Elektronika 2010-10 I.pdf - Instytut Systemów Elektronicznych ...

100957525konstrukcje technologie zastosowaniaMIESIECZNIK NAUKOWO-TECHNICZNYrok LI nr 10/2010• MATERIAŁY • KONSTRUKCJE • UKŁADY• SYSTEMY • MIKROELEKTRONIKA• OPTOELEKTRONIKA • FOTONIKA• ELEKTRONIKA MIKROFALOWA• MECHATRONIKA• ENERGOELEKTRONIKA • INFORMATYKA5010095752550ZESPÓŁ REDAKCYJNYprof. dr hab. inż. Jerzy Klamka – redaktor naczelnyBożena Lachowicz – sekretarz redakcjiStali współpracownicy: mgr inż. Wiesław Jabłoński,mgr inż. Krzysztof Kowalski, mgr inż. Cezary RudnickiAdres redakcji: ul. Chmielna 6 m.6, 00-020 Warszawa,tel./fax (022) 827 38 79; tel.: 826 65 64,e-mail: elektronika@red.pl.pl, www.elektronika.orf.plZamówienia na reklamę przyjmuje redakcja lub Dział Reklamyi Marketingu, ul. Mazowiecka 12, 00-950 Warszawa, skr. 1004,tel./fax (022) 827 43 66, 826 80 16, e-mail: reklama@sigma-not.plKolportaż: ul. Ku Wiśle 7, 00-716 Warszawa, tel. (022) 840 35 89;tel./fax: (022) 840 59 49, (022) 891 13 74RADA PROGRAMOWAprof. dr hab. inż. Władysław Torbicz (PAN) – przewodniczącyprof. dr hab. inż. Leonard Bolc, dr hab. inż. Jerzy Czajkowski, prof.dr hab. Zdzisław Drozd, prof. dr hab. inż. Jerzy Frączek, dr hab inż.Krzysztof Górecki, dr inż. Józef Gromek, mgr inż. Jan Grzybowski,prof. dr hab. Ryszard Jachowicz, prof. dr hab. WłodzimierzJanke, prof. dr hab. Włodzimierz Kalita, inż. Stefan Kamiński, prof.dr hab. inż. Marian P. Kaźmierkowski, dr inż. Wojciech Kocańda,prof. dr hab. Bogdan Kosmowski, mgr inż. Zbigniew Lange,dr inż. Zygmunt Łuczyński, prof. dr hab. inż. Józef Modelski, prof. drhab. Tadeusz Morawski, prof. dr hab. Bohdan Mroziewicz, prof. dr hab.Andrzej Napieralski, prof. dr hab. Tadeusz Pałko, prof. dr hab. inż. MarianPasko, dr hab. inż. Ryszard Romaniuk, dr hab. inż. Grzegorz Różański,prof. dr hab. inż. Edward Sędek, prof. dr hab. Ludwik Spiralski,prof. dr hab. inż. Zdzisław Trzaska, mgr inż. Józef Wiechowski, prof.dr hab. inż. Marian Wnuk, prof. dr hab. inż. Janusz ZarębskiCzasopismo dotowane przez Ministerstwo Naukii Szkolnictwa Wyższego. Za opublikowane w nim artykułyMNiSzW przyznaje 9 punktów.SIGMA - NOTSpółka z o.o.00-950 Warszawaskrytka pocztowa 1004 ul. Ratuszowa11tel.: (0-22) 818 09 18, 818 98 32fax: (022) 619 21 87Internethttp://www.sigma-not.plPrenumeratae-mail: kolportaz@sigma-not.plInformacjee-mail: informacja@sigma-not.plElektronika 10/2010“Elektronika” jest wydawanaprzy współpracy Komitetu Elektronikii Telekomunikacji Polskiej Akademii NaukIEEEWYDAWNICTWOCZASOPISM I KSIĄŻEKTECHNICZNYCHRedakcja współpracujez Polską Sekcją IEEE„Elektronika” jest notowanaw międzynarodowej bazie IEEInspecPublikowane artykuły naukowe byłyrecenzowane przez samodzielnychpracowników naukiRedakcja nie ponosi odpowiedzialnościza treść ogłoszeń. Zastrzegasobie prawo do skracania i adiustacjinadesłanych materiałów.Indeks 35722Nakład do 2000 egz.Skład i druk: Drukarnia SIGMA-NOT Sp. z o.o.Spis treści ● ContentsOtrzymywanie i charakterystyka komponentów ogniwa tlenkowegoNi-YSZ/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZ – D. Szwagierczak,J. Kulawik, B. Gröger, Z. Pruszkowski. . . . . . . . . . . . . 15Metody określania napięcia wyprostowanych pasm w półprzewodnikuw strukturze MOS – K. Piskorski, H.M. Przewłocki. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18Właściwości elektryczne grubowarstwowych rezystorów nabazie kompozycji polimerowych z nanorurkami węglowymi– A.W. Stadler, A. Kolek, K. Mleczko, Z. Zawiślak, P. Ptak,M. Słoma, M. Jakubowska . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22Termiczne stany przejściowe w mikrofalowych tranzystorachMESFET z węglika krzemu – W. Janke, J. Kraśniewski,M. Oleksy . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26Element optoelektroniczny o charakterystykach i (u) typu S– W.J. Stepowicz., K. Górecki . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28Struktura pasmowa i optyczne właściwości supersieciInAs/GaSb – E. Machowska-Podsiadło, A. Jasik, K. Pierściński,M. Bugajski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30Budowa i właściwości impulsowych ładowarek solarnych– M. Marcinek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32Aplikacyjne możliwości fotografii laserowej – M. Piszczek,Rutyna K., Szustakowski M., K. Ludwikowski . . . . . . . . . . . . . . 36Układy kształtowania wiązki dwuelementowego szyku antenowegodla radaru pasywnego – A.K. Rutkowski . . . . . . . . . . 39Algorytm lokalizacji węzłów bezprzewodowej sieci sensoróww oparciu o wartości RSS – P. Wasilewski, Ł. Januszkiewicz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43Zastosowanie laserów kaskadowych (QCL) do detekcji śladowychilości gazów – M. Miczuga, P. Głogowski, J. Kubicki,M. Kwaśny, K. Kopczyński . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46Wpływ parametrów konstrukcyjnych aktywnego światłowoduwielordzeniowego na jakość generowanego promieniowania– M. Kochanowicz, D. Dorosz, J. Żmojda, J. Dorosz . . . 51Mikrosystemy z prekoncentracją w detekcji bardzo niskichstężeń gazów – T. Pisarkiewicz, W. Maziarz, A. Rydosz . . . . . 57Alternatywny system nawigacji oparty na przetwarzaniuzobrazowania oraz fuzji danych z czujników inercyjnych– W. Komorniczak, C. Zych, A. Kawalec, A. Wrońska-Zych . . . . 61Sonar z syntetyczną aperturą – A. Kawalec, M. Szugajew,P. Serafin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64Optyczny detektor skażeń HF, SO 2, CO 2, NO 2z wykorzystanieminterferometru Fabry’ego- Perot’a – J. Ławreńczyk,M. Jakubowska, W. Gallewicz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67Wpływ wysokiej temperatury na przebieg charakterystykwidmowych detektorów – R. Ćwirko, J. Ćwirko. . . . . . . . . . . . 70Moduły detekcyjne dla telekomunikacji optycznej w otwartejprzestrzeni – W. Gawron, M. Gutowska, J. Łach, R. Paliwoda,M. Rzeczkowski, J. Piotrowski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

Długofalowe detektory podczerwieni dla telekomunikacjioptycznej w otwartej przestrzeni – W. Gawron, M. Gutowska,M. Pędzińska, J. Pawluczyk, J. Piotrowski . . . . . . . . . . . . . . . . . 76Spektroskopia terahercowa w badaniach materiałów niebezpiecznych– T. Trzciński, N. Pałka. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80Model termiczny lasera azotkowego – M. Kuc, R.P. Sarzała . . . 83Detektory podczerwieni na bazie supersieci II rodzajuze związków InAs/GaInSb – J. Kaniewski, W. Gawron. . . . . . . 87Problemy epitaksji antymonków grupy III-V – A. Jasik,K. Regiński, I. Sankowska, J. Kubacka-Traczyk, R. Jakieła,J. Kaniewski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90Modelowanie kwantowych laserów kaskadowych średniejpodczerwieni z zastosowaniem formalizmu nierównowagowychfunkcji Greena – G. Hałdaś, A. Kolek, I. Trelle . . . . . . 93Wykorzystanie metody Monte Carlo do modelowania właściwościstruktur kwantowych laserów kaskadowych– P. Borowik, L. Adamowicz, J-L. Thobel . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96Lasery kaskadowe na zakres średniej podczerwieni – K. Kosiel,A. Szerling, P. Karbownik, J. Kubecka-Traczyk, E. Pruszyńska--Karbownik, A. Trajnerowicz, D. Pierścińska, M. Bugajski . . . . . . 99Wpływ montażu lasera kaskadowego na wzrost temperaturyw jego wnętrzu – R.P. Sarzała . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102Heterostruktury w niechłodzonych detektorach podczerwieni– W. Gawron, A. Rogalski, P. Madejczyk, J. Pawluczyk,J. Piotrowski, A. Piotrowski. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106Wpływ parametrów zasilania na parametry aplikacyjne laserówkaskadowych na zakres średniej podczerwieni– A. Trajnerowicz, P. Karbownik, E. Pruszyńska-Karbownik,A. Szerling, K. Kosiel, M. Bugajski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109Morfologia powierzchni międzyfazowych w wielowarstwowychstrukturach periodycznych AlGaAs/GaAs – A. Barańska,K. Kosiel, J. Kubacka-Traczyk, M. Bugajski, I. Pasternak,T. Płociński, K. Kurzydłowski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112Zastosowanie czujników inercyjnych i metody Monte Carlodo korekcji odczytów GPS w terenie miejskim – P. Barański,M. Polańczyk, P. Strumiłło . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115Uniwersalny programator elektronicznych zapalników czasowych– J. Tuśnio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119Tekstroniczne czujniki temperatury – M. Sibiński, E. Ciuba . . 122Dławik indukcyjny z proszkowym rdzeniem dielektromagnetycznym– M. Przybylski, B. Ślusarek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124System zarządzania laboratorium jako narzędzie archiwizacjii oceny jakościowej wyników pomiarów – T. Małachowski,W. Rzodkiewicz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127Wybrane zastosowania techniki ultradźwiękowej w mechatronice– L. Książek, P. Kluk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131Urządzenia mechatroniczne w procesach wytwórczychelektroniki i mikroelektroniki – M. Jakubowska, R. Jezior,D. Pieczerak . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134Comparative analysis of methods used to suppress higherordertransverse modes in vertical-cavity surface-emittingdiode lasers (Analiza porównawcza metod stosowanych dotłumienia w laserach VCSEL poprzecznych modów wyższychrzędów) – W. Nakwaski . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138Ultrasonic white stick for detecting holes for blind people(Ultradźwiękowa laska dla niewidomych do wykrywania dziuri uskoków) – A. Kos, W. Gelmuda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141Porównywanie charakterystyk układów metodą gęstościwidmowych mocy sygnałów napięć – J. Rzeszutko . . . . . . 144TECHNIKA SENSOROWA: Porównanie transmisji sygnałutelewizji cyfrowej SD i HD przewodem miedzianym i liniąświatłowodową – K. Lewenstein, A. Wojtczuk . . . . . . . . . . . . 150TECHNIKA MIKROFALOWA I RADIOLOKACJA: Fazowa metodaredukcji sygnałów pasożytniczych w widmie sygnałówgenerowanych cyfrowo – M. Łuszczyk . . . . . . . . . . . . . . . . . 154TECHNIKI INFORMATYCZNE: Bezpieczne uwierzytelnianiebiometryczne na przykładzie rozwiązania AXSionics InternetPassport – R. Poznański, K. Szacki . . . . . . . . . . . . . . . . . 160Praktyczne aspekty wdrażania systemów biometrycznych.Część 1: Wartości współczynnika fałszywego odrzuceniadla różnych technologii biometrycznych – E. Gomulska . . 163Układ do pomiaru zespolonego wzmocnienia napięcia różnicowegowzmacniaczy operacyjnych – J. Wiśniewski . . . . . 165Pros and cons of system-level synthesis of data-dominatedalgorithms (Zalety i wady syntezy modeli na poziomie systemowymzdominowanych przez dane) – P. Dziurzański . . . . . . 169Wpłata w 2010 roku – GwarancjĄ niŻszej ceny prenumeraty o vat!Elektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesSZWAGIERCZAK D., KULAWIK J., GRÖGER B., PRUSZKOWSKI Z.:Otrzymywanie i charakterystyka komponentów ogniwa tlenkowegoNi-YSZ/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZElektronika (LI), nr 10/2010, s. 15Metodą odlewania folii i jednoetapowego współspiekania przygotowanotrzy komponenty tlenkowego ogniwa paliwowego – anodę Ni-YSZ-grafit,elektrolit stały YSZ i katodę Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ−YSZ. Badano właściwościsurowych i spiekanych elektrod, takie jak skurczliwość, porowatość, rezystywnośći współpraca z elektrolitem stałym. Zastosowano dwie metodyotrzymywania materiału anodowego – mieszanie NiO z ZrO 2i bezprądowąmetalizację niklem tlenku cyrkonu. Druga z tych metod prowadziła doniższej zawartości niklu niezbędnej do metalicznego przewodzenia anodyi lepszej kompatybilności z elektrolitem stałym.Słowa kluczowe: ogniwo tlenkowe, odlewanie folii, współspiekanie, katodaperowskitowaPISKORSKI K., PRZEWŁOCKI H.M.: Metody określania napięcia wyprostowanychpasm w półprzewodniku w strukturze MOSElektronika (LI), nr 10/2010, s. 18Jednym z najważniejszych parametrów struktury MOS (ang. Metal-Oxide-Semiconductor) jest napięcie wyprostowanych pasm w półprzewodnikuV FB. Napięcie to wpływa na wartość napięcia progowego, które jest podstawowymparametrem każdego przyrządu MOS. Stąd też, napięcie V FBjawi się jako parametr odgrywający dużą, praktyczną rolę a możliwośćprecyzyjnego i dokładnego określania wartości V FBjest niezwykle ważna.W pracy zaprezentowano różne metody określania napięcia V FBw większościopartych na pomiarze charakterystyki pojemnościowo-napięciowejC(V G) struktury MOS. Wyniki uzyskane na podstawie obliczeń pokazująznaczny rozrzut wartości napięcia V FB, który często przekracza poziomtolerancji wyznaczony przez technologię nowoczesnych, zintegrowanychukładów MOS. W pracy przedstawiono również założenia fotoelektrycznejmetody LPT (ang. Light Pulse Technique), która w przeciwieństwie dotechnik elektrycznych nie wymaga znajomości parametrów konstrukcyjnomateriałowychbadanej struktury.Słowa kluczowe: napięcie wyprostowanych pasm w półprzewodniku,struktura MOSSTADLER A.W., KOLEK A., MLECZKO K., ZAWIŚLAK Z., PTAK P.,SŁOMA M., JAKUBOWSKA M.: Właściwości elektryczne grubowarstwowychrezystorów na bazie kompozycji polimerowych z nanorurkamiwęglowymiElektronika (LI), nr 10/2010, s. 22W artykule omówiono wyniki badań rezystorów grubowarstwowych z faząprzewodzącą wykonaną z nanorurek węglowych. Badania rezystancji i szumuniskoczęstotliwościowego prowadzono w zakresie temperatury T od 5K do temperatury pokojowej z użyciem kriostatów: helowego i azotowego.Stwierdzono, że obserwowany szum jest typu rezystancyjnego o widmie1/f. Zauważono, że intensywność szumu, mierzona w pasmach dekadowychrośnie ze wzrostem temperatury. Posługując się niskoczęstotliwościowąspektroskopią szumową wykryto, w zakresie T > 15 K, aktywowanetermicznie źródła szumu o energii aktywacji w zakresie 25 meV – 1,6 eV. Napodstawie temperaturowej zależności rezystancji wykazującej ujemny TWRwyznaczono bezwymiarową czułość, która jest porównywalna z wartościamiuzyskiwanymi dla kriogenicznych czujników temperatury. Wyznaczonawartość objętościowego współczynnika intensywności szumu warstwy rezystywnej,wskazuje, że właściwości szumowe są gorsze niż w przypadkuwarstw rezystywnych RuO 2-szkło.Słowa kluczowe: nanorurki weglowe, szum 1/f, szum niskoczęstotliwościowy,niskoczęstotliwościowa spektroskopia szumowa, rezystor grubowarstwowyJANKE W., KRAŚNIEWSKI J., OLEKSY M.: Termiczne stany przejściowew mikrofalowych tranzystorach MESFET z węglika krzemuElektronika (LI), nr 10/2010, s. 26W pracy przedstawiono sposób pomiaru i wyniki badań przejściowej impedancjitermicznej współczesnych typów tranzystorów mikrofalowych dlaróżnych temperatur otoczenia. Obiektem badań są tranzystory MESFETz SiC, których znaczenie rośnie, ze względu na coraz częstsze zastosowaniew układach mikrofalowych z zasilaniem impulsowym. Poza przykładowymiwynikami pomiarów, przedstawiono sposób doboru współczynnikóww analitycznym opisie impedancji termicznej. Na podstawie tychpomiarów wyznaczono drogą symulacji, czasowe przebiegi zmian temperaturywnętrza tranzystorów MESFET z SiC za pomocą algorytmów SARAprzy pobudzaniu impulsem mocy o kształcie stosowanym w rzeczywistychukładach mikrofalowych.Słowa kluczowe: tranzystor MESFET, przebiegi termiczne, węglik krzemuSZWAGIERCZAK D., KULAWIK J., GRÖGER B., PRUSZKOWSKI Z.:Preparation and characterization of the components of Ni-YSZ/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZ solid oxide fuel cellElektronika (LI), no 10/2010, p. 15Three components of SOFC structures – Ni/YSZ/graphite anode, YSZsolid electrolyte and Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ−YSZ cathode were preparedby tape casting and one-step cofiring. Properties of green and sinteredelectrodes were investigated, such as shrinkage, porosity, resistivity andcompatibility with the solid electrolyte layer. Two routes of the anode powderpreparation – NiO mixing with YSZ and electroless nickel coating onzirconia were applied. The second method leads to a lower nickel contentnecessary for metallic conductivity of the anode and its better compatibilitywith the solid electrolyte.Keywords: solid oxide cell, tape casting, cosintering, perovskite cathodePISKORSKI K., PRZEWŁOCKI H.M.: The methods to determine flatbandvoltage in semiconductor of a MOS structureElektronika (LI), no 10/2010, p. 18One of the most important parameters of the MOS (Metal-Oxide-Semiconductor)structure is the flat-band voltage V FBin semiconductor. This voltageinfluences the threshold voltage V T, which is the fundamental parameter ofany MOS device. Hence, the V FBvoltage has a great practical importanceand the precise and accurate determination of its value is very important.In this paper, the measurement techniques for V FBvoltage determination arepresented. Most of these methods are based on electric measurements ofcapacitance-voltage C(V G) characteristics of MOS structure. The results showconsiderable spread of V FBvalues, which exceeds the tolerances allowed bythe technology of modern, scaled down MOS integrated circuits. Also, thephotoelectric method of the V FBvoltage determination is described. This method,called LPT (Light Pulse Technique), is based on simultaneous illumination(modulated light) of the semitransparent gate and polarization of the substrateof the MOS structure. This technique does not require any knowledge aboutthe investigated structure in contrast to the C(V G) characteristic methods,which require information about some parameters of MOS structure.Keywords: flat-band voltage in semiconductor, MOS structureSTADLER A.W., KOLEK A., MLECZKO K., ZAWIŚLAK Z., PTAK P.,SŁOMA M., JAKUBOWSKA M.: Electrical properties of carbon nanotubes/polymerthick film resistorElektronika (LI), no 10/2010, p. 22Experimentals studies of carbon nanotubes/polymer thick film resistorshave been described. Liquid helium and nitrogen cryostats have been involvedto study temperature dependence of resistance and noise in temperaturerange from 5 K up to room temperature. 1/f resistance noise hasbeen observed. Noise intensity, calculated in decade frequency bands,significantly rises with increasing temperature. Thermally activated noisesources (TANS) of activation energies in the range 25 meV – 1,6 eV havebeen revealed using low-frequency noise spectroscopy. Relatively largevalue of negative TCR has been obtained from resistance versus temperaturecurve. Calculated dimensionless sensitivity is similar to that observedin cryogenic temperature sensors. However, bulk noise intensity ofresistive layer is larger than that obtained for RuO 2based resistive layers.Keywords: carbon nanotubes, 1/f noise, low-frequency noise, low-frequencynoise spectroscopy, thick film resistorJANKE W., KRAŚNIEWSKI J., OLEKSY M.: Thermal transients in microwaveSiC MESFET transistorsElektronika (LI), no 10/2010, p. 26Influence of the ambient temperature on the thermal characteristics of SiCMESFET microwave transistors is presented in this paper. Multifunctionalmeasurement system for investigating fast thermal transients of semiconductordevices has been used. This system gives the possibility of measuringthermal transients in field-effect MESFET transistors for differentexcitation patterns. Based on the measurements and additional software it’spossible to identify analytical parameters of measured transient thermal curves.Exemplary internal temperature changes for given excitation paternscalculated with use of SARA algorithms are presented. Typical measurementresults are presented along with parameters identified for them, forchosen microwave transistors measured in different ambient temperatures.Keywords: transient thermal impedance, microwave transistors, siliconcarbideElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesSTEPOWICZ W.J., GÓRECKI K.: Element optoelektroniczny o charakterystykachi (u) typu SElektronika (LI), nr 10/2010, s. 28W pracy przedstawiono model oraz wyniki obliczeń i pomiarów charakterystykstatycznych i (u) nietypowego elementu optoelektronicznego powstałegona bazie transoptora, w którym połączono szeregowo spolaryzowanąprzewodząco diodę LED z kolektorem fototranzystora. Otrzymany w tensposób element posiada charakterystyki statyczne i (u) typu S, co jestefektem występującego w nim dodatniego sprzężenia zwrotnego o charakterzeelektryczno-optycznym.Słowa kluczowe: elementy optoelektroniczne, charakterystyki statycznetypu SMACHOWSKA-PODSIADŁO E., JASIK A., PIERŚCIŃSKI K., BUGAJSKIM.: Struktura pasmowa i optyczne właściwości supersieci InAs/GaSbElektronika (LI), nr 10/2010, s. 30W pracy przedstawiono wyniki obliczeń stanów elektronowych w supersieciachII rodzaju wykonane dla trzech próbek, złożonych z 30 sekwencjiwarstw o grubości nominalnej 8 MLInAs/8 ML GaSb oraz zmierzonedla nich widma luminescencji (PL). Badane supersieci zostały wykonanemetodą epitaksji z wiązki molekularnej na podłożu GaSb. Prezentowanewidma PL są zgodne z wynikami przedstawionymi w pracy [1]. Krawędźabsorpcji badanych supersieci otrzymano na poziomie 4,26 µm. Wynikieksperymentu porównano z wynikami obliczeń numerycznych, wykonanychmetodą opisaną w pracy [2]. Stany elektronowe supersieci wyznaczonoz uwzgędnieniem mieszania się stanów dziur ciężkich (HH) orazdziur lekkich (LH) na powierzchniach międzyfazowych pomiędzy warstwamisupersieci. W obliczeniach uwzględniono zjawisko nieparabolicznościpasm, związane z wąską przerwą energetyczną arsenku indu. Wynikiprzeprowadzonych symulacji korespondują z wynikami otrzymanymi napodstawie eksperymentu.Słowa kluczowe: supersieci II rodzaju, InAs/GaSb, widmo PL, krawędźabsorpcji, stany elektronowe, przejścia międzypasmoweSTEPOWICZ W.J., GÓRECKI K.: Optoelectronic device with S-typei (v) characteristicsElektronika (LI), no 10/2010, p. 28In the paper the model and the results of the measurements and calculationsof the i (v) characteristics of an optoelectronic device are shown. Thisnon-typical device is made on the basis of the optocoupler by connectingthe LED diode in series with the collector of the phototransistor. The optoelectronicdevice has the S-shaped i (v) characteristics, what results fromthe positive opto-electrical feedback.Keywords: optoelectronic device, S-type characteristicsMACHOWSKA-PODSIADŁO E., JASIK A., PIERŚCIŃSKI K., BUGAJSKIM.: Band structure and optical properties of InAs/GaSb superlatticesElektronika (LI), no 10/2010. p. 30In the work we present the results of the electron states calculation in thetype-II superlattices. Calculations were performed for the three samples withthe 30 layer sequence with the nominal thickness 8 ML InAs/8 ML GaSb.We also present the photoluminescence (PL) spectra measured for the investigatedstructures. The superlattices were grown on GaSb substrate withthe use of molecular beam epitaxy. The measured PL spectra are in a goodagreement with the results presented in the work [1]. The cutt-off wavelengthof the investigated superlattices was obtained on the level of 4.26 µm. Theexperimental results were compared with the results of the numerical calculationswhich were performed with the use of the method presented in the work[2]. The electron states in the superlattice were calculated taking into accountthe effect of heavy hole and light hole mixing at the interfaces between InAsand GaSb layers. In the calculations we considered the effect of the nonparabolicitywhich is the consequence of the narrow InAs band gap. The results ofcalculation correspond with the results obtained from the experiment.Keywords: type-II superlattices, InAs/GaSb, PL spectrum, cutt-off wavelength,electronic states, interband transitionsMARCINEK M.: Budowa i właściwości impulsowych ładowarek solarnychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 32W przedstawionym artykule przedstawiono praktyczną realizację aplikacjisolarnej ładowarki akumulatorów litowo jonowych (Li-JON) oraz podstawowecharakterystyki testowanego rozwiązania. Ładowarka została przebadanapod kątem osiąganych wartości sprawności, mocy oraz zdolnościposzukiwania MPP (Maximum Power Point). Zaprezentowany został równieżwpływ doboru wartości indukcyjności na pracę ładowarki. Opisanezostały dostępne tryby ładowania oraz układ generacji sygnału sterującegopracą przetwornicy obniżającej napięcie (buck).Słowa kluczowe: fotowoltaika, ładowarka solarna, ładowanie akumulatorów,maksymalny punkt mocyMARCINEK M.: Structure and properties of pulsed solar battery chargersElektronika (LI), no 10/2010, p. 32Presented paper gives an overview of main characteristics of a solar energysupplied, switched mode lithium-ion battery charger. Efficiency, availablepower as well as maximum power point tracking accuracy was examinedand results are discussed. In addition charger inductor value selectionwas investigated and the influence on charging process is depicted. Maincharging types and switch control apparatus is described.Keywords: photovoltaics, solar charger, battery charging, maximum powerpointPISZCZEK M., RUTYNA K., SZUSTAKOWSKI M., LUDWIKOWSKI K.:Aplikacyjne możliwości fotografii laserowejElektronika (LI), nr 10/2010, s. 36W artykule przedstawiono metodę akwizycji obrazów wykorzystującątechnikę kadrowania przestrzenno-czasowego zwaną fotografią laserową.Metoda ta stanowi bardzo użyteczne uzupełnienie dla dotychczas stosowanychsystemów wizyjnych (VIS, IR). Opisano stanowisko testowe zawierające;impulsowy laserowy oświetlacz, wzmacniacz obrazu z kamerąCCD, precyzyjny układ synchronizacji i blok kontrolera systemowego.Zaprezentowano przykładowe rozwiązania praktycznego wykorzystania systemufotografii laserowej przeznaczonego do wykrywania, monitorowania,lokalizacji i identyfikacji potencjalnie niebezpiecznych zdarzeń. Przedstawionerozwiązania aplikacyjne oferują nowe możliwości pomiarowe i obserwacyjne,które w znaczny sposób mogą przyczynić się do wzrostu potencjałuinformacyjnego w zakresie systemów rozpoznania obrazowego.Słowa kluczowe: szybka fotografia, podświetlanie laserowe, fotografialaserowaPISZCZEK M., RUTYNA K., SZUSTAKOWSKI M., LUDWIKOWSKI K.:Applications of the laser-photographyElektronika (LI), no 10/2010, p. 36The paper presents the method of acquisition of images using technique ofspatio-temporal framing – laser photography. This method makes up veryuseful supplement for so far applied visional systems (VIS, IR). The systemconsists of pulsed laser – light sources, gated intensified CCD camera,precise device of synchronisation and the control system module. Themethod of the laser-photography can be used to the detection, monitoring,location and the identification of potentially dangerous events. Describedapplications offer new possibilities measuring and observational which cancontribute to the development of image recognition systems.Keywords: high speed photography, laser illumination technology, laserphotographyElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesRUTKOWSKI A.K.: Układy kształtowania wiązki dwuelementowegoszyku antenowego dla radaru pasywnegoElektronika (LI), nr 10/2010, s. 39System antenowy jest jednym z najważniejszych ogniw radarów aktywnychi pasywnych. Kształtowanie charakterystyk kierunkowych może byćdokonywane na częstotliwości pośredniej przy użyciu układów cyfrowych.Wiązki można również formować bez przesuwania widma sygnałów, przyużyciu podzespołów mikrofalowych. W nowoczesnych urządzeniach obydwate rozwiązania powinny ze sobą koegzystować. W pracy pokazanodwa układy mikrofalowe kształtujące charakterystyki kierunkowe szykupłaskiego dwóch anten kierunkowych. W pierwszym wariancie wykorzystanopojedynczy sprzęgacz kierunkowy. Ten element wykonuje równocześniedwie operacje wektorowego sumowania sygnałów z anten. Dziękitemu uzyskano dwie różne wiązki. Drugim układem kształtowania wiązekjest sześciowrotnik mikrofalowy. W tym przypadku otrzymano równoleglecztery różne charakterystyki kierunkowe. Przedstawiono opisy analityczneukładów oraz wyniki symulacji, w których wykorzystano pomierzone charakterystykianten rzeczywistych.Słowa kluczowe: radar pasywny, radar PCL, układ kształtowania wiazki,szyk antenowy, charakterystyka kierunkowa antenyRUTKOWSKI A.K.: Beam-forming networks of two-element antennaarray for passive coherent location radarElektronika (LI), no 10/2010, p. 39Antenna system is the one of the most important part of active and passiveradars. Forming of antenna patterns can be made in the intermediate frequencyband with the aid of digital circuits. The beams can be also formedwithout frequency shifting by means of microwave devices. In the modernequipment both of these methods should coexist. Two microwave beams– forming devices of the flat two – element antenna array were presentedin the work. One of them consists of a single directional coupler and twophase shifters. The directional coupler performs two vector additions soit is achieved two different beams. The second described device is themicrowave sixport. This network gives simultaneously four different beams.Analytical descriptions of the beam – forming networks and resultsof simulations, made with the use of measured antenna patterns, havebeen also placed.Keywords: passive coherent location radar, PCL, beam-forming network,antenna array, antenna patternWASILEWSKI P., JANUSZKIEWICZ Ł.: Algorytm lokalizacji węzłówbezprzewodowej sieci sensorów w oparciu o wartości RSSElektronika (LI), nr 10/2010, s. 43W artykule przedstawiono algorytm estymacji położenia węzłów bezprzewodowejsieci sensorów WSN (Wireless Sensor Networks) wykorzystującypomiary mocy sygnału odbieranego przez węzły RSS (Received SignalStrength). Algorytm został zaprojektowany dla sieci o dynamicznie zmieniającejsię topologii, w których liczba węzłów o znanych położeniach jestniewielka w stosunku do liczby wszystkich węzłów sieci. Realizacja algorytmunie wymaga ingerencji w budowę węzłów sieci i może być implementowananiemal ze wszystkimi kontrolerami sieci WSN. W pracy przedstawionorównież wyniki weryfikacji działania algorytmu dla przykładowejsieci na podstawie symulacji komputerowych w programie NEC2.Słowa kluczowe: estymacja lokalizacji, bezprzewodowe sieci sensorów,ZigBee, RSSMICZUGA M., GŁOGOWSKI P., KUBICKI J., KWAŚNY M., KOPCZYŃ-SKI K.: Zastosowanie laserów kaskadowych (QCL) do detekcji śladowychilości gazówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 46W pracy przedstawiono przykład zastosowania laserów kaskadowych dodetekcji śladowych ilości gazów. Dzięki zastosowaniu laserów kaskadowychmożliwie jest dopasowanie długości fali emitowanego promieniowanialaserowego do widma absorpcji badanych gazów. System detekcjigazów zbudowano w oparciu o lasery kaskadowe generujące wiązkę promieniowaniaIR o długości fali 5,25 oraz 7,85 μm, komorę wielokrotnychprzejść typu White’a i układ detekcji promieniowania laserowego zbudowanyw oparciu o szybką fotodiodę firmy Vigo System. W systemie detekcjigazów wykorzystywano metodę bezpośredniej spektroskopii absorpcyjnejz przestrajaniem wewnątrzimpulsowym, w której długość fali promieniowaniaIR emitowanego przez laser kaskadowy ulega zmianie w czasietrwania impulsu lasera. W metodzie tej laser generuje długie impulsy promieniowania(rzędu 500 ns – kilku µs), a widmo absorpcyjne uzyskiwanejest w czasie jednego impulsu lasera. Działanie systemu pokazano naprzykładzie wyników badań roztworu tlenku azotu (II) oraz metanu.Słowa kluczowe: Laserowa Spektroskopia Absorpcyjna, lasery kaskadowe,detekcja gazów, spektroskopia w podczerwieni, optoelektronikaWASILEWSKI P., JANUSZKIEWICZ Ł.: RSS based algorithm for nodeslocalization in wireless sensor networksElektronika (LI), no 10/2010, p. 43In the paper RSS (Received Signal Strength) based algorithm for nodeslocalization in Wireless Sensor Networks (WNS) is presented. This algorithmwas design for networks with varying topology where exact positionis known only for limited number of nodes. Algorithm implementation requiresstandard wireless controlers and can be applied for networks builtwith almost any radio transceivers. Verification results based on NEC2simulation for sample networks are also presented in the paper.Keywords: localization estimation, wireless sensor network, ZigBee,RSSMICZUGA M., GŁOGOWSKI P., KUBICKI J., KWAŚNY M., KOPCZYŃ-SKI K.: Application of Quantum Cascade Lasers (QCL) for trace gasdetectionElektronika (LI), no 10/2010, p. 46The article presents application of on quantum cascade lasers QCL fortrace gas detection. Quantum cascade lasers enables adjust radiation wavelengthto absorption spectrum of measured gas. Designed gas detectionsystem is based on quantum cascade laser QCL (wavelength 5.25 µm and7.85 µm), multipass cell (White cell configuration) and detection systembased on fast photovoltaic (Vigo Systems). Intra-pulse absorption spectroscopyfor gas detection was used in the measurements. When a longexcitation pulse is applied to a QC laser, the laser frequency tunes almostlinearly to lower wave number (lower frequency) as a function of time soall absorption spectral elements are recorded during a single laser pulse.In the present paper, the method was introduced, and identification of NOand methane spectral fingerprint using this spectroscopy was demonstratedexperimentally.Keywords: laser absorption spectroscopy, quantum cascade lasers, tracegas detection, IR spectroscopy, optoelectronicsKOCHANOWICZ M., DOROSZ D., ŻMOJDA J., DOROSZ J.: Wpływ parametrówkonstrukcyjnych aktywnego światłowodu wielordzeniowegona jakość generowanego promieniowaniaElektronika (LI), nr 10/2010, s. 51W artykule przedstawiono analizę jakości wiązki promieniowania emitowanegoprzez lasery włóknowe zbudowane na bazie wytworzonych przezautorów różnych konstrukcji aktywnych światłowodów wielordzeniowych.Określono wpływ parametrów materiałowo – geometrycznych tych światłowodówna współczynnik jakości wiązki zdefiniowany jako stosunek mocyoptycznej zawartej w centralnie położonym piku do jej całkowitej mocy optycznejw obszarze pola bliskiego. Określono też wpływ odchyleń fazy nawspółczynnik jakości wiązki laserowej w obszarze dyfrakcji Fraunhofera.Słowa kluczowe: jakość wiązki laserowej, laser włóknowy, światłowódwielordzeniowyKOCHANOWICZ M., DOROSZ D., ŻMOJDA J., DOROSZ J.: Influenceof active multicore fibre construction on its laser beam qualityElektronika (LI), no 10/2010, p. 51In the paper the beam quality of the phased – locked multicore fibre laserswas investigated. The beam quality BQF (Beam quality factor) of the coherentlycombined beam of the multicore fibre lasers should be determinatedas the laser optical output power in a central peak far – field bucket dividedby the total optical output power radiating from the effective near- field. Theinfluence of geometrical and material parameters of active multicore fibreon its beam quality factor was determinated. Numerical calculations showthat standard deviation of the phase below 15° has a insignificant impacton the laser beam quality.Keywords: beam quality factor, fibre laser, multicore fibreElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesPISARKIEWICZ T., MAZIARZ W., RYDOSZ A.: Mikrosystemy z prekoncentracjąw detekcji bardzo niskich stężeń gazówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 57We wstępie pracy omówiono zagadnienie konieczności detekcji gazów o bardzoniskich koncentracjach rzędu ppb. W dalszej kolejności dokonano analizymożliwości pomiaru niskich koncentracji gazów z użyciem chemosensorówpółprzewodnikowych. W analizie wykorzystane zostały pomiary autorówz użyciem czujników zarówno dostępnych w ofercie rynkowej jak i wytworzonychw laboratorium. Aby uzyskać odpowiednie czułości przedstawione zostałorozwiązanie w postaci mikrosystemu, którego istotnymi elementami sąprekoncentrator i matryca półprzewodnikowych sensorów gazów. Opisanokonstrukcję i działanie mikroprekoncentratora wytworzonego w technologiiceramicznej LTCC. Z użyciem wytworzonego prekoncentratora uzyskanowspółpczynnik koncentracji rzędu 10 2 dla badanego gazu (benzenu).Słowa kluczowe: sensory gazów, mikrosystemy pomiarowe, procedurypattern recognition, absorpcja gazówKOMORNICZAK W., ZYCH C., KAWALEC A., WROŃSKA-ZYCH A.: Alternatywnysystem nawigacji oparty na przetwarzaniu zobrazowaniaoraz fuzji danych z czujników inercyjnychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 61W artykule przedstawiono jeden ze sposobów wykorzystania czujnikówinercyjnych oraz przetwarzania obrazu do zbudowania systemu nawigacyjnego.W dzisiejszych czasach głównym sposobem określania położeniastało się wykorzystanie systemów satelitarnych np. GPS. Jednak zewzględu na swoje wady, w aplikacjach wojskowych stawia się wymóg posiadaniadrugiego (niezależnego od nawigacji satelitarnej) systemu pozycjonowania.Taki alternatywny system wyznaczania pozycji można zbudowaćw oparciu o czujniki inercyjne, magnetometry, czujniki ciśnienia orazprzetwarzanie zobrazowania z kamery umieszczonej na poruszającym sięobiekcie. Dzięki temu można uzyskać dokładną lokalizację obiektu w miejscachgdzie nawigacja satelitarna nie może zostać użyta.Słowa kluczowe: nawigacja, czujniki inercyjne, przetwarzanie zobrazowania,algorytm CanneyegoKAWALEC A.,SZUGAJEW M., SERAFIN P.: Sonar z syntetyczną aperturąElektronika (LI), nr 10/2010, s. 64W artykule przedstawiono wyniki badań niektórych technik syntezy aperturyprzeprowadzone za pomocą sonaru zrealizowanego w oparciu o kartędźwiękową komputera osobistego. Pozwoliło to na ominięcie problemównapotykanych przy badaniu radarów z syntetyczną aperturą wynikającychze skali eksperymentu oraz z wysokich kosztów budowy radaru oraz jegooperowania z pokładu statku powietrznego. Zaprezentowano przykładowezobrazowania oraz omówiono problemy związane z ich jakością.Słowa kluczowe: radar, sonar z syntetyczną aperturą, SAR, SASPISARKIEWICZ T., MAZIARZ W., RYDOSZ A.: Microsystem with preconcentratorsin detection of very low gas concentrationsElektronika (LI), no 10/2010, p. 57In the first part of the paper the necessity of measurements of very smallgas concentrations, of order ppb, was discussed. In the following the possibilityof measurements of small gas concentrations with the help ofsemiconductor chemosensors was analysed. In the analysis the measurementswith both commercially available sensors and those fabricated inauthors’ laboratory were used. In order to obtain the expected sensitivity,the concept of a microsystem was introduced which consists of the preconcentratorand an array of semiconductor gas sensors. The design andworking parameters of that micropreconcentrator manufactured in ceramicLTCC technology were described. For the preconcentrator the concentrationfactor of order 10 2 was obtained.Keywords: gas sensors, measurement microsystems, pattern recognitionprocedures, absorption of gasesKOMORNICZAK W., ZYCH C., KAWALEC A., WROŃSKA-ZYCH A.: Thealternative navigation system using digital image signal processingand inertial navigationElektronika (LI), no 10/2010, p. 61The paper describes a way to use inertial sensors and digital image signalprocessing to build a navigation system. Nowadays, the main way indetermining the position is using satellite systems such as GPS. However,due to its drawbacks there is a requirement of a second (independentfrom satellite navigation) positioning system in military applications. Suchan alternative system for determining the position can be built based oninertial sensors, magnetometers, pressure sensors and processing theimage signal of the camera placed on a moving object. This allows youto get the exact location of the object in places where satellite navigationcan not be used.Keywords: navigation, inertial sensors, digital image signal processing,Canney’s algorithmKAWALEC A.,SZUGAJEW M., SERAFIN P.: Synthetic aperture sonarElektronika (LI), no 10/2010, p. 64This paper presents the results of some aperture synthesis techniquesresearch conducted with a sonar based on a PC sound card. This allowedfor avioding difficulties often found in syhtetic aperture radars arising fromthe scale of the experiment and the high costs of building the radar. Sampleimages are presented and issues of their quality are discussed.Keywords: radar, synthetic aperture sonar, SAR, SASŁAWREŃCZYK J., JAKUBOWSKA M., GALLEWICZ W.: Optyczny detektorskażeń HF, SO 2, CO 2, NO 2z wykorzystaniem interferometruFabry’ego- Perot’aElektronika (LI), nr 10/2010, s. 67Prezentowanym urządzeniem jest detektor gazów, wykorzystujący pomiarabsorpcji promieniowania podczerwonego, (ang. NDIR) identyfikacjiskażeń gazami HF, SO 2, CO 2, NH 3,oraz określenia stężenia tych gazów.Urządzenie jest przeznaczone do detekcji gazów spalinowych ze spalarniśmieci. Fizyczną podstawą działania urządzenia jest absorpcja promieniowaniaelektromagnetycznego, przez cząsteczki posiadające momentdipolowy zmieniający się podczas drgań, skutkiem tego promieniowanieo częstotliwości drgań własnych cząsteczki jest absorbowane.Słowa kluczowe: detektor skażeń chemicznych, NDIR, spektroskopiapodczerwieni, interferometr Fabry’ego – Perot’a, pomiar stężenia gazówĆWIRKO R., ĆWIRKO J.: Wpływ wysokiej temperatury na przebiegcharakterystyk widmowych detektorówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 70Detektory UV, VIS i NIR są używane w pracach badawczych, przemyślei aplikacjach wojskowych. Prezentowany w artykule system badawczy jestprzeznaczony głównie do wysokotemperaturowych pomiarów charakterystykwidmowych detektorów w zakresach UV, VIS i NIR. System zostałopracowany w Wojskowej Akademii Technicznej. W artykule przedstawionowyniki zależności charakterystyk widmowych od temperatury dla detektorówwykrywających zakres UV i wykonanych z Si i 4H-SiC.Słowa kluczowe: detektory UV, VIS, NIR, pomiary wysokotemperaturowefotodetektorów, charakterystyki widmowe fotodetektorów, półprzewodnikiz szeroką przerwą zabronionąŁAWREŃCZYK J., JAKUBOWSKA M., GALLEWICZ W.: Optical detectorof contamination with Fabry-Perot InterferometerElektronika (LI), no 10/2010, p. 67This particular device is a gas detector operating on the principle of infraredabsorption (NDIR) is designed to identify the contamination gasesHF, SO 2, CO 2, NH 3, and determine the concentration of these gases. Thedevice is intended for the detection of exhaust gases from waste incinerators.The physical operation of the device is based on the absorptionof electromagnetic radiation by particles with a changing dipole momentduring vibration, the effect of radiation on the frequency vibrations of a moleculeis absorbed.Keywords: chemical contamination detector, NDIR, infrared spectroscopy,Fabry-Perot interferometer, gas concentration measurementĆWIRKO R., ĆWIRKO J.: Influence of high temperature on the courseof the spectral characteristics of detectorsElektronika (LI), no 10/2010, p. 70UV, VIS i NIR detectors are used in scientific research and industrial andmilitary applications. Measurement system used for spectral characteristichigh–temperature measurements of UV, VIS and NIR is presented in thepaper. The system was developed in the Military University of Technology(MUT). We present the results of a comprehensive study of the temperaturedependences of the spectral characteristics for ultraviolet detectorsbased on Si and 4H-SiC structures. Measurement can be carried out intemperature range – from ambient temperature to 200 o C.Keywords: UV, IR, NIR detectors, high-temperature measurement forphotodetectors, spectral characteristics of photodetectors, wide- bandgapsemiconductor materialsElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesGAWRON W., GUTOWSKA M., ŁACH J., PALIWODA R., RZECZKOW-SKI M., PIOTROWSKI J.: Moduły detekcyjne dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeniElektronika (LI), nr 10/2010, s. 73W pracy zaprezentowano wyniki badań szerokopasmowych modułów detekcyjnychprzeznaczonych dla otwartych łączy optoelektronicznych. Jakoelement detekcyjny wykorzystano w nich immersyjne fotodiody długofalowego(≈10 µm) promieniowania podczerwonego pracujące z chłodzeniemczterostopniową chłodziarką termoelektryczną. Przedstawione zostałydwa typy modułów detekcyjnych. Pierwszy z immersyjną fotodiodą pracującąbez zasilania i drugi z immersyjną fotodiodą zasilaną napięciemwstecznym.Słowa kluczowe: moduły detekcyjne, fotodetektory, detektory podczerwieni,HgCdTe, otwarte łącza optoelektroniczneGAWRON W., GUTOWSKA M., ŁACH J., PALIWODA R., RZECZKOW-SKI M., PIOTROWSKI J.: Integrated IR detector packages for the free-‐space optical linksElektronika (LI), no 10/2010, p. 73The paper presents the test results of a long-term radiation detector modulesfor Free Space Optical communication operated at the wavelength range of8…12 μm. The modules are based on optically immersed photodiodes operatingwith Peltier coolers manufactured in the company VIGO System SA Highsensitivity of the detection module was achieved through a multi-layered heterostructureHgCdTe with immersion lens, which is optimized for the detectionof radiation with a wavelength of 10 μm. Developed optical radiation detectionmodules will be used in a next-generation optical link, with a greater range indifficult weather conditions in relation to the links currently offered.Keywords: wide bandwidth IR detection, uncooled infrared photodetectors,MCT, MOCVD, optical linkGAWRON W., GUTOWSKA M., PĘDZIŃSKA M., PAWLUCZYK J., PIO-TROWSKI J.: Długofalowe detektory podczerwieni dla telekomunikacjioptycznej w otwartej przestrzeniElektronika (LI), nr 10/2010, s. 76Praca pokazuje zasady projektowania i właściwości detektorów podczerwienidla szerokopasmowych modułów detekcyjnych przeznaczonych dlaotwartych łączy optoelektronicznych. Są to heterostrukturalne fotodetektorydługofalowego (8…12 µm) promieniowania podczerwonego pracującebez chłodzenia kriogenicznego. Podstawą konstrukcji fotodetektorów sązłożone heterostruktury HgCdTe wytwarzane metodą MOCVD.Słowa kluczowe: heterostruktury, fotodetektory, niechłodzone detektorypodczerwieni, HgCdTe, MOCVD, otwarte łącza optoelektroniczneGAWRON W., GUTOWSKA M., PĘDZIŃSKA M., PAWLUCZYK J., PIO-TROWSKI J.: LWIR detectors for the free-space optical linksElektronika (LI), no 10/2010, p. 76Long wavelength infrared photodetectors from HgCdTe for the secondgeneration free-space optical links are reported. The photodetectors arebased on optically immersed photodiodes operating with Peltier coolers.The photodiodes are based on HgCdTe heterostructure. The devices havebeen grown using Metalorganic Chemical Vapor Deposition (MOCVD).Keywords: heterostuctures, photodetectors, uncooled infrared photodetectors,MCT, MOCVD, optical linkTRZCIŃSKI T., PAŁKA N.: Spektroskopia terahercowa w badaniachmateriałów niebezpiecznychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 80W artykule opisano technikę pomiarów spektrometrycznych w dziedzinieczasu (TDS-THz). Przedstawiono układ badawczy do tego typu pomiaróworaz omówiono metodykę przygotowania próbek materiałów niebezpiecznych.Przedstawiono również wyniki pomiarów uzyskane tą metodą.Słowa kluczowe: promieniowanie terahercowe, pomiary spektrometryczneTRZCIŃSKI T., PAŁKA N.: THz spectroscopy in research of dangerousmaterialsElektronika (LI), no 10/2010, p. 80This paper describes Time Domain Spectroscopy technique (TDS).Next, a research system for this kind of measurements and methodologyof sample peparation. Results of measyrements are also presented.Keywords: terahertz radiation, spectrometric measurementsKUC M., SARZAŁA R.P.: Model termiczny lasera azotkowegoElektronika (LI), nr 10/2010, s. 83W pracy przedstawiono model termiczny azotkowej diody laserowej orazanalizę transportu ciepła zarówno przez jej warstwy jak i wykorzystaneelementy montażowe. Modelowany laser to przyrząd o emisji krawędziowejz falowodem grzbietowym o szerokości 20 µm. Laser zaprojektowanyjest do pracy z falą ciągłą 411 nm w temperaturze pokojowej przy niskiejgęstości prądu progowego 4,2 kA/cm 2 [1]. Obliczenia przeprowadzonowykorzystując zarówno model dwu- jak i trójwymiarowy bazujący na metodzieelementu skończonego. Modelowany laser został umieszczony wpięciu różnych układach monażowych, które zawierały miedziane radiatoryoraz diamentowe przekładki w celu lepszego odprowadzenia ciepłaz przyrządu. Analiza porównawcza modelowania dwu- i trójwymiarowegowykazała istotne różnice w wartości maksymalnej tempeartury złącza lasera,zależne od jego montażu.Słowa kluczowe: przyrządy półprzewodnikowe, lasery złączowe InGaN/GaN, materiały azotkowe, analiza rozpływu ciepła, matryce laserów azotkowychKUC M., SARZAŁA R.P.: Thermal model of nitride laser diodeElektronika (LI), no 10/2010, p. 83In this paper the thermal model of nitride laser diode and its heat-flux spreadinganalysis are presented. Thermal analysis involves laser structureas well as used high-thermal-conductivity materials in mounting schemes.Analyzed structure is the edge-emitting 20 µm wide ridge-waveguide laser.The laser diode is designed to operate room-temperature continouswaveat 411 nm under very low 4.2 kA/cm 2 threshold current density [1].The calculations based on finite-element method are used to compareheat-flux spreading mechanism of two- and three-dimensional models andfive different laser mounting schemes with copper heat-sinks and diamondheat-spreaders that enhances efficiency of heat-flux extraction from laservolume. Comparative analysis of two- and three-dimensional modelsshows significant differences of the maximal active-region temperaturedepending on used heat-sinking laser diode configuration.Keywords: semiconductor devies, InGaN/GaN laser diodes, nitrides,heat-flux spreading analysis, nitride laser diode arraysKANIEWSKI J., GAWRON W.: Detektory podczerwieni na bazie supersieciII rodzaju ze związków InAs/GaInSbElektronika (LI), nr 10/2010, s. 87Supersieci ze związków InAs/GaInSb krystalizowane na podłożu z GaSbumożliwiają wytwarzanie detektorów podczerwieni pracujących w zakresiewidmowym 3…25 μm. Supersieci te stanowią atrakcyjną alternatywędla związków HgCdTe. Technologia otrzymywania supersieci InAs/GaInSbjest we wstępnej fazie rozwoju. Główne trudności związane są z przygotowaniempodłoży do epitaksji oraz z otrzymywaniem skokowych obszarówmiędzyfazowych w supersieciach. Odrębne zagadnienia dotyczą technologiistruktur, prowadzącej do wykonania detektorów oraz ich pasywacji.Słowa kluczowe: detektory podczerwieni, supersieć, InAs/GaInSbKANIEWSKI J., GAWRON W.: Infrared detectors based on InAs/Ga-InSb type II superlatticeElektronika (LI), no 10/2010, p. 87InAs/GaInSb based superlattices grown on GaSb substrates can be usedfor fabrication of infrared detectors operating in 3…25 μm spectral range.The superlattices are attractive alternative for HgCdTe compounds.Technology of InAs/GaInSb superlattices is far to be well established. Maindifficulties are related to wafer preparation before eptiaxy and superlatticeinterface quality. Processing, passivation and assembling of detectors arepermanently developed.Keywords: infrared detector, superlattice, InAs/GaInSbElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesJASIK A., REGIŃSKI K., SANKOWSKA I., KUBACKA-TRACZYK J.,JAKIEŁA R., KANIEWSKI J.: Problemy epitaksji antymonków grupyIII-VElektronika (LI), nr 10/2010, s. 90W pracy przedstawiono wyniki dotyczące optymalizacji technologii epitaksjiz wiązek molekularnych związków antymonkowych oraz supersiecidrugiego rodzaju. Kluczowym w procesie wzrostu warstw GaSb były dwaetapy: wygrzewanie podłoża porzedzające wzrost oraz studzenie strukturypo zakończonym wzroście. Istotnym problemem okazało się zanieczyszczaniewarstw antymonkowych arsenem. W wyniku badań wpływuobszaru międzyfazowego na jakość SL II rodzaju otrzymano krzywą kalibracyjną,która pozwala uzyskać SL 10 ML InAs/10 ML GaSb dopasowanąsieciowo do podłoża GaSb.Słowa kluczowe: MBE, antymonki, AFM, SL II rodzaju, Al 0.5GaAs 0.04SbJASIK A., REGIŃSKI K., SANKOWSKA I., KUBACKA-TRACZYK J., JA-KIEŁA R., KANIEWSKI J.: Epitaxial problems of Sb based III-V compoundsElektronika (LI), no 10/2010, p. 90We present the results of the growth optimization of both GaSb and relatedcompounds and type-II superlattices grown by molecular beam epitaxy.The key issues in the epitaxial growth of GaSb layers were an annealingof a substrate before growth and post-growth cooling of a structure. A crucialproblem of GaSb layer growth is its arsenic contamination. We haveinvestigated the influence of interface type on the quality of type-II SL. Wereceived a calibration curve, which allows to obtain the lattice matched of10 ml InAs/10 ML GaSb superlattice.Keywords: MBE, GaSb, AFM, type-II SL, Al 0.5GaAs 0.04SbHAŁDAŚ G., KOLEK A., TRELLE I.: Modelowanie kwantowych laserówkaskadowych średniej podczerwieni z zastosowaniem formalizmunierównowagowych funkcji GreenaElektronika (LI), nr 10/2010, s. 93W artykule przedstawiono wyniki obliczeń numerycznych przeprowadzonychdla struktury lasera kaskadowego emitującego promieniowaniew zakresie średniej podczerwieni uzyskane z zastosowaniem formalizmunierównowagowych funkcji Greena.Słowa kluczowe: nierównowagowa funkcja Greena, kwantowy laser kaskadowyHAŁDAŚ G., KOLEK A., TRELLE I.: NEGF modelling of mid-infraredQCLElektronika (LI), no 10/2010, p. 93In the paper nonequlibrium Green’s function formalism was applied toperform numerical simulations of quantum cascade laser emiting at midinfraredrange.Keywords: nonequlibrium Green’s function, quantum cascade laserBOROWIK P., ADAMOWICZ L., THOBEL J-L.: Wykorzystanie metodyMonte Carlo do modelowania właściwości struktur kwantowych laserówkaskadowychElektronika LI), nr 10/2010, s. 96Od wielu lat różne realizacje metody Monte Carlo (MC) znajdują zastosowaniejako jedne z najbardziej efektywnych narzędzi teoretycznychpozwalających na ilościowe poznanie właściwości materiałów i urządzeńelektronicznych, również na poziomie uwzględnienia złożonych efektówkwantowych. Wytwarzanie struktur kwantowych laserów kaskadowych(QCL) w Instytucie Technologii Elektronowej stało się dla nas impulsem dowykorzystania metody MC w odniesieniu do modelowania takich strukturpółprzewodnikowych. Przeprowadzone badania pozwalają na głębsze poznaniemikroskopowych mechanizmów rządzących transportem elektronóww strukturze QCL. Możliwe jest uzasadnienie teoretyczne powstawaniainwersji obsadzeń pomiędzy poziomami laserującymi. Analiza danychpokazuje, w jaki sposób dochodzi do inwersji oraz które poziomy energetycznestruktury mają wpływ na przebieg tego procesu.Słowa kluczowe: symulacje, Monte Carlo, kwantowe lasery kaskadowe,QCLBOROWIK P., ADAMOWICZ L., THOBEL J-L.: Application of MonteCarlo method for modeling of properties of quantum cascade laserstructuresElektronika (LI), no 10/2010, p. 96For many years different implementations of Monte Carlo method (MC) areused as one of the most effective theoretical tools allowing the quantitativedescription of materials and electronic device properties. Also complexquantum effects can be included in these studies. Realization of quantumcascade laser (QCL) structures at the Institute of Electron Technology inWarsaw stimulated us to use the MC method for modeling such structuresin order to bring a deeper understanding of microscopic mechanisms governingthe transport of electrons. We are able to demonstrate the theoreticaljustification of formation of population inversion between the lasinglevels. The data analysis allows us to determine which energy levels takepart in the described process.Keywords: Monte Carlo simulation, quantum cascade laser, populationinversionKOSIEL K., SZERLING A., KARBOWNIK P., KUBECKA-TRACZYK J.,PRUSZYŃSKA-KARBOWNIK E., TRAJNEROWICZ A., PIERŚCIŃSKAD., BUGAJSKI M.: Lasery kaskadowe na zakres średniej podczerwieniElektronika (LI), nr 10/2010, s. 99Lasery kaskadowe są przyrządami unipolarnymi, w których mechanizmemisji promieniowania koherentnego opiera się na wewnątrzpasmowychoptycznych przejściach nośników. Istota ich działania pozwala na zastosowanieszerokiej gamy półprzewodnikowych materiałów epitaksjalnych,w celu otrzymania długości fali wybranej z bardzo szerokiego zakresu emisyjnegopodczerwieni. Warunkiem sukcesu jest sprostanie wymaganiomskrajnie wysokiej precyzji podczas realizacji założeń konstrukcyjnych,zwłaszcza tych dotyczących geometrii krawędzi pasma przewodnictwaobszaru aktywnego.Prezentujemy tu opracowaną przez nas technologię wytwarzania laserówkaskadowych AlGaAs/GaAs, emitujących wiązkę (~ 9,4 m) o mocy ponad1 w piku (77K) oraz moc optyczną ~ 12 W w temperaturze pokojowej.Słowa kluczowe: laser kaskadowy, epitaksja z wiązek molekularnych,AlGaAs/GaAs, przejścia wewnątrzpasmowe, średnia podczerwieńKOSIEL K., SZERLING A., KARBOWNIK P., KUBECKA-TRACZYK J.,PRUSZYŃSKA-KARBOWNIK E., TRAJNEROWICZ A., PIERŚCIŃSKAD., BUGAJSKI M.: MID – infrared quantum cascade lasersElektronika (LI), no 10/2010, p. 99Quantum cascade lasers are unipolar devices, in which the machanism ofemission of coherent radiation is based on the intraband optical transitionsof carriers. The idea of QCL enables the application of a wide range of epitaxialsemiconductor materials in order to extract the needed wavelength,which is obtainable from the very wide emission spectrum. However onlythe extremely precise realisation of the appropriate constructional assumptions(towards the thicknesses, compositions and the doping levelsof layers of the heterostructure) promotes the success in the field.The adequate MBE technology development as well as the perfect deviceprocessing elaboration enabled us to obtain AlGaAs/GaAs quantum cascadelasers emitting the radiation (~ 9 µm) with over 1W peak powers (77K).Lasers work at the room-temperature generating optical power ~ 12 mW.Keywords: quantum cascade laser, molecular beam epitaxy, AlGaAs/GaAs, Mid-Infrared, room-temperature operationElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesSARZAŁA R.P.: Wpływ montażu lasera kaskadowego na wzrost temperaturyw jego wnętrzuElektronika (LI), nr 10/2010, s. 102W pracy przedstawiono wyniki modelu termiczno-elektrycznego laserakaskadowego wykonanego w technologii arsenkowej. Szczególny naciskpołożono na zbadanie wpływu montażu lasera na jego własności cieplne.Rozpatrywano wpływ takich elementów jak: rozmiary przekładki diamentowej,grubość warstwy lutu, odległość między wytrawionymi kanałami definiującymiobszar czynny, stopień wypełnienia kanałów lutem. Wykonanoteż analizę porównawczą struktur montowanych z przekładką diamentowąi montowanych na ind.Słowa kluczowe: przyrządy półprzewodnikowe, lasery kaskadowe, analizarozpływu ciepłaGAWRON W., ROGALSKI A., MADEJCZYK P., PAWLUCZYK J., PIO-TROWSKI J., PIOTROWSKI A.: Heterostruktury w niechłodzonychdetektorach podczerwieniElektronika (LI), nr 10/2010, s. 106Niechłodzone detektory podczerwieni z HgCdTe to jeden z niewielu produktówoptoelektronicznych produkowanych obecnie w Polsce i eksportowanychdo wielu krajów świata. Przyrządy te znajdują zastosowania praktycznew nowoczesnej aparaturze naukowej i medycznej, w przemyśle,ochronie środowiska naturalnego, technice wojskowej. Artykuł prezentujeobecny stan rozwoju niechłodzonych detektorów podczerwieni w Polsce.Słowa kluczowe: heterostruktury, fotodetektory, niechłodzone detektorypodczerwieni, HgCdTe, MOCVDSARZAŁA R.P.: An imact of bonding of a quantum cascade laser onincrease in temerature within its volumeElektronika (LI), no 10/2010, p. 102In the present paper, results of thermo-electrical modelling of GaAs-basedquantum cascade laser are given. In particular, an impact of bonding ofthis laser on its thermal properties is investigated. An influence of suchlaser elements as sizes of the diamond heat spreader, solder thickness,a distance between etched channels defining active area and an extentof filling channels with the solder is analysed. Besides a comparative analysisof structures bonded with the diamond heat spreader and those simplysoldered has been carried out.Keywords: semiconductor devies, quantum cascade lasers, heat-fluxspreading analysisGAWRON W., ROGALSKI A., MADEJCZYK P., PAWLUCZYK J., PIO-TROWSKI J., PIOTROWSKI A.: Uncooled infrared heterostucturephotodetectorsElektronika (LI), no 10/2010, p. 106Uncooled infrared photodetectors from HgCdTe are one of few optoelectronicproducts manufactured currently in Poland and exported to manycountries worldwide. The devices have found important applications forscientific and medical instruments, in industry, environment protection, andmilitary technique. The paper presents the state-of-art in the field of uncooledphotodetectors from HgCdTe in Poland.Keywords: heterostuctures, photodetectors, uncooled infrared photodetectors,MCT, MOCVDTRAJNEROWICZ A., KARBOWNIK P., PRUSZYŃSKA-KARBOWNIKE., SZERLING A., KOSIEL K., BUGAJSKI M.: Wpływ parametrów zasilaniana parametry aplikacyjne laserów kaskadowych na zakresśredniej podczerwieniElektronika (LI), nr 10/2010, s. 109W pracy omawiamy podstawowe pomiary charakteryzacyjne kwantowychlaserów kaskadowych. Przedstawiamy wpływ parametrów zasilania elektrycznegona działanie laserów kaskadowych i omawiamy drogę do ichoptymalizacji.Słowa kluczowe: kwantowe lasery kaskadowe, pomiary charakteryzacyjne,zasilanie cw, zasilanie impulsowe, parametry zasilania, średnia podczerwieńTRAJNEROWICZ A., KARBOWNIK P., PRUSZYŃSKA-KARBOWNIKE., SZERLING A., KOSIEL K., BUGAJSKI M.: Current parametres impacton midinfrared quantum cascade lasers application parametersElektronika (LI), no 10/2010, p. 109The paper presents basic measurements characterizing the quantum cascadelasers. The impact of pumping current parameters on the quantumcascade lasers operations. The way to optimization of current supply arediscussed.Keywords: quantum cascade lasers, basic measurements of lasers, continuouswave work mode, pulse work mode, electrical parameters, midinfraredBARAŃSKA A., KOSIEL K., KUBACKA-TRACZYK J., BUGAJSKI M.,PASTERNAK I., PŁOCIŃSKI T., KURZYDŁOWSKI K.: Morfologia powierzchnimiędzyfazowych w wielowarstwowych strukturach periodycznychAlGaAs/GaAsElektronika (LI), nr 10/2010, s. 112Artykuł przedstawia wyniki badań morfologii powierzchni międzyfazowychheterostruktur epitaksjalnych AlGaAs/GaAs. Struktury zostały wykonanemetodą epitaksji z wiązek molekularnych (MBE). Charakteryzację strukturprzeprowadzono stosując mikroskopię sił atomowych (AFM) oraz wysokorozdzielczątransmisyjną mikroskopię elektronową (HRTEM). Badanowarstwy GaAs/GaAs, AlGaAs/GaAs oraz wielowarstwowe struktury periodyczneAlGaAs/GaAs, osadzane na podłożach o orientacji (100).Słowa kluczowe: morfologia powierzchni miedzyfazowych AlGaAs/GaAs,epitaksja z wiązek molekularnych (MBE), lasery kaskadowe, mikroskopiasił atomowych (AFM), transmisyjna mikroskopia elektronowa (TEM)BARAŃSKA A., KOSIEL K., KUBACKA-TRACZYK J., BUGAJSKIM., PASTERNAK I., PŁOCIŃSKI T., KURZYDŁOWSKI K.: Interfacialmorphology in multilayer, periodic AlGaAs/GaAs heterostructuresElektronika (LI), no 10/2010, p. 112The paper presents some results of investigation of interfacial morphologyin AlGaAs/GaAs epitaxial heterostructures. The structures were grown bymolecular beam epitaxy (MBE). Their characterisation was performed byatomic force microscopy (AFM) and high-resolution transmission electronmicroscopy (HRTEM). The simple GaAs/GaAs, AlGaAs/GaAs as well asmultilayer, periodic AlGaAs/GaAs heterostructures deposited on (100)GaAs substrates were studied.Keywords: AlGaAs/GaAs interface morphology, molecular beam epitaxy(MBE), atomic force microscopy (AFM), high-resolution transmission electronmicroscopy (HRTEM)BARAŃSKI P., POLAŃCZYK M., STRUMIŁŁO P.: Zastosowanie czujnikówinercyjnych i metody Monte Carlo do korekcji odczytów GPSw terenie miejskimElektronika (LI), nr 10/2010, s. 115W artykule omówiono zastosowanie symulacyjnej metody Monte Carlodo poprawy dokładności odczytów GPS (ang. Global Positioning System)w terenie miejskim. Zaprojektowany układ elektroniczny jest elementemsystemu do nawigacji pieszej osób niewidomych. W terenie miejskim, naskutek odbić i wielodrogowości sygnałów od satelitów, odczyty GPS sąobarczone znacznym błędem dochodzącym do kilkudziesięciu metrów.Jednoczesne odczyty z akcelerometru oraz żyroskopu służą do pomiaruwzględnego przemieszczenia, a następnie są porównywane z odczytamiGPS. Algorytm symulacji wykorzystujący metodę Monte Carlo, służy dowyznaczenia najbardziej prawdopodobnego położenia geograficznego.Zastosowany układ umożliwia nawet kilkukrotne zmniejszenie błędu wyznaczanegopołożenia geograficznego.Słowa kluczowe: korekcja odczytów GPS, metoda Monte Carlo, filtracjacząsteczkowaBARAŃSKI P., POLAŃCZYK M., STRUMIŁŁO P.: Application of inertialsensors and recursive Monte Carlo method for correcting GPS readoutsin urban environmentElektronika (LI), no 10/2010, p. 115The article presents an application of recursive Monte Carlo method forcorrecting GPS readouts in an urban environment. The prototype was designedwith a view of a pedestrian navigation device for the blind. GPSreadouts are at times very inaccurate in an urban environment (reachingseveral dozens of meters) due to multipath propagation and reflectionsfrom buildings. The device houses an accelerometer and gyroscope forestimating the relative motion of the device. This relative displacementis correlated with GPS readouts. An algorithm based on the Monte Carlosimulation is used for assessing the most probable geographical locationof the user. From the urban test of the method we conclude that the proposeddead reckoning solution improves on GPS receiver readouts byseveral times.Keywords: correcting GPS readouts, sensor fusion, Monte Carlo method,particle filteringElektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesTUŚNIO J.: Uniwersalny programator elektronicznych zapalnikówczasowychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 119W artykule przedstawiono ogólne zasady programowania członów opóźniającychelektronicznych zapalników czasowych wykorzystywanych w budowiei eksploatacji różnych rodzajów amunicji. Przedstawiono ideę budowyuniwersalnego, wielofunkcyjnego programatora, który umożliwia ręczneprogramowanie zwłaszcza zapalników niewielkich pocisków rakietowych,służących stawianiu celów pozornych w systemach aktywnej obrony okrętuoraz pocisków i kaset służących neutralizacji napowietrznych linii przesyłowychwysokiego napięcia. Opisany programator został wykonany w postaciukładu modelowego a jego działanie praktycznie sprawdzone.Słowa kluczowe: pocisk rakietowy, zapalnik elektroniczny, programatorTUŚNIO J.: Universal programmmer of electronic time fuzesElektronika (LI), no 10/2010, p. 119The article presents the general principles of programming segments ofelectronic time fuses used for temporary construction and operation of varioustypes of ammunition. The idea of building a universal, multifunctionaltimer is presented. It allows manual programming of fuses especially smallmissiles, posing for the apparent purpose of active defense systems, missilesand ship cartridges for neutralization overhead high voltage transmissionlines. The programmer has been made in the form of a model and itswork was practically verified.Keywords: missile, an electronic fuze, timerSIBIŃSKI M., CIUBA E.: Tekstroniczne czujniki temperaturyElektronika (LI), nr 10/2010, s. 122W artykule przedstawiono nową metodę wytwarzania grubowarstwowychczujników temperatury dla aplikacji tekstronicznych w ubiorach roboczychi ochronnych. Jako podłoże wykorzystane zostało włókno polimerowe,przeznaczone do bezpośredniej integracji ze strukturą tkaniny. Wykorzystanymmateriałem aktywnym jest nowatorska pasta na bazie nanorurekwęglowych. Zaprezentowano wyniki prac technologicznych oraz pomiarywykonanych sensorów w warunkach kalorymetrycznych.Słowa kluczowe: tekstronika, termistor, włókno, odzież, elektronika elastycznaSIBIŃSKI M., CIUBA E.: Textronic temperature sensorsElektronika (LI), no 10/2010, p. 122In the paper new method of trick-layer technology for temperature sensormanufacturing, designed for textronic applications is presented. As thesensor base single polymer fiber, suitable for textile weaving was utilized.As the active sensor material new paste, based on carbon nanotubes wasemployed. Technological experiments and calorimetric parameters measurementsof the final sensors are presented.Keywords: textronics, thermistors, fibers, textiles, elastic electronicsPRZYBYLSKI M., ŚLUSAREK B.: Dławik indukcyjny z proszkowymrdzeniem dielektromagnetycznymElektronika (LI), nr 10/2010, s. 124Dławiki indukcyjne, zwane też często cewką z rdzeniem ferromagnetycznym,mają szerokie zastosowanie w wielu urządzeniach elektronicznych,takich jak np. zasilacze, filtry częstotliwościowe. Ich rolą, m.in., jest ograniczeniepoboru prądu zmiennego bez strat mocy. W referacie przedstawionoprojekt i analizę dławika z rdzeniem ferromagnetycznym z dielektromagnetykuo indukcyjności 6 mH, maksymalnym prądzie ok. 2 A. Zakresczęstotliwość pracy dławika przy maksymalnym prądzie 2 A wynosi od 50do 1000 Hz. W pracach projektowych założono, że rdzeń dławika wykonanyzostanie z magnetycznie miękkiego proszku żelaza spajanego środkiemwiążącym. Opracowano dławik o założonych parametrach eksploatacyjnych.Badania modelu dławika umożliwiły weryfikację uzyskanychparametrów. W ramach przeprowadzonych badań modelu dławika przeprowadzonopomiary: indukcyjności i strat mocy w funkcji częstotliwościi prądu. Przeprowadzono pomiary temperatury rdzenia ferromagnetycznegoi uzwojenia w zależności od czasu pracy dławika.Słowa kluczowe: dławik indukcyjny, dielektromagnetyk, straty mocyPRZYBYLSKI M., ŚLUSAREK B.: Inductor with a dielectromagneticcoreElektronika (LI), no 10/2010, p. 124Inductors, also called choke coils, are widely applied in many electronicdevices such as frequency filters or power supplies. Their purpose is,among other things, limiting changing currents with lower loss than is possiblewith resistors. The paper presents the design and analysis of aninductor with dielectromagnetic core with inductivity of 6 mH, and maximumcurrent ca. 2A. The range of frequency at maximum current of 2Ais 50 to 1000 Hz. For research purposes it was assumed that the corewill be made of soft magnetic iron powder bonded by any binding agent.An inductor with parameters as assumed was designed. Comparison ofinductors’ assumed and received parameters was done. Inductances andiron losses versus current and frequency were measured. Measurementswere also taken of the dielectromagnetic core’s temperature, as well as ofthe temperature of winding.Keywords: choke coil, dielectromagnetics, power lossesMAŁACHOWSKI T., RZODKIEWICZ W.: System zarządzania laboratoriumjako narzędzie archiwizacji i oceny jakościowej wynikówpomiarówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 127W artykule przedstawiono koncepcję systemu archiwizacji danych oraz ichoceny jakościowej dla kompleksu laboratoriów zajmujących się charakteryzacjąstruktur dla nanoelektroniki. System zaprojektowano pod kątempotrzeb pomiarów elektrycznych, fotoelektrycznych oraz elipsometrycznych.Proponowana koncepcja może znaleźć zastosowanie dla dowolnegozespołu laboratoriów pomiarowych.Słowa kluczowe: archiwizacja danych pomiarowych, system zarządzanialaboratorium, relacyjne bazy danych, systemy pomiaroweMAŁACHOWSKI T., RZODKIEWICZ W.: Laboratory managementsystem for measurement data acquisition and analysisElektronika (LI), no 10/2010, p. 127In this paper, the laboratory management system for measurement dataacquisition and analysis was described. The system is useful for the groupof laboratories working in the field of nanoelectronic devices characterisation.Keywords: measurement data acquisition, laboratory management system,relational databases, measurement systemsKSIĄŻEK L., KLUK P.: Wybrane zastosowania techniki ultradźwiękowejw mechatroniceElektronika (LI), nr 10/2010, s. 131W artykule przedstawiono dwa przykłady zastosowania techniki ultradźwiękowejw mechatronice. Pierwszy z nich przedstawia matrycowy systemultradźwiękowy do zdalnej lokalizacji i rozpoznawania obiektów przemieszczającychsię na ruchomym przenośniku taśmowym. System ten dostarczadanych niezbędnych do budowy przestrzennej mapy otoczenia, na podstawiektórej sterowane jest ramię robota chwytającego detale przemieszczającesię na przenośniku taśmowym. Drugi przykład dotyczy systemu ultradźwiękowegodo zgrzewania i wycinania materiałów z tworzyw sztucznych.W systemie tym sterowany cyfrowo generator ultradźwiękowy dużej mocyzasila układ drgający, którego elementem wykonawczym jest sonotroda.Słowa kluczowe: ultradźwięki, matryca przetworników ultradźwiękowych,system zgrzewania ultradźwiękowegoKSIĄŻEK L., KLUK P.: Selected applications of ultrasonic techniquein mechatronicsElektronika (LI), no 10/2010, p. 131In the article two examples of application of ultrasonic technique in mechatronicshave been presented. The first example is an ultrasonic arraysystem for remote localization and recognition of objects moving on anindustrial belt conveyor. This system provides data necessary to createa spatial map of the working area. On the basis of this map the robot’s armcatching objects moving on the conveyor is controlled. The second exampleconcerns an ultrasonic welding-and-cutting system for plastics materials.In this system a digitally controlled high power ultrasonic generatorfeeds an ultrasonic stack equipped with a sonotrode as a welding tool.Keywords: ultrasonic waves, ultrasonic transducers array, ultrasonic weldingsystem10Elektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesJAKUBOWSKA M., JEZIOR R., PIECZERAK D.: Urządzenia mechatronicznew procesach wytwórczych elektroniki i mikroelektronikiElektronika (LI), nr 10/2010, s. 134Współczesne urządzenia technologiczne do wytwarzania elementówi podzespołów elektronicznych i mikroelektronicznych w produkcji wielkoseryjneji masowej niezależnie od ich konkretnego zastosowaniaw procesach np. termicznych, próżniowych, montażowych itp. wszystkiespełniają kryteria klasycznej definicji „Mechatroniki” przyjętej przez InternationalFederation for the Theory of Machines and Mechanism tzn., żesą to urządzenia, w których zrealizowano „synergiczną kombinację mechanikiprecyzyjnej, elektronicznego sterowania i systemowego myśleniaprzy ich projektowaniu”. Wyjątkiem są jedynie bardzo proste urządzeniatechnologiczne przeznaczone do produkcji jednostkowej i małoseryjnej.W publikacji rozwinięto i omówiono tę tezę na bazie urządzeń do montażupowierzchniowego firmy MECHATRONIKA sp.j.Słowa kluczowe: mechatronika, urządzenia technologiczne, automatyczneurządzenia do montażu powierzchniowegoJAKUBOWSKA M., JEZIOR R., PIECZERAK D.: Mechatronic manufacturingequipment for electronic and microelectronic productionElektronika (LI), no 10/2010, p. 134Modern manufacturing equipment for mass-production of electronic andmicroelectronic elements, independently from its particular applicationin e.g. thermal, vacuum, assembly processes, realise criteria of classical“Mechatronics” definition accepted by International Federation for theTheory of Machines and Mechanism. That means that this equipment, isrealising “synergic combination of precise mechanics, electronic controland system-thinking during its designing”. Exception is only for very simpletechnological equipment intended for very small production. In the paper,this argument is displayed and discussed on the base of automatic manufacturingequipment for SMT, produced by company MECHATRONIKAKeywords: mechatronics, manufacturing equipment, automatic equipmentfor SMTNAKWASKI W.: Analiza porównawcza metod stosowanych do tłumieniaw laserach VCSEL poprzecznych modów wyższych rzędówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 138W pracy opisano i porównano skuteczność różnych metod tłumienia poprzecznychmodów wyższych rzedów w laserach VCSEL. Przyrządy z małymiobszarami czynnymi oferują całkiem wydajną emisję promieniowaniajednomodowego, ale ich oporność szerega jest często zbyt wysoka. Aktualnienajbardziej efektywną wydaje się prosta metoda odwrotnego płytkiegotrawienia (inverted shallow surface relief) powierzchni zwierciadełlaserów. Struktury ze skomplikowanym układem głębokich otworów (deepetched holey) oraz typu ARROW (Antiresonant-Reflecting Optical Waveguide)umożliwiają otrzymanie nieco wyższych mocy promieniowania skupionegow modzie podstawowym, ale mogą być stosowane jedynie w specjalnychprzypadkach z uwagi na niezwykle skomplikowaną technologię.Kryształy fotoniczne umożliwią prawdopodobnie w przyszłości stosowaniebardziej zaawansowanych metod tłumienia modów wyższych rzędów.Słowa kluczowe: lasery o emisji powierzchniowej z poprzeczną wnękąoptyczną (typu VCSEL – Vertical-Cavity Surface-Emitting Lasers), modyLP ij, mody poprzeczne wyższych rzędów, praca na pojedynczym modziepodstawowymNAKWASKI W.: Comparative analysis of methods used to suppresshigher-order transverse modes in vertical-cavity surfaceemittingdiode lasersElektronika (LI), no 10/2010, p. 138Various methods used to suppress higher-order transverse modes in VC-SELs are described and their effectiveness is compared. Small-aperturedevices without any modification offer quite high single-mode output buttheir series resistance is often too high. Currently an application of invertedshallow surface relief seems to be the simplest and the most effectivemethod. The deep etched holey structure or the ARROW structure enableobtaining slightly higher single-mode output powers but they may beused in special cases only because of their complex technology. Photoniccrystals may probably enable more advance mechanisms of suppressinghigher-order modes in future.Keywords: vertical-cavity surface-emitting lasers, LP ijmodes, higher-ordertransverse modes, single fundamental-mode operationKOS A., GELMUDA W.: Ultradźwiękowa laska dla niewidomych dowykrywania dziur i uskokówElektronika (LI), nr 10/2010, s. 141Według Światowej Organizacji Zdrowia na świecie jest ponad 40 milionówosób niewidomych. W wielu ośrodkach naukowych inżynierowie pracująnad tworzeniem urządzeń i systemów pomocnych ludziom niewidomymw codziennym życiu, które zapewniłyby im niezależność oraz bezpieczeństwo.Udało się stworzyć urządzenia do wykrywania przeszkód orazokreślania odległości od nich. Urządzenia te są dodatkami do standardowejlaski dla niewidomych albo całkowicie ją zastępują. Zwykle podczasprojektowania i wykonywania takich urządzeń stosuje się czujniki napodczerwień i/lub ultradźwiękowe. Jednak istnieją jeszcze inne niebezpieczeństwadla osób niewidomych podczas przemieszczania się, zwłaszczaw obszarach miejskich. Przykładem mogą być dziury w chodnikach lubwykopy drogowe. Praca ta przedstawia wieloczujnikowe urządzenie dołączanedo laski dla niewidomych do wykrywania i informowania o tychniebezpieczeństwach, w którym silny nacisk nałożony jest na maksymalnedostosowanie go do potrzeb osób niewidomych.Słowa kluczowe: czujniki ultradźwiękowe, osoby niewidome, wykrywaniedziur, biała laskaRZESZUTKO J.: Porównywanie charakterystyk układów metodą gęstościwidmowych mocy sygnałów napięćElektronika (LI), nr 10/2010, s. 144Artykuł opisuje metodę wyznaczania charakterystyk częstotliwościowychobwodów wejściowych, które są elementem opracowywanej przez autoraaparatury pomiarowej. Aparatura ta będzie wykorzystywana do pomiarujakości energii elektrycznej w oparciu o współczynnik THD (Total HarmonicDistortion). Zaproponowana metoda polega na estymacji odpowiedziczęstotliwościowej badanego obwodu wejściowego przy użyciu gęstościwidmowych sygnałów napięć. Zaletą tej metody jest analiza obwodów wejściowych,bez konieczności dysponowania wyspecjalizowaną aparaturąlaboratoryjną. Ponadto w artykule zamieszczone zostały wyniki badań nadobwodami wejściowymi oraz wypływające z nich wnioski.Słowa kluczowe: estymacja transmitancji częstotliwościowej, charakterystykiczęstotliwościowe, THD, jakość energiiKOS A., GELMUDA W.: Ultrasonic white stick for detecting holes forblind peopleElektronika (LI), no 10/2010, p. 141According to the World Health Organization there are over 40 million blindpeople around the world. In many research facilities engineers are developingdevices to help blind people gain full independence in everydaylives and assure safety during moving. There have been successful trialsof creating devices for obstacle avoidance and distance measurement,using add-ons for common white sticks or devices replacing them. Thoseapplications usually employ infrared or ultrasonic sensors or both. Nevertheless,there are still some other dangers for blind people while they aremoving, especially in urban environments, the perfect examples of whichcan be holes in pavements or road excavations. This paper presents multi-sensorapplication for detecting and informing about these hazards withability to attach it to a white stick and strong focus on blind people’s pointof perspective and needs.Keywords: ultrasonic sensors, blind people, hole detection, white stickRZESZUTKO J.: Comparison of characteristics of circuits based onthe analysis of spectral power density of a signal voltageElektronika (LI), no 10/2010, p. 144The article describes the method of determining the frequency characteristicsof the input circuits, which are part of the device to spectral analysisof voltage. This equipment will be used for power quality measurementsbased on the THD (Total Harmonic Distortion). The proposed method is toestimate the frequency response of the input circuit under test by using thespectral densities of voltage signals. This method allows a precise analysisof input circuit without the necessity of specialized laboratory equipment.Moreover, the article contains the results of research on the input circuitsand its consequences.Keywords: spectral transmittance estimation, frequency characteristics,THD, power qualityElektronika 10/2010 11

