SP - UMEL - Vysoké uÄÂenàtechnické v Brně
SP - UMEL - Vysoké uÄÂenàtechnické v Brně SP - UMEL - Vysoké uÄÂenàtechnické v Brně
Návrh analogových integrovaných obvodů (BNAO) 8510 Zesilovací stavební bloky integrovaných obvodůAnalogové systémy (integrované obvody) jsou vpodstatě celkem vhodně propojenýchjednodušších komponentů a pasivních prvků. Půjdeme-li ještě dále, můžeme i tytokomponenty (operační zesilovače, komparátory atd.) rozložit dále na základní stavební bloky.Mezi tyto základní stavební bloky řadíme jednoduché jednostupňové zesilovače, diferenčnípáry, proudové a napěťové reference apod. Aplikací tohoto hierarchického pohledu se stáváanalýza chování složitých systémů jednodušší a lépe pochopitelná. Samozřejmě důležitoupodmínkou pro pochopení chování složitějších systémů je právě znalost chování a omezeníprávě základních stavebních bloků. A těmto je věnována další kapitola.10.1 Invertor s aktivní zátěžíNejjednodušším blokem, o kterém lze prohlásit, že plní úlohu zesilovače, je invertors aktivní zátěží. Na Obr. 46 vidíme jeho obvodové zapojení pro variantu s a) nmos vstupnímtranzistorem a b) s pmos vstupním tranzistorem. Na rozdíl od verze invertoru pro logickéobvody je vstupní signál připojen pouze na gate jednoho tranzistoru. Tranzistor tvořící aktivnízátěž má pracovní bod nastaven pomocným referenčním napětím V bias .Obr. 46 CMOS implementace invertoru s aktivní zátěží a) nmos b) pmos vstupní tranzistorReferenční napětí vytváří tranzistor M B , který je zapojen v tzv. diodovém uspořádání(drain a gate tranzistoru je propojen) a protéká jím proud I bias . V následujících kapitoláchbude ukázáno, že toto uspořádání je stejné jaké je použito u jednoduchého proudovéhozrcadla.Napětí mezi G a S (V GS ) tranzistoru aktivní zátěže je konstantní a tudíž stejnosměrná(dc) napěťovo-proudová charakteristika je tímto určena. Pokud bude vstupní napětí V in menšínež je prahové napětí V TH tranzistoru M1, potom tranzistorem nepoteče téměř žádný proud avýstupní napětí bude v tomto případě velmi blízké napájecímu napětí VDD. V tomto případěpracuje tranzistor M1 v podprahovém („subthreshold“) režimu a tranzistor M2 v režimulineárním (odporovém, „triode“). Při zvyšování vstupního napětí V in začneme postupněopouštět podprahový režim a tranzistor se stává vodivým. Nicméně výstupní napětí stálezůstává blízké VDD až do okamžiku kdy proud tranzistorem M1 dosáhne hodnotysaturačního proudu (tranzistor M1 vstoupí do oblasti saturace). V tomto bodě mástejnosměrná převodní charakteristika poměrně prudký (a záporný) sklon (Obr. 47 a). V tétooblasti pracují oba tranzistory v saturačním režimu. Pokud nadále zvyšujeme vstupní napětí,
86 FEKT Vysokého učení technického v Brněproud tranzistorem M1 má snahu se zvyšovat a začíná být větší než proud tranzistorem M2.To není možné a dochází k vyrovnávání proudů zmenšováním výstupního napětí až dookamžiku kdy se tranzistor M1 dostane do lineárního režimu a napětí na výstupu se přiblížíke gnd.Obr. 47 Převodní charakteristiky invertoru s aktivní zátěžíSklon převodní charakteristiky invertoru je v přímé souvislosti s malosignálovýmzesílením. Obr. 47 b) ukazuje, že největšího zesílení, jak je známo, dosahuje invertorv