Návrh komunikaÄného prijÃmaÄa pre pásmo 45 ... - Žilinská univerzita
Návrh komunikaÄného prijÃmaÄa pre pásmo 45 ... - Žilinská univerzita
Návrh komunikaÄného prijÃmaÄa pre pásmo 45 ... - Žilinská univerzita
Create successful ePaper yourself
Turn your PDF publications into a flip-book with our unique Google optimized e-Paper software.
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Elektrotechnická fakulta<br />
Katedra telekomunikácií<br />
Návrh komunikačného prijímača <strong>pre</strong> pásmo<br />
<strong>45</strong> až 860 MHZ<br />
Peter KUBO<br />
2007
Návrh komunikačného prijímača <strong>pre</strong> pásmo<br />
<strong>45</strong> až 860 MHz<br />
DIPLOMOVÁ PRÁCA<br />
Peter KUBO<br />
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Elektrotechnická fakulta<br />
Katedra telekomunikácií<br />
Študijný odbor:<br />
TELEKOMUNIKÁCIE<br />
Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc.<br />
Stupeň kvalifikácie: inžinier (Ing.)<br />
Dátum odovzdania diplomovej práce: 18. mája 2007<br />
ŽILINA 2007
ANOTAČNÝ LIST<br />
Názov diplomovej práce: Návrh komunikačného prijímača <strong>pre</strong> pásmo <strong>45</strong> až 860 MHz<br />
Fakulta: Elektrotechnická Katedra: Telekomunikácií<br />
Priezvisko a meno: KUBO Peter Rok: 2007<br />
Počet strán: 61 Počet obrázkov: 40 Počet tabuliek: 2<br />
Počet grafov: 0 Počet príloh: 0 Počet použitej literatúry: 13<br />
ANOTÁCIA<br />
Diplomová práca je koncipovaná ako teoreticko – praktické spracovanie návrhu<br />
komunikačného prijímača <strong>pre</strong> pásmo VKV a UKV. V teoretickom spracovaní tejto práce<br />
sa autor zameral na popis jednotlivých modulov v komunikačnom prijímači, ako aj<br />
matematický a fyzikálny popis modulácií. Taktiež sú v práci rozobraté aj prijímače<br />
s digitálnym spracovaním signálov.<br />
Praktická časť je zhotovenie navrhnutého riešenia prijímača.<br />
SUMMARY<br />
The diploma thesis is theoretically-practical eleboration suggestion of<br />
communication receiver for area of VHF and UHF. In theoretical part of this work, author<br />
focused on the description some moduls in communication receiver and mathematical and<br />
physical description of modulation. In this work are descripted receiver with digital<br />
processing signal too.<br />
Practically part is construction of suggested receiver<br />
Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc.<br />
Recenzent:<br />
Dátum odovzdania: 18. mája 2006
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obsah..................................................................................................................................<br />
1. ÚVOD......................................................................................................................... 1<br />
2. HLAVNÉ POŽIADAVKY KLADENÉ NA PRIJÍMAČE.................................... 2<br />
2.1 Citlivosť prijímača.............................................................................................. 2<br />
2.2 Šumové číslo prijímača....................................................................................... 2<br />
2.3 Selektivita prijímača ...........................................................................................2<br />
2.4 Frekvenčná stabilita a <strong>pre</strong>snosť naladenia prijímača...........................................3<br />
2.5 Parazitné a vlastné príjmi prijímača.................................................................... 3<br />
2.6 Krížová modulácia...............................................................................................3<br />
2.7 Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov..................................................4<br />
2.8 Spotreba el. energie..............................................................................................4<br />