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesLEWENSTEIN K., WOJTCZUK A.: Porównanie transmisji sygnału telewizjicyfrowej SD i HD przewodem miedzianym i linią światłowodowąElektronika (LI), nr 10/2010, s. 150W pracy przedstawiono ocenę porównawczą parametrów sygnałów telewizjicyfrowej standardowej i wysokiej rozdzielczości (SD-SDI i HD-SDI)po ich transmisji torem światłowodowym i miedzianym kablem koncentrycznymwysokiej jakości na odcinku 270 m. Zgodnie z przewidywaniemwykazano, że do przy transmisji sygnału HD na tak duże odległości, jedynymmożliwym do wykorzystania torem przesyłowym jest światłowód.Kabel miedziany nawet przy transmisji sygnału standardowego wprowadzasilne tłumienie i błędy praktycznie uniemożliwiające jego bezpiecznezastosowanie [1].Słowa kluczowe: sygnał telewizji cyfrowej, standardowa rozdzielczość,SD-SDI, wysoka rozdzielczość, HD-SDI, światłowód, kabel koncentrycznyLEWENSTEIN K., WOJTCZUK A.: The comparison of transmission ofSD-SDI and HD-SDI television signal by copper line and fiber-opticsystemElektronika (LI), no 10/2010, p. 150In the paper the estimation of the parameters of the digital television signalsof standard and high definition after transmission by 270 meters longcopper and fiber-optic lines are presented. In conclusion the superiorityof fiber technology is shown. High level of the signal attenuation and thetransmission errors disqualify the copper line of this longitude.Keywords: digital TV signal, standard definition SD-SDI, high definitionHD-SDI, fiber-optics, copper lineŁUSZCZYK M.: Fazowa metoda redukcji sygnałów pasożytniczychw widmie sygnałów generowanych cyfrowoElektronika (LI), nr 10/2010, s. 154W artykule przedstawiono metodę redukcji sygnałów pasożytniczychw widmie sygnału wyjściowego układu bezpośredniej syntezy cyfrowej(DDS). W urządzeniach radiolokacyjnych bezpośrednia synteza cyfrowawykorzystywana jest w zakresie generacji sygnałów heterodynowych,sygnałów pomocniczych (np. sygnałów zegarowych) oraz radarowychsygnałów złożonych z wewnątrzimpulsową modulacją częstotliwości. Wewszystkich tych aplikacjach czystość widmowa oraz stabilność krótkookresowasygnału stanowią kluczowe zagadnienie. Proponowana metodaredukcji sygnałów pasożytniczych znajduje zastosowanie w sytuacji, gdytradycyjna metoda filtracji wąskopasmowej nie jest wystarczająco skutecznalub też nie jest możliwa do zastosowania.Słowa kluczowe: DDS, synteza sygnału, sygnały pasożytniczeŁUSZCZYK M.: Spur signals reduction technique for digital synthesisedsignalElektronika (LI), no 10/2010, p. 154The paper deals with spur reduction techniques applicable in digitalsynthesizer based on direct digital synthesis technique (DDS). Digitalmethod of signal generation is commonly used in military applications. Inradar technique direct digital synthesis is base to agile LO source, clocksignal source and other reference and auxiliary signals. Spectral purityand phase noise level are important features of signal generated in digitalway. Discussed spur reduction technique is useful in reduced narrowbandanalog filtering condition, when required (original) signal and spur signalare close to each other in frequency domain. The technique is based oncombining the original signal with a replica of the spur, but offset in phaseby 180°.Keywords: DDS, signal synthesis, spur signalsPOZNAŃSKI R., SZACKI K.: Bezpieczne uwierzytelnianie biometrycznena przykładzie rozwiązania AXSionics Internet PassportElektronika (LI), nr 10/2010, s. 160Analizowane są w nim zagrożenia prywatności związane z użytkowaniem tegotypu urządzeń do uwierzytelniania biometrycznego. Opisany jest mechanizmdziałania całego systemu AXS – Authentication System, którego składnikiemjest Internet Passport, oraz jego poszczególne cechy i możliwości. Przedstawionotakże istniejące zagrożenia dla komunikacji elektronicznej w kontekścieopisywanego rozwiązania. Na końcu wykonano analizę zalet i wad systemu.Słowa kluczowe: uwierzytelnianie, biometria, linie papilarne, bezpieczeństwoPOZNAŃSKI R., SZACKI K.: AXSionics Internet Passport – new solutionto the secure biometric authenticationElektronika (LI), no 10/2010, p. 160Article describes AXSionics Internet Passport solution. Threat to user privacyconnected with biometric authentication is considered. There is presentedAXS – Authentication System and its vital part – Internet Passport.Paper lists some risks of electronic communication reffered to the systemin question. Finally the advantages and disadvantages of the solution wereanalysed.Keywords: authentication, biometrics, fingerprints, securityGOMULSKA E.: Praktyczne aspekty wdrażania systemów biometrycznych.Część 1: Wartości współczynnika fałszywego odrzuceniadla różnych technologii biometrycznychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 163W artykule pokazano, jakie można osiągnąć wartości współczynnika fałszywegoodrzucenia dla różnych typów czytników biometrycznych.Słowa kluczowe: czytniki biometryczne, FRRGOMULSKA E.: Practical aspects of biometric systems applications.Part 1: False Rejection Rate for different biometric technologiesElektronika (LI), no 10/2010, p. 163The paper presents, what values of false rejection rate can be achieved inpractice for different types of biometric readers.Keywords: biometric readers, FRRWIŚNIEWSKI J.: Układ do pomiaru zespolonego wzmocnienia napięciaróżnicowego wzmacniaczy operacyjnychElektronika (LI), nr 10/2010, s. 165W pracy rozważono zagadnienie pomiaru, przy sinusoidalnym prądzieprzemiennym i zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego, stałoprądowegowzmocnienia napięcia różnicowego oraz trzy-decybelowej (3dB) częstotliwościzałamania modułu tego wzmocnienia. Zastosowana metodasynchronicznej (fazoczułej) detekcji napięcia przemiennego pozwala nawyeliminowanie wpływu zarówno temperaturowych, jak i czasowych dryftówstałoprądowych parametrów (napięcie offsetu, prądy polaryzacji, prądoffsetu) badanego wzmacniacza oraz jego własnych szumów (termicznychi strukturalnych) oraz zakłóceń zewnętrznych na mierzoną wartośćwzmocnienia napięciowego. Zaproponowany układ pomiarowy charakteryzujesię dużą czułością i umożliwia pomiar wzmocnienia napięciowegow zakresie od 10·10 3 V/V do 10·10 6 V/V (tj. 80…140 dB). Zaletą układujest prostota jego rozwiązań technicznych, łatwa odtwarzalność oraz niskacena. Z tych względów może on znaleźć zastosowanie w wielu laboratoriachelektronicznych, zarówno przemysłowych, jak i studenckich,do pomiaru jednego z najważniejszych parametrów roboczych scalonychwzmacniaczy operacyjnych i komparatorów napięcia.Słowa kluczowe: miernictwo układów scalonych, układy scalone, wzmacniaczeoperacyjneWIŚNIEWSKI J.: Circuit for measuring complex differential voltagegain of operational amplifiersElektronika (LI), no 10/2010, p. 165In this article it has been described – proposed by author – a new circuitfor measuring complex differential voltage gain K rof operational amplifierswhich is different from others existing up to date. The present investigationconcerns the method of measurement of K rwith closed loop feedback ofoperational amplifiers and alternating current with using synchronous ACvoltage detector. Important relationship between measured output DC voltageand finite complex value K rof operational amplifier and others parametersof measuring circuit has been discovered by means of detailed analysis.This relationship is the basis for quantitative analysis of the properties ofmeasuring circuit. Implemented new measuring method eliminate internalnoise (thermal and structural) and external disturbance at tested gain. Thiscircuit characterize high sensitivity and enable measurement differential DCopen loop voltage gain from 10·10 3 V/V to 10·10 6 V/V (80…140 dB). Othersadvantages include: simple structure, easy reproducing and low cost. Becauseof above – mentioned features this measuring circuit can be appliedin many electronic laboratories (also student’s) to research and explorationthe most important parameter of operational amplifiers and comparators.Keywords: integrated circuits, measurement of integrated circuits, operationalamplifiers.12Elektronika 10/2010

Streszczenia artykułów ● Summaries of the articlesDZIURZAŃSKI P.: Zalety i wady syntezy modeli na poziomie systemowymzdominowanych przez daneElektronika (LI), nr 10/2010, s. 169SystemC zdobywa popularność w zakresie modelowania i weryfikacjisprzętu. Szczególnie opłacalne wydaje się użycie tego języka na etapieanalizy architektury, gdzie zadania są przydzielane do domen sprzętowychi programowych. Szybka symulacja takich modeli jest krytyczna przy wyznaczaniukompromisu między szybkością, powierzchnią i energią zużywanąprzez docelowy system. Jednakże sam proces syntezy sprzętowejjest wciąż często wykonywany z modeli w VHDL lub Verilogu, które musząbyć przepisywane ręcznie lub półautomatycznie z kodu w SystemC. Dlategow niniejszym artykule zostanie przedstawiona synteza przykładowegokodeka wideo, w pełni wykorzystująca SystemC, z wykorzystaniem technologiisyntezy C firm trzecich. Implementacja z SystemC zostanie porównanaz ręcznie napisanym odpowiednikiem kodu w VHDL.Słowa kluczowe: sieci wewnątrzukładowe, synteza poziomu systemu,SystemCDZIURZAŃSKI P.: Pros and cons of system-level synthesis of datadominatedalgorithmsElektronika (LI), no 10/2010, p. 169SystemC is gaining popularity in the field of modeling and verification ofhardware. Especially beneficial of this language usage is the stage ofarchitectural analysis where the task to be computed are split betweenthe HW and SW domains. Fast simulation of such system-level modelsis crucial in trade-offs between speed, area and power consumption ofthe target system. However, the hardware synthesis stage is still oftenperformed from VHDL or Verilog models that have to be created manuallyor semi-automatic from a SystemC code. Thus in this paper we decidedto present a complete design flow from a system-level model to hardwaresynthesis of an example video codec based on SystemC using the 3rd partgeneration C-synthesis technology. The SystemC-based implementationwill be compared with its handwritten VHDL counterpart.Keywords: Network on Chip, system-level synthesis, SystemCElektronika 10/2010 13

Przyjęciem Uchwały zakończył się w piątek, 10 wrześniabr. Światowy Zjazd Inżynierów Polskich. Który obradowałprzez trzy dni w Warszawie pod patronatem Marszałka SenatuRP, pana Bogdana Borusewicza,Zjazd, którego organizatorami byli: Politechnika Warszawska,Federacja Stowarzyszeń Naukowo-Technicznych NOToraz Rada Polskich Inżynierów w Ameryce Północnej, był kontynuacjąinżynierskich sympozjów „Polacy Razem” organizowanychprzez Federację SNT-NOT oraz wielu inicjatyw organizacjipolonijnych i Stowarzyszenia Wspólnota Polska.Udział w Zjeździe wzięło udział prawie 400 inżynierów reprezentującychindywidualnie oraz polonijne stowarzyszeniatechniczne 14 krajów: Australię, Austrię, Dubai, Francję, Holandię,Kanadę, Litwę, Niemcy, Republikę Południowej Afryki,Rosję, Szwajcarię, USA, Wielką Brytanię i Polskę.Otwarcie Zjazdu odbyło się w środę, 8 bm. Z uroczystymprzesłaniem do uczestników Zjazdu, z życzeniami owocnychobrad i podziękowaniem dla organizatorów za jego zwołanie,zwrócił się Prezydent Rzeczpospolitej Polskiej Bronisław Komorowskiw liście, który odczytał szef Kancelarii Prezydenta RP,Jacek Michałowski. Z pisemnym przesłaniem zwrócił się takżeHonorowy Patron Światowego Zjazdu Inżynierów Polskich, MarszałekSenatu RP Bogdan Borusewicz. Powitania oraz życzeniaowocnych obrad wygłosili m.in. Minister Nauki i SzkolnictwaWyższego Barbara Kudrycka, Minister Środowiska Andrzej Kraszewski,Prezes Polskiej Akademii Nauk Michał Kleiber, PrezesStowarzyszenia „Wspólnota Polska” Longin Komołowski.Każdy z trzech dni Zjazdu przebiegał pod innym hasłem.Pierwszy dzień obrad, w Politechnice Warszawskiej przebiegałpod hasłem „Inżynierowie twórcami cywilizacji”.Drugi dzień, w obchodzącym 105-lecie istnienia WarszawskimDomu Technika NOT, pod hasłem „Polacy Razem”.Trzeciemu dniu Zjazdu przyświecało hasło „Nauka i technikamotorem rozwoju”.Zjazd miał charakter merytoryczny. Odbyło się siedem sesjipanelowych, których tematem były:1. Transfer wiedzy i technologii jako podstawa do biznesu2. Innowacyjność warunkiem konkurencji3. Współpraca międzynarodowa między uczelniami, biznesemi organizacjami pozarządowymi4. Współpraca międzynarodowa między uczelniami, instytutami,biznesem i organizacjami pozarządowymi5. Przedsiębiorczość – spojrzenie z kraju, spojrzenie z zagranicy6. Stowarzyszenia inżynierskie w kraju i za granicą – platformaintegracyjna do wymiany doświadczeń i opiniowaniadecyzji o charakterze cywilizacyjnym, możliwościwspółpracy7. Badania naukowe warunkiem konkurencyjności8. Kształcenie inżynierów a potrzeby gospodarki.Uzupełnieniem sesji panelowych były sesje tematycznepoświęcone następującymj zagadnieniom:● nanotechnologiom,● mechatronice i mechanice,● infrastrukturze,● transportowi,● ekologii,● optoelektronice,● inżynierii biomedycznej,● energetyce konwencjonalnej i odnawialnej,● energetyce jądrowej,● informatyce,● agrotechnice i przemysłowi spożywczemu,● polskim inżynierom w historii techniki,● książkom i czasopismom inżynierskim XXI wieku● zarządzaniu kryzysem powodziowym.Koordynatoramu sesji byli wspólnie przedstawiciele polskichoraz zagranicznych środowisk inżynieryjnych ze światanauki oraz bizensu.Warto dodać, że podczas Wieczoru Integracyjnego PolskichInżynierów w Warszawskim Domu Technika NOT, którynależy do tych nielicznych budowli służących przez ponad 100lat celom, dla jakich został wybudowany – integracji środowisktechnicznych – Federacja Stowarzyszeń Naukowo-TechnicznychNOT przyznała wybitnym inżynierom polskim z krajui z zagranicy za zasługi w rozwoju techniki lub w działalnościspołecznej, związanej z celami statutowymi NOT, Medal im.Piotra Stanisława Drzewieckiego oraz nadała:● Piotrowi Moncarzowi z Rady Polskich Inżynieróww Ameryce Północnej,● Piotrowi Dudkowi ze Stowarzyszenia Techników Polskichw Wielkiej Brytaniitytuł „Złoty Inżynier”, przyznawany od 1994 r. w plebiscycie„Przeglądu Technicznego” twórcom techniki o niekwestionowanymdorobku zawodowym i budzących powszechne uznaniedokonaniach m.in. w dziedzinach: konstrukcje, high-tech,ekologia, zarządzanie, jakość.W Uchwale Światowego Zjazdu Inżynierów Polskich przyjętejna zakończenie, uczestnicy uznają jego ideę za cennąi wskazują na potrzebę jej kontynuacji, co umożliwi pełne wykorzystaniezasobów wiedzy inżynierów polskich rozsianychpo całym świecie.Opracował:Janusz M. KowalskiFederacja SNT-NOTtel. 602 798 81314Elektronika 10/2010

Otrzymywanie i charakterystyka komponentówogniwa tlenkowego Ni-YSZ/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZdr inż. DOROTA SZWAGIERCZAK, dr JAN KULAWIK, mgr BARBARA GRÖGERInstytut Technologii Elektronowej, Oddział w Krakowiedr inż. ZBIGNIEW PRUSZOWSKIPolitechnika Śląska, Instytut Elektroniki, GliwiceW ostatnich dwóch dekadach nastąpił gwałtowny rozwój ogniwpaliwowych umożliwiających bezpośrednie generowanieenergii elektrycznej i ciepła z energii chemicznej pochodzącejz reakcji wodoru z tlenem, która zachodzi w ogniwie elektrochemicznym.Wysoka sprawność, duża gęstość energetyczna,duża niezawodność, długi czas życia, brak zanieczyszczeniaśrodowiska, cicha praca i możliwość stosowania szerokiegowachlarza paliw stanowią ważne zalety tych urządzeń. Ogniwopaliwowe złożone jest z katody i anody przedzielonychelektrolitem. Na anodzie, do której dostarczane jest w sposóbciągły paliwo w postaci czystego wodoru lub związków bogatychw wodór, następuje utlenianie wodoru: H 2⇒ 2H + + 2e - . Nakatodzie, do której dostarczany jest tlen lub powietrze, zachodziredukcja tlenu do jonów O 2- : O 2+ 4e - ⇒ 2O 2- . W ogniwienastępuje transport jonów poprzez elektrolit od jednej elektrodydo drugiej, a w obwodzie zewnętrznym zachodzi transportelektronów od anody do katody. Jeżeli zastosowany elektrolitjest przewodnikiem protonowym, na katodzie następuje reakcjajonów H + z jonami O 2- i powstaje woda: O 2- + 2H + ⇒ H 2O.W przypadku gdy elektrolit stały przewodzi jony tlenu, reakcjata ma miejsce na anodzie. Działanie ogniwa paliwowego jestlimitowane jedynie dostarczeniem paliwa i wolno postępującądegradacją komponentów ogniwa.Ogniwa paliwowe znajdują coraz szersze zastosowaniejako generatory energii elektrycznej i ciepła – przenośnei stacjonarne, małej i dużej mocy. Wykorzystywane są m.in.w: przenośnych urządzeniach elektronicznych, elektrowniachstacjonarnych, systemach awaryjnego zasilania, pojazdach.Potrzebny jako paliwo wodór może być wytwarzany na drodzeelektrolizy przy wykorzystaniu odnawialnych źródeł energii,takich jak wiatr czy energia słoneczna. Do produkcji wodoruznajdują również zastosowanie naturalne procesy biologiczne(np. fermentacja odpadów). Wodór z paliwa węglowodorowegomożna otrzymać wewnątrz ogniwa paliwowego na drodzetzw. wewnętrznego reformingu lub poza ogniwem w specjalnymurządzeniu zewnętrznym.Jednym z podstawowych rodzajów ogniw paliwowych sąogniwa tlenkowe (solid oxide fuel cells – SOFC) [1–4]. Konwencjonalnetlenkowe ogniwo paliwowe złożone jest z cermetowejkompozytowej anody Ni/YSZ, elektrolitu stałego YSZi katody opartej na perowskicie La 1-xSr xMnO 3-δ. Popularnymrozwiązaniem konstrukcyjnym jest stosowanie planarnegoogniwa z podtrzymującą anodą o grubości 500…1500 µmotrzymaną metodą odlewania folii lub prasowania, na którąnaniesione są sitodrukiem warstwy elektrolitu stałego i perowskitowejkatody o grubości kilkunastu do kilkudziesięciu mikrometrów.Konstrukcja ta umożliwia obniżenie temperaturypracy ogniwa dzięki obniżeniu rezystancji omowej elektrolitustałego poprzez zmniejszenie jego grubości.Każdy z komponentów tlenkowego ogniwa paliwowegomusi spełniać określone wymagania. Materiał anodowy powinienodznaczać się wysokim przewodnictwem elektronowym,wysoką aktywnością katalityczną w reakcji utleniania wodoru,stabilnością w warunkach redukujących, oraz kompatybilnościątermiczną i chemiczną z elektrolitem stałym. Pożądanajest wysoka porowatość anody ułatwiająca transport paliwado miejsca reakcji i usuwanie produktów reakcji, takich jakwoda. Warunki te spełniają cermetowe kompozytowe materiałyNi/YSZ zawierające dodatki organiczne zwiększająceporowatość po procesie spiekania (takie jak grafit). ZadaniemYSZ w kompozytowych anodach jest stworzenie porowategoceramicznego szkieletu zapewniającego wytrzymałość mechanicznąogniwa, zmniejszenie współczynnika rozszerzalnościtermicznej i zbliżenie go do czystego YSZ oraz zapobieganierozrostowi ziaren niklu podczas długotrwałej pracyw wysokich temperaturach. Rola niklu to katalizowanie utlenianiaH 2i zapewnienie przewodnictwa elektronowego. Udziałniklu musi być dobrany w sposób optymalny. Z jednej stronyze względu na znacznie wyższy temperaturowy współczynnikrozszerzalności niklu (16 ppm/°C) niż ceramiki YSZ (11 ppm/°C) powinno się dążyć do zmniejszenia udziału niklu, z drugiejstrony udział metalu musi być wystarczająco duży, aby zapewnićwysokie przewodnictwo elektronowe, przekraczającepróg perkolacji. Do wytwarzania kompozytowych anod Ni-YSZstosuje się wiele różnych technik: reakcję tlenków w fazie stałej,współstrącanie, termiczny rozkład soli, CVD. Do najmniejpopularnych należy bezprądowa metalizacja niklem tlenkucyrkonu. Zaletą tej metody jest obniżenie zawartości niklu koniecznegodo osiągnięcia metalicznego przewodzenia anodydzięki wytworzeniu cienkich ciągłych pierścieni metalicznychwokół ziaren [2].Materiały przewodzące przeznaczone na katody ogniwpaliwowych powinny charakteryzować się: mieszanym elektronowo-jonowymprzewodnictwem elektrycznym, katalitycznymdziałaniem na proces redukcji tlenu, porowatością,rozszerzalnością cieplną porównywalną z rozszerzalnościąelektrolitu stałego, obojętnością chemiczną wobec elektrolitustałego, stabilnością w utleniającej atmosferze i w wysokiejtemperaturze, wytrzymałością mechaniczną. Złożone tlenkimanganu, kobaltu, żelaza i lantanowców o strukturze perowskitu,domieszkowane tlenkami ziem alkalicznych bardzo dobrzespełniają te wymagania. Do najczęściej stosowanych perowskitowychmateriałów katodowych należą: La xSr 1-xMnO 3-δ,La xSr 1-xFeO 3-δ, La xSr 1-xFe yCo 1-yO 3-δ.Elektrolit stały powinien wykazywać: wysokie przewodnictwojonowe i niskie przewodnictwo elektronowe, gazoszczelnośćzapewnioną przez wysoki stopień zagęszczenia pospiekaniu, stabilność chemiczną w warunkach redukującychi utleniających, stabilność w wysokich temperaturach, współczynnikrozszerzalności termicznej dopasowany do anodyi katody, możliwość tworzenia cienkich warstw. Typowymi elektrolitamistałymi stosowanymi w tlenkowych ogniwach paliwowychsą tlenek cyrkonu domieszkowany tlenkiem itru (YSZ)i tlenek ceru domieszkowany tlenkiem gadolinu (GDC).Elektronika 10/2010 15

Rozwój tlenkowych ogniw i ich praktyczne zastosowaniew generatorach energii elektrycznej jest uzależniony w dużymstopniu od wprowadzania tańszych materiałów na komponentyogniwa paliwowego, obniżenia temperatury jego pracyi zmniejszenia kosztów wytwarzania ogniwa. W artykuleprzedstawiono sposób otrzymywania metodą odlewania foliikomponentów tlenkowego ogniwa paliwowego: kompozytowejanody Ni-YSZ-grafit, elektrolitu stałego – tlenku cyrkonudomieszkowanego 8% mol. tlenku itru oraz katody na bazieSr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ.Uzyskane folie wykorzystano do wytwarzaniatestowych ogniw, których komponenty współspiekanow jednym wspólnym procesie. Porównywano mikrostrukturęi przewodnictwo anod przygotowanych przy zastosowaniudwóch metod – przez zmieszanie tlenków NiO i YSZ orazz dodatkiem bezprądowo metalizowanego niklem tlenku cyrkonu.Badane materiały katodowe dzięki mniejszej zawartościlantanowców w porównaniu z typowymi elektrodowymi kompozycjamiperowskitowymi, charakteryzują się niższymi kosztamiwytwarzania, zarówno ze względu na cenę surowców,jak i niższą temperaturę spiekania ceramiki. Ponieważ wieloetapowyproces spiekania konwencjonalnych ogniw należy donajbardziej kosztownych operacji przejście do pojedynczegoprocesu współspiekania wszystkich składników ogniwa prowadzirównież do znaczącej redukcji kosztów wytwarzania.Metodyka badańKomponenty testowego ogniwa – anodę, elektrolit stały i katodęwykonano metodą odlewania folii (tape casting). Gęstwydo odlewania folii sporządzono przez zmieszanie w młynkukulowym składników nieorganicznych ze starannie dobranąilością dodatków organicznych. W przypadku wszystkichtrzech komponentów ogniwa paliwowego użyto ten sam rodzajskładników organicznych. Zastosowano poliwinylobutyraljako spoiwo, olej rybi jako dyspersant, glikol polietylenowyi ftalan dwubutylu jako plastyfikatory, toluen i izopropanol jakorozpuszczalniki. W przypadku kompozytowej anody wprowadzonodo zestawu grafit w celu zwiększenia porowatości anodypo wypaleniu.Zastosowano dwie metody do otrzymywania nieorganicznychproszków do anody Ni-YSZ. Pierwsza z nich polegałana zmieszaniu w młynku kulowym tlenku NiO (99,8%, Aldrich,