oblasti, kde oba tranzistory pracují v saturaci. Z toho samozřejmě plyne, že pokud chcemetohoto obvodu použít jako zesilovače, je potřeba nastavit pracovní bod obvodu právě tak, abyse pohyboval v této oblasti. Naopak připomeňme, že v digitálních obvodech se snažíme, abyinvertor pracoval v oblastech kdy je výstup buď blízko napájecího napětí (VDD, log 1) nebonaopak zemi (gnd, log 0). V těchto bodech invertor vykazuje téměř nulovou výkonovouztrátu. Tohoto stavu je dosaženo právě tím, že vstupní signál řídí oba tranzistory (tranzistorymají spojeny své gate svorky a tento uzel je vstup). Přírůstek zesílení, které se touto úpravouzíská není velký, ale stačí na zajištění dostatečné DIGITAL NOISE MARGIN. Navícpřipomeňme, že proud tranzistorem v lineárním režimu lze kontrolovat jen velmi obtížně.10.1.1 Malosignálová analýzaNa Obr. 48 je zjednodušený malosignálový model invertoru z Obr. 46. Tranzistory jsoumodelovány pouze jejich transkonduktancí a výstupním malosignálovým odporem 1/g ds .Model tranzistoru z kapitoly 3.2 bral v úvahu také frekvenční chování MOS tranzistoru aznázorňoval toto pomocí kapacitorů C gs , C gd , C db , C gs,ov a C gd,ov . Tyto kapacity se objevují iv tomto modelu, ale jsou už sloučeny do skupin a reprezentovány vždy jen jedinou výslednoukapacitou C L podle následujícího postupuC ≈ C + CC3≈ CCdb112+ C≈ Cdb2gs1gd 2+ C+ Cgd 2gs1,ovgd1,ov+ Cgd1,ov+ CPři nízkých kmitočtech potom můžeme psát pro zesíleníAV− gL( 10.1 )outm1v= =Vingds1+ g( 10.2 )ds2Pokud bude splněno, že oba tranzistory M1 i M2 jsou v saturačním režimu, potom jejichmalosignálový parametry můžeme vyjádřit jakogWµ C= λLm= 2oxIDgdsID( 10.3 )
- Page 35 and 36: 34 FEKT Vysokého učení technick
- Page 37 and 38: 36 FEKT Vysokého učení technick
- Page 39 and 40: 38 FEKT Vysokého učení technick
- Page 41 and 42: 40 FEKT Vysokého učení technick
- Page 43 and 44: 42 FEKT Vysokého učení technick
- Page 45 and 46: 44 FEKT Vysokého učení technick
- Page 47 and 48: 46 FEKT Vysokého učení technick
- Page 49 and 50: 48 FEKT Vysokého učení technick
- Page 51 and 52: 50 FEKT Vysokého učení technick
- Page 53 and 54: 52 FEKT Vysokého učení technick
- Page 55 and 56: 54 FEKT Vysokého učení technick
- Page 57 and 58: 56 FEKT Vysokého učení technick
- Page 59 and 60: 58 FEKT Vysokého učení technick
- Page 61 and 62: 60 FEKT Vysokého učení technick
- Page 63 and 64: 62 FEKT Vysokého učení technick
- Page 65 and 66: 64 FEKT Vysokého učení technick
- Page 67 and 68: 66 FEKT Vysokého učení technick
- Page 69 and 70: 68 FEKT Vysokého učení technick
- Page 71 and 72: 70 FEKT Vysokého učení technick
- Page 73 and 74: 72 FEKT Vysokého učení technick
- Page 75 and 76: 74 FEKT Vysokého učení technick
- Page 77 and 78: 76 FEKT Vysokého učení technick
- Page 79 and 80: 78 FEKT Vysokého učení technick
- Page 81 and 82: 80 FEKT Vysokého učení technick
- Page 83 and 84: 82 FEKT Vysokého učení technick
- Page 85: 84 FEKT Vysokého učení technick
- Page 89 and 90: 88 FEKT Vysokého učení technick
- Page 91 and 92: 90 FEKT Vysokého učení technick
- Page 93 and 94: 92 FEKT Vysokého učení technick
- Page 95 and 96: 94 FEKT Vysokého učení technick
- Page 97 and 98: 96 FEKT Vysokého učení technick