2.9 Rozmery, váha a tvar........................................................................................... 4<br />
2.10 Vybavenie pomocnými obvodmi.........................................................................4<br />
3. MODULÁCIE..............................................................................................................5<br />
3.1 Amplitúdová modulácia (AM)............................................................................ 5<br />
3.2 Jednopásmová modulácia (SSB)..........................................................................8<br />
3.3 Frekvenčná modulácia (FM)............................................................................... 11<br />
3.4 CW modulácia.....................................................................................................15<br />
4. KONCEPCIA PRIJÍMAČA.......................................................................................16<br />
5. TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV...............17<br />
5.1 Vstupná časť: TV TUNER..................................................................................17<br />
5.1.1 Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN 387 273.....................................20<br />
5.2 Zmiešavače..........................................................................................................22<br />
5.2.1 Výpočet prvkov rezonančného obvodu <strong>pre</strong> kryštál v obvode zmiešavača..........26<br />
5.2.2 Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA 612............................................28<br />
5.3 Detektory a demodulátory................................................................................... 31<br />
5.3.1 Popis demodulátora MAA 661 ........................................................................... 31<br />
5.4 Výpočet fázovacieho článku............................................................................... 37<br />
5.5 Nastavenie koincidenčného detektora................................................................. 39<br />
6. KONEČNÁ SCHÉMA KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA.................................. 40<br />
7. KONŠTRUKCIA A PREVEDENIE CIEVOK V KOMUNIKAČNOM<br />
PRIJÍMAČI.................................................................................................................. 41<br />
8. KONCOVÝ ZOSILŇOVACÍ VÝKONOVÝ STUPEŇ 1W..................................... 44<br />
9. NAPÁJACIE ZDROJE KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA.................................<strong>45</strong>
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
10. KOMUNIKAČNÝ PRIJÍMAČ S DIGITÁLNYM SPRACOVANÍM SIGNÁLOV<br />
10.1 A/D <strong>pre</strong>vodníky...................................................................................................49<br />
10.2 Digitálne signálové procesory............................................................................ 50<br />
10.3 Superheterodynný prijímač s digitalizáciou mf. Signálov................................. 52<br />
11. ZHODNOTENIE VÝSLEDKOV............................................................................. 55<br />
12. ZOZNAM POUŽITÝCH SÚČIASTOK.................................................................. 56<br />
12.1 Komunikačný prijímač....................................................................................... 56<br />
12.2 Zosilňovač 1W................................................................................................... 57<br />
12.3 Zdroje napätia..................................................................................................... 58<br />
Použitá literatúra.................................................................................................................59<br />