(a)Rys. 1. Obrazy z mikroskopu skaningowego polerowanych przekrojów (a) anody otrzymanej przez mieszanie NiO i YSZ – po procesiespiekania (b) anody zawierającej metalizowany niklem YSZ – po redukcjiFig. 1. SEM images of polished cross-sections of (a) the anode obtained by NiO and YSZ mixing – after sintering (b) the anode containingYSZ metallized with Ni – after reduction(b)4000zmieszanie NiO i YSZmetalizacja YSZ niklem +dodatek NiO6050Katoda Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-5% YSZσ (S/cm)300020001000σ (S/cm)4030201000 100 200 300 400 500 600 700 800 900Temperatura (°C)(a)00 100 200 300 400 500 600 700 800 900Temperatura (°C)(b)Rys. 2. Zależność temperaturowa przewodnictwa (a) anody Ni-YSZ (b) katody Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZFig. 2. Temperature dependence of conductivity of (a) Ni-YSZ anode (b) Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZ cathodeanodzie następuje dalszy wzrost porowatości ze względu naredukcję NiO do Ni i ubytek tlenu. Z obrazów skaningowychwynika, że pory tworzą ciągłą sieć w obrębie anody. Wielkośćporowatości wyznaczona metodą Archimedesa wynosiłaodpowiednio 27 i 31% dla anody po spiekaniu i po redukcjiw przypadku zastosowania do jej wytwarzania konwencjonalnejmetody mieszania tlenków NiO i YSZ. Dla anody zawierającejnikiel osadzany na tlenku cyrkonu w wyniku chemicznejredukcji porowatość była nieco wyższa i wynosiła odpowiednio43% i 49% w spiekanej i zredukowanej elektrodzie.Na rysunku 2 porównano temperaturową zależność przewodnictwaelektrycznego anod Ni/YSZ wytwarzanych przyużyciu dwóch metod. Ze wzrostem temperatury wartości σmaleją w całym badanym zakresie temperatur 20…900°C,co świadczy o metalicznym charakterze przewodzenia. Przewodnictwow temperaturze 900°C było zbliżone do czystegoNi. Stwierdzono wyraźne zmniejszenie nachylenia wykresówσ = f(T) w temperaturze 340°C, odpowiadającej ferromagnetycznejprzemianie niklu. Wykresy są zbliżone dla obu metodwytwarzania materiałów anodowych. Jednakże, przy prawietych samych wartościach przewodnictwa, w przypadku anodyzawierającej nikiel osadzany na drodze bezprądowej metalizacjizawartość metalu jest niższa (56% wag.) niż w przypadkuanody wytwarzanej ze zmieszanych tlenków NiO i YSZ(60% wag.). Efekt ten jest zgodny z wynikami innych autorów[2], którzy wykazali, że zastosowanie tej metody pozwala naobniżenie progu perkolacji dla metalicznego przewodzeniaw anodzie Ni/YSZ. Na rys. 2b wykreślono w funkcji temperaturyprzewodnictwo elektryczne katody Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3--5%YSZ. Przewodnictwo ma charakter półprzewodnikowy.δRośnie w całym badanym zakresie temperatur, osiągając 53S/cm w temperaturze 850°C.Grubości składowych warstw struktury SOFC po procesiespiekania wynosiły 20…50, 15…25 i 300…700 µm odpowiedniodla katody, elektrolitu stałego i anody. Stwierdzono, żestruktury SOFC z anodami zawierającymi chemicznie osadzonynikiel są bardziej odporne na deformację, pękanie i delaminacjępodczas procesu współspiekania. Przypuszczalniejest to związane ze zmniejszonym stopniem niedopasowaniawspółczynników rozszerzalności termicznej anody i elektrolitustałego. Współczynnik rozszerzalności termicznej użytegomateriału katodowego Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ(12,3 ppm/°Cw zakresie temperatur 20…900°C [4]) jest dobrze dopasowanydo elektrolitu stałego YSZ (11,5 ppm/°C).Elektronika 10/2010 17

Rys. 3. Obraz z mikroskopu skaningowego przełamu testowego tlenkowego ogniwa paliwowego(Ni-YSZ/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZ) po procesie współspiekania i redukcjiFig. 3. SEM images of fractured cross-sections of a test SOFC (Ni-YSZ anode/YSZ/Sr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ-YSZ cathode) after cosintering and reductionpatybilność z elektrolitem stałympodczas procesu współspiekaniawykazywały anody otrzymane drugąz tych metod. Obie elektrodycharakteryzowały się pożądanąporowatą mikrostrukturą i wysokimprzewodnictwem elektrycznym, metalicznymw przypadku anody i półprzewodnikowymdla katody. Zastosowanieprostej metody odlewaniataśmy do otrzymywania wszystkichkomponentów ogniwa oraz pojedynczegow miejsce kilkuetapowegoprocesu spiekania ogniwa sprzyjająobniżeniu jego całkowitych kosztówwytwarzania. Opisana metodykajest obiecująca z punktu widzeniapraktycznego wykorzystania w ogniwachtlenkowych.Rysunek 3 ilustruje przekrój struktury SOFC po redukcjiz anodą zawierającą nikiel nanoszony bezprądowo na YSZ.Zdjęcie to pokazuje dobrą kompatybilność poszczególnychwarstw, brak delaminacji lub obcych wytrąceń na granicachfaz. Mikrostruktura elektrolitu jest zwarta, podczas gdy anodai katoda wykazują znaczącą porowatość.WnioskiMetodą odlewania folii i współspiekania wytworzono testoweogniwa paliwowe zbudowane z kompozytowej anodyNi-YSZ, elektrolitu stałego YSZ i perowskitowej katodySr 0.8Ce 0.1La 0.1MnO 3-δ−YSZ. Porównano anody zawierającenikiel wprowadzony dwiema metodami: przez zmieszanietlenków NiO i YSZ oraz przez bezprądową metalizację tlenkucyrkonu. Korzystniejszą niższą zawartość niklu i lepszą kom-Praca naukowa finansowana ze środków na naukę jako projektbadawczy N N507 4322 33.Literatura[1] Wang Z., Qian J., Cao J., Wang S., Wen T.: A study of multilayertape casting method for anode-supported planar type solid oxidefuel cells (SOFCs). J. Alloys Compd., vol. 437, pp. 264–268, 2007.[2] Pratihar S. K., Dassharma A., Maiti H. S.: Properties of Ni/YSZ porouscermets prepared by electroless coating technique for SOFCanode application. J. Mater. Sci., vol. 42, pp. 7220–7226, 2007.[3] Sanson A., Pinaso P., Roncari E.: Influence of pore formers onslurry composition and microstructure of tape cast supportinganodes for SOFCs. J. Eur. Ceram. Soc., vol. 28, pp. 1221–1226,2008.[4] Gröger B., Kulawik J., Szwagierczak D., Skwarek A.: Influenceof Various Lanthanides on the Properties of Sr 0.8Ce 0.1Ln 0.1MnO 3-δand Sr 0.9Ce 0.05Ln 0.05MnO 3-δCeramics and Thick Film Electrodes.Solid State Ionics, vol. 180, pp. 872–877, 2009.Metody określania napięcia wyprostowanych pasmw półprzewodniku w strukturze MOSmgr inż. KRZYSZTOF PISKORSKI, doc. dr hab. inż. HENRYK M. PRZEWŁOCKIInstytut Technologii Elektronowej, Zakład Charakteryzacji Struktur Nanoelektronicznych, WarszawaNapięcie wyprostowanych pasm w półprzewodniku V FBw nowoczesnych,skalowanych przyrządach nanoelektronicznychodgrywa znaczącą rolę w określeniu wartości napięcia progowegoV T. Napięcie V T, będące najważniejszym parametremkażdego tranzystora MOS decyduje m.in. mocy pobieranejprzez układ.Napięcie V FBdefiniuje się jako napięcie bramki V Gpotrzebnedo osiągnięcia stanu wyprostowanych pasm w półprzewodnikuna powierzchni granicznej dielektryk-półprzewodnik,dla którego potencjał powierzchniowy półprzewodnika φ S= 0.Sytuacja ta została schematycznie pokazana na rys. 1. NapięcieV FBjest określone następująco [1]:Qeff V(1)FB= φMS−C18OXgdzie: φ MS– efektywna kontaktowa różnica potencjałów [V],Q eff– ładunek efektywny na granicy dielektryk-półprzewodnik[C/cm 2 ], C OX– pojemność dielektryka [F/cm 2 ].Relatywny wpływ czynników φ MSi Q effwe wzorze (1) na wartośćnapięcia V FBzmieniał się w czasie wraz z postępem technologii.Osiągnięcie lepszej kontroli procesu technologicznegoprzyczyniło się do otrzymania niższych wartości ładunku Q effnagranicy dielektryk-półprzewodnik. Także, stale malejąca grubośćwarstwy dielektryka pozwoliła na znaczną redukcję stosunkuQ eff/C OX. Wszystko to sprawiło, że dominujący wpływ na wartośćV FBodgrywa efektywna kontaktowa różnica potencjałów φ MS.Wartość φ MSmoże być bardzo dokładnie określona przy użyciufotoelektrycznych technik pomiaru tego parametru [2].W pracy tej omówiono różne metody określania napięciawyprostowanych pasm V FB, a także dokonano porównaniawyników otrzymanych za pomocą tych metod.Elektronika 10/2010

Rys. 1. Schemat pasmowy struktury MOS dla stanu wyprostowanychpasm w półprzewodniku (φ S= 0)Fig. 1. Band diagram of the MOS structure for the flat-band statein semiconductor (φ S= 0)Metody określania napięcia V FBMetody określania napięcia V FBw strukturze MOS można podzielićna trzy grupy: metody obliczeniowe i graficzne – opartena pomiarze elektrycznym charakterystyki pojemnościowonapięciowejC (V G) struktury MOS oraz metodę fotoelektryczną,w której czynnikiem pobudzającym jest światło. Poniżejprzedstawiono krótki opis tych metod.Metoda porównawczaMetoda porównawcza jest klasyczną procedurą używanądo analizy wysokoczęstotliwościowych charakterystykC (V G) struktury MOS. Metoda polega na porównaniu eksperymentalnejcharakterystyki C (V G) zmierzonej na badanejstrukturze z charakterystyką obliczoną dla struktury idealnej.Obliczenia powinny uwzględniać te same parametry materiałowo-konstrukcyjnemierzonej struktury (np. koncentracjędomieszek w półprzewodniku N D, grubość dielektryka t OX,koncentrację samoistną n i, ...). Ważne jest, aby także temperaturaT użyta w obliczeniach odpowiadała tej, dla którejwykonano pomiar.Napięcie V FBdla idealnej struktury MOS występuje dlanapięcia bramki V G= 0, co oznacza, że pojemność wyprostowanychpasm w półprzewodniku C FBjest definiowana dlazerowej polaryzacji struktury. Stąd też, przesunięcie pomiędzydwoma charakterystykami: zmierzoną i obliczoną dlawartości C FBjest wielkością napięcia V FB. Zostało to schematyczniepokazane na rys. 2.Metoda porównawcza, chociaż dobrze obrazuje koncepcjęnapięcia V FB, jest dość pracochłonna ze względu na obliczeniaidealnej charakterystyki C (V G). Końcowa dokładnośćtej metody jest raczej dobra i zależy przede wszystkim oddokładności określenia parametrów, które należy wziąć poduwagę w obliczeniach.Metoda obliczeniowa pojemności wyprostowanychpasm C FBMetoda obliczeniowa C FBpolega na pomiarze charakterystykiC (V G) struktury MOS oraz na obliczeniu pojemności C FB, którazdefiniowana jest następująco [1]: COX⋅CsFBC(2)FB=C+COXsFBgdzie: C sFB– pojemnośc przypowierzchniowa półprzewodnika[F/cm 2 ].Wartość C sFBmożna wyrazić następująco:εSε CsFB= 0(3)Lgdzie: ε S– przenikalność elektryczna półprzewodnika (11,7dla Si, 9,7 dla SiC), ε 0– przenikalność elektryczna próżni(8,854 ·10 -14 F/cm), L D– droga Debey’a [cm].Wartość drogi Debey’a wyznacza się korzystając ze wzoru: kTεSε L (4)D=02qNgdzie: k – stała Boltzmanna (1,38·10 -23 J/K), T – temperatura[K], q – ładunek elektronu [C], N D– koncentracja domieszek wpółprzewodniku [cm -3 ].Wszystkie składniki (4) są zazwyczaj znane oprócz wartościkoncentracji N D. Parametr ten można wyznaczyć na dwasposoby, oba oparte na pomiarze charakterystyki C (V G). Jednymze sposobów jest wykorzystanie nachylenia (d/dV G)·(1/C 2 ) prostoliniowego odcinka charakterystyki 1/C 2 = f (V G). WartośćN Djest wtedy liczona następująco [1]: 21N(5)D=⋅2qεεslope⋅AS0gdzie: slope – nachylenie prostego odcinka 1/C 2 = f (V G),A – pole powierzchni bramki struktury MOS [cm 2 ].Druga metoda określania N Dpolega na iteracyjnym rozwiązaniurównania (6) przy użyciu wartości pojemności dlastanu akumulacji C OXoraz pojemności w inwersji C MIN[3]:DD2CsfqεSε0ND=A ⎪⎧⎛N⎛⎡⎤⎞⎪⎫D⎞⎨(6)⎜⎛ N D⎞2kT2ln⎟⎜⎬⎟ −1+ln 1.15⋅⎜⎢ln⎜ − ⎥⎟ 1⎪⎩ ⎝ n ⎠⎟i ⎝ ⎢⎣⎝ ni⎠⎥⎦⎠⎪⎭gdzie: n i– koncentracja samoistna [cm -3 ] oraz C sfdane wzorem:COX⋅CMIN Csf=(7)C−COXMINRys. 2. Zmierzona i obliczona charakterystyka C(V G) strukturyMOS. Przesunięcie pomiędzy nimi dla pojemności C FBwskazujewartość napięcia V FBFig. 2. The experimental and ideal C(V G) characteristics. The shiftbetween them for C FBcapacitance indicates V FBvoltageDo obliczeń koncentracji samoistnej wykorzystano w pracynastępującą zależność [4]:2.54 19⎛T⎞⎛ 6726⎞(8)n i =5.29⋅10⎜⎟ ⋅exp⎜−⎟⎝300⎠⎝T⎠Elektronika 10/2010 19

w półprzewodniku, pominięcie wpływu pojemności pułapekpowierzchniowych) powodują, że dokładność określania napięciaV FBjest niewystarczająca i wartość V FBmoże być traktowanajedynie jako wartość przybliżona.Nachylenie prostej (C OX/C MOS) 2 -1 = f (V G) może być równieżużyte do określenia koncentracji domieszek N D.Graficzna metoda funkcji f 1i f 2Rys. 3. Obliczona wartośc pojemności C FBumieszczona na zmierzonejcharakterystyce C(V G) wskazuje wartość napięcia V FBFig. 3. The calculated C FBvalue placed on experimental C(V G)characteristic indicates the gate voltage V G= V FBfor flat-bandstate in semiconductorZatem, mając zmierzoną charakterystykę C (V G) i mającobliczoną wartość pojemności C FB(oczywiście przy użyciutych samych parametrów jak mierzona struktura) wartość napięciaV FBjest określona poprzez napięcie bramki V G, dla któregowystępuje pojemność wyprostowanych pasm C FB. Schematycznailustracja tej metody została pokazana na rys. 3.Metoda obliczeniowa C FBwymaga wykonania kilku obliczeń,a jej dokładność, podobnie jak to było w metodzieporównawczej, zależy od dokładności określenia czynnikówmających wpływ na wartość C FBi biorących udział w obliczeniach.Graficzna metoda (C OX/C MOS) 2 -1 = f ( V G)Założenia tej metody zostały szczegółowo opisane w pracy[6]. Metoda ta polega na pomiarze charakterystyki C (V G) orazobliczeniu dwóch funkcji: f 1– która jest miarą przyrostu pojemnościstruktury C MOSna skutek zmian napięcia V Goraz f 2– która wyraża relację pomiędzy pojemnością struktury C MOSa pojemnością w akumulacji C OX:f1CMOSoraz f2=(10)C−C1 = 3kT1dCMOSOXMOSqCMOSdVGNapięcie V FBokreślone jest jako punkt przecięcia się tychfunkcji, co pokazano na rys. 5. Także pojemność C FBi tymsamym koncentrację N D(2) – (4) można określić poprzez odwzorowaniepunku przecięcia krzywych f 1i f 2na osi pionowejdla V G= 0.Dokonując aproksymacji zakresu zubożenia zmierzonej charakterystykiC (V G) można określić związek pomiędzy pojemnościąstruktury C MOSa napięciem bramki V G[5]:2⎛COX⎞2COX ⎜(9)( VGVFB)C⎟ − 1 = ⋅ −⎝MOS⎠qNDεSε02Zależność (9) w pewnym zakresie napięcia V Gjest liniowa.Poprzez ekstrapolację tej prostej do wartości (C OX/C MOS) 2 -1 = 0można określić wartość napięcia V FB, dla którego pasmaw półprzewodniku są wyprostowane. Zostało to schematyczniepokazane na rys. 4.Powyższa metoda graficzna nie wymaga znajomościparameterów badanej struktury. Uproszczenia stosowanew tej metodzie (np. założenie stałej koncentracji domieszekRys. 4. Napięcie V FBjest wskazywane poprzez ekstrapolację prostoliniowegoodcinka charakterystyki (C OX/C MOS) 2 -1 = f (V G) dowartości (C OX/C MOS) 2 -1 = 0Fig. 4. The V FBvalue is indicated by extrapolation of the linearpart of the (C OX/C MOS) 2 -1 = f (V G) characteristic to the zero (C OX/C MOS) 2 -1 value20Rys. 5. Punkt przecięcia funkcji f 1i f 2wskazuje na wartośc napięciaV FB. Również pojemność C FBi w konsekwencji koncentracjaN Dmogą być wyznaczone poprzez odwzorowanie punktu przecięciana oś pionowąFig. 5. The intersection point of the f 1and f 2functions indicatesthe V FBvalue. Also, the C FBcapacitance for flat-band state insemiconductor and doping concentration N Dcan be determinedFotoelektryczna metoda LPTMetoda ta polega na pomiarze odpowiedzi struktury MOSoświetlonej modulowanym światłem i spolaryzowanej napięciembramki V G[7, 8]. Odpowiedź ta, mająca charakter powtarzającychsię impulsów prądu jest mierzona w obwodziezewnętrznym. Wielkość tych impulsów prądu jest zależna odwielkości potencjału powierzchniowego półprzewodnika φ Si impulsy te zanikają dla φ S= 0 [8]. Sytuacja ta odpowiadastanowi wyprostowanych pasm w półprzewodniku i może byćokreślona poprzez pomiar wielkości impulsów prądu (sygnału) w funkcji napięcia bramki V G, jak pokazano na rys. 6.Metoda LPT nie wymaga znajomości parametrów materiałowo-konstrukcyjnychbadanej struktury, a wartość V FBjestbezpośrednio odczytywana ze zmierzonej charakterystykiu = f (V G) w miejscu, gdzie sygnał u zmienia znak (rys. 6).Precyzyjne i dokładne określenie tego punktu, pomimo znacznejróżnicy w wartościach sygnału u mierzonego w akumulacjii inwersji (kilka rzędów) stało się możliwe przy wykorzystaniunowoczesnej aparatury pomiarowej (wzmacniacz lock-in).Elektronika 10/2010

Tab 1. Wartości koncentracji N Dobliczone z (5) i (6). T = 298 K,n i= 8,2·10 9 cm -3 , A = 0,01 cm 2Tabl 1. N Dvalues calculated from (5) and (6). T = 298 K, n i= 8,2·10 9 cm -3 ,A = 0,01 cm 2t OX[nm] 20 60 160C OX[pF] 1777,88 545,19 208,11C MIN[pF] 113,60 97,58 73,31Metoda N D[cm -3 ]slope (5) 1,144⋅10 15 1,111⋅10 15 9,753⋅10 14C OX, C MIN(6) 1,150⋅10 15 1,099⋅10 15 9,876⋅10 14Rys. 6. Zależność zmierzonego sygnału u na wyjściu wzmacniaczalock-in w funkcji napięcia bramki V G. Punkt przecięcia sygnałuu z osią u = 0 wskazuje wartość napięcia V FBFig. 6. The dependence of a measured signal u by the lock-inamplifier on V Gvoltage. The point at which signal u intersectsu = 0 axis indicates the V FBvalueWyniki pomiarówPomiary charakterystyk C (V G) oraz u (V G) przeprowadzono natych samych strukturach MOS z półprzezroczystą, aluminiowąbramką (t Al= 35 nm) o różnej grubości warstwy dielektrykat OX= 20, 60 i 160 nm. Wyniki pomiarów pokazano narys. 7a,b.W pierwszej kolejności z pomiarów C (V G) określono koncentracjędomieszek N Dkorzystając z (5) – nachylenie 1/C 2i (6) – C OXi C MIN. Wyniki zebrano w tabeli 1.Dokładność wyznaczania N Dprzy użyciu (5) rośnie wrazze wzrostem grubości dielektryka t OX. Im t OXjest grubsze tymwięcej punktów pomiarowych bierze udział w ekstrapolacjiprostej 1/C 2 = f (V G), co pokazano na rys. 8.Wyniki obliczeń przy użyciu (6) są w większym stopniu podatnena zmiany pojemności C MINniż na zmiany C OX. Sprawiato, że nawet niewielki błąd w określeniu C MINmoże powodowaćduży błąd w określeniu wartości N D. Zatem, wygodniejszejest korzystanie z zależności (5), gdzie nie jest wymaganaduża precyzja określania C MINi C OX, nie jest potrzebna wartośćtemepratury T, a także unika się żmudnych obliczeń.Wyniki pomiarów napięcia V FBdla struktur MOS o różnejgrubości t OXdla metod opartych na pomiarze charakterystykiC (V G) oraz metody LPT zebrano w tabeli 2.Rys. 8. Liniowe odcinki zależności 1/C 2 = f (V G) dla struktur o różnejgrubości dielektryka t OX= 20, 60 i 160 nmFig. 8. Linear parts of measured 1/C 2 = f (V G) characteristics forstructures with dielectric thickness t OX= 20, 60 and 160 nmTab. 2. Wartości napięć V FBotrzymane na podstawie opisanychwcześniej metodTabl. 2. V FBvalues obtained by different methods describedt OX[nm] 20 60 160Rys. 7. Wyniki pomiarów charakterystyk: a) C(V G) oraz b) u(V G)dla struktur MOS o różnej grubości dielektryka t OX= 20, 60 oraz160 nmFig. 7. Measured characteristics of a) C(V G) and b) u(V G) for differentdielectric thickness t OX= 20, 60 and 160 nmMetodaV FB[V]porównawcza -0,346 -1,046 -1,624obliczeniowa C FB-0,349 -1,054 -1,682graficzna (C OX/C MOS) 2 -1 -0,375 -1,088 -1,744funkcji f 1i f 2-0,276 -1,020 -1,646średnia -0,337 -1,052 -1,674odch. std. 0,037 0,024 0,045fotoelektryczna LPT -0,341 -1,025 -1,710Elektronika 10/2010 21

WnioskiPorównanie wyników pomiarów napięcia wyprostowanychpasm V FBpozwoliło na określenie dokładności metod wyznaczaniatego parametru. W przypadku metod elektrycznychopartych na pomiarze charakterystyk C (V G) dokładność określaniaV FBjest nie lepsza niż ± 50 mV. Zależy ona od wieluczynników, m.in. od poprawnych wartości parametrów do obliczeń,dużej precyzji w określaniu pojemności C OX(w akumulacji)i C MIN(w inwersji) i innych, dyskutowanych w pracy. WartościV FBotrzymane w metodzie LPT różnią się od pozostałychwartości uzyskanych w innych metodach, jednakże wartośćśrednia V FBokreślona z tych metod elektrycznych dość dobrzepasuje do wartości V FBz metody LPT. Różnice nie przekraczają40 mV i rosną wraz z grubością dielektryka t OX.Pomimo niewątpliwych zalet fotoelektrycznej metody LPT,jej doskonałej precyzji i powtarzalności wyników (±5 mV) nieudało się określić absolutnej dokładności tej metody, spodziewanejna poziomie ±10 mV. Jest to spowodowane tym, żebrak jest innej, równie dokładnej metody, której wyniki posłużyłybydo porównania z wynikami metody LPT.Literatura[1] Nicollian E. H., Brews J. R.: MOS Physics and Technology. JohnWiley & sons, New York, 1982.[2] Przewłocki H. M.: A model of photoelectric phenomena in MOSstructures at low electric fields. Journal of Modeling and Simulationof Microsystems, vol. 1(2), 1999, pp. 139–148.[3] SSM, CV Application note, PROCAP Fundamentals, (1993).[4] Misiakos K., Tsamakis D.: Accurate measurements of the siliconintrinsic carrier density from 78 to 340K. J. Appl. Phys., vol.74(5), 1993, pp. 3293–3297.[5] Jakubowski A.: Podstawowe właściwości struktury metal-dielektryk-półprzewodnik(MIS) oraz metody ich określania. PraceInstytutu Technologii Elektronowej CEMI, zeszyt 5,6,7, 1982.[6] Hynecek J.: Graphical method for determining the flat band voltagefor silicon on sapphire. Solid-State Electronics, vol. 18, 1975,pp. 119–120.[7] Yun B. H.: Direct measurement of flat-band voltage in MOS byinfrared excitation. Appl. Phys. Lett., vol. 21(5), 1972, pp. 194–195.[8] Jakubowski A., Krawczyk S.: Photoelectric method of the MISflat-band voltage determination. Electron Technology, vol.11(1/2), 1978, pp. 23–35.Właściwości elektryczne grubowarstwowychrezystorów na bazie kompozycji polimerowychz nanorurkami węglowymidr inż. ADAM W. STADLER 1 , prof. dr hab. inż. ANDRZEJ KOLEK 1 ,dr inż. KRZYSZTOF MLECZKO 1 , mgr inż. ZBIGNIEW ZAWIŚLAK 1 , dr inż. PIOTR PTAK 1 ,mgr inż. MARCIN SŁOMA 2 , dr hab. inż. MAŁGORZEATA JAKUBOWSKA 2,31Politechnika Rzeszowska, Katedra Podstaw Elektroniki, 2 Politechnika Warszawska, Wydział Mechatroniki,3Instytut Technologii Materiałów Elektronicznych, WarszawaW ostatnich latach obserwuje się wzrost zainteresowania nanorurkamiwęglowymi CNT (ang. Carbon Nanotubes) do sporządzaniatanich nanokompozytów o niespotykanych dotądwłaściwościach [1]. Jednym z możliwych zastosowań CNT sąpolimerowe kompozycje dla technologii grubowarstwowej cechującesię m.in. dużą odpornością mechaniczną i łatwościąuzyskiwania szerokiego zakresu rezystancji powierzchniowej.W pracy przedstawiono omówienie wstępnych wyników badańdotyczących temperaturowych charakterystyk rezystancjii szumu grubowarstwowych rezystorów wykonanych z polimerowychkompozycji zawierających nanorurki węglowe,przygotowanych w Instytucie Technologii Materiałów Elektronicznych.Przygotowanie próbekZastosowany materiał nanorurek węglowych został otrzymanyw procesie syntezy w plazmie gazowej. Na podstawieobserwacji za pomocą TEM określone zostały rozmiary charakterystycznecząsteczek: średnica 20…40 nm i długość0,5…5 µm [1]. Osnową polimerową kompozytu był roztwórkopolimery poli(metakrylan metylu) z poli(metakrylanem butylu)(PMMA-PBMA), w organicznym rozpuszczalniku-octaniekarbitolu butylowego w stężeniu 34%. Próbki zostały wymieszanew procesach ucierania w moździerzu, płukania ultradźwiękowegooraz ostatecznie ujednorodnione na trójwalcar-22ce. Wytworzono dwa rodzaje próbek zawierających nanorurkiwęglowe o zawartości 0,25% CNT i 1% CNT.Uzyskane kompozycje zostały naniesione metodą sitodrukuna podłoże alundowe (z uprzednio wytworzonymi kontaktamiz past srebrowych) i utwardzone w temperaturze 130 o Cprzez 1 godzinę. Otrzymano warstwy o grubości 2,5 µm. Dodalszych badań wybrano próbki o zawartości 1% CNT charakteryzującesię rezystancją powierzchniową R = 10 kΩ.□W celu zbadania temperaturowej zależności rezystancjii właściwości szumowych przygotowano próbki z warstwą o rozmiarach15 mm (długość) i 1 mm (szerokość) rozciągniętą pomiędzyprzeciwległymi kontaktami prądowymi. Ponadto wzdłużbocznych krawędzi znajdują się równoodległe odczepy napięciowe.Przydatność zastosowanego kształtu próbek z wielomaodczepami napięciowymi, pozwalającego badać szum generowanyw różnych obszarach rezystora, została potwierdzonaw badaniach rezystorów grubowarstwowych [2]. Zdjęcie próbkioraz numeracja końcówek pokazana jest na rys. 1.Układ pomiarowyUkład do pomiaru szumu w zakresie małych częstotliwościpokazano na rys. 1. Pomiary zostały przeprowadzone w układziemostka zasilanego napięciem stałym. Wyselekcjonowanedwie próbki o zbliżonej rezystancji R 1-7, zmierzonej w temperaturzepokojowej pomiędzy zaciskami 1 i 7, umieszczoneElektronika 10/2010

+Analizator SygnałuSzumowegoInterfejs komunikacyjnydo pomocniczychprzyrządów pomiarowychVR 1R BR BV SR RTDA8910111276543289101112B765432Analogowewejściaróżnicowe-11Rys. 1. Układ do pomiaru szumu w funkcji temperatury z użyciem próbek wykonanych w postaci wielokońcówkowych rezystorówFig. 1. Measurement setup for noise studies in multiterminal thick film resistorsw dolnych ramionach mostka, zasilane są przez rezystoryszeregowe o dużej rezystancji (R B>> R 1-7). Napięcia z przekątnejmostka oraz z wybranych podprzekątnych są dostarczanedo różnicowych wzmacniaczy niskoszumowych i dalejsą przetwarzane w Analizatorze Sygnału Szumowego [3]w celu uzyskania widma sygnałów.Do obliczania widm stosowano metodę FFT. Na jeden rekordczasowy (o długości 2 s) przypadały 524288 = 2 19 próbki,taki też był rozmiar rekordu wejściowego dla algorytmu FFT. Rejestrowanouśrednione (w czasie 10 min) widma w zakresie częstotliwościod 0,5 Hz do 5 kHz z rozdzielczością 0,5 Hz. Ponadtorejestrowano aktualną temperaturę próbek oraz ich rezystancję.Wykorzystano metodykę pomiaru i doświadczenia uzyskanepodczas badań szumów rezystorów grubowarstwowych [2].Identyfikacja szumuFundamentalnym zagadnieniem w badaniach zjawisk fluktuacyjnychjest określenie rodzaju obserwowanego szumu.W tym celu określa się kształt widma w dziedzinie częstotli-wości f oraz jego zależność od napięcia pobudzenia badanegoelementu. Na rys. 2a pokazano zmierzone w temperaturzepokojowej na zaciskach 1–7 gęstości widmowe mocy S Vfluktuacjinapięcia dla kilku wartości napięcia V 1-7(serie punktów).Dla porównania pokazano linią ciągłą wykres widma szumu1/f. Obserwowane w badanych próbkach widma są typu 1/f.Na rys. 2b pokazano zależność (punkty) uśrednionego w pasmachdekadowych iloczynu f S Vod napięcia próbki. Dodatkowo,linią prostą pokazano zależność od V 2 . Wyniki pomiarów1-7pokazane na rys. 2 pozwalają stwierdzić, że w temperaturzepokojowej w badanych próbkach mamy do czynienia z rezystancyjnymszumem 1/f.Temperaturowa zależność rezystancjiPomiary temperaturowej zależności szumu i rezystancjipróbek przeprowadzono w kriostacie azotowym w zakresie80…300 K oraz w kriostacie z ciekłym helem w zakresie5…80 K. Podczas powolnej zmiany temperatury próbek w sposóbciągły były notowane widma oraz rezystancja próbek jak(a)S V, V 2 /Hz10 V = 1,5 V-9 1-7V 1-7= 3 VV 1-7= 6 VV 1-7= 9 V10 -1010 -1110 -1210 -1310 -141/f(b)〈 fS 〉 , V 2V ∆fpasmo 1 Hz - 10 Hzpasmo 10 Hz - 100 Hzpasmo 100 Hz - 1 kHz10 -1010 -11~V 21-710 -15100m 1 10 100 1k 10kf, Hz2x10 -121 10 20V 1-7, VRys. 2. (a) Gęstość widmowa mocy fluktuacji napięcia zmierzona w temperaturze pokojowej na zaciskach 1–7. Linia prosta pokazujewidmo szumu 1/f. (b) Zależność iloczynu fS Vuśrednionego w pasmach dekadowych od napięcia V 1-7. Linia prosta pokazuje zależnośćproporcjonalną do V 2 1-7Fig. 2. (a) Power spectral density of voltage fluctuations measured in room temperature on terminals 1–7. Solid line for 1/f noise hasbeen added for reference. (b) fS Vaveraged in decade frequency bands versus V 1-7. Solid line denoted V 2 dependence has been1-7added for referenceElektronika 10/2010 23

(a)R 1-7, kΩ700600500400300200intensywność szumu S 1-7(a)10 -11 pasmo 1.0Hz -10.0Hzpasmo 10.0Hz - 0.0Hzpasmo 100.0Hz -1.0kHz10 -1210 -1310010 100temperatura T, K10 -1410 100temperatura T, K(b)10(b)30010kT, K15-TWR , ppmK -110 410 31czułość bezwymiarowaf, Hz1k10010110 210 5 0.110 100temperatura T, K100m20 40 601000/T, K -1Rys. 3. (a) Zależność rezystancji R 1-7od temperatury, (b) temperaturowywspółczynnik rezystancji (kwadraty) i czułość bezwymiarowa(trójkąty) w funkcji temperaturyFig. 3. (a) R 1-7versus temperature curve, (b) temperature coefficientof resistance (squares) and dimensionless sensitivity(triangles) versus temperaturerównież ich temperatura. Zmierzoną w ten sposób zależnośćrezystancji R 1-7od temperatury T pokazano na rys. 3a. W badanymzakresie temperatury, rezystancja rośnie monotonicznieze zmniejszaniem temperatury, natomiast temperaturowywspółczynnik rezystancji (TWR) zmienia się od -680 ppm/Kdo -0,162 K -1 (rys. 3b). Względnie duża bezwzględna wartośćTWR sugeruje możliwość zastosowania rezystora jako czujnikatemperatury. Aby porównać charakterystykę R(T ) z innymiczujnikami obliczono bezwymiarową czułość A ≡ (T/R)(|dR/dT|). W badanym zakresie temperatury bezwymiarowa czułośćzmienia się od 0,18…0,88. Są to wartości zbliżone dowartości charakteryzujących kriogeniczne czujniki temperaturytypu ROX wykonane na bazie RuO 2[4].Niskoczęstotliwościowa spektroskopiaszumowaNiskoczęstotliwościowa spektroskopia szumowa (NSS) polegana badaniu części widma szumu w zakresie małych częstotliwościw funkcji temperatury. Badania metodą NSS przeprowadzonow zakresie temperatury 5…300 K. Na ich podstawie24Rys. 4. (a) Intensywność szumu w pasmach dekadowych na zaciskach1–7 w funkcji temperatury, (b) wykres iloczynu fs 1-7T -1w funkcji częstotliwości i temperatury przedstawiony w formiemapy. Widoczne smugi identyfikują termicznie aktywowaneźródła szumuFig. 4. (a) Noise intensity on terminals 1–7 versus temperature,(b) fs 1-7T -1 versus frequency and temperature. Thermally activatednoise sources have been revealed as streakswyznaczono temperaturową zależność intensywności szumuS 1-7= < fs 1-7>, gdzie s 1-7= (S V– S V=0)/V 2 jest nadmiarowym1-7szumem względnym dla zacisków 1–7 zaś uśrednianie odbywasię w ustalonym paśmie częstotliwości. Intensywnośćszumu wykazuje wyraźny wzrost ze wzrostem temperatury,co pokazano na rys. 4a.Wyniki eksperymentu uzyskane metodą NSS przedstawionona rys. 4b w postaci wykresu zależności iloczynufs 1-7T -1 od częstotliwości i temperatury. Zaproponowanysposób skalowania wielkości s 1-7ma na celu wyeksponowanieskładników widma innych niż szum 1/f oraz kompensacjętemperaturowej zależności intensywności szumu.Użycie odwrotności temperatury na osi poziomej wykresupomaga w łatwej identyfikacji termicznie aktywowanychźródeł szumu (TAZS). Na wykresie można zauważyć, żeoprócz szumu 1/f (jednolity kolor mapy) występują składnikiszumu typowe dla systemów dwustanowych. Z wykresuArrheniusa można wyznaczyć ich energie aktywacji, którew przypadku mapy z rys. 4b wynoszą: 24,6 meV dla TAZSElektronika 10/2010

obserwowanego w zakresie 15…25K, oraz 0,67; 0,45; 1,1;1,6 eV dla TAZS wykrytych w zakresie 80…300K. W tymostatnim zakresie temperatury ilość TAZS jest największa,co jest istotne z punktu widzenia zastosowań w elektronicepowszechnego użytku. Podobne wartości energii aktywacjiwyznaczono dla TAZS w rezystorach grubowarstwowych nabazie RuO 2[5].Szum warstwy rezystywnejW celu porównania właściwości szumowych różnych materiałówkorzysta się z całkowej miary szumówsT≡T21 T−T12∫ ∫T1fufl(SV−SV=0)I−2dfdT , gdzie I jest prądem polaryzacjipróbki, f l= 10 Hz i f h= 100 Hz wyznaczają we wzorzepasmo częstotliwości a T 1= 77K i T 2= 300K zakres temperatury,w którym odbywa się uśrednianie. Granice całkowaniazostały dobrane w taki sposób, aby móc porównać wyniki z rezultatamiotrzymanymi dla innych badanych warstw rezystyw-(a)< δR 2 >, Ω 20.120.100.080.060.040.020.0050 100 150 200 250 300temperatura T, K(b)0.07s T, Ω 20.060.050.040.030.020.010.000 5 10 15rozmiar sektora (liczba kwadratów)Rys. 5. (a) Zależność mocy fluktuacji rezystancji w paśmie10… 100 Hz od temperatury, w zakresie 77…300K, (b) zależnośćcałki s T(kwadraty) od rozmiaru sektora, i jej prostoliniowa aproksymacja(linia)Fig. 5. (a) power of resistance fluctuations in frequency band10…100 Hz versus temperature, (b) integral measure of noise s T(squares) versus size of sector and linear approximation (solidline)nych [2, 6]. Wewnętrzna całka w powyższym wzorze wyrażamoc fluktuacji rezystancjiδRR 2 1−7obliczoną w paśmie częstotliwościokreślonym granicami całkowania. Wykres temperaturowejzależnościδRR 2 1−7w zakresie 77…300 K pokazanyjest na rys. 5a. Nieregularny wykres tej zależności uzasadniacelowość stosowania całkowej miary szumów do porównywaniawłaściwości szumowych różnych materiałów.Na podstawie nachylenia s □prostej aproksymującej(rys. 5b) zależność s Tod rozmiaru sektora rezystora dla któregomierzono S V, można obliczyć objętościową intensywnośćszumu C bulk≡ s □/ R 2 × Ω , gdzie R jest rezystancją na□ □ □kwadrat a Ω □jest objętością kwadratu. Przyjmując T 1= 77Ki T 2= 300K otrzymano dla badanego rezystora wartośćC bulk= 1,28 ∙10 ‐22 m 3 , która jest porównywalna np. z wartością2 ∙10 -22 m 3 otrzymaną dla bezołowiowych rezystorówRuO 2-szkło [6] i rezystorów na bazie Bi 2Ru 2O 7[2]. Jest tojednak wartość o rząd większa niż C bulk= 10 -23 m 3 wyznaczonadla „tradycyjnych” (ołowiowych) rezystorów RuO 2-szkło [2].PodsumowaniePrzeprowadzone badania właściwości szumowych polimerowychrezystorów grubowarstwowych z fazą przewodzącąw postaci CNT pokazują, że podstawowym składnikiemszumu w zakresie temperatur powyżej 5K jest rezystancyjnyszum 1/f. Stwierdzono, że intensywność szumu rośnieze wzrostem temperatury. Metoda spektroskopii szumowejpozwoliła wykryć TAZS o energiach aktywacji w przedziale24,6 meV – 1,6 eV. Zaobserwowano TAZS w temperaturachpowyżej 15K i większej ilości w zakresie temperatur80…300K, istotnym z punktu widzenia zastosowań w elektronicepowszechnego użytku. Temperaturowa zależnośćrezystancji wskazuje na możliwość użycia rezystora w charakterzeczujnika temperatury w zakresie niskich temperatur.Jednakże szum warstwy rezystywnej jest większy od tegoobserwowanego w „tradycyjnych” rezystorach grubowarstwowychRuO 2-szkło.Praca finansowana częściowo ze środków MNSzW w ramachprojektu badawczego N N515 341836 oraz projektu U-7371/DS(PRz).Literatura[1] Jakubowska M., Słoma M., Młożniak A.: Grubowarstwowe kompozytypolimerowe zawierające nanorurki węglowe w zastosowaniachelektroniki drukowanej. KKE08, Darłówko Wschodnie2009, s. 116.[2] Mleczko K., Zawiślak Z., Stadler A.W., Kolek A., Dziedzic A.,Cichosz J.: Evaluation of conductive-to-resistive layers interactionin thick-film resistors. Microelectronics Reliability 48, 881–885,2008.[3] Stadler A.: Przyrządy wirtualne w badaniu zjawisk fluktuacyjnychw wielokońcówkowych elementach biernych. KKE’07, DarłówkoWschodnie, 2008.[4] Ptak P., Kolek A., Stadler A. W., Mleczko K.: Noise resolutionof RuO 2-based resistance thermometers. Review of Scientific Instruments76, 014901, 2005.[5] Kolek A., Stadler A.W., Ptak P., Zawiślak Z., Mleczko K., SzałańskiP., Żak D.: Low-frequency 1/f noise of RuO 2-glass thick resistivefilms. Journal of Applied Physics 102, 103718, 2007.[6] Stadler A., Zawiślak Z., Mleczko K., Kolek A., Jakubowska M.,Kiełbasiński K., Młożniak A.: Noise properties of thick film resistorsprepared for “green electronics”. IMAPS2009, Gliwice– Pszczyna, 2009.Elektronika 10/2010 25

Termiczne stany przejściowe w mikrofalowychtranzystorach MESFET z węglika krzemuprof. dr hab. inż. WŁODZIMIERZ JANKE, dr inż. JAROSŁAW KRAŚNIEWSKI,mgr inż. MACIEJ OLEKSYPolitechnika Koszalińska, Wydział Elektroniki i InformatykiRóżne typy współczesnych układów mikrofalowych oparte sąna wykorzystaniu dyskretnych tranzystorów jako elementówwzmacniających. Istnieje wiele odmian tranzystorów mikrofalowycho różnych konstrukcjach i zasadach działania, zbudowanychz różnych materiałów półprzewodnikowych [1, 2].Do najnowszych odmian tranzystorów mikrofalowych należątranzystory MESFET z węglika krzemu. Są one odpowiednikiemtradycyjnych MESFET’ów z GaAs, a ich podstawowe zaletywynikają z właściwości węglika krzemu jako materiału półprzewodnikowego.Węglik krzemu w porównaniu z arsenkiem galui krzemem pozwala na uzyskiwanie większych napięć dopuszczalnychprzy tych samych wymiarach struktury i stwarza potencjalnemożliwości pracy w wyższych temperaturach.W wielu układach mikrofalowych stosuje się impulsowezasilanie tranzystorów i duże wartości mocy chwilowej. Pociągato za sobą czasowe zmiany chwilowej wartości temperaturywewnątrz elementów, która wpływa na ich parametryelektryczne. Niezależnie od tego, układy te powinny pracowaćw szerokim zakresie zmian temperatury otoczenia.Dla prawidłowego projektowania układów tego typu potrzebnajest znajomość przejściowych charakterystyk termicznychstosowanych tranzystorów oraz narzędzia symulacyjneumożliwiające wyznaczanie przebiegów temperatury wnętrzaprzy impulsowych zmianach mocy [3].Dynamiczne właściwości cieplne elementów opisywanesą przez ich przejściową impedancję termiczną Z th(t ). Jest tocharakterystyka mierzalna, dająca się łatwo aproksymowaćprzebiegiem analitycznym. Znajomość przejściowej impedancjitermicznej (a zwłaszcza jej aproksymacji analitycznej)pozwala na łatwe wyznaczenie czasowych przebiegów temperaturywewnątrz elementu, przy dowolnym przebiegu wydzielanejmocy.W pracy przedstawiono system pomiarowy oraz wyniki pomiarówprzejściowej impedancji termicznej Z th(t ) mikrofalowychtranzystorów MESFET z węglika krzemu. Pokazano takżesposób wykorzystania charakterystyk Z th(t ) do przewidywaniazmian temperatury wnętrza tranzystorów w trakcie pracy impulsowej.Opracowany system pomiarowy dostosowany do badańtranzystorów mikrofalowych MESFET umożliwia rejestrację bardzoszybkich przebiegów termicznych. Parametry materiałowedecydujące o odprowadzaniu ciepła z wnętrza elementu półprzewodnikowego,zależą w ogólności od temperatury otoczenia.Z tego powodu przebiegi impedancji termicznej mierzonew różnych temperaturach otoczenia mogą być zróżnicowane.Opracowane stanowisko badawcze dostosowane dopomiaru tranzystorów mikrofalowych MESFET, opisanow drugim rozdziale pracy. W trzecim rozdziale przedstawionoprzykładowe wyniki pomiarów charakterystyk termicznychtranzystorów mikrofalowych MESFET z SiC dla różnych temperaturotoczenia. W rozdziale czwartym opisano wykorzystywanąmetodę aproksymacji zarejestrowanych przebiegów termicznychza pomocą krzywych wieloeksponencjalnych orazczasowe przebiegi zmian temperatury wnętrza tranzystorówwyznaczone za pomocą algorytmów SARA dla dowolnego pobudzania.Wnioski przedstawiono w rozdziale piątym.26StanowiskoIstniejące stanowisko do badań właściwości termicznych tranzystorówpolowych i bipolarnych szczegółowo zostało opisanew pracach [4,5].Opracowany system pomiarowy został przystosowany dopomiarów Z th(t ) mikrofalowych tranzystorów typu MESFETz SiC. Wykorzystywane oprogramowanie LabView dodatkowoumożliwia akwizycję i wstępną obróbkę zarejestrowanychdanych pomiarowych.W pomiarach czasowych przebiegów temperatury wnętrzatranzystorów polowych MESFET z SiC zaproponowanometodę rejestracji napięcia na złączu bramka-źródło U GSspolaryzowanymw kierunku przewodzenia (jako parametru termoczułego)przy odłączonym drenie i dla ustalonego prądupomiarowego I M= 1 mA [6, 7].Przykładowe wynikiObiektem badań są tranzystory mikrofalowe typu MESFETSiC (CRF24010 w obudowie metalowo-ceramicznej) o mocydopuszczalnej 10 W przeznaczone do pracy w zakresie częstotliwoścido 2,7 GHz. Dzięki zastosowaniu dużego radiatora,otrzymywane przebiegi impedancji termicznej są zbliżonedo impedancji termicznej Z j-c(junction to case). W czasie pomiarówkontrolowano temperaturę powierzchni radiatora T s.Różnica pomiędzy T sa temperaturą otoczenia nie przekraczała1°C. W trakcie badań stwierdzono, że przebiegi przejściowejimpedancji termicznej Z th(t ) zależą od temperaturyotoczenia.Przykładowy zestaw wyników pomiarów przejściowej impedancjitermicznej mikrofalowego tranzystora MESFET z SiC(CRF24010) dla różnych temperatur otoczenia przedstawionona rys. 1.Rys. 1. Krzywa przejściowej impedancji termicznej tranzystoraMESFET dla różnych temperatur otoczeniaFig. 1. Transient thermal impedance curves of MESFET transistorfor different ambient temperaturesElektronika 10/2010

Analityczny opis przejściowej impedancjitermicznej i sposób jego wykorzystaniaPrzejściowa impedancja termiczna daje się dobrze aproksymowaćsumą przebiegów eksponencjalnych [8, 9]:n⎡⎛ −t⎞⎤ Z∑⎢⎜⎥(1)=⎣⎟th( t)≅ Ki1−expi 1 ⎝ τi⎠⎦Program Gen-IKT (program autorski) służący do identyfikacjiparametrów K noraz τ nw opisie (1) na podstawie przebiegówpomierzonych wykorzystuje między innymi funkcjepakietu Matlab [10].Rys. 2. Krzywa przejściowej impedancji termicznej (pomiar) wrazz krzywą analityczną (identyfikacja) dla tranzystora MESFET SiCFig. 2. A comparison of measured thermal impedance (pomiar) and itsanalytical approximation (identyfikacja) of transistor MESFET SiCNa podstawie przeprowadzonych pomiarów dokonano identyfikacjiparametrów K ii τ ize wzoru (1) dla tranzystorów, dla kolejnychwartości temperatury otoczenia. Przyjęto wartość n = 4.Przykład porównania pomierzonej krzywej impedancji termicznejz przybliżeniem analitycznym, wraz z wybranym zestawemwspółczynników pokazano na rys. 2.Jak widać na rysunku 2 dopasowanie krzywej analitycznado krzywej pomiarowej jest zadowalające mimo wykorzystaniatylko 4 par współczynników K ii τ i.Rys. 3. Czasowy przebieg temperatury wnętrza tranzystora ME-SFET (krzywa czerwona) przy pobudzeniu impulsami (krzywaniebieska)Fig. 3. Internal temperature curve of the MESFET transistor (red)calculated for given excitation pattern (blue)Dysponowanie opisem typu (1) wraz z wartościami liczbowymiwspółczynników K ii τ ipozwala na precyzyjne symulacjetemperatury wnętrza dla założonych przebiegów mocy. Opracowanoprocedurę numeryczną opartą na rekurencyjnych algorytmachsplotowych umożliwiającą takie symulacje [11, 12].Przykład czasowego przebiegu zmian temperatury wnętrzatranzystora MESFET (dla współczynników K ii τ iz rys. 2) pokazanona rys. 3. Kształt i parametry impulsu pobudzającego sązbliżone do impulsu mocy wydzielanego w mikrofalowych tranzystorachpracujących w rzeczywistych układach nadawczych.PodsumowanieW pracy przedstawiono pomiary przejściowej impedancji termicznejtranzystorów mikrofalowych MESFET z SiC w różnychtemperaturach otoczenia. Przedstawiono stanowiskobadawcze i przykładowe wyniki pomiarów.Otrzymane krzywe termiczne elementów mogą być wykorzystanew ocenie właściwości cieplnych danej konstrukcjiobudowy. Mogą też być wykorzystywane do obliczania czasowychprzebiegów temperatury wnętrza przy zmiennej mocyzasilania (przy znanym przebiegu tej mocy).Zmiany temperatury we wnętrzu tranzystorów mikrofalowychtypu MESFET są gwałtowne (w początkowym przedzialeczasu po zmianie wydzielanej mocy), co musi być uwzględnianeprzy prawidłowym projektowaniu tranzystorowych układówmikrofalowych, pracujących z zasilaniem impulsowym.Program Gen-IKT do identyfikacji parametrów w analitycznymopisie Z th(t ) dobrze spełnia swoje zadanie, wartości odchyłekmiędzy krzywymi pomiarowymi a ich aproksymacją są wystarczającomałe – błąd średniokwadratowy jest poniżej 1%. Wadązastosowanego algorytmu genetycznego jest długi czas obliczeń,co wynika z przeszukiwania dużej przestrzeni rozwiązań.Znajomość przejściowej impedancji termicznej elementuw postaci analitycznej (w postaci wzoru matematycznego)umożliwia łatwe wyznaczenie czasowych przebiegów temperaturywewnętrznej tranzystora MESFET, co pokazano na rys. 3.Wykorzystane do wyznaczania czasowych przebiegów temperaturywnętrza tranzystorów mikrofalowych algorytmy SARA zapewniająstabilność i dokładność obliczeń numerycznych przydużej szybkości działania programu.Literatura[1] Raab F.H. et al.: Power amplifier and transmiter for RF and Microwave.IEEE Trans. on MTT, vol. 50, no. 3. March 2002, pp. 814–826.[2] FitzPatrick D.M.: Key Performance Parameters Defining Solid StateMicrowave Amplifiers. Milmega Appl. Note.[3] Wojtasiak W.: The electrothermal modeling of High Power MicrowareFET and its Applications. Kwartalnik Elektroniki i Telekomunikacji2005, zeszyt 51, ss. 85–104.[4] Janke W., Kraśniewski J.: The investigations of transient thermalcharacteristics of microwave transistors. Metrol. Meas. Syst., vol. XVI(2009), no. 3, pp. 433–442.[5] Janke W., Kraśniewski J., Oleksy M.: Wpływ temperatury otoczeniana charakterystyki termiczne tranzystorów mikrofalowych. V KKE,Darłówek Wschodni, 12–14 czerwiec 2006, tom I, ss. 261–266.[6] Szekely V. et al.: Measurement and evaluation of thermal transients.IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference.Dec. 5–7, 2000, pp. 46–52.[7] Kraśniewski J.: Badania charakterystyk termicznych tranzystorówmikrofalowych. Rozprawa doktorska, Koszalin, 2009.[8] Janke W.: Zjawiska termiczne w elementach i układachpółprzewodnikowych. WNT, Warszawa 1992.[9] Sofia R.: Analysis of thermal transient data with synthesized dynamicmodels of semiconductor devices. IEEE Trans. On CPMT – Part A,vol. 18, No. 1, March 1995, pp. 39–47.[10] Oleksy M.: Identyfikacja parametrów krzywych w analitycznym opisieprzejściowych przebiegów termicznych. VI Międzynarodowe WarsztatyDoktoranckie, OWD 2004, Wisłą, 16–19 października 2004, vol.4, pp. 285–290.[11] Janke W., Blakiewicz G.: Semi-analytical recursive algorithms forconvolution calculation. IEE Proc., – Circ. Dev. Syst., vol. 142, no. 2,April 1995, pp. 125–130.[12] Blakiewicz G., Janke W.: Recursive convolution algorithms for timedomainsimulation of electronic circuits. Computational Methods inScience and Technology, vol. 7 (2), 2001, pp. 91–109.Elektronika 10/2010 27