- Page 99 and 100: 98 FEKT Vysokého učení technick
- Page 101 and 102: 100 FEKT Vysokého učení technick
- Page 103 and 104: 102 FEKT Vysokého učení technick
- Page 105 and 106: 104 FEKT Vysokého učení technick
- Page 107 and 108: 106 FEKT Vysokého učení technick
- Page 109 and 110: 108 FEKT Vysokého učení technick
- Page 111 and 112: 110 FEKT Vysokého učení technick
- Page 113 and 114: 112 FEKT Vysokého učení technick
- Page 115 and 116: 114 FEKT Vysokého učení technick
- Page 117 and 118: 116 FEKT Vysokého učení technick
- Page 119 and 120: 118 FEKT Vysokého učení technick
- Page 121 and 122: 120 FEKT Vysokého učení technick
- Page 123 and 124: 122 FEKT Vysokého učení technick
- Page 125 and 126: 124 FEKT Vysokého učení technick
- Page 127 and 128: 126 FEKT Vysokého učení technick
- Page 129 and 130: 128 FEKT Vysokého učení technick
- Page 131 and 132: 130 FEKT Vysokého učení technick
- Page 133 and 134: 132 FEKT Vysokého učení technick
- Page 135 and 136: 134 FEKT Vysokého učení technick
86 FEKT Vysokého učení technického v Brněproud tranzistorem M1 má snahu se zvyšovat a začíná být větší než proud tranzistorem M2.To není možné a dochází k vyrovnávání proudů zmenšováním výstupního napětí až dookamžiku kdy se tranzistor M1 dostane do lineárního režimu a napětí na výstupu se přiblížíke gnd.Obr. 47 Převodní charakteristiky invertoru s aktivní zátěžíSklon převodní charakteristiky invertoru je v přímé souvislosti s malosignálovýmzesílením. Obr. 47 b) ukazuje, že největšího zesílení, jak je známo, dosahuje invertorv oblasti, kde oba tranzistory pracují v saturaci. Z toho samozřejmě plyne, že pokud chcemetohoto obvodu použít jako zesilovače, je potřeba nastavit pracovní bod obvodu právě tak, abyse pohyboval v této oblasti. Naopak připomeňme, že v digitálních obvodech se snažíme, abyinvertor pracoval v oblastech kdy je výstup buď blízko napájecího napětí (VDD, log 1) nebonaopak zemi (gnd, log 0). V těchto bodech invertor vykazuje téměř nulovou výkonovouztrátu. Tohoto stavu je dosaženo právě tím, že vstupní signál řídí oba tranzistory (tranzistorymají spojeny své gate svorky a tento uzel je vstup). Přírůstek zesílení, které se touto úpravouzíská není velký, ale stačí na zajištění dostatečné DIGITAL NOISE MARGIN. Navícpřipomeňme, že proud tranzistorem v lineárním režimu lze kontrolovat jen velmi obtížně.10.1.1 Malosignálová analýzaNa Obr. 48 je zjednodušený malosignálový model invertoru z Obr. 46. Tranzistory jsoumodelovány pouze jejich transkonduktancí a výstupním malosignálovým odporem 1/g ds .Model tranzistoru z kapitoly 3.2 bral v úvahu také frekvenční chování MOS tranzistoru aznázorňoval toto pomocí kapacitorů C gs , C gd , C db , C gs,ov a C gd,ov . Tyto kapacity se objevují iv tomto modelu, ale jsou už sloučeny do skupin a reprezentovány vždy jen jedinou výslednoukapacitou C L podle následujícího postupuC ≈ C + CC3≈ CCdb112+ C≈ Cdb2gs1gd 2+ C+ Cgd 2gs1,ovgd1,ov+ Cgd1,ov+ CPři nízkých kmitočtech potom můžeme psát pro zesíleníAV− gL( 10.1 )outm1v= =Vingds1+ g( 10.2 )ds2Pokud bude splněno, že oba tranzistory M1 i M2 jsou v saturačním režimu, potom jejichmalosignálový parametry můžeme vyjádřit jakogWµ C= λLm= 2oxIDgdsID( 10.3 )