w obecności<br />
silnych pól magnetycznych przy wysokim poziomie temperatur ok. 77 K, które zapewnione<br />
są poprzez chłodzenie ciekłym azotem lub kriochłodziarką mechaniczną. W zakresie<br />
temperatur 60 – 80 K właściwości cieplne taśm YBCO powodują jednak bardzo powolną<br />
dyfuzję ciepła wzdłuż przewodu [1,2]. Prowadzi to do nadmiernego lokalnego nagrzewania<br />
się przewodu w przypadku wystąpienia zaburzenia nadprzewodzenia. W rezultacie zarówno<br />
prędkość propagacji strefy rezystywnej w przewodzie jak i przyrost napięcia są niewielkie, co<br />
utrudnia działanie układu zabezpieczającego przed niekontrolowaną utratą nadprzewodzenia<br />
i wymaga modelowania matematycznego występujących zjawisk.<br />
W niniejszej pracy do badania procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej<br />
YBCO przyjęto makroskopowy model matematyczny [3], który uwzględnia silnie nieliniową<br />
zależność temperaturową pojemności i przewodności cieplnej oraz rezystywności taśmy.<br />
Korzystając z opracowanego modelu komputerowego dokonano określenia wpływu<br />
temperatury T0 przewodu oraz prądu roboczego Ir na wybrane parametry dynamicznego<br />
procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej YBCO.<br />
Do analizy stanów dynamicznych zanikania nadprzewodzenia przyjęto cienką taśmę YBCO<br />
II generacji (rys. 1) [1]. Taśma ma szerokość 4 mm i grubość zaledwie 130,8 µm, na którą<br />
składa się pięć warstw: niklu (grubość 75 µm), buforową (0,3 µm), YBCO (5 µm), srebra (0,5<br />
µm) i miedzi (50 µm), pełniącej funkcję stabilizatora cieplnego i elektrycznego.<br />
Przewód jest poddany zaburzeniu cieplnemu o energii Ez działającemu w czasie tz na długości<br />
xz odcinka przewodu. Niestacjonarne procesy termiczne wywołane zaburzeniem<br />
energetycznym, powiązane z modelem podziału prądu, uwzględniające zmienność<br />
temperaturową pojemności i przewodności cieplnej, rezystywności oraz gęstości mocy<br />
cieplnej stanowiącej wymuszenie zmieniające się w czasie i wzdłuż przewodu opisane zostały<br />
modelem matematycznym [3] opartym na jednowymiarowym niestacjonarnym równaniu<br />
202
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
różniczkowym cząstkowym przewodnictwa cieplnego. W modelu założono liniowość<br />
charakterystyki prądu krytycznego Ic(T) taśmy nadprzewodnikowej YBCO przy braku<br />
zewnętrznego pola magnetycznego. Model ten umożliwia analizę termiczno-elektrycznych<br />
procesów zanikania nadprzewodzenia. Na podstawie przebiegów czasowych temperatury<br />
w obszarze zaburzenia cieplnego w taśmie nadprzewodnikowej można wyznaczyć<br />
podstawowe parametry określające dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia. Do analizy<br />
przyjęto odcinek taśmy YBCO o długości l = 200 mm, której temperatura robocza T0 = 77 K<br />
(ciekłego azotu) i prąd roboczy Ir = 90 A. Parametry zaburzenia cieplnego: xz = 4 mm,<br />
tz =10 ms.<br />
Rys. 1. Przekrój taśmy nadprzewodnikowej YBCO<br />
II generacji [1]<br />
Rys. 3. Zależność temperatury zaburzenia Tz=f(Ir ,T0)<br />
od prądu Ir i temperatury T0<br />
203<br />
Rys. 2. Zależność minimalnej energii utraty<br />
nadprzewodzenia Eq(T0 , Ir) od temperatury T0 i prądu<br />
roboczego Ir taśmy YBCO<br />
Rys. 4. Zależność temperatury utraty nadprzewodzenia<br />
od prądu Tq=f(Ir) dla różnych wartości temperatury<br />
pracy T0<br />
Obliczenia stanów dynamicznych umożliwiające wyznaczenie minimalnej energii utraty<br />
nadprzewodzenia Eq=f(T0,Ir) taśmy warstwowej YBCO przeprowadzono dla wartości<br />
temperatur roboczych T0 � K oraz dla wartości prądu roboczego Ir � A<br />
i odpowiadających im wartości względnych prądu roboczego odniesionego do prądu<br />
krytycznego w danej temperaturze (rys. 2). Minimalna energia utraty nadprzewodzenia Eq<br />
rośnie wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego Ir w przewodzie, natomiast maleje wraz ze<br />
wzrostem temperatury pracy T0. Zatem wraz ze zmniejszaniem się marginesu temperatury<br />
zmniejsza się minimalna energia utraty nadprzewodzenia Eq, pogarszając stabilność<br />
nadprzewodzenia taśmy YBCO.<br />
Z zależności Eq=f(Ir,Tz) (rys. 3) wynika, że im niższa jest wartość prądu roboczego<br />
w przewodzie, tym większy musi być lokalny wzrost temperatury, aby wystąpiła<br />
nieodwracalna utrata stanu nadprzewodzenia. Jednocześnie przy dużych wartościach prądu<br />
roboczego temperatury zaburzenia przyjmują wartości znacznie mniej zbliżone do siebie, niż<br />
ma to miejsce w przypadku małych wartości prądu roboczego. Wskazuje to na znacznie<br />
większą dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia przy prądach bliższych prądowi<br />
krytycznemu. Z zależności Tq = f(Ir,T0) (rys. 4) uzyskanej z obliczeń stanów dynamicznych<br />
wynika, że wartość tej temperatury wzrasta wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
w przewodzie oraz że temperatury utraty nadprzewodzenia dla różnych temperatur pracy<br />
zbliżają się do siebie. Przy dużym prądzie roboczym gwałtowny wzrost temperatury<br />
przewodu rozpoczyna się od znacznie niższych wartości niż przy małym prądzie Ir.<br />
Opracowana metoda analizy umożliwia dobranie temperatury pracy i prądu roboczego<br />
warstwowej taśmy nadprzewodnikowej YBCO w celu uzyskania pożądanych wartości<br />
parametrów procesu przejściowego zanikania nadprzewodzenia oraz zapewnienia stabilnej<br />
pracy nadprzewodnika.<br />
Literatura<br />
[1] Masson P.J., Rouault V.R., Hoffmann G., Luongo C.A., Development of quench propagation models for<br />
coated conductors, IEEE Trans. Appl. Supercond., 18 (2008) (2),1321-4.<br />
[2] Wang X, Caruso AR, Breschi M, et al., Normal zone initiation and propagation in Y-Ba-Cu-O coated<br />
conductors with Cu stabilizer, IEEE Trans. Appl. Supercond., 15 (2005), 2, part 3, 2586-2589<br />
[3] Surdacki P., Termiczne stany dynamiczne wysokotemperaturowych przewodów nadprzewodnikowych<br />
z dwuborku magnezu, Przegląd Elektrotechniczny 86 (2010) no. 12, 149-152.<br />
OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA<br />
NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII<br />
Przemysław Syrek, Antoni Cieśla<br />
AGH Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie<br />
Magnetoterapia została włączona i znalazła uznanie jako jeden z wielu sposobów leczenia<br />
szerokiej gamy schorzeń. Choć odkryta została wiele lat temu [1], zainteresowanie świata<br />
nauki zawdzięcza między innymi znalezieniu się farmakologii na granicy możliwości<br />
uzyskiwania znaczącego postępu. W indywidualnych przypadkach magnetoterapia jest<br />
jedynym remedium możliwym do zastosowania, np. gdy stan pacjenta nie pozwala na<br />
aplikowanie dodatkowych dawek leków. Nie ulega wątpliwości, że postęp w tej gałęzi<br />
medycyny możliwy jest dzięki technice. Dostarczanie odpowiednio przygotowanych<br />
urządzeń i prawidłowe, a zarazem bezpieczne ich stosowanie wymaga także obliczeń<br />
numerycznych, które obrazują wielkości fizyczne, istotne z terapeutycznego punktu widzenia,<br />
z których najważniejszym jest natężenie pola magnetycznego oraz moduł gęstości prądów<br />
indukowanych w leczonych strukturach anatomicznych.<br />
Dobór odpowiednich parametrów aplikatorów – zapewniający odpowiednie wartości pola<br />
magnetycznego – jest istotny w przypadku wielu schorzeń, w tym złamań [2]. Jednak<br />
szczególnie istotne jest zapewnienie korzystnych wartości prądów wirowych w leczonych<br />
miejscach. Jest to zagadnienie skomplikowane, wymagające numerycznego rozwiązywania<br />
równań różniczkowych cząstkowych. Dotyczy to szczególnie schorzeń ortopedycznych, gdyż<br />
przy leczeniu złamań, prądy decydują o przyspieszeniu zrastania kości. W pracy<br />
przedstawiono obliczenia dla tzw. aplikatora eliptycznego (rys.1).<br />
Do analizy wpływu kształtu i położenia aplikatora względem wybranego<br />
do leczenia fragmentu ciała, jako przykład, wybrano głowę kości ramiennej. Na końcu<br />
204
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
bliższym kości ramiennej (łac. humerus) znajduje się głowa kości ramiennej (łac. caput<br />
humeri), w której również wyróżnia się kilka części składowych, m.in. tzw. szyjkę<br />
chirurgiczną (łac. collum chirurgicum) – nazwaną tak, gdyż jest to miejsce częstych złamań<br />
[3]. Widok kości ramiennej i jej elementy pokazuje rys.2.<br />
Rys.1. Aplikator eliptyczny<br />
205<br />
Rys.2. Składowe kończyny górnej<br />
Założono, że aplikator jest usytuowany w następujący sposób: oś symetrii aplikatora jest<br />
prostopadła do osi ręki, a styczna do powierzchni bocznej walca, którego promień podstawy<br />
wynosi ρ. Przesunięcie równolegle do osi ręki oznaczone jest jako x.<br />
Obszar poddany analizie zawarty jest w walcu o długości 0,2 m i średnicy 0,08 m (w<br />
przybliżeniu średnica ręki w okolicach stawu łokciowego), zawiera trzy kości: dolny fragment<br />
kości ramiennej i przylegające końcami kość promieniową i łokciową (rys.2). Całość<br />
otoczona jest tkanką tłuszczową zamodelowaną jako walec o średnicy 0,07 m, otoczoną<br />
warstwą skóry o średnicy 0,08 m. Przyjęto następujące wartości przewodności elektrycznej,<br />
na podstawie [4]: skóra� � 0,1 S/m, tkanka tłuszczowa � � 0,04 S/m, kość � � 0,02 S/m. W<br />
pracach dotyczących magnetoterapii i prądów w ciele człowieka, dopuszczalna wartość<br />
gęstości prądu jest ustalona na poziomie 100 mA/m 2 [5].<br />
Rys. 3. Wartości modułu prądów wirowych (ImaxGKR – wartość maksymalna gęstości prądu wewnątrz głowy<br />
kości ramiennej, IminGKR – wartość minimalna) odniesione do wartości maksymalnej indukowanej w kończynie<br />
(ImaxK), w zależności od położenia aplikatora: w funkcji położenia wzdłuż osi kończyny, w odległości aplikatora<br />
od osi kończyny (przy x = 0 m)<br />
Wyniki przedstawione na rysunku 3, oznaczają, że usytuowanie aplikatora względem<br />
leczonego miejsca jest czynnikiem ważnym. W obszarze o przewodności elektrycznej rzędu<br />
0,1 S/m i częstotliwości pola magnetycznego nieprzekraczającej 100 Hz, prądy wirowe (w<br />
każdym punkcie przestrzeni) związane są zależnością liniową zarówno z częstotliwością<br />
wymuszenia, jak i jego wartością. Zatem jest możliwość techniczna, doboru parametrów<br />
terapii tak, aby nie przekroczyć umownej granicy 100 mA/m 2 i jednocześnie zwiększyć
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
wartość prądu w określonym obszarze, jak pokazano to w powyższych wynikach. Z rys.3<br />
wynika, że przesunięcie aplikatora o 6 cm, może zwiększyć gęstość prądu w głowie kości<br />
ramiennej z 6 mA/m 2 (6% wartości dopuszczalnej) do 12 mA/m 2 .<br />
Literatura<br />
[1] Krawczyk A., Łada-Tondyra E.: Pierwsze próby stymulacji magnetycznej – historia odkryć dwóch<br />
uczonych, 12/2010, Przegląd Elektrotechniczny.<br />
[2] Cieśla A., Kraszewski W., Syrek P.: The shapes’s selection of small coil applicator to get magnetic field<br />
applied in magnetotherapy, ISEF'2007: International Symposium on Electromagnetic Fields in<br />
Mechatronics, Electrical and Electronic Engineering, Prague, Czech Republic, 2007, 466 – 467.<br />
[3] Reicher M., Bochenek A.: Anatomia człowieka, Wyd. 12, T.I: Anatomia Ogólna, PZWL, Warszawa, 2009.<br />
[4] [4] Dimbylow P.: Development of the female voxel phantom, NAOMI, and its application tocalculations of<br />
induced current densities and electric fields from applied low frequency magnetic and electric fields,<br />
Physics in Medicine and Biology, 50, 2005, s.1047-1050.<br />
[5] Bernhardt J.H.: The establishment of frequency dependent limits for electric and magnetic fields and<br />
evaluation of indirect effect, Radiation and Environmental Biophysics, 27(1), 1988, s.1-27.<br />
Wstęp<br />
BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW<br />
PASYWNYCH NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE<br />
Ti6Al4V<br />
Janusz Szewczenko 1 , Janusz Jaglarz 2 , Marcin Basiaga 1 , Edyta Skoczek 2<br />
1 Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych,<br />
Wydział Inżynierii Biomedycznej, Politechnika Śląska<br />
2 Instytut Fizyki, Politechnika Krakowska<br />
Stop Ti6Al4V jest najczęściej stosowanym biomateriałem metalowym na implanty<br />
długoterminowe. Zadecydowały o tym: mały ciężar właściwy, korzystny zespół własności<br />
mechanicznych oraz dobra biokompatybilność w środowisku tkanek i płynów ustrojowych.<br />
Biokompatybilność biomateriałów metalowych związana jest głównie z dobrą odpornością<br />
korozyjną, która uzależniona jest od własności fizykochemicznych powierzchni implantu.<br />
Dobra biokompatybilność tytanu i jego stopów związana jest ze zdolnością ich powierzchni<br />
do samopasywacji oraz repasywacji. Własności te determinowane są przez strukturę i grubość<br />
wytworzonej warstwy powierzchniowej.<br />
Jednakże wieloletnie doświadczenia kliniczne wykazały, iż implanty ze stopu Ti6Al4V mogą<br />
powodować alergię lub reakcje okołowszczepowe w międzywarstwie implant – tkanka.<br />
Spowodowało to rozwój różnych metod modyfikacji powierzchni, których głównym celem<br />
było wytworzenie na powierzchni implantów warstwy pasywnej składającej się głównie<br />
z TiO2.<br />
206
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Najczęstszym zabiegiem obróbki powierzchniowej stosowanym dla stopów tytanu jest<br />
utlenianie anodowe. W wyniku tego zabiegu uzyskuje się na powierzchni warstwę pasywną,<br />
której grubość i topografia uzależnione są od wstępnego (poprzedzającego proces utleniania<br />
anodowego) sposobu przygotowania powierzchni oraz parametrów procesu. Ze względu na<br />
własności optyczne, pasywne warstwy TiO2, wytworzone w różnych warunkach<br />
charakteryzują się różnym zabarwieniem.<br />
Celem pracy było określenie wpływu wstępnych metod modyfikacji powierzchni na<br />
topografię i grubość warstwy pasywnej wytworzonej na utlenianym anodowo stopie<br />
Ti6Al4V. Do tego celu wykorzystano metody optyczne.<br />
Metody optyczne wykorzystujące klasyczne i niestandardowe techniki pomiarowe pozwalają<br />
wyznaczyć grubość warstw, chropowatość, długość autokorelacyjną i wiele innych<br />
parametrów statystycznych opisujących topografię powierzchni. Ich zaletą jest<br />
nieinwazyjność i bezkontaktowość.<br />
Jedną z najczęściej stosowanych metod jest elipsometria. Dla badanych warstw pasywnych<br />
charakteryzujących się dużą chropowatością nie można jednak było skorzystać z tej metody<br />
ze względu na dużą depolaryzację odbitego promieniowania. Duża chropowatość badanych<br />
warstw powodowała, iż lustrzane odbicia od próbki zanikało a światło odbite<br />
rozprzestrzeniało się w szerokim kącie bryłowym. Dlatego do pomiarów zastosowana została<br />
kula integrująca. W celu wyznaczenia parametrów opisujących rozkład nierówności<br />
powierzchni, takich jak chropowatość, długość autokorelacyjna zastosowano metodę BRDF.<br />
W metodzie tej wyznacza się zależność natężenia promieniowania rozproszonego od kąta<br />
rozproszenia.<br />
Materiał i metody<br />
W badaniach wykorzystano stop Ti6Al4V ELI, w postaci prętów o średnicy d = 14 mm.<br />
Skład chemiczny badanego stopu spełniał wymagania zawarte w normie ISO 5832-3:2007.<br />
Modyfikacja powierzchni próbek została przeprowadzona za pomocą zabiegów, którym<br />
przyporządkowano następujące oznaczenia: 1 - szlifowanie, 2 - obróbka wibracyjna, 3 -<br />
polerowanie mechaniczne, 4 - piaskowanie, 5 - polerowanie elektrolityczne, XV - anodyzację<br />
(X oznacza wartość potencjału, przy którym przeprowadzano proces), S - sterylizacja parowa.<br />
Szlifowanie mechaniczne prowadzono kolejno na wodnych papierach ściernych o gradacji<br />
120÷600 ziarn/mm 2 . Polerowanie mechaniczne przeprowadzono na szlifierce ręcznej z<br />
wykorzystaniem szczotek sizalowych i pasty polerskiej. Następnie wybłyszczano na tarczach<br />
płóciennych do uzyskania i lustrzanej powierzchni. Piaskowanie przeprowadzono w<br />
iniekcyjnej kabinie śrutowniczej, wykorzystując jako medium robocze kulki szklane.<br />
Polerowanie elektrolityczne prowadzono w kąpieli na bazie kwasu chromowego (E-395<br />
Firmy POLIGRAT Gmbh). Proces anodyzacji prowadzony był z użyciem elektrolitu na bazie<br />
kwasów fosforowego i siarkowego (Titan Color Firmy POLIGRAT GmbH) przy potencjałach<br />
57V, 77V, 87V oraz 97V. Sterylizację parową przeprowadzono w autoklawie Basic Plus<br />
firmy Mocom, w temperaturze 134 o C, ciśnieniu 2,1 bar przez 12 minut.<br />
Do wyznaczenia współczynników: załamania i ekstynkcji dla polerowanego gładkiego<br />
specjalnie polerowanego podłoża Ti6Al7Nb wykorzystano elipsometr spektroskopowy<br />
M2000 firmy Wollam.<br />
Ze względu na dużą chropowatość badanych warstw do wyznaczenia widm odbicia<br />
zastosowano kulę całkującą ISP-REF wraz ze spektrofotometrem PC2000 firmy Avantes.<br />
Grubość warstw została wyznaczona z widm całkowitego odbicia od warstw TiO2.<br />
207
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Pomiary BRDF zostały wykonane przy użyciu skaterometru kątowego. Jako źródła światła<br />
użyto diody laserowej emitującej promieniowanie o długości fali 650 nm. W pomiarach kąt<br />
rozproszenia był zmieniany z krokiem 0,1 0 , przy ustalonym kącie padania 60 0 i polaryzacji<br />
światła „s”. Dodatkowo wyznaczone zostały profile optyczne o rozmiarach 1,4cmx1,4cm<br />
badanych warstw i ich podłoży przy użyciu profilometru optycznego wykorzystującego sondę<br />
odbiciową R2000 firmy Avantes. Krok skanowania wynosił 0,01 mm.<br />
Wnioski<br />
Na podstawie przeprowadzonych badań można wysunąć następujące wnioski:<br />
1. Występowanie ekstremów interferencyjnych w widmie odbicia całkowitego świadczą o<br />
silnym korelacji między górną a dolną powierzchnią powłok TiO2.<br />
2. Grubości warstw pasywnych wytworzonych w wyniku procesu anodyzacji na stopie<br />
Ti6Al4V mieszczą się w przedziale od 90 do 230 nm i ściśle zależą od napięcia<br />