Element optoelektroniczny o charakterystykachi (u) typu Sdr hab. inż. WITOLD J. STEPOWICZ, dr hab. inż. KRZYSZTOF GÓRECKIAkademia Morska w Gdyni, Katedra Elektroniki MorskiejTransoptor jest półprzewodnikowym elementem optoelektronicznympowszechnie stosowanym do konstrukcji różnychukładów elektronicznych i energoelektronicznych. Jednąz jego zasadniczych cech jest izolacja galwaniczna międzyjego zaciskami wejściowymi i wyjściowymi, ponieważ dotransmisji sygnału między nimi jest wykorzystywane sprzężenieoptyczne.Transoptor (rys. 1a) jest więc czwórnikiem elektrycznymi posiada cztery niezależne zaciski: na wejściu znajduje sięźródło promieniowania, typowo jest to dioda elektroluminescencyjnaLED spolaryzowana przewodząco, emitująca promieniowaniez zakresu podczerwieni, transmitowane przezświatłowód do fotodetektora, którym typowo jest fototranzystorbipolarny.a) Pin 1Pin 2Pin 5Pin 6 Pin 4Rys. 1. Struktura wewnętrzna transoptora 4N25 (a) oraz badany element (b)Fig. 1. The structure of the optocoupler 4N25 (a), and the considered optoelectronicdevice (b)Przedmiotem pracy jest transoptor 4N25 (rys. 1a), w którymdiodę LED z arsenku galu włączono szeregowo w obwódkolektora krzemowego fototranzystora bipolarnego, co pokazanona rysunku 1b. Jak widać z tego rysunku, w tak utworzonymelemencie prąd diody LED jest równy prądowi kolektorafototranzystora. Powstały w ten sposób element,wskutek dodatniego elektryczno-optycznegosprzężenia zwrotnego, posiada charakterystykistatyczne i (u) typu S. Sprzężenie to powoduje, żedowolny wzrost prądu kolektora, równego prądowidiody LED, powoduje wzrost natężenia oświetleniapadającego na złącze kolektorowe, a więc wywołujedalszy wzrost prądu kolektora oraz prądu diody.Możliwość uzyskania optoelektronicznego elementuz charakterystykami i (u) typu S wykazanow pracach [1, 2]. Prace te dotyczą wykorzystaniajako fotodetektora fototranzystora lub fototranzystoraDarlingtona i zawierają one jedynie wynikipomiarów charakterystyk elementu, bez podaniajego modelu. Z kolei w pracy [3] wskazanona możliwość uzyskania optycznego dodatniegosprzężenia zwrotnego w obwodzie powstałymprzez odpowiednie połączenie fotorezystora i diodyLED, co może być wykorzystane do konstrukcjiukładu bistabilnego.b)iPin6gctruCelem pracy jest przedstawienie modelu nietypowegopołączenia transoptora oraz porównanie wyników pomiarówjego charakterystyk i (u) z wynikami obliczeń uzyskanych napodstawie opracowanego przez autorów modelu.Elektrotermiczny model elementuW niniejszej pracy do symulacji charakterystyk statycznych i (u)transoptora wykorzystano jego model elektrotermiczny, przedstawionyprzez autorów w pracach [4, 5]. Jednym z powodówopracowania przez autorów takiego modelu była znaczna rozbieżnośćwyników obliczeń otrzymanych na podstawie bibliotecznegomodelu transoptora z programu SPICE i wyników pomiarówwybranych charakterystyk tego elementu [4]. Omawianyponiżej model można wykorzystać doobliczeń za pomocą programu SPICE.Aby wykorzystać wspomniany modeldo symulacji charakterystyk elementuz rysunku 1b, dokonano w nim pewnychmodyfikacji: dodatkowo uwzględnionozjawisko przebicia lawinowego występującew złączu kolektorowym fototranzystoraoraz pominięto zjawisko samonagrzewania,gdyż jak się okazało,przy pracy fototranzystora w badanymzakresie prądów i napięć nadwyżkatemperatury wnętrza elementu ponadtemperaturę otoczenia jest bardzo mała(typowo mniej niż 3K) i zjawisko samonagrzewaniapraktycznie nie wpływa naprzebieg badanych charakterystyk.Na rysunku 2 pokazano reprezentację obwodową modelutransoptora. Poszczególne obwody reprezentują diodę LEDoraz fototranzystor bipolarny. Obliczenia charakterystyk przeprowadzonodla połączenia poszczególnych obwodów odpowiadającegoschematowi z rys. 1b.VbE_qfototranzystorrbE_fgbPin1v BCv BCXRys. 2. Reprezentacja obwodowa modelu transoptoraFig. 2. The network representation of the optocoupler modelgpg1gcgnLEDgegdcvcV1Pin5Pin4Pin228Elektronika 10/2010

Wydajność źródła prądowego g1 modelującego charakterystykistatyczne diody LED jest następująca2⎛T⎞⎛u⎞ ⎡ ⎛⎞⎤dgod− ⋅⎥ (1)⋅ vDrsiDi⎜⎟ ⋅⎜−⎟ ⎢⎜⎣⎟ −D= I0⋅ expexp1⎝ T0⎠ ⎝ nd⋅ h ⋅Td⎠ ⎝ nd⋅ h ⋅Td⎠⎦gdzie i D– prąd diody, v D– napięcie na diodzie, T d– temperaturadiody, T 0– temperatura odniesienia, u god– szerokość przerwyenergetycznej GaAs, n d– współczynnik emisji, h – ilorazstałej Bolzmanna przez ładunek elementarny, r s– rezystancjaszeregowa diody, I 0– parametr prądowy.Wydajność źródeł prądowych gb oraz gc modelującychcharakterystyki statyczne fototranzystora jest następująca:i=IB012⎛T⎞⎛u⎞⎪⎧⎡ ⎛tgotv⋅⎜⎨⎢⎟ ⋅ exp⎜−⋅⎟ exp⎜⎝ T0⎠ ⎝ h ⋅Tt⎠⎪⎩⎢⎣⎝−rb⋅ih⋅T⎞⎤⎟−1⎥⎠⎥⎦ ⎡⎛(2)v⎞ ⎤⎪⎫BC− rb⋅ iB+⎢exp⎜−⎥⎬⎢⎣⎟ 1 βR⎝ h ⋅Tt⎠⎥⎦⎪⎭2⎛T⎞⎛u⎞⎪⎧⎛⎞tgot vBE− rb⋅iBi⎜⎟⎜⎟ ⎨⎜⎟C= I01⋅ ⋅ exp − ⋅ exp+⎝ T0 ⎠ ⎝ h ⋅Tt⎠ ⎪⎩ ⎝ h ⋅Tt⎠ (3)⎛v−⋅⎞⎪⎫BCrbiB+1β− ( +) ⋅⎜⎬⎟R1 1 βRexp⎝ h ⋅Tt⎠⎪⎭gdzie i B, i C– prądy bazy oraz kolektora, v BE, v BC– napięcia nazłączach tranzystora, T t– temperatura wnętrza tranzystora,u got– szerokość przerwy energetycznej krzemu, r b– rezystancjaszeregowa bazy, β F– współczynnik wzmocnienia prądowegoprzy polaryzacji normalnej, β R– współczynnik wzmocnieniaprądowego przy polaryzacji inwersyjnej, I 01– parametrprądowy.Ponieważ w rozpatrywanym przypadku element pracujew zakresie małych prądów kolektora, więc należy uwzględnićzależność współczynnika β od tego prądu. Przyjęto następującąpostać tej zależności:( ( )( ( )β0⋅1+a⋅Tt−T0 β= ⋅1−γ⋅exp( −α⋅iC) (4)1+b⋅1+c⋅T−T⋅it0Cgdzie β oznacza β Flub β R, β 0– maksymalną wartość β, a –współczynnik temperaturowy β 0, b oraz c są parametrami opisującymizjawiska wysokoprądowe, zaś α oraz γ – zjawiskaniskoprądowe. Na rys. 2 wzór (4) jest reprezentowany przezźródło napięciowe E_f.Źródło gn opisuje zakres quasi-nasycenia fototranzystora,a jego wydajność dana jest wzorem:⎛⎛1K v⎞V⎜⎛⎞0hT⎜+ ⎞BC⋅ ⋅t⋅ K( v ) K( v )ln⎟⎟BC BCX⎜− −⎜1K( vBCX)⎟⎟Iq⎝ ⎝⎝ + ⎠⎠=⎠+ R⋅u−u+V(5)C0+Rgdzie napięcie v BCXoznaczono na rys. 2, V 0oraz R C0to parametry,zaś funkcja K(x) dana jest wzorem:BE( )0C0 ⋅tBβF[ ]0⋅( vBC−vBCX)( v−v+V)VBCBCBCXBCX0( )+ ( ) ⎛ T ⎞ ⎛ u ⎛⎞⎞⎛(6)⎟ ⎞tgot⎜1 1⎟xK x = 1+κ ⋅⎜⎟ ⋅ exp⋅⎜− ⋅⎜ −⎟exp⎝ T0⎠ ⎝ h ⎝ TtT0⎠⎠⎝ h ⋅Tt⎠gdzie κ jest parametrem. Na rys. 2 ten wzór jest reprezentowanyprzez źródło napięciowe E_q.Źródło ge modeluje zjawisko Early’ego a jego wydajnośćopisuje wzór:⎛ v⎞ = ⋅ ⎜+CEge i(7)⎟C1⎝ VAN⎠gdzie V ANoznacza napięcie Early’ego.Zjawisko przebicia lawinowego w złączu kolektorowym fototranzystorajest opisane przez źródło gp o wydajności: ⎛ vCB−Up(8)⎟ ⎞gp = iC⋅ exp⎜⎝ λ ⎠gdzie U poznacza napięcie przebicia złącza baza-kolektor, zaśλ jest współczynnikiem opisującym twardość charakterystykiw zakresie przebicia.Sprzężenie optyczne między diodą LED a fotorezystorem,opisuje źródło prądowe gctr, którego prąd dany jest następującązależnością: i =i⋅CTR⋅1 +a⋅i⋅1+a⋅T−T (9)CTRgdzie CTR oznacza współczynnik wzmocnienia prądowegotransoptora, zaś α CTRoraz α Tsą prądowym oraz temperaturowymwspółczynnikiem zmian współczynnika CTR.Wartości najważniejszych parametrów modelu badanegotransoptora są następujące: n d= 1,55, r s= 2 Ω, I 0= 95 A, u god= 1,55 V, β RO= 10, R CO= 70 Ω, V 0= 15 V, I O1= 12 MA, u got= 1,206 V, β FO= 550, a = 0,001 K -1 , b = 16 A -1 , c = 0.006 K -1 ,λ = 0,52, α = 800 A -1 , V AN= 165 V, κ = 5e-9, CTR = 1,8e-3,a SCR= 190 A -1 , a T= -3,4· 10 -3 K -1 , T 0= 293 K, T 0= 293 K,U p= 105 V, λ = 0,02.Wyniki obliczeń i pomiarów2= ( ) ( ( )DCTRW niniejszej pracy pokazano charakterystyki statyczne i (u)elementu z rysunku 1b uzyskane przy prądzie bazy i Bfototranzystorarównym zeru (połączenie dwójnikowe) orazdodatkowo dla i B= 0,2 μA. Jak zaznaczono we Wprowadzeniu,przedmiotem pracy jest transoptor 4N25, w którymistnieje wyprowadzenie zacisku bazy fototranzystora. Dobórtego typu transoptora był spowodowany możliwością dostępudo zacisku bazy, co pozwoliło na wykonanie pomiarówzależności współczynnika wzmocnienia prądowego βtranzystora od prądu kolektora w zakresie małych prądóworaz wyznaczenie wartości parametrów występujących wewzorze (4).Na rysunku 3 pokazano obliczone za pomocą programuSPICE (linie) oraz zmierzone (punkty) charakterystyki statycznei (u) badanego elementu [6]. Współrzędne punktu, w którymrezystancja przyrostowa zmienia znak z dodatniego naujemny są następujące: u = 95,6 V, i = 4 µA (dla i B= 0). Pomiarytakże ujawniły, że na współrzędne tego punktu silniewpływa prąd bazy – przy wzroście prądu bazy napięcie odpowiadającetemu punktowi znacznie maleje, co ilustruje narys. 3 charakterystyka dla i B= 0,2 μA.DTd0Elektronika 10/2010 29

i [µA]1400120010008006004002000i B = 0,2 µARys. 3. Obliczone i zmierzone charakterystyki rozważanego elementuFig. 3. The measured and computed i(v) characteristics of theconsidered optoelectronic deviceJak widać na rysunku 3, zgodność wyników obliczeń i pomiarówjest zadowalająca.Z analizy wyników numerycznych obliczeń wynika, że nakształt charakterystyk i (u) istotny wpływ ma zarówno zjawiskoprzebicia lawinowego złącza kolektorowego jak i zjawiskowzrostu współczynnika β wraz ze wzrostem prądu kolektora– w zakresie małych prądów jest to zależność rosnąca (wzór(4)). Każde z tych zjawisk uwzględnione z osobna daje kształtcharakterystyki i (u) typu S, lecz najlepszą zgodność wynikówobliczeń i pomiarów uzyskano przy jednoczesnym uwzględnieniuw modelu obu tych zjawisk.Podsumowaniei B = 00 20 40 60 80 100u [V]W niniejszej pracy przedstawiono model elementu optoelektronicznegoposiadającego charakterystyki statyczne i (u) typuS, powstałego z połączenia odpowiednich końcówek transoptora.Wyniki pomiarów tych charakterystyk wykazały poprawnośćmodelu.Możliwe zastosowania badanego elementu są związanez występowaniem na jego charakterystykach i (u) zakresu o ujemnejrezystancji przyrostowej. W pracach [1, 2] zaproponowanojego zastosowanie do konstrukcji wybranych układów elektronicznychtakich jak generator relaksacyjny, układ do modulacjiamplitudy oraz optyczny układ Schmitta, a także do konstrukcjiukładu przeznaczonego do detekcji promieniowania. Jednak,jak uprzednio wspomniano, przedmiotem prac tych autorów byłnietypowy transoptor, w którym fotodetektorem był fototranzystorDarlingtona, a dwa złącza emiterowe tranzystorów składowychbyły oświetlane przez dwa niezależne źródła promieniowania.Pokazany w mniejszej pracy element jest dwójnikiem przyi B= 0. Wykorzystanie wpływu na jego charakterystyki i (u)prądu bazy fototranzystora (wówczas mamy do czynieniaz czwórnikiem), stwarza możliwości innych zastosowań wynikającychz podobieństwa jego charakterystyk i (u) do charakterystykstatycznych tyrystora SCR. Dalsze zastosowaniamogą być związane z użyciem transoptora ze szczeliną, gdyżwtedy można usuwać dodatnie sprzężenie zwrotne poprzezwprowadzenie do tej szczeliny nieprzeźroczystej przesłony.Literatura[1] Takahashi H.: An optically controllable negative resistance circuitconstructed with optocouplers. IEEE Journal on Solid-State Circuits,vol. SC.-19, no. 2, pp. 223–227, 1984.[2] Takahashi H., Nishihara H.: Light-detectable function of the negativeresistance characteristic presented by an optocoupler. IEEE Transactionson Electron Devices, vol. ED-31, no. 7, pp. 951–954, 1984.[3] Porada Z., Schabowska-Osiowska E.: Układ bistabilny dioda elektroluminescencyjna-fotoopornik.Materiały VI Konferencji NaukowejTechnologia Elektronowa, ELTE’97, ss. 158–161, 1997.[4] Górecki K., Stepowicz W. J.: Elektrotermiczny model transoptoradla programu SPICE. Materiały XXVI Międzynarodowej Konferencjiz Podstaw Elektrotechniki i Teorii Obwodów, IC SPE-TO’2003, Gliwice – Niedzica, vol. 2, ss. 339–342, 2003.[5] Górecki K., Stepowicz W. J.: Electrothermal model of optocouplerfor SPICE. Int. Journal of Numerical Modelling: Electronic Networks,Devices and Fields, vol. 22, no. 4, pp. 321–333, 2009.[6] Ponka G.: Pomiar wybranych charakterystyk transoptora. Pracadyplomowa inżynierska, Akademia Morska w Gdyni, WydziałElektryczny, 2009.Struktura pasmowa i optyczne właściwościsupersieci InAs/GaSbdr inż. ELŻBIETA MACHOWSKA-PODSIADŁO, Politechnika Rzeszowska, Wydział Elektrotechniki i Informatykidr inż. AGATA JASIK, dr inż. KAMIL PIERŚCIŃSKI, prof. dr hab. MACIEJ BUGAJSKIInstytut Technologii Elektronowej, WarszawaSupersieci InAs/GaSb są strukturami, w których dolna granicapasma przewodnictwa w obszarze InAs znajduje się poniżejgórnej granicy pasma walencyjnego w obszarze GaSb.Takie charakterystyczne ułożenie pasm energetycznychsprawia, że struktury tego rodzaju mogą być wykorzystanedo detekcji promieniowania podczerwonego w szerokim zakresiedługości fal (2…30 µm). Krawędź absorpcji konkretnegoukładu materiałów jest uzależniona od grubości warstw,które tworzą strukturę supersieci. W pracy [2] pokazano relacjępomiędzy krawędzią absorpcji oraz grubością warstwInAs, przy stałej grubości warstw GaSb. Wyznaczona zależnośćułatwia dobór geometrycznych parametrów supersieci,przeznaczonych do detekcji promieniowania, o konkretnejdługości fali.30Struktury supersieci InAs/GaSb otrzymane zostały za pomocąepitaksji z wiązek molekularnych (MBE). Parametry technologicznedecydujące o jakości struktur utrzymywane były z dokładnością±0,5% w trakcie procesów epitaksji. Umożliwia to wzrostsupersieci o poprawnej strukturze krystalicznej i dobrze zdefiniowanychobszarach międzyfazowych. Supersieci InAs/GaSbsą heterostrukturami NCA (ang. No-Common-Atom), w którychna powierzchniach międzyfazowych mogą powstawać dwarodzaje wiązań: Ga-As oraz In-Sb, które to definiują typ międzypowierzchni.W konsekwencji dochodzi do mieszania sięstanów dziur ciężkich (HH) oraz dziur lekkich (LH), co wpływana strukturę pasmową supersieci i jej właściwości optyczne.Krawędź absorpcji danej struktury może być wyznaczona napodstawie odpowiadającego jej widma luminescencji.Elektronika 10/2010

Metoda numerycznaStany elektronowe w supersieciach II rodzaju są opisywaneza pomocą równania Schrödingera w postaci [3]:22⎛hd⎞⎜−+V( z) iT( δ( z−b) −δ( z+b)⎟2⎜2m (1)⎟ ⎛Ψ( z)⎞ ⎛ ( ) ⎞⎜( ( ) ( ) ( )( )⎟ = Ψ zH dzHH⎜⎜2 2Eh d ⎟( ) ⎝ Ψ z ⎠ ⎝Ψz⎟⎟ LL⎜−iT δ z − b − δ z + b − + V z⎠2 ⎟⎝2mLdz⎠W równaniu (1) Ψ H(z) i Ψ L(z) są funkcjami obwiedni dziurciężkich oraz dziur lekkich, których energie E są zależne odperiodycznej energii potencjalnej supersieci V(z). Mieszaniesię stanów HH oraz LH na powierzchniach międzyfazowychbadanych struktur jest opisywane za pomocą parametru T.Wąska przerwa energetyczna tworzącego strukturę supersieciarsenku indu powoduje, że w obliczeniach konieczne stajesię uwzględnienie oddziaływania pasm przewodnictwa (CB)oraz walencyjnego (VB). Oddziaływanie to jest opisywanez wykorzystaniem trójpasmowego modelu Kane’a [4]. Efektemoddziaływania CB-VB jest nieparaboliczność pasm, którawyraża się poprzez zależną od energii masę elektronów m eloraz dziur lekkich m L. Zależności m el(E) i m L(E) są opisywaneza pomocą relacji 1/m = 1/m Г (1 ± 2E/E G) gdzie m jest masąwłaściwej cząstki – elektronu lub lekkiej dziury, natomist E Gjest szerokością przerwy energetycznej InAs [5, 2]. W konsekwencjistany własne dziur ciężkich, dziur lekkich, a takżeelektronów są wyznaczane w pętli iteracyjnej, w której dochodzido uzgodnienia energii i mas poszczególnych cząstek [2].WynikiW ramach pracy wykonano i przetestowano trzy próbki o grubościnominalnej 8 ML InAs/8 ML GaSb i 30 okresach, wykrystalizowanena podłożach z GaSb. Jakość wykonanych strukturzbadano za pomocą wysokorozdzielczej dyfraktometriirentgenowskiej (HR XRD). Otrzymane dyfraktogramy potwierdzająbardzo dobrą jakość krystaliczną wykonanych próbek,a wykonane symulacje zakładają grubość warstw równą 8 MLi obecność co najmniej jednego typu obszaru międzyfazowegoInSb. Otrzymane supersieci scharakteryzowano równieżza pomocą fotoluminescencji Wyniki badań zaprezentowanona rys. 2.Pomiaru widm PL dokonano przy wykorzystaniu spektrometrufourierowskiego Nicolet 8700, wyposażonego w czułydetektor MCT. Pomiary wykonano w trybie step-scan (tzw.podwójna modulacja). Badane próbki były umieszczone nazimnym palcu kriostatu, a temperatura w trakcie pomiarówwynosiła 80K. Przedstawione widma nie były korygowane naabsorbcję atmosfery, dlatego też widać na nich wyraźny dip,związany z absorpcją na CO 2, w paśmie ok. 4,27 µm.Z przedstawionego wykresu wynika, że przerwa energetycznabadanych supersieci odpowiada długości fali na poziomie4,26 µm. Bardzo podobny wynik (4,27 µm) podająautorzy pracy [1] jako krawędź absorpcji badanej przez nichsupersieci, złożonej z sekwencji warstw 8 ML InAs/8 ML GaSbi różnych okresach powtórzeń. Warto nadmienić, że rezultatten został przez nich uzyskany zarówno na podstawie zmierzonegowidma PL jak i na podstawie obliczeń, wykonanychmetodą pseudopotencjału.Dla badanych w pracy supersieci zostały zaprezentowanewyniki obliczeń, zrealizowane za pomocą metody numerycznej[2]. W ramach symulacji wyznaczono stany elektronowew paśmie przewodnictwa oraz stany ciężkich i lekkichdziur w paśmie walencyjnym struktur SL. Na tej podstawieokreślono energie możliwych przejść międzypasmowych.Długości fal odpowiadające przejściom HH1-CB orazLH1-CB pokazano na rys. 2. Oznaczony na wykresie bezwymiarowyparametr t opisuje siłę oddziaływania stanów HHi LH na powierzchniach międzyfazowych supersieci.Parametr ten odnosi się do występującegow równaniu (1) parametru T zgodnie z zapisemT = t (625meVÅ). Z przedstawionych na rys. 2 zależnościwynika, że obliczona krawędź absorpcjiλ cut-offkoresponduje z wynikami przeprowadzonychpomiarów luminescencyjnych. Symulacjewykonane z parametrem t = 5 dają wynik λ cut-off= 4,38 µmnatomiast w przypadku t = 2 otrzymano λ cut-off= 4,33 µm. Taostatnia wartość różni się od krawędzi absorpcji wyznaczonejeksperymentalnie o 1,53%.Rys. 1. Widmo luminescencji zmierzone dla trzech próbeko strukturze 8 ML InAs/8 ML GaSb i 30 okresachFig. 1. Photoluminescence spectra obtained from the three sampleswith the structure of 8 ML InAs/8 ML GaSb and 30 periodsRys. 2. Długość fali odpowiadająca przejściom międzypasmowymHH1-CB i LH1-CB, obliczona dla supersieci 8 ML InAs/8 MLGaSb. Symulacje wykonano dla dwóch wartości bezwymiarowegoparametru t, opisującego siłę oddziaływania stanów HH-LHna powierzchniach międzyfazowych supersieciFig. 2. Wavelength which correspond to the interband transisionsHH1-CB and LH1-CB calculated for 8 ML InAs/8 ML GaSbsuperlattice. Simulations were done for two values of the dimensionlessparametr t which describes the strength of HH and LHstates interaction at the interfaces of the superlatticeElektronika 10/2010 31

PodsumowanieW pracy przeprowadzono obliczenia numeryczne stanówelektronowych w supersieciach InAs/GaSb. Na tej podstawieobliczono możliwe przejścia międzypasmowe. Wartość energiiprzejścia HH1-CB koresponduje z wyznaczoną na drodze eksperymentalnejkrawędzią absorpcji struktur SL.Praca była finansowana z grantu PBZ-MNiSW 02/I/2007.Literatura[1] Plis E., Lee S.J., Zhu Z., Amtout A., Krishna S.: InAs/GaSb SuperlatticeDetectors Operating at Room Temperature. IEEE Journalof Selected Topics in Quantum Electronics, vol. 12, No 6,pp. 1269–1274, 2006.[2] Machowska-Podsiadło E., Bugajski M.: Electronic States in Type-II Superlattices. Acta Physica Polonica A, vol. 116 – Supplement,pp. 65–68, 2009.[3] Szmulowicz F.: Solvable coupled Hamiltonian for a periodic potential.Eur. J. Phys., vol. 25, pp. 569–578, 2004.[4] Heller E.R., Fisher K., Szmulowicz F., Madarasz F.L.: Superlatticeparameters for optimum absorption in InAs/In xGa 1-xSb superlatticeinfrared detectors. J. Appl. Phys., vol. 77, pp. 5739–5746,1995.[5] De Meester R.H.J., Peeters F.M., Lakrimi M., Nicholas R.J.,Poulter A.J.L., Mason N.J., Walker P.J.: Intersubband transitionsin InAs/GaSb superlattices in a parallel magnetic field. PhysicaE, vol. 7, pp. 93–96, 2000.Budowa i właściwości impulsowych ładowareksolarnychmgr inż. MARCIN MARCINEKZachodniopomorski Uniwersytet Technologiczny w Szczecinie, Wydział ElektrycznyObecnie na świecie produkowanych jest coraz więcej przenośnychurządzeń, które wymagają mobilnego układu zasilania.W urządzeniach tych do zmagazynowania potrzebnejenergii wykorzystuje się różnego typu chemiczne akumulatory,których technologia produkcji wymaga odpowiednich, częstomocno restrykcyjnych warunków ładowania. Na świeciecoraz częściej stosowane są akumulatory Li-ion, wypierająone zasadowe akumulatory typu NiCd i NiMH. Najważniejszązaletą wymienionych wyżej akumulatorów jest brak efektupamięciowego, ponadto ich napięcie jest proporcjonalne dozgromadzonego ładunku, dzięki temu łatwo można określićstan naładowania akumulatora [2] (lub wyznaczyć począteki koniec cyklu ładowania).Dużą niedogodnością mobilnego układu zasilania jest koniecznośćdoładowywania akumulatorów. Proponowane rozwiązaniasłużące do ładowania chemicznych akumulatorównajczęściej zależne są od zasilania z sieci elektroenergetycznej.Przedstawiony układ ładowania pobiera energię z ogniwfotowoltaicznych. Typowo zakres mocy potrzebnej do naładowaniaakumulatorów małej pojemności, które mogązasilać urządzenia przenośne codziennego użytku(między innymi telefony komórkowe, odtwarzaczeMP3 itp.) znajduje się w przedziale od kilku do kilkunastuwatów, w związku z tym istnieje szansa, iż naterenie Polski rozwiązanie solarne mogłoby znaleźćpraktyczne zastosowanie. Badania wykonane na stanowiskutestowym ładowarki, dotyczą uzyskiwanejwartości sprawności, otrzymywanych mocy w funkcjinatężenia napromienienia panelu oraz wpływu doboruwartości elementów przetwornicy na warunki ładowaniai zdolność poszukiwania maksimum mocy.Wyrażanie natężenia prądu jako ekwiwalentu pojemności „C”ułatwia jego analizę podczas ładowania i rozładowywania,wiążąc je z pojemnością baterii. Prąd 1 C oznacza, że akumulatorjest ładowany bądź rozładowywany nominalnym prądemo wartości równej pojemności akumulatora. Przykładowodla akumulatora o pojemności C = 250 mAh prąd 1 C wynosi250 mA, a prąd 0,1 C wynosi 25 mA.Proces ładowania akumulatorów Li-ion podzielić można nadwa okresy: pierwszy to czas, kiedy akumulator ładowany jeststałym prądem nie przekraczającym 1 C. Proces ten realizowanyjest do osiągnięcia napięcia 4,2 V w odniesieniu do jednegoogniwa. Po tym czasie poziom naładowania akumulatoramożna szacować na około 65%. Dalsze ładowanie bateriipolega na utrzymywaniu stałej wartości napięcia na poziomie4,2 V w odniesieniu do jednego ogniwa i wraz ze wzrostempoziomu naładowania powolnym obniżaniu wartości natężeniaprądu. Zmiany poszczególnych parametrów elektrycznychoraz stopień naładowania pojedynczego ogniwa w funkcjiczasu zaprezentowane są na rys. 1.Sposób ładowania akumulatorów typu Li–ionAlgorytm ładowania akumulatorów nie jest zbyt skomplikowany.Njaważniejsze jest to aby nie przekraczaćcharakterystycznego dla tej grupy akumulatorów (Liion)krytycznego napięcia ogniwa, którego wartośćw przypadku ogniw litowo-jonowych wynosi 4,2 V orazmaksymalnego natężenia prądu o wartości 1 C [1].Rys. 1. Przebieg czasowy ładowania akumulatora Li-ion [1]Fig. 1. Timing of the charging process of a Li-Ion battery [1]32Elektronika 10/2010

Zasada działania ładowarki solarnejSchemat blokowyWybrany do testów układ scalony LT3652 jest kompletną ładowarkąsolarną przeznaczoną do ładowania akumulatorówlitowo – jonowych. Głównym zadaniem ładowarki jest wypracowywanieodpowiedniej do stanu naładowania i temperaturyakumulatora wartości natężenia prądu ładującego. Częściąwykonawczą ładowarki jest wewnętrzny tranzystor przygotowanydo pracy w układzie obniżającym napięcie (buck).Sygnał sterujący wypracowywany jest przez wewnętrzny generator,który oscyluje z częstotliwością 1 MHz. Na sygnałsterujący oddziałuje szereg zabezpieczeń: pierwszym z nichjest zabezpieczenie ustalające minimalne oraz maksymalnenapięcie zasilania, które w badanym urządzeniu zawierać sięmusi w przedziale 4,5…30 V.a)b)Rys. 3. Charakterystyki: a) napięciowo-mocowa, b) napięciowoprądowakolektora słonecznego SOLTEC SLE-5S dla trzech wartościnatężenia napromienieniaFig. 3. Characteristics: a) voltage-power, b) voltage – current (solarcollector Soltec SLE-5S) for three irradiance valuesRys. 2. Generowanie sygnału sterującegoFig. 2. Control Signal generationNa rysunku 2 pokazano, iż na sygnał sterujący wpływazabezpieczenie termiczne i zabezpieczenie prądowe. Zabezpieczenietermiczne pozwala na pracę ładowarki przytemperaturze baterii zawierającej się w przedziale 0…40°C.Zabezpieczenie prądowe ogranicza maksymalny prąd ładowania,zadziałanie tego zabezpieczenia ma również miejscew przypadku pracy w trybie 0,1 C, czyli w sytuacji naładowania(podtrzymania) baterii.Wybór optymalnego punktu pracyObecnie rozwiniętych jest wiele algorytmów wyszukujacychMPP, porównanie kilkunastu z nich można znaleźć w [3].Producent badanej ładowarki podaje, iż potrafi ona samodzielniewyznaczyć maksymalny punkt mocy (MPP) zasilającegopanelu fotowoltaicnego. Algorytm wyszukiwania punktupracy zorganizowany jest w bardzo prosty sposób: pomiędzywyprowadzenia V ina V in_regdołączony jest rezystorowydzielnik napięcia. Ładowarka zwiększa prąd pobierany z fotoogniwado momentu, w którym napięcie V in_regustali się napoziomie 2,7 V. W momencie ustalenia zadanego poziomunapięcia ogniwo powinno znajdować się w punkcie maksymalnejmocy. Chcąc sprawdzić zdolność poszukiwania wyżejwymienionego punktu przystąpiono do wyznaczenia charakterystykdla przykładowego kolektora słonecznego SOLTECSLE-5S. Otrzymane wyniki posłużyły jako punkt odniesieniaw dalszej części badań. Pomiary wykonano dla trzech wartościwspółczynnika natężenia napromienienia oraz dla trzechtemperatur ogniwa (rys. 3).Wyznaczone wartości MPP dla przedstawionych charakterystykznajdują się w punktach zgrupowanych w tabeli 1.Dysponując wyznaczonymi charakterystykami ogniw, eksperymentalniezbadano zdolność układu LT3652 do wyznaczaniaMPP. Wyniki pomiarów zaprezentowane sąw tabeli 2.Pomiary zostały wykonane przy użyciu analizatora mocyNORMA 5000 i wykonano je dla trzech wartości współczynnikanapromienienia. Dla pierwszej krzywej, MPP znajdujesię przy napięciu 13,8 V i jest bliskie maksymalnej wartościTab. 1. Napięcia dla punktów MPP na charakterystykach testowychTabl. 1.Voltage at which MPPs exist for the test characteristicsKrzywa nr 1 2 3V MPP(V) 13,75 12,93 13,07Tab. 2. Wyznaczone przez ładowarkę wartości MPPTabl. 2. MPP points detected by the chargerLp.Współczynniknapromienienia (W/m 2 )1 75,7V bat(V)Ustawione MPP(V)V MPP(V)13,82 161 7,3 13,75 16,13 253 16,64Elektronika 10/2010 33

odczytanej z testowej charakterystyki panelu. Natomiast dladrugiej i trzeciej wartości współczynnika napromienienia,otrzymane wyniki są znacznie oddalone od wyznaczonychwartości MPP. Zjawisko to jest konsekwencją uproszczeniaalgorytmu wyszukiwania punktu maksimum mocy. Przyzmieniającym się współczynniku napromienienia układnie potrafi optymalnie wyznaczyć nowego MPP. W zmiennychwarunkach, chcąc zapewnić pracę w punkcie maksimummocy, konieczna jest zewnętrzna korekcja nastawdzielnika.Tryby ładowaniaUżytkownik ma do dyspozycji dwa programowalne sposobyładowania akumulatorów [6]. Tryb pierwszy nazwany jestC/10, programowanie pracy wykonywane jest przez zwarciewyprowadzenia oznaczonego jako „Timer” do masy. Drugimz nich jest tryb ładowania przy użyciu zewnętrznego kondensatora,zaprogramowanie tego trybu odbywa się poprzez podłączeniepomiędzy wyprowadzenie Timer a masę ceramicznegokondensatora, którego wartość dobierana przy użyciuwzoru znajdującego się w nocie katalogowej [5].W pierwszej kolejności przebadany został tryb C/10– nazwa tego trybu wynika z faktu, iż proces ładowaniawyłączany jest w przypadku, gdy prąd ładowania spadnieponiżej 1/10 prądu nominalnego. Podczas normalnej pracyukład ładuje akumulatory nominalnym prądem (1 C), w momenciekiedy napięcie baterii na jednym ogniwie osiągnienapięcie 4,2 V ładowarka przechodzi w stan podtrzymywaniatego napięcia, konsekwentnie zmniejszając prąd ładowania.Zatrzymanie pracy ładowarki (procesu ładowania)następuje przy wyżej wymienionej wartości prądu progowego(0,1 C).W drugim trybie czas ładowania programowany jest przyużyciu ceramicznego kondensatora, używając pojemnościo wartości podanej przez producenta, czas ładowania szacowanyjest na około 3 h. W tym trybie ładowarka możewyłączyć tranzystor ładujący w dwóch przypadkach. Pierwszamożliwość wyłączenia występuje po upływie około 1/8zaplanowanego czasu ładowania, jeżeli napięcie na bateriinie wzrośnie do wymaganego progu. Dodatkowo zasygnalizowanyzostanie wtedy błąd ładowania (sygnalizacja stanuodbywa się poprzez zmianę stanu logicznego ze stanu wysokiegow stan niski na wyprowadzeniu FAULT) oraz nastąpizatrzymanie procesu ładowania. Druga możliwość zakończeniaładowania występuje w po upływie zaprogramowanegoczasu.W pierwszym jak i drugim trybie ładowanie baterii sygnalizowanejest poprzez ustawienie stanu niskiego na wyprowadzeniu„Charge”, poprawne zakończenie ładowania sygnalizowanejest ustawieniem na wyprowadzeniach „Charge” i „Fault”stanów wysokich. Na stanowisku testowym proces ładowaniajak i wystąpienie błędu sygnalizowane są poprzez diody LED.Wyniki badań na stanowisku testowymW warunkach laboratoryjnych wykonano prototypowymodel ładowarki. Do realizacji praktycznej użyto schematuideowego zaczerpniętego z noty aplikacyjnej [6]. W trakcieprojektowania konieczne było wykonanie obliczeń wartościposzczególnych elementów przetwornicy. Sam dobór topologiiprzetwornicy podyktowany jest koniecznością dostosowanianapięcia ładowania do poziomu napięcia zasilaniaładowarki, które w przypadku panelu SOLTEC jest na poziomie12 V, a więc konieczne jest skonfigurowanie układuobniżającego napięcie. Posługując się notą katalogową [5],użytkownik powinien wyznaczyć wartości elementów wchodzącychw skład przetwornicy: rezystora pomiarowego, diodyzwrotnej oraz dławika wyjściowego.34Rys. 4. Napięcie i prąd ładowania: a) naładowanie baterii na poziomie5,2 V, b) poziom naładowania baterii 7,8 VFig. 4. Voltage and a charging current: a) charging batteries to5.2 V, b) charging to 7.8 VCiekawym zagadnieniem jest dobór wartości indukcyjnościdławika, dobierana jest ona przy użyciu wzoru zamieszczonegow nocie katalogowej [5].gdzie: I max_pul– maksymalny prąd pulsacji, V bat– napięcie baterii,V in_max– maksymalne napięcie wejściowe.Podczas realizacji praktycznej indukcyjność została dobranaw taki sposób, aby wartość pulsacji prądu ładującego nieprzekroczyła 30 procent wartości średniej. Producent podajedopuszczalny przedział wartości pulsacji [5], która powinnazawierać się w pomiędzy 25…35 procent I max_pul. Do obliczeńprzyjęto: napięcie baterii wynoszące 8,3 V, maksymalne napięciezasilania na poziomie 20 V. Wyznaczona wartość indukcyjnościL wynosi około 160 µH. Niepoprawna wartośćindukcyjności dławika skutkuje pracą przetwornicy w trybienieciągłego prądu (DCM – Discontinuous Conduction Mode)oraz obniżeniem sprawności. Dla poprawnie dobranej wartościindukcyjności (około 160 µF) otrzymane charakterystykizaprezentowane są rys. 4a i 4b.Sprawność10⋅RL=Isensemax_pul⋅Vbat⎡ V⋅⎢1−⎢⎣Vin_ maxJednym z najistotniejszych parametrów każdego przekształtnikaenergii jest wielkość określająca sprawność układu. Obecniesprawność samych kolektorów słonecznych mieści się w granicach18% [5], dlatego istotne jest, aby same przekształtnikigenerowały jak najmniejsze straty. Pomiar sprawności wykonywanybył w układzie widocznym na rys. 5a, natomiast zrealizowanestanowisko testowe znajduje się na rys. 5b.bat⎤⎥⎥⎦Elektronika 10/2010

a) b)Rys. 5. Stanowisko pomiarowe: a) schemat blokowy, b) praktyczna realizacjaFig. 5. Laboratory test stand: a) block diagram, b) practical implementacionTab. 3. Wyniki badań przeprowadzone dla trzech współczynników napromienieniaTabl. 3. Results of research conducted for the three factors of irradiationIwy (mA) Uwy (V) Pwy (W) Iwe (mA) Uwe (V) Pwe(W) ηWspółczynniknapromienienia(W/m 2 )7,4 4,5 0,03 16,7 16,42 0,27 0,1268,26 5,6 0,38 50,14 14,11 0,70 0,5442,31 7,8 0,33 49,77 14,17 0,70 0,477,2 5,1 0,036 17,51 17,68 0,30 0,1287,83 5,6 0,49 53,4 16,82 0,89 0,5578,95 7,8 0,61 65,28 16,37 1,06 0,5874,71627,45 5,1 0,037 17,43 18,23 0,31 0,1288,03 5,6 0,49 52,99 17,45 0,92 0,5379,1 7,8 0,61 62,11 17,36 1,07 0,57251W celu wyznaczenia wartości sprawności układu wykonanezostały pomiary prądów i napięć odczytywanych na wejściu i wyjściu.Badania przeprowadzone zostały dla trzech wartości współczynnikanapromienienia oraz trzech stopni naładowania akumulatora(głęboko rozładowanego, będącego w początkowej fazieładowania oraz znajdującego się blisko stanu ładowania 0,1 C).Pomiarów dokonano w układzie poprawnego pomiaru napięcia.Otrzymana wartość sprawności waha się w granicach 50…58%,co dla tego typu prostych przetwornic może być uznane za wartośćtypową. Wyniki badań zamieszczone są w tabeli 3:WnioskiOdczytując dane z tabeli 3 zaobserwować można niską wartośćsprawności wynoszącą około 12% dla głęboko rozładowanejbaterii. Spowodowane jest to tym, iż ładowarka włączazabezpieczenie ograniczające prąd ładowania, ograniczającgo do wartości 0,1 C, fakt ten zaobserwować możemy równieżna rysunku 4a.Kolejnym wnioskiem wynikającym ze zbadanej charakterystykisprawności jest fakt iż nie zależy ona od wartościnatężenia napromienienia i jest na poziomie odpowiadającymsprawności uzyskanej w MPP.Projekt współfinansowany przez Unię Europejską (EuropejskiFundusz Rozwoju Regionalnego) w ramach programu RegionMorza Bałtyckiego 2007–2013, projekt „Plasma based Technologiesfor environment protection in BSR – PlasTEP”, kontrakt#033.Literatura[1] Chesteer S.: National Semiconductor. Battery charging. www.national.com/appinfo/power/files/f7.pdf[2] Esram T., Chapman P. L.: Comparison of Photovoltaic ArrayMaximum power Point Tracking Techniques. IEEE Trans. on energyconversion, vol. 22, no 2, June, pp. 439–-449, 2007.[3] Hołub M., Balcerak M., Jakubowski T.: Topologie i sprawnośćprzekształtników energoelektronicznych dla fotowoltaiki.Wiadomości Elektrotechniczne, ss. 24–30, 02/2010.[4] Jastrzębska G.: Odnawialne źródła energii i pojazdy proekologiczne.Wydawnictwa Naukowo Techniczne, Warszawa 2007.[5] Nota katalogowa LT3652, http://cds.linear.com/docs/Datasheet/3652fb.pdf[6] Nota aplikacyjna, www.cds.linear.com/docs/Reference%20Design/dc1568A.pdf[7] Częstochowski J.:Akumulatory w praktyce elektronika NiCd,NiMH, Li- Jon. Elektronika dla Wszystkich 2002.Elektronika 10/2010 35

Aplikacyjne możliwości fotografii laserowejdr inż. MAREK PISZCZEK, dr inż. KRZYSZTOF RUTYNA,prof. dr hab. inż. MIECZYSŁAW SZUSTAKOWSKIWojskowa Akademia Techniczna, Instytut Optoelektroniki, Warszawamgr inż. KRZYSZTOF LUDWIKOWSKI, HARDsoft, Systemy Mikroprocesorowe, KrakówWspółcześnie obserwujemy dynamiczny rozwój w zakresieszeroko rozumianych technologii informacyjnych. Zapotrzebowaniena aplikacje z zakresu IT dotyczą różnych dziedzinnaszego życia m.in. wojskowości i systemów bezpieczeństwapublicznego. To właśnie w w/w obszarach wciąż poszukiwanesą rozwiązania, które umożliwiłyby dostarczanie niezbędnychinformacji dla wspomagania procesu decyzyjnego. Szczególnąrolę w tym procesie odgrywają systemy sensorowe a przedewszystkim technika obrazowa.Rozwijane systemy wciąż wymagają doskonalenia. Tradycyjnesystemy wizyjne charakteryzują się ograniczonym zasięgiem(pasmo VIS) lub ograniczonymi możliwościami interpretacyjnymii identyfikacyjnymi (pasmo IR). Wciąż niezwykleistotnym problemem pozostaje wpływ warunków atmosferycznychna możliwość wykrywania i identyfikacji obiektów i zdarzeń.Wydaje się że ograniczenia technik pasywnych mogąw znacznym zakresie zostać zniwelowane poprzez zastosowanierozwiązań aktywnych. Takim przykładem jest właśnietechnika kadrowania przestrzenno-czasowego [1–7].Realizowane już od kilku lat prace nad w/w metodą obrazowaniaprzestrzeni zaowocowały rezultatami świadczącymio dużych możliwościach obserwacyjno-pomiarowychtego rozwiązania. Analiza uzyskanych danych wskazujena możliwość opracowania różnych rozwiązań systemowychwykorzystujących proponowaną metodę. Szczególnieatrakcyjny (aplikacyjnie) wydaje się być obszar wojskowościi szeroko rozumianego bezpieczeństwa publicznego.Ewentualne rozwiązania mogą dotyczyć systemu wizyjnegoprzeznaczonego do wykrywania i identyfikacji potencjalnieniebezpiecznych zdarzeń mogących być udziałem ugrupowańterrorystycznych. System taki poprzez ciągły monitoringotwartych przestrzeni (np. bazy wojskowe i ich otoczenie,lądowe szlaki komunikacyjne, akweny wodne, portylotnicze), mógłby wykrywać oraz lokalizować (przestrzenniei czasowo), każdą działalność ludzką będącą w zakresie widocznościsystemu, a poprzez analizę materiału wizyjnego(laserowo podświetlona scena) klasyfikować ją jako potencjalnieniebezpieczną wymagającą ewentualnie podjęciastosownej reakcji.Metoda fotografii laserowejTechnika kadrowania przestrzenno-czasowego jest metodąakwizycji obrazów wykorzystującą krótkie impulsy oświetlająceoraz równie krótkie czasy detekcji. Diagram prezentującysposób formowania kadru przestrzenno-czasowego zostałzaprezentowany na rys. 1.Obowiązujące relacje przestrzenne i czasowe reprezentująponiższe zależności:– przedział czasowy rejestrowanych zdarzeń ∆ t =,5t +t D O (1)– odległość do pola obserwacji R 0,5ct (2)– głębokość pola obserwacji ∆ R = 0,5ct D +t O (3)360 ( )0= min M= min0 ( )RScharakteryzowana metoda kadrowania przestrzenno-czasowegozostała przetestowana z wykorzystaniem impulsowegolasera jako źródła światła oraz wzmacniacza obrazu ze sterowanąbramką czasową. W związku z tym zaproponowanaprzez autorów i używana nazwa dla stosowanej metody rejestracjiobrazów to fotografia laserowa. W anglojęzycznej literaturzespotyka się również określenie range gated imaging.Pomysły na budowę urządzenia fotografii laserowej pojawiałysię stosunkowo wcześnie, jednak praktyczna możliwośćich realizacji powstała dopiero wraz z rozwojem technologiiimpulsowych oświetlaczy, a zwłaszcza nanosekundowychmodułów obrazujących.Jednak to, co jest tak charakterystyczne dla fotografii laseroweji odmienne w stosunku do klasycznej fotografii to sposóbakwizycji przestrzeni. W klasycznej fotografii formowaniekadru realizowane jest poprzez ograniczenie kątowego polawidzenia. Natomiast w fotografii laserowej oprócz ograniczeniakątowego istnieje możliwość zdefiniowania odległościΔR na jakiej dokonuje się obrazowania co przedstawiono narys. 2 [3–6].Kolejną cechą fotografii laserowej jest możliwość spektralnejΔλ selekcji natężenia I promieniowania docierającego dodetektora (I A– naturalne, I B– laserowe oświetlacza).∞Horyzont R-TPole R-Tt O t M t DΔtRys. 1. Formowanie kadru przestrzenno-czasowego (diagram R-T)Fig. 1. Diagram “methods of spatial – temporary R -T photo-frame”∫ ∫2( ) ∫ ∫B( ) I∝IR,λ∂R∂λ+IR,λ∂R∂λ (4)AR= 0∆λOR= R1∆λWłaściwość ta w powiązaniu z selekcją czasową umożliwiaodcięcie się od promieniowania naturalnego a przez to poprawękontrastu uzyskiwanych zobrazowań.Pochodną w/w właściwości jest możliwość istotnej minimalizacjiwpływu warunków oświetleniowych oraz czynnikówatmosferycznych na jakość uzyskiwanego obrazu a przez topowstaje możliwość obserwacji i identyfikacji obiektów nawiększych odległościach.RΔRR minElektronika 10/2010t

YRYRR 2R 1∆R∈(0,∞)Fotografia klasycznaXObserwowana przestrzeń∆R’∈(R 1,R 2)Fotografia laserowaXRys. 2. Formowanie kadru metodą klasyczną i fotografii laserowej Fig. 2. Forming frame classic method and laser photographySystem pomiarowyMożliwości aplikacyjneBadania pilotażowe metody fotografii laserowej zostały zrealizowanez wykorzystaniem laboratoryjnego systemu pomiarowego[5] (rys. 3).Blok oświetlaczaRys. 3. System pomiarowy – fotografia laserowaFig. 3. The system of the laser-photographyKonfiguracja stanowiska obejmowała cztery podstawowekomponenty:– blok oświetlacza to impulsowe źródło oświetlenia, odpowiadającewidmowemu zakresowi detekcji rejestratora, zrealizowanena bazie lasera NdYAG 1,06 µm (energia 10 mJ), pracującegona drugiej harmonicznej. Regulowany czas oświetlaniat O= (10-50) ns. Blok oświetlacza zawierał elektronikę sterowaniaparametrami oświetlenia, układ chłodzenia i wymaganeelementy optyczne formowania strumienia optycznego.– blok rejestratora obrazu, to kompaktowa zewnętrzniesterowana kamera HSC-145BW z dziesięciobitowymukładem digitalizacji, niechłodzonym 2/3” sensoremmonochromatycznym o rozdzielczości 1360 × 1024pikseli wraz z wzmacniaczem obrazu MCP (realizującymkrótki czas ekspozycji t D= (10–70) ns),– blok sterownika zrealizowano na bazie dedykowanegoSequencer-a − programowanego generatora impulsów,który jest elektronicznym urządzeniem generującymodpowiednie sekwencje impulsów sterującychoświetlaczem i rejestratorem w zależności od wymaganychparametrów kadru przestrzenno-czasowego.W badaniach wykorzystane było zewnętrzne sterowaniesekwencjami czasowymi z krokiem ∆t = 5 ns.– blok kontrolera systemowego to komputer typu PCz odpowiednim oprogramowaniem nadzorującym pracęsystemu. Zależności czasowe dla poszczególnychbloków systemu ustawiane są w bardzo intuicyjny sposóbza pomocą przygotowanego interfejsu GUI. Programowaniesequencer’a z poziomu PC odbywa się zapomocą łącza RS-232. Zaprogramowaną sekwencjęczasową można wyzwolić programowo lub zewnętrznymsygnałem cyfrowym.Rozwijająca się technika obrazowa sięga po coraz to bardziejwyrafinowane rozwiązania, które to w efekcie przekładają sięna wzrost potencjału informacyjnego systemów wizyjnych.Z punktu widzenia współczesnej technologiiurządzenie fotografii laserowej bazujena:– akwizycji obrazów z bardzo krótkimczasem otwarcia migawki – high speedshuter time,– generacji wysokoenergetycznych impulsówlaserowych z kształtem wiązkitypu – topHAT,– technice synchronicznego wielokanałowegosterowania rozproszonych modułówz rozdzielczością nanosekundową.Powiązanie w/w rozwiązań w ramach jednego urządzenia(składającego się z szeregu bloków funkcjonalnych objętychwspólnym sterowaniem – rys. 4) umożliwia opracowanie systemuwizualizacji przestrzeni oferującego szereg możliwościniedostępnych obecnie stosowanym technikom wizyjnym.Wymagana złożoność urządzenia (zakres i sposób sterowaniaparametrami pracy) związana będzie z docelową aplikacją.Przykładowe (możliwe do opracowania) rozwiązaniaaplikacyjne przestawiono na rysunkach 5–7:Blok rejestratora obrazuBlok kontrolera systemowegoBlok sterownikaUwzględnieniewarunkówoświetleniowychi meteorologicznycht OP O,α’ x, α’ yDobór parametrów pracyoświetlacza (czas i energiaimpulsu, kąt oświetlania)OświetlaczKOMPUTER – kontroler systemowySynteza parametrówakwizycji obrazuSterownikAnaliza i synteza danychobrazowycht DK, α x, α yRejestrator obrazuInformacjaobrazowaKOMPUTER – kontroler systemowyDefiniowanie obszaruobserwacji R, ∆R, dΩRys. 4. Schemat funkcjonalny procesu sterowania urządzeniem fotografiilaserowejFig. 4. The functional diadram of process of steering the deviceof laser photoElektronika 10/2010 37t MDobór parametrów pracyrejestratora (czas i wzmocnieniewzmacniacza, kąt obserwacji)