Čestné <strong>pre</strong>hlásenie..............................................................................................................60<br />
Poďakovanie.......................................................................................................................61
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
ZOZNAM OBRÁZKOV<br />
Obr.3.a Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM<br />
Obr.3.b Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu<br />
Obr.3.c Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou<br />
Obr.3.d Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ω ok FM vlny<br />
Obr.3.e Modulačný signál g 1 (t) a frekvenčne modulovaný signál f 1 (t).<br />
Obr.4.a Bloková schéma prijímača<br />
Obr.5.1a Vstupný filter TV tunera <strong>pre</strong> VKV pásmo<br />
Obr.5.2 b Všeobecná schéma zmiešavača<br />
Obr.5.2 c Rôzne varianty prijímačov<br />
Obr.5.2.d Collpytsov oscilátor s kryštálom<br />
Obr.5.2.e Collpytsov LC oscilátor<br />
Obr.5.2.f Hartleyov LC oscilátor<br />
Obr.5.2.1.a Vnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov<br />
Obr.5.2.1.b Naviazanie zmiešavača na filter<br />
Obr.5.3.a Detektor a demodulátor<br />
Obr.5.3.1a Bloková schéma IO MAA 661<br />
Obr.5.3.1.b Koincidenčný detektor<br />
Obr.5.3.1.c Názorné vysvetlenie koincidencie<br />
Obr.5.3.1.d Detekčná závislosť<br />
Obr.5.3.1.e Fázovací článok<br />
Obr.5.3.1.f Zjednodušená schéma koincidenčného detektora<br />
Obr.5.3.1.g Praktické zapojenie posúvača fázy<br />
Obr.5.4.a Náhradná schéma fázovacieho obvodu<br />
Obr.5.4.b Nastavenie koincidenčného detektora<br />
Obr.6.a Schéma komunikačného prijímača<br />
Obr.6.b Doska plošného spoja zo strany spojov<br />
Obr.6.c Doska plošného spoja zo strany súčiastok<br />
Obr.7.a Prevedenie cievok v prijímači<br />
Obr.7.1.a Značenie kondenzátorov<br />
Obr.8.a Rozloženie súčiastok na doske modulu zosilňovača<br />
Obr.8.b Obrazec dosky spojov modulu zosilňovača
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.8.c Schéma zapojenia zosilňovača 1 W<br />
Obr.9.a Všeobecná bloková schéma napájacieho zdroja<br />
Obr.9.b Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom MA 7812<br />
Obr.9.c Doska plošného spoja <strong>pre</strong> stabilizovaný zdroj 12V<br />
Obr.9.d Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom LM 317<br />
Obr.10.a Zmiešavač so samočinným potlačením zrkadlových signálov<br />
Obr.10.b Superheterodyn s digitalizáciou <strong>pre</strong>vedenou na výstupe mf zosilňovača<br />
Obr.10.c Superheterodyn s priamou konverziou zložiek IQ do základného pásma<br />
Obr.10.d Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou<br />
zložiek I,Q do základného pásma.<br />
ZOZNAM TABULIEK<br />
Tab.5.3.1.a Logická funkcia hradla NAND<br />
Tab.7.1.a Značenie plochých keramických kondenzátorov
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
ZOZNAM POUŽITÝCH SKRATIEK A SYMBOLOV<br />
A/D Analógovo – digitálný <strong>pre</strong>vodník (Analog / digitally)<br />
AM Amplitúdová modulácia<br />
AVC Automatické riadenie zisku (Automatic Volume Control)<br />
CCIR Medzinárodný poradný orgán <strong>pre</strong> rádiokomunikácie (Consultative Committee<br />
for International Radio)<br />
CW Modulácia s kľúčovaním<br />
DPS Doska plošných spojov<br />
FM Frekvenčná modulácia<br />
IO Integrovaný obvod<br />
KS Koncový stupeň<br />
KV Krátke vlny<br />
LED Dióda vyžarujúca svetlo (Light Emitting Dióde)<br />
MF Medzifrekvencia<br />
SMD Zariadenie <strong>pre</strong> povrchovú montáž (Surface Mounted Device)<br />
SMT Technológia povrchovej montáže (Surface Mounted Technology)<br />
SSB Modulácia s jedným postranným pásmom (Single Side Band )<br />
TV Televízny (Television)<br />
UHF Ultra vysoká frekvencia (Ultra High Frequency)<br />
VHF Veľmi vysoká frekvencia (Very High Frequency)<br />
VKV Veľmi krátke vlny