anodyzacji.<br />
3. Wzrost wartości napięcia stosowanego w procesie anodyzacji powoduje wzrost<br />
chropowatości warstwy pasywnej.<br />
4. Proces anodyzacji wpływa na długość autokorelacyjną powierzchni warstwy pasywnej.<br />
Dla wyższych wartości potencjału anodyzacji wyznaczone długości autokorelacyjne były<br />
odpowiednio większe.<br />
PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO<br />
W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU<br />
METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH<br />
Krzysztof Szewczyk 1 , Rafał Golisz 2<br />
1 Politechnika Częstochowska<br />
2 Absolwent Politechniki Częstochowskiej<br />
Przy symulacji obiektu typu silnik elektryczny z użyciem metody elementów skończonych,<br />
do wyliczenia sił i momentów stosuje się metodę tensora naprężeń<br />
Maxwella ( Stress Tensor Maxwell). Na rys. 1 przedstawiono przykładowy obiekt symulacji<br />
która polega ona na wyliczeniu sił działających w szczelinie powietrznej, całkowaniu tej siły<br />
oraz mnożeniu przez długość promienia na którym siła występuje.<br />
(1)<br />
Symulację komputerową przeprowadzono w oparciu o Metodę Tensorów dla równania<br />
Maxwella [2]. Składowa normalna tej siły działając na promieniu r wytwarza moment<br />
elektromagnetyczny.<br />
� � 1 � 1 �<br />
2 �<br />
F ��� B( B. n) � B . n�dC C<br />
��0 2�0<br />
�<br />
(2)<br />
208
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Wielkości i wartości występujące we wzorach (1) i (2) oznaczają :<br />
B- chwilowe wartości obwodowego rozkładu indukcji w szczelinie B [ T ],<br />
n – jednostkowy wektor składowej normalnej prostopadłej do powierzchni wirnika,<br />
μ0 – przenikalność magnetyczna próżni μ0 = 4π . 10 7 [H/m]<br />
K<br />
M<br />
K<br />
M<br />
M<br />
K<br />
Rys. 1 Silnik elektryczny brany pod uwagę do obliczeń momentu obrotowego z zaznaczonym szczegółem<br />
powiększenia szczeliny powietrznejF- siła [N], T- moment obrotowy [Nm]<br />
Wielkość momentu wyliczana jest ze wzoru (1) przy uwzględnieniu promienia badanego<br />
wirnika oraz składowej siły działającej na powierzchnię wirnika prostopadłej do jego<br />
promienia gdzie siła F wyliczana jest na podstawie (2).<br />
Siły ( lub momenty ) składowe całkuje się w obszarze zamkniętym wokół wirnika, ( sferze<br />
zamkniętej w przypadku 3D).<br />
Rys.2. Droga całkowania momentu obrotowego ( powiększenie z rys. 1 )<br />
M<br />
209<br />
K<br />
CAŁKOWANIA
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Z doświadczeń autorów wynika że droga całkowania nie jest obojętna dla wyliczenia<br />
momentu mimo tego że mamy do dyspozycji tylko obszar szczeliny powietrznej silnika .<br />
Położenie obszaru całkowania jak na rys. 2 może diametralnie zmienić wyniki symulacji.<br />
Do wyliczenia momentu zwykle bierze się średnicę w środku grubości szczeliny. Biorąc<br />
jednak pod uwagę niejednoznaczność wyliczeń przy innych średnicach, można sądzić że<br />
wynik ten nie jest pewny.<br />
Należało by sprawdzić zależność wielkości momentu od położenia drogi całkowania<br />
w szczelinie powietrznej silnika elektrycznego.<br />
Autorzy dokonali szeregu symulacji biorąc pod uwagę różne krzywe zamknięte obszaru<br />
całkowania momentu. Wyniki zależności wyliczonego momentu od położenia drogi<br />
całkowania w obszarze szczeliny zamieszczono w artykule.<br />
NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI<br />
I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW<br />
W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH<br />
KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH<br />
Zygmunt Szymański<br />
Politechnika Śląska Gliwice<br />
W referacie przedstawiono opis typowych konfiguracji podziemnych wyrobisk kopalnianych,<br />
tuneli komunikacyjnych oraz jaskiń, eksploatowanych i eksplorowanych dla celów<br />
przemysłowych, transportowych, i komunikacyjnych. Podczas eksploatacji pomieszczeń<br />
znajdujących się pod ziemią mogą pojawić się różne sytuacje awaryjne (zawały, obrywy,<br />
wstrząsy górotworu), związane z uszkodzeniem maszyn górniczych, maszyn transportowych<br />
oraz wypadki komunikacyjne, lub inne niebezpieczne zdarzenia powodujące zawał,<br />
uszkodzenie lub zasypanie całości lub części wyrobiska. Podstawowym zadaniem służb<br />
technicznych i służb ratowniczych jest lokalizacja położenia ludzi przebywających w tym<br />
wyrobisku, oraz nawiązanie z nimi kontaktu. Ułatwia to podjęcie decyzji o sposobie<br />
prowadzenia akcji ratowniczej oraz określenie sił i środków potrzebnych do jej skutecznej<br />
realizacji. W artykule przedstawiono przegląd metod oraz spektrum układów oraz urządzeń<br />
wykorzystywanych aktualnie do lokalizacji osób przebywających w podziemnych tunelach.<br />
W referacie zamieszczono także nowoczesne metody identyfikacji, aparaturę pomiarową, oraz<br />
opracowane przy współudziale Autora nowoczesne układy lokalizacji i transmisji sygnałów z<br />
podziemiach wyrobisk kopalnianych. Analiza matematyczna rozkładu pola<br />
elektromagnetycznego w podziemnych wyrobiskach kopalnianych metodami analitycznymi,<br />
dla układów o skomplikowanych kształtach geometrycznych, z dużą nieliniowością ośrodka<br />
oraz przy braku symetrii jest w wielu praktycznych przypadkach bardzo ograniczone lub<br />
nawet niemożliwe. W referacie ograniczono się do modelowania geometrii układu<br />
antenowego czytnika RFID, który umożliwia odczyty danych z transponderów<br />
210
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
umieszczonych w obudowie maszyny lub w hełmie górnika. Do obliczeń numerycznych<br />
wykorzystano metody: MES (metoda elementów skończonych), BEM (metoda elementów<br />
brzegowych) oraz mieszane. Do analizy rozkładu pola elektromagnetycznego w wyrobiskach<br />
zastosowano programy komputerowe: ANSYS, JMAG, oraz COMSOL Multiphysics.<br />
Programy te umożliwiają wykonanie złożonych obliczeń inżynierskich i symulacji zjawisk<br />
fizycznych w układach 2D oraz 3D, przez rozwiązanie układów nieliniowych równań<br />
różniczkowych cząstkowych.[3, 4]. Przykładowe wyniki obliczeń komputerowych<br />
przedstawiono na rys.(1,2). Na rys.1 przedstawiono przebieg linii pola magnetycznego oraz<br />
rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla obudowy I, natomiast na rys.2<br />
porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym.<br />
Rys.1. Przebieg linii pola magnetycznego oraz rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla<br />
obudowy I<br />
Do modelowania magnetycznych układów antenowych czytnika RFID wykorzystano moduł<br />
AC/DC zawierający interfejs użytkownika umożliwiający analizę efektów<br />
elektromagnetycznych.[3]. Na rys1 przedstawiono przykładowe wyniki W referacie<br />
zamieszczono wybrane modele matematyczne, fizyczne oraz symulacyjne różnych wariantów<br />
podziemnych wyrobisk: chodniki w kopalniach, tunele kolei podziemnej, jaskinie. Dla<br />
wybranych modeli fizycznych analizowanych obiektów, przeprowadzono obliczenia rozkładu<br />
pól elektromagnetycznych w tych wyrobiskach, dla najczęściej występujących stanów<br />
awaryjnych: zawał, zasypanie chodnika, zgubienie się w jaskini. Osoba przebywająca w<br />
tunelu powinna być wyposażona w specjalny mikro chip (mikro nadajnik), który będzie<br />
źródłem sygnału wykrywanego przez anteny urządzenia lokalizacyjnego.<br />
Rys.2. Porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym<br />
211
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W artykule zamieszczono przykładowe wyniki obliczeń rozkładów pola magnetycznego<br />
i elektrycznego, przeprowadzone dla wybranych warunków eksploatacyjnych. Opracowane<br />
układy były sprawdzane w różnych warunkach terenowych i spełniały skutecznie swoje<br />
zadania. Na rys.3 przedstawiono układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób<br />
poszukiwanych W artykule zamieszczono także przykładowe opisy badań przemysłowych<br />
układów prototypowych. Wyniki badań laboratoryjnych i przemysłowych potwierdziły<br />
przydatność proponowanych metod do identyfikacji maszyn i osób znajdujących się<br />
w podziemnych wyrobiskach.<br />
Rys. 3. Układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób poszukiwanych<br />
Literatura<br />
[1] Ketterling H, P: Introduction to digital Professional Mobile Radio. Artach Mouse , Boston, London 2004.<br />
[2] Miskiewicz K., Wojaczek A.: Systemy radiokomunikacji z kablem promieniującym w kopalniach.<br />
Wydawnictwo Politechniki Śląskiej Gliwice 2010.<br />
[3] Szczurkowski M., Jankowski H., Worek C., Maksymowicz L. J., Meder A.: Praktyczne doświadczenia<br />
wdrożeniowe w zakresie wykorzystania technologii RFID oraz nowoczesnych systemów bazodanowych do<br />
ewidencji części maszyn górniczych Szkoła Eksploatacji Podziemnej 25-29.02.2008, Materiały<br />
Konferencyjne.<br />
[4] Szymański Z. : Metody identyfikacji lokalizacji ludzi w podziemnych wyrobiskach kopalnianych oraz w<br />
jaskiniach i tunelach komunikacyjnych. Materiały Konferencyjne <strong>PTZE</strong>”2011r. Lubliniec, czerwiec, 2011.<br />
212
Wstęp<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA<br />
WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW DNA OKA<br />
Adam Świtoński 1,2 , Tomasz Błachowicz 2 , Aleksander Sieroń 3 , Konrad Wojciechowski 1,2<br />
1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,<br />
Politechnika Śląska<br />
2 Śląski Uniwersytet Medyczny,<br />
Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej<br />
Tradycyjny obraz kolorowy zawiera dane niezbędne do odtworzenia efektu wzrokowego. Ze<br />
względu na fakt, że na ludzkiej siatkówce zlokalizowane są trzy różne rodzaje<br />
fotoreceptorów, a każdy z nich dokonuje określonej agregacji danych widmowych,<br />
przestrzenie barw są trójwymiarowe. Najczęściej stosowanym modelem, przede wszystkim ze<br />
względu na ograniczenia sprzętowe, jest model RGB. Nie oddaje jednak on jednak pełnej<br />
palety barw rozróżnialnej przez ludzki narząd wzroku i z założenia nie determinuje<br />
jednoznacznie postaci widma poszczególnych kolorów. Wad tych pozbawiony jest obraz<br />
wielospektralny. Przechowuje on bezpośrednie dane widmowe dla każdego punktu. Jego<br />
reprezentacja ma charakter trójwymiarowej kostki, gdzie dwa wymiary, analogicznie do<br />
obrazów barwnych, odpowiadają za dziedzinę przestrzenną a trzeci reprezentuje domenę<br />
spektralną. Obraz wielospektralny stanowi uporządkowany zbiór obrazów<br />
monochromatycznych, zwanych inaczej kanałami spektralnymi, zawierających uśrednione<br />
natężenia promieniowania elektromagnetycznego mierzone w ramach kolejnych okien<br />
spektralnych. Z każdym pikselem obrazu związany jest wektor, którego składowe<br />
odzwierciedlają wynik próbkowania widma. Określany jest on mianem sygnatury spektralnej.<br />
Segmentacja obrazu jest kluczowym, elementem większości systemów automatycznego<br />
przetwarzania i rozpoznawania obrazów. Zwykle poprzedzona jest jedynie filtracją<br />
przetwarzania wstępnego, a bezpośrednio po niej następuje automatyczna klasyfikacja<br />
wykrytych regionów na bazie odpowiedniego przygotowanego zestawu cech. Segmentacja<br />
ma za zadanie podział powierzchni obrazu na rozłączne spójne regiony, które w zamyśle<br />
powinny reprezentować rzeczywiste obiektu obrazu. W literaturze istnieje szereg metod<br />
segmentacji. Można je pogrupować w następujące kategorie: 1) bazujące na progowaniu<br />
2) wstępnie wykrytych konturach, 3) algorytmy rozrostu i podziału regionów czy<br />
4) wykorzystujące algorytmy grupowania danych na bazie nienadzorowanego uczenia<br />
maszynowego. Dla przykładu w [1] przedstawiono metodę grupowania pikseli w przestrzeni<br />
barw RGB z wykorzystaniem rozmytej wersji algorytmu k średnich. Próba segmentacji<br />
bazująca jedynie na sygnaturach wybranego modelu barw posiada jednak istotne ograniczenia<br />
związane z dyskryminacją obiektów w przestrzeniach barw. W przypadku zastosowania<br />
sygnatur spektralnych rozróżnialność obiektów jest znacznie bardziej szczegółowa, stąd<br />
grupowanie prowadzone na jej bazie daje większe możliwości.<br />
Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy dna oka. Prowadzenie badań w tym<br />
zakresie ma istotne znaczenie z praktycznego punktu widzenia – diagnostyka dna oka<br />
pozwala na wczesne wykrycie jaskry czy retinopatii cukrzycowej, a zastosowanie<br />
obrazowania wielospektralnego do tej klasy obrazów uzasadnione jest słabym kontrastem<br />
wykrywanych struktur anatomicznych i jednostek chorobowych [3].<br />
213
Metoda i wyniki<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W wielospektralnej akwizycji dna oka wykorzystano prototypowe urządzenie, którego<br />
kluczowym komponentem jest sterowany napięciowo filtr ciekłokrystaliczny. W zależności<br />
od podanego napięcia tworzy on okno przepuszczalności promieniowania, które dalej<br />
rejestrowane jest przez wysokiej czułości kamerę monochromatyczną. Cały proces jest<br />
powtarzany niezależnie dla każdego z kanałów obrazu wielospektralnego [3]. Zastosowane<br />
rozwiązanie sprzętowe pozwalają na uzyskanie 21 rozłącznych kanałów spektralnych w<br />
zakresie światła widzialnego. Przykładowe, wielospektralne zdjęcie dna oka, z wyraźnie<br />
widocznym obszarem dysku optycznego i plamki żółtej zaprezentowano na Rys. 1. Obrazom<br />
monochromatycznym nadano barwę odpowiadającą reprezentowanej długości fali.<br />
400<br />
512<br />
624<br />
416<br />
528<br />
640<br />
432<br />
544<br />
656<br />
448<br />
560<br />
672<br />
214<br />
464<br />
576<br />
688<br />
Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie dna oka<br />
Segmentację przeprowadzono na podstawie grupowania sygnatur spektralnych pikseli obrazu<br />
na bazie nienadzorowanego uczenia maszynowego. Za segmenty przyjmuje się spójne<br />
regiony tworzone przez piksele należące do tej samej grupy.<br />
Analogicznie jak w [4] i [5] przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych,<br />
celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej<br />
charakterystyki filtra LCD na uzyskane wyniki segmentacji.<br />
Na Rys. 2 przedstawiono jedynie wybrane rezultaty uzyskane z wykorzystaniem algorytmu<br />
nienadzorowanej klasyfikacji k-średnich w wersji rozmytej. oraz Excpectation Maximization<br />
[2]. Ze względu na szum, widoczny dla przykładu na Rys. 2a w ramach przetwarzania<br />
końcowego przeprowadzono wygładzanie. Zastosowano morfologiczny filtr typu otwarciezamknięcie<br />
z liniowo rosnącym rozmiarem elementu strukturalnego.<br />
KM, G3, N1<br />
KM, G10, OC, N1<br />
KM, G3, N1, OC<br />
EM, G4, N1, OC<br />
KM, G3, N2, OC<br />
EM, G4, N2, OC<br />
KM, G4, N1, OC<br />
EM, G6, N2, OC<br />
480<br />
592<br />
704<br />
496<br />
608<br />
720<br />
KM, G6, OC, N1<br />
EM, G10, N1, OC<br />
Rys. 2. Wyniki segmentacji dla obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: KM: KMeans, EM –Excpetation Maximization,<br />
GN – liczba grup N, OC – wygładzanie końcowe filtrem otwarcie zamknięcie. N1 – normalizacja N1, N2 –<br />
normalizacja N2
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W każdym przypadku poprawnie wykryta została struktura dysku optycznego. Normalizacja<br />
N2, poprawia kontrast regionów wokół dysku optycznego, natomiast dla przypadku małej<br />
liczby grup, rozmywa obszar plamki żółtej. Dla większej liczby grup we wnętrzu dysku<br />
optycznego wydzielony zostaje dodatkowy region, który może odpowiadać wnęce<br />
naczyniowej. Wyniki uzyskane przez grupowanie KMeans i Expectation Maximization są<br />
zbliżone. Posegmentowane obrazy wymagają dalszej klasyfikacji celem jednoznacznej<br />
identyfikacji jej regionów, która może odbywać się już tylko na bazie cech geometrycznych,<br />
np. region dysku optycznego zawsze ma kształty eliptyczne. Ze względu na specyfikę<br />
klasyfikacji nienadzorowanej przypisane identyfikatory klas są losowe, zależne między<br />
innymi od podziału początkowego.<br />
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2009-2012 jako projekt badawczy”<br />
Literatura<br />
[1] Zhiding Yu a, Oscar C.Au a, RuobingZou b, WeiyuYu b, JingTian, An adaptive unsupervised approach<br />
toward pixelc lustering andc olor image segmentation$, Pattern Recognition, 2012<br />
[2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,<br />
2005<br />
[3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Misiuk-Hojło M., Wojciechowski K.: Ophthalmic diagnosis<br />
based on multispectral imaging, Electrical Review, 2011<br />
[4] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images<br />
representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers<br />
and Computer Scientists Vol I, (2012)<br />
[5] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Redukcja wymiarowości sygnatury spektralnej<br />
w problemie klasyfikacji zmian nowotworowych skóry, <strong>Sympozjum</strong> PZTE, Sandomierz 2012<br />
REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY<br />
SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE KLASYFIKACJI ZMIAN<br />
NOWOTWOROWYCH SKÓRY<br />
Adam Świtoński 1,2 , Tomasz Błachowicz 2 , Aleksander Sieroń 3 , Konrad Wojciechowski 1,2<br />
1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,<br />
2 Politechnika Śląska<br />
3 Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet<br />
Wstęp<br />
Medyczny<br />
Obraz wielospektralny zawiera dane widmowe dotyczące wszystkich jego pikseli w postaci<br />
uporządkowanego zestawu kanałów spektralnych [1]. Najprostsza, pełna jego wizualizacja<br />
powinna zawierać każdy kanał w postaci oddzielnego obrazu monochromatycznego jak<br />
pokazano na Rys. 1. Taki sposób prezentacji jest jednak wysoce niewygodny dla człowieka.<br />
215
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Manualna, jednoczesna analiza wszystkich kanałów, a tylko taka pozwoli na wychwycenie<br />