KadryfotografiilaserowejKlasyczna fotografiaMożliwe do uzyskania funkcjonalnościzwiązane z selektywnością obrazowaniaWykrywanie i Identyfikacjaobiektów podczas akcjiratowniczychMożliwość „zaglądania” przez szybyObserwacja przesłanianych lubniewidocznych na tle obiektówRys. 5. Zastosowanie fotografii laserowej do wykrywania i identyfikacji obiektówFig. 5. The application of laser photography to detecting and the identification of objectsKlasyczna fotografiaKadry fotografiiSynteza widokuklasycznegoSynteza 3DYLXMożliwe do uzyskaniafunkcjonalnościModelowanie 3DobserwowanejscenyLokalizacja przezdym, ogieńobiektów wewnątrzbudynkówLokalizacja refleksówświetlnych (optykasnajperów)Rys. 6. Zastosowanie fotografii laserowej do modelowania obserwowanej sceny i lokalizacji obiektówFig. 6. The application of laser photography to modelling of observed scene and the location of objectsMoment obserwacjiKlasyczna fotografiaHElIFotografia laserowaMgłat= f(L)LKadr przestrzennyAzOdbitepromieniowanielaseroweRys. 7. Zastosowanie fotografii laserowej do monitoringu ruchomych obiektówFig. 7. The application of laser photography to monitoringe of movable objects38Elektronika 10/2010

a) wykrywanie i identyfikacja obiektów,b) modelowanie przestrzeni 3D,c) monitorowanie ruchomych obiektów i obserwacja w trudnychwarunkach atmosferycznych.Proponowania metoda kadrowania przestrzenno-czasowegooraz możliwość budowy urządzenia fotografii laserowej napotrzeby konkretnych aplikacji stanowić może ciekawe i bardzoużyteczne uzupełnienie dla dotychczas stosowanych systemówwizyjnych (VIS, IR). Oferowane możliwości pomiarowe i obserwacyjne(zweryfikowane podczas testów) w znaczny sposóbmogą przyczynić się do wzrostu potencjału informacyjnegow zakresie systemów rozpoznania obrazowego. Uzyskiwanewyniki stanowią istotną przesłankę do formułowania wnioskówodnośnie możliwości budowy urządzeń dedykowanych do realizacjiokreślonych zadań. Istotna jest również możliwość użyciatakich urządzenia jako rozwiązań rozszerzającego funkcjonalnościistniejących systemów informacyjnych.PodsumowanieMetoda kadrowania przestrzenno-czasowego stanowi nowatorskiepodejście do problemu obrazowania i akwizycji informacjiprzestrzennej. Urządzenia i systemy wykorzystujące fotografięlaserową są w stanie zaoferować możliwości istotnie różniąceje od klasycznych systemów wizyjnych. Poprzez zastosowanieaktywnego laserowego podświetlania sceny można uzyskaćistotne zwiększenie zasięgu obserwacji przy jednoczesnym zachowaniumożliwości interpretacyjnych materiału wizyjnego.W związku z powyższym rozwiązanie to może okazać sięprzydatne przy: wykrywaniu i identyfikacji obiektów np. podczasakcji ratowniczych, monitorowaniu działalności ludzkiejmającej na calu np. instalację Improwizowanych ŁadunkówWybuchowych (IED), trójwymiarowym modelowania i analizierejestrowanych zdarzeń, odczytywaniu z dużych dystansówidentyfikatorów (tablic) pojazdów i statków, „zaglądaniu” przezszyby do wnętrz pojazdów czy pomieszczeń budynków, wykrywaniu(optyki) snajperów poprzez identyfikację refleksówświetlnych. To oczywiście tylko propozycje zastosowań tejtechnologii. Kontynuacja prac nad fotografią laserową umożliwiposzukiwanie nowych funkcjonalności i weryfikację wynikówbadań modelowych [7]. Wymienione przykłady możliwychzastosowań czynią proponowane rozwiązanie atrakcyjne z informacyjnegopunktu widzenia i pożądane w zakresie szerokorozumianego bezpieczeństwa żołnierzy i ludności cywilnej.Autorzy opracowania pragną wyrazić szczególne podziękowaniafirmie HARDsoft Systemy Mikroprocesorowe i jej kooperantomza udostępnienie niezbędnej aparatury pomiarowej umożliwiającejprzeprowadzenie badań i testów.Badania realizowane są w ramach projektu „PROTEUS” dziękiwsparciu finansowemu ze środków Europejskiego FunduszuRozwoju Regionalnego w ramach Programu Operacyjnego InnowacyjnaGospodarka, 2007–2013.Literatura[1] McDonald T. E., Jr., Yates G. J., Cverna F. H., Gallegos R. A.,Jaramillo S. A., Numkena D. M., Payton J. R.: Range-gatedimaging experiments using gated intensifiers. Proc. SPIE, vol.3642, 142, 1999.[2] Andersson P.: Long-range three-dimensional imaging using rangegatedlaser radar images. Opt. Eng., vol. 45, 034301, 2006.[3] Piszczek M., Rutyna K., Szustakowski M.: Optoelectronic observationsystem with active illumination. International Congres onOptics and Optoelectronics 2007, SPIE Europe Optics and OptoelectronicsVol 65851L-1, Praga 16-20 kwietnia 2007.[4] Piszczek M., Rutyna K., Szustakowski M.: Imaging of space with usingoptoelectronic observation system with active illumination. EuropeanPhysical Journal: Special Topics 154 (1), pp. 153–157, 2008.[5] Piszczek M., Rutyna K., Szustakowski M.: Rejestracja obrazówmetodą kadrowania czasoprzestrzennego. Pomiary AutomatykaKontrola, vol. 53, nr 9bis/2007, ss. 531–534, 2007.[6] Piszczek M., Rutyna K.: Pozyskiwanie informacji przestrzennejz wykorzystaniem przestrzenno-czasowego kadrowania obrazów.Roczniki geomatyki 2008 – Tom VI, Zeszyt 7, ss. 73–84, 2008.[7] Piszczek M., Rutyna K.: Symulacje komputerowe procesu selektywnegozobrazowania przestrzeni z uwzględnieniem różnychwarunków atmosferycznych i klimatycznych. Elektronika nr2/2009, ss. 31–36.Układy kształtowania wiązki dwuelementowegoszyku antenowego dla radaru pasywnegodr inż. ADAM KONRAD RUTKOWSKIWojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, WarszawaWłaściwości radaru, a w tym radaru pasywnego (ang. PassiveCoherent Location PCL), w bardzo dużym stopniu sązdeterminowane konstrukcją, strukturą i parametrami systemuantenowego. Jedną z najbardziej pożądanych właściwościjest odpowiedni kształt charakterystyki kierunkowejoraz możliwość jej kształtowania. Formowanie wiązki możesię odbywać programowo, poprzez podłączenie systemuantenowego do zespołu heterodynowych odbiorników mikrofalowychzakończonych przetwornikami analogowo cyfrowymiA/C sprzężonymi z zespołem cyfrowych procesorówsygnałowych DSP [1–4]. Takie rozwiązanie odznacza siębardzo dużą elastycznością pozwalającą na uzyskiwanieniemal dowolnego kształtu charakterystyki kierunkowej systemuantenowego. Jednak jego realizacja wymaga zastosowaniawzmacniaczy kondycjonujących i przetwornikówA/C, które muszą charakteryzować się bardzo dużą dynamikąoraz procesorów sygnałowych o bardzo dużych mocachobliczeniowych. Zapewnienie odpowiednio dużej dynamikitorów odbiorczych jest stosunkowo łatwe w przypadku pracyz sygnałami relatywnie długotrwałymi, kiedy to można zastosowaćukłady automatycznej regulacji wzmocnienia ARWlub automatycznej regulacji tłumienia ART. W przypadku wykorzystywanianieintencjonalnych sygnałów krótkotrwałych,zastosowanie układów ARW lub ART jest praktycznie niemożliwe.W związku z tym, poszukiwano innych rozwiązań wykorzystującychmikrofalowe podzespoły bierne, pozwalającychkształtować właściwości kierunkowe systemu antenowego.Analizę przeprowadzono na przykładzie szykupłaskiego dwóch anten kierunkowych przewidzianego dlaradaru pasywnego w wersji przenośnej, wykorzystującegosygnały pasm telefonii komórkowej GSM [1, 6]. Szyk płaski,Elektronika 10/2010 39

nazywany również liniowym, to taki, w którym apertury antenleżą w jednej płaszczyźnie. Opracowując poszczególnestruktury układów kształtowania wiązki przyjęto, iż w pierwszychwersjach radaru pasywnego nie będą wymaganebardzo wyrafinowane kształty charakterystyk zespołu antenowego.Dążono głównie, aby charakterystyka kierunkowatoru obserwacji (echa) radaru pasywnego, zapewniaław możliwie dużym stopniu, redukcję sygnału nadchodzącegobezpośrednio od wykorzystywanego nadajnika niewspółpracujacego.Układ kształtowania wiązki z pojedynczymsprzęgaczem kierunkowymKształtowanie wypadkowej charakterystyki odbiorczej systemudwuantenowego jest dokonywane poprzez wektorowe sumowaniesygnałów z obydwu anten. Sygnały dobiegające doanten A1 i A2 takiego systemu będą miały postać wyrażonązależnościami, odpowiednio: u= U⋅sin⋅π⋅f⋅t+ψ , (1) u= U⋅sin⋅π⋅f⋅t+ψ , (2)gdzie: U – amplituda sygnału, f – częstotliwość sygnału,t – czas, ψ 1, ψ 2– fazy sygnałów na wejściach anten A 1i A 2.W zależnościach (1) i (2) przyjęto, iż amplitudy sygnałówna wejściach anten A1 i A2 są takie same i równe U. Możnatak uczynić, gdy odległości pomiędzy antenami są znaczeniemniejsze niż odległość do obiektu odbijającego. W takich warunkachmożna przyjąć, że w obszarze systemu antenowegopropaguje się fala płaska, a sygnały we wrotach wyjściowychtych anten można wyrazić zależnościami:) u A 1 = G1( ϕ1) ⋅U⋅sin( 2⋅π ⋅f⋅t+ψ1) , (3)) u A = Gϕ⋅U⋅sin⋅π ⋅f⋅t+ψ , (4)gdzie: u A1, u A2– sygnały na wyjściach anten, odpowiednio, A1i A2, φ 1, φ 2– kąt oświetlenia anteny, odpowiednio, A1 i A2,Ĝ 1(φ 1), Ĝ 2(φ 2) – wartość unormowanej zespolonej charakterystykikierunkowej anteny, odpowiednio, A1 i A2.W przypadku szyku płaskiego, kąty oświetlenia φ 1, φ 2obydwuanten są takie same i równe kątowi nadejścia sygnału φ.Jeżeli będą wykorzystywane anteny o takich samych wszystkichparametrach, to zależności (3) i (4) można zapisać w postaci:) u A 1 = G( ϕ) ⋅U⋅sin( 2⋅π ⋅f⋅t+ψ1) , (5)) u A = Gϕ⋅U⋅sin⋅π ⋅f⋅t+ψ , (6)gdzie: Ĝ (φ) – wartość unormowanej zespolonej charakterystykikierunkowej anteny A1 i A2 dla kąta nadejścia sygnału(oświetlenia) φ.Fazy sygnałów na wejściach anten są funkcją częstotliwościsygnału mikrofalowego oraz odległości każdej z anten odobiektu odbijającego lub źródła sygnału. Z punktu widzeniafunkcjonowania układu kształtowania wiązki systemu antenowegoistotne są nie fazy ψ 1i ψ 2lecz ich różnica θ:2⋅π ⋅d⋅sinϕ θ = ψ, (7)1− ψ2=λgdzie: λ – długość fali odebranego sygnału, d – odległość pomiędzycentrami fazowymi anten (długość bazy systemu antenowego).40u 1 ( 21)u ( )2 2)u A ( ) ( )2 2222)u A ( ) ( )2 2220 oϕ =A2A1dRys. 1. Sprzęgacz kierunkowy jako układ kształtowania wiązkiszyku płaskiego dwóch anten kierunkowychFig. 1. Directional coupler as the beam-forming network of theflat two – element antenna arrayWymagany kształt charakterystyki systemu antenowegojest uzyskiwany poprzez dobór wielkości bazy d oraz odpowiedniąmodyfikację faz sygnałów poddawanych wektorowemusumowaniu. Fazy sygnałów z anten są zmieniane przyużyciu sumatorów wektorowych oraz szerokopasmowychprzesuwników fazy. W rozwiązaniach wąskopasmowych, rolęprzesuwników fazy mogą pełnić odcinki linii transmisyjnych.Przykład kształtowania wiązki szyku płaskiego dwóch antenkierunkowych przy użyciu pojedynczego sprzęgacza kierunkowegoprzedstawiono na rys. 1.W pokazanym rozwiązaniu, jako sumator mikrofalowy wykorzystanosprzęgacz kierunkowy trzydecybelowy kwadraturowy(3 dB/90°). Takimi właściwościami charakteryzują się naprzykład sprzęgacze zbliżeniowe i sprzęgacze dwugałęzioweo współczynnikach sprzężenia k = 0,707 V/V. Sprzęgacz kierunkowyposiada dwa wzajemnie izolowane wrota wejściowei dwa wzajemnie izolowane wrota wyjściowe. Dzięki temuw układzie z rys. 1 dokonywane są równlegle dwa sumowaniawektorowe sygnałów z anteny A1 i A2. To pozwala uzyskaćdwie odpowiednio różne charakterystyki kierunkowe szykupłaskiego dwóch anten. Jedną z tych charakterystyk otrzymujesię we wrotach 1 (wrota numer 4 sprzęgacza kierunkowegoSK1), a drugą otrzymuje się we wrotach 2 (wrota numer 2sprzęgacza kierunkowego SK1). W przedstawionej konfiguracji,wrota: 1 i 3 oraz 2 i 4 sprzęgacza SK1 są wzajemnieizolowane. Zakładając idelane dopasowanie oraz nieskończonąizolację odpowiednich wrót sprzęgacza, można zespolonecharakterystyki kierunkowe szyku płaskiego dwóch anten kierunkowychukształtowane w układzie pokazanym na rys. 1,wyrazić zależnościami:)))))))j⋅ 0 . 5⋅θ− j⋅0 . 5⋅θG1SSK ( ϕ, d, f ) = e ⋅G( ϕ) ⋅PF1⋅S41( f) + e⋅G( ϕ) ⋅SPF2⋅S43( f), (8)S)))))))j⋅ 0 . 5⋅θ− j⋅0 . 5⋅θG2SSK ( ϕ, d, f ) = e ⋅G( ϕ) ⋅PF1⋅S21( f) + e⋅G( ϕ) ⋅SPF2⋅S23( f), (9)gdzie:Ĝ iSSK(φ, d, f ) – zespolona charakterystyka kierunkowa otrzymanawe wrotach i układu formowania wiązki (według oznaczeńz rysunku 1),Ŝ PFi– transmitancja przesuwnika fazy PF o numerze i,Ĝ (φ) – wartość unormowanej zespolonej charakterystyki kierunkowejanteny A1 i A2 dla kąta nadejścia sygnału (oświetlenia)φ,Ŝ (f ) – transmitancja od wrót j do wrót i sprzęgacza kierunkowego.SΦ PF1Φ PF2PF2PF1SK13dB/90 o312421Elektronika 10/2010

Jeżeli przesuwniki fazy będą bezstratne (│Ŝ PFi│= 1) i o argumentachtransmitancji Φ PFi, to zależności (8) i (9) możnaprzekształcić do postaci:)G(10))))( ) )j⋅Φ + 0 ( ( ,,) ( ) [( ) . 5⋅θ⋅ Φ −0.5⋅ϕ = ϕ ⋅ ⋅ +( ) ⋅θ)PF1 j PF 2G2SSKd f G S21f e S23f e], (11)Gdy moduły transmitancji od wrót wejściowych do wrót wyjściowychsprzęgacza kierunkowego (rys. 1.) będą takie same,wówczas moduły wiązek opisanych zależnościami (10) i (11)będzie można wyrazić wzorami:=G=G1SSK))j⋅( Φ+ ) ( ( ,,) ( ) [( ) . ⋅θ⋅ Φ − . ⋅( ) θ)PF1 0 5j PF 2 0 5ϕ d f = G ϕ ⋅ S f ⋅e+ S f ⋅e],411SSK( ϕ,d,f)2( ϕ) ⋅S( f) ⋅[cos( Ψ) +cos( Ψ) ]+[sin( Ψ) +sin( Ψ) ]2SKG1A12SSK( ϕ,d,f)1A2(12) (13)gdzie: Ψ = Φ+ Φ+05⋅θ(14) Ψ = Φ+ Φ−05⋅θ(15) Ψ = Φ+ Φ+05⋅θ(16) Ψ = Φ+ Φ−05⋅θ(17)Φ ij– argument transmitancji sprzęgacza kierunkowego odwrót j do wrót i,G(φ) – wartość modułu unormowanej charakterystyki kierunkowejanteny A1 i A2 dla kąta nadejścia sygnału (oświetlenia) φ,S SK(f ) – moduł transmitancji sprzęgacza kierunkowego odwrót wejściowych do wrót wyjściowych (nieizolowanych).Przykładowe kształty wiązek ukształtowanych przy użyciupojedynczego kwadraturowego sprzęgacza kierunkowegoprzedstawiono na rys. 2.=)431A11A22( ϕ) ⋅S( f) ⋅[cos( Ψ) +cos( Ψ) ]+[sin( Ψ) +sin( Ψ) ]2SKG2A1=2A21 A 141PF1.,1 A 242PF2.,2 A 121PF1.,2 A 223PF2..2A12A2,,Układ kształtowania wiązkiz sześciowrotnikiem mikrofalowymW układzie z rysunku 1 wykonywano jednocześnie dwa sumowaniawektorowe różniące się wartościami dodatkowychprzesunięć fazy sygnałów z anteny A1 i A2. Dzięki temu uzyskiwanodwie różne charakterystyki kierunkowe. Uogólniającnależy stwierdzić, że dysponując tylko dwiema antenamimożna uzyskać tyle różnych wiązek (charakterystyk kierunkowych),ile sumowań wektorowych, różnych pod względemwartości dodatkowych przesunięć faz, wykona układ formowaniawiązki. Przykład układu kształtującego cztery różnewiązki antenowe, dostępne w tej samej chwili czasu, przedstawionona rys. 4.Podobnie jak w układzie z pojedynczym sprzęgaczemkierunkowym, wypadkowe charakterystyki kierunkowe sąsumami transmitancji od anteny A1 i A2 do poszczególnychwrót wyjściowych układu formowania wiązki. W tych sumachuwzględnienia się zróżnicowanie fazowe θ sygnałów dobiegającychdo obydwu anten, wyrażone zależnością (7). Zodniez zasadą opisaną wcześniej, charakterystyki kierunkoweotrzymane w poszczególnych wrotach wyjściowych układukształtowania wiązki można wyrazić zależnościami:0 oϕ =A2A1dΦ PF1Φ PF2PF2PF11Rys. 3. Sześciowrotnik mikrofalowy jako układ kształtowaniawiązki szyku płaskiego dwóch anten kierunkowychFig. 3. Microwave sixport as the beam-forming network of the flattwo – element antenna array2 3DM2DM1LT2LT1-45 oPF4PF312 3-45 o313124SK2SK124432110dBϕ [ o ]0-180 -135 -90 -45 0 45 90 135 180-10-20G 1SSKG 2SSKAnt-30Rys. 2. Moduły charakterystyk kierunkowych szyku płaskiego dwóch anten kierunkowych ukształtowanych za pomocą układu z pojedynczymsprzęgaczem kierunkowym, (Ant – zmierzona charakterystyka kierunkowa pojedynczej anteny, f = 1850 MHz, d = 25 cm,Φ PF1= Φ PF2= 0°)Fig. 2. Beams of the flat two – element antenna array, formed by means of the single directional coupler (Ant – measured single antennapattern, f = 1850 MHz, d = 25 cm, Φ PF1= Φ PF2= 0°)Elektronika 10/2010 41

dBϕ [ o ]0-90 -75 -60 -45 -30 -15 0 15 30 45 60 75 90-10G 1SIMG 2SIMG 3SIM-20G 4SIMAnt-30Rys. 4. Moduły charakterystyk kierunkowych szyku płaskiego dwóch anten kierunkowych ukształtowanych za pomocą układuz sześciowrotnikiem mikrofalowym, (Ant – zmierzona charakterystyka kierunkowa pojedynczej anteny, f = 1850 MHz, d = 25 cm,Φ PF1= Φ PF2= 0°)Fig. 4. Beams of the flat two – element antenna array, formed by means of the microwave sixport (Ant – measured single antennapattern, f = 1850 MHz, d = 25 cm, Φ PF1= Φ PF2= 0°))))j 0 5j0 5G ϕ d f = e⋅ . ⋅θ− ⋅ ⋅θ, , ⋅ T + e.⋅T, (18) )))j(19)0 5j0 5G ϕ d f = e⋅ . ⋅θ− ⋅ ⋅θ, , ⋅ T + e.⋅T,)))j 0 5j0 5G ϕ d f = e⋅ . ⋅θ− ⋅ ⋅θ, , ⋅ T + e.⋅T, (20))))j 0 5j0 5G ϕ d f = e⋅ . ⋅θ− ⋅ ⋅θ, , ⋅ T + e.⋅T, (21)gdzie: Ĝ iSIM(φ, d, f ) – zespolona charakterystyka kierunkowaotrzymana we wrotach i układu formowania wiązki (wedługoznaczeń z rys. 3), TˆiAj– transmitancja od płaszczyzny aperturyanteny Aj do wrót wyjściowych numer i układu formowaniawiązki (według oznaczeń z rys. 3).Przykładową rodzinę czterech charakterystyk kierunkowychdwuelementowego szyku płaskiego, ukształtowanychza pomocą sześciowrotnika mikrofalowego i regulowanychprzesuwników fazy PF1 oraz PF2, przedstawiono na rys. 4.Dla lepszej czytelności pokazano tylko listki główne wiązekleżące w zakresie kąta półpełnego.Podsumowanie( ) 1A1121 SIMA( ) 2A1222 SIMA( ) 3A1323 SIMA( ) 4A1424 SIMAOdstępy pomiędzy zerami ukształtowanych charakterystykkierunkowych są funkcją stosunku odległości d pomiędzycentrami fazowymi anten i długości fali λ odbieranego sygnałumikrofalowego. Położenie wiązki jest związane z numeremwykorzystywanych wrót wyjściowych układu kształtowaniawiązki oraz z wartościami przesunięć fazy wnoszonymi przezprzesuwniki PF1 i PF2. W przedstawionych rozwiązaniach,jedne wrota układu kształtowania wiązki może wykorzystywaćtor referencyjny, a pozostałe wrota można podłączyćdo jednego lub kilku torów echa (obserwacji). Istnienie zerukształtowanych wiązek wypadkowych jest warunkiem efektywnejpracy radaru pasywnego, gdyż pozwala uniknąć efektu„oślepiania” radaru przez sygnał nieintencjonalny wykorzystywanegoźródła okazjonalnego. Jeżeli wykorzysta się wiązki,których zera są odsuniete o kilka lub kilkanaście stopni odkierunku na nadajnik niewspółpracujący to uzyska się swoistąmożliwość patrzenia „pod słońce”.Jak pokazują zamieszczone wyniki symulacji, wszystkiecharakterystyki dostępne we wrotach wyjściowych układówformowania wiązki płaskiego szyku antenowego, mają zróżnicowanekształty, ale mieszczą się w obrysie charakterystykikierunkowej pojedynczej anteny. Ten fakt wskazuje,że w celu obserwacji odpowiednio dużego sektora przestrzeni,charakterystyki kierunkowe poszczególnych antenszyku płaskiego nie powinny być zbyt wąskie, a więc stosowaneanteny powinny mieć odpowiednio małe rozmiaryw płaszczyźnie kształtowanej charakterystyki. Przewidujesię, że w użytkowych wersjach systemów antenowych,listek wsteczny oraz zbędne listki boczne będą mogły byćdodatkowo ograniczane przy użyciu osłon z materiałów tłumiących[5].Praca naukowa finansowana przez Narodowe Centrum Badańi Rozwoju w latach 2007-2010 jako Projekt Badawczy ZamawianyPBZ-MNiSW-DBO-04/I/2007.Literatura[1] Tan D. K. P., Sun H., Lu Y., Lesturgie M., Chan H.L.: Passive radarusing Global System for Mobile comunication signal: theory,implementation and measurements. IEE Procedings – RadarSonar Navigation, vol. 152, no. 3, June 2005, pp. 116–123.[2] Griffiths H. D., Baker C. J.: Passive coherent location radar systems.Part 2: Waveform Properties. IEE Proc. –Radar SoanrNavig., vol. 152, No. 3, June 2005, pp. 160–168.[3] Malanowski M., Kulpa K.: Digital Beamforming for Passive CoherentLocation Radar. in Proc. Radar Con 2008, 26-30 May,Rome, Italy, pp. CD.[4] Czekała Z.: Radary pasywne – nowa technika radiolokacji. Elektronika,konstrukcje – technologie – zastosowania, Miesięczniknaukowo–techniczny Stow. Elektryków Polskich, nr 11/2009,ss. 100–114.[5] Rutkowski A. K., Słowik A., Czyżewski M.: Antena o obniżonychlistkach bocznych. Rozdział monografii. Urządzenia i systemyradioelektroniczne. Wybrane problemy. Wojskowa AkademiaTechniczna, Warszawa, 2009 r., ss. 75–82.[6] Rutkowski A. K.: Analiza możliwości wykorzystania sygnałówGSM w radiolokacji pasywnej opartej na metodach natychmiastowegopomiaru fazy i częstotliwości. Elektronika, konstrukcje– technologie – zastosowania, Miesięcznik naukowo–technicznyStow. Elektryków Polskich, nr 1/2010, ss. 61–63.42Elektronika 10/2010

Algorytm lokalizacji węzłów bezprzewodowej siecisensorów w oparciu o wartości RSSdr inż. PIOTR WASILEWSKI, dr inż. ŁUKASZ JANUSZKIEWICZPolitechnika Łódzka, Instytut ElektronikiPojawienie się standardu IEEE802.15.4 oraz bazujących nanim standardów ZigBee, 6lowPAN oraz innych spowodowałogwałtowny wzrost zainteresowania bezprzewodowymi sieciamisensorów WSN (Wireless Sensor Networks). Znajdująone zastosowania w systemach zdalnego nadzoru, automatykiprzemysłowej i domowej, w których umożliwiają bezprzewodowątransmisję danych przy jednoczesnym oszczędnymkorzystaniu ze źródła energii. Obecnie oprócz badań nadmetodami projektowania oraz nowym zastosowaniami takichsieci opracowywane są również metody lokalizacji terminali.Umożliwia to realizację nowych funkcji sieci, a ponadto znajomośćpołożenia węzłów w sieciach dynamicznie zmieniającychswą topologię umożliwia projektowanie efektywnychmetod routingu [1].Istnieje kilka podstawowych metod estymacji położeniawęzłów sieci bezprzewodowych funkcjonujących w oparciuo pomiary różnych wartości fizycznych. Najważniejsze z nichto: pomiar mocy odebranego sygnału RSS (Received SignalStrength), analiza kierunku, z którego odbierany jest sygnałAOA (Angle of Arrival), analiza czasu propagacji sygnału TOA(Time of Arrival), analiza różnic czasów propagacji sygnałówTDOA (Time Distance of Arrival) [1]. Niestety, metody analizyparametrów związanych z propagacją fal radiowych (AOA,TOA, TDOA) wymagają skomplikowanych odbiorników i systemówantenowych. Jedyną metodą, która jest prosta w implementacjii nie wymaga wprowadzania zmian w częściachradiowych standardowych węzłów jest metoda oparta na pomiarzeRSS [1, 2].Przedstawiony poniżej algorytm estymacji położeniawęzłów sieci należy do algorytmów opartych na pomiarzeRSS, zatem nie wymaga jakiejkolwiek ingerencji w strukturęstandardowych układów radiokomunikacyjnych. Wymaganajest jedynie znajomość metody wyznaczania wartościRSS w układzie kontrolera radiowego protokołu komunikacyjnego.Estymacja odległości między węzłamiJednym z kluczowych elementów algorytmu jest wyznaczeniewartości odległości między węzłami D(K k, N) na podstawieodebranej wartości RSS. Parametr RSS określa poziommocy sygnału radiowego odebranego przez moduł odbiornika.W zależności od producenta sprzętu parametr RSS możnawyrazić w różnych proporcjach do bezwzględnej jednostkimocy takiej jak dBm [3]. W niniejszej pracy przyjęto, że węzłyzbudowane są w oparciu o układy JN5139 firmy Jennic. Odczytanawartość RSS w tych układach odzwierciedla liczbęstopni wzmacniacza wejściowego (o wzmocnieniu 2 dB) niezbędnychdo prawidłowego odbioru wiadmości [4]. WartościRSS = 0 odpowiada moc około -4 dBm, a moc w dBm możnaw przybliżeniu obliczyć jako P [dBm] = -98 + 2 · (47-RSS).Ponieważ zależnie od zastosowanego sprzętu przeliczenieRSS na moc w jednostkach bezwzględnych ma inną leczznaną postać, to w dalszej części artykułu moc odebranawyrażana jest w dBm.Moc odebranego sygnału radiowego zależy od wielu parametrówtakich jak: moc nadajnika, charakterystyki anten,wysokości anten ponad terenem, ukształtowanie i rodzaj terenu.W przypadku urządzeń standardu ZigBee pracującychw paśmie 2,4 GHz, ze stosunkowo małymi mocami możnaprzyjąć, że wysokość anten ponad terenem nie przekraczakilku metrów. Możliwe jest wtedy zastosowanie do opisu rozchodzeniasię fali radiowej uproszczonego modelu z płaskąpowierzchnią podłoża i dwoma promieniami: bezpośrednimi odbitym od podłoża. Poziom mocy odebranej P Rw takim modeludany jest zależnością [5]:2 − jkr 1− jkr2⎛ λ ⎞eeP2R= PT⎜ ⎟ f1(θ1)f2(θ1)+ Γ(θ2)f1(θ2)f2(θ2)(1)⎝4 π⎠rr21gdzie: P T− moc nadajnika, λ − długość fali, r 1− długość ścieżkibezpośredniego promienia, r 2− długość ścieżki promieniaodbitego, Γ − współczynnik odbicia fali od podłoża, f 1i f 2−unormowane charakterystyki promieniowania anten.Zależność (1) jest stosowana w przypadku systemówpracujących w zakresach mikrofalowych, w których antenyznajdują się co najmniej kilka długości fal ponad powierzchniąpodłoża, jednak jej stosowanie wymaga znajomości analitycznejpostaci charakterystyk anten oraz współczynnika odbiciafali od powierzchni podłoża.Do celów weryfikacji algorytmu lokalizacji węzłów zastosowanoprogram komputerowy za pomocą którego obliczonazostała moc odebrana przez odbiornik. Model łącza opracowanyzostał w programie NEC2 [6] i powstał przy następującychzałożeniach: moc nadajnika 8,5 dBm, wysokości antenponad podłoże – 1 m, anteny nadawcza i odbiorcza typu dipolpółfalowy ustawiony pionowo, podłoże w postaci płaskiej powierzchniprzewodzącej. Wykorzystanie takiego uproszczonegomodelu pozwoliło uzyskać wyniki, w których widocznesą charakterystyczne zaniki spowodowane wytłumieniem promienibezpośredniego i odbitego nakładających się w przeciwfazie,co przedstawiono na rys. 1. Na podstawie wynikówsymulacji opracowano uproszczoną zależność aproksymującąmoc odebraną P R[dBm] od odległości d:1,5 P R = −10log [(13,5d)]− 3,8(2)P RNa rysunku 1 przedstawiono wyniki aproksymacji otrzymanez zależności (2) nałożone na wyniki symulacji komputerowych.Powyższa zależność jest wykorzystywana do obliczeniawartości D(K k, N) dla znanego RSS (przeliczonego do dBm).Ponieważ rozdzielczość odczytu RSS w układach firmy Jennicwynosi 2 dB to w celu wyznaczenia wartości D minoraz D maxoś wartości dzielona jest na odcinki o długości 2 dB, które poprzezcharakterystykę P R(d ) określają wartości D minoraz D maxdla aproksymacji odebranej wartości RSS.Elektronika 10/2010 43

Rys. 1. Moc odebrana w funkcji odległości; wyniki symulacji orazich aproksymacjaFig. 1. Received power as a function of the distance; simulationresults with approximationAlgorytm wyznaczania położenia węzłówAlgorytm podzielony jest na dwie fazy: wstępnego oszacowaniapołożenia węzłów oraz końcową, gdzie w sposób iteracyjnywyznaczane są ostateczne wartości estymat współrzędnychwęzłów. Zadaniem pierwszej fazy jest oszacowanie metodamigeometrycznymi położenia węzłów na podstawie znajomościwspółrzędnych innych węzłów sieci. Węzłami odniesienia są węzłyo położeniu wyznaczonym z maksymalną wiarygodnością.Te węzły posiadają największą wartość parametru S (status),który odzwierciedla wiarygodność wyznaczenia współrzędnychwęzła. Węzły referencyjne mają status S = 10. W sieci musząznajdować się co najmniej trzy takie węzły. Węzły, których położeniejest nieznane mają początkowo status S = 0.W artykule przyjęto następujące oznaczenia: N − węzeł,którego lokalizacja jest wyznaczana; B i− węzły referencyjne(S = 10); K i− węzły, których położenie jest znane lubzostało już wcześniej oszacowane (S > 0); d(K k, N) − estymowanaodległość między węzłami K koraz N; D max(K k, N),D min(K k, N) − maksymalna i minimalna odległość międzywęzłami K koraz N wynikająca z odebranej wartości RSS;R max(K k, N) − obszar, na którym d(K k, N)≤ D max(K k, N); R(K k, N) − obszar, na którymD min(K k, N) ≤ d(K k, N) ≤ D max(K k, N).W rzeczywistym środowisku wartościD maxi D minw ogólnym przypadku mogązależeć od kierunku z którego odbieranyjest sygnał jednak na potrzeby tego artykułuprzyjęto, że wartość odebranegosygnału radiowego zależy jedynie od odległościmiędzyNK lwęzłami.Faza wstępnego oszacowaniapołożenia węzłówZadaniem tej fazy algorytmu jest oszacowaniepołożenia węzłów na podstawieotrzymanych wartości RSS pochodzącychod trzech lub dwóch węzłów, którychpołożenie jest znane lub zostało jużwcześniej oszacowane.Algorytm lokalizacjiwęzłów wyznacza ich współrzędnestosując opisaną dalej procedurę wyznaczaniawspółrzędnych węzłów – PWWW.PWWW stosowana jest do trzech węzłówK k, dla których znane są obszary R max(K k,N) i obszary te mają część wspólną.a)c)K lKKJeśli dla węzła N znane są więcej niż trzy R max(K k, N), wybieranesą te węzły K k, dla których wartości D max(K k, N) sąnajmniejsze. Wybór węzłów o możliwie najmniejszych wartościachD max(K k, N) wynika z faktu, że dla małych wartości D max(K k,N) różnica D max(K k, N)-D min(K k, N) jest mniejsza niż dla dużychD max(K k, N), a zatem wyznaczone wartości współrzędnychwęzła N obarczone są mniejszym błędem. W celu uzyskaniajak najwyższej wiarygodności obliczeń w pierwszej kolejnościjako węzły odniesienia wybierane są węzły referencyjne B i,a w kolejnych krokach węzły o najwyższym statusie S. Węzłom,dla których wyznaczono współrzędne przypisywana jestwartość statusu S, która zależy od statusu węzłów K k. Przypisywanawartość statusu jest tym większa, im większe byływartości statusu węzłów K k. Jeśli nie można znaleźć trzechwęzłów K k, dla których znane są obszary R max(K k, N) mająceczęść wspólną, wówczas wybierane są inne trzy węzły K knieposiadające wspólnej części obszarów R max(K k, N), dla którychwartości D max(K k, N) są najmniejsze, a węzłowi N przypisuje sięodpowiednio niższy status. W ostatniej kolejności współrzędnewęzła N wyznacza się na podstawie dwóch węzłów K k.Procedura PWWWProcedura wyznacza współrzędne węzła N, dla którego znanesą pochodzące od trzech węzłów obszary R max(K k, N), R max(K l, N)oraz R max(K m, N).1. Jeśli R max(K k, N) ∩ R max(K l, N) ∩ R max(K m, N) ≠ ∅, wówczaswęzeł N leży w środku ciężkości trójkąta, któregowierzchołki tworzą punkty przecięć obszarów R max(B k, N),R max(K l, N), R max(K m, N), co przedstawiono na rys. 2a.2. Jeśli tylko dwa z trzech obszarów R max(B k, N), R max(K l, N),R max(K m, N) posiadają część wspólną, to węzeł N leży naśrodku odcinka łączącego punkty przecięć tych dwóch obszarów,które mają część wspólną (rys. 2b).3. Jeśli obszary R max(B k, N), R max(K l, N), R max(K m, N) posiadajądwie odrębne części wspólne, wówczas współrzędne węzłaN są średnią arytmetyczną środków odcinków łączącychpunkty przecięć obszarów wspólnych (rys. 2c).4. Jeśli R max(K k, N) ∩ R max(K l, N) = ∅ oraz R max(K k, N) ∩R max(K m, N) = ∅ oraz R max(K l, N) ∩ R max(K m, N) = ∅, wówczaswęzeł N leży w środku ciężkości trójkąta, któregowierzchołki tworzą węzły K k, K l, K m(rys. 2d).KmNKmRys. 2. Wstępne szacowanie położenia węzłówFig. 2. First step for nodes localization estimationKKb)KlK lKKNNKKKmKmd)44Elektronika 10/2010

Faza końcowaW fazie tej dla każdego węzła sieci N nie będącego węzłemreferencyjnym wyznaczane są wektory wirtualnych sił oddziaływującychna ten węzeł i pochodzących od wszystkich pozostałychwęzłów K k, dla których znane są wartości D(K k, N).Wirtualne siły działające na węzeł mają podobną postać jaksiły sprężystości, których wartość zależy od przesunięcia. Jeżeliaktualna odległość między węzłami d(K k, N) < D min(K k, N),wówczas siła skierowana jest tak, że węzeł N jest odsuwanyod węzła K k(co przedstawiono na rys. 3a), zaś jeśli odległośćd(K k, N) > D max(K k, N), to węzeł N jest przysuwany w kierunkuwęzła K k(jak na rys. 3b). Przesunięcie reprezentowane jestprzez wektory, których początkiem jest węzeł N, a kierunekpokrywa się z prostą łączącą węzły N oraz K k. W pozostałychprzypadkach, tzn. kiedy węzeł N leży w granicach obszaruR(B k, N) wektor siły ma współrzędne (0,0). Po wyznaczeniuwszystkich wektorów sił oddziałujących na węzeł N wyznaczanyjest wypadkowy wektor przesunięcia będący średniąważoną wektorów składowych. Węzły sieci przesuwane są powyznaczeniu wektorów dla wszystkich węzłów sieci.Algorytm ten powtarzany jest tak długo, aż sumarycznadługość wszystkich wektorów przesunięć osiągnie wartośćzero lub zmniejszy się w stopniu mniejszym od założonegowcześniej progu lub zostanie wykonana maksymalna dopuszczalnaliczba iteracji.a)b)NNRys. 3. Wyznaczanie wektorów przesunięć węzłówFig. 3. Movement vectors for nodesWyniki symulacjiD min (K k , N)K KD min (K k , N)D max (K k , N)D max (K k , N)Weryfikację algorytmu przeprowadzono na sieci skłdającejsię z 9 węzłów rozmieszczonych nad płaską przewodzącąpowierzchnią dla których obliczano za pomocą programuNEC2 moc odbieraną dla założonych odległości. Węzły sieciznajdowały się na wysokości 1 m nad powierzchnią. Modułykomunikacyjne były zbudowane w oparciu o układy JN5139firmy Jennic wyposażone w anteny typu dipol półfalowy ustawionepionowo. Moc nadajników była ograniczona do 1 mW(co uwzględniono w modelu komputerowym wykorzystywanymdo obliczenia zależności mocy odebranej od odległościmiędzy węzłami). Topologia sieci przedstawiona jest narys. 4.K KB 1 B 0B 2K 5K 2Rys. 4. Topologia testowej sieciFig. 4. Sample network topologyPrzy założeniu, że węzłem odniesienia jest węzeł referencyjnyB 0, rzeczywiste względne współrzędnie (w metrach)pozostałych węzłów są następujące: B 1– (20;0), B 2– (0;20),K 0– (3;9), K 1– (10;15), K 2– (14;7), K 3– (8;8), K 4– (16;12),K 5– (20;6). W symulacjach mocy odebranej w funkcji odległościuwzględniono ograniczoną rozdzielczość odczytu RSSw układach firmy Jennic (2dB) oraz możliwość wahań odczytuRSS obserwowaną w działających układach. Działanie algorytmuoceniano na podstawie obliczeń średniej odległościpomiędzy wyznaczonym i rzeczywistym położeniami węzłów(średni błąd).Pierwszą symulację przeprowadzono dla odczytów wartościRSS dobranych na podstawie zależności aproksymującej(2). Po zakończeniu fazy wstępnego oszacowania położeniawęzłow średni błąd wyniósł 2,9 m. W fazie końcowej algorytmwykonał 17 iteracji uzyskując średni błąd 1,4 m.Drugą symulację przeprowadzono dla przypadku, kiedyodczyty wartości RSS między węzłami (K 1, K 4) oraz (K 2, K 4)były zawyżone o 2 dB. Po zakończeniu fazy wstępnego oszacowaniapołożenia węzłow średni błąd wyniósł 2,6 m. Fazakońcowa została zakończona po wykonaniu 100 iteracji. Najlepszewyniki algorytm uzyskał po wykoniu 25 iteracji uzyskującśredni błąd 1,2 m.Trzecią symulację przeprowadzono dla przypadku, kiedyodczyty wartości RSS między węzłami (K 1, K 4) oraz (K 2,K 4) były zawyżone, natomiast odczyty wartości RSS międzywęzłami (K 2, K 3) oraz (K 2, K 5) były zaniżone. Po zakończeniufazy wstępnego oszacowania położenia węzłow średni błądwyniósł 2,7 m. W fazie końcowej algorytm wykonał 18 iteracjiuzyskując średni błąd 1,5 m.Czwartą symulację przeprowadzono dla prawidłowychodczytów wartości RSS przy zmniejszonej do 4 dB rozdzielczościodczytu RSS. Po zakończeniu fazy wstępnego oszacowaniapołożenia węzłow wartości współrzędnych węzłów ześrednim błędem 3,4 m. W fazie końcowej algorytm wykonał 7iteracji uzyskując średni błąd 2,6 m.PodsumowanieK 4K 3Przedstawiony w artykule algorytm umożliwia wyznaczeniepołożenia dużej liczby węzłów w sieci o dynamicznie zmieniającejsię topologii, przy znajomości położenia tylko 3 węzłów.Działanie algorytmu nie wymaga transmisji sygnałumiędzy wszystkimi parami węzłów, co czyni go przydatnymw praktyce.Na podstawie przeprowadzonych symulacji komputerowychw uproszczonym środowisku propagacyjnym (płaskiepodłoże przewodzące) dokonano wstępnej weryfikacji po-K 0K 1Elektronika 10/2010 45

prawności działania algorytmu. Uzyskane wartości błędówodniesione do szerokości bazy odniesienia nie przekraczały10%.Istotną zaletą opisanego algorytmu jest to, że nie wymagaon ingerencji w budowę węzłów sieci i nie jest przez to zależnyod zastosowanych układów radiokomunikacyjnych.Czasy obliczeń wahały się od 1,9 do 2,3 ms na komputerzewyposażonym w procesor Intel Core2Duo 3,0 GHz.Wskazuje to na względnie mały koszt obliczeniowy algorytmudzięki czemu możliwa będzie jego implementacja w czasierzeczywistym.Literatura[1] Mondinelli F.: Self-Localizing Sensor Network Architectures. IEEETrans. Instrumentation Measurement, vol. 53, pp. 277–283, 2004.[2] Aamodt K.: CC2431 Location Engine. Texas Instruments ApplicationNote AN042, 2006.[3] WildPackets: Converting Signal Strength Percentage to dBmValues. November 2002.[4] Jennic, ZigBee Stack User Guide (JN-UG-3017, JN-UG-3045),2008, www.jennic.com.[5] Bertoni H. L.: Radio Propagation for Modern Wireless Systems.Prentice Hall Professional Technical Reference, 1999.[6] Burke G. J., Poggio A. J.: Numerical Electromagnetics Code.Lawrence Livermore Laboratory 1981.Zastosowanie laserów kaskadowych (QCL)do detekcji śladowych ilości gazówmgr inż. MARCIN MICZUGA, mgr inż. PIOTR GŁOGOWSKI, dr inż. JAN KUBICKI,dr inż. MIROSŁAW KWAŚNY, dr inż. KRZYSZTOF KOPCZYŃSKIWojskowa Akademia Techniczna, Instytut Optoelektroniki, WarszawaLaserowa Spektroskopia Absorpcyjna LAS (z ang. Laser AbsorptionSpectroscopy) jest techniką identyfikacji i pomiarukoncentracji związków chemicznych wykorzystującą właściwościpromieniowania laserowego. Źródła promieniowanialaserowego wykorzystywane w metodzie LAS muszą spełniaćwysokie wymagania dotyczące parametrów generowanegopromieniowania laserowego, rozmiarów oraz warunkówi trybu pracy [4]. Przełom w rozwoju spektroskopii laserowejnastąpił po zbudowaniu lasera kaskadowego QCL (QuantumCascade Lasers) [1–3]. Lasery kaskadowe charakteryzują siędużą mocą optyczną, jednoczęstotliwościową pracą, wysokąmonochromatycznością generowanego promieniowania, szerokimzakres spektralny przestrajania (3…24 μm) oraz dobreparametry związane z przestrajaniem długości fal generowanegopromieniowania [4, 5, 7, 8]. Nie jest także wymaganegłębokie chłodzenie kriogeniczne,Do stosowanych obecnie technik detekcji gazów należą:spektroskopia absorpcji bezpośredniej z wykorzystaniem komórwielo przejściowych [11–22], spektroskopia wnęk rezonansowych(CEAS, CRDS) [23–34], fotoakustyczna [35–39],techniki lidarowe [40] i DOAS [41–44]. Systemy detekcji opartena tych metodach są niezwykle czułe a wykrywane stężeniadochodzą do poziomu ppb a nawet sub ppb. Są to jednakw większośći układy laboratoryjne. W warunkach rzeczywistychw działających systemach przenośnych powtarzalnośćwyników uzyskuje się na poziomie sub ppm.Opisany w artykule system działa w oparciu o metodębezpośredniej spektroskopii absorpcyjnej z zastosowaniemlasera kaskadowego oraz komórki wielokrotnych przejść.Wyróżnia się dwie metody bezpośredniej spektroskopii absorpcyjnej:spektroskopia z przestrajaniem międzyimpulsowym[9, 10] i spektroskopia z przestrajaniem wewnątrzimpulsowym[10].W spektroskopii międzyimpulsowej wykorzystuje się laserkaskadowy pracujący w trybie impulsowym, co umożliwiajego pracę w temperaturze pokojowej lub bliskiej niej.Laser generuje ultrakrótkie impulsy promieniowania quasimonochromatycznego. Pomiędzy kolejnymi impulsami następujezmiana długości fali generowanego promieniowaniaw wybranym zakresie spektralnym. Zmiana ta dokonywanajest poprzez zmianę prądu sterującego pracą lasera. Typowy46zakres przestrajania lasera osiągany w tej metodzie wynosi1…2 cm -1 , natomiast okres powtarzania impulsów zawiera sięw granicach dziesiątek Hz do kHz [3, 8, 9, 10].Spektroskopia wewnątrzimpulsowa, podobnie jak w spektroskopiamiędzyimpulsowa, wykorzystuje laser pracującyw trybie impulsowym w temperaturze pokojowej. Jednakw tym przypadku wykorzystuje się zmianę częstotliwości sygnałuwewnątrz impulsu w określonym zakresie. Typowy zakresprzestrajania zawiera się w zakresie 4…6 cm -1 . Rozdzielczośćspektralna w tym przypadku określana jest przez chwilowąszerokość linii widmowej lasera, która zmienia się wraz z długościąfali. Typowy laser kaskadowy pracujący ze zmianączęstotliwości wewnątrz impulsu pozwala osiągnąć rozdzielczośćspektralną większą niż 0,001 cm -1 . Jest to rozdzielczośćznacznie większa niż w metodzie z międzyimpulsową zmianączęstotliwości. Częstotliwość powtarzania impulsów możedochodzić do 100 kHz, co umożliwia uśrednianie widma i zapewniadoskonały stosunek S/N [3, 8, 9, 10].Układ detekcji gazów z zastosowaniemlaserów kaskadowychZbudowany układ detekcji gazów z zastosowaniem laserówkaskadowych wykorzystuje metodę spektroskopii z przestrajaniemwewnątrz impulsowym. Absorpcja promieniowania laserowegow gazie zachodzi wewnątrz komórki przejść wielokrotnychw konfiguracji White’a.Schemat blokowy opracowanego układu detekcji przedstawionona rys. 1. Źródłem promieniowania IR w układzie były laserykaskadowe firmy Cascade Technologies. Wiązka promieniowaniaIR generowanego przez laser kaskadowy kierowana jest do komórkiwielokrotnych przejść, w której zachodzi jej absorpcja przezbadany gaz. W torze optycznym pomiędzy laserem kaskadowyma komórką, może zostać umieszczona płytka płasko-równoległatzw. „etalon”, który z szerokiej linii widmowej lasera wydziela wąskiepasmo, wykorzystane do detekcji wybranych gazów.Wiązka promieniowania IR z komórki wielokrotnych przejśćkierowana jest do detektora PVI-2TE. Jest to szybka fotodiodawykonana z (HgCdZn)Te z dwustopniowym termoelektrycznymukładem chłodzenia umożliwiającym pracę w szerokimzakresie temperatur.Elektronika 10/2010

Rys. 1. Schemat blokowy układu detekcji gazówFig. 1. Gas detection system block schemePomiary detekcji wybranych gazówmetodą przejść wielokrotnychW układzie detekcji gazów wykorzystano przestrajane wewnątrzimpulsowolasery kaskadowe generujące wiązkę promieniowaniaIR o długości fali 5,25 i 7,85 μm. Zakres liczbyfalowej, w którym przestrajane były lasery zależny był od czasutrwania impulsu lasera i okresu powtarzania, temperaturystruktury laserowej kontrolowanej za pomocą chłodziarki termoelektrycznejoraz wartości napięcia zasilania lasera. Liczbafalowa (długość fali) promieniowania IR laserów w czasieprzestrajania zmienia się nieliniowo w czasie. Za pomocą lasera5,25 μm dokonano detekcji pary wodnej (H 2O) oraz tlenkuazotu (NO). Za pomocą lasera 7,85 μm dokonano detekcjipary wodnej (H 2O) oraz metanu (CH 4). Pomiarów dokonanoprzy różnym stężeniu wykrywanych gazów w powietrzu orazw mieszance wykrywanego gazu z azotem. Określono wartościliczby falowej, dla której w rejestrowanym sygnale występowałypiki absorpcyjne związane z badanymi gazami oraz,na podstawie współczynnika transmisji, stężenie gazów. Dookreślenia położenia pików wykorzystano etalon germanowyo odległości pomiędzy pikami własnymi równej 0,048 cm -1 .Pomiary detekcji tlenku azotu z wykorzystaniemlasera kaskadowego 5,25 μmW trakcie wykonywania pomiarów laser kaskadowy 5,25 μmgenerował impulsy o czasie trwania 1,5 μs. Temperaturastruktury lasera stabilizowana była na wartości równej 25 o C.W czasie trwania impulsu laser przestrajał się w zakresie5,28 cm -1 (od 1902,54 cm -1 do 1897,26 cm -1 ).Laser 5,25 μm jest wykorzystywany w systemach wykrywaniatlenku azotu i umożliwia wykrycie bardzo małych stężeńtego gazu. Na rys. 2a przedstawiono zmiany unormowanejamplitudy impulsu lasera (występowanie minimów) wywołaneobecnością w komórce przejść wielokrotnych pary wodnejoraz tlenku azotu (II) dla dwóch stężeń gazu. Pomiarów dokonanoprzy drodze optycznej w komórce przejść wielokrotnychrównej 14 m, ciśnieniu równym 1020 hPa oraz temperaturzemieszanki gazów równej 25 o C. Dla poszczególnych liniiabsorpcyjnych określono wartości liczby falowej, przy którejone występują. W prezentowanym na rysunku zakresie liczbyfalowej zaobserwowano trzy minima związane z parą wodnąoraz trzy związane z tlenkiem azotu (II). Oś liczby falowej jestodwrócona na skutek przestrajania się lasera od większychwartości liczby falowej do mniejszej.Minima linii absorpcyjnych związanych z parą wodnąwystępują dla wartości liczby falowej równej 1897,35 cm -1 ,1897,57 cm -1 oraz 1901,76 cm -1 . Minima linii absorpcyjnychzwiązanych z NO występują dla wartości liczby falowej równej1897,37 cm -1 , 1900,08 cm -1 i 1900,52 cm -1 . Należy dodać, żelinie absorpcyjne NO 1900,08 cm -1 i 1900,52 cm -1 są wyraźnieoddzielone od linii absorpcyjnych związanych z parą wodną.Absorpcja promieniowania IR przez NO jest dla tych wartościliczby falowej jest bardzo silna i dlatego linie te mogą zostaćwykorzystane do wykrywania tlenku azotu (II). Na podstawiewartości współczynnika transmisji dla linii absorpcyjnychzwiązanych z tlenkiem azotu (II) – 1900,08 cm -1 i 1900,52 cm -1– określono stężenie wykrywanego gazu na ~ 84 ppm dlaprzebiegu (1) oraz ~ 14 ppm dla przebiegu (2). Stężenie parywodnej w mieszance gazów w obydwu przypadkach wynosiło~ 17 650 ppm.Na podstawie przeprowadzonych badań stwierdzono, żeminimalne stężenie NO w powietrzu, jakie możliwe jest dowykrycia i określenia z zastosowaniem komórki przejść wielokrotnycho drodze optycznej równej 14 m, ciśnieniu mieszankigazów 1020 hPa i ich temperaturze 20 o C wynosi od ~ 0,8 ppmdo ~ 1 ppm. Wykorzystując do pomiarów komórkę przejśćwielokrotnych o drodze optycznej 36 m, przy tym samym ciśnieniui temperaturze, możliwe jest wykrycie i określenie stężeniaNO w powietrzu na poziomie ~ 0,3 ppm.Na rysunku 2b przedstawiono zależność współczynnikatransmisji dla linii absorpcyjnej 1908,08 cm -1 związanejz tlenkiem azotu (II) od ciśnienia mieszanki gazów w komórceprzejść wielokrotnych.Elektronika 10/2010 47