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
1.ÚVOD<br />
Často krát padá otázka aký prijímač na príjem rozhlasových staníc je najlepší.<br />
Uspokojivú odpoveď však nikto nedá. Niekto <strong>pre</strong>feruje to - druhý zase ono rádio.<br />
Pri návrhu rádioprijímača však rozhoduje aj to, na čo ho budeme používať.<br />
Presnejšie povedané: ako a kde ho využijeme? V kuchyni nám postačí aj obyčajné malé<br />
rádio. Vytiahneme teleskopickú anténu alebo cez poličku <strong>pre</strong>hodíme z rádia trčiaci drôtik<br />
a hrá to.... Na záhradu si určite zoberieme malý tranzistor, ktorý nám bude spríjemňovať<br />
chvíle počas oddychu. To isté platí aj na - výletoch, chatách, internátoch, kanceláriách a<br />
podobne. Takéto prijímače sú osadené väčšinou len pásmom VKV prípadne SV.<br />
Ak si však povieme, že nejaká miestna, alebo regionálna stanica nás svojim<br />
obsahom alebo programom neuspokojuje a chceli by sme počuť, čo sa vysiela o niekoľko<br />
desiatok - alebo stoviek kilometrov ďalej, musíme už pouvažovať nad niečím iným. Čo<br />
tak kvalitný stolný komunikačný prijímač? Pri tejto kategórii však budeme musieť možno<br />
čerpať bankový úver, <strong>pre</strong>tože zostrojenie tohto prijímača je finančne dosť náročné,<br />
<strong>pre</strong>tože sú obvodovo zložitejšie a náročnejšie.<br />
Ešte by sme rozhlasové prijímače mohli rozdeliť na analógové a digitálne.<br />
Analógovo sa zatiaľ vysiela všade (aj u nás, aj v zahraničí), digitálne rozhlasové<br />
vysielanie je zatiaľ v plienkach (najmä v okolitých krajinách - systém DAB (digital audio<br />
broadcasting), DRM (digital radio mondiale) - tieto systémy tu nebudem rozoberať, u nás<br />
zatiaľ nefungujú).<br />
Cieľom práce je návrh komunikačného prijímača <strong>pre</strong> pásmo <strong>45</strong> až 860 MHz.<br />
Zaoberal som sa teoretickým popisom jednotlivých modulov navrhnutého prijímača.<br />
Úlohou bola aj realizácia navrhnutého prijímača. V poslednej časti práce som sa zameral<br />
na prijímače s digitálnym spracovaním signálu.<br />
1
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
2.HLAVNÉ PARAMETRE A KONŠTRUKCIE PRIJÍMAČOV:<br />
V tejto časti si všimneme základné vlastnosti VKV prijímačov a podrobnejšie si<br />
rozoberieme tie, ktoré majú zvláštnu dôležitosť <strong>pre</strong> dobrý príjem signálov.<br />
2.1 Citlivosť prijímača:<br />
Umin označuje obvykle hodnotu napätia ktorú musí anténa dodať na vstupné<br />
svorky prijímača, aby sa na výstupe dosiahlo určitého pomeru signál/šum.<br />
U každého údaja citlivosti je treba povedať, <strong>pre</strong> akú moduláciu platí tzn. že je treba uviesť<br />
druh aj parametre modulácie.<br />
2.2 Šumové číslo prijímača:<br />
Označuje, koľkokrát sa zhorší pomer signál/šum na výstupe prijímača oproti<br />
vstupu. Ak označíme výkony signálu a šumu na vstupe ako S1 a N1 a hodnoty na výstupe<br />
S2 a N2, potom je šumové číslo prijímača F definované ako pomer signál/šum na vstupe<br />
a výstupe, teda :<br />
S1N<br />
F =<br />
S N<br />
2<br />
2<br />
1<br />
2.3 Selektivita prijímača:<br />
Býva tesne spojená s inými parametrami, šírkou priepustného pásma<br />
a súčiniteľom tvaru priepustnej charakteristiky filtra. Vysvetlím bližšie tieto pojmy:<br />
Stanica ktorú chceme prijímať vysiela signály ktoré majú určitú šírku frekvenčného<br />
spektra Bs<br />
Aby sme prijali informáciu obsiahnutú vo vysielanom signály, musíme zachytiť väčšinu<br />
energie obsiahnutú vo frekvenčnom spektre.(stačí 80 -90%), pričom súčasne chceme aby<br />
spektrá iných signálov – nás nezaujímajúcich staníc boli odfiltrované. Orgánom ktorý<br />
prijíma informáciu, býva obvykle ucho a to má schopnosť bez námahy spracovať signály<br />
rozsahu asi 60 dB. Ak nastavíme na prijímači, <strong>pre</strong> sluch vhodnú úroveň signálu, potom<br />