związków pomiędzy składowymi widma jest praktycznie niemożliwa. Znając widma barw<br />
podstawowych RGB lub na bazie zbioru treningowego sygnatur spektralnych [1] można<br />
wyznaczyć tradycyjny obraz barwny [3]. Takie podejście całkowicie jednak eliminuje zysk<br />
obrazowania wieloskteralnego w porównaniu z tradycyjnym obrazowaniem barwnym i jego<br />
stosowanie w praktyce ma sens jedynie dla potrzeb szybkiego podglądu. Poza aspektami<br />
manualnej inspekcji obrazów wielospektralnych istotny jest również aspekt związany<br />
z opracowaniem metod automatycznego lub półautomatycznego przetwarzania<br />
i rozpoznawania, na przykład na bazie technik uczenia maszynowego. Złożoność problemu<br />
rośnie wraz ze wzrostem wymiarowości danych. Stąd wyznaczenie bezstratnej transformacji<br />
do przestrzeni o mniejszej liczbie wymiarów ma istotne znaczenie z praktycznego punktu<br />
widzenia. Istnienie tak zdefiniowanej niskowymiarowej przestrzeni jest możliwe, ze względu<br />
na fakt, że niektóre spośród kanałów spektralnych mogą być silnie ze sobą skorelowane,<br />
a inne zawierają jedynie nieinformatywny szum.<br />
Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy endoskopowej diagnostyki zmian<br />
nowotworowych [4]. Spodziewany wynik redukcji w szczególności powinien różnicować<br />
regiony odpowiadająca obszarom zdrowym i patologicznym. W akwizycji wykorzystano<br />
dedykowane urządzenie obrazowania wielospektralnego w zastsosoaniach<br />
endoskopowych [4] przy oświetleniu światłem białym oraz analogicznie jak w diagnostyce<br />
fotodynamicznej, światłem niebieskim.<br />
400<br />
512<br />
624<br />
416<br />
528<br />
640<br />
432<br />
544<br />
656<br />
448<br />
560<br />
672<br />
Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie tkanki skórnej z widocznym obszarem nowotworowym, światło białe<br />
Metoda i wyniki<br />
Klasyczną liniową techniką redukcji wymiarowości jest metoda analizy składowych<br />
głównych (ang. PCA) [2]. Wyznacza ona nową bazę przestrzeni wektorowej na bazie<br />
wektorów własnych macierzy kowariancji uporządkowanych na podstawie odpowiadających<br />
wartości własnych. Tak skonstruowana przestrzeń wyznacza kolejne składowe w kierunkach<br />
maksymalnej wariancji.<br />
Rozszerzeniem metody PCA uwzględniającym nieliniową charakterystykę redukowanej<br />
przestrzeni jest analiza składowych głównych w wersji jądrowej (ang. KernelPCA) [5].<br />
Metoda ta składa się z dwóch kroków 1) nieliniowe przekształcenie do przestrzeni , w której<br />
problem staje się liniowo separowlany 2) liniowa redukcja wymiarowości PCA. Okazuje się<br />
jednak, że nie musimy znać dokładnej postaci przestrzeni wystarczy nam jedynie<br />
umiejętność wyznaczenia iloczynów skalarnych w , a te możemy przybliżyć korzystając z<br />
funkcji jądrowych. Tak więc redukcja jest prowadzona na bazie wektorów i wartości<br />
własnych, macierzy iloczynów skalarnych w . Kluczowym elementem jest tutaj dobór<br />
216<br />
464<br />
576<br />
688<br />
480<br />
592<br />
704<br />
496<br />
608<br />
720
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
funkcji jądrowej i jej parametrów, która to decyduje o postaci przestrzeni<br />
w przeprowadzonych eksperymentach wybrano jądrową funkcję Gaussa i wielomianową.<br />
Celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej<br />
charakterystyki zastosowanego urządzenia obrazowania wielospektralanego [4]<br />
przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych, analogicznie jak w [3]:<br />
.<br />
gdzie and<br />
gdzie to przyjęta metryka przestrzeni spektralnej.<br />
PCA<br />
PCA, N1<br />
PCA, N2<br />
217<br />
KernelPCA<br />
KernelPCA, N2<br />
Rys. 2. Wyniki redukcji wymiarowości sygnatur spektralnych obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: Kernel PCA –<br />
redukcja KernelPCA z wykorzystaniem jądrowej funkcji wielomianowej, N1 – normalizacja N1, N2 –<br />
normalizacja N2<br />
Wyniki redukcji wymiarowości dla obrazu z Rys. 1 przedstawiono na Rys. 2. Obraz<br />
kolorowy powstał poprzez wybór trzech pierwszych składowych głównych PCA i<br />
KernelPCA, dalej traktowanych jako składowe modelu RGB. Uzyskana kolorystyka nie ma<br />
oczywiście bezpośredniego przełożenia na rzeczywiste kolory przy tradycyjnym obrazowaniu<br />
barwnym. Dla każdego z obrazów wyraźnie widoczny jest obszar nowotworowy<br />
zlokalizowany w centralnym regionie obrazu, przy czym najlepszy kontrast udało się uzyskać<br />
przy redukcji KernelPCA. Zachowane również zostały kontury region zainteresowań,<br />
reprezentujące zakres obiektywu. Dodatkowo, w szczególności dla KernelPCA i normalizacji<br />
N2, uwidocznione zostały wewnętrzne struktury obszarów nowotworowych, normalnie<br />
niezauważalne dla oddzielnie analizowanych kanałów spektralnych.<br />
Literatura<br />
[1] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Nienadzorowana klasyfikacja wielospektralnych obrazów<br />
dna oka., <strong>Sympozjum</strong> PZTE, Sandomierz 2012<br />
[2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,<br />
2005<br />
[3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images<br />
representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers<br />
and Computer Scientists Vol I, (2012)<br />
[4] Switonski A., Bieda R., Wojciechowski K, Multispectral imaging for supporting colonoscopy and<br />
gastroscopy diagnosis, monograph Human-Computer Systems Interaction. Backgrounds and Applications<br />
2, Spriger-Verlag, 2011<br />
[5] Scholkopf B. , Smola A., Müller K. , Kernel principal component analysis, , Advances in Kernel Methods –<br />
Support Vector Learning, 1999<br />
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2009-2012 jako projekt badawczy”
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA<br />
NA BAZIE SELEKCJI<br />
CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU<br />
Adam Świtoński 1,2 , Magdalena Stawarz 2 , Aleksander Sieroń 3 , Andrzej Polański 1,2 ,<br />
Konrad Wojciechowski 1,2<br />
1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych,<br />
2 Politechnika Śląska<br />
3 Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet<br />
Wstęp<br />
Medyczny<br />
Choroba Parkinsona to choroba zwyrodnieniowa ośrodkowego układu nerwowego,<br />
powodowana przez niedobór dopaminy w tkankach istoty szarej. Skutkuje on między innymi<br />
zaburzeniami ruchowymi, jak dla przykładu występowaniem drżenia spoczynkowego,<br />
asymetrią ruchu, spowolnieniem wykonywania podstawowych czynności czy pojawianiem<br />
się nieprawidłowości chodu. W chorobie Parkinsona stosowane jest zarówno leczenie<br />
zachowawcze jak i inwazyjne. Podstawowym lekiem w farmakoterapii jest L-DOPA,<br />
specjalny aminokwas, który po dotarciu do mózgu zamieniany jest w dopaminę. W przypadku<br />
gdy terapia zachowawcza jest niewystarczająca, stosuję się stymulację prądową jądra<br />
niskowzgórzowego, po wcześniejszym wszczepieniu odpowiedniego stymulatora w ramach<br />
zabiegu neurochirurgicznego.<br />
W podejściu klasycznym skuteczność leczenia oceniana jest przez lekarza specjalistę, który<br />
na podstawie określonych czynności ruchowych wystawia notę w skali UPDRS. Rozwój<br />
wielomodalnych technik pomiarowych ruchu postaci ludzkiej daje jednak nowe możliwości<br />
do takiej oceny. W ramach pracy zaproponowane ocenę zastosowanego rodzaju leczenia w<br />
chorobie Parkinsona na wybrane czynności ruchowe pacjenta, mierzone. na bazie<br />
nadzorowanej selekcji charakterystycznych cech chodu z odpowiednio skonstruowaną miarą<br />
oceny podzbioru cech.<br />
Metoda i wyniki<br />
W przeprowadzonych badaniach wybrano dwie czynności ruchowe: brany pod uwagę<br />
podczas oceny wg skali UPDRS test stabilności postawy (ang. pull test) oraz typowy chód.<br />
Pomiar ruchu przeprowadzono w laboratorium HML http://hm.pjwstk.pl Polsko-Japońskiej<br />
Wyższej Szkoły Technik Komputerowych. W badaniach wzięło udział czterech pacjentów z<br />
chorobą Parkinsona z wszczepionym stymulatorem. Dla każdego z nich pomiary powtórzono<br />
w trzech wariantach. 1) bez terapii tj. z wyłączonym stymulatorem i bez wcześniej podanych<br />
leków, 2) z włączonym stymulatorem, 3) z wcześniej podanymi lekami. Porównywano jednak<br />
tylko różnice czynności ruchowych: z włączonym stymulatorem i bez terapii oraz z wcześniej<br />
podanymi lekami i bez terapii. Do bezpośredniego oszacowania wpływu zastosowanej terapii<br />
na badane czynności ruchowe wyznaczono współczynnik eval średniej odległości pomiędzy<br />
wszystkimi danymi pomiarowym do średniej odległości wewnątrz klasowej:<br />
218
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
gdzie C to zbiór rozpatrywanych klas, n to liczba wszystkich elementów zbioru, nc to liczba<br />
elementów klasy c, oznaczana iteracje po wszystkich elementach klasy c, natomiast<br />
to metryka odległości pomiędzy elementami oraz .<br />
W obliczeniach brano pod uwagę jedynie dane kinematyczne z zadanym modelem<br />
szkieletowym, analogicznie jak w [1]. Dla sekwencji czasowych przeprowadzono ekstrakcję<br />
cech w celu wyznaczenia odległościami pomiędzy sekwencjami pomiarowymi. Biorąc pod<br />
uwagę wcześniej uzyskane wyniki w problemie identyfikacji chodu [1] oraz diagnostyki<br />
nieprawidłowości chodu dla osób po endoplastyce stawu biodrowego [2] wybrano składowe<br />
Fouriera. Ze względu na fakt, że część spośród tych składowych może zawierać jedynie<br />
szum, przeprowadzono nadzorowaną, automatyczną selekcję cech. Ma ona za zadanie<br />
wyznaczenie podzbioru współczynników Fouriera, który w największym stopniu będzie<br />
różnicował zadane klasy czynności ruchowych. W przeszukiwaniu przestrzeni cech<br />
zastosowano zachłanny algorytm wspinaczkowy oraz algorytm genetyczny [3]. Uzyskane<br />
wyniki zaprezentowano w Tab. 1, gdzie podano wartość współczynnika eval dla optymalnego<br />
wyszukanego podzbioru cech. Różnice w rozważanych klasach są znaczące, przy czym<br />
wyraźnie większe dla przypadku włączonej stymulacji w porównaniu do sytuacji bez terapii,<br />
niż dla przypadku podanych leków.<br />
Tab 1. Wpływ stymulacji prądowej I terapii lekowej na wybrane aktywności ruchowe<br />
Rodzaj czynności ruchowej Stymulacja włączona Podano leki<br />
Typowy chód 9400% 5500%<br />
Test stabilności postawy 1300% 850%<br />
Przeszukiwanie przestrzeni cech bazujące na całych podzbiorach pozwala jedynie oszacować<br />
wpływ cech najbardziej znaczących. Nie ma natomiast możliwości niezależnej oceny ruchu<br />
każdego ze stawów osobno, celem wyznaczenia tych, na które zastosowana terapia miała<br />
najbardziej istotny wpływ. W takim przypadku można wyznaczyć ranking cech, zagregowany<br />
na poziomie współczynników Fouriera opisujących ruch każdego ze stawów. W Tab. 2<br />
przedstawiono zagregowany ranking z oceną cech bazującą na entropii – miara InfoGain [3].<br />
Uzyskane wyniki są zgodne z poprzednimi obserwacjami. Ponownie znacznie większe różnice<br />
można zaobserwować dla przypadku włączonej stymulacji niż dla przypadku terapii lekowej.<br />
Tab 2. Zagregowany ranking współczynników Fouriera z miarą InfoGain<br />
Typowy chód<br />
Typowy chód<br />
Test stabilności Test stabilności<br />
Stymulacja włączona Podano leki Stymulacja włączona Podano leki<br />
Rfoot 144 Lhand 131 rhumerus 106 lfemur 70<br />
Lhumerus 133 Rfoot 112 lfemur 88 lhumerus 52<br />
Thorax 133 Upperback 112 lhumerus 85 rshoulder 50<br />
Rfemur 132 Rhand 108 lfoot 77 lfoot 42<br />
Lowerback 129 Thorax 108 lhand 75 rfoot 43<br />
Lfoot 126 Rhumerus 104 rhand 74 rhand 42<br />
lhand 120 Lowerback 100 rfoot 74 rfemur 38<br />
Upperback 118 Lfemur 100 lshoulder 55 lshoulder 35<br />
Lfemur 115 Lshoulder 99 rfemur 49 rhumerus 28<br />
Lshoulder 107 Rshoulder 92 rtibia: 43 upperneck 27<br />
Lshoulder 98 Rfemur 89 ltibia 32 head 26<br />
219
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Praca sfinansowana ze środków Narodowego Centrum Nauki jako projekt badawczy o numerze UMO-<br />
2011/01/B/ST6/06988.<br />
Literatura<br />
[1] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A.,<br />
Human identification based on a kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011<br />
[2] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A.,<br />
Diagnosis of the motion pathologies based on a reduced kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011<br />
[3] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann,<br />
2005.<br />
WPŁYW ODDZIAŁYWANIA<br />
WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW<br />
Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister, Aleksander Sieroń<br />
Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu<br />
Śląskiego Uniwersytetu Medycznego w Katowicach<br />
W badaniach eksperymentalnych i nielicznych badaniach klinicznych z ostatnich lat<br />
wykazano, że pola elektromagnetyczne (o różnej częstotliwości i różnym natężeniu) mogą<br />
wpływać na homeostazę tkanki kostnej. Większość dotychczasowych doniesień w tym<br />
zakresie dotyczy oddziaływania wolnozmiennych pól elektromagnetycznych o niskich<br />
częstotliwościach (5-50 Hz), które manifestuje się głównie stymulowaniem i nasileniem<br />
procesu osteogenezy, co przejawia się m.in. przyspieszonym gojeniem się złamań,<br />
hamowaniem rozwoju procesu osteoporozy, oraz zwiększeniem liczby włókien<br />
kolagenowych w macierzy kostnej. W ciągu ostatnich lat pojawiły się jednak nieliczne<br />
doniesienia naukowe, z których wynika, że pola elektromagnetyczne o określonych<br />
częstotliwościach mogą modyfikować procesy przebudowy kości, zwłaszcza u młodych<br />
osobników, wpływając bezpośrednio hamująco na osteoblastogenezę, a także pobudzać<br />
powstawanie zmian osteolitycznych. Celem pracy była ocena wpływu pól:<br />
elektromagnetycznego generowanego przez telefon komórkowy (f=900 MHz) i pola<br />
elektrycznego o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kV/m) oraz równoczesnego<br />
oddziaływania obu tych pól na nasilenie procesu obrotu kostnego u szczurów, poprzez<br />
oznaczenie stężenie wapnia, fosforu oraz wskaźników kościotworzenia i kościoresorpcji w<br />
surowicy.<br />
Badania prowadzono na 40 samcach szczurów szczepu Wistar, w wieku 10-tygodni<br />
i początkowej masie ciała wynoszącej 180±7,5 g w momencie rozpoczęcia eksperymentu.<br />
W celu oceny wpływu pola elektromagnetycznego o częstotliwości 50 Hz generowanego<br />
pomiędzy elektrodami układu zasilanego prądem zmiennym oraz pola elektromagnetycznego<br />
o częstotliwości 900 MHz generowanego przez telefon komórkowy (model Nokia 5110)<br />
szczury podzielono na 4 równoliczne grupy (po 10 osobników) poddawane długotrwałej<br />
220
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ekspozycji na oddziaływanie pól elektromagnetycznych różniącej się fizycznymi parametrami<br />
stosowanego pola i metodyką prowadzenia ekspozycji.<br />
Szczury z grupy badanej B1(s) eksponowane były w zmiennym polu elektrycznym<br />
o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kV/m), 22 h/dobę (z przerwą pomiędzy 8 00 a 10 00 )<br />
przez kolejnych 28 dni. Szczury z grupy badanej B2 (s + m) eksponowane były w zmiennym<br />
polu elektrycznym o identycznych jak w poprzedniej grupie parametrach (f=50 Hz,<br />
E=10 kV/m) które także było generowane 22h/dobę przez 28 dni, a dodatkowo przez cały<br />
okres trwania cyklu ekspozycji (28 dni) w ciągu 8 godzin dziennie co 1/2 h włączany był<br />
telefon komórkowy Nokia 5110 pracujący w zakresie częstotliwości f=900 MHz który<br />
każdorazowo emitował sygnał przez 15 s. Średnia gęstość mocy pola elektromagnetycznego<br />
rejestrowana w czasie nawiązywania połączenia E1 wynosiła 85,3 µW/m 2 , natomiast średnia<br />
gęstość mocy pola elektromagnetycznego rejestrowana w czasie nawiązanego połączenia E2<br />
wynosiła 17,0 µW/m 2 . Szczury z grupy badanej grupy B3 (m) były eksponowane przez okres<br />
28 kolejnych dni jedynie w polu elektromagnetycznym o częstotliwości 900 MHz<br />
generowanym przez telefon komórkowy który włączał się podobnie jak w grupie B2 (s + m)<br />
co 1/2 h w ciągu 8 godzin i emitował przez 15 s sygnał o identycznych jak w poprzedniej<br />
grupie parametrach fizycznych. Szczury z grypy kontrolnej poddawane były przez okres 28<br />
dni ekspozycji pozorowanej, w trakcie której przebywały w identycznych jak zwierzęta<br />
badane warunkach środowiskowych, z wyłączeniem oddziaływania pola<br />
elektromagnetycznego. Po okresie 2-dniowej adaptacji szczurom z wszystkich grup pobrano<br />
krew z ogona (ok. 0,5 ml). Procedurę tę powtórzono po upływie 1 i 3 tygodni. Z pobranej<br />
krwi, po odwirowaniu skrzepu uzyskiwano surowicę, którą zamrażano w temperaturze -20ºC.<br />
Po zakończeniu eksperymentu próbki surowicy odmrażano i oznaczano w nich stężenia:<br />
wskaźnika kościotworzenia -osteokalcyny (OC), wskaźników kościoresorpcji - N-końcowego<br />
usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I (NTx) i pirydynoliny (PYD) oraz<br />
stężenie wapnia i fosforu całkowitego. Po 28 dniach ekspozycji w polu elektromagnetycznym<br />
o ustalonych dla poszczególnych grup zwierząt parametrach fizycznych (szczury z grupy<br />
B1(s), B2 (s + m) i B3 (m) lub po 28 dniach ekspozycji pozorowanej (szczury z grupy<br />
kontrolnej) zwierzęta usypiano za pomocą mieszaniny zawierającej ksylazynę (10 mg/kg ip)<br />
z ketaminą (100 mg/kg ip), nastąpnie nakłuwano koniuszek lewej komory serca i pobierano<br />
2 ml krwi. W uzyskanej surowicy oznaczano: stężenie OC, NTx i PYD oraz stężenia wapnia<br />
i fosforu całkowitego. Oznaczenia stężenia wapnia i fosforu nieorganicznego w surowicy<br />
krwi wykonano za pomocą metody kolorymetrycznej z użyciem testów diagnostycznych<br />
firmy BioSystems (Calcium-MTB oraz Phosphorus). Natomiast stężenie osteokalcyny,<br />
N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I i pirydynoliny<br />
w surowicy krwi oznaczano za pomocą kolorymetrycznej metody immunoenzymatycznej<br />
ELISA przy użyciu następujących testów: Rat-MID Osteocalcin EIA (firma<br />
Immunodiagnosticsystems), Osteomark NTx Serum ELISA (firma Osteomark) oraz<br />
MicroVue Serum PYD EIA Kit (firma Quidel).<br />
W żadnej z grup szczurów eksponowanych w polu elektromagnetycznym nie wykazano<br />
znamiennych różnic stężenia wapnia w surowicy krwi w porównaniu z grupą kontrolną.<br />
Stężenie OC we wszystkich grupach szczurów ulegało zmniejszeniu w kolejnych tygodniach<br />
cyklu ekspozycji w porównaniu do wartości wyjściowych. W surowicy krwi szczurów z grup<br />
B1(s) i B2(s+m) wykazano znamiennie wyższe stężenia osteokalcyny, średnio odpowiednio: o<br />
28,31% dla grupy B1(s) i 33,13 % dla grupy B2(s+m) po 1 tygodniu cyklu ekspozycji, o 21,63 %<br />
dla grupy B1(s) i 8,48 % dla grupy B2(s+m) po 3 tygodniu cyklu ekspozycji oraz o 66,05 % dla<br />
grupy B1(s) i 21,87 % dla grupy B2(s+m) po 4 tygodniu cyklu ekspozycji w porównaniu do<br />
szczurów z grupy kontrolnej. U szczurów z grupy B3(m) eksponowanych w polu<br />
elektromagnetycznym emitowanym przez telefon komórkowy znamiennie wyższe stężenie<br />
221
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
osteokalcyny w surowicy krwi - średnio o 27,39% w porównaniu z grupą kontrolną,<br />
obserwowano jedynie po 1 tygodniu cyklu ekspozycji. Stężenie NTx w grupie B3(m) i grupie<br />
kontrolnej uległo zmniejszeniu w 3 tygodniu cyklu ekspozycji, natomiast w grupach B1(s)<br />
i B2(s+m) wyraźnemu wzrostowi w porównaniu do wartości wyjściowych. Po 1 tygodniu cyklu<br />
ekspozycji wykazano znamiennie wyższe stężenie NTx w surowicy szczurów grupy B3(m) -<br />
średnio o 13,00 % w porównaniu do grupy kontrolnej, natomiast po 3 i 4 tygodniu cyklu<br />
ekspozycji znamiennie wyższe stężenia tego markera stwierdzono we wszystkich grupach<br />
zwierząt eksponowanych w polu, przy czym po 3 tygodniu cyklu wynosiły one odpowiednio<br />
38,43 %, 43,41 % i 15,65 %, a po 4 tygodniach średnio 24,29% w porównaniu do grupy<br />
kontrolnej. Z kolei stężenie pirydynoliny oznaczone w surowicy krwi po 4 tygodniach cyklu<br />
ekspozycji w polu elektromagnetycznym było we wszystkich eksponowanych grupach<br />
szczurów (B1(s), B2(s+m) i B3(m)) znamiennie wyższe odpowiednio o 17,08%, 29,20% i 26,75%<br />
w porównaniu do grupy kontrolnej.<br />
Na podstawie wykonanych badań wykazano, że 4-tygodniowa ekspozycja szczurów w polu<br />
elektrycznym o parametrach sieciowych i polu elektromagnetycznym generowanym przez<br />
telefon komórkowy oraz równoczesna ekspozycja w obu tych polach elektromagnetycznych<br />
powoduje zwiększenie obrotu kostnego ocenianego poprzez wzrost stężenia osteokalcyny<br />
oraz stężenia pirydynoliny i N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu<br />
typu I w surowicy krwi tych zwierząt w warunkach oddziaływania pól elektromagnetycznych.<br />
Stwierdzono także, że nasilenie procesów przebudowy kości zależne jest od parametrów<br />
fizycznych pola elektromagnetycznego: częstotliwości (f) oraz gęstości mocy pola<br />
elektromagnetycznego (E).<br />
CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED<br />
BY INDUCTION SHRINK FIT<br />
Bohuš Ulrych 1 , Václav Kotlan 1 , Ivo Doležel 2<br />
1 University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering<br />
Czech Republic<br />
2 Czech Technical University, Faculty of Electrical Engineering<br />
Czech Republic<br />
The paper deals with the contact problem of the disk on a shaft fixed by the induction shrink<br />
fit. The shaft of external radius r A2 is manufactured with an interference � rAB<br />
with respect to<br />
the internal radius r B1 of the disk (see Fig. 1). The radial pressure � fr<br />
existing at the place of<br />
the contact allows transferring<br />
T ��r� r h f f , where h denotes the width of the disk<br />
� mechanical torque � �<br />
A2 B1 r f<br />
and f f is the coefficient of the dry friction steel – steel<br />
� and (provided that the system rotates) power P� T�,<br />
where � stands for the angular<br />
velocity of rotation.<br />
Pressing of the disk on the shaft is considered thermoelastic. In other words, the disk is<br />
222
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
inductively heated as long as its internal radius r B1 dilates thermoelastically by a value<br />
�r � � r , then it is pushed on the shaft and cooled to its initial temperature.<br />
B1, T AB<br />
rA2<br />
A<br />
before pressing after pressing<br />
disk<br />
�rAB<br />
shaft<br />
h<br />
B<br />
rB1<br />
rB2<br />
Fig. 1. Production of the shrink fit and overall situation in it<br />
223<br />
�rB1 �rA2<br />
B<br />
A<br />
radial pressure<br />
at the place<br />
of contact<br />
The aim of the paper is to present a complete numerical algorithm for solution of such a<br />
contact problem respecting the deformations of both disk and shaft. The solution is carried out<br />
in three following steps:<br />
1. Mapping of the process of the thermoelastic dilatation of the disk by induction<br />
heating (see Fig. 2). This task represents a triply coupled problem [1] characterized by an<br />
interaction of periodical electromagnetic field, nonstationary temperature field and field of<br />
thermoelastic displacements of the disk. As the physical parameters of both disk and shaft<br />
are dependent on temperature, this interaction is nonlinear. The goal of this mapping is to<br />
propose the parameters of the field current in the inductor such that the required dilatation<br />
�r � � r . This part of the solution<br />
of the internal bore of the disk reaches a value B1, T AB<br />
will be realized by own codes Agros2D and Hermes (based on the higher-order finite<br />
element method) in the monolithic formulation. The implemented method is, moreover,<br />
fully adaptive and the convergence of results is very fast.<br />
2. Computation of the radial pressure f r for pressing the shaft and disk with<br />
interference � rAB.<br />
Here, first we have to determine the elastic dilatation � rA2<br />
of the<br />
radius r A2 of the shaft and, similarly, the elastic dilatation � rB1<br />
of the internal radius r B1<br />
of the disk. These dilatations are produced by the radial pressures � fr<br />
at the place of<br />
contact of the disk and shaft and generally are functions of revolutions n producing the<br />
centrifugal forces. The computations are performed using method regula falsi and the<br />
result is the value of f r , for which �rA2 � �rB1 � � rAB<br />
.<br />
3. Check of the mechanical stress of the disk after its pressing on the shaft and cooling.<br />
First, it is necessary to determine (using the algorithm described in the previous step) the<br />
radial pressure � fr<br />
at rest (no revolutions). This value then serves for computing the<br />
reduced stress � red (for example, � red,M by the von Mises hypothesis). For growing<br />
revolutions, the effect of the centrifugal forces acting mainly in the disk, reduces the<br />
danger of exceeding the maximum acceptable reduced stress.<br />
The full version of the paper will contain the complete mathematical model and methodology<br />
of its numerical solution. We calculated several examples, and the parameters of one of them<br />
follow:<br />
� Geometrical dimensions of the shaft and disk: rA2 � 0.1005 m, h � 0.1m,<br />
rB1 � 0.0095 m,<br />
fr<br />
fr
� m, �rAB �0.001m. B2 1<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
3 3 11 2<br />
� Selected material parameters: � � 7.8�10 kg/m , E � 2.1�10 N/m , � � 0.3.<br />
� Other parameters and their temperature dependences like, for example, electric<br />
conductivity � , thermal conductivity � , specific heat capacity p c � and also<br />
magnetization characteristic can be found in [1].<br />
The distributions of the van Mises stress � red,M and radial displacement u r along the radius<br />
r are depicted in Fig. 3. These results are also in a good agreement with a simplified<br />
analytical solution.<br />
inductors<br />
disk<br />
� red,M (10 8 N/m 2 )<br />
10<br />
8<br />
6<br />
4<br />
2<br />
0<br />
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0<br />
r (m)<br />
Fig. 2. Induction heating of the disk Fig. 3. Resultant dependence of the van Mises stress � red,M<br />
(graph I) and radial displacement u r (graph II) on the radius<br />
for the given parameters of computation<br />
Acknowledgment<br />
This work was financially supported by the Grant project GACR P102/11/0498 and project<br />
SGS-2012-039 (University of West Bohemia).<br />
References<br />
[1] V. Kotlan, P. Karban, B. Ulrych, I. Doležel, P. Kůs: Hard-Coupled Modeling of Induction Shrink Fit of<br />
Gas-Turbine Active Wheel. Proc. ISTET'11, Klagenfurt, Austria, July 2011, pp. 173–178.<br />
ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS<br />
IN CORELESS STATOR AXIAL FLUX PERMANENT<br />
MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES<br />
Peter Virtič 1<br />
1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia,<br />
Nowadays, the use of coreless stator axial flux permanent magnet synchronous machines<br />
(AFPMSM) is increasing. Due to the relatively large weights of these generators there is a<br />
224<br />
I.<br />
II.<br />
8<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
u r (10 –4 m)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
tendency towards the implementation of generators as lightweight as possible. In this work,<br />
the influence of rotor disk thickness on double rotor AFPMSM characteristics is investigated.<br />
For the analysis the existing prototype AFPMSM was chosen. 3D numerical model of<br />
AFPMSM was built and magnetic field distribution was calculated by using finite element<br />
method with Ansys software package. In order to select as thin as possible but still<br />
appropriate thickness of rotor disks the AFPMSM characteristics based on magnetic field<br />
distributions were calculated. Fig. 1 presents the topology of double sided coreless stator<br />
AFPMSM.<br />
ROTOR<br />
STATOR<br />
ROTOR<br />
ds<br />
dm<br />
dm<br />
dag dag<br />
dFe dFe<br />
225<br />
�p �t �t<br />
�m<br />
ro<br />
ri<br />
2�t<br />
Fig. 1. Topology of double sided coreless stator AFPMSM.<br />
Influence of rotor thickness on static characteristics of AFPMSM<br />
An important advantage of AFPMSM with external rotor topology and surface mounted<br />
permanent magnets (PMs) is that magnetic flux density variations in iron rotor discs can be<br />
assumed as negligible and therefore eddy currents and rotor losses can be neglected. For this<br />
reason ordinary structural steel formed into disc shape instead of ferrites, metallic powder or<br />
laminated steel can be used.<br />
Fig. 2 presents the electromotive force (EMF) according to displacement and rotor thickness.<br />
Fig. 3 shows the distribution of the normal component of magnetic flux density due to the<br />
PMs along half the length of the circle corresponding to the middle radius of PMs and to the<br />
position, which is one quarter of the stator thickness away from the air gap edge. The<br />
comparisons between EMF waveforms in Fig. 2 show the maximum magnitude at rotor disc<br />
thickness of 11,6 mm, which is a maximum rotor disc thickness in the proposed analysis.<br />
Moreover, the minimum thickness of the rotor disc, which is still suitable to avoid the sharp<br />
deterioration of AFPMSM characteristics, is determined as well.<br />
From the results in Fig. 2 it can be seen that between 5 mm and 7 mm thick rotor disc a small<br />
difference in EMF waveform magnitude exists. On the other hand, there is practically no<br />
difference in the EMF waveform magnitude when using the rotor disc thickness of 7 mm or<br />
11,6 mm. On the basis of EMF waveform magnitude for the rotor disc thickness of 3 mm it<br />
can be concluded that from the magnetic point of view rotor disc should not be thinner than 5<br />
mm, but it is preferred to be 7 mm. From the mechanical point of view a new problem arises<br />
due to the large attractive forces between both rotor discs. These forces deform rotor disc. In<br />
the future work it should be verified the bending of the rotor discs at different rotor disc<br />
thicknesses.<br />
Normal component of magnetic flux density (Fig. 3) confirms the conclusions based on the<br />
results in Fig. 2, because there is practically no difference between magnetic flux density<br />
magnitudes calculated at 7 mm and 11,6 mm of rotor disc thickness.
Wstęp<br />
Bz (T)<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Phase 1 (dFe=1mm)<br />
Phase 2 (dFe=1mm)<br />
Phase 3 (dFe=3mm)<br />
Phase 1 (dFe=5mm)<br />
Phase 2 (dFe=7mm)<br />
Phase 3 (dFe=7mm)<br />
Phase 3 (dFe=1mm) Phase 2 (dFe=5mm) Phase 1 (dFe=11,6mm)<br />
Phase 1 (dFe=3mm)<br />
Phase 2 (dFe=3mm)<br />
50<br />
Phase 3 (dFe=5mm)<br />
Phase 1 (dFe=7mm)<br />
Phase 2 (dFe=11,6mm)<br />
Phase 3 (dFe=11,6mm)<br />
40<br />
Winding:<br />
N=2x50<br />
30<br />
I=0A<br />
20<br />
Swire=1,23mm<br />
�wire=1,25mm<br />
10<br />
ds=15mm<br />
0<br />
0<br />
-10<br />
10 20 30 40 50 60 70<br />
dt=20mm<br />
80 �t=30°<br />
Permanent magnets:<br />
-20<br />
Br=1,22T<br />
ri=80mm<br />
-30<br />
ro=150mm<br />
-40<br />
dm=5mm<br />
p=5<br />
-50<br />
Displacement (°)<br />
Fig. 2. Electromotive force according to displacement and rotor disc thickness<br />
EMF (V)<br />
dFe=3 mm<br />
0,5<br />
0,4<br />
0,3<br />
0,2<br />
0,1<br />
0<br />
-0,1<br />
-0,2<br />
-0,3<br />
-0,4<br />
-0,5<br />
dFe=5 mm dFe=7 mm dFe=11,6 mm Winding:<br />
N=2x50<br />
I=0A<br />
Swire=1,23mm<br />
�wire=1,25mm<br />
ds=15mm<br />
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180<br />
Circumferential coordinate (°)<br />
226<br />
dt=20mm<br />
�t=30°<br />
Permanent magnets:<br />
Br=1,22T<br />
ri=80mm<br />
ro=150mm<br />
dm=5mm<br />
p=5<br />
Fig. 3. Normal flux density distribution due to the PMs according to circumferential coordinate<br />
MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ<br />
URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH<br />
Andrzej Wac-Włodarczyk 1 , Andrzej Kaczor 2 , Radosław Michałek 2<br />
1 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
2 Urząd Komunikacji Elektronicznej Delegatura w Lublinie,<br />
Współczesny rozwój elektroniki, a w szczególności systemów telekomunikacyjnych<br />
wymusza zwiększone zapotrzebowanie na widmo radiowe. Nie sposób sobie dzisiaj
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
wyobrazić urządzenia bez połączenia radiowego, a każdy z nas korzysta z takich urządzeń<br />
rozmawiając przez telefon komórkowy, używając Internetu, oglądając telewizję, słuchając<br />
radia czy nawet otwierając samochód za pomocą pilota. Widmo radiowe jest zasobem<br />
skończonym, zatem większa liczba urządzeń radiowych wymusza stosowanie technologii,<br />
które bardziej ekonomicznie wykorzystują zasoby radiowe. Jednocześnie zwiększa się<br />
również prawdopodobieństwo, że urządzenia te będą zakłócały wzajemnie swoją pracę.<br />
W Polsce organem odpowiedzialnym za gospodarkę zasobami częstotliwości jest m.in. Prezes<br />
Urzędu Komunikacji Elektronicznej UKE [1]. On wydaje pozwolenia na używanie urządzeń<br />
radiowych, monitoruje podstawowe parametry tych urządzeń i sygnałów przez nie<br />
nadawanych, sprawdza zajętość kanałów radiowych, umiejscawia urządzenia pracujące bez<br />
wymaganego prawem pozwolenia oraz lokalizuje szkodliwe zaburzenia elektromagnetyczne.<br />
Do zadań tych wykorzystuje specjalistyczny i nowoczesny sprzęt pomiarowy taki jak<br />
Ruchoma Stacja Pomiarowa RSP.<br />
Wyposażenie Ruchomej Stacji Pomiarowej<br />
Ruchoma Stacja Pomiarowa wykonana jest na bazie samochodu Mercedes Benz Sprinter<br />
C316 (istnieją 3 wersje RSP nieznacznie różniące się). Kabina samochodu jest podwyższona<br />
aby osoba mogła stać wewnątrz samochodu. Samochód posiada napęd na cztery koła wraz z<br />
blokadą mechanizmu różnicowego oraz wyciągarkę elektryczną montowaną z przodu<br />
pojazdu. W jego kabinie zamontowane jest ogrzewanie postojowe oraz dodatkowy<br />
klimatyzator elektryczny, który znajduje się na dachu samochodu.<br />
Zasilanie elektryczne urządzeń realizowane jest przez dwa zestawy akumulatorów. Pierwszy<br />
o napięciu 12 V znajdujący się w standardowym wyposażeniu samochodu zasila dodatkowo<br />
klimatyzator oraz układ rozruchowy agregatu. Zestaw drugi 24 V (akumulatory żelowe) służy<br />
do bezpośredniego zasilania urządzeń typu GPS, napędu masztu, lub poprzez przetwornicę<br />
napięcia =24 V/~230 V dla pozostałych urządzeń. Przetwornica napięcia służy jednocześnie<br />
do ładowania akumulatorów 24 V z zewnętrznych źródeł zasilania 230 V (agregat, sieć<br />
energetyczna). Akumulatory 24 V są również doładowywane z alternatora dodatkowego<br />
zamontowanego przy silniku samochodu. W celu bezprzerwowego zasilania urządzeń<br />
z przetwornicy 24 V/230 V zamontowano dodatkowy UPS. Proces pracy akumulatorów 24 V<br />
nadzorowany jest przez elektroniczny sterownik i wystarcza na kilka godzin pracy urządzeń.<br />
Stacja pomiarowa wyposażona jest w maszt rozkładany elektrycznie oraz montowany na nim<br />
system rotatorów (azymutu i polaryzacji). Całość pozwala na zainstalowanie anten<br />
pomiarowych i podniesienie ich do poziomu określonego przez normy 10 m n.p.t. Antena<br />
służąca do namierzania sygnałów przez radionamiernik w zakresie od 20 MHz do 1300 MHz<br />
zainstalowana jest na stałe (jako jedyna) na dachu samochodu. Sygnał z toru antenowego<br />
komutowany jest do odbiornika pomiarowego, dodatkowego gniazda lub tunera TV.<br />
Większość urządzeń pomiarowych zlokalizowano w przedniej części samochodu w szafie<br />
typu RACK.<br />