Rys. 2. a) Minima związane z parą wodną oraz NO zarejestrowane w trakcie przestrajania lasera kaskadowego w zakresie od1897,26 cm -1 do 1902,54 cm -1 , b) Wpływ ciśnienia mieszanki NO – N na wartość współczynnika transmisji dla linii absorpcyjnej1908,08 cm -1 związanej z tlenkiem azotu (II)Fig. 2. a) Minimums appearing from vapor and NO inherence registered for QC laser tuning in range from 1897,26 cm -1 to 1902,54 cm -1 ,b) NO-N pressure dependence on transmission coefficient for nitro oxide absorption line 1908,08 cm -1Pomiary wykonane zostały w temperaturze 23 o C i dla długościdrogi optycznej w komórce równej 14 m. Stężenie NOwynosiło 100 ppm, prekursorem gazu był azot.Jak można zaobserwować na podstawie wyników przedstawionychna rys. 2b, wraz ze wzrostem ciśnienia mieszankigazów w komórce przejść wielokrotnych eksponencjalniemaleje wartość współczynnika transmisji dla linii absorpcyjnej1908,08 cm -1 (analogiczny wpływ ma ciśnienie dla pozostałychlinii absorpcyjnych związanych z NO). Dla ciśnienia o wartości0,1 atm współczynnik transmisji równy jest 0,865 natomiastdla ciśnienia o wartości 1 atm wynosi 0,784. Na podstawiedanych przedstawionych na rys. 2b można stwierdzić, że przydużych wartościach ciśnienia mieszanki gazów możliwe jestwykrycie mniejszych stężeń wykrywanych gazów (mniejszawartość współczynnika transmisji) niż przy małych ciśnieniach(większa wartość współczynnika transmisji). Z drugiej stronynależy zaznaczyć, że wraz ze wzrostem ciśnienia zwiększeniuulega szerokość linii absorpcyjnych, a co się z tym wiążezmniejsza się możliwość rozdzielenia linii absorpcyjnych pochodzącychod różnych gazów.Pomiary detekcji metanu z wykorzystaniem laserakaskadowego 7,85 μmW trakcie pomiarów laser QCL 7,85 μm generował impulsyo czasie trwania 1,5 μs. Temperatura struktury lasera stabilizowanabyła na wartości równej 25 o C. W czasie trwaniaimpulsu laser przestrajany był zakresie od 1266,73 cm -1 do1272,21 cm -1 (zakres przestrajania 5,472 cm -1 ).Laser 7,85 μm generował wiązkę promieniowania IRo mocy w impulsie około sześciokrotnie mniejszej (80 mW)niż laser 5,25 μm (500 mW). Przykładowe wyniki pomiarówz laserem 7,85 μm przedstawiono dla detekcji metanu w powietrzu.Na rysunku 3a przedstawiono zmiany unormowanej amplitudyimpulsu lasera 7,85 μm (występowanie minimów)związaną z pary wodnej oraz metanu w komórce przejśćwielokrotnych. Pomiary przeprowadzono przy drodze optycznejw komórce przejść wielokrotnych równej 12 m, ciśnieniurównym 1012 hPa oraz temperaturze mieszanki gazówrównej 23 o C. Oś liczby falowej jest odwrócona na skutekprzestrajania się lasera od większych wartości liczby falowejdo mniejszej.48Na podstawie przeprowadzonych poamirów określonowartości liczb falowych dla których występują minima.W przedstawionym na rys. 3a zakresie przestrajania możnawyróżnić trzy minima pochodzące od pary wodnej orazsześć związanych z absorpcją w metanie. Minima linii absorpcyjnychpary wodnej zaobserwowano dla wartości liczbyfalowej równej 1268,38 cm -1 , 1269,96 cm -1 i 1271,79 cm -1 .Minima linii absorpcyjnych metanu zaobserwowano dlawartości liczby falowej równych 1267,82 cm -1 , 1268,37 cm -1 ,1268,98 cm -1 , 1270,79 cm -1 , 1271,41 cm -1 oraz 1271,59 cm -1 .Korzystając z wartości współczynnika transmisji dla wyznaczonychlinii absorpcyjnych pary wodnej i metanu wyznaczonostężenie pary wodnej w mieszance gazów na ~ 5630ppm oraz stężenie metanu odpowiednio na ~ 3,7 ppm (przebieg1, rys. 3a) i ~ 1,6 ppm (przebieg 2, rys. 3a). W zakresieprzestrajania lasera kaskadowy 7,85 μm zaobserwowanodwie linie absorpcyjne związane z metanem, któremożna dokładnie wydzielić: linia 1267,82 cm -1 oraz linia1268,98 cm -1 . Największa wartość współczynnika absorpcjipromieniowania IR dla metanu występuje dla linii absorpcyjnej1267,82 cm -1 .Na podstawie przeprowadzonych badań stwierdzono, żeminimalne stężenie metanu w powietrzu, jakie jest możliwedo wykrycia i określenia przy zastosowaniu lasera 7,85 μmi komórki przejść wielokrotnych o drodze optycznej równej 12wynosi ~ 1,4 ppm (naturalne stężenie metanu w powietrzu).Wykorzystując komórkę przejść wielokrotnych o drodze optycznejrównej 36 m (komórka typu AMAC – 36 LW) możnawykryć i określić stężenie metanu w powietrzu na poziomie0,5 ppm.Na rysunku 3b przedstawiono wpływ ciśnienia mieszankimetan – azot na wartość współczynnika transmisji dla liniiabsorpcyjnej 1267,82 cm -1 . Poamiry wykonano przy temperaturzemieszanki gazów równej 23 o C oraz stężenia metanurównego 50 ppm. Długości drogi optycznej w komórce wielokrotnychprzejść wynoszącej 12 m.Na podstawie wyników pomiarów przedstawionych na rysunku3b zaobserwowano, że ze wzrostem ciśnienia mieszankigazów w komórce zmniejszeniu ulega wartość współczynnikatransmisji. Wraz ze zwiększeniem ciśnienia o 900 hPa(0,9 atm) wartości współczynnika transmisji zmniejsza sięo 0,03. Ciśnienie ma niewielki wpływ na wartość współczyn-Elektronika 10/2010

Rys. 3. a) Minima związane z parą wodną oraz CH 4zarejestrowane w trakcie przestrajania lasera kaskadowego w zakresie od1266,73 cm -1 do 1272,21 cm -1 . Stężenia metanu w mieszance gazów wynosi ~ 1,6 ppm (przebieg 1) oraz ~ 3,7 ppm (przebieg 2). Zawartośćpary wodnej w mieszance równa jest ~ 5630 ppm, b) zależność wartości współczynnika transmisji dla linii absorpcyjnej metanu1267,82 cm -1 od ciśnienia mieszanki gazówFig. 3. a) Minimums appearing from vapor and CH 4inherence registered for QC laser tuning in range from 1266,73 cm -1 do1272,21 cm -1 . Methane concentration in gas mixture was ~ 1,6 ppm (curve 1) oraz ~ 3,7 ppm (curve 2). Vapor concentrationin gas mixture was ~ 5630 ppm, b) Methane pressure dependence on transmission coefficient for nitro oxide absorption line1267,82 cm -1D linii[cm -1 ]0,140,120,100,080,060,040,02T = 23°Cl = 12 m50 ppm CH 4linia 1267,82 cm -10,000,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0P [atm]Rys. 4. Wpływ ciśnienia na szerokość linii absorpcyjnej metanu1267,82 cm -1Fig. 4. Gas mixture pressure dependence on methane absorptionline (1267,82 cm -1 ) widthnika transmisji, ma natomiast duży wpływ na szerokość liniiabsorpcyjnej, co przekłada się na zdolność rozdzielenia liniiabsorpcyjnych pochodzących od różnych gazów. Wpływ ciśnieniana szerokość linii absorpcyjnej metanu 1267,82 cm -1przedstawiono na rys. 4.Szerokość linii absorpcyjnej określono na połowie wartościspadku współczynnika transmisji związanego z absorpcjąpromieniowania podczerwonego przez metan. Temperaturamieszanki gazów równa była 23 o C, stężenia metanu wynosiło50 ppm. Długości drogi optycznej w komórce wynosiła 12 m.Zgodnie z wynikami pomiarów przedstawionymi na rys. 4 możnazaobserwować, że wraz ze wzrostem ciśnienia szerokośćlinii absorpcyjnej ulega znacznemu zwiększeniu. Przy zmianieciśnienia od 0,1 atm do 1 atm szerokości linii absorpcyjnejzwiększa się od ~ 0,01 cm -1 do ~ 0,1 cm -1 . Zależność szerokościlinii absorpcyjnej od ciśnienia jest zależnością prawieliniową.WnioskiNa podstawie przeprowadzonych badań można zauważyć,że:• minimalne stężenie NO w powietrzu, jakie możliwe jestdo wykrycia i określenia z zastosowanie komórki przejśćwielokrotnych o drodze optycznej równej 14 m, ciśnieniumieszanki gazów 1020 hPa i ich temperaturze 20 o C wynosiod ~ 0,8 ppm do ~ 1 ppm. Wykorzystując do pomiarówkomórkę przejść wielokrotnych o drodze optycznej 36 m,przy tym samym ciśnieniu i temperaturze, możliwe jest wykryciei określenie stężenia NO w powietrzu na poziomie~ 0,3 ppm.• minimalne stężenie metanu w powietrzu, jakie jest możliwedo identyfikacji i określenia przy zastosowaniu komórkiwielokrotnych przejśc o drodze optycznej równej 12 wynosi~ 1,4 ppm (naturalne stężenie metanu w powietrzu).Wpływ ciśnienia gazów w komórce przejść wielokrotnychma niewielki wpływ na zmianę wartości współczynnika transmisji.Należy jednak zauważyć, ciśnienie ma duży wpływ naszerokość linii absorpcyjnej, co przekłada się na zdolność rozdzielenialinii absorpcyjnych pochodzących od różnych gazów(w tym także pary wodnej). Przykładowo dla metanu stwierdzono,iż wraz ze wzrostem ciśnienia od 0,1 atm do 1 atmszerokość linii absorpcyjnej zwiększa się od ~ 0,01 cm -1 do~ 0,1 cm -1 . Stwierdzono jednocześnie, że zależność szerokościlinii absorpcyjnej od ciśnienia jest zależnością prawieliniową.Lasery kaskadowe stanowią potężne narzędzie wykorzystywanew różnego rodzaju technikach detekcji śladowychilości gazów Dzięki optymalizacji układów detekcji w jużstosowanych technikach można uzyskać polepszenie ichparametrów (zwiększenie selektywności, czułości, precyzjipomiarów oraz zmniejszenie limitów detekcji metod) z jednoczesnymposzerzaniem spektrum analizowanych gazów.Dalszy kierunek badań nad metodami związanymi z detekcjąśladowych ilości substancji chemicznych wiązany jestz zastosowanie laserów QCL w coraz nowszych technikachpomiarowych.Elektronika 10/2010 49

Literatura[1] Faist, Jerome; Federico Capasso, Deborah L. Sivco, Carlo Sirtori,Albert L. Hutchinson, and Alfred Y. Cho.: Quantum CascadeLaser. Science 264 (5158): 553–556, April 1994.[2] Faist, Jérome; Claire Gmachl, Frederico Capasso, Carlo Sirtori,Deborah L. Silvco, James N. Baillargeon, and Alfred Y. Cho.:Distributed feedback quantum cascade lasers. Applied PhysicsLetters 70(20), May 1997.[3] David J., Razeghi M.: High-average-power, high-duty-cycle (λ ~6 µm) quantum cascade lasers. Applied Physics Letters 81 (23):4321–4323, December 2002.[4] Duxbury G., Langford N.: Quantum Cascade Lasers bring sensitivityand speed to infrared gas sensing. Spectroscopy Europe,vol. 18, no. 5, pp.18-23, 2006.[5] Kosterev A., Wysocki G., Y. Bakhirkin, S. So, R. Lewicki, M. Fraser,F. Tittel, R. F. Curl.: Application of quantum cascade Lasersto trace gas analysis. Applied Physics B, no. 90, pp. 165–176,2008.[6] Malis O., Gmachl C., D. L. Sivco, L. N. Pfeiffer, A. M. Serdent, K.W. West, The Quantum Cascade Laser: A Versatile High-PowerSemiconductor Laser for Mid-Infrared Applications. Bell LabsTechnical Journal no. 10 pp. 199–214, 2005.[7] Peach L. A.: Environmental Monitoring Laser Focus World Vol.45 Issue 2009.[8] Wysocki G.: Quantum Cascade Lasers- recent advances and futuredirections. 2’nd International Workshop: Remote Sensing ofEmissions, Materiały konferencyjne, 2008.[9] Webster C. R. et al.: Applied Optics 40, 321 (2001).[10] Manne J., Jäger W., Tulip J.: Sensitive detection of ammonia andethylene with a pulsed quantum cascade laser using intra andinterpulse spectroscopic techniques. Applied Physics B: Lasersand Optics, vol. 94, no. 2 (2009),[11] Kosterev A. A., Tittel F. K.: Cemical Sensors Based on QuantumCascade Lasers. IEEE Journal of Quantum Electronics, vol. 38,no. 6, 2002[12] Nelson D.D., Shorter J.H., Mcmanus J.B., Zahniser M. S.: Subpart-per-billiondetection of nitric oxide in air using a thermoelectricallycooled mid-infrared quantum cascade laser spectrometer.Applied Physics B- Lasers and Optics pp. 343–350, 2002.[13] Peach L. A.: Environmental Monitoring Laser Focus World Vol.45 Issue 2009.[14] Coffey V. C.: Spectroscopy: Quantum-cascade-laser spectrometermeasures gases in atmosphere. Laser Focus World Vol. 45Issue 2009.[15] Cook D. J., Allen M. G., B. K. Decker, R. T. Wainner, J. M. Hensley,H. S. Kindle: Detection of High Explosives with THz Radiation.International Conference on Infrared and Millimeter Waves2005.[16] Duxbury G., Normand E. L., N. Langford, M. T. McCulloch, S.Walker: Highly Sensitive Detection of Trace Gases Using PulsedQuantum Cascade Lasers.[17] Kosterev A., Wysocki G., Y. Bakhirkin, S. So, R. Lewicki, M. Fraser,F. Tittel, R. F. Curl: Application of quantum cascade lasers totrace gas analysis. Applied Physics B 90 pp. 165–176, 2008.[18] Harman T., Tittel F., R. Curl, J. Graf, A. Kosterev: Novel TraceGas Detection Techniques With Quantum-Cascade Lasers. 24-Y1999-2000-ISSO*UHCL/UH.[19] Wysocki G., McCurdy M., S. So, D. Weidmann, C. Roller, R. F.Curl, F. K. Tittel: Pulsed quantum-cascade laser-based sensorfor trace-gas detection of carbonyl sulfide. Applied Optics vol. 43,no. 32 2004.[20] Roller C., Namju K., J. Jeffers, M. Camp, A. Mock, P. McCann, J.Grego: Nitric oxide breath testing by tunable diode laser absorptionspectroscopy: application in monitoring respiratory inflammation.Applid Optics, vol. 41, no. 28, pp. 6018–6029, 2002.[21] Kroon P., Hensen A., Jonker J., M. Zahniser, W. van’t Veen, A.Vermeulen: Suitability of quantum cascade laser spectroscopyfor CH 4and N 2O eddy covariance flux measurements. Biosciences,vol. 4, pp. 715–728, 2007.[22] Weidmann D., A. Kosterev, C. Roller, R. Curl: Monitoring of ethyleneby a pulsed quantum cascade laser. Applied Optics, vol. 43,no. 16, pp. 3329–3334, 2004.[23] Herbelin M., McKay J.A.: Development of laser mirrors of veryhigh reflectivity using the cavity-attenuated phase-shift method.Applied Optics, vol. 20, Issue 19, pp. 3341–3344, 1981.[24] Busch K.W., Busch M.A.: Cavity-Ringdown Spectroscopy. ACSSymposium series, American Chemical Society, Washington DC,1999.[25] Wojtas J., Czyzewski A., T. Stacewicz, Z. Bielecki: Sensitive detectionof NO 2with Cavity Enhanced Spectroscopy. Optica Applicata,vol. 36, no. 4, pp. 461–467, 2006.[26] O’Keefe Anthony, David A.G. Deacon: Cavity ring-down opticalspectrometer for absorption measurements using pulsed lasersources. Review of Scientific Instruments, no. 59, pp. 2544––2554, 1988.[27] Brown S.S., Ravishankhara A.R., Stark H.: Simultaneous kineticand ring-down: rate coefficients from single cavity loss temporalprofiles. J. Phys. Chem. A, 104, pp. 7044–7052, 2000.[28] He Y., Orr B.J.: Cavity ringdown spectroscopy: new approachesand outcomes. Journal of the Chinese Chemical Society, 48,pp. 591–601, 2001.[29] Hannon T.E., Chah S., Zare R.N.: Evanescent-wave cavity ringdowninvestigation of polymer/solvent interactions. J. Phys.Chem. B, 109, pp. 7435–7442, 2005.[30] Atherton K.J., H. Yu, G. Stewart, B. Culshaw: Gas detection withfibre amplifiers by intra-cavity and cavity ring-down absorption.Measurement Science and Technology vol. 15, pp. 1621–1628,2004.[31] Scherer J.J., Paul J.B., H. Jiao, A. O’Keefe: Broadband ringdownspectral photography. Applied Optics, vol. 40, no. 36, pp. 6725––6732, 2001.[32] Berden G., Peeters R., Meijer G.: Cavity ring-down spectroscopy:Experimental schemes and applications. International ReviewsIn Physical Chemistry, vol. 19, no. 4. pp. 565–607, 2000.[33] Ayers J. D., Apodaca R. L., W. R. Simpson, D. S. Baer: Off-axiscavity ringdown spectroscopy: application to atmospheric nitrateradical detection. Applied Optics no. 33, vol. 44, 2005.[34] Romanini D., Kachanov A. A., N. Sadeghi, and F. Stoeckel: CWcavityring down spectroscopy. Chem. Phys. Lett., vol. 264, pp.316–322, 1997.[35] Tam A.C.: Applications of photoacoustic sensing techniques.Rev. Mod. Phys. 58, (1986) 381–431.[36] Faubel W., in: A. Mandelis, P. Hess (Eds.): Life and Earth Sciences.SPIE, Bellingham, Washington, 1997, Chapter 8,pp. 289–328.[37] Yin Q.R., Wang T., Qian M.L.: Photoacoustic and PhotothernalTechnique and Applications. Science Press, 1991.[38] Uotila J., Koskinen V., Kauppinen J.: Selective differential photoacousticmethod for trace gas analysis. Vibrational Spectroscopy38 (2005) 3–9.[39] Jasek K., Mazurek B., Pasternak M.: Frequency characteristic ofan optopneumatic detector. J. Phys. IV, 129 (2005) 125–129.[40] Schuetz M., Bufton J., Prasad C. R.: A mid-IR DIAL System UsingInteerband Cascade Laser Diodes. OSA 1-55752-834-9.[41] Pizarro I.: Development and Application of UV-VIS and MIRDOAS Techniques for Pollutant Trace Gas Monitoring. PFL,2004.[42] Taslakov M., Simeonov V., M. Froidevaux, H. van den Bergh:Open-path ozone detection by quantum-cascade laser. AppliedPhysics B: Lasers and Optics, vol. 82, no. 3/2006.[43] Jimenez R., Taslakov M., V. Simeonov, B. Calpini, F. Jeanneret,D. Hofstetter, M. Beck, J. Faist, H. van den Bergh: Ozondetection by diferential absorption spectroscopy at ambientpressure with a 9,6µm pulsed quantum-cascade laser. Appliedphysics B, Lasers and optics, Vvol. 78, no. 2, pp. 249–256,2004.[44] Van den Bergh H., Simeonov V.: Application of quantum cascadelasers in atmospheric monitoring. Quantum Photonics, 2007.50Elektronika 10/2010

Wpływ parametrów konstrukcyjnych aktywnegoświatłowodu wielordzeniowego na jakośćgenerowanego promieniowaniamgr inż. MARCIN KOCHANOWICZ, dr DOMINIK DOROSZ, mgr inż. JACEK ŻMOJDA,prof. dr hab. inż. JAN DOROSZPolitechnika Białostocka, Katedra Promieniowania OptycznegoDynamiczny rozwój technologii wytwarzania światłowodówdomieszkowanych jonami ziem rzadkich umożliwił powstawanieróżnych konstrukcji laserów włóknowych dużej mocy[1–10]. Pomimo swoich zalet, klasyczna już konstrukcja aktywnychświatłowodów dwupłaszczowych, wykorzystywanychdo budowy laserów włóknowych dużej mocy, posiada określoneograniczenia [1]. Energia impulsu zależy od energii zgromadzonejw ośrodku aktywnym, która to z kolei ograniczonajest przez zawartość domieszki czynnej i objętość aktywnegordzenia oraz zjawisko wzmocnionej emisji spontanicznej ASE(ang. Amplified Spontaneous Emission). Dodatkowo, stosunkowomałe pole powierzchni przekroju aktywnego rdzenia,klasycznych światłowodów aktywnych, sprzyja przekroczeniugęstości mocy, przy której pojawiają się niepożądane zjawiskanieliniowe (m.in. wymuszone rozproszenie Ramana, wymuszonerozpraszanie Brillouina oraz samomodulacja fazy).Lasery włóknowe wykorzystujące dwupłaszczowe światłowodywielordzeniowe otwierają nowe możliwości w zakresiekonstrukcji krótkich laserów włóknowych dużej mocy. Wewłóknach tego typu zgromadzona ilość jonów domieszki ziemirzadkiej jest N-krotnie (N – liczba rdzeni) większa niż w klasycznymświatłowodzie z jednym rdzeniem. Fakt ten umożliwiaredukcję długości włókna niezbędnej do absorpcji promieniowaniapompującego. Jeżeli promieniowanie generowanew poszczególnych rdzeniach jest wzajemnie koherentne to naobraz dyfrakcyjny wiązki laserowej w polu dalekim składa sięcentralnie położony pik o dużym natężeniu i małej rozbieżności(supermod) oraz symetrycznie rozłożone listki boczneo znacznie mniejszym natężeniu (rys. 1).W artykule przedstawiono analizę jakości wiązki laserowej,laserów włóknowych zbudowanych na bazie wytworzonychprzez autorów różnych konstrukcji aktywnych światłowodówwielordzeniowych. Przeanalizowano również wpływpojawiających się wskutek różnych czynników odchyleń fazyna współczynnik jakości wiązki laserowej w obszarze dalekiegopola.Obrazy pola dalekiego aktywnychświatłowodów wielordzeniowychW analizowanych światłowodach jednomodowe rdzenieumieszczone są we wspólnym płaszczu. Średnica rdzeni wynosi:2r = 10 µm, częstotliwość znormalizowana V = 1,7–2,4,odległość między rdzeniami d = 18–25 µm. Rozkład przestrzennyemitowanego promieniowania laserowego dla każdegordzenia opisano funkcją Gaussa.2 ⎡ r ⎤E = = ⎢ + ⎥(1)m( x,y,z 0) Amexp iϕ2 m⎣w0⎦gdzie: A m– maksimum amplitudy pola m-tym rdzeniu,r 2 = (x-mx d) 2 + (y-ny d) 2 , współrzędne punktu – promień polamodu, ϕ m– faza promieniowania generowanego w m-tymrdzeniu.Rozkład amplitudy pola w światłowodzie wielordzeniowymmożna określić zależnością:Pełny opis wiązki laserowej generowanej z n-tego rdzeniaw płaszczyźnie z opisuje równanie:E(x,y,z)= ∑mA ( z)E ( x,y)em( i βmz)22w ⎛⎞0(( x − xn)+ ( y − yn))E ( , , ) = exp⎜−⎟nx y z2w(z)⎝ w ( z)⎠⎛22⎧⎜⎡((x − x⎤n)+ ( y − yn))x exp − i⎨k⎢+ z⎥− Ψ + Ψ⎝ ⎩ ⎣ 2R(z)⎦gdzie: λ – długość fali promieniowania lasera, (x n, y n) – oznaczeniewspółrzędnych centralnie położonego rdzenia,Ψ n 0– faza początkowa promieniowania n-tego rdzenia,mn0⎫⎞⎬⎟⎭⎠(2)(3)2ππw2 02k = , Z0= , w ( z)= w0 1+( z / z0) ,λ λΨ = arctan ( z / z0)⎛ z Z ⎞0R( z)= Z⎜ +⎟0,⎝ Z0z ⎠Zakładając, że sprzężenie następuje jedynie między sąsiednimirdzeniami rozkład pola E mw każdym z rdzeni jest sumąmocy prowadzonej w rdzeniu oraz mocy dostarczonej w wynikusprzężenia z sąsiednimi rdzeniami jest opisany wzorem:Rys. 1. Obraz pola bliskiego i dalekiego przy promieniowaniu koherentnym[2]Fig. 1. Near – field and far – field pattern of phase – locked emitters[2]dEm−iβz−iβzmn = −iβmAm( z)e +∑Cm , nAn( z)e(4)dzgdzie: A m(z) –amplituda pola w m-tym rdzeniu, C – współczynniksprzężenia, β – stała propagacjinElektronika 10/2010 51

Obraz dyfrakcyjny w polu dalekim (w obszarze dyfrakcjiFraunhofera) opisuje wzór:( − ikz )22d[( x−x) + ( − ) ]ed y yd2zd U ( x,y,zd) = ∫∫U( x1,y1,z1)edx1dy1(5)iλzd2πgdzie: k = , λ – długość fali, x 1,y 1– współrzędne położeniaλrdzeni, z d– odległość obserwacjiNatężenie obrazu w polu dalekim jest proporcjonalna douśrednionego w czasie kwadratu amplitudy pola |U(x, y, z) 2 |.Bezpośrednie całkowanie powyższego równania może byćskomplikowane. W celu obliczenia obrazu pola dalekiegowykorzystano metodę opartą na dwuwymiarowej transformacieFFT.−iklasera włóknowego opisano odchyleniem standardowym:N 1−2(6)SD = ∑(Θi− Θ)Ni=1gdzie: Θ i– faza promieniowania z i-tym rdzeniu, Θ = (1/ N)Θii=1– średnia wartość faz promieniowania generowanego wewszystkich rdzeniach, N – liczba rdzeni.Aktywny światłowód 7-rdzeniowyNa rysunkach 2b i 3 przedstawiono obraz dalekiego pola światłowodu7-rdzeniowego przy założeniu równości faz promieniowaniagenerowanego w poszczególnych rdzeniach [8].−N∑Współczynnik jakości wiązki laserowejwzajemnie koherentnej macierzy emiterówWartość parametru M 2 opisującego jakość wiązki laserowej,w przypadku macierzy laserów pracujących wzajemnie koherentnie,jest proporcjonalna do liczby emiterów. Jednakże,ten parametr nie opisuje jednoznacznie jakości wiązkilaserowej w obszarze dalekiego pola generowanego przezmacierz laserów emitujących promieniowanie wzajemniekoherentne. W pracy [5] zaproponowano nowy parametr(Beam Propagation Factor) opisujący ilościowo jakość wiązkilaserowej macierzy sfazowanych emiterów, zdefiniowanyjako stosunek mocy optycznej zawartej w centralnie położonympiku do całkowitej mocy optycznej wiązki w polubliskim. Zaproponowany parametr zależy więc jedynie odwspółczynnika wypełnienia macierzy emiterów (t), a nie odich liczby. W celu opisu tekstury macierzy emiterów wprowadzonoparametr t = (d-2r)/2r . Przyjmuje on wartość mniejsząw przypadku emiterów ułożonych bliżej siebie. W artykuleokreślono wpływ parametrów materiałowych i geometrycznychaktywnych światłowodów wielordzeniowych na współczynnikjakości wiązki laserowej.Rozbieżność fazy promieniowania generowanego w rdzeniachświatłowodu wielordzeniowego pracującego w układzieRys. 3. Obraz pola dalekiego światłowodu 7-rdzeniowego – równefazy, d = 18 µm, V = 2 (a), d = 25 µm, V = 2,4 (b)Fig. 3. Far – field pattern of 7-core phase – locked optical fibre,d = 18 µm, V = 2 (a), d = 25 µm V = 2.4 (b)Rys. 2. Obraz pola bliskiego (a) obraz pola dalekiego światłowodu7-rdzeniowego – równe fazy, d = 18 µm, V = 2,4 (b)Fig. 2. Near – field pattern (a) Far – field pattern (b) of 7-core phase– locked optical fibre, V = 2.4, d = 18 µm (b)Rys. 4. Zależność współczynnika wiązki laserowej od odległości międzyrdzeniami (a), od wartości odchylenia standardowego fazy (b)Fig. 4. Beam quality factor vs. distance between cores (a) standardphase deviation (b) of 7 – core optical fibre52Elektronika 10/2010

Natężenie centralnego piku jest znacząco większe niżw przypadku emiterów pracujących niezależnie. Wraz zewzrostem odległości między rdzeniami ilość energii znajdującasię w listkach bocznych w obrazie dalekiego pola jest większa,co powoduje pogorszenie współczynnika jakości wiązkilaserowej.Poprawę jakości wiązki promieniowania światłowodu wielordzeniowegomożna uzyskać również poprzez zmniejszeniewartości częstotliwości znormalizowanej rdzeni (V = 2). Wówczasstosunek natężenia centralnego piku do ilości energii zawartejw listkach bocznych jest największy (rys. 3a). Kolejnymaspektem, który należy rozważyć jest wpływ niecałkowitegozrównania fazy promieniowania generowanego w poszczególnychrdzeniach na współczynnik jakości wiązki w polu dalekim(rys. 4b). Jeżeli odchylenie standardowe fazy rdzeni jestponiżej 15 ◦ , wówczas wartość współczynnika jakości wiązkiw obszarze dyfrakcji Fraunhofera maleje nieznacznie o 2%.Aktywny światłowód 5-rdzeniowyObrazy dalekiego pola światłowodu o 5 rdzeniach generującychpromieniowanie wzajemnie spójne przedstawiono narys. 5b, 6 [10, 11]. Porównując je z obrazem otrzymanymw światłowodzie 7-rdzeniowym, należy stwierdzić, że natężeniecentralnego piku jest mniejsze, a jego średnica większa.Zatem przy zachowaniu tej samej odległości międzyrdzeniami otrzymano wiązkę o niższej jakości. Należy równieżzauważyć, że ilość energii zawartej w listkach bocznychw przypadku analizowanego światłowodu o 5 rdzeniach jestwiększa, a ich rozkład ma geometrię zbliżoną do ułożeniardzeni w światłowodzie.Wpływ odchylenia fazy w rdzeniach w powyższej strukturzeświatłowodu na współczynnik jakości wiązki w polu dalekimjest zbliżony, jak w przypadku w światłowodu 7–rdzeniowegoo heksagonalnym układzie rdzeni. Przy odchyleniustandardowym fazy o wartościach mniejszych niż 15° procentowymaksymalny spadek współczynnika jakości wiązki wynosi1,3% (rys. 7b).Rys. 6. Obraz pola dalekiego światłowodu 5-rdzeniowego – równefazy, d = 18 µm, V = 2 (a), d = 25 µm, V = 2,4 (b)Fig. 6. Far – field pattern of 5-core phase – locked optical fibre,d = 18 µm V = 2 (a), d = 25 µm V = 2.4 (b)a)b)Rys. 7. Zależność współczynnika wiązki laserowej od odległościmiędzy rdzeniami (a), od wartości częstotliwości znormalizowanej(b) w światłowodzie 5-rdzeniowymFig. 7. Beam quality factor vs. distance between cores (a) standardphase deviation (b) of 5-core optical fibreRys. 5. Obraz pola bliskiego (a) obraz pola dalekiego światłowodu5-rdzeniowego – równe fazy, d = 18 µm, V = 2,4 (b)Fig. 5. Near – field pattern (a) Far – field pattern (b) of 5-core phase– locked optical fibre, V = 2.4, d = 18 µmAktywny światłowód 30-rdzeniowyInnym rodzajem światłowodu wielordzeniowego jest włókno30-rdzeniowe. Obraz promieniowania w obszarze dyfrakcjiFraunhofera tego światłowodu generującego promieniowaniewzajemnie koherentne przedstawia rys. 8.Elektronika 10/2010 53

a)Rys. 8. Obraz pola bliskiego światłowodu 30-rdzeniowego,V = 2,4Fig. 8. Near – field pattern of 30-core optical fibre, V = 2.4b)Rys. 9. Obraz pola dalekiego światłowodu 30-rdzeniowego – równefazy, d = 18µm, V = 2,4Fig. 9. Far – field pattern of 30-core phase – locked optical fibre,d = 18 µm, V = 2.4Rys. 11. Porównanie współczynnika jakości wiązki (a) wpływuodchylenia standardowego faz na jakość wiązki (b) dla wytworzonychświatłowodówFig. 11. Comparison of influence of normalized frequency (a) andstandard deviation (b) on beam quality factor for analysed constructionsof optical fibresRys. 10. Obraz pola dalekiego światłowodu 30-rdzeniowego– równe fazy, d = 18 µm, V = 2Fig. 10. Far – field pattern of 30-core phase – locked optical fibre,d = 18 µm, V = 2W porównaniu z światłowodami 5- i 7-rdzeniowymi natężeniecentralnego piku jest znacząco większe, zaś jego rozbieżnośćkilkukrotnie mniejsza. Listki boczne posiadają symetriękołową (rys. 9, 10). Jednakże obliczony współczynnik jakościwiązki laserowej jest mniejszy niż w przypadku konstrukcjiświatłowodów analizowanych wcześniej. Dla wartości V = 2,4współczynnik jakości wiązki laserowej wynosi 0,48, co oznacza,że w polu dalekim polu ponad połowa energii jest rozproszonaw listkach bocznych (rys. 11).Należy również zauważyć, że odchylenie fazy promieniowaniagenerowanego w poszczególnych rdzeniach, opisane odchyleniemstandardowym, o wartość nie większeą niż 14° niema znaczącego wpływu na obraz pola dalekiego światłowodu30-rdzeniowego. Względny spadek współczynnika jakości wiązkilaserowej w określonym przedziale jest mniejszy niż 0,2%.EksperymentNa rdzenie światłowodów oraz wewnętrzny płaszcz wytworzonoszkło glinokrzemianowe krzemianowe o składzie molowym57SiO 2– (8-x)PbO – 6Al 2O 3– 6B 2O 3– 3BaO – 20(Li 2O+Na 2O + K 2O)-xNd 2O 3(x = 0,5 mol%). Zestaw topiono w tygluplatynowym w temperaturze 1450°C. Stopioną masę szklanąwylewano do podgrzanej mosiężnej formy i poddano procesowiodprężania (500°C). Uzyskano szkła charakteryzujące siędobrą stabilnością termiczną, co zostało zbadane za pomocątermicznej analizy różnicowej DTA. Współczynnik rozszerzalnościtermicznej wykonano ogrzewając próbkę od temperaturypokojowej do 600°C z prędkością 10°C/min. Współczynnikzałamania zmierzono przy użyciu refraktometru pryzmatycznegoMetricon 2010. Następnie zmodyfikowaną metodą pręt– rura wytworzono światłowody dwupłaszczowe o 5-, 7- oraz30-rdzeniach domieszkowanych jonami neodymu o analizowanychukładach rdzeni.Właściwości luminescencyjne wytworzonych włókien aktywnychzmierzono przy użyciu spektrometru Acton Spectra2300i oraz diody pompującej (λ = 808 nm, moc max. 30 W CW)z wyjściem światłowodowym (400 µm, NA = 0,22).54Elektronika 10/2010

Tab. 1. Termiczne i optyczne właściwości wytworzonych szkiełTabl. 1. Thermal and optical properties of aluminosilicate glassesParametrZakres wartościGęstość [g/cm 3 ] 3,8–4,2Mikrotwardość [GPa] 8,5–9Objętość molowa [cm 3 /mol] 24,6–25,8Współczynnik załamania 1,63–1,65Transmisja [µm] 0,4–4,5Współczynnik rozszerzalności termicznejα 100–400°C [10 -7 1/K]82–92Temperatura transformacji Tg [°C] (DSC) 445–458W tabeli 1 zestawiono podstawowe parametry optycznei termiczne wytworzonych szkieł do konstrukcjiświatłowodów wielordzeniowych. Znaczna wartośćapertury numerycznej płaszcza (NA płaszcza=0,58) orazjego stosunkowo duża średnica umożliwia efektywnesprzężenie wytworzonych światłowodów z diodą pompującą.Poniżej przedstawiono wyniki badań nad technologiądwupłaszczowych, wielordzeniowych światłowodówdomieszkowanych jonami neodymu.Rys. 12. Przekrój poprzeczny (a) rozkład luminancji czoła (b) wytworzonego światłowodu 7-rdzeniowegoFig. 12. Cross section (a) luminance distribution (b) of the fabricated 7-core fibre doped with Nd 3+Tab. 2. Właściwości wytworzonego światłowodu7-rdzeniowegoTabl. 2. Properties of the 7-core optical fibreWłaściwośćWartośćŚrednica zew. [µm] 250Średnica rdzeni [µm] 10NA rdzeni0,07NA płaszcza0,58Rys. 13. Widmo luminescencji wytworzonego światłowodu7-rdzeniowego (λ p= 808 nm)Fig. 13. Luminescence spectra of the 7-core optical fibre dopedwith Nd 3+ (λ p= 808 nm)Rys. 14. Przekrój poprzeczny (a) rozkład luminancji czoła (b) wytworzonego światłowodu 5-rdzeniowegoFig. 14. Cross section (a) luminance distribution (b) of the fabricated 5-core fibre doped with Nd 3+Elektronika 10/2010 55

Tab. 3. Właściwości wytworzonego światłowodu 5-rdzeniowegoTabl. 3. Properties of the 5-core optical fibre doped with Nd 3+WłaściwośćWartośćŚrednica zew. [µm] 350Średnica rdzeni [µm] 13NA rdzeni0,07NA płaszcza 0,58Rys. 15. Widmo luminescencji wytworzonego światłowodu5-rdzeniowego (λ p= 808 nm)Fig. 15. Luminescence spectra of the 5-core optical fibre dopedwith Nd 3+ (λ p= 808 nm)Rys. 16. Przekrój poprzeczny (a) rozkład luminancji czoła (b) wytworzonego światłowodu 30-rdzeniowegoFig. 16. Cross section (a) luminance distribution (b) of the fabricated 30-core fibre doped with Nd 3+Tab. 4. Podstawowe parametry światłowodu 30-rdzeniowegoTabl. 4. Properties of the 30-core optical fibre doped with Nd 3+Parametr30-rdzeniŚrednica zew. [µm] 350Średnica rdzeni [µm] 10NA rdzeni0,1NA płaszcza0,58Rys. 17. Widmo luminescencji wytworzonego światłowodu30-rdzeniowego (λ p= 808 nm)Fig. 17. Luminescence spectra of the 30-core optical fibre dopedwith Nd 3+ (λ p= 808 nm)W wyniku pobudzania wytworzonych światłowodówwielordzeniowych diodą laserową AlGaAs, P max= 30 W(λ = 808 nm) największy poziom luminescencji otrzymano dlanajbardziej efektywnego przejścia 4 F 3/2→ 4 I 11/2, w strukturzepoziomów Nd 3+ , co odpowiada emisji na długości fali 1060nm (rys. 13, 15, 17). Zmierzono również charakterystycznedla neodymu pasma przy 900 nm ( 4 F 3/2→ 4 I 9/2) oraz 1330 nm( 4 F 3/2→ 4 I 13/2).56PodsumowanieKlasyczny parametr M 2 , opisujący jakość wiązki laserowej,w przypadku macierzy laserów (rdzeni w światłowodzie aktywnym)pracujących wzajemnie koherentnie jest proporcjonalnydo liczby emiterów. Nie opisuje on jednoznacznie jakościwiązki laserowej w obszarze dalekiego pola generowanegoprzez macierz laserów emitujących promieniowanie wzajem-Elektronika 10/2010

nie koherentne. Parametrem (BPF), który dokładniej charakteryzujewytworzone światłowody jest przedstawiony w artykuleparametr jakości wiązki laserowej zdefiniowany jako stosunekmocy optycznej zawartej w centralnie położonym piku do całkowitejmocy optycznej wiązki w polu bliskim. Przedstawioneobliczenia jednoznacznie sugerują, że wiązkę laserową o najlepszymwspółczynniku jakości uzyskuje się przy możliwie małychwartościach częstotliwości znormalizowanej oraz odległościmiędzy rdzeniami. Układ rdzeni w światłowodzie równieżma wpływ na jakość wiązki. Najwyższą wartość współczynnika(BPF = 0,71) otrzymano dla światłowodu 7-rdzeniowego o heksagonalnymukładzie rdzeni (V = 2,4, d = 18). Podczas, gdykonstrukcja światłowodu o kołowym rozmieszczeniu rdzeni aktywnychcharakteryzowała się najniższym współczynnikiem jakościwiązki laserowej BPF = 0,48. Oznacza to, że w tym przypadku,ponad połowa energii, w polu dalekim, jest rozproszonaw listkach bocznych. Jednakże, w porównaniu do konstrukcjiświatłowodów: 5- i 7-rdzeniowych natężenie centralnego piku(supermodu) jest znacząco większe, zaś jego rozbieżnośćkilkukrotnie mniejsza. Średnica plamki lasera jest odwrotnieproporcjonalna do ilości rdzeni. Przeprowadzone obliczeniawpływu odchylenia od uzgodnionej fazy promieniowania wskazują,że odchylenie standardowe o wartości nie większej niż14° nie ma praktycznie żadnego wpływu na obrazy pola dalekiegoanalizowanych światłowodów. Względny spadek współczynnikajakości wiązki laserowej w badanym przedziale jestmniejszy niż 2% dla światłowodu 5- oraz 7-rdzeniowego orazmniejszy niż 0,2% w przypadku światłowodu o 30 rdzeniach.Wytworzone światłowody wielordzeniowe o analizowanychkonstrukcjach charakteryzują się silną luminescencją na długościfali 1060 nm. Istnieje zatem możliwość ich aplikacji jakoośrodek aktywny do budowy laserów wykorzystujących sprzęganiesię promieniowania z rdzeni w jeden supermod.Praca została wykonana w ramach pracy statutowej PolitechnikiBiałostockiej Nr S/WE/2/2008.Literatura[1] Zając A., Świderski J., Konieczny P., Gągała S.: Lasery włóknowedużej mocy – analiza i wymogi konstrukcyjne. WAT 2008.[2] Desfarges-Berthelemot A., Kermene V., D. Sabourdy, J. Boullet,P. Roy, J. Lhermite, A. Barthélémy: Coherent combining of fibrelasers. C. R. Physique 7, 2006.[3] Kono Y., Takeoka M., Uto K., Uchida A., Kannari F.: A CoherentAll-Solid-State Laser Array Using the Talbot Effect in a Three-MirrorCavity. IEEE J. of Quantum Electronics, vol. 36, no. 5, 2000.[4] Li Y., Qiana L., Lua D., Fana D., Wenb S.: Coherent and incoherentcombining of fiber array with hexagonal ring distribution.Optics & Laser Technology 39, 2007.[5] Zhou P., Liu Z., Xu X., Chen Z., Wang X.: Beam quality factor forcoherently combined fiber laser beams. Optics&Laser Technology41, 2009.[6] Serati S., Masterson Linnenberger H. A.: Beam combining usinga phased array of phased arrays (PAPA). Proc of. 2004 IEEE vol.3, 6–13 March, 2004.[7] Wrage M., Glas P., Leitner M., Vysotsky D.V., Napartovich A.P.:Phase – locking and self – imaging properties of a Talbot resonatorapplied to circular structures. Optics Communications 191,2001.[8] Kochanowicz M., Dorosz D., Żmojda J., Dorosz J.: Analizamożliwości generacji supermodu w aktywnym światłowodzieo heksagonalnym układzie rdzeni. Materiały konferencyjne,Światłowody i ich zastosowania, Krasnobród, 2009.[9] Dorosz D., Kochanowicz M., Multicore optical fibre doped withneodymium, Proc. of SPIE, vol. 7120.[10] Kochanowicz M., Dorosz D., Żmojda J.: Coherent beam combiningof active multicore optical fiber. Proc of SPIE, vol. 7502,2009.[11] Kochanowicz M., Dorosz D., Zając A.: Generacja promieniowaniawzajemnie koherentnego w aktywnym światłowodziewielordzeniowym. Elektronika – Konstrukcje, Technologie, Zastosowania,10/2009.Mikrosystemy z prekoncentracją w detekcji bardzoniskich stężeń gazówprof. dr hab. TADEUSZ PISARKIEWICZ, dr inż. WOJCIECH MAZIARZ,mgr inż. ARTUR RYDOSZAkademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie, Katedra ElektronikiW wielu przypadkach istnieje konieczność detekcji gazóww zakresie bardzo małych koncentracji, rzędu ppb (part perbillion). Wymagania takie związane są przykładowo z badaniamijakości powietrza [1,2], bezpieczeństwem (wykrywaniemateriałów wybuchowych i skażeń) [3], czy monitoringiemzdrowia pacjenta [4-6]. Postęp w technologii sensorów półprzewodnikowychw wyniku wprowadzenia nanomateriałówwpłynął częściowo na poprawę ich czułości ale w stopniu niewystarczającymdo bezpośrednich zastosowań w obszarzesub-ppm [7]. Komercyjnie dostępne detektory optyczne z zakresubliskiej podczerwieni, tzw. detektory NDIR (Non DispersiveInfra Red) osiągają czułości porównywalne z detektoramipółprzewodnikowymi [8,9]. Wymagane czułości w obszarzeppb można uzyskać posługując się rozbudowanymi układamidetekcyjnymi typu chromatograf gazowy sprzężony ze spektrometrmmasowym GC/MS. Takie zestawy pomiarowe sąjednak bardzo kosztowne i ze względu na wymiary nieprzydatnew charakterze urządzeń przenośnych.Jednym z możliwych rozwiązań w tej sytuacji jest zastosowaniedodatkowego układu z zagęszczaniem badanegogazu, tzw. prekoncentratora. Zagadnienie prekoncentracjijest znane w detekcji gazów z techniki chromatograficznej,gdzie czasami do współpracy ze złożonym systemem chromatografuwprowadza się na wejściu układ mający na celuzagęszczenie badanej próbki. Aby zbudować przenośny mikrosystemnależy zatem wytworzyć prekoncentrator równieżw postaci mikrostruktury, bedącej elementem składowym całegosystemu.Czułości sensorów półprzewodnikowychPółprzewodnikowe sensory gazu w postaci tzw. chemorezystorówstanowią alternatywę w stosunku do złożonych analizatorówgazów ze względu na niskie koszty produkcji, dobre czułościdochodzące do pojedynczych ppm (part per million), łatwośćimplementacji w układach pomiarowych oraz kompatybilnośćElektronika 10/2010 57

Rys. 1. Charakterystyki podwójnego czujnika TGS 2201 przeznaczonegodo detekcji gazów wydechowych. Pomiar odpowiedziczujnika dla różnych koncentracji NO 2i CO (wilgotność względna– 65%)Fig. 1. The sensitivity characteristics of TGS 2201 gasoline anddisel exhaust gas sensor. The sensor response mesurements fordifferent NO 2and CO concentrations (relative humidity 65%)Rys. 2. Przykładowa odpowiedź sieci neuronowej dla mieszaninydwutlenku azotu oraz 300 ppm tlenku węgla w powietrzuo zmiennej wilgotności względnej (dane testowe); dane pomiaroweuzyskano z wykorzystaniem czujnika TGS 2201Fig. 2. An example response of neural network for a mixture ofNO 2and 300 ppm CO in air with changing relative humidity (testdata); TGS 2201 sensor was usedz technologią mikroelektroniczną. Znane wady tych sensorówto słaba selektywność i stabilność długookresowa. Przykładowow oparciu o dane katalogowe firmy Figaro Inc. [10], lideraw produkcji rynkowej tanich sensorów półprzewodnikowych,dochodzimy do wniosku, że większość typów produkowanychprzez tę firmę rezystancyjnych sensorów gazów osiąga czułościrzędu 1 ppm. Czułość ta dochodzi czasami do 0.1 ppm, jak jestw przypadku czujnika TGS 2201 dla gazów NO 2oraz H 2S.Brak dobrej selektywności można kompensować analizującodpowiedź matrycy sensorów częściowo selektywnychlub badając sygnał uzyskiwany z pojedynczego sensoraz modulowaną temperaturą pracy [11]. Poniżej zilustrowanezostaną oba te podejścia, bazujące na wykorzystaniu siecineuronowej. W pomiarze matrycowym wykorzystano dwa dostępnekomercyjnie sensory, sprzedawane jako wspomnianyjuż moduł TGS 2201 firmy Figaro. W tym przypadku dwa niezależneelementy gazoczułe umieszczone są na tym samympodłożu. Jeden wykrywa gazy powstające podczas spalaniaw samochodowych silnikach benzynowych, wg. specyfikacjiproducenta (głównie tlenek węgla) drugi natomiast służy dopomiaru koncentracji tlenków azotu, wytwarzanych w spalaniuprzez silnik Diesla. Pomiary przeprowadzone w laboratoriumsensorowym Katedry Elektroniki AGH potwierdzają tezę, żepowyższe elementy gazoczułe charakteryzują się częściowąselektywnością (rys. 1).Dane uzyskane z obu sensorów zostały poddane obróbcewstępnej, poprzez wyznaczenie względnych odpowiedziS = Rgaz/Rpow, gdzie Rgaz oznacza rezystancję warstwygazoczułej w obecności danej atmosfery gazowej, a Rpowjest rezystancją badanego sensora w powietrzu. Odpowiedzite wraz z wartością wilgotności względnej atmosfery składałysię na trzyelementowy wektor wejściowy sieci neuronowej.Jako dane wyjściowe przyjęto odpowiednio znane stężeniadwutlenku azotu i tlenku węgla. Zbiór danych pomiarowychpodzielono na dwie grupy, z których jedną wykorzystano doprzeprowadzenia procesu uczenia sieci, a druga posłużyłado przetestowania poprawności klasyfikacji sieci. Najlepszerezultaty dla sieci typu perceptron wielowarstwowy uzyskanostosując: transfer sigmoidalny, trzy neurony wejściowe, dwiewarstwy ukryte oraz dwa neurony wyjściowe, odpowiadająceszukanym koncentracjom CO i NO 2. Rezultaty działania sieciprzedstawia rys. 2.58Analiza błędów klasyfikacji sieci dla różnych składów mieszaninywykazała, że błędy te rosną wraz ze wzrostem stężeniagazów w mieszaninie. Najmniejsze błędy klasyfikacji sieciuzyskiwano dla pojedynczego gazu, największy błąd klasyfikacjiwystąpił dla przypadku pokazanego na rys. 2 i wyniósłok. 17 ppm, co stanowi 5,5% wartości mierzonej. Uzyskanewyniki pozwalają stwierdzić, że system złożony z matrycy dwuczujników Figaro oraz sieci neuronowej pozwala na rozpoznaniegazów w mieszaninie, niezależnie od skrośnych wpływówgazów i wilgotności na odpowiedź czujnika.Analogiczne rezultaty uzyskali autorzy badając mieszaninęgazów CO i NO 2z użyciem czujnika LTCC własnejkonstrukcji (technologia opisana w [11]). Do analizy wykorzystanokształt przebiegu rezystancji sensora w funkcji temperatury[12]. Badania eksperymentalne wskazują, że kształti położenie krzywej odpowiedzi są zależne od rodzaju użytejmieszaniny gazowej. Do analizy wybrano wartości odpowiadające4. wybranym punktom oraz wartości współczynnikakierunkowego stycznych w tych punktach. Obliczeniawykonano z użyciem sieci neuronowych korzystając z programunntool.m z pakietu MATLAB 7.1. Sprawdzono kilkawariantów architektury sieci i jako dającą najlepsze rezultatywybrano wielowarstwową sieć z transferem sigmoidalnym(funkcja tansig.m) o siedmiu neuronach wejściowych (wartościrezystancji w czterech wybranych punktach, dwie wartościpochodnych oraz wilgotność), dwóch warstwach ukrytychpo sześć neuronów w każdej oraz dwóch neuronach wyjściowych,odpowiadających szukanym koncentracjom COi NO2 Do uczenia sieci wykorzystywano algorytm wstecznejpropagacji błędu Levenberga-Marquardta (funkcja trainlm.m). Wyniki uzyskane z zastosowaniem omówionej sieci neuronowejprzedstawiono na rys. 3, gdzie można dokonać porównaniawartości rzeczywistych koncentracji z odpowiedziąsieci neuronowej.Na wykresie znajdują się odpowiedzi sieci dotyczące tlenkuwęgla, zarówno dane uczące jak i dane testujące, odpowiadająceróżnym koncentracjom CO oraz NO 2w mieszaninieo wilgotności względnej 45%. Uzyskane błędy względne predykcjistężeń nie przekraczały 10%. Otrzymane wyniki wskazują,że wykorzystując jeden sensor z modulacją temperaturypracy można dokonać analizy ilościowej binarnej mieszaninygazów.Elektronika 10/2010

Rys. 3. Odpowiedź sieci neuronowej dla mieszaniny tlenku węglai dwutlenku azotu w powietrzu, przy wilgotności względniej 45%;dane pomiarowe uzyskane z czujnika na podłiożu LTCC z modulowanątemperaturą pracyFig. 3. A response of neural network for a mixture of CO and NO 2in air with 45% relative humidity; the sensor on LTCC substratewith modulated tempertaure was usedStosując zatem matrycę sensorów półprzewodnikowychi ewentualnie modulację ich temperatury oraz wykorzystujączaawansowane metody obróbki sygnału w omawianym przypadkusieć neuronową, można poprawić selektywność analizyi skompensować niekorzystny wpływ zmian wilgotności.Uzyskane czułości pozostają jednak w zakresie koncentracjirzędu pojedynczych ppm.Mikrosystem z prekoncentratoremTematyka mikroprekoncentratorów pojawiła się w literaturze naukowejw ostatnich latach [13–18]. Zasadniczo próbuje się wytwarzaćtego typu struktury z wykorzystaniem technologii mikromechanicznychw oparciu o krzem lub krzem/szkło. Pionierskie były tu osiągnięciazespołu z Sandia National Laboratories, które doprowadziłydo wytworzenia przenośnego tzw. MicroChemLab, czyli systemuz prekoncentratorem, kanałem chromatograficznym i matrycą sensorówSAW [13], wykorzystywanego początkowo do wykrywaniagazów bojowych. Warte odnotowania są też osiągnięcia grupy Zelleraz Michigan University, gdzie wytworzono pierwszy hybrydowychromatograf gazowy typu MEMS z wielostopniową koncentracją[2]. Zamierzeniem autorów było jednak wytworzenie mikroukładukoncentratora, który wspólnie z matrycą półprzewodnikowych sen-Rys. 4. Mikrosystem pomiarowy z prekoncentratorem gazów na stanowiskubadawczymFig. 4. A laboratory setup for the measurements of microsystem with gaspreconcentratorRys. 5. Prototypowa wersja prekoncentratora w technologiiLTCC. Rysunek lewy: część dolna struktury z kanałem o szerokości500 µm. Rysunek prawy: cała struktura o grubości 1,68 mmskładająca się z 8 warstwFig. 5. A prototype version of preconcentrator developed inLTCC technology. Left: a bottom part of the structure with thechannel 500 µm width. Right: the whole structure 1.68 mm thick,consisted of 8 layers0 1 2 3 4czas (min)Rys. 6. Chromatograficzne piki desorpcyjne dla benzenu przedi po zagęszczeniu (wartości pomiarów dla piku przed zagęszczeniempomnożono 10-krotnie w celu uzyskania odpowiedniejprzejrzystości).Fig. 6. A chromatogram for benzene before and after the preconcentrationprocess (for better visibility a peak before preconcentrationwas multiplied by 10)Elektronika 10/2010 59jedn. dowolnepo zagęszczeniuprzed zagęszczeniemsorów gazu umieszczonych w komorze reakcyjnej będzie tworzyłprzenośny mikrosystem. Schemat takiego mikrosystemu na stanowiskubadawczym przedstawiony jest na rys. 4.Technologia mikroprekoncentratora oraz mikrokomory z matrycąsensorów w omawianej wersji jest oparta na niskotemperaturowejwspółwypalanej ceramice LTCC. Jeden z pierwszychmodeli prekoncentratora w tej technologii przedstawia rys. 5.W technologii tej autorzy od wielu lat wytwarzająsensory gazów, gdzie mikrostruktura LTCCz zagrzebanym grzejnikiem pełni rolę podłoża[19–21]. Podłoża te aktualnie optymalizowanesą pod kątem minimalizacji konsumpcji energiioraz stałej czasowej odpowiedzi termicznej,w świetle przyszłych zastosowań w aparaturzeprzenośnej.Przykładowy wynik zagęszczania gazu w oparciuo pierwsze próby z zastosowaniem mikromodułuwytworzonego prekoncentratora ceramicznegopokazany jest na rys. 6. W tym przypadkujako adsorbent użyty był proszek Carboxen 1003firmy Sigma-Aldrich ® .Tzw. współczynnik zagęszczenia liczony jakstosunek powierzchni piku po zagęszczeniu dopowierzchni przed zagęszczeniem dla przypadkupokazanego na rys. 5 wynosi 140. Proceszagęszczania musi być zoptymalizowany dla

danego rodzaju gazu. Należy dobrać odpowiedni absorbent,strumień przepływu gazu, profil temperatury w procesie desorpcjiitp. Autorzy pracy [2] podają informację, że uzyskaliwspółczynnik koncentracji rzędu 1000.PodsumowanieIstnieje potrzeba pomiaru bardzo małych koncentracji gazóww zakresie ppb z użyciem przenośnej aparatury łatwejw obsłudze. Dostępne zastawy pomiarowe typu chromatografgazowy/spektrometr masowy o wymaganych czułościach sąbardzo kosztowne i wymagają fachowej obsługi. Znajdującesię w ofercie rynkowej chemosensory charakteryzują się zbytniską czułością i selektywnością, aby zejść poniżej zakresuppm. Badania autorów idą w kierunku zbudowania przenośnegomikrosystemu o małym zużyciu energii, który składa sięz modułu prekoncentratora gazów i matrycy sensorów półprzewodnikowych.W wyniku odpowiedniej obróbki sygnałuwyjściowego z zastosowaniem procedur pattern recognitionprzewiduje się uniknięcie konieczności stosowania separatoragazów w postaci kolumny chromatograficznej. Osiągniętoaktualnie współczynnik koncentracji gazu rzędu 10 2 z użyciemprekoncentratora wytworzonego w technologii ceramicznejLTCC.Autorzy pracy dziękują za finansowe wsparcie w ramach projektuEEA Financial Mechanism, project No. PL0081.Literatura[1] Bender F., Barie N., Romoudis G., Voigt A., Rapp M.: Developmentof a preconcentration unit for a SAW sensor micro arrayand its use for indoor air quality monitoring. Sensors and ActuatorsB93, pp. 135-141, 2003.[2] Lu C.-J., Jin C.G., Zellers E.T.: Chamber evaluation of a portableGC with tunable retention and microsensor-array detectionfor indoor air quality monitoring. J. Environ. Monitor. 8 (2006)270–278.[3] Pinnaduwage L.A., Thundat T., J.E. Hawk, D.L. Hedden, P.F.Britt, E.J. Hauser, S. Stepnowski,R.A. McGill, D. Bubb: Detection of 2,4-dinitrotoluene using microcantileversensors. Sensors and Actuators B 99 (2004) 223–229.[4] Groves W.A., Zellers E.T., Frye G.C.: Analyzing organic vaporsin exhaled breath using a surface acoustic wave sensor arraywith preconcentration: selection and characterization of thepreconcentrator adsorbent. Analytica Chimica Acta 371 (1998)131–143.[5] Ito J., Nakamoto T., Uematsu H.: Discrimination of halitosis substanceusing QCM sensor array and a preconcentrator. Sensorsand Actuators B 99 (2004) 431–436.[6] Cho S.M., Kim Y.J., Heo G.S., Shin S.-M.: Two-step preconcentrationfor analysis of exhaled gas of human breath with electronicnose. Sensors and Actuators B 117 (2006) 50–57.[7] Comini E., Ponzoni A., Ferroni M., Faglia G., Vomiero A.,Sberveglieri G.: Conductometric gas sensors based on metaloxidenanowires for chemical warfare agents detection. 3 rd GOS-PEL Workshop: Gas sensors based on semiconducting metaloxides-new directions, 30 Nov – 1 Dec 2009, 49-51, Tübingen,Germany.[8] www.alphasense.com[9] www.vaisala.com[10] www.figarosensor.com[11] Pisarkiewicz T.: Mikrosensory gazów. Monografia, UczelnianeWydawnictwa Naukowo Dydaktyczne AGH, Kraków 2007.[12] Maziarz W., Pisarkiewicz T.: Gas sensors in a dynamic operationmode. Measurement Science and Technology 19, No.5 (2008)1–7.[13] Lewis P.R., Manginell R.P., D.R. Adkins, R.J. Kottenstette, D.R.Wheeler, S.S. Sokolowski, D.E. Trudell, J.E. Byrnes, M. Okandan,J.M. Bauer, R.G. Manley, G.C. Frye-Mason: Recent Advancementsin the Gas-Phase MicroChemLab. IEEE SensorsJournal, 6 (2006) 784–795.[14] Ruiz A.M, Gracia I., N. Sabate, P. Ivanov, A. Sanchez, M. Duch,M. Gerboles, A. Moreno, C. Cane: Membrane-suspended microgridas a gas preconcentrator for chromatographic applications.Sensors and Actuators A 135 (2007) 192–196.[15] Gracia I., Ivanov P., F. Blanco, N. Sabate, X. Vilanova, X. Correig,L. Fonseca, E. Figueras, J. Santader, C. Cane: Influence ofthe internal gas flow distribution on the efficiency of a µ-preconcentrator.Sensors and Actuators B 135 (2008) 52–56.[16] Manginell R.P., Radhaktrishan S., Sharitati M., Robinson A.L.,Ellison J.A., Simonson R.J.: Two-Dimensional Modeling andSimulation of Mass Transport in Microfabricated Preconcentrators.IEEE Sensors Journal, vol. no. 7, July 2007.[17] Blanco F., Vilanova X., Fierro V., Celzard A., Ivanov P., Llobet E.,Canellas N., Ramirez J.L., Correig X.: Fabrication and characterizationof microporous activated carbon-based pre-concentratorsfor benzene vapours. Sensors and Actuators B 132 (2008)90–98.[18] Simoes E.W., de Souza S.G., M. L. Pereira da Silva, R. FurlanH.E.M. Peres: Study of preconcentration on non-polar compoundsin microchannles with constrictions. Sensors and ActuatorsB 115 (2006) 232–239.[19] Pisarkiewicz T., Sutor A., Maziarz W., H. Thust, T. Thelemann:Thin film gas sensors on LTCC. Symp. Proc. IMAPS-EUROPEPrague 2000, 18-20 June 2000, pp. 399–403.[20] Sutor A., Potempa P., T. Pisarkiewicz, W. Maziarz, P. Wójcik:Cienkie warstwy tlenków metali na podłożach ceramicznychLTCC jako mikrosensory gazów. Elektronika, Nr 3, (2002) 21.[21] Pisarkiewicz T., Sutor A., Potempa P., Maziarz W., Thust H., ThelemannT.: Microsensor based on low temperature cofired ceramicsand gas-sensitive thin film. Thin Solid Films, 436 (2003)pp. 84–89.Przypominamy o prenumeracie miesięcznika Elektronika na 2011 r.60Elektronika 10/2010

Alternatywny system nawigacji opartyna przetwarzaniu zobrazowania oraz fuzji danychz czujników inercyjnychdr inż. WOJCIECH KOMORNICZAK, mgr inż. CEZARY ZYCH,dr hab. inż. ADAM KAWALEC, prof. WAT, mgr inż. ALEKSANDRA WROŃSKA-ZYCHWojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki i Telekomunikacji, Instytut Radioelektroniki,WarszawaObecnie do nawigacji wykorzystuje się głównie system nawigacjisatelitarnej, np. GPS (ang. Global Positioning System).Znajduje on zastosowanie w wielu obszarach, na przykład w nawigacjisamochodowej, pieszej, lotnictwie, marynarce. Równieżw zastosowaniach wojskowych wykorzystuje się odbiorniki GPS(np. bezpilotowych aparatach latających). Jednak korzystaniez systemów nawigacji satelitarnej obarczone jest taką wadą, żesygnał ten może być zagłuszany lub dostęp do niego może byćograniczony. Inną wadą stosowania jedynie systemu nawigacjisatelitarnej do pozycjonowania jest to, że informacje nawigacyjnenie są dokładne. Błąd wynikający z zastosowania niedokładnychkwarcowych zegarów w odbiornikach powoduje niedokładnościw określeniu położenia. Ponadto na uzyskane wynikisilnie wpływają warunki propagacji fal, w tym zjawiska związanez odbiciami, wielodrogowością i przesłanianiem anten odbiornikówGPS. Sytuacja może ulec dodatkowemu skomplikowaniu,gdy odbiornik GPS usytuowany jest w pobliżu urządzeńemitujących fale e-m, jak np. urządzenia łączności pokładowej.Rzeczywiste położenie obiektu może się znajdować w obrębienawet ok. 100 m od otrzymanych współrzędnych.Nawigacja inercyjnaNajczęściej wykorzystywaną alternatywą dla nawigacji satelitarnejjest nawigacja zliczeniowa. Polega ona na zastosowaniuczujników inercyjnych (np. żyroskop) oraz czujnikówbezwzględnych typu odometr.System nawigacji inercyjnej (tzw. bezwładnej) jest całkowicieautonomicznym systemem, w którym określanie położeniaodbywa się na podstawie informacji o poprzednich i bieżącychparametrach obiektu [1]. Ten pasywny system, w odróżnieniuod systemów satelitarnych, nie potrzebuje do poprawnejpracy sygnałów pochodzących od usług zewnętrznych. Dlategowłaśnie ten rodzaj nawigacji jest często wykorzystywanyw aplikacjach wojskowych. Podstawową wadą systemu inercyjnegojest to, że wraz z upływem czasu kumuluje się błądwyznaczania pozycji [2].Sercem systemu nawigacji inercyjnej jest komputer (mikrokontroler),który odczytuje zmieniające się podczas ruchuwartości sygnałów pochodzących z czujników i na ich podstawiewyznacza pozycję, położenie oraz prędkość (rozumianąjako kierunek i szybkość wykonywanego ruchu) obiektu.W skład systemu inercyjnego wchodzą czujniki takie jak akcelerometryi żyroskopy. Tak zbudowany system pozwala nawyznaczanie położenia względnego (w stosunku do punktustartowego). Gdy jednak system ma za zadanie wskazywaćpołożenie bezwzględne należy na początku w układzie inercyjnymzdefiniować obecną pozycję, (może to odbyć się zapomocą odbiornika GPS lub być wprowadzone ręcznie przezoperatora). Po tej inicjalizacji system sam będzie na bieżącowyliczać położenie.Właściwościami systemów inercyjnych są: możliwość wykrywaniazmian pozycji geograficznej (w którą stronę odbyłsię ruch, np. na wschód), zmian prędkości (wartość prędkościoraz kierunek ruchu) oraz zmian położenia względem osi czułości.Dzieje się tak ponieważ system mierzy przyspieszenialiniowe oraz przyspieszenia kątowe.System nawigacji inercyjnej można stosować w przeróżnychaplikacjach, zarówno samochodowych, samolotowych,łodzi podwodnych oraz pocisków naprowadzanych. Jednakjest to system, który obarczony jest błędem kumulującym sięw czasie. Dlatego w wielu aplikacjach jest on korygowany np.sygnałem z odbiornika GPS. W referacie przedstawiono jednakmożliwość korekcji systemu INS (ang. Inertial NavigationSystem) cyfrowym przetwarzaniem zobrazowania wideo z kameryumieszczonej na nawigowanym obiekcie.Cyfrowe przetwarzanie zobrazowania wideoAby dokonać rozpoznania danego obrazu należy przejśćprzez następujące procesy [3]:– Pobranie obrazu (kamera),– Digitalizacja – przetworzenie na postać cyfrową,– Wstępna obróbka obrazu (np. zmiana jasności, wyostrzeniekontrastu, filtracja),– Lokalizacja interesujących obiektów z obrazu (np. wykrywaniekrawędzi, analiza prostych sąsiedztw),– Oddzielenie obiektu od tła,– Klasyfikacja obiektu na podstawie jego parametrów.Po pobraniu analogowego sygnału wideo należy go przetworzyćna postać cyfrową. Aby nie tracić czasu na rozpoznawanieobrazu o dużej rozdzielczości, a jednocześnie nie tracićinformacji szczegółowych, najczęściej pobiera się obrazyo dużej rozdzielczości a następnie obszar dokonuje selekcjiinteresującego obszaru i dopiero wtedy poddaje się dalszejanalizie [4]. Podczas wstępnej obróbki obrazów (ang. preprocessing)następuje filtracja, której zadaniem jest eliminacjazakłócenia. Następnie interesujący obiekt jest wydobywanyz tła, wykrywa się krawędzie, analizuje się histogram obrazui ewentualnie równoważy się go. Dalszego przetwarzaniaobrazu dokonuje się na zasadzie segmentacji. Wtedy zostajązlokalizowane obiekty, ich kształt oraz cechy charakterystyczne.Kolejnym poziomem przetwarzania obrazu jest analizaruchu obiektu.Do interpretacji obrazu trójwymiarowego, a mianowicie dookreślenia relacji przestrzennych różnych obiektów należyuzyskać co najmniej dwa obrazy, które powstały przez rzutowanietrójwymiarowych przestrzeni na dwa, niepokrywającesię punkty. Gdy mamy do czynienia z analizą obrazów w czasierzeczywistym przeważnie używa się kamer czarno-białych(bądź podczerwieni).Mimo, że cyfrowe przetwarzanie obrazu nie jest jeszczedoskonałe (tzn. w wielu aspektach nie dorównuje ludzkiemuzmysłowi wzroku), to jednak ma również swoje zalety, wśródktórych wymienić można [4]:– niższą cenę analizy, raz wytworzony algorytm można łatwoi tanio powielać,– szybszy czas reakcji,Elektronika 10/2010 61

Rys. 1. Wykrywanie krawędzi przy użyciu algorytmu Canny’egoFig. 1. Edge detecting using Canny’s algorithm– powtarzalność wyników,– automatyczne rejestrowanie wyników,– możliwość dowolnego programowania procesu przetwarzania,– brak wrażliwości na zmęczenie, znudzenie, stres,– pracę nie tylko w zakresie światła widzialnego, ale równieżnp. w podczerwieni,– pracę w miejscach niedostępnych bądź niebezpiecznychdla ludzi.Algorytm Canny’egoPierwszym etapem do poprawnego wykrycia i przywiązaniasię do punktu charakterystycznego na obrazie jest wyznaczeniekrawędzi. Detekcja krawędzi odbywa się poprzez wyznaczeniemiejsc o dużych zmianach luminancji. Na dokładnąlokalizację krawędzi pozwala algorytm Johna Canny’ego.Bazuje on na jednowymiarowym modelu krawędzi skokowejw ciągłej dziedzinie, o amplitudzie h Ez dodatkowym białymszumem Gaussa o standardowym odchyleniu σ. Proces detekcjipolega na złożeniu sygnału zaszumionej krawędzi f (x)z asymptotycznym filtrem h(x) o amplitudzie równej zerow przedziale (0, –W) i (W, +∞). Gradient złożenia funkcji f (x)i h(x) w punkcie lokalnego maksimum zaznaczana jest jakokrawędź. W celu wyboru właściwego impulsu filtrującego h(x)Canny stworzył trzy kryteria [6]:– Kryterium dobrej detekcji: powinien rozpoznawać tyle rzeczywistychkrawędzi ile się da. Ma to na celu maksymalizacjęamplitudy stosunku sygnału do szumu gradientu:hE SNR = S( h)(1)gdzie:σ−W S h(2)– Kryterium dobrej lokalizacji: rozpoznana krawędź powinnależeć maksymalnie blisko rzeczywistej krawędzi na obrazie.Współczynnik lokalizacji wyznacza się następującymwzorem:hE LOC = L( h)(3)σgdzie:'h x L h(4)62( )( )0=W∫−W= W−W∫ h( x)[ h( x)( )'∫ [ h ( x)]dx2] dx2dx– Minimalna odpowiedź: każda krawędź powinna być wskazanaraz, bez tworzenia fałszywych krawędzi.Proces detekcji składa się z następujących etapów [6]:– Rozmycie obrazu przy pomocy filtru Gaussa. Maska i rozmiarfiltru zależą od odchylenia standardowego szumuobrazu wejściowego.– Znajdowanie intensywności gradientu. Krawędzie mogązostać wykryte pod różnymi kątami, dlatego żeby wszystkiezostały uwzględnione stosuje się filtry detekcyjne. Najpierwwyznaczona zostaje wartość gradientu dla poszczególnychkierunków [5]:( ) ( ) ( ) 2 M x, y = E x,y2 E x , y(5)x+następnie obliczany jest kąt nachylenia gradientu zgodnie zewzorem [5]:⎛ Ey( x,y)⎞ H ( x,y)= arctan⎜(6)⎝ E ( x y) ⎟⎟ x, ⎠– Filtrowanie nie maksymalnych pikseli. Wyznaczonekrawędzie mają pewną grubość, zwykle większą od 1i charakteryzują się rozmyciem w miarę oddalania odrzeczywistej linii krawędzi. Mając jednak tablicę kierunkówmożna usunąć niepotrzebne piksele. Każdy pikselbadany jest pod względem jego otoczenia. W przypadkupiksela, który może być częścią krawędzi, badanyjest najbliższy sąsiad w osi prostopadłej do kierunku liniiprzechowywanego w tablicy kierunków. Jeżeli natężeniepiksela nie jest większe od obu sąsiednich, piksel nie jestbrany pod uwagę.– Progowanie histerezowe. Stosuje się progowanie z użyciemdwóch progów – dolnego i górnego. Jeżeli wartośćgradientu G(i, j ) jest większa niż próg górny, punkt należydo linii. Wartości mniejsze od progu dolnego są odrzucane,a wartości mieszczące się w przedziale sprawdzasię z sąsiednimi, aż do znalezienia końca w punkcie progowym.Problemem w stosowaniu algorytmu jest dobór σ dolnegoi górnego progu. Przeszacowanie odchylenia spowoduje nadmiernerozmycie obrazu przy wstępnej filtracji, jego niedoszacowaniepozostawi szum. Podobnie z progami – zbyt niskiepozostawią szum, za wysokie odfiltrują zbyt dużo linii.Założenia wstępne systemuPrzedstawiony alternatywny system nawigacyjny oparty naprzetwarzaniu zobrazowania wideo oraz fuzji danych z czujnikówinercyjnych miałby służyć do nawigowania platformąlatającą o następujących parametrach:yElektronika 10/2010

Rys. 2. Schemat blokowy układuFig. 2. Block diagram– czas lotu: ok. 2 h,– waga do 5 kg,– rozpiętość skrzydeł: ok. 2,5 m,Platforma ta wyposażona będzie w zbudowany układorientacji przestrzennej i kursu (AHRS), czujnik ciśnieniado określania wysokości nad poziomem morza i prędkości,odbiornik GPS, który posłuży do sprawdzenia poprawnościmetody oraz urządzenie do pozyskania zobrazowania(kamerę).Przetwarzanie zobrazowania z pokładu samolotubezpilotowegoPrzetwarzanie obrazu wiąże się ze znalezieniem charakterystycznychobiektów na dwóch sąsiednich klatkach obrazu(skrzyżowanie dróg, budynek itp.). Dzięki rozróżnieniu punktówcharakterystycznych na odpowiednio następujących posobie klatkach możliwe jest wyznaczenie drogi i prędkościjaką przebył BAL w czasie pomiędzy klatkami. Informacja tabędzie wykorzystywana do korekcji położenia wyznaczonegona podstawie AHRS oraz magnetometru.⎡xj,2/ fx ⎤ ⎡xj,1/ fx ⎤e n n nn∆Pj= Pj,2− Pj,1= R⎢2yj,2/ f⎥cyd2R⎢c1yj,1/ f⎥⎢ ⎥−⎢y⎥d1(7)⎢⎣1 ⎥⎦⎢⎣1 ⎥⎦R – macierz transformująca pomiędzy kadrem kamery (c) i kadremnawigacji BAL (n),X oraz Y – pozycja piksela śledzonej cechy,fx oraz fy – długości ogniskowych kamery w osi x oraz y,d – wysokość.PodsumowanieIstnieją alternatywne systemy pozycjonowania odpowiednie domałych bezpilotowych aparatów latających. Odpowiedni dobóralgorytmu do przetwarzania zobrazowania wideo i interpretacjipozwala wykorzystać wydobyte informacje do stworzenia nowegosystemu przeznaczonego do określonego działania.Praca naukowa finansowana ze środków NarodowegoCentrum Badań i Rozwoju jako Projekt BadawczyZamawiany PBZ-MNiSW-DBO-04/I/2007.Rys. 3. Przetwarzanie zobrazowania z pokładu aparatu latającegoFig. 3. Image signal processing from miniUAVLiteratura[1] Moszyński M.: Systemy Nawigacji Satelitarnej GPSi Galileo., Gdańsk, 2006.[2] www.wikipedia.org Inertial navigation system[3] Gonzalez R.C., Woods E.R.: Digital Image Processing.2002.[4] Tadusiewicz R., Korohoda P.: Komputerowa analizai przetwarzanie obrazów. Kraków 1997.[5] Bing Wang, ShaoSheng Fan: An improved CANNYedge detection algorithm. China 2009.[6] Ludwiczuk R. : Algorytm Canny’ego detekcji krawędziw procesie segmentacji obrazów medycznych. Chełm2003.Elektronika 10/2010 63

Sonar z syntetyczną aperturądr hab. inż. ADAM KAWALEC, mgr inż. MARCIN SZUGAJEW, mgr inż. PIOTR SERAFINWojskowa Akademia Techniczna, Instytut Radioelektroniki, Wydział Elektroniki, WarszawaTechnika syntetyzowania apertury pozwala na uzyskiwaniezobrazowań radiolokacyjnych o bardzo wysokich rozdzielczościach,porównywalnych z długością wykorzystywanej falinośnej. Zasada syntezy apertury opiera się na wykorzystaniuwzględnego ruchu pomiędzy sensorem, a obserwowanymobiektem do utworzenia wirtualnego szyku antenowego.W ten sposób poprzez użycie anteny o stosunkowo szerokiejcharakterystyce kierunkowej możliwe jest uzyskanie bardzodużej rozróżnialności systemu w dziedzinie azymutu.W klasycznej konfiguracji sensor (radar lub sonar) przemieszczasię wzdłuż znanej trajektorii i poprzez antenę, którejgłówny listek charakterystyki azymutalnej skierowany jestprostopadle do kierunku ruchu nosiciela (rys. 1), opromieniowujeobserwowany obszar falą elektromagnetyczną bądźdźwiękową.Sygnały echa odbite od obiektów znajdujących się w obserwowanejprzestrzeni powracają do anteny, są odbierane,poddawane wstępnej obróbce i zapamiętywane, a po przebyciuprzez sensor drogi równej długości żądanej syntetycznejapertury L sygnały te są przetwarzane w taki sposób, jakbypochodziły z rzeczywistej anteny o tej długości.Przyjąwszy, iż wstępnie przetworzone sygnały odebranepoddawane są detekcji kwadraturowej oraz próbkowane,strukturę sygnału echa odbitego od pojedynczego obiektupunktowego można przedstawić w następujący sposób:W celu uzyskania zobrazowania o wysokiej rozróżnialnościazymutalnej układ musi dokonać koherentnego sumowaniasygnałów zapamiętanych podczas obserwacji. Należy przy tympamiętać, że odległość pomiędzy sensorem a obiektem, występującaw wykładniku zależności (1), zmienia się w czasie ruchunosiciela. Zjawisko to noszące nazwę migracji odległości (ang.Range Migration), wpływa na algorytm syntezy zobrazowania.Dla utrzymania koherencji sygnałów na długiej drodze sumowania(syntetycznej aperturze) należy skompensować nie tylkozmiany fazy wynikające z migracji odległości, lecz także zmianypołożenia sygnału w pamięci systemu. System z syntetycznąaperturą uwzględniający zjawisko migracji odległości w literaturzeokreślany jest jako zogniskowany (ang. Focused SAR/SAS).W związku z powyższym operację syntezy zobrazowaniaw zogniskowanym systemie echolokacji z syntetyczną aperturąmożna przedstawić następująco:Gm,n=N / 2∑sm+p,n'p=−N/2⎛ 2 π ⎞− j ⎜ 2 Rp⎟⎝ λ ⎠gdzie: n′ jest zmodyfikowanym numerem komórki odległościowej,w której przechowywany jest sygnał, n′ wynika z migracjiodległości i jest obliczany na podstawie R p– czyli odległościpomiędzy celem a radarem zależnej od położenia anteny radaruw p-tym sondowaniu. Wielkość jest opisana zależnością:e(2)λ s m= Ae(1)gdzie: A jest amplitudą sygnału, R 0– odległością celu od trajektoriiradaru, ∆R – rozmiarem komórki odległości, a λ – długościąwykorzystywanej fali nośnej.64, n2πj ( R0 + n∆R)Rys. 1. Geometria systemu z syntetyczną aperturą na przykładzielotniczego radaru obserwacji bocznejFig. 1. Geometry of a synthetic aperture system based on sidelookingairborne radarR22 2( x + pd − x ) + ( y − y )p=R0 C R0C+ hgdzie: (x R0, y R0) są początkowymi współrzędnymi radaru,(x C, y C) – współrzędnymi celu, h – wysokością lotu nosiciela,a d – odległością pomiędzy kolejnymi położeniami radaru.Opisana technika obserwacji obszaru nosi nazwę mapowania(ang. Stripmap SAR/SAS) i jest jedną podstawowychtechnik stosowanych w obrazowym radiolokacyjnym rozpoznaniuterenu.Inną techniką obrazowania obiektów za pomocą echolokacjijest zastosowanie odwróconego systemu z syntetycznąaperturą (ang. Inverse SAR – ISAR lub Inverse SAR – ISAS).Ideą systemów ISAR/ISAS jest obrazowanie poruszającegosię obiektu przez nieruchomy radar lub sonar. Ruch obiektumoże być liniowy lub obrotowy, jednak konieczna do właściwejsyntezy zobrazowania jest znajomość parametrów geometriiukładu oraz parametrów ruchu obrazowanego obiektu.Geometrię takich rozwiązań ilustruje rysunek 2.W przypadku liniowym zależności opisujące krzywe odległościoraz zmiany fazy początkowej sygnałów echa są analogicznejak w systemie prostym.W przypadku obrotowym każdy punkt obrazowanego celucharakteryzuje się inną trajektorią ruchu względem obiektu.Przyjmijmy układ współrzędnych o początku w miejscu ulokowaniasensora. W takim przypadku trajektorię punktu możnaopisać zależnością:2( ( )) ( )22 R = x − x + r sin p∆ω+ y −y− rcos(p∆ωh (4)p R0 C0R0C0) +gdzie: (x C0, y C0) są początkowymi współrzędnymi obrazowanegopunktu, r – odległością punktu od środka obrotu,(3)Elektronika 10/2010

Rys. 2. Zasada działania odwróconego systemu z syntetycznąaperturą przy: a) liniowym i b) obrotowym ruchu celuFig. 2. The priciple of an inverse synthetic aperture system fora) linear i b) rotating target movement∆ω – kątem, o który dokonywany jest obrót celu po każdymsondowaniu, natomiast h – wysokością położenia sonaru nadpłaszczyzną obrotu punktu.Po uwzględnieniu odmiennego charakteru krzywych odległościmożna przeprowadzić syntezę zobrazowania na zasadzieanalogicznej jak w przypadku z ruchem liniowym.Sonar z syntetyczną aperturąZe względu na fakt, iż wykonanie radaru oraz jego badaniapodczas prawdziwej misji (np. lotniczej) związane są bardzodużymi kosztami, w celu przebadania różnych technik syntezowaniaapertury opracowano testowy system sonarowy opartyo kartę dźwiękową komputera osobistego.Wykorzystano w tym celu komputer przenośny z kartąo maksymalnej częstotliwości próbkowania 48 kHz, głośnikdynamiczny o średnicy 78 mm oraz mikrofon elektretowy.Generacją sygnałów sondujących oraz akwizycją i wstępnąobróbką sygnałów odebranych zarządza aplikacja napisanaw języku C++. Pozwala ona na zdefiniowanie parametrówakustycznych impulsów z liniową modulacją częstotliwości(czas trwania impulsu, częstotliwość środkowa, dewiacja częstotliwości).Generowane przez aplikację sygnały, z wyjściakarty dźwiękowej, podawane są, poprzez zewnętrzny wzmacniacz,na głośnik, który emituje je w kierunku obserwowa-nych obiektów. Sygnały echa odbite od obiektów odbieranesą przez mikrofon i podawane na wejście mikrofonowe kartydźwiękowej komputera. Rysunek 3. przedstawia schematfunkcjonalny opisywanego sonaru.W czasie projektowania i wstępnych badań sonaru, podstawowymproblemem stała się synchronizacja odebranychsygnałów z momentem emisji sygnału sondującego. Aby zapewnićkoherentną obróbkę sygnałów, wprowadzono krótkiimpuls synchronizujący generowany w drugim kanale kartydźwiękowej, występujący w chwili rozpoczęcia się impulsusondującego. Impuls synchronizujący podawany jest bezpośrednioz wyjścia głośnikowego karty dźwiękowej na jej wejściemikrofonowe poza kanałem sygnałowym.Odebrane sygnały są poddawane filtracji dopasowanej,a dzięki wewnętrznej liniowej modulacji impulsów sondujących(ang. Linear Frequency Modulation – LFM) następuje ichkompresja. Pozwala to na uzyskanie lepszej rozróżnialnościodległościowej sonaru oraz poprawia stosunek sygnału do zakłóceń.Po kompresji impulsu sygnały z każdego sondowaniazapisywane są do osobnych plików.Do syntezy zobrazowania oraz prezentacji wyników opracowanazostała kolejna aplikacja napisana w języku C++.Wczytuje ona tzw. „surowe sygnały” i na podstawie parametrówpomiaru takich jak, długość fali, odstęp pomiędzy kolejnymipołożeniami sonaru, prędkość dźwięku dokonuje syntezyzobrazowania.W aplikacji wykorzystano najwolniejszy, jednak zarazemnajdokładniejszy algorytm syntezy zobrazowania SAS nazywanykorelacją w dziedzinie czasu (ang. Time Domain Correlation– TDC). Polega ona na bezpośrednim sumowaniuodpowiednio przesuniętych w fazie próbek zgodnie z zależnością(2). Dokładność tego algorytmu wynika z braku założeńupraszczających pozwalających innym algorytmom naznaczne przyspieszenie obliczeń za cenę akceptowalnegopogorszenia jakości zobrazowania.Dla uzyskania odpowiedniej dokładności przetwarzania koniecznajest znajomość dokładnej wartości prędkości dźwięku.Wartość tę obliczano na podstawie przybliżonej zależności: = 331 ,5 + 0.6θ(5)v Dgdzie: ν Djest prędkością dźwięku, a θ jest temperaturą w stopniachCelsjusza.Analiza wyników eksperymentalnychZa pomocą opracowanego sonaru dokonano pomiarówwykorzystując różne techniki obrazowania. W pierwszymprzypadku zastosowano opisaną wcześniej technikęStripmap SAS. Sonar był przesuwany wzdłuż liniiprostej na wysokości stołu laboratoryjnego i obserwowałobiekty umieszczone na podłodze. Wykorzystanotechnikę tzw. „Start-Stop” tj. przesuwano sonar w nowepołożenie, dokonywano pomiaru, gdy sensor był w bezruchu,a następnie przesuwano go w kolejne położenie.Rysunek 4. przedstawia obrazowane obiekty, natomiastrys. 5 – sygnał surowy oraz zobrazowanie sonaruz syntetyczną aperturą.Rys. 3. Schemat funkcjonalny sonaru zrealizowanego w oparciuo kartę dźwiękową komputeraFig. 3. Scheme of a sonar based on a sound card of a personal computerRys. 4. Obiekty obrazowane przez sonarFig. 4. Obiects imaged by the sonarElektronika 10/2010 65

a) b)dzióbazymutazymutogonsamolotkrawędźskrzydłacelkartonowyodległośćodległośćRys. 5. Wyniki pomiarów w trybie Stripmap SAS: a) sygnał surowy, b) zobrazowanie SASFig. 5. Sample results of the sonar in Stripmap SAS mode: a) raw signal, b) SAS imagea)b)c)Rys. 6. Przekroje zobrazowania SAS reflektora rogowego dla trzechzałożonych prędkości dźwięku: a) 340 m/s, b) 346 m/s i c) 350 m/sFig. 6. Cross-sections of SAS images of a corner reflector forthree different values of the speed of sound a) 340 m/s, b) 346 m/s and c) 350 m/sObrazowanymi obiektami były cel kartonowy o nieregularnymkształcie oraz styropianowy model samolotu. W doświadczeniuwykorzystano impulsy sondujące o częstotliwościśrodkowej f 0= 11,5 kHz (λ = 3 cm) i dewiacji częstotliwościrównej 2,5 kHz, odstęp między położeniami sonaru wynosiłd = 1,5 cm. Cele znajdowały się odpowiednio na odległościach1,5 m – model samolotu oraz 2 m cel kartonowy.Ze względu na wykorzystywaną długość fali akustycznejoraz geometrię pomiaru i kształt modelu samolotu jego zobrazowaniepojawiło się w formie szczątkowej, fale dźwiękoweodbiły się od powierzchni skrzydeł i zostały wyemitowanew kierunku od sonaru. Najwyraźniejszymi elementami modelusą dziobowa wnęka na kamerę oraz ogon. Daje się równieżzaobserwować śmigła oraz boczne krawędzie skrzydeł.Cel kartonowy, którego użyto, został zobrazowany w postacidwóch linii odpowiadających ścianom skierowanym w stronęsonaru, ponieważ ściany boczne odbijały fale dźwiękowew kierunku od sonaru.Jak przedstawiono wcześniej właściwe oszacowanieprędkości dźwięku jest konieczne do uzyskania zobrazowaniao wysokiej jakości. Przyjęcie do obliczeń błędnej wartościprędkości propagacji fali skutkowało niedopasowaniem funkcjireferencyjnej do sygnału, a tym samym zmniejszeniemamplitudy obrazu celu oraz zwiększeniem jego rozmiarówazymutalnych. Na rys. 6. przedstawiono przekroje zobrazowaniareflektora rogowego w kierunku azymutu przy trzechróżnych wartościach prędkości dźwięku. Właściwa, wynikającaz temperatury panującej w czasie pomiarów prędkośćdźwięku wynosiła 346 m/s. Można zaobserwować wyraźnądegradację zobrazowania w przypadku innych wartościprędkości.a)ypunktobrotub)yRys. 7. Zdjęcia i zobrazowania ISAS: a) celu kartonowego, b) drukarkiFig. 7. Photos and ISAS images of a) cardboard box target, b) computer printerxx66Elektronika 10/2010

Drugą z przebadanych technik był odwrócony sonar z syntetycznąaperturą – ISAS.W przeprowadzonych badaniach wykorzystano ten samcel kartonowy, którego użyto do badania prostego SAS orazdrukarkę atramentową. Cele umieszczane były na stole obrotowymz wyskalowaną podziałką. W doświadczeniu wykorzystanoimpulsy sondujące o częstotliwości środkowej f 0=11,5 kHz (λ = 3 cm) i dewiacji częstotliwości równej 2,5 kHz,Krok obrotu wynosił 1°. Sonar znajdował się w odległościR 0= 1,5 m, na wysokości blatu stołu obrotowego (h = 0 m).Rysunek 7. przedstawia kolejno dwa cele umieszczone nastole obrotowym oraz ich zobrazowania ISAS we współrzędnychprostokątnych.Na zobrazowaniu ISAS celu kartonowego najbardziejwyraźnym fragmentem celu jest kąt wklęsły, który dzięki podwójnemuodbiciu fal dźwiękowych w największym zakresiekątów dawał odbicie w kierunku do sonaru. Pozwoliło to nakoherentne zsumowanie jego ech na najdłuższym fragmenciesyntetycznej apertury. Podobnie w przypadku zobrazowaniadrukarki, gdzie najlepiej widocznymi elementami są wklęsłekąty pomiędzy szufladą na wydruki a ściankami urządzenia.PodsumowanieW artykule przedstawiono wyniki badań różnych technik syntezyapertury dokonywanych za pomocą sonaru zrealizowanegona bazie karty dźwiękowej komputera osobistego. Rozwiązanietakie, oprócz minimalizacji poniesionych kosztów, pozwoliłona wykonywanie pomiarów w warunkach laboratoryjnych.Wyniki przeprowadzonych doświadczeń wskazują, iż modelowaniesystemów SAR za pomocą do fal akustycznychpozwala na przebadanie większości charakterystycznych zjawisk,za wyjątkiem tak specyficznych jak np. polaryzacja fali,nie występująca dla fal dźwiękowych w gazach.Podstawowymi problemami z jakimi trzeba było się zmierzyćpodczas realizacji badań były: synchronizacja impulsówsondujących i uzyskanie koherencji, ograniczenie częstotliwościsygnału przez charakterystykę karty dźwiękowej oraz dokładneustalenie prędkości dźwięku dla warunków panującychw momencie dokonywania pomiarów.W dalszych badaniach autorzy pragną wykorzystać kartypomiarowe pozwalające na użycie znacznie wyższych częstotliwościi charakteryzujące się większą stabilnością parametrówczasowych.Praca naukowa finansowana ze środków Narodowego CentrumBadań i Rozwoju jako Projekt Badawczy Zamawiany PBZ-MNiSW-DBO-04/I/2007.Literatura[1] Curie A.: Synthetic Aperture Radar. Electronic & CommunicationEngineering Journal August 1991, pp. 159–170.[2] Skolnik M. I.: Radar Handbook. Second Edition. McGraw – Hill,1990.[3] Vincent F., Mouton B., Chaumette E. Nouals C., Besson O.:Synthetic Aperture Radar Demonstration Kit for Signal ProcessingEducation. IEEE International Conference on Acoustic,Speech and Signal Processing, ICASSP 2007, vol. 3,pp. III–709–III–712.Optyczny detektor skażeń HF, SO 2, CO 2, NO 2z wykorzystaniem interferometru Fabry’ego- Perot’aJAROSŁAW ŁAWREŃCZYK 1 , dr hab. inż. MAŁGORZATA JAKUBOWSKA 1, 21Politechnika Warszawska, Wydział Mechatroniki, 2 Instytut Technologii Materiałów Elektronicznych, Warszawamgr inż. WIESŁAW GALLEWICZ, Galwes – Wesoła, Warszawa WesołaPrezentowanym urządzeniem jest detektor gazów, działającyna zasadzie pomiaru absorpcji promieniowania podczerwonego(ang. NDIR) przeznaczony do identyfikacji skażeńgazami HF, SO 2, CO 2, NH 3,oraz określenia ilości tych gazów.Urządzenie jest przeznaczone do detekcji gazów spalinowychze spalarni śmieci, w tym spalarni odpadów niebezpiecznych.Fizyczną podstawą działania urządzenia jestabsorpcja promieniowania elektromagnetycznego, przezcząsteczki posiadające moment dipolowy, zmieniający siępodczas drgań, skutkiem tego promieniowanie o częstotliwościdrgań własnych cząsteczki jest absorbowane [1,2]. Prezentowanametoda pomiaru posiada bardzo dużą czułość,zależną tylko od drogi optycznej promieniowania w badanymgazie i rodzaju gazu, dzięki czemu zbudowane urządzeniepozwala mierzyć niewielkie stężenia rzędu pojedynczychppm (part per milion).Urządzenie jest przeznaczone do pomiaru stężenia HF,SO 2, CO 2, NO 2, czyli gazów szkodliwych dla środowiska. Obowiązekprowadzenia takich pomiarów, ciągle, bądź okresowonakłada rozporządzenie ministra środowiska [3]. Spalarnieodpadów są zgodnie z obowiązującym prawem zobowiązanedo prowadzenia stałego monitoringu emisji wyżej wymienionychgazów. W rozporządzeniu określono, że pomiarów takichwymaga się m. in. w instalacjach do spalania odpadówi instalacjach energetycznego spalania paliw. Rozporządzenieokreśla, jakie substancje należy mierzyć, a także referencyjnemetody pomiaru dla limitowanych substancji. Najczęstsząmetodą pomiaru stężenia tych gazów jest prezentowana dalejmetoda absorpcji podczerwieni. Ponadto pomiar składu spalinpozwala zoptymalizować proces spalania.Celem badań prezentowanych w niniejszym artykule byłoskonstruowanie urządzenia do pomiaru skażeń gazami HF,SO 2, CO 2, NO 2oraz określenie jego czułości i rozdzielczości.Zasada jego działania opiera się na pomiarze widma promieniowania,absorbowanego przez badane gazy. Widmo tobada się filtrem interferencyjnym przestrajanym [4,5]. Komorapomiarowa jest tak zbudowana, aby następowało wielokrotneodbicie promieniowania w celu zwiększenia jego drogioptycznej w badanym gazie. W tym celu został zastosowanyfiltr przestrajany, w postaci interferometru Fabre’ego – Perot’a(F-P) wykonany w technologii MOEMS i umieszczony w jednejobudowie z detektorem piroelektrycznym. Sprawdzonezostały właściwości komory pomiarowej, w której ze względuwielokrotne odbicie i rozbieżność wiązki nadajnika rzęduElektronika 10/2010 67

30ş oraz rozproszenie promieniowania. Droga optyczna niejest dokładnie znana i łatwiej zmierzyć czułość zbudowanegourządzenia niż stworzyć odpowiednio dokładny model matematycznydo obliczenia drogi optycznej.Budowa nowego, zminiaturyzowanego urządzenia wymagałarozwiązania problemów z dziedziny mechaniki (budowakomory pomiarowej, filtracja próbki), optyki (uzyskanie dużejdrogi optycznej przy niewielkich gabarytach, zależność pasmafiltru F-P od apertury, elektroniki (uzyskanie dużego stosunkusygnału od szumu, kształtowanie pasma przenoszenia toruanalogowego, minimalizacja zakłóceń z układów cyfrowychi zasilania) i informatyki (algorytm sterowania urządzenia powinienspełniać sprzeczne wymagania jak szybkość pomiarui czułość eliminować wpływ innych substancji niż badane nawynik pomiaru, więc urządzenie dobrze wpisuje się w interdyscyplinarnądziedzinę wiedzy, jaką jest mechatronika.Budowane urządzenie jest nowocześniejszą i zminiaturyzowanąwersją urządzenia wykonanego w firmie Galweskilka lat temu przy wykorzystaniu innych detektorów, filtrówi budowie komory pomiarowej, ale opierającego się na tej samejzasadzie pomiaru. Urządzenie to pozwala na wykrywaniestężeń omawianych gazów na poziomie pojedynczych ppm.Autorzy wykorzystali część doświadczeń zdobytych w czasieopracowania poprzedniej konstrukcji.Schemat i zasada działania detektoraskażeń chemicznychGłówną ideą w konstrukcji urządzenia jest zastosowanie przestrajanegofiltru optycznego w urządzeniu NDIR (Non DispersiveInfrared), dzięki czemu układ ma lepszą stabilność odtradycyjnych układów z dwoma detektorami w tym jednym referencyjnym[4]. Dzięki temu jest on bardziej trwały i bardziejpodatny na miniaturyzację od układów z mechaniczną wymianąfiltrów. Użycie filtru przestrajanego umożliwia wyeliminowaniewpływu częściowego nakładania się widm na otrzymanywynik analizy oraz minimalizuje zakłócenia od substancji,które nie są mierzone a mają pasma absorpcji w badanymzakresie jak np. pary wodnej.Na rysunku 1 przedstawiono schemat blokowy detektoraskażeń chemicznych. Składa się on z części mechanicznej,w której skład wchodzą pompa pobierająca próbki do analizyi filtr cząstek stałych. Pompa pracuje w sposób ciągły, więcwymagana jest duża niezawodność tego podzespołu. Powinnaona być odporna chemicznie, na substancje badanei nie powinna wprowadzać zanieczyszczeń wykrywalnychw badanym paśmie podczerwieni. W prototypie zastosowanopompę wyporową, łopatkową, sprawdzoną w innych detektorachskażeń zbudowanych w firmie Galwes. Zadaniem filtrucząstek stałych jest niedopuszczenie do zanieczyszczeniapowierzchni optycznych. Ponieważ będzie filtrować gazy spalinowepowinien mieć dużą pojemność na gromadzone zanieczyszczenia,aby zapewnić długi czas bezawaryjnej pracy.Część optyczna detektora składa się z komory pomiarowej,promiennika i czujnika podczerwieni. Układy elektronicznezawierają płytkę zasilacza sieciowego, płytkę wzmacniaczysygnałów z detektora podczerwieni, płytkę przetworników A/C i mikrokontrolera oraz płytkę wzmacniaczy czujników elektrochemicznych.Podział układów elektronicznych pomiędzypłytki został wybrany tak, aby oddzielić źródła zakłóceń odukładów wzmacniających małe sygnały.Jako źródło promieniowania podczerwonego zastosowanotermiczny promiennik podczerwieni z reflektorem. Wykorzystanyelement ReflectIR-P1N charakteryzuje się małą stałą czasową,tak że możliwa jest modulacja elektryczna do częstotliwości30 Hz ze współczynnikiem modulacji powyżej 50%.Detektorem podczerwieni jest detektor piroelektryczny zezintegrowanym w jednej obudowie filtrem Fabry’ego-Perot’a(F-P) i wzmacniaczem operacyjnym. Detektor piroelektrycznyposiada bardzo dużą rezystancję równoległą (w schemaciezastępczym), co wraz z jego pojemnością wewnętrzną ograniczagórną częstotliwość graniczną do kilku Hz. Wbudowanywzmacniacz operacyjny w układzie przetwornika prąd-napięcie,poszerza pasmo do kilkudziesięciu Hz, w porównaniudo wzmacniacza napięciowego z tranzystorem unipolarnymw układzie wtórnika źródłowego na wejściu. Wadą dostępnychna rynku detektorów z filtrem F-P jest mały zakres przestrajaniawbudowanych filtrów F-P, a także dostępność takichelementów tylko na zakres 3…4 µm lub 4…5 µm. Może tospowodować konieczność zastosowania dwóch detektorów.Ponadto układ wymaga kalibracji, ponieważ każdy filtr F-P mainną charakterystykę długości fali w funkcji napięcia. Poza tymwadą filtrów interferencyjnych jest zależność szerokości pasmafiltru od kąta padania promieniowania.Rys. 1. Schemat blokowy detektora skażeń chemicznychFig. 1. Block diagram of the chemical contamination detector68Elektronika 10/2010

Rys. 2. Wygląd komory pomiarowej urządzenia(dół) w porównaniu z poprzednią konstrukcją(góra)Fig. 2. Sample chamber (bottom) for comparationpreverius device (top)Rys. 3. Budowa komory pomiarowej Fig. 3. Sample chamber constructionZasilacz znajdujący się w urządzeniu został zbudowanyjako dwa niezależne układy: zasilacz dla układów analogowychi zasilacz układów cyfrowych oraz dużych obciążeń.Zasilacz układów analogowych wytwarza napięcia symetryczne±18 V do układu strojenia filtru F-P i ±5 V do zasilaniawzmacniaczy pomiarowych. Drugi zasilacz wytwarza +5 V dlaukładów cyfrowych i nadajnika podczerwieni oraz +12 V dozasilania pompy. Na płytce zasilacza znajduje się też kluczsterujący nadajnikiem.Płytka detektora podczerwieni i wzmacniaczy zawierawzmacniacz i filtr sygnału z detektora oraz wzmacniacze sterującefiltrem F-P, wytwarzające napięcie sterujące do 30 V.Na płytce mikrokontrolera zbudowano przetwornik A/C i C/Aoraz układy do komunikacji z komputerem. Zadaniem tej płytkijest sterowanie filtrem F-P i obróbka danych z detektora piroelektrycznegojak filtracja cyfrowa tak, aby uzyskać widmobadanego gazu, a następnie określić jego skład i wysłać danedo urządzeń wyświetlających wyniki pomiaru i zbierającychdane – komputera PC.Na rysunku 2. przedstawiono wygląd urządzenia w porównaniuz konstrukcja wcześniejszą wykonaną w firmie Galwes.W poprzedniej wersji urządzenia komora pomiarowa była wykonanaze stalowej rury, w której znajdowały się dwa zespołydetektorów podczerwieni, po cztery w jednej obudowie. Każdydetektor wyposażony był w filtr optyczny przepuszczającypromieniowanie o charakterystycznej długości fali dla jednegoz wykrywanych związków. Łącznie w komorze istniało 7 kanałówpomiarowych i jeden odniesienia. Zaletą tej konstrukcjibył wąski kąt padania promieniowania na odpowiedni filtr. Natomiastjego wady to: duża masa, duża objętość, a więc długiczas wymiany gazu oraz niezadowalająca stabilnośćspowodowana korozją i zmianami właściwościoptycznych.Nowa konstrukcja prezentowana w niniejszymartykule jest zminiaturyzowaną wersją poprzedniegorozwiązania. Mimo mniejszej długości komory,droga optyczna promieniowania w gaziejest porównywalna lub większa z drogą optycznąpromieniowania uzyskiwaną w poprzedniej wersjiurządzenia. Dzięki zastosowaniu komory o polerowanychi złoconych ścianach wewnętrznychoraz umocowaniu źródła promieniowania IR podkątem do osi komory (rys. 3) następuje wielokrotneodbicie od ścianek komory i w związku z tymwydłużenie drogi optycznej promieniowania. Uzyskiwanyw nowym urządzeniu sygnał wyjściowyjest dziesięciokrotnie większy od sygnału z komorypomiarowej w poprzedniej konstrukcji.Promiennik podczerwieni zasilany przebiegiem prostokątnymwytwarza modulowane promieniowanie podczerwone,które trafia do komory pomiarowej. W komorze znajdują siębadane gazy, których cząsteczki pochłaniają promieniowanieselektywnie. Następnie promieniowanie trafia do detektoraprzez wstępny filtr optyczny i dalej na filtr interferencyjny F-P.Tam następuje wielokrotne odbicie pomiędzy dwoma płaszczyznamiinterferometru dla promieni o tych długościach fali,dla których po dwukrotnym odbiciu występuje zgodność fazi następuje wzmocnienie. Fale o takiej długości przechodząprzez filtr i padają na czujnik piroelektryczny. Filtr wstępnyprzed interferometrem usuwa promienie o wielokrotności podstawowejdługości fali, które przeszły by przez interferometr.Filtr interferometryczny jest strojony siłami kulombowskimipoprzez zmianę napięcia 0…27 V, podając liniowo narastającenapięcie można zebrać w pamięci mikrokontrolera daneo transmitancji badanej próbki w funkcji długości fali. Następnienapięcie strojenia jest tak dobrane, aby filtr przepuszczałpromieniowanie o charakterystycznej dla badanej substancjidługości fali. Przeprowadzenie i uśrednienie wielu wynikówpomiarów pozwala zredukować wpływ szumów i zakłóceń.Zbudowano prototyp detektora skażeń oraz wykonanowstępny pomiar stężeń badanych substancji w powietrzem atmosferycznymwypełniającym komorę. Zmierzono napięciez detektora przy zmianach napięcia strojącego filtr F-P w pełnymzakresie przestrajania. Na rys. 4 przedstawiono wyniki napięciaszczytowego z detektora w funkcji napięcia strojenia filtru F-P,które wywołuje nieliniową zmianę długości fali przepuszczanejprzez filtr. Bez kalibracji można określić jedynie, że początek osiodciętych odpowiada długości fali ok. 4,8 µm, a koniec 3,9 µm.Rys. 4. Przebieg napięcia z wyjścia detektora w funkcji napięcia strojeniafiltru Fabry’ego-Perot’aFig. 4. Detector output voltage vs. Fabry-Perot tuning voltageElektronika 10/2010 69

Zaobserwowane minimum odpowiada absorpcji CO 2,a maksimum wykresu jest w pobliżu punktu, w którym żadenz badanych składników nie absorbuje promieniowania. W następnejkolejności należy wykonać linearyzację skali długościfali i kalibrację gazami o znanym stężeniu.Wykonane pomiary potwierdzają poprawność metody, jednakuzyskano je dopiero po znacznym ograniczeniu kąta padaniapromieniowania na filtr F-P. Autorzy stwierdzili, że rozdzielczośćw pierwszych próbach była niezadowalająca. Wynika stąd koniecznośćpoprawy właściwości układu optycznego.We wstępnych testach prototypu zastosowano modulacjęz częstotliwością 5 Hz. Okazało się, że częstotliwość ta jest zaniska ze względu na duże szumy odbiornika przy tak małychczęstotliwościach. Górnym ograniczeniem jest konieczność odfiltrowaniazakłóceń o częstotliwości sieci energetycznej 50 Hz.Zmierzony poziom zakłóceń o częstotliwości 50 Hz był znaczniemniejszy niż poziom szumów przy częstotliwości 5 Hz, więcw dalszych badaniach zostanie zwiększona częstotliwość modulacjii częstotliwości graniczne filtrów na płytce wzmacniacza.Podsumowanie i wnioskiZaprojektowano i wykonano zminiaturyzowane urządzenie dopomiaru skażeń gazami HF, SO 2, CO 2, NO 2, przeznaczone dospalarni odpadów niebezpiecznych. Przeprowadzone pomiaryprzy użyciu rozbudowanej (wcześniejszej) wersji urządzeniawykazały, że możliwe jest wykrywanie stężeń szkodliwychgazów na poziomie 1–2 ppm. Obecnie opracowywana jestzminiaturyzowana wersja tego detektora. Wstępne badaniawykazały jego prawidłowe działanie, chociaż do osiągnięciaw pełni zadawalających rezultatów trzeba rozbudować częśćoptyczną urządzenia. Opracowywana jest też wersja z zasilaniemakumulatorowym dla potrzeb Przemysłowego InstytutuAutomatyki i Pomiarów do zamontowania na robocie.Dalsze prace skierowane będą również na poprawę rozdzielczościurządzenia oraz rozwiązań optycznych zwiększającychrozdzielczość uzyskiwanego widma.Niniejsza praca badawcza jest prowadzona w ramach pracymagisterskiej na Wydziale Mechatroniki Politechniki Warszawskiej.Autorzy dziękują firmie Galwes oraz za pomoc w realizacjiurządzenia.Literatura[1] Nelson L.Alpert,et al.: Spektroskopia w podczerwieni. PWNWarszawa, 1974.[2] Praca zbiorowa pod redakcją Janiny Świętosławskiej, SpektrofotometriaAbsorpcyjna. PWN, Warszawa 1962.[3] Rozporządzenie ministra środowiska z dnia 4 listopada 2008 r..w sprawie wymagań w zakresie prowadzenia pomiarów wielkościemisji oraz pomiarów ilości pobieranej wody, wydane na podstawieart. 148 ust. 1 ustawy z dnia 27 kwietnia 2001 r. – Prawoochrony środowiska (Dz. U. Nr 62, poz. 627, z późn. zm.).[4] Blomberg M., Torkkeli A., Lehto A., Helenelund Ch., Viitasalo M.:Electrically Tuneable Micromachined Fabry-Perot Interferometerin Gas Analysis. Physica Scripta. vol. T69, 119–121, 1997.[5] Makoto Noro, et al.: CO 2/H 2O gas sensor using a tunable fabryperotfilter with wide wavelength range IEEE 2003. 319–322 MicroElectro Mechanical Systems, 2003. MEMS-03 Kyoto. IEEEThe Sixteenth Annual International Conference.Wpływ wysokiej temperatury na przebiegcharakterystyk widmowych detektorówdr inż. ROBERT ĆWIRKO, dr inż. JOANNA ĆWIRKOWojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, WarszawaOpracowanie nowych technologii dla wytwarzanych materiałówpółprzewodnikowych spowodowało lawinowy rozwójzastosowań fotodetektorów. Dzięki odpowiednim metodomtechnologicznym udało się przesunąć zakres widmowy detektorówbazujących na krzemie w okolicę 200 nm. Zachowanazostała przy tym zdolność tych detektorów do wykrywaniapromieniowania w zakresie widzialnym (VIS) i bliskiej podczerwieni(NIR). Przykładowo, amerykański National Instituteof Standard and Technology (NIST) używa tych detektorówjako wzorców do pomiarów kalibracyjnych w procedurach wyznaczaniacharakterystyk widmowych różnorodnych czujnikówpracujących w zakresie UV, VIS i NIR [1]. Wykorzystaniedetektorów krzemowych tylko do wykrywania promieniowaniaw zakresie UV wymaga zastosowania odpowiednich filtrówtłumiących zakresy VIS i NIR. Takie zabiegi nie są koniecznew przypadku detektorów UV wykonanych z półprzewodnikówo szerokiej przerwie zabronionej (GaN, AlGaN, GaP, InP, TiO 2,SiC). Ponadto, przez odpowiednią zmianę procentowegoskładu związków półprzewodników, np. Al(GaN), można uzyskaćdetektory UV charakteryzujące się selektywną czułościątylko w określonych zakresach promieniowania UV (UVA,UVB lub/i UVC). Fotodetektory, które stanowią najczęściejtylko kilka procent całkowitego kosztu urządzenia do detekcji70promieniowania UV, decydują głównie o jego parametrach [2,3]. Detektory UV znajdują zastosowanie w bardzo wielu aplikacjach,a także praktycznej realizacji metod pomiarowych dobadań półprzewodników o szerokiej przerwie zabronionej [4].Są one wykorzystywane przykładowo w systemach inżynieriibezpieczeństwa, w tym w układach rozpoznania zagrożeńbiologicznych i chemicznych [5], aplikacji medycznych [6],systemów broni inteligentnych [7].System pomiarowySzeroki zakres zastosowań detektorów, szczególnie jakowejściowych stopni układów typu „front end” jest przyczyną,że częściej niż inne podzespoły sprzętu elektronicznego sąone narażone na niekorzystne oddziaływania środowiskowe.Przed wpływem niektórych z nich, np. wilgoci, chroni je hermetycznaobudowa. Jednakże największy wpływ na pracędetektorów mogą mieć zmiany temperatury, zarówno dodatniejak i ujemne oraz długotrwałe, silne oświetlenie promieniowaniemelektromagnetycznym o różnej długości fali [8].Oddziaływania te mają bardzo często miejsce w przypadkuzastosowania detektorów w sprzęcie wojskowym, kosmicznym,badaniach struktury atomu, astronomii itp.Elektronika 10/2010

Zewnętrznaregulacja XYZpołożenialampyLampa 150 WksenonowaPrzełącznikmechanicznyi filtry(opcja)SterowniklokalnyGPIBRS-232Zespół ustalaniatemperatury pomiaruSterownik PIDZewnętrznaregulacja XYZpołożeniazwierciadłaZwierciadłowsteczneLampa 30 WdeuterowaZwierciadłowsteczneKondensoryŹródłapromieniowania optycznegoksenonowe lub deuteroweSterownikMonochromatorNanowoltomierzfazoczułytyp SR 830Źródłowymuszajacopomiarowetyp 236DetektorwzorcowyDetektorbadany w funkcjitemperaturyFotoprądFotoprądPrzetwornikprąd-napięcietyp 428U refGPIB GPIBGPIBRys. 1. Schemat funkcjonalny systemu pomiarowego do badań fotodetektorów w zakresie od temperatury otoczenia do +200 o CFig. 1. Functional diagram of the measuring system for testing photodetectors in temperatures ranging from ambient temperatureup to 200 o CNa rysunku 1 przedstawiono schemat funkcjonalny systemupomiarowego do badań fotodetektorów w temperaturzedo +200 o C, począwszy od temperatury otoczenia. Celem pomiarówjest zarejestrowanie charakterystyk widmowych badanychdetektorów w takim zakresie zmian temperatury, żebymożna było określić zmienność czułości detektora zarównow przedziale podawanym przez producenta, jak i wartościtemperatury przewyższających wartość maksymalną. Podstawowymimodułami systemu pomiarowego są: zespół monochromatoraz wymiennymi oświetlaczami, zespół ustalaniakolejnych wartości temperatury, dla których przeprowadzanajest rejestracja charakterystyk widmowych i zespół pomiarufotoprądu detektora.Monochromator jest przewidziany do pracy z dwoma rodzajamioświetlaczy: z 30 W lampą deuterową i 150 W lampąksenonową. Dla pomiarów detektorów mających ograniczonyzakres charakterystyki widmowej do 400 nm preferowany jestoświetlacz z lampą deuterową. Z kolei, do rejestracji charakterystykwidmowych detektorów w zakresie 200…1100 nmnależy stosować oświetlacz z lampą ksenonową. Do selektywnegowyboru długości fali świetlnej padającej na badanyfotodetektor zastosowano w systemie pomiarowym monochromatorCornestone 260 typ 74100 firmy Oriel. Monochromatorzbudowany jest w układzie Czerny-Turnera, z obracanymautomatycznie uchwytem trzech siatek dyfrakcyjnych.Umożliwiają one selektywny wybór źródła wymuszenia optycznegodla badanego fotodetektora w zakresie od 180 do1400 nm. Jako detektor wzorcowy zastosowano, w częsci kalibracyjnejsystemu, fotodiodę krzemową S120VC firmy Thorlabs.Kalibracja tej fotodiody została przeprowadzona przezproducenta według procedur National Institute of Standardsand Technology – USA.Badany detektor umieszczony jest w dostosowanym dojego obudowy miedzianym uchwycie, który z kolei mocuje siędo ciepłowodu mającego połączenie z korpusem 80 W grzejnikafirmy Weller – umożliwiajacy uzyskanie kontrolowanejtemperatury do 200°C (w przypadku rozszerzonego zakresubadań do 450°C). Całość zespołu ma możliwość mechanicznejregulacji w płaszczyznach X, Y, Z.W przypadku, gdy badany detektor wykrywa promieniowaniew szerokim paśmie UV, VIS i NIR, to w czasie pomiarukonieczne jest przełączenie zakresu pomiarowegofotoprądu. Powoduje to zmianę warunków dopasowania rezystancyjnegodetektora do użytego miernika pomiarowego.Ponadto oddziaływanie na detektor w czasie pomiaru wymuszeniaoptycznego o różnych długościach fali powoduje,że rezystancja wyjściowa detektora może się zmieniać sięw bardzo szerokim zakresie. Dlatego też w opracowanymsystemie pomiarowym nie można było ograniczyć się dojednego miernika dla pomiaru fotoprądu – stosuje się dopomiaru fotoprądu detektora: przetwornik I/U typ 428 firmyKeithley, nanowoltomierz fazoczuły SR 830 firmy StanfordResearch Systems (SRS) i źródło wymuszająco-pomiarowetyp 236 firmy Keithley.Pomiar fotoprądu przy użyciu przetwornika I/U typ 428 firmyKeithley jest najbardziej zbliżony do testowych konfiguracjipomiarowych podawanych przez producentów detektorów.Konfiguracja ta nie jest jednak optymalna dla wielu badań.Przy pomiarze fotoprądu w zakresie UV pomiarów dokonujesię głównie na zakresie 10 6 V/A, zmieniając go dla większychwartości fotoprądu na 10 5 V/A przez co zmienia się relacjamiedzy rezystancją wyjściową detektora a rezystancją sprzężeniazwrotnego przetwornika I/U. Ponadto napięcie szumówna wyjściu przetwornika I/U rośnie, gdy rezystancja źródłasygnału maleje.Pomiar fotoprądu przy użyciu nanowoltomierza fazoczułegoSR830 może odbywać się w trybie prądowym lub napięciowym.Przy pomiarze prądowym obowiązują te same ograniczeniaco w przypadku przetwornika I/U. Pomiar napięciowyjest możliwy od 2 nV. W obydwu przypadkach konieczna jestmodulacja strumienia optycznego i podanie do nanowoltomierzajako sygnału referencyjnego, sygnału elektrycznegoo częstotliwości i fazie tej modulacji. Pomiar nanowoltomierzemSR 830 jest szczególnie zalecany w przypadku znacznegopoziomu zakłóceń występujących wraz z sygnałem fotoprądu.Z kolei pomiar fotoprądu przy użyciu źródła wymuszającopomiarowegotypu 236 jest wskazany dla detektorów UV wykonanychz półprzewodników z szeroką przerwą zabronioną.Detektory te charakteryzują się bardzo małymi wartościamifotoprądu. Przyrząd pracuje w trybie wymuszenia napięciai pomiaru prądu i detektor jest polaryzowany w praktyce niewielkimnapięciem (ok. 0,1 V) w kierunku zaporowym, przyczym możliwa jest też polaryzacja zerowa.Elektronika 10/2010 71

PomiaryBadany detektor umieszczany jest na wyjściu monochromatora.Mierzone są wartości fotoprądu dla określonych długościfali z przyjętego zakresu i dla zadeklarowanych wartości temperatury.Następnie na to samo wyjście podłącza się detektorwzorcowy i rejestruje się jego fotoprąd w tym samym zakresiewidma – tylko dla temperatury otoczenia.Na kolejnych rysunkach przedstawiono przykładowe wynikipomiarów dla detektora FDS010 firmy Thorlabs, i SG01HTfirmy Sglux. Katalogowy zakres temperatury pracy pierwszegodetektora wynosi od -40 do +100 o C, zś dla SG01HT jest onrozszerzony do +170 o C.Dla długości λ od około 770…1050 nm widoczne jest występowaniena wykresach przedstawionych na rys. 2 oscylacjio znacznych amplitudach. Jest to konsekwencja przyjęciaalgorytmu pomiarowego, kiedy najpierw rejestrowane byływartości fotoprądu detektora badanego dla kolejnych wartościtemperatury, a następnie z tego samego wyjścia była rejestrowanacharakterystyka widmowa detektora wzorcowegow temperaturze otoczenia.0.60Detektor FDS010Czułość prądowa [A/W]Przed wygrzewaniemPo wygrzewaniuDetektor SG010-HT+25 oC200 250 300 350 400 450200 250 300 Długość fali λ 350 [nm] 400 450Rys. 4. Charakterystyki widmowe detektora SC01-HT zarejestrowanedla kolejnych wartości temperatury (grot strzałki wskazujekierunek temperatury najwyższej)Fig. 4. Spectral characteristics of the SC01-HT detector, recordedfor successive temperature values (arrowhead indicates the directionof the highest temperature)0.50Czułość prądowa [A/W]0.400.300.200.10+25, +50, +65, +80, +95, +105, +120, +135, +150 oC+25 oC+150 oC0.00200 250 300 350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 850 900 950 1000 1050 1100Długość fali λ [nm]Czułość prądowa [A/W]+25 oCDetektor SG010-HT+25, +50, +80, +110, +140, +170, +200 oC+200 oCRys. 2. Charakterystyki widmowe detektora FDS010 zarejestrowanedla kolejnych wartości temperatury (grot strzałki wskazujekierunek temperatury najwyższej)Fig. 2. Spectral characteristics of the FDS010 detector, recordedfor successive temperature values (arrowhead indicates the directionof the highest temperature)200 250 300 350 400 450Długość fali λ [nm]Czułość prądowa [A/W]0.600.500.400.300.200.10Detektor FDS010+25 oCPrzed wygrzewaniemPo wygrzewaniu0.00200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1100Długość fali λ [nm]Rys. 3. Porównanie charakterystyk widmowych detektora krzemowegoFDS010 zarejestrowanych w temperaturze otoczeniaprzed i po jego wygrzewaniu do +150 o CFig. 3. Comparison of spectral characteristics of the FDS010 silicondetector recorded at ambient temperature before and afterheat treatment to 150 o CRys. 5. Porównanie charakterystyk widmowych detektora z węglikakrzemu SC01-HT firmy Sglux zarejestrowanych w temperaturzeotoczenia przed i po jego wygrzewaniu do +200 o CFig. 5. Comparison of the spectral characteristics of the SC01-HTsilicon carbide detector (the Sglux company) registered at ambienttemperature before and after heat treatment to 200 o CW temperaturze +150 o C detektor FDS010 był wygrzewanyponad 5 godzin, a następnie ochłodzony do temperaturyotoczenia i ponownie zarejestrowano jego charakterystykęwidmową (rys. 3). Nie zauważa się dla tego typu detektoraznacznego wpływu temperaturowych procesów degradacyjnychna jego parametry optoelektryczne. Pomiar fotoprądudla tego detektora został wykonany przetwornikiem I/Utyp 428.Kolejny detektor SC01-HT został wykonany z SiC i z tegopowodu jest preferowany do zastosowań dla wyższych wartościtemperatury niż detektory przykładowo z Si, Al(GaN),GaN i TiO 2.Na rysunku 4 przedstawiono charakterystyki widmowetego detektora zarejestrowane dla następujących wartościtemperatury: +25, +50, +80, +110, +140, +170, +200 o C.72Elektronika 10/2010

W porównaniu z detektorem wykonanym na bazie krzemu,dla detektora z SiC występuje także zauważalna degradacjajego struktury pod wpływem 5-godzinnego wygrzewaniaw temperaturze +200 o C (rys. 5). Ponieważ sygnał fotoprądujest dla detektora SC01-HT znacznie mniejszy niż w przypadkudetektorów krzemowych pomiary zostały wykonane z zastosowaniemźródła wymuszająco-pomiarowego typu 236.PodsumowanieW pracy przedstawiono system do pomiarów wysokotemperaturowychdetektorów pracujących w zakresach UV, VISi NIR. Badania detektora dla wartości temperatury powyżejmaksymalnej temperatury pracy określonej przez producentapozwalają oszacować wpływ zmian temperatury pracy, krótkoi długoczasowych, na stabilność struktury detektora. Zasygnalizowanoproblemy zwiazane z doborem odpowiedniejkonfiguracji oświetlaczy monochromatora dla różnych rodzajówrodzaju mierzonych detektorów. W systemie badawczymprzyrządy mierzące fotoprąd detektora zostały tak wybrane,aby mogły pracować w jak najbardziej optymalnych warunkachdla różnorodnych sytuacjach pomiarowych związanychprzykładowo z szerokim zakresem zmian rezystancji wyjściowejdetektora, czy też koniecznością zmiany podzakresów pomiarowych.Uwzględniona została też sytuacja, że w większościprzypadków pomiar detektorów dla zakresu UV wiąże sięz koniecznością pomiaru fotoprądu co najmniej o rząd wielkościmniejszego niż dla zakresów VIS i NIR. Przedstawione zostałyprzykładowe wyniki pomiarów temperaturowych dla detektorakrzemowego i detektora preferowanego dla aplikacjiwysokotemperaturowych wykonanego z SiC. Dla badanychtypów detektorów zarejestrowano oprócz charakterystyk widmowych,także charakterystyki przedstawiające o ile zmieniasię czułość badanego detektora pod wpływem długoczasowegowygrzewania w temperaturze przekraczającej katalogową,maksymalną temperaturę pracy. W dalszych pomiarach poszerzonezostanie spektrum badanych detektorów o detektorywykonane z innych materiałów półprzewodnikowych jak GaP,Al.(GaN), TiO 2itp. Badany też będzie wpływ długoczasowych(kilka miesięcy), silnych wymuszeń optycznych na przebiegprocesów degradacyjnych w zastosowanych materiałach półprzewodnikowych.Praca naukowa, w ramach której powstał ten artykuł, jest finansowanaze środków na naukę w latach 2009-2012 jako projektbadawczy własny nr 0540/B/T00/2009/37.Literatura[1] Strona główna National Institute of Standard and Technology(NIST): www.nist.gov[2] Z. Bielecki., W. Kołosowski, E. Sędek: High sensivity photoreceiverdesign. Facta Universitatis (NIŠ), Ser.: Electr. Energ. Vol17, 2004, pp. 121–131.[3] Rogalski A.: Advanced Technologies in Development of OpticalDetectors. Elektronika 12/2004, str. 12–19.[4] Ćwirko R.: Integracja eksperymentalnych metod badawczychdo charakteryzacji wybranych materiałów i przyrządówpółprzewodnikowych. Monografia. Redakcja WydawnictwWojskowej Akademii Technicznej. ISBN 978-83-61486-20-6.Warszawa 2009. Monografia – stron 237.[5] Gilewski M.: Wybrane zagadnienia pomiaru wpływu promieniowaniaUV na organizm ludzki. Krajowy Kongres MetrologiiKKM’98, 15–18.09.1998, Gdańsk, ss. 346–353.[6] Bednarkiewicz A., Gacek P., Jaroński J.: Wykorzystanie światłaniebieskiego do diagnostyki nowotworów i stanów przednowotworowych.Elektronika 3/2006, ss. 12–13.[7] Koren B.: Photodiodes: Ubiquitous components in today’s arsenalof smart weapons. Materiał informacyjny firmy AdvancedPhotonix, Inc, California, www.advancedphotonix.com, pp. 4.[8] Joseph Ch.L.: UV Technology Overview. The State Univesityof New Jersey. Dep. of Physics & Astronomy, www.stsci.edu/stsci/meeting/space_detectors.pdf,pp. 1–8.Moduły detekcyjne dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzenidr inż. WALDEMAR GAWRON, mgr inż. MAGDALENA GUTOWSKAWojskowa Akademia Techniczna, Warszawamgr inż. JERZY ŁACH, mgr inż. RYSZARD PALIWODA, mgr inż. MACIEJ RZECZKOWSKI,prof. dr hab. JÓZEF PIOTROWSKI, VIGO System SA, Ożarów MazowieckiJuż od kilku lat prowadzone są intensywne prace nad rozwojemszerokopasmowej telekomunikacji optycznej w otwartejprzestrzeni z wykorzystaniem długofalowego promieniowaniapodczerwonego (> 8 µm) [1–9]. Jak się okazało najbardziejefektywne i wygodne w zastosowaniu jest promieniowaniedługofalowe o długości fali około 10 μm. Najkorzystniejszejest tu wykorzystanie heterostrukturalnych fotodetektorówpromieniowania podczerwonego chłodzonych za pomocąchłodziarek termoelektrycznych. Układ sterujący pracą termochłodziarkipowinien zapewnić stałą temperaturę pracydetektora w szerokim zakresie zmian temperatury otoczenia.Założono wykorzystanie detektora fotowoltaicznego. Podstawąkonstrukcji tych fotodetektorów są złożone heterostrukturyHgCdTe wytwarzane metodą MOCVD. Ze względu na szybkośćtransmisji rzędu 10…100 Mb/s i większej, niezbędne jestzastosowanie detektora o stałej czasowej rzędu pojedynczychns i mniejszej oraz pasma wzmacniacza >100 MHz. W celuosiągnięcia dużej wykrywalności pasmo wzmacniacza powinnobyć ściśle skorelowane z wymaganą prędkością transmisji.Poziom szumów jak i osiągalne pasmo wzmacniacza zależyw dużym stopniu od pojemności własnej detektora. Wskazanejest zastosowanie detektora z pojemnością < 5 pF. Warunekmałej pojemności można zrealizować stosując zasilaniedetektora w kierunku zaporowym. Dobór napięcia zasilanianależy ustalić na podstawie pomiaru stałej czasu detektoraw funkcji napięcia zasilania. Zastosowanie dodatkowo detektoraz immersyjnym układem optycznym pozwala w znacznymstopniu zmniejszyć fizyczne wymiary detektora zmniejszającjednocześnie jego pojemność. Podstawowe wymagania stawianedługofalowym detektorom dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni to wysoka wykrywalność i dużaszybkość działania.Elektronika 10/2010 73

Niechłodzone i chłodzone termoelektrycznie detektoryHgCdTe, a na ich bazie moduły detekcyjne, od wielu lat sąrozwijane w polskiej firmie Vigo System SA [10–13]. Dziękizastosowaniu nowoczesnych technologii epitaksji i udoskonalonejarchitektury przyrządów uzyskano radykalny wzrost ichczułości i szybkości działania [12–17].Z przeznaczeniem dla szerokopasmowej telekomunikacjioptycznej w otwartej przestrzeni, w firmie Vigo System SA,opracowano dwa szerokopasmowe moduły detekcyjne z detektoramipromieniowania podczerwonego optymalizowanymina długość fali około 10 µm pracującymi z chłodzeniem termoelektrycznym.Pierwszy z immersyjną fotodiodą pracującąbez zasilania i drugi z immersyjną fotodiodą zasilaną napięciemwstecznym. W niniejszej pracy przedstawiamy najważniejszewyniki badań tych modułów.Moduły detekcyjnePrezentowane w pracy moduły detekcyjne (rys. 1) są modyfikacjąrodziny modułów detekcyjnych serii VPAC, opracowanychi produkowanych przez firmę Vigo System SA.We wspólnej obudowie znajduje się detektor promieniowania,czterostopniowa chłodziarka termoelektryczna z czujnikiemtemperatury, szerokopasmowy przedwzmacniacz transimpedancyjny,miniaturowy wentylator rozpraszający ciepło wydzielaneprzez chłodziarkę oraz rurki cieplne odprowadzająceciepło z chłodziarki do wentylatorka. Dodatkowe wyposażeniestanowi kontroler chłodziarki i zasilacz prądu stałego.Sam wzmacniacz [19] jest zbudowany z bipolarnych obwodówscalonych charakteryzujących się niską wartościąwejściowego napięcia szumów i umiarkowaną wartościąwejściowego prądu szumowego. Niska wartość wejściowegonapięcia szumów ma duże znaczenie przy współpracyprzedwzmacniacza z detektorem, który jest elementemo relatywnie niskiej impedancji. Problem ten jest szczególnieistotny przy wysokich częstotliwościach, kiedy impedancja obwoduwejściowego jest określona przez pojemność detektora.W praktyce, natężenie prądu szumowego związanego z impedancjąpojemnościową może stać się głównym ograniczeniemefektywnej wykrywalności zespołu detektor-przedwzmacniaczdla wysokich częstotliwości.Tab. 1. Parametry immersyjnej fotodiody HgCdTe optymalizowanej na10 µm (4TE)Tabl. 1. Parameters of a optically immersed photodiode optimized forthe detection of radiation with a wavelength of 10 μm (4TE)ParametrWartośćRezystancja detektora122 ΩNapięcie zasilania0 VCzułość prądowa ± 20% (10 µm)4,1 A/WPole powierzchni optycznej 0,3×0,3 mm 2Wykrywalność ± 20% (10 µm) dla 4TE 1,25×10 10 cmHz 1/2 /W1,3E+10a)D* ,cmHz 1/2 /W1,0E+107,0E+094,0E+09diodamodułdetekcyjny1,0E+093 4 5 6 7 8 9 10 11 12λ, µmb)Rys. 2. Charakterystyka widmowa wykrywalności znormalizowanejbadanego modułu detekcyjnego i dla porównania charakterystykawidmowa wykrywalności zastosowanej w nim immersyjnejfotodiody z HgCdTe (4TE)Fig. 2. Spectral detectivity D* of the detection module comparedto spectral detectivity D* of the photodiode without biasRys. 1. Zintegrowane szerokopasmowe moduły detekcyjny seriiVPAC: a) moduł z immersyjną fotodiodą pracującą bez zasilania,widok z przodu i z tyłu, b) moduł z immersyjną fotodiodą zasilanąnapięciem wstecznymFig. 1. The detection module design: a) the detection modulewith the photodiode without bias; front and back, b) the detectionmodule with the photodiode with reverse biasModuł z immersyjną fotodiodą pracującąbez zasilaniaW module tym wykorzystano immersyjną fotodiodę HgCdTechłodzoną czterostopniową chłodziarką termoelektryczną(4TE) do około 200K, wyprodukowaną w firmie Vigo SystemSA Została ona opracowana dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni i zoptymalizowana dla długości faliλ = 10 µm [18]. W tabeli 1 przedstawiono podstawowe parametrytej diody.Tab. 2. Parametry modułu detekcyjnego z niezasilanym detektoremTabl. 2. Parameters of a detection module based on photodiode withoutbiasParametr Jednostki WartośćTransimpedancja @ R LOAD= 50 Ω V/A 27E+3Rezystancja wyjściowa Ω 1000Pasmo przenoszenia wzmacniacza MHz 0,001÷150Maksymalny sygnał wyjściowy @ R LOAD= 50 Ω V ±1Gęstość widmowa napięcia szumów(uśredniona w paśmie wzmacniacza)nV/Hz 1/2 430Czułość napięciowa ±20% (10 μm) V/W 130000Wykrywalność ±20% (10 μm)(uśredniona w paśmie wzmacniacza)cmHz 1/2 /W 9E+09Stabilność temperatury pracy detektora K 0,0174Elektronika 10/2010

Rysunek 2 przedstawia charakterystykę widmową wykrywalnościznormalizowanej badanego modułu detekcyjnegoi dla porównania charakterystykę widmową wykrywalnościzastosowanej w nim immersyjnej fotodiody z HgCdTe. Dziękioptymalizacji udało się opracować moduł detekcyjny o wykrywalnościniewiele mniejszej od wykrywalności samej diody.Natomiast w tabeli 2 zebrano najważniejsze parametry modułudetekcyjnego. Zmierzona stała czasowa tego układu wyniosła4 ns. Pomiaru dokonano przy wykorzystaniu 20 pikosekundowychimpulsów o długości fali λ = 10 µm i oscyloskopuo paśmie 8 GHz.Moduł z immersyjną fotodiodą pracującąz zasilaniem napięciem wstecznymW tym module także wykorzystano wyprodukowaną w firmieVigo System SA immersyjną fotodiodę HgCdTe zasilaną napięciemwstecznym i chłodzoną czterostopniową chłodziarkątermoelektryczną (4TE). Została ona opracowana dla telekomunikacjioptycznej w otwartej przestrzeni i zoptymalizowanadla długości fali λ = 10 µm [18]. W tabeli 3 przedstawiono podstawoweparametry tej diody.Sygnał prądowy otrzymywany z detektora jest odczytywanyprzez szerokopasmowy (około 1 GHz) wzmacniacz transimpedancyjny.Wzmacniacz ten zapewnia równocześnie stałonapięciowezasilanie wsteczne detektora napięciem 200 mV(rys. 3). Stwarza to warunki do uzyskania maksymalnegostosunku sygnał/szum w szerokim zakresie częstotliwości.Zasilanie wsteczne powoduje powstanie szumów niskoczęstotliwościowych.Nie wnoszą one jednak dużego wkładu docałkowitego szumu wzmacniacza szerokopasmowego, ponieważszerokość pasma, w którym szum 1/f dominuje, 1 kHz– 1 MHz, jest znacznie mniejsza od szerokości pasma modułudetekcyjnego.Tab. 3. Parametry immersyjnej fotodiody HgCdTe zasilanej napięciemwstecznym optymalizowanej na 10 µm (4TE)Tabl. 3. Parameters of a optically immersed photodiode with reversebias optimized for the detection of radiation with a wavelengthof 10 μm (4TE)ParametrWartośćNapięcie zasilania-200 mVCzułość prądowa ± 20% (10 µm)15,4 A/WPole powierzchni optycznej 0,3×0,3 mm 2Gęstość widmowa prądu szumów 12 pA/Hz 1/2Wykrywalność ± 20% (10 µm) dla 4TE 3,8×10 10 cmHz 1/2 /WRysunek 4. przedstawia charakterystykę widmową wykrywalnościznormalizowanej badanego modułu detekcyjnego i dla porównaniacharakterystykę widmową wykrywalności zastosowanejw nim immersyjnej fotodiody z HgCdTe. Natomiast w tabeli 4zebrano najważniejsze parametry modułu detekcyjnego. Dziękioptymalizacji udało się opracować moduł detekcyjny o wykrywalnościminimalnie mniejszej od wykrywalności samej diody.Zmierzona stała czasowe tego układu wyniosła 260 ps. Pomiarudokonano przy wykorzystaniu 20 pikosekundowych impulsówo długości fali λ = 10 µm i oscyloskopu o paśmie 8 GHz.D*, cmHz 1/2 /W4,E+103,E+102,E+101,E+10diodamodułdetekcyjny0,E+003 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13λ, µmRys. 4. Charakterystyka widmowa wykrywalności znormalizowanejbadanego modułu detekcyjnego i dla porównania charakterystykawidmowa wykrywalności zastosowanej w nim immersyjnejfotodiody z HgCdTe (4TE)Fig. 4. Spectral detectivity D* of the detection module comparedto spectral detectivity D* of the photodiode with reverse biasTab. 4. Parametry modułu detekcyjnego z zasilanym detektoremTabl. 4. Parameters of a detection module based on photodiode withreverse biasParametr Jednostki WartośćTransimpedancja @ R LOAD= 50 Ω V/A 13,5E+3Rezystancja wyjściowa Ω 50Pasmo przenoszenia wzmacniacza MHz 0,001÷1000Maksymalny sygnałwyjściowy @ R LOAD= 50 ΩV ±1Gęstość widmowa napięcia szumów(uśredniona w paśmie wzmacniacza)nV/Hz 1/2 210Czułość napięciowa ±20% (10 μm) V/W 210000Wykrywalność ±20% (10 μm)(uśredniona w paśmie wzmacniacza)cmHz 1/2 /W 3E+10Stabilność temperatury pracy detektora K 0,01PodsumowanieRys. 3. Uproszczony schemat przedwzmacniacza zapewniającegostałonapięciowe zasilanie wsteczne detektoraFig. 3. Pre-amplifier simplified schematicsOpracowane i przebadane zostały szerokopasmowe modułydetekcyjne długofalowego promieniowania podczerwonegoprzeznaczone do otwartych łączy optoelektronicznych drugiejgeneracji. Zastosowano w nich polskie detektory wyprodukowanew firmie VIGO System SA opracowana dla telekomunikacjioptycznej w otwartej przestrzeni i zoptymalizowana dladługości fali λ = 10 µm.Oczekuje się, że dzięki zastosowaniu lasera QCL generującegopromieniowanie w okolicy 10 µm i wysokoczułego, optymalizowanegona ten zakres długości fal, szerokopasmowegomodułu detekcyjnego, będzie możliwe zbudowanie łączaoptoelektronicznego drugiej generacji o zwiększonej szybkościtransmisji i większym zasięgu w trudnych warunkach atmosferycznychw stosunku do łączy obecnie oferowanych.Elektronika 10/2010 75

Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2008-2010 jako projekt badawczy rozwojowy nr O R00 00 86 06.Literatura[1] Holejko K.: Łącza optyczne w otwartej przestrzeni. Przegląd telekomunikacyjny,4, pp. 118 124, 2005.[2] Juarez J. C.: Free-space optical communications for next-generationmilitary networks. IEEE Communications Magazine, pp.46-51, November 2006.[3] Kinkade K.: Free-space optics builds invisible bridges. Laser FocusWorld, 12, 2003.[4] Achour M.: Free-space optics wavelength selection: 10 µm versusshorter wavelengths. http://www.ulmtech.com.[5] Bielecki Z., M. Brudnowski, W. Gawron, J. Pawluczyk, A. Piotrowski,J. Piotrowski: Moduły detekcyjne dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni drugiej generacji. Elektronika 7–-8,pp. 95–100, (2008).[6] Mikołajczyk J., Krakowian M.: Analiza właściwości transmisyjnychatmosfery w systemach łączności w otwartej przestrzeni.Spektrum 6–7, pp. X–XIII, 2008.[7] Mikołajczyk J., Majda E.: Badania układu nadawczego łącza optoelektronicznegodrugiej generacji. Spektrum 6-7, pp. XVII–XX, 2008.[8] Mikołajczyk J., Z. Bielecki, M. Nowakowski, J. Wojtas: Łączedrugiej generacji w otwartej przestrzeni. Spektrum 6–7, pp. XXI–XXV, 2008.[9] Mikołajczyk J., Boczarska A.: Badanie układu odbiorczego łączaoptoelektroniczego drugiej generacji. Spektrum 6–7, pp. XXVI–XXVIII, 2008.[10] Piotrowski J., Piotrowski A.: Uncooled infrared photodetectors inPoland. Optoelectron. Rev. 14(1), pp. 37–45, 2006.[11] Stanaszek D., M. Grudzień, Z. Nowak, Z. Orman, J. Pawluczyk,A. Piotrowski, J. Piotrowski, M. Romanis: Nowe technologie fotodetektorówpromieniowania podczerwonego w firmie VIGO SYS-TEM SA Konferencja Konsorcjum Polskiej Optoelektroniki, 2005.[12] Piotrowski J., J. Pawluczyk, A. Piotrowski, W. Gawron, M. Romanis,K. Kłos: Uncooled MWIR and LWIR photodetectors in Poland.Przyjęto do druku w Opto-Electron. Rev.[13] www.vigo.com.pl.[14] Piotrowski A., K. Kłos, W. Gawron, J. Pawluczyk, Z. Orman, J.Piotrowski: Uncooled or minimally cooled 10µm photodetectorswith subnanosecond response time. Proc. SPIE 6542, pp.65421B, 2007. DOI: 10.1117/12.730230.[15] Piotrowski A., W. Gawron, K. Kłos, J. Rutkowski, Z. Orman, J.Pawluczyk, D. Stanaszek, H. Mucha, J. Piotrowski, A. Rogalski:Niechłodzone i minimalnie chłodzone detektory średniej i dalekiejpodczerwieni nowej generacji. Elektronika 11, pp. 112–121,2008.[16] Stanaszek D., J. Piotrowski, A. Piotrowski, W. Gawron, Z. Orman,R. Paliwoda, M. Brudnowski, J. Pawluczyk and M. Pedzińska:Mid and long infrared detection modules for picosecond rangemeasurements. Proc. SPIE 7482, pp. 74820 M-74820 M-11,2009; DOI: 10.1117/12.835963.[17] Piotrowski J., A. Piotrowski and W. Gawron: Uncooled Mid-IRPhotodetection. Materiały konferencyjne z OPTRO 2010.[18] Gawron W., M. Pedzińska, J. Pawluczyk, J. Piotrowski:Długofalowe detektory podczerwieni dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni. Będzie opublikowane.[19] Gutowska M., M. Nowakowski, Z. Bielecki, J. Mikołajczyk, R.Paliwoda, M. Pedzińska, J. Pawluczyk, W. Gawron: Investigationof FSO detection module operating at the wavelenght range8–12 μm. Będzie opublikowane.Długofalowe detektory podczerwienidla telekomunikacji optycznej w otwartej przestrzenidr inż. WALDEMAR GAWRON, mgr inż. MAGDALENA GUTOWSKAWojskowa Akademia Techniczna, Warszawamgr inż. MAGDALENA PĘDZIŃSKA, mgr inż. JAROSŁAW PAWLUCZYK,prof. dr hab. JÓZEF PIOTROWSKIVIGO System SA, Ożarów MazowieckiNowym obiecującym kierunkiem w rozwoju szerokopasmowejtelekomunikacji optycznej w otwartej przestrzeni jestwykorzystanie długofalowego (> 8 µm) promieniowania podczerwonego[1–5]. W otwartym łączu optoelektronicznymośrodkiem transmisyjnym jest otwarta przestrzeń, w którejpropaguje się impulsowo modulowana wiązka promieniowanialaserowego. Sygnał z nadajnika dochodzący do układuodbiorczego ulega tłumieniu w zależności od: długości fali,aktualnego stanu pogody (opady, mgła, nasłonecznienie),pory dnia i roku, zjawisk fizycznych (dyspersja, turbulencja)itp. Analiza wpływu czynników destabilizujących transmisjęsygnału wykazuje, że natężenie promieniowania w punkcieodbioru charakteryzuje się dużym zakresem zmian. Optymalnadługość fali, na której powinno pracować łącze leżyw zakresie promieniowania długofalowego − powyżej 8 μm.Zaproponowana długość fali wynika z mniejszego tłumieniawprowadzanego przez mgły o niewielkich cząstkach orazzwiększonego bezpieczeństwa dla wzroku w stosunku dopozostałych dwóch pasm używanych w łączach optoelektronicznych,tj. 780…850 nm i 520…1600 nm. Najkorzystniejszejest tu wykorzystanie heterostrukturalnych fotodetektorów76długofalowego (λ ≈ 10 µm) promieniowania podczerwonegochłodzonych za pomocą chłodziarek termoelektrycznych.Podstawą konstrukcji tych fotodetektorów są złożone heterostrukturyHgCdTe wytwarzane metodą MOCVD. Założonowykorzystanie detektora fotowoltaicznego z immersyjnymukładem optycznym, pozwalającym w znacznym stopniuzmniejszyć fizyczne wymiary detektora zmniejszając jednocześniejego pojemność, a zwiększającym jego wykrywalność.Podstawowe i najważniejsze wymagania stawianedługofalowym detektorom dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni to:• Wysoka wykrywalność. Jest niezbędna dla osiągnięcianiskiej stopy błędów przy małych mocach wiązki laseroweji układach optycznych o małej aperturze. W praktyceoznacza to konieczność osiągnięcia wykrywalności bliskiejdo fundamentalnych granic określonych przez szum kwantowypromieniowania tła [6].• Duża szybkość działania. W wielu zastosowaniach współczesnełącza optyczne powinny się charakteryzowaćprzepustowością powyżej 1 Gb/s. Wymaga to detektorówo subnanosekundowych stałych czasowych.Elektronika 10/2010

Niechłodzone i chłodzone termoelektrycznie detektoryHgCdTe od wielu lat są rozwijane w polskiej firmie Vigo SystemSA [7–12]. Dzięki zastosowaniu nowoczesnych technologiiepitaksji i udoskonalonej architektury przyrządówuzyskano radykalny wzrost czułości i szybkości działania[13–19], a przyrządy te stały się dostępne komercyjnie. Niniejszyartykuł przedstawia postęp, który miał ostatnio miejscew rozwoju detektorów promieniowania podczerwonegoo długości fali około 10 µm pracującymi bez chłodzeniakriogenicznego.Detekcja długofalowego promieniowaniabez chłodzenia kriogenicznegoProblemy detekcji długofalowego promieniowania w temperaturachbliskich do temperatury otoczenia były szerokodyskutowane w wielu opracowaniach, a w szczególnościw wydanej ostatnio przeglądowej monografii [20]. Fotonydługofalowego promieniowania podczerwonego (8…16 µm)charakteryzują się małą energią (≈ 0,1 eV). Dla ich detekcjikonieczne jest więc zastosowanie półprzewodników o małejenergii przejść optycznych, bliskiej energii termicznej kT.Wynikiem tej relacji jest bardzo wysoka szybkość termicznejgeneracji i rekombinacji nośników, duże gęstości prąduciemnego i niskie rezystancje detektorów. Szybka rekombinacjanośników powoduje, iż droga dyfuzji jest bardzo krótka,co utrudnia efektywne zbieranie nośników generowanychoptycznie. Statystyczny charakter procesów generacjii rekombinacji powoduje, iż są one źródłem dużych szumówi podstawowym ograniczeniem wykrywalności detektorówniechłodzonych [7–8, 11, 20–21]. W VIGO i WAT rozwijanajest i udoskonalana koncepcja detektora HOT (High OperationTemperature) o trójwymiarowej architekturze przerwyzabronionej, w postaci heterostrukturalnego chipu, w którymsą zintegrowane funkcje optyczne (koncentracja promieniowania),detekcyjne (optyczna generacja par nośników ładunku,ograniczenie szumogennej termicznej generacji i rekombinacjinośników), elektryczne (wzmocnienie i zbieranienośników) i inne [20–21].Rysunek 1. pokazuje zdjęcie fotodiody monolityczniezintegrowanej z mikrosoczewką immersyjną, która spełniarolę efektywnego koncentratora optycznego, umieszczonejna czterostopniowej chłodziarce termoelektrycznej (4TE).Taka konstrukcja jest najlepszą, jak dotąd realizacją koncepcjifotodetektora pracującego bez chłodzenia kriogenicznego.Rys. 1. Zdjęcie chłodzonej termoelektrycznie fotodiody HgCdTemonolitycznie zintegrowanej z mikrosoczewką GaAs przed zamknięciemw hermetyzowanej obudowie i po zamknięciu w hermetyzowanejobudowieFig. 1. Optically immersed detectors mounted on cold fingerof the four-stage Peltier coolers and detector in hermetic housingHeterostruktura detekcyjnaArchitektura elementu czułego jest rozwinięciem heterostrukturalnejfotodiody P + pN + [22–24], składającej się z wąskoprzerwowegoabsorbera, znajdującego się pomiędzy kontaktamidla nośników większościowych P + i mniejszościowych N + ,wykonanymi z silnie domieszkowanego szerokoprzerwowegoHgCdTe. Dla polepszenia właściwości stosuje się dodatkowewarstwy dla zmniejszenia prądu ciemnego i uzyskania niskooporowegokontaktu z metalizacją kontaktową. Traktowanieprzyrządu, jako struktury o przestrzennie zmiennej szerokościprzerwy zabronionej i zmiennym domieszkowaniu, w którejmożna wyróżnić obszary stosunkowo jednorodne, pełniącerolę absorbera i kontaktów dla nośników większościowychi mniejszościowych oraz interfejsów o dużej zmienności składui domieszkowania (rys. 2) stwarza możliwość uzyskaniaprzyrządów o lepszych parametrach i urealnienia opisu przyrządu,w którym gradienty składu i domieszkowania nieuchronniepowstają w czasie wzrostu MOCVD. Grubości wszystkichwarstw, ich składy i poziomy domieszkowania są dobieranedla pożądanej długości fali i temperatury pracy tak, aby uzyskaćmaksymalną wykrywalność. Słabo domieszkowany absorberwarunkuje wysoką wartość ambipolarnej ruchliwościnośników, co umożliwia bardzo szybki transport dryfowy i dyfuzyjnynośników od miejsca generacji do kontaktów.Rys. 2. Schematyczny przekrój heterostrukturalnego detektoraz Hg 1–xCd xTe, osadzonego na podłożu GaAs z buforowymi warstwamiCdTe i N + -Hg 1‐xCd xTe, odzwierciedlający główne cechyarchitektury przyrząduFig. 2. Schematic structure of N + pP + heterojunction diode withtwo graded interfacesUzyskane wynikiP +pN +GaAshνNa rysunku 3 przedstawiono przykład charakterystyk prądowo-napięciowychdługofalowej heterostrukturalnej fotodiodyimmersyjnej z HgCdTe, dla różnych temperatur pracy. Charakterystykite cechuje specyficzny kształt. Przyłożenie napięciawstecznego powoduje początkowo wzrost natężeniaprądu, który osiąga maksymalną wartość I maxprzy napięciuV max(zaznaczone na rys. 3 dla charakterystyki zmierzonejw 245K). Jest to obszar rosnącej rezystancji różniczkowej,która rośnie do nieskończoności. Przy dalszym zwiększaniunapięcia wstecznego do V min, następuje spadek natężeniaprądu wstecznego do wartości I min. Jest to obszar o ujemnejrezystancji dynamicznej. W pobliżu napięcia V minwystępujedość szeroki obszar wysokiego modułu rezystancji dynamicznej.Obserwowany spadek natężenia prądu ciemnegoze wzrostem napięcia wstecznego jest spowodowany dławieniemtermicznej generacji Augera, wskutek zubożenia absorberaw nośniki, które ulegają ekstrakcji i ekskluzji poprzezheterozłącza na granicach absorbera. Koncentracja dziurElektronika 10/2010 77

I, mA0-0,5V max-1245 K230 K210 K200 K-1,5-400 -300 -200 -100 0U, mVV minI minI maxD*, cmHz 1/2 /Wa)1,2E+101,0E+10200 K210 K8,0E+09 230 K245 K6,0E+094,0E+092,0E+090,0E+003 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13, µmRys. 3. Charakterystyki prądowo-napięciowe immersyjnej fotodiodyo powierzchni optycznej 0,09 mm 2 dla różnych temperatur(4TE)Fig. 3. I-V plots of a optically immersed photodiode (optical areaof 0.3×0.3 mm 2 )(nośników większościowych) w absorberze maleje do poziomudomieszkowania akceptorowego. Spadek koncentracjielektronów jest daleko silniejszy; elektrony przestają odgrywaćistotną rolę w przewodnictwie elektrycznym. Wartość I maxi natężenia prądu w zakresie napięć wstecznych mniejszychod V maxrosną ze wzrostem temperatury. Świadczy to o dominującejroli termicznej generacji Augera w tym obszarzenapięć. Przy napięciu V minźródłem prądu ciemnego jest termicznageneracja Shockley-Reada w absorberze i obszarachkontaktowych, a także tunelowanie. Wartość I mini natężenieprądu dla napięć bliskich do V minsłabo zależą od temperatury.W fotodiodzie której wyniki pomiarów przedstawiono narys. 4 obserwuje się spadek prądu I minze wzrostem temperatury.Świadczy to o przeważającym udziale tunelowania nadgeneracją termiczną w tym prądzie. Przy zwiększaniu zasilaniawstecznego powyżej V minponownie następuje narastanieprądu wstecznego. Natężenie prądu dla dużych napięćwstecznych silnie maleje ze wzrostem temperatury. Jest tozwiązane ze zwiększaniem się przerwy zabronionej i wskazujeto na tunelowy charakter generacji prądu wstecznego,szczególnie w niższych temperaturach. Natężenie prądu tunelowegosłabo zależy od temperatury dla półprzewodników,których przerwa zabroniona nie zmienia się z temperaturą.Ochłodzenie HgCdTe powoduje jednak istotne zmniejszenieprzerwy zabronionej i w konsekwencji wzrost natężenia prądutunelowego.Rysunek 4 przedstawia charakterystyki widmowe długofalowejheterostrukturalnej fotodiody immersyjnej z HgCdTeprzy braku zasilania i zasilanych napięciem wstecznym bliskimdo V min, dla różnych temperatur pracy. Dla fotodiod zasilanychwykrywalności były określane na podstawie pomiarówczułości prądowej i prądu ciemnego, z którego obliczano prądszumu śrutowego który w tym przypadku dominuje w roboczympaśmie częstotliwości przyrządu. Wartość skutecznąprądu tego szumu można określić ze wzoru: = 2⋅g ⋅ q ⋅ I ⋅ B .(1)Ostre odcięcie w obszarze krótkofalowym charakterystykiwidmowej wynika z absorpcji krótkofalowego promieniowaniaw warstwie N + . Natomiast chłodzenie przesuwa długofalowągranicę czułości ku falom dłuższym, co wiąże się z temperaturowązależnością przerwy zabronionej absorbera. Wykrywalności,szczególnie fotodid zasilanych są niezbyt odległe78I n( ) 1/ 2D*, cmHz 1/2 /W4,E+103,E+102,E+101,E+10200 K, 200 mV210 K, 200 mV230 K, 260 mV245 K, 300 mV0,E+003 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13, µmb )Rys. 4. Charakterystyki widmowe wykrywalności znormalizowanejfotodiody Hg 1‐xCd xTe przy braku zasilania (a) i zasilanych napięciemwstecznym (b) dla różnych temperatur (4TE)Fig. 4. D* vs. λ of optically immersed photodiode (a) no bias and(b)with reverse biasod fundamentalnych granic określonych przez szum kwantowytermicznego promieniowania tła o temperaturze 300K,przychodzącego z kąta półpełnego. Zasilanie wsteczne detektoraistotnie zwiększa jego wykrywalność, co jest skutkiemzarówno zwiększania czułości prądowej jak i zmniejszaniaszumów.Na rysunku 5 przedstawiono zmierzoną zależność stałejczasowej sygnału fotodiody w funkcji zasilania napięciemwstecznym dla różnych temperatur pracy. Wartość tego napięciaregulowano w zakresie od 0 do wartości nieco większejod V min. Niezasilane fotodiody charakteryzują się stosunkowodługimi stałymi czasowymi. Przyłożenie i zwiększanie napięciazasilania fotodiody w kierunku wstecznym początkowonie zmienia stałej czasowej, a w wyższych temperaturachpracy powoduje nawet pewne jej zwiększenie, jednak dalszywzrost zasilania radykalnie ją zmniejsza. Spadek stałej czasowejstaje się bardzo szybki dla napięć większych od V max.Wskutek ekstrakcji i ekskluzji elektronów z absorbera następujezmniejszanie ich koncentracji w stosunku do koncentracjiakceptorów. Powoduje to wzrost ruchliwości ambipolarneji ambipolarnego współczynnika dyfuzji w absorberze, a co zatym idzie w zakresie dużych napięć wstecznych, następujeprzyspieszenie transportu dyfuzyjnego i dryftowego nośników.Skutkuje to silnym spadkiem stałej czasowej przy wzrościezasilania.Elektronika 10/2010

τ, ns101Rys. 5. Zależność stałej czasowej sygnału fotodiody od napięciazasilania dla różnych temperatur pracyFig. 5. Time constant vs. reverse biasJak pokazują powyższe przykłady zastosowanie odpowiedniozaprojektowanej cheterostruktury i wykorzystaniezasilania napięciem wstecznym umożliwia konstruowaniedetektorów o wykrywalności bliskiej do fundamentalnych granicokreślonych przez szum kwantowy promieniowania tłai jednocześnie o subnanosekundowych stałych czasowych,czuli spełniających idealnie wymagania stawiane długofalowymdetektorom dla telekomunikacji optycznej w otwartejprzestrzeni.Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach2008–2010 jako projekt badawczy rozwojowy nr O R00 00 86 06.Literatura245 K230 K210 K200 K0,1-300 -250 -200 -150 -100 -50 0U, mV[1] Holejko K.: Łącza optyczne w otwartej przestrzeni. Przeglądtelekomunikacyjny, 4, pp. 118 124, 2005.[2] Juarez J. C.: Free-space optical communications for next-generationmilitary networks. IEEE Communications Magazine, pp.46-51, November 2006.[3] Kinkade K.: Free-space optics builds invisible bridges. Laser FocusWorld, 12, 2003.[4] Achour M.: Free-space optics wavelength selection: 10 µm versusshorter wavelengths. http://www.ulmtech.com.[5] Bielecki Z., M. Brudnowski, W. Gawron, J. Pawluczyk, A. Piotrowski,J. Piotrowski: Moduły detekcyjne dla telekomunikacji optycznejw otwartej przestrzeni drugiej generacji. Elektronika 7–8,pp. 95–100, (2008).[6] Frendinandow E., Mitsev T.: Link range of free space laser communicationsystem. Microwave Review, pp. 41–42, December2003.[7] Piotrowski J., Galus W., Grudzien M.: Near Room-TemperatureIR Photo-detectors. Infrared Phys., 31, pp. 11–48, 1991.[8] Piotrowski J., Piotrowski A.: Uncooled infrared photodetectors inPoland. Optoelectron. Rev. 14(1), pp. 37–45, 2006.[9] Piotrowski J., Grudzien M.: Nisze rynkowe szansą dla polskiejelektroniki. Elektronika 46(5), pp. 11–17, 2005.[10] Stanaszek D., M. Grudzień, Z. Nowak, Z. Orman, J. Pawluczyk,A. Piotrowski, J. Piotrowski, M. Romanis: Nowe technologie fotodetektorówpromieniowania podczerwonego w firmie VIGOSYSTEM SA Konferencja Konsorcjum Polskiej Optoelektroniki,2005.[11] Piotrowski A., Piotrowski J.: Material growth, device design, andapplications for uncooled LWIR HgCdTe detectors. Proc. SPIE6206, pp. 62060T, 2006.[12] www.vigo.com.pl.[13] Piotrowski A., K. Kłos, W. Gawron, J. Pawluczyk, Z. Orman, J.Piotrowski: Uncooled or minimally cooled 10µm photodetectorswith subnanosecond response time. Proc. SPIE 6542, pp.65421B, 2007. DOI: 10.1117/12.730230.[14] Piotrowski A., W. Gawron, K. Kłos, J. Rutkowski, Z. Orman, J.Pawluczyk, D. Stanaszek, H. Mucha, J. Piotrowski, A. Rogalski:Niechłodzone i minimalnie chłodzone detektory średniej i dalekiejpodczerwieni nowej generacji. Elektronika 11, pp. 112–121,2008.[15] Stanaszek D., J. Piotrowski, A. Piotrowski, W. Gawron, Z. Orman,R. Paliwoda, M. Brudnowski, J. Pawluczyk, M. Pedzińska:Mid and long infrared detection modules for picosecond rangemeasurements. Proc. SPIE 7482, pp. 74820 M-74820 M-11,2009; DOI: 10.1117/12.835963.[16] Bocci A., A. Marcelli, E. Pace, A. Drago, M. Piccinini, M. CestelliGuidi, D. Sali, P. Morini and J. Piotrowski: Time Resolved Detectionof Infrared Synchrotron Radiation at DAΦNE. AIP Conf.Proc. 879, pp. 1246–1249, 2007.[17] Bocci A., A. Clozza, A. Drago, A. Grilli, A. Marcelli, M. Piccinini,A. Raco, R. Sorchetti, L. Gambicorti, A. De Sio, E. Pace, J. Piotrowski:BEAM DIAGNOSTICS WITH IR LIGHT EMITTED BYPOSITRON AT DAΦNE. Proceedings of EPAC08, Genoa, Italy,pp. 1056–1058, 2008.[18] Piotrowski J., A. Rogalski: High-Operating-Temperature InfraredPhotodetectors. Ed. SPIE, Bellingham, ISBN: 9780819465351,2007.[19] Piotrowski J., W. Gawron: Ultimate Performance of Infrared Photodetectorsand Figure of Merit of Detector Material. InfraredPhysics and Technology, 38, pp. 63–68, 1997.[20] Piotrowski J., J. Pawluczyk, A. Piotrowski, W. Gawron, M. Romanis,K. Kłos: Uncooled MWIR and LWIR photodetectors inPoland. Przyjęto do druku w Opto-Electron. Rev.[21] Piotrowski J., A. Piotrowski, W. Gawron: Uncooled Mid-IR Photodetection.Materiałykonferencyjne z OPTRO 2010.[22] White A. M.: Auger Suppression and Negative Resistance in LowGap PIN Diode Structures. J. Appl. Phys. 26(5), pp. 317–324,1986.[23] Elliott C. T., N. T. Gordon, R. S. Hall, T. J. Phillips, A. M. White,C. L. Jones, C. D. Maxey, and N. E. Metcalfe: Recent results onMOVPE grown heterostructure devices. J. Electron. Mater. 25,pp. 1139–1145, 1996.[24] Elliott C. T., N. T. Gordon, T. J. Phillips, H. Steen, A. M. White, D.J. Wilson, C. L. Jones, C. D. Maxey, N. E. Metcalfe: Minimallycooled heterojunction laser heterodyne detectors in metalorganicvapor phase epitaxially grown Hg 1-xCd xTe. J. Electron. Mater.25, pp. 1146–1150, 1996.Wpłata w 2010 roku – GwarancjĄ niŻszej ceny prenumeraty o vat!Elektronika 10/2010 79