zníženie signálu o 6 dB ucho ešte rozozná. Rušivé signály nižšie asi o 30 dB ucho síce<br />
ešte vníma ako rušenie, avšak ako veľmi slabé a v podstate nebrániace dobrému prijímu.<br />
Rušivé signály s úrovňou o 60 dB nižšou, ucho <strong>pre</strong>stáva počuť.<br />
2
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
2.4 Frekvenčná stabilita a <strong>pre</strong>snosť naladenia prijímača:<br />
Sú to dva príbuzné parametre, označujúce do akej miery je schopný prijímač<br />
jednu nastavenú stanicu udržať v priepustnom pásme, poprípade s akou <strong>pre</strong>snosťou<br />
dovoľuje prijímač naladiť a nájsť podľa údaju stupnice protistanice, ktorej frekvenciu<br />
poznáme. Obidva parametre bývajú udané ako odchýlka v Hz alebo kHz s označením<br />
okolností, za ktorých táto odchýlka ne<strong>pre</strong>siahne danú medzu. Presnosť naladenia<br />
prijímača je tesne spojená s jeho frekvenčnou stabilizáciou, je totiž logické, aby stabilný<br />
prijímač mal taktiež <strong>pre</strong>snú stupnicu.<br />
2.5 Parazitné a vlastné príjmi prijímača:<br />
Sú nepríjemnou vlastnosťou prijímača pracujúcich na superhetovom princípe. Pod<br />
pojmom parazitný príjem budeme označovať príjem takých staníc, ktoré v skutočnosti na<br />
naladenej frekvencii nepracujú, ale sú niekde inde a vplyvom nelineárnych vlastností<br />
niektorých obvodov prijímača, zvlášť zmiešavačov, boli frekvenčne posunuté.<br />
Najznámejším <strong>pre</strong>javom býva tzv, Zrkadlový príjem, kde jednu stanicu počujeme na<br />
superhete nielen na správnej, ale i na zrkadlovej frekvencii.<br />
Vlastné príjmi sa vyskytujú u prijímačov <strong>pre</strong>vedených na superhetovom princípe s viac<br />
než jedným zmiešavaním. Býva to obvykle niekoľko miest v pásme, kde sa prijíma<br />
niektorá harmonická frekvencia jedného z oscilátorov zmiešavača. V týchto miestach<br />
býva prijímač viac, alebo menej zahltený a príjem slabých signálov v blízkom okolí<br />
nemožný. Vhodnými opatreniami(tienenie, voľba mf kmitočtu) je možné počet miest<br />
vlastného príjmu znížiť na minimum a rovnako aj intenzitu zahltenia prijímača.<br />
2.6 Krížová modulácia:<br />
Je rovnako vyvolaná nelineárnymi prvkami – tranzistormi. Pod týmto názvom<br />
označujeme jav, keď silná stanica pracujúca na frekvencii blízkej prijímanej stanice jej<br />
vtisne svoju moduláciu, aj keď je neskôr v ďalších obvodoch odfiltrovaná. Táto vlastnosť<br />
sa <strong>pre</strong>javuje hlavne u superhetov, kde sú zmiešavače málo odolné voči krížovej<br />
modulácii.<br />
Parazitná modulácia počúvanej stanice inou nežiadúcou stanicou znamená vlastne vznik<br />
ďalšieho postranného pásma okolo nosnej žiadanej stanice, ktoré tam pôvodne nebolo, čo<br />
sa rovná rušeniu. Krížová modulácia sa podobne ako AM obvykle udáva v %, pričom je<br />
potrebné určiť podmienky, za ktorých nastáva, tj. napätie vyvolané rušivou stanicou na<br />
vstupe, stupeň jej modulácie a vzdialenosť od žiadanej stanice.<br />
3
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
2.7 Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov<br />
2.8 Spotreba el. energie:<br />
aj jej druh(sieť, batérie a pod), možnosť napájať náhradnými zdrojmi<br />
2.9 Rozmery ,váha a tvar – možnosti <strong>pre</strong>vážania a <strong>pre</strong>nášania<br />
2.10 Vybavenie pomocnými obvodmi – indikátor naladenia a pod.<br />
Rada týchto požiadaviek je vzájomne zviazaná.., napr. citlivý prijímač musí mať<br />
aj dobrú selektivitu, selektívny prijímač musí byť stabilný atď...<br />
Je samozrejmé, že výber koncepcie prijímača bude do značnej miery ovplyvňovaný<br />
schopnosťami a možnosťami svojho tvorcu, či už odbornými alebo ekonomickými.<br />
4
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
3. MODULÁCIE<br />
3.1Amplitúdová modulácia (AM)<br />
Mení sa amplitúda nosnej vlny v rytme okamžitej hodnoty modulačného signálu.<br />