Stacja posiada odbiornik pomiarowy ESMB wraz ze skanerem częstotliwości ESMBDS firmy<br />
Rohde&Schwarz. Do pomiaru można używać jedną z anten: bikonalno-logoperiodyczną<br />
VULB9165 SCHWARZBECK (20 MHz – 1500 MHz), logoperiodyczną HL033 R&S (80<br />
MHz – 1300 MHz) lub logoperiodyczną HL040 R&S (400 MHz – 3000 MHz). W celu<br />
namierzania sygnałów radiowych wykorzystywany jest procesor radionamiernika EBD195<br />
R&S wraz z antenami ADD195 R&S (20 MHz – 1300 MHz) oraz ADD071 R&S (1300 MHz<br />
– 3000 MHz).<br />
227
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Rys. 1. Ruchoma Stacja Pomiarowa UKE oraz urządzenia w niej zainstalowane<br />
System pomiarowy sterowany jest przez komputer stacjonarny oraz specjalistyczne<br />
oprogramowanie utworzone na potrzeby UKE przez firmę KenBIT. Z większości urządzeń<br />
można również korzystać bez włączonego komputera – jednak ich funkcjonalność jest<br />
ograniczona.<br />
Parametry monitoringu widma radiowego<br />
Urządzenia znajdujące się w standardowym wyposażeniu RSP pozwalają wykonywać<br />
pomiary w zakresie częstotliwości od 20 MHz do 3000 MHz. Podstawową funkcją RSP jest<br />
pomiar natężenia pól elektromagnetycznych wraz z pomiarem dewiacji sygnałów<br />
zmodulowanych FM i głębokości modulacji sygnałów AM. Pomiary te można wykonywać<br />
w sposób zorganizowany, wcześniej zdefiniowany lub doraźny. Oprogramowanie<br />
automatycznie ustawia parametry odbiornika, ustawi azymut i polaryzację anten, a dane<br />
zapisuje w bazie. Dane można wydrukować w formie raportu/protokołu. Przekroczenia<br />
zadanych wartości automatycznie zostaną zasygnalizowane. Pomiary mogą być wykonywane<br />
zgodnie z zaleceniami ITU-R [2]. Drugą funkcją RSP jest monitoring zajętości<br />
kanałów/częstotliwości i ich skanowanie w poszukiwaniu emisji. Zainstalowany moduł<br />
skanera w odbiorniku umożliwia szybkie skanowanie częstotliwości, a oprogramowanie<br />
pozwala raportować dane i rejestrować dźwięk. Skanowanie częstotliwości może być<br />
wcześniej zdefiniowane lub doraźne. Trzecią ważną funkcją jest namierzanie sygnałów<br />
radiowych. Można je realizować w trzech trybach: stacjonarnym – pomiary wykonywane są<br />
podczas postoju w kilku punktach a następnie obliczana jest lokalizacja źródła sygnału<br />
radiowego; synchronicznym – kilka stacji w różnych lokalizacjach połączonych jest w sieć<br />
poprzez modem, a następnie wykonywane są pomiary w tym samym czasie. Lokalizacja jest<br />
obliczana na podstawie danych z kilku stacji RSP; w ruchu (tylko do częstotliwości 1300<br />
MHz) – samochód jadąc cały czas wykonuje namiary źródła sygnału radiowego, a następnie<br />
korzystając z zaszytych w oprogramowaniu algorytmów oblicza przybliżoną jego lokalizację<br />
[3]. Tryb namierzania z dużym powodzeniem stosuje się do namierzania nielegalnych emisji<br />
radiowych oraz lokalizowania źródeł szkodliwych zaburzeń elektromagnetycznych –<br />
pochodzących również od urządzeń innych niż radiowe nadawcze.<br />
Wnioski<br />
W celu prowadzenia poprawnej gospodarki zasobami częstotliwości wymagany jest ciągły ich<br />
monitoring. Współczesne systemy łączności wymuszają stosowanie nowoczesnych technik<br />
monitoringu i pomiarów. Zaprezentowana RSP do takich urządzeń należy, jednak UKE<br />
w chwili obecnej realizuje montaż kilkunastu stacjonarnych stacji monitoringu sygnałów<br />
228
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
radiowych i ich namierzania. Docelowo przedstawiony system RSP oraz urządzenia<br />
stacjonarne będą pracowały w jednej sieci współpracując ze sobą.<br />
Literatura<br />
[1] Rozporządzenie Rady Ministrów z dnia 29 czerwca 2005 r. w sprawie Krajowej Tablicy Przeznaczeń<br />
Częstotliwości (Dz. U. z 2005 r. Nr 134, poz. 1127 z późn. zm.);<br />
[2] Spectrum Monitoring Handbook Edition 2002;<br />
[3] Woźniak M., Wykorzystanie Ruchomych Stacji Pomiarowych w procesie monitorowania i lokalizacji<br />
sygnałów radiowych, Pomiary Automatyka Kontrola, Nr 07/2009, s. 418-421.<br />
OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYCH SPAWARKI INWERTOROWEJ<br />
Andrzej Wac-Włodarczyk 1 , Paweł A. Mazurek 1 , 2 Piotr Filipek, 2 Sebastian Serwin,<br />
3 Konrad Zygmunt, 3 Rafał Włosek, 3 Andrzej Mazur,<br />
Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła 3 , Grzegorz Masłowski 3<br />
1 Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska<br />
Katedra Napędów i Maszyn Elektrycznych, Politechnika Lubelska<br />
3 Koło Naukowe Elmecol, Politechnika Lubelska<br />
Z roku na rok wzrasta liczba urządzeń emitujących fale elektromagnetyczne. Ich<br />
promieniowanie powstaje w trakcie pracy każdego urządzenia elektrycznego lub<br />
elektronicznego. Najczęściej emisja identyfikowana jest z urządzeniami i technologiami<br />
powiązanymi z telekomunikacją, radiem i telewizją, systemami łączności teleinformatycznej i<br />
energetyką. Osoby które obsługują urządzenia elektryczne nie zawsze są świadome<br />
generowania przez nie fal EM, a najczęściej nie zdają sobie nawet sprawy z zakłóceniowych<br />
skutków oddziaływania na środowisko. Przykładowo, do niezamierzonej emisji zaburzeń<br />
elektromagnetycznych dochodzi podczas spawania elektrycznego lub pracy innych urządzeń<br />
wyładowczych, np. reaktorów plazmowych [2,3,5].<br />
Generowane zaburzenia elektromagnetyczne propagują do lokalnego środowiska lub do<br />
zakłócanych obiektów poprzez przewodzenie lub/i promieniowanie. Umownie przyjęto, że<br />
granicą częstotliwości jest 30MHz, poniżej której zaburzenia propagują w sposób<br />
przewodzony, zaś powyżej dominuje emisja promieniowana [2,3].<br />
Artykuł dotyczy analizy zaburzeń elektromagnetycznych generowanych poprzez przewody<br />
zasilające spawarkę inwertorową. Spawarka została zbudowana samodzielnie jako część<br />
praktyczna magisterskiej pracy dyplomowej obronionej na Politechnice Lubelskiej w 2011 r. [4].<br />
Spawarki inwertorowe są produktami technologicznie zaawansowanymi przeznaczonymi do<br />
spawania łukowego elektrodą otuloną (metoda MMA – Manual Metal Arc). Są one nową<br />
generacją spawarek beztransformatorowych, generujących niezbędne wartości prądowe za<br />
pomocą układów energoelektronicznych. Cechują je niewielkie gabaryty, mała waga,<br />
oszczędność poboru energii, znaczna sprawność energetyczna, szeroki zakres zastosowania,<br />
229
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
bardzo dobre efekty spawania i znaczna mobilność transportowa. Zdjęcia testowanej spawarki<br />
oraz jej schemat blokowy prezentują poniższe rysunki i fotografie.<br />
Rys. 1. Badana spawarka inwertorowa<br />
Rys. 2. Schemat blokowy spawarki [4] oraz widok stanowiska pomiarowego z siecią sztuczną<br />
Metoda spawania MMA, charakteryzuje się tym, że wykorzystuje elektrodę otuloną,<br />
składającą się z metalowego rdzenia oraz sprasowanej osłony - otuliny, pokrywającej rdzeń.<br />
Istotą spawania metodą MMA jest wytworzenie łuku elektrycznego między końcem<br />
elektrody, a materiałem spawanym. Elektroda topi się i krople stopionego metalu elektrody<br />
przenoszone są poprzez łuk do płynnego jeziorka spawanego metalu, tworząc po ostygnięciu<br />
spoinę. Podstawową różnicą w stosunku do innych metod spawania jest to, że w metodzie<br />
MMA elektroda ulega skróceniu. W metodzie TIG oraz MIG/MAG długość elektrody<br />
pozostaje przez cały czas niezmieniona i odległość pomiędzy uchwytem a elementem<br />
spawanym jest stała. W metodzie MMA, aby utrzymać stałą odległość pomiędzy elektrodą<br />
a jeziorkiem spawalniczym, uchwyt elektrody musi być przez cały czas przesuwany w<br />
kierunku spawanego elementu co powoduje, że umiejętności spawacza odgrywają szczególną<br />
rolę. Jeśli ich brakuje, wówczas łuk jest niestabilny, impedancja łuku elektrycznego jest silnie<br />
nieliniowa, niejednorodnie jonizuje się przestrzeń międzyelektrodowa, a propagacja zaburzeń<br />
ma charakter niezdeterminowany. Ponieważ analiza wpływu miejsca spawania, jego<br />
parametrów elektrycznych i geometrii na propagację zaburzeń jest skomplikowana, miejsce<br />
rozważań teoretycznych zajmują przeważnie badania doświadczalne.<br />
Pomiar emitowanych zaburzeń przez spawarkę musi być wykonywany zgodnie<br />
z wymaganiami dyrektywy EMC [1] oraz normami technicznymi. W tym celu złożono dwa<br />
układy pomiarowe, w każdym przeprowadzając dwa testy. Jeden realizowano w trakcie<br />
spawania (stan pracy), a drugi test dotyczył stanu jałowego (stan czuwania). W celu<br />
odniesienia, zaprezentowano dodatkowo na wspólnym rysunku wartość tła<br />
elektromagnetycznego przy odłączonej spawarce. W pierwszym układzie pomiarowym,<br />
wykorzystującym jednofazową sieć sztuczna Schaffner NNB 41C oraz odbiornik pomiarowy<br />
230
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
ESCI3 firmy Rodhe Schwarz określono przewodzone zaburzenia w przewodach w zakresie<br />
9kHz – 30MHz. Uzyskane wartości dla przewodu fazowego L zaprezentowano na rys. 3.<br />
231<br />
Pomiar zaburzenia na L1<br />
Tło - stan jałowy - spawanie<br />
Rys.3. Zaburzenia elektromagnetyczne generowane przez testowaną spawarkę w zakresie 9kHz-30MHz,<br />
pomiary realizowane detektorem wartości średniej AV<br />
W drugim układzie zastosowano cęgi absorpcyjne AMZ 41C firmy Schaffner z odbiornikiem<br />
pomiarowym ESCI3, dzięki czemu możliwe było określenie mocy zaburzeń<br />
wypromieniowywanych przez przewody zasilające spawarkę w zakresie 30-300MHz.<br />
Uzyskane wyniki zaprezentowano na poniższym rysunku czwartym.<br />
Rys.4. Moc zaburzeń elektromagnetycznych generowanych przez spawarkę w zakresie 30-300MHz, pomiary<br />
realizowane detektorem wartości średniej AV<br />
Uzyskane wyniki są jednoznaczne. Badana spawarka inwertorowa generuje bardzo duże<br />
zaburzenia elektromagnetyczne w obydwu wspomnianych zakresach częstotliwości. Normy<br />
przekroczone zostały nawet w stanie jałowym obiektu. Wykazane wartości poziomów<br />
zaburzeń stwarzają problemy, które przed praktycznym wykorzystywaniem spawarki<br />
powinny być rozwiązane poprzez dalszą modernizację badanego obiektu, np. poprzez<br />
zastosowanie lepszego filtra EMC jak również ekranowania urządzenia. Tym bardziej, że<br />
przeprowadzone analizy zaburzeń promieniowanych w zakresie 30MHz-1GHz tej samej<br />
spawarki [6] również wykazały przekroczenia dopuszczalnych limitów. W zakresie badań
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
EMC obiektów i instalacji również testy odporności elektromagnetycznej. W przypadku<br />
opisywanej spawarki testy dały pozytywne rezultaty.<br />
Literatura<br />
[1] Dyrektywa unijna 2004/108/EC.<br />
[2] Mazurek P. A., Zaburzenia promieniowane reaktora plazmowego typu GlidArc, Przegląd<br />
Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 87 NR 12b/2011, str. 121-124.<br />
[3] Mazurek P. A., Laboratorium podstaw kompatybilności elektromagnetycznej, ISBN 978-83-62596-02-7,<br />
Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin 2010.<br />
[4] Serwin S., Projekt, badanie i wykonanie spawarki inwertorowej, praca magisterska, Katedra Napędów i<br />
Maszyn Elektrycznych, Politechnika Lubelska, 2011.<br />
[5] Stryczewska H. D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo<br />
Politechniki Lubelskiej, Lublin 2009.<br />
[6] Zygmunt K., Włosek R., Mazur A., Wrótniak K., Masłowski G., Mazurek P.A., Badanie EMC spawarki<br />
inwertorowej, II <strong>Sympozjum</strong> Naukowe Elektryków i Informatyków, Wydział Elektrotechniki i Informatyki,<br />
Politechnika Lubelska 2012.<br />
ZASTOSOWANIE NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI<br />
WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ<br />
W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH<br />
AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI<br />
Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman<br />
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
Zastosowanie automatów klasyfikujących obiekty wielowymiarowe, wymaga przygotowania<br />
różnych systemów identyfikacji wzorców. Każdy proces rozpoznawania obiektu wymaga<br />
podjęcia działań wstępnych. Zadaniem ich jest przetworzenie szczególnej, wzorcowej grupy<br />
danych. W taki sposób wyodrębniane są fizyczne, typowe różnice między wybranymi<br />
obiektami - długość, szerokość, liczba cech szczególnych. Złożoność badanej przestrzeni<br />
komplikuje proces oceny. Jego zaś zautomatyzowanie lub uproszczenie wymusza<br />
zdefiniowanie funkcji, której zadaniem jest analiza cech. Zadanie sprowadzane jest do<br />
określenia funkcji celu. Badania nieniszczące są działaniami pomiarowymi. Ich interpretacja<br />
należy do trudniejszych procesów kontrolnych w technice [1, 2, 3].<br />
W artykule podjęto tematykę zastosowania i oceny numerycznego wzorca dla klasyfikatorów<br />
nieparametrycznych. Aplikację związano z funkcją gęstości powstałą z analizy danych<br />
różnicowej histerezy dynamicznej, identyfikowaną na równania podstawie (1), gdzie up(t)<br />
jest napięciem nierównowagi mostka (Rys. 1) [4, 5]. We wzorze (1) Ψ1 oraz Ψ3 oznaczają<br />
strumienie skojarzone z cewkami, w prześwitach których (Rys. 2) umieszczono cylindryczną<br />
próbkę (3) i wzorzec (4) [6].<br />
u<br />
p<br />
d�� 1 ��3<br />
�<br />
� �<br />
(1)<br />
232<br />
dt
R1<br />
R4<br />
i1<br />
i3<br />
L1<br />
u1<br />
u4<br />
L4<br />
up<br />
e(t)<br />
↑<br />
L2<br />
u2<br />
u3<br />
L3<br />
R2<br />
R3<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
�M<br />
�M1<br />
�M<br />
�M2<br />
LM<br />
↑<br />
iźr(t)<br />
Rys. 1. Schemat układu pomiarowego Rys. 2. Model numeryczny (Flux 3D)<br />
Dane podlegające ocenie pochodzą z numerycznego modelu systemu (Rys. 2). Przeznaczony<br />
jest on do wykonywania bardzo konkretnego zadania klasyfikacyjnego, dla wad<br />
wprowadzonych w obszarze nieliniowej próbki (3). Sprzężenie z obwodem, pozwala na<br />
akwizycję danych z analizy napięcia nierównowagi mostka (Rys. 1). Pozostałe elementy<br />
systemu służą do: rejestracji danych, przetworzenia zbioru danych, jego segmentacji,<br />
oddzielenia od siebie powtarzających się obiektów podobnych, identyfikacji, (czyli ekstrakcji<br />
cech szczególnych), klasyfikacji (Rys. 3). Ta przyporządkowuje informacje do tych z bazy<br />
wiedzy, na podstawie kryterium podobieństwa [1, 6].<br />
Projektowanie automatycznych klasyfikatorów związane jest z technikami tworzenia<br />
wzorców. Zaproponowano w pracy system numeryczny pozwoli zweryfikować hipotezę<br />
o możliwości tworzenia zbioru cech wzorcowych nawet w przypadku gdy nie ma<br />
wystarczającej porcji fizycznych danych uczących. Jeżeli model podstawowy można<br />
przypisać porcji danych, to badany obiekt da się przyporządkować do wybranej klasy.<br />
W badaniach fizycznych do identyfikacji posiadamy tylko fragment dziedziny danych.<br />
Typowe wady tworzą nieregularne pęknięcia, wtrącenia często podpowierzchniowe. Stąd też<br />
próba dyskusji nad wzorcowaniem cech za pomocą systemu numerycznego [2].<br />
Rys. 3. Statyczna funkcja gęstości oraz lokalizacja cech szczególnych<br />
Metody nieparametryczne klasyfikacji automatycznej są wygodnym narzędziem w ocenie<br />
wyników. W pracy szczegółowo ocenione zostaną aspekty doboru cech wektora wzorcowego.<br />
Wzorcowane numerycznie klasy analiz określają grupę prawdopodobieństwa obiektu.<br />
Ocenione zostaną cechy w postaci lokalizacji i wartości ekstremów (Rys. 3), typowe dla<br />
wielowymiarowych analiz z większą liczbą grup. Tak postawiony cel pozwoli na poszerzenie<br />
zakresu interpretacji w definiowania postaci, lokalizacji i rozmiarów wady.<br />
233
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Autorzy artykułu wskazują na możliwość podjęcia prac weryfikujących, opracowanych<br />
wcześniej klasyfikatorów neuronowych. Badanie modelu numerycznego pozwoli ocenić<br />
możliwości wdrożenia automatycznego klasyfikatora z bazą wiedzy, otrzymaną na podstawie<br />
matematycznego wzorca, w interpretacji danych urządzenia defektoskopowego.<br />
Literatura<br />
[1] Cichosz P., Systemy uczące się. Wydawnictwo Naukowo-Techniczne, Warszawa 2000.1<br />
[2] Hemion G., The Classification of Knots and 3-Dimensional Spaces, Oxford University Press 1992.<br />
[3] Mayergoyz I. D., Mathematical Models of Hysteresis, Springer-Verlag, Berlin 2002.<br />
[4] Wac-Włodarczyk A., Goleman R., Giżewski T.: The experimental identification of the Preisach differential<br />
surface in the arrangement of AC bridge, Przegląd Elektrotechniczny, 12/2010.<br />
[5] Wac-Włodarczyk A., Goleman R., Giżewski T.: The methodology of magnetic materials classification,<br />
Przegląd Elektrotechniczny 03/2011.<br />
[6] Weinberger S., The Topological Classification of Stratified Spaces, Lectures in Mathematics, University of<br />
Chicago 1995.<br />
Wstęp<br />
ZASTOSOWANIE EIS<br />
DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH<br />
DRUTÓW STOSOWANYCH<br />
NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE<br />
Witold Walke 1 , Joanna Przondziono 2<br />
Politechnika Śląska<br />
1 Wydział Inżynierii Biomedycznej, Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów<br />
Medycznych<br />
2 Wydział Inżynierii Materiałowej i Metalurgii, Katedra Technologii Materiałów<br />
Prowadniki kardiologiczne używane są m.in. w zabiegach elektroterapii serca oraz<br />
kardiologii inwazyjnej, m.in. podczas implantacji stentów naczyniowych. Stąd też, wyroby te<br />
mają bezpośredni kontakt z krwią. Krew jest tkanką szczególną, różniącą się pod wieloma<br />
względami od pozostałych tkanek. Duża ilość składników niekomórkowych (woda<br />
z rozpuszczonymi substancjami – osocze), stanowiących ponad połowę jej objętości,<br />
upodabnia krew do tkanki łącznej. Jednak struktura wyspecjalizowanych komórek krwi<br />
(zwłaszcza czerwonych) jest całkiem odmienna. Podstawowym problemem związanym<br />
z zastosowaniem stalowych prowadników jest powstawanie na ich powierzchni<br />
mikrozakrzepów. Jest to spowodowane aktywnością hemostatyczną materiałów metalowych.<br />
Geneza ich powstawania jest procesem skomplikowanym chemicznie – poprzedza go seria<br />
złożonych reakcji. W pierwszym etapie zaraz po zetknięciu się przepływającej krwi z obcą<br />
powierzchnią następuje szybka adsorpcja białek osocza – tzw. efekt Vromana. W dalszej<br />
kolejności do zaadsorbowanych na powierzchni białek następuje adhezja płytek krwi,<br />
234
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
leukocytów i erytrocytów. Tak przygotowana powierzchnia staje się miejscem adsorpcji<br />
i aktywacji protrombiny i innych osoczowych czynników krzepnięcia. Zaburzenie stosunku<br />
składników aktywujących, proces krzepnięcia i fibrynolizy prowadzi w konsekwencji do<br />
wytworzenia włóknika. Hemokompatybilność materiałów z krwią jest związana z ich<br />
elektrycznym potencjałem, odpornością na korozję oraz czystością chemiczną. Większość<br />
składników krwi jest elektroujemna. Wynika z tego, że materiały o potencjale<br />
elektrododatnim mogą powodować zakrzepy. Dlatego też w pracy przeprowadzono badania<br />
mające na celu wytypowanie odpowiedniej obróbki powierzchniowej stali typu 18-8, która<br />
zapewni odpowiedną biotolerancję i będzie stanowić skuteczną barierę zabezpieczającą<br />
prowadnik kardiologiczny przed oddziaływaniem krwi.<br />
Materiał i metoda<br />
Do badań wykorzystano próbki ze stali X10CrNi18-8 w postaci przesyconej walcówki<br />
o średnicy d0 = 5,6 mm, która została poddana procesowi ciągnienia do średnicy d1 = 1,5 mm.<br />
Odkształcenie w procesie ciągnienia wyrażone w mierze logarytmicznej wynosiło<br />
��d = 2,64. Zarówno skład chemiczny, jak i struktura stali była zgodna z zaleceniami normy<br />
ISO. Następnie różnicowano sposób przygotowania powierzchni poprzez zastosowanie<br />
obróbki mechanicznej – szlifowania (Ra = 0,40 �m), polerowania elektrochemicznego<br />
(Ra = 0,12 �m) oraz pasywacji chemicznej (Ra = 0,12 �m). Badania chropowatości<br />
powierzchni zostały przeprowadzone z wykorzystaniem metody liniowego mechanicznego<br />
pomiaru stykowego przy użyciu profilometru SURTRONIC 3+ firmy Taylor/Hobson. Pomiar<br />
przeprowadzono na odcinkach o długości l = 0,8 mm z dokładnością ± 0,02 �m. Następnie, w<br />
celu zasymulowania warunków występujących w środowisku krwi, próbki poddawano<br />
ekspozycji w sztucznym osoczu o temperaturze T = 37±1 o C przez 8 godzin. W dalszej<br />
kolejności próbki odzwierciedlające kolejne etapy przygotowania powierzchni w stanie<br />
wyjściowym i po ekspozycji poddano badaniom impedancyjnym. Pomiary przeprowadzono z<br />
wykorzystaniem systemu pomiarowego Auto Lab PGSTAT 302N wyposażonego w moduł<br />
FRA2 (Frequency Response Analyser). Zastosowany układ pomiarowy umożliwił<br />
prowadzenie badań w zakresie częstotliwości 10 4 ÷ 10 -3 Hz. W badaniach wyznaczono<br />
impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane pomiarowe do układu zastępczego.<br />
Na tej podstawie wyznaczono wartości liczbowe oporności i pojemności analizowanych<br />
układów. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono w postaci wykresów<br />
Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci wykresów Bode. Badania<br />
przeprowadzono w sztucznym w temperaturze T = 37 ± 1 �C, a pH = 7,0 ± 0,2.<br />
Wyniki badań<br />
Badania EIS umożliwiły scharakteryzowanie impedancji granicy faz: materiał – warstwa<br />
pasywna (wytworzona podczas pasywacji lub po ekspozycji) – roztwór, na drodze<br />
aproksymacji danych impedancyjnych za pomocą modelu elektrycznego obwodu<br />
zastępczego. Przeprowadzona analiza pozwoliła na wyznaczenie widm impedancyjnych<br />
badanego układu i dopasowanie danych do układu zastępczego zbudowanego z równoległego<br />
układu elementu stałofazowego CPE połączonego z oporem przejścia jonów Rct<br />
i resztkowego oporu Rs przy wysokich częstotliwościach przypisanego omowemu oporowi<br />
sztucznego osocza. Wyznaczone wartości admitancji (Z -1 ) oraz współczynnika n dla próbek 8.<br />
godzinnej po ekspozycji w sztucznym osoczu wykazały, że warstwa pasywna wytworzona w<br />
procesie pasywacji niezależnie od umocnienia stali nie uległa zniszczeniu. Zaobserwowano<br />
jedynie zmniejszenie wartości oporu przejścia jonów Rct. Podsumowując, na podstawie<br />
przeprowadzonych badań elektrochemicznych, stwierdzono korzystny wpływ procesu<br />
235
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
pasywacji na odporność korozyjną stali X10CrNi18-8. Ekspozycja w roztworze symulującym<br />
środowisko układu krwionośnego człowieka (sztuczne osocze) przez 8 godzin nie wpłynęła<br />
negatywnie na własności fizykochemiczne wytworzonej warstwy pasywnej.<br />
KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW<br />
PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH<br />
Z POMIAROWYMI<br />
Wprowadzenie<br />
Agnieszka Wantuch<br />
AGH Akademia Górniczo-Hutnicza, Katedra Elektrotechniki i Elektroenergetyki<br />
Stal jest jednym z najczęściej wykorzystywanych materiałów w technice dzięki stosunkowo<br />
niskiej cenie oraz swoim właściwościom. Jednak poza wieloma zaletami, posiada także dwie<br />
zasadnicze wady – utrata większości swoich cech mechanicznych w wyższych temperaturach<br />
oraz brak odporności na korozję. Ochrona przed korozją ma zatem na celu przede wszystkim<br />
zapewnienie bezpiecznych warunków eksploatacji i niezawodności struktur metalowych.<br />
Zapobiega uszkodzeniom, które mogą zagrażać ludziom i środowisku.<br />
Proces korozji można zapisać jako reakcję chemiczną [2]:<br />
� 2�<br />
Fe � 2H � Fe � H2<br />
2Fe+O + 2H O= 2Fe(OH)<br />
2 2 2<br />
W środowisku obojętnym, powstające aniony OH – łączą się z kationami Fe 2+ i powstaje<br />
Fe(OH)2, który wytrąca się w postaci osadu. Dalsze utlenienie Fe(OH)2 prowadzi do<br />
powstania hydratów Fe2O3·nH2O, które tworzą osad o charakterystycznym rdzawym<br />
zabarwieniu.<br />
Ochrona przed korozją<br />
Ochrona elektrochemiczna jest jedną z najbardziej skutecznych metod ochrony<br />
przeciwkorozyjnej stali w środowiskach naturalnych. Wykorzystuje do tego celu sposoby<br />
galwaniczne i elektrolityczne. Najszerzej stosowaną metodą przeciwdziałania korozji jest<br />
ochrona katodowa. Może być ona stosowana do ochrony przed korozją wszelkich metali lub<br />
stopów będących w wodnym elektrolicie. Korozja może być redukowana niemal do zera, a<br />
prawidłowo zaprojektowane systemy zapewniają bezawaryjną pracę na wiele lat. Ochrona<br />
katodowa polega na zmianie potencjału obiektu będącego w środowisku elektrolitycznym [4].<br />
Ochronę tę stosuje się zarówno w środowisku ciekłym, jak i w gruntach czy innym<br />
236
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
środowisku przewodzących prąd jonowo. Ochronę katodową można realizować na dwa<br />
sposoby: wykorzystując anodę protektorową lub zewnętrzne źródło prądu (napięcia).<br />
Porównanie obliczeń numerycznych z danymi pomiarowymi<br />
Jak wykazuje praktyka ostatnich lat, najlepsze rozwiązania symulacyjne procesów<br />
korozyjnych uzyskuje się z wykorzystaniem Metody Elementów Skończonych lub Metody<br />
Elementów Brzegowych. Zgodność wyników analizy z eksperymentem, jaką można uzyskać<br />
przy zastosowaniu MES oraz łatwość modelowania złożonych problemów brzegowych,<br />
przyczyniła się do popularności tej metody zarówno wśród badaczy jak<br />
i inżynierów zajmujących się projektowaniem systemów ochrony przed korozją.<br />
Modelowaniu numerycznemu rozkładu prądów w komórkach korozyjnych poświęcono wiele<br />
uwagi z powodu jego zastosowaniu w prognozowaniu szybkości korozji i projektowaniu<br />
instalacji ochrony katodowej. Przy wykorzystaniu komputerów metody te pozwalają na<br />
uzyskanie dokładnego rozkładu prądu dla złożonych komórek korozyjnych, co wcześniej było<br />
trudne do osiągnięcia. Dodatkowo numeryczną dokładność obliczenia rozkładu potencjału �<br />
i wektora gęstości prądu J można ocenić poprzez porównanie wyników liczbowych<br />
z obliczeniami analitycznymi.<br />
W literaturze można odleźć wiele metod [1, 5], w których rozkład prądu uzyskano<br />
rozwiązując równania Laplace'a z odpowiednimi warunkami granicznymi. Rozkład<br />
potencjału dany jest zależnością:<br />
� ���� �<br />
� � 0<br />
Po uzyskaniu rozkładu potencjału gęstość prądu j w każdym punkcie elektrolitu można<br />
obliczyć w oparciu o gradient potencjału w punkcie:<br />
�<br />
j �<br />
n<br />
�<br />
�<br />
�<br />
gdzie � jest przewodnością elektrolitu, a n jest kierunkiem normalnym do granicy dwóch faz.<br />
Gęstość prądu na granicy metal-elektrolit otrzymano na podstawie obliczeń tego rozkładu<br />
prądu odpowiadającego szybkości korozji lub gęstości prądu ochrony katodowej.<br />
Do badań porównawczych wykorzystano eksperyment zaproponowany w [3]. Mierzono<br />
w nim rozkład potencjału i prądu prostych koncentrycznych pierścieni systemu ochrony<br />
katodowej. Układ składa się z 25 miedzianych pierścieni i grafitowej anody w centrum<br />
(rys. 1). Do każdego z pierścieni podłączono amperomierz. Do anody podłączono potencjostat<br />
umożliwiający zmianę potencjału elektrody badanej względem elektrody odniesienia, czyli jej<br />
polaryzację, dzięki czemu nastąpi przepływ prądu pomiędzy badaną elektrodą a elektrodą<br />
pomocniczą. Oznaczenia potencjostatu: W – elektroda pracująca, R – elektroda odniesienia,<br />
C – elektroda pomocnicza.<br />
V<br />
A<br />
A<br />
A<br />
linie prądu<br />
W R<br />
C<br />
elektrolit<br />
anoda katody<br />
Rys.1. Układ do pomiaru rozkładu potencjału i prądu oraz rozkład pierścieni stanowiących katodę [3].<br />
237<br />
anoda<br />
1cm<br />
izolacja<br />
o szer. 1cm<br />
izolacja<br />
o szer. 1mm
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
Cały układ został zamontowany w dolnej części plastikowego bębna wypełnionego<br />
roztworem 0,05N NaCl na głębokości 1 cm. Do anody dostarczano prąd stały o natężeniu<br />
20 mA , mierząc równocześnie potencjał i prąd wpływający do każdego pierścienia katody.<br />
Porównanie pomiarów doświadczalnych z analizą komputerową pokazano na rysunku 2.<br />
Porównanie rozkładu gęstości prądu pomiędzy wynikami otrzymanymi doświadczalnie<br />
i obliczeniowo wypadło pozytywnie. Na wykresie (rys. 2) widać niewielkie rozbiezności<br />
pomiędzy wartościami obliczonymi a pomiarowymi.<br />
Rys. 2. Wykres gęstości prądu z reakcją oraz bez reakcji na katodzie i porównanie go z danymi pomiarowymi.<br />
Wnioski<br />
Na tym etapie rozwoju analiza elementów skończonych komórek korozyjnych ma kilka<br />
ograniczeń, które są związane głównie z trudnością w uzyskaniu odpowiednich danych<br />
wejściowych. Ograniczenia te są następujące:<br />
� metoda wymaga uprzedniej znajomość środowisk korozyjnych, ponieważ<br />
przewodności i krzywe polaryzacji metali są ważnymi danymi wejściowymi,<br />
� metoda wymaga odpowiednich krzywych polaryzacji.<br />
Jednak mimo tych ograniczeń, metoda elementów skończonych ma wiele zastosowań<br />
w badaniach nad korozją. Niektóre z nich to np. przewidywanie rozkładu prądu w korozji, czy<br />
projektowanie systemów ochrony katodowej.<br />
Literatura<br />
[1] Aikire R.T., Bergh, R.L., Sani. J.: Electrochem Soc., Vol. 125, p. 1981 (1978)<br />
[2] Bełtowska-Brzezinska M.: Wprowadzenie do elektrochemii, Wydział Chemii UMA, Poznań 2009<br />
[3] Fu J.W.: A Finite Element Analysis of Corrosion Cells, National Association<br />
of Corrosion Engineers, Vol. 38, No. 5, May, 1982, pp. 295-296<br />
[4] Kurgan E., Wantuch A.: Wpływ obiektów metalowych na efektywność ochrony katodowej zbiorników<br />
podziemnych przed korozją, Elektromagnetyzm w środowisku. Szanse czy zagrożenia?, <strong>PTZE</strong>, INB<br />
ZTUREK, Warszawa, 2010<br />
[5] Strommen R., Rodland A.: Materials Performance, Vol. 20, No. 4, p. 15 (1981)<br />
238
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
WŁASNOŚCI WYBRANYCH<br />
METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA<br />
NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH<br />
Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek<br />
Wojskowa Akademia Techniczna<br />
Wydział Inżynierii Lądowej i Geodezji<br />
Treść referatu nawiązuje do jednego z wielu obszarów badań, którymi zajmował się Profesor<br />
Czesław Rymarz. Na przełomie lat 70.-tych i 80.-tych jego zainteresowania skupiały się na<br />
metodach numerycznych (schematach różnicowych) i szczególnych własnościach niektórych<br />
z nich.<br />
Przedstawione rozważania koncentrują się głównie wokół zjawisk nieregularnych, ze<br />
szczególnym uwzględnieniem nieregularnego warunku początkowego. Sposób odtwarzania<br />
tych zjawisk przez konstruowane schematy różnicowe jest najlepszym testem jego wartości<br />
obliczeniowej. Z doświadczenia wiadomo, że metody tradycyjnie wykorzystywane w<br />
praktyce często wymagają odrębnej analizy oraz wprowadzenia dodatkowych wyrażeń<br />
poprawiających ich własności przy modelowaniu procesów nieregularnych. Jest to z reguły<br />
zewnętrzna ingerencja w strukturę metody. Poniższa praca zawiera konstrukcje nowych<br />
metod przybliżonych, nie wymagających tego typu zabiegów, oraz propozycję ich<br />
zastosowania w praktyce.<br />
ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH<br />
DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI<br />
W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH<br />
MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO<br />
Bogusław Wisz<br />
Politechnika Rzeszowska<br />
Wydział Elektrotechniki I Informatyki<br />
Zakład Systemów Elektronicznych I Telekomunikacyjnych<br />
Niniejsza praca jest kontynuacją pakietu publikacji dotyczących obliczania pojemności<br />
w mikroukładach o różnej konfiguracji ścieżek przewodzących. Przedmiotem analizy jest<br />
239
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
układ składający się liczby n równoległych względem siebie, nieskończenie cienkich warstw<br />
przewodzących (ścieżek) umieszczonych na jednej stronie podłoża mikroukładu o grubości h<br />
oraz nieskończonej długości i szerokości (Rys. 1).<br />
a) b)<br />
Rys.1. Rozmieszczenie ścieżek przewodzących na podłożu układu: a) widok ogólny, b) przekrój w płaszczyźnie z-x<br />
Ponieważ w rozważanym przypadku układ składa się z kilku (N>2) ścieżek przewodzących,<br />
to przy poszukiwaniu zależności między ładunkami a potencjałami poszczególnych ścieżek<br />
należy uwzględnić fakt, że ładunki zależą zarówno od potencjału danego przewodnika, jak<br />
również od rozkładu i potencjału wszystkich pozostałych. Z tego powodu w układzie<br />
rozpatruje się tak zwane pojemności cząstkowe własne lub wzajemne pomiędzy każdą<br />
warstwą przewodzącą a wszystkimi pozostałymi.<br />
W celu wyznaczenia tych pojemności przyjęto następujące założenia:<br />
� do każdej ze ścieżek przyłożony jest potencjał o zadanej wartości Vi, a na ich<br />
powierzchniach zgromadzone są ładunki elektryczne Qi o gęstości powierzchniowej<br />
wynoszącej odpowiednio qi, które wytwarzają pole elektryczne o natężeniu E;<br />
� współczynnik przenikalności dielektrycznej podłoża wynosi �1, obszaru powyżej jego<br />
powierzchni �3, a poniżej �4;<br />
Wektor natężenia E można wyrazić przez potencjał V spełniający równanie Laplace’a:<br />
�V = 0 (1)<br />
natomiast ładunek Qk na każdej powierzchni k-tej ścieżki określony jest ogólnie zależnością:<br />
Qk � ��<br />
�� gradV � j k � dSk<br />
, (2)<br />
S<br />
k<br />
w której jk jest jednostkowym wektorem prostopadłym do powierzchni Sk. Ładunek ten<br />
można również przedstawić w postaci<br />
Q<br />
k<br />
�<br />
N<br />
�<br />
i�1<br />
V �C<br />
gdzie Cki są szukanymi współczynnikami pojemnościowymi.<br />
240<br />
i<br />
ki<br />
, (3)<br />
Do rozwiązania równania Laplace’a zastosowano metodę przekształceń całkowych Fouriera.<br />
Dla potencjału V(x,z) otrzymuje się:<br />
gdzie:<br />
�<br />
�<br />
��<br />
1<br />
j�<br />
x<br />
V(<br />
x,<br />
z ) � F(<br />
� , z ) � e d�<br />
2�<br />
�<br />
�<br />
��<br />
� j�<br />
x<br />
F(<br />
� , z ) � V(<br />
x,<br />
z ) � e dx<br />
(5)<br />
(4)
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
jest transformatą V(x,z). Po zróżniczkowaniu zależności (2) i podstawieniu do (1) otrzymuje<br />
się rozwiązanie postaci:<br />
� � ( z�h<br />
) � R1e<br />
z � h<br />
�<br />
F � �R2<br />
sinh��<br />
z�<br />
� R3<br />
cosh��z<br />
� h � z � 0<br />
(6)<br />
� � ( z�h<br />
)<br />
R e<br />
z � �h<br />
� 4<br />
Współczynniki R1(�) – R4(�) wyznacza się z wyznacza się z klasycznych dla pola<br />
elektrostatycznego warunków brzegowych:<br />
� ciągłości potencjału na granicy dwóch ośrodków;<br />
� ciągłości składowej normalnej indukcji elektrycznej D on na granicy dwóch ośrodków<br />
(w obszarze poza ścieżkami przewodzącymi);<br />
� skokowej zmiany składowej normalnej indukcji elektrycznej D na granicy dwóch<br />
powierzchni (warstwy przewodzącej z podłożem), równej gęstości powierzchniowej<br />
ładunku elektrycznego; warunek ten dla planarnego układu ścieżek można zapisać w<br />
postaci (i = 1,2, . . , N):<br />
�qi( x)<br />
ai<br />
� x � bi<br />
D n(<br />
x,<br />
z)<br />
� � D ( , ) � �<br />
z�0<br />
n x z z�0<br />
�<br />
(7)<br />
�0<br />
poza tymobszarem<br />
W efekcie otrzymuje się układ równań określający wartości potencjału:<br />
V ( x,<br />
0)<br />
�<br />
1<br />
2��<br />
N<br />
bi<br />
��<br />
3 i�1<br />
ai<br />
241<br />
q ( s)<br />
H(<br />
s,<br />
x)<br />
ds , (8)<br />
gdzie H jest jądrem całki, składającym się z części regularnej i nieregularnej, wyrażonym<br />
zależnością:<br />
� w(<br />
1�<br />
� d ) th(<br />
�h)<br />
cos( �(<br />
x � s)<br />
� d 1<br />
H � �<br />
d �<br />
� �<br />
� ln . (9)<br />
� � � � � � ( � � �1)<br />
th(<br />
�h))<br />
� � � � x � s<br />
w<br />
d<br />
2<br />
�<br />
0<br />
w<br />
d<br />
d<br />
w<br />
Przykładając kolejno do każdej ze ścieżek potencjał o wartości 1V (dla pozostałych ścieżek<br />
potencjał ma wartość zero) otrzymuje się układ N równań, skąd wyznacza się całkowity<br />
ładunek na pojedynczych warstwach przewodzących i szukane pojemności cząstkowe.<br />
Dla przedstawionego modelu matematycznego przeprowadzono szereg obliczeń<br />
symulacyjnych wpływu parametrów geometrycznych układu – szerokości ścieżek, odległości<br />
miedzy nimi, grubości podłoża – na wartości pojemności cząstkowych. Dla wybranej<br />
konfiguracji trzech ścieżek wykonanych na podłożach ceramicznych AL2O3 96%<br />
przeprowadzono doświadczalną weryfikację obliczeń uzyskując zadowalającą zgodność<br />
wyników pomiarów i badań symulacyjnych.<br />
i<br />
w<br />
d
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH<br />
PRZEZ URZĄDZENIA TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM<br />
NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ<br />
Tomasz Woźnica 1 , Jan Mocha 1 , Grzegorz Badura 1 , Dariusz Wójcik 2 , Maciej Surma 2<br />
1 Instytut Techniki i Aparatury Medycznej ITAM, 2 Politechnika Śląska, Instytut Elektroniki<br />
Wprowadzenie<br />
Analiza sygnału elektrokardiograficznego jest jedną z podstawowych metod oceny stanu<br />
układu krążenia pacjenta. W tym celu konieczne jest uzyskanie sygnału<br />
elektrokardiograficznego o jak najlepszych parametrach, tj. sygnału niezniekształconego o jak<br />
najmniejszej zawartości szumu, w szczególności pochodzącego od zewnętrznych zaburzeń<br />
elektromagnetycznych.<br />
Problem wpływu zewnętrznych pól elektromagnetycznych na aparaturę elektromedyczną jest<br />
znany i rozpatrywany od dawna, co znajduje swoje odzwierciedlenie w obowiązujących<br />
regulacjach prawnych. Urządzenia medyczne wprowadzane do obrotu na terenie Unii<br />
Europejskiej muszą spełniać wymagania zasadnicze dyrektywy 93/42/EEC. Według<br />
zharmonizowanej z dyrektywą normy PN-EN 60601-1-2:2007, dotyczącej kompatybilności<br />
elektromagnetycznej elektrycznej aparatury medycznej, należy wykazać, że urządzenie jest<br />
zdolne do poprawnej pracy bez pogorszenia deklarowanych przez producenta parametrów<br />
technicznych w polu elektrycznym o natężeniu 3 V/m, zaś w przypadku urządzenia<br />
podtrzymującego funkcje życiowe – w polu o natężeniu 10 V/m. Zgodnie z normą wymagane<br />
jest przeprowadzanie badań w zakresie częstotliwości od 150 kHz do 2,5 GHz, przy czym<br />
sygnał narażenia jest modulowany amplitudowo z głębokością modulacji 80%. Częstotliwość<br />
sygnału modulującego, zgodnie z zaleceniami normy, wynosi 1 kHz lub jest równa<br />
częstotliwości z pasma przenoszenia toru pomiarowego (zwykle 2 Hz w przypadku urządzeń<br />
przetwarzających sygnały elektrofizjologiczne, takich jak elektrokardiografy).<br />
Opisana tutaj pokrótce metodyka badań nie do końca oddaje charakter zaburzeń o<br />
częstotliwościach radiowych, jakie obecnie występują w środowisku. W ostatnich latach<br />
obserwuje się bowiem intensywne rozpowszechnienie cyfrowych systemów transmisji<br />
danych. Mowa tu nie tylko o praktycznie całkowitym pokryciu obszarów zurbanizowanych<br />
zasięgiem sieci telefonii komórkowej czy bezprzewodowych sieci komputerowych, ale także<br />
o przewidywanej ekspansji cyfrowych systemów radiokomunikacyjnych do pasm<br />
częstotliwości dotychczas zajmowanych przez analogowe systemy radiodyfuzyjne.<br />
Odpowiedzią na te tendencje są propozycje nowych regulacji w przygotowywanej IV edycji<br />
normy IEC60601-1-2. Wśród nich znalazł się wymóg przeprowadzania testów odporności<br />
aparatury medycznej na pola EM wytwarzane przez „bezprzewodowy sprzęt<br />
radiokomunikacyjny”. Zaproponowano, aby podczas testów stosować modulację ASK (ang.<br />
Amplitude Shift Keying) o 100% głębokości modulacji (OOK – ang. On-Off Keying)<br />
przebiegiem prostokątnym o częstotliwości 18 lub 217 Hz, zależnie od zakresu częstotliwości<br />
nośnej. Impulsowy charakter zaburzeń ma oddawać pakietowy charakter przesyłania danych<br />
w sieciach bezprzewodowych. W propozycji zmian normy precyzyjnie zdefiniowano zakres<br />
częstotliwości nośnej, jak również poziom narażenia.<br />
242
Pomiary<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
W niniejszym artykule podjęto próbę oceny wpływu rzeczywistych zaburzeń pochodzących<br />
od urządzeń telefonii komórkowej GSM na przykładowy, stosowany w praktyce klinicznej<br />
układ wejściowy elektrokardiografu z podwyższoną częstotliwością próbkowania do 2 kHz.<br />
Uzyskane wyniki porównano z wynikami badań z zastosowaniem procedur normatywnych.<br />
Badania wykonano w komorzy GTEM o wysokości uniesienia septum równej 1 m. Podczas<br />
pomiarów elektrody EKG połączono impedancjami symulującymi impedancję elektrodaskóra<br />
pacjenta, zgodnie zaleceniami normy EN60601-2-25. Nie mierzono sygnału EKG,<br />
obserwowano wyłącznie zakłócenia pojawiające się na płaskiej izolinii. Przeprowadzono<br />
badania wstępne z narażeniem sygnałem modulowanym amplitudowo sygnałem<br />
sinusoidalnym o częstotliwości 2 Hz. Badania te pozwoliły zidentyfikować zakresy<br />
częstotliwości, w których układ wejściowy EKG wykazywał zwiększoną wrażliwość na<br />
zewnętrzne zaburzenia. Następnie przeprowadzono badania z zastosowaniem rzeczywistych<br />
sygnałów występujących w pobliżu stacji bazowej lub telefonu komórkowego GSM. Sygnał<br />
RF pochodzący z generatora przed podaniem na wejście komory był wzmacniany do poziomu<br />
40 dBm, tj. maksymalnego poziomu mocy wyjściowej stosowanych wzmacniaczy. Moc ta<br />
transmitowana jest w kanale o szerokości około 200 kHz, skutkiem czego widmowa gęstość<br />
mocy sygnału nie przekracza wartości około 20 dBm/kHz, a w przypadku transmisji pakietu<br />
korekcji częstotliwości 29 dBm/kHz. Wartość skuteczną natężenia pola elektrycznego<br />
wytwarzanego w komorze oszacowano na 20 ÷ 60 V/m. Badania prowadzono dla różnych<br />
częstotliwości nośnych sygnału, zmieniając zawartość pakietów transmitowanych przez<br />
urządzenia telefonii komórkowej, tak jak ma to miejsce w warunkach rzeczywistych.<br />
W trakcie pomiarów stwierdzono, że poziom zakłóceń obserwowanych w badanym torze<br />
EKG bardzo mocno zależał od częstotliwości nośnej sygnału RF. W pewnych pasmach<br />
częstotliwości nie obserwowano żadnego wpływu narażenia, podczas gdy w innych –<br />
zakłócenia osiągały wartości rzędu 30 µV. Niezależnie od zawartości transmitowanych<br />
pakietów maksymalne wartości zakłóceń zaobserwowano dla częstotliwości nośnej około<br />
1,1GHz. Niepokojący jest fakt, iż w pewnych sytuacjach obserwowano niemal dwukrotnie<br />
większe poziomy zakłóceń przy narażeniu sygnałem terminala ruchomego niż w przypadku<br />
sygnału stacji bazowej lub sygnału zmodulowanego amplitudowo. Jest to o tyle groźne, że w<br />
warunkach typowej eksploatacji urządzeń medycznych istnieje dużo większe<br />
prawdopodobieństwo pracy w bezpośrednim sąsiedztwie terminala ruchomego niż stacji<br />
bazowej. Szczegółowe wyniki pomiarów, poparte stosownymi wykresami, oraz wnioski<br />
płynące z pomiarów zawarte zostaną w pełnej wersji artykułu.<br />
Wnioski<br />
Wyniki przeprowadzonych badań wskazują, że konieczne jest prowadzenie badań odporności<br />
elektronicznej aparatury medycznej na rzeczywiste sygnały zaburzające, które stosowane są w<br />
urządzeniach radiokomunikacji ruchomej. Ograniczenie się do badań z wykorzystaniem<br />
modulacji normatywnych może prowadzić do niedoszacowania efektów oddziaływań, tym<br />
samym stosowane podczas badań tego typu kryterium oceny zgodności w rzeczywistych<br />
warunkach może nie być spełnione. Co więcej, testy odporności proponowane do<br />
wprowadzenia w IV edycji normy 60601-1-2, zakładające badanie urządzeń w ściśle<br />
określonych pasmach częstotliwości z wykorzystaniem sygnałów prostokątnych, również<br />
mogą dać fałszywie pozytywne wyniki, gdyż w praktyce urządzenie może być wrażliwsze na<br />
inne częstotliwości niż miało to miejsce podczas testu. Wrażliwość urządzenia może zostać<br />
ujawniona w normalnej eksploatacji aparatu np. po zmianie długości kabli pacjenta lub przy<br />
specyficznym położenie urządzenia względem innych obiektów czy urządzeń elektrycznych.<br />
243
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ<br />
NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY<br />
Joanna Wyszkowska<br />
Uniwersytet Mikołaja Kopernika, Zakład Biofizyki<br />
Pole elektromagnetyczne (PEM) związane z wytwarzaniem, przesyłem i wykorzystaniem<br />
energii elektrycznej jest wszechobecne w społeczeństwach uprzemysłowionych. Wraz<br />
z rozwojem nowoczesnych technologii, rośnie publiczne zainteresowanie potencjalnymi<br />
efektami biologicznymi działania promieniowania elektromagnetycznego.<br />
Pole elektromagnetyczne niskiej częstotliwości jest generowane głównie przez elektryczne<br />
urządzenia codziennego użytku a jego wpływ na nasz organizm pozostaje ciągle<br />
niewyjaśniony. Prezentowane w literaturze badania wykonywane są na zwierzętach, na<br />
różnym poziomie organizacji a podawane wyniki często nie korespondują ze sobą lub są<br />
przeciwstawne. Opublikowane dotychczas prace nie pozwalają jednoznacznie określić<br />
pierwotnego miejsca działania PEM, chociaż coraz powszechniej uważa się, że są nimi układ<br />
nerwowy i układ odpornościowy.<br />
Doświadczenia nad wpływem PEM na organizm owada prowadzę od kilku lat. Uzyskane<br />
wyniki sugerują, że ekspozycja w PEM (50 Hz, 1-7 mT) wywołuje umiarkowany stres u<br />
owadów. Wiąże się to ze zwiększeniem aktywności motorycznej oraz ze wzrostem<br />
wydzielania oktopaminy, która odpowiada aminom biogennym (adrenalinie i noradrenalinie)<br />
u kręgowców [1].<br />
Praca stanowi przegląd wybranych pozycji ze specjalistycznej literatury i ma na celu odpowiedzieć<br />
na pytanie czy ekspozycja w polu elektromagnetycznym (50 Hz) wywołuje podobne efekty w<br />
organizmie kręgowców i owadów oraz czy ewentualne zmiany zależą od gatunku eksponowanych<br />
zwierząt. Wzrost stężenia hormonów stresu oraz aktywności motorycznej będzie sugerować, że<br />
owady i kręgowce reagują na ekspozycję w PEM w podobny sposób.<br />
Opublikowane wyniki wskazują, że długotrwałe działanie PEM powoduje zmiany<br />
zachowania zwierząt w zakresie: szybkości uczenia się, czasu reakcji, wrażliwości na bodźce,<br />
aktywności ruchowej, obyczajów społecznych [2, 3]. Ponadto PEM ekstremalnie niskiej<br />
częstotliwości może zmieniać odpowiedź komórek na działanie hormonów [4] i zwiększać<br />
odporność na infekcje [5]. Aktualny stan wiedzy pozwala na postawienie hipotezy, że<br />
chroniczna ekspozycja na pole elektromagnetyczne o częstotliwości 50 Hz zaburza<br />
funkcjonowanie hipokampa i w ten sposób zmienia sekrecję kortykosteronu oraz inicjuje<br />
zaburzenia behawioru w postaci zmian reakcji stresowej [3, 6, 7]. Z kolei od dawna wiadomo,<br />
że zaburzenia reakcji stresowej są czynnikiem predysponującym do rozwoju chorób<br />
neurodegeneracyjnych.<br />
Wyniki uzyskane w opisanych badaniach pomogą zbliżyć się do odpowiedzi na pytanie, jakie<br />
jest działanie PEM występującego w naszym otoczeniu na organizm kręgowców (także<br />
człowieka).<br />
244
Literatura<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
[1] Wyszkowska J., Stankiewicz M., Krawczyk A., Zyss T., 2006: Udział oktopaminy w modyfikacji<br />
aktywności ruchowej owada wywołanej ekspozycją w polu elektromagnetycznym. Przegląd<br />
Elektrotechniczny, 12: 145-147.<br />
[2] Libof A.R., Thomas J.R., Schrot J. 1999: Magnetically induced behaviour modiication in rats.<br />
Bioelectromagnetics, 22:69–75<br />
[3] Jadidi M., Firoozabadi S.M., Rashidy-Pour A., Sajadi A.A., Sadeghi H., Taherian A.A., 2007: Acute<br />
exposure to a 50 Hz magnetic field impairs consolidation of spatial memory in rats. Neurobiology of<br />
Learning and Memory, 88: 387-92.<br />
[4] Rajkovic V., Matavulj M., Johansson O., 2006: Light and electron microscopic study of the thyroid gland in<br />
rats exposed to power-frequency electromagnetic fields. Journal of Experimental Biology, 209: 3322-3328.<br />
[5] Marino A.A., Wolcott R.M., Chervenak R., Jourd`heuil F., Nilsen E., Frilot C., 2000: Nonlinear response<br />
of the immune system to power-frequency magnetic fields. American Journal of Physiology - Regulatory,<br />
Integrative, and Comparative Physiology, 279: R761 – R768.<br />
[6] Lai H., Carino M., 1999: 60 Hz magnetic fields and central cholinergic activity: effects of exposure<br />
intensity and duration. Bioelectromagnetics, 20: 284-289.<br />
[7] Mostafa R.M., Mostafa Y.M., Ennaceur A., 2002: Effects of exposure to extremely low-frequency magnetic<br />
field of 2 G intensity on memory and corticosterone level in rats. Physiology and Behavior, 76: 589-95.<br />
A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR’S DIAGNOSTIC<br />
METHODS BASED<br />
ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT<br />
AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS<br />
Introduction<br />
Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov<br />
Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University<br />
Ukraine<br />
There are two convenient methods for on-line induction motors (IM) diagnostic – current<br />
spectra analysis [1] and instantaneous power spectra analysis [2]. First one needs only one<br />
phase current signal for analysis. So this method is attractive of its measuring simplicity.<br />
Second one needs data of three phase currents and voltages. This method is more<br />
complicated, but gives more reliable results. Thus, in order to choose best solution for<br />
implementation IM diagnostic method, there is necessity to compare IM diagnostic methods<br />
based on current spectra and instantaneous power spectra analysis.<br />
Theoretical theses<br />
Most frequently caused damages of IM are: rotor bar breaks, stator windings short circuits, air<br />
gap eccentricity and bearings damages.<br />
Motor current signature analysis (MSCA) is based on supervision of change the air gap<br />
between the stator and rotor which is back reflected in the form of the motor current through<br />
245
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
change of a magnetic flux in the air gap, which causes counter-emf. These changes in a<br />
counter-emf eventually change a wave of IM current [1]. Fast Fourier Transform (FFT) of<br />
motor current gives a current spectrum for fault detection procedure. Thus, presence in a<br />
motor current spectrum specific harmonics and their sidebands shows presence of electrical or<br />
mechanical damages. This method depends on power supply quality, and in some cases could<br />
lead to wrong results [2].<br />
Lacks of the previous methods can be avoided using the diagnostics on the basis of the<br />
instantaneous power spectra analysis using methods, proposed in [2, 3]. Instantaneous power<br />
spectra analysis allows both detection of fault presence and estimation of damage level by<br />
analysis of proper harmonic value. Thus, it allows one to make estimation of the energy of<br />
fault and the correlation of this energy to additional damage of IM parts under influence of<br />
additional vibrations caused by proper harmonic. Moreover, the instantaneous power spectra<br />
analysis allows analyzing of IM operation modes under significant nonlinearity, when it is<br />
incorrect to use superposition principle for current harmonics. Also, instantaneous power<br />
analysis is more reliable, it is less dependent on noise, and gives additional harmonic<br />
components for analysis [2, 3].<br />
Each damage type causes modulation of motor electrical signals with unique frequencies.<br />
In works [1, 3] the expressions for calculating phase current spectra harmonics related to most<br />
frequently caused damages were given. In work [3] the expressions for calculation total 3phase<br />
instantaneous power spectra harmonics related to most frequently caused damages were<br />
given. Briefly they could be described as following.<br />
Rotor bar break causes sinusoidal modulations of the stator current. Modulated phase current<br />
can be expressed as:<br />
2 �cos�2��fs�fbb�t����� im �t � � i�t � ��1�Imcos�2�fbbt����i�t��I1Im� �<br />
2 ��cos2�f�ft��� where m I<br />
246<br />
� � s bb � �<br />
� � , (1)<br />
is the modulation index,<br />
I f<br />
1 is the RMS value of the phase current, s<br />
f<br />
is the modulating frequency, s is the motor slip.<br />
is the supply<br />
frequency, bb<br />
According to expression (1), phase current spectra, in addition to fundamental component,<br />
� fs�fbb� � fs�fbb� contain two sideband components at frequencies and .<br />
Expression for modulated phase instantaneous power, according to proposed in [3] method, is<br />
the following:<br />
� � � � � � � � � � � � � �<br />
� � � �<br />
p t � i t u t � P �U I cos � cos 2�t �U I sin � sin 2�t �<br />
m m 0 1 1 1 1<br />
� 1 m 1 s bb 1 m 1 s bb � � �<br />
� I I U cos 2 �( f � f )t � � � I I U cos 2 �( f � f )t � � cos 2� t .<br />
(2)<br />
This expression shows, that phase instantaneous power spectra, besides DC component 0 P<br />
�2 fs � fbb<br />
� �2 fs � fbb<br />
�<br />
and two sideband components at frequencies and , contains an<br />
I1I mU1 cos ��� cos � fbbt �<br />
additional component at the modulation frequency<br />
additional diagnostic parameter.<br />
f bb , which is an<br />
By analogy, expressions for detection harmonic frequencies both in current and instantaneous<br />
power signals, related to stator windings short circuits, air gap eccentricity and bearings damages<br />
were given. On the basis of these expressions, the diagnostic system was created [2, 3].
Experimental results<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
To compare both diagnostic methods, a series of experiments was done. Three identical<br />
induction motors of type AIR80V4U2, 1.5 kW, were used for testing. These motors were<br />
artificially damaged with three most frequently caused damage types: stator winding shortcircuits,<br />
rotor bar breaks and air gap eccentricity. Currents and voltages of phases were<br />
measured both under idle mode and full load mode, and then they were analyzed. Analysis<br />
results leads to the following conclusions (fig.1, 2).<br />
logarithm of Current, (A)<br />
0.1<br />
0.01<br />
10 3<br />
10 4<br />
1<br />
Mixed eccentricity<br />
Broken bars<br />
0 50 100 150 200 250 300 350<br />
frequency, (Hz)<br />
Fig.1. Phase current of motor with 2 broken rotor<br />
bars and 2.54% stator phase unsymmetry<br />
247<br />
logarithm of Power, (Wt)<br />
100<br />
10<br />
1<br />
0.1<br />
Mixed eccentricity<br />
Broken bars<br />
Stator and supply unsymmetry<br />
Supply unsinusoidality<br />
0.01<br />
0 50 100 150 200<br />
frequency, (Hz)<br />
250 300 350<br />
Fig.2. Instantaneous power of motor with 2<br />
broken rotor bars and 2.54% stator phase unsymmetry<br />
Both methods could be used for detecting the different motor damages types, but amplitude<br />
values of current spectra harmonics related, for example, to stator unsymmetry, are too small<br />
(fig.1). Thus, in order of incipient fault, they could be wrong detected as a noise harmonics.<br />
Moreover, motor current signature analysis is unavailable to detect motor or supply<br />
asymmetry. In difference to this method, total 3-phase spectra analysis allows operate with<br />
clearly visible harmonics (fig. 2). Moreover, this method allows get big number of additional<br />
harmonic components related to each damage type, and also allows detect asymmetry of<br />
electric drive system. This feature also allows avoid wrong diagnosis.<br />
Conclusions<br />
A comparison of IM fault detection methods based on analysis of current and power signals’<br />
spectra showed, that both methods could be used for detection the most common motor<br />
damages. But current spectra analysis in some cases could lead to wrong diagnosis, because<br />
of small amplitude values of harmonics, related to damage. Power spectra analysis allows<br />
avoid such mistakes, and it could be considered as more suitable and reliable method for IM<br />
fault detection.<br />
References<br />
[1] M. E. H. Benbouzid “A review of induction motors signature analysis as a medium for faults detection”,<br />
IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 47, no. 5, pp. 984–993, Oct. 2000.<br />
[2] M.V. Zagirnyak, D.G. Mamchur, A.P. Kalinov, “Elimination of the Influence of Supply Mains Low-<br />
Quality Parameters on the Results of Induction Motor Diagnostics,” in Proc. XIX International Conference<br />
on Electrical Machines - ICEM 2010, Rome. IEEE Catalog Number: CFP1090B-CDR. ISBN: 978-1-4244-<br />
4175-4. Library of Congress: 2009901651. RF-009474.<br />
[3] D. Mamchur “An instantaneous power spectra analysis as a method for induction motors fault detection”,<br />
Proceedings of OWD’2011, 22-25 October 2011, Wisla, pp. 407-412, ISBN 83-922242-4-0.
Introduction<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
THE SYSTEM OF IDENTIFICATION<br />
OF EMERGENCY CONDITIONS<br />
IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX<br />
Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka<br />
Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University<br />
Ukraine<br />
In the process of functioning hydrotransport complexes (HC) of public and industrial water<br />
supply systems, oil-transfer stations certain conditions may occur when process-dependent<br />
parameters (head and flow) exceed their overload capacities. It results in various emergency<br />
situations arising in hydrosystem: hydraulic impacts, leakages, cavitation, surge, etc [1].<br />
One of the most common objectionable phenomena consists in pipeline system leakages<br />
conditioned by the pipeline unsatisfactory state, increased dynamic load when the pump<br />
parameters are being regulated, abrupt response of protective armature, etc.<br />
Head and flow values, their derivatives, as well as vibro-acoustic indices [2], are used in<br />
available methods of diagnostics of leakage and liquid unaccounted flow as controllable<br />
parameters. It is difficult to put these methods into practice as they require installation of<br />
additional expensive equipment and do not provide exact and unambiguous result as to<br />
determination of the leakage.<br />
Research methods and results<br />
Existence of leakage in HC pipeline system results not only in distortion of the form of head<br />
and flow signals, but also in the change of power indices: consumed and hydraulic power, HC<br />
efficiency and others. Since hydraulic power Рh(t) is determined by the product of head H(t)<br />
and flow Q(t), its frequency analysis makes it possible to single out more informational<br />
features typical of a certain emergency condition.<br />
In this connection it is expedient to use instantaneous power method that most completely<br />
reflects the processes of power consumption, transfer and recuperation between the source<br />
and the consumer (linear and nonlinear) [3]. The mentioned approach provides the possibility<br />
of the analysis of power processes in both electric and other systems: mechanical,<br />
electromechanical, hydraulic, etc., where power-forming initial signals may be of a complex<br />
character (periodical or nonperiodical).<br />
Fig. 1 shows a functional diagram of the system of leakage identification in HC pipeline<br />
system. It includes a pump with a driving induction motor (IM), frequency converter (FC), a<br />
pipeline system with n number of sections, controllable stopcocks (S1…Sn), pressure sensors<br />
(PS), flow sensors (FS), voltage sensors (VS), current sensors (CS) and a control system<br />
(CSYS) containing a power model block (PMB), a control block (CB).<br />
HC mathematical model including a pump unit with the parameters of Нn=50 m, Qn=0.055 m 3 /s,<br />
248
IM<br />
FC<br />
VS<br />
VC<br />
Um(t)<br />
Uс(t)<br />
Pump<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
249<br />
Рh=25 kW, a pipeline<br />
system 2000 m long and<br />
0.24 m in diameter is<br />
offered in the paper.<br />
The telegraph equations tool<br />
and the finite elements<br />
method for their solution [1]<br />
were used to describe the<br />
wave processes in the<br />
pipeline system. It allowed<br />
us to present the pipeline<br />
system by a finite number of<br />
quadripoles. To research wave processes a leakage with the flow of Ql=0.1Qn (Qn=0.055<br />
Q may<br />
m 3 /s) was formed at the mark of 1500 m in the pipeline system. In this case parameter l<br />
Ql � . By modeling we obtained curves of<br />
hydraulic power change when a pump unit is activated in the pipeline system with liquid<br />
withdrawal at the last section (Fig. 2, a). Their analysis enabled us to single out the areas<br />
where power Рh(t) signals deviate in the system without leakage and in its presence. The<br />
research showed that at the pipeline section containing a leakage there is growth of higher<br />
order harmonics (8–12) in the amplitude spectrum of hydraulic power Рh(t) (Fig. 2, c).<br />
be both a constant value and vary with time f �t� Ph, kW<br />
7<br />
Ph500, kW<br />
6<br />
without a leak with a leak<br />
6<br />
t500<br />
4<br />
5<br />
t1000<br />
2<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
U(t)<br />
I(t)<br />
Ph500(t)<br />
Ph1000(t)<br />
Ph1500(t)<br />
H1(t)<br />
Pel(t)<br />
Q1(t) Uc(t)<br />
x<br />
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3<br />
а)<br />
CB<br />
S1<br />
. . .<br />
ρg<br />
PMB<br />
CSYS<br />
PS1 FS1 ED1 PSn FSn EDn<br />
Section 1<br />
Ph1(t)<br />
Phn(t)<br />
Fig. 1. A functional diagram of the system<br />
of leakage identification in HC<br />
L<br />
Hn(t) Qn(t) Unc(t)<br />
Section n<br />
t, s<br />
0 5 10 15 20 k<br />
Ph1500, kW<br />
б)<br />
1.5<br />
1<br />
0.5<br />
without a leak<br />
with a leak<br />
without a leak<br />
with a leak<br />
Fig. 2. Curves of hydraulic power change in a pipeline system (a)<br />
and its amplitude spectra (b, c)<br />
0 5 10 15 20 k<br />
The distance from the pipeline system reference point to the leakage is determined by<br />
dependence [1]: x = tc/2, where t – time of pressure wave travel from the measurement<br />
reference point to the leakage and backwards; c – acoustic speed in the liquid, m/s.<br />
Concerning the case analyzed in the paper, when the reference point was at 500 m (Fig. 2) at<br />
t500=1.43 s and c = 1400 m/s, the distance from the reference point to the leakage is 1000 m,<br />
which corresponds to the real location of leakage in a pipeline at the mark of 1500 m from<br />
the pump unit.<br />
The obtained theoretical results have been confirmed by experimental research on the basis of<br />
HC physical model.<br />
Sn<br />
в)
Conclusions<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
It has been proved that in the problems of identification of leakages in a pipeline system it is<br />
expedient to use a power criterion based on estimation of power processes in the pump<br />
complex. It has been demonstrated that presence of leakage in a pipeline system is<br />
accompanied by distortion of the form of hydraulic power signal, growth of its efficient value<br />
and arising of higher order harmonics in power amplitude spectra.<br />
The offered approach is rather easily transferred to identification of other emergency<br />
conditions (hydraulic impacts, cavitation processes etc.), which makes it possible to improve<br />
the efficiency and reliability of pump complexes.<br />
References<br />
[1] K. P. Vishnevskii, Transient processes in pressurized water systems. – Moscow: Agropromizdat, 1986. –<br />
135 p. (in Russian).<br />
[2] A. A. Golianov, Analysis of methods for determination of leakages in pipeline systems// Transport and oil<br />
products storage. – 2002. No.11. – P. 5-14 (in Russian).<br />
[3] M. Zagirnyak, D. Rodkin, T. Korenkova, Enhancement of instantaneous power method in the problems of<br />
estimation of electromechanical complexes power controllability, Przeglad Elektrotechniczny (Electrical<br />
Review), 2011, No.12b, pp. 208 – 212.<br />
Introduction<br />
DETERMINATION OF POWER INDICES<br />
OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS<br />
WITH A PHASE-WOUND ROTOR<br />
THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS<br />
Mykhaylo Zagirnyak 1 , V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec 2<br />
1 Kremenchuk Mykhailo Ostrohradskyi National University, Ukraine<br />
2 University of Ljubljana, Tržaška 25, 1001 Ljubljana, Slovenia<br />
It is possible to optimize power inputs in an electric drive by the use of control systems<br />
estimating real power operating conditions of electric machines and their efficiency. The<br />
prospect of such systems application is determined by the availability of reliable methods of<br />
evaluating power and torque on the electric machine shaft, as well as particular power losses<br />
components in various operating conditions. In this case the directly controlled values are to be<br />
easily determined according to the readings of as few standard sensors used in the electric drive<br />
system as possible.<br />
Theoretical statements<br />
The aim of the paper consists in substantiation of the method of determination of power<br />
indices of a phase-wound rotor induction motor (PR IM) as a function of power losses<br />
250
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
components in static and dynamic operating conditions. In this case losses components are to<br />
be unambiguously expressed through parameters measured by standard sensors, taking into<br />
account the state of the main structural assemblies. The number of installed sensors is to be<br />
minimal.<br />
Determination and expression of particular losses components in PR IM is aimed at future<br />
taking into consideration their change under any operating conditions and finding current<br />
values of power indices – power coefficient cos � and efficiency coefficient �. This is the<br />
most accurate method of determination of these values [1].<br />
The following losses components can be singled out in IM: iron P m losses; P cu1<br />
and P cu2<br />
copper losses in stator and rotor, respectively; mechanical P måc and additional P add losses [1].<br />
Among the mentioned types of losses only copper losses can be directly determined by means<br />
of experiment on the basis of relation:<br />
2<br />
1 1<br />
Pcu1 � 3I r<br />
(1)<br />
where I 1 – stator current active value; r 1 – phase active resistance; its value is to be corrected<br />
taking into account the real winding heat condition.<br />
Mechanical losses are found by retardation method and are assumed constant when rotation<br />
frequency is invariable.<br />
Iron losses, taking their division into hysteresis and eddy current components into<br />
consideration, are determined according to the results of no-load test for variable frequency of<br />
supply voltage on the basis of expression obtained in [2]:<br />
*<br />
n<br />
�<br />
h<br />
i�1,<br />
5,...<br />
* 2 * 2 2<br />
�c f E � c f E �<br />
Pm<br />
0 �<br />
i 10i<br />
ec i 10i<br />
(2)<br />
where fi , E10<br />
i – relative frequencies and values of EMF harmonic i -th components,<br />
respectively; h ec c , c – coefficients taking into consideration the division of iron losses into<br />
hysteresis losses and eddy current ones.<br />
Iron losses P m0<br />
value found by no-load test can be used later on to determine this value in all<br />
operating conditions [2].<br />
Taking an unknown portion of additional losses into consideration, their value can be found<br />
by a reverse rotation method and later on they are considered to be constant; rotor copper<br />
losses are determined according to the known resistance of its winding and EMF.<br />
Thus, to determine losses components in accordance with the offered method it is sufficient to<br />
use current, voltage and rotation frequency standard sensors.<br />
If iron rotor losses in the nominal condition are neglected, PR IM shaft power is found from<br />
relation:<br />
P � P � P � P � P � P � P , (3)<br />
2 1 cu1<br />
m mec add cu2<br />
where 1 2 P , P – power consumption and PR IM shaft power, respectively.<br />
Values cos � and � can be determined according to classical relations [1].<br />
In dynamic conditions it is necessary to take nonsinusoidality of supply voltage into<br />
consideration, which is significant for the analysis of PR IM operating conditions as nonlinear<br />
dynamic load.<br />
Period mean power coefficient<br />
k<br />
m<br />
m<br />
2<br />
�t� � Pa<br />
�t� �Uik<br />
Iik<br />
� �� Pik<br />
� �Uik<br />
�<br />
k �1<br />
251<br />
m<br />
�<br />
1 I (4)<br />
k �1<br />
i�0<br />
m<br />
�<br />
�<br />
k �1<br />
i�0<br />
i�0<br />
2<br />
ik
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
where ik ik I , U – current effective values of i -th voltage and current harmonics, respectively,<br />
in each phase “k”, determined as quadratic mean values in the fundamental harmonic period;<br />
P1 a�t<br />
� – mean active power consumed from the mains.<br />
If the motor operates in transient condition, period mean � is calculated as the relation of<br />
mean mechanical P2 a�t<br />
� shaft power to active power consumed from the mains:<br />
� � � P �t� P �t� � . (5)<br />
a t 2a<br />
1a<br />
Coefficients km �t� and � a�t<br />
� values allow taking into consideration the power consumption<br />
during transient processes.<br />
Experimental results<br />
The analyzed approach was considered for the case when PR IM was supplied by frequency<br />
converter. During generalization the obtained relations were expressed by relative units. As a<br />
result, the general expression for total losses took the form<br />
��� 2<br />
2 2 m<br />
�P � �1<br />
i2�<br />
� �1<br />
� � ae0i�<br />
� amec�<br />
(6)<br />
where i� 2 – relative reduced rotor current; i � – relative magnetization current; � 1 � �ae1 � ae2<br />
� –<br />
coefficient of variable stator and rotor copper losses from reduced rotor current;<br />
2<br />
�1��� � �a h�<br />
� aec�<br />
�–<br />
coefficient of hysteresis and eddy currents iron losses; � � f1 / f1n<br />
–<br />
relative frequency of stator current; � � ��<br />
/ �n<br />
– relative motor flux; � n – nominal value of<br />
the main flux; a mec – mechanic losses coefficient; m – index of the degree of mechanical losses<br />
dependence on frequency ( m �1�<br />
1,<br />
5 ).<br />
When additional losses are taken into account, expression (6) does not change its structure,<br />
only certain coefficients are corrected in it. Coefficients ae1 , ae2<br />
, ae0<br />
, ah<br />
, aec,<br />
amec<br />
used in (6) for<br />
every separate motor of a certain power range and design characterize relative value of<br />
separate losses components in stator and rotor iron, respectively, in the magnetization circuit,<br />
in the iron from hysteresis and eddy currents, mechanical losses.<br />
During a number of experiments carried out for PR IM of MTF 012-6 ( P2 n � 2.<br />
2kW<br />
) using the<br />
created method the coefficients (6) numerical values were determined and the accuracy of total<br />
losses calculation based on this relation was evaluated. Comparison with the results obtained<br />
from the direct determination of total losses according to consumed power and power on PR IM<br />
shaft was made [1] and revealed the calculation error values under 7%, which proves the<br />
sufficient accuracy of the developed method.<br />
As properties of PR IM general construction units and elements change during maintenance<br />
and long-term usage, the mentioned coefficients values are variable. To provide the necessary<br />
accuracy of losses components determination in this case the approach to correction of the<br />
said coefficient values has been offered. This approach takes real characteristics of units and<br />
elements into consideration.<br />
252
Conclusions<br />
<strong>XXII</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Sandomierz 2012<br />
A method of determination of PR IM power indices under various operating conditions<br />
through particular power losses components and their expression according to the measured<br />
parameters of standard sensors used in electric drive system has been offered. The accuracy of<br />
the created method and the possibility of its use, when the state of the PR IM main<br />
construction assemblies and elements change, have been proved. Calculation results can be<br />
used for making feedback loops according to power parameters in regulated electric drive<br />
systems and in methods of PR IM improved thermal designs.<br />
References<br />
[1] Cathey, Jimmie J., Electric machines: analysis and design applying Matlab, Boston: McGraw-Hill, 2001.<br />
[2] V.V. Prus, M.V. Zagirnyak, I.A. Kolotylo, D. Miljavec, Estimate and taking into account change of steel<br />
losses in induction motors in process of their aging. // Proceedings of International IEEE Conference<br />
EUROCON 2009. – Saint Petersburg, Russia, 2009. – P. 790–795.<br />
253
Change language