Pozrime sa ako bude vyzerať úplné spektrum amplitúdovo modulovaného signálu. Pri<br />
odvodzovaní spektrálnej rovnice budeme vychádzať z vyjadrenia časového priebehu<br />
nosného harmonického signálu, ktorý je v tvare :<br />
x = X m cos (vt + φ v ) (3.1.1)<br />
kde x <strong>pre</strong>dstavuje okamžitú hodnotu obvodovej veličiny (napätie alebo prúd), X m je jej<br />
amplitúda, v je uhlová frekvencia nosného signálu a φ v je jej fáza.<br />
Zodpovedzme základnú otázku. Ako dôjde k amplitúdovej modulácii, resp. ako sa<br />
zmení harmonický nosný signál? O amplitúdovo modulovanom signály budeme hovoriť<br />
vtedy, ak amplitúda nosného signálu bude ovplyvňovaná modulačným signálom. To<br />
znamená, že X m bude časovo závislá, teda X m -> X m (t). Potom<br />
x{t) = X m {t)cos(vt + (φ v ) (3.1.2)<br />
Modulačný signál môže mať všeobecný časový priebeh, často aj náhodného charakteru,<br />
takže častokrát nie je možno ho vystihnúť konkrétnou časovou funkciou. Pre analýzu<br />
spektra modulovaného signálu je potrebné uvažovať harmonický signál, ktorý môže<br />
obsahovať aj jednosmernú zložku. Potom takýto modulačný signál nadobudne tvar<br />
X m (t) = X m 0 + δ X m cos (ωt + φ ω) (3.1.3)<br />
Po dosadení (3.1.3) do (3.1.2) dostaneme<br />
x(t) = [ X m 0 + δX m cos(ωt +φ ω ) ] cos (vt + φ v ) (3.1.4)<br />
A po roznásobení:<br />
x(t) = X m 0 cos (vt + φ v ) + δX m cos (ωt + φ ω ) cos (vt + φ v ) (3.1.5)<br />
Zaveďme substitúciu<br />
cos (vt + φ v ) = cos α (3.1.6)<br />
cos (ωt + φ ω ) = cos β<br />
5
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Pre súčin kosínusov podľa trigonometrického vzťahu platí spoločný vzťah<br />
cos (α ± β) = cosα cosβ ± sinα sinβ (3.1.7)<br />
kde po jeho úprave dostávame:<br />
cosα cosβ = ½ [cos(α +β) + cos(α –β)] (3.1.8)<br />
a po vrátení substitúcie za cosα cosβ a dosadení do rovnice (3.1.5) nadobudne úplná<br />
spektrálna rovnica amplitúdovo modulovaného signálu tvar:<br />
x(<br />
t)<br />
= X<br />
+ X<br />
m0<br />
m0<br />
⎧1<br />
X<br />
⎨ δ<br />
⎩2<br />
X<br />
⎧<br />
1 X<br />
⎨cos(<br />
vt + ϕ<br />
v<br />
) + δ<br />
⎩<br />
2 X<br />
m<br />
m0<br />
cos<br />
m0<br />
cos<br />
[( v − ω)<br />
t + ( ϕ − ϕ )]<br />
m<br />
v<br />
[( v + ω)<br />
t + ( ϕ + ϕ )]<br />
ω<br />
⎫<br />
⎬<br />
⎭<br />
v<br />
ω<br />
⎫<br />
⎬ +<br />
⎭<br />
(3.1.9)<br />
kde výrazy (v + ω), (v - ω) <strong>pre</strong>dstavujú dve postranné zložky o súčtovej a rozdielovej<br />
uhlovej frekvencii, ktoré sú navzájom symetricky umiestnené po obidvoch stranách<br />
nosnej uhlovej frekvencie v.<br />
Označme člen:<br />
X<br />
m =<br />
δ ma<br />
(3.1.10)<br />
X<br />
m0<br />
pričom koeficient δ určuje mieru vplyvu modulačného signálu na amplitúdu nosnej<br />
pri modulácii. Vzťah (3.1.10) je tzv. hĺbka amplitúdovej modulácie.<br />
Dosadením m a z člena (3.1.10) do (3.1.9) dostaneme výslednú úplnú spektrálnu<br />
rovnicu amplitúdovo modulovaného signálu :<br />
⎧<br />
x(<br />
t)<br />
= X<br />
m0<br />
⎨cos(<br />
vt + ϕ<br />
v<br />
) +<br />
⎩<br />
⎧1<br />
+ X<br />
m0<br />
⎨ ma<br />
cos<br />
⎩2<br />
1<br />
2<br />
m<br />
[( v − ω) t + ( ϕ − ϕ )] ⎬ ⎫<br />
⎭<br />
v<br />
a<br />
cos<br />
[( v + ω) t + ( ϕ + ϕ )]<br />
ω<br />
v<br />
ω<br />
⎫<br />
⎬ +<br />
⎭<br />
(3.1.11)<br />
6
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr 3.a Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM<br />
Predpokladajme, že uhlová frekvencia modulačného signálu sa mení v rozmedzí celého<br />
spektra modulačného signálu. To má za následok, že v rozmedzí tohto spektra sa budú<br />
meniť i rozsahy obidvoch spektrálnych postranných zložiek. Tento stav je zobrazený na<br />
obr.3.b<br />
Obr 3.b Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu<br />
Z hľadiska <strong>pre</strong>nosu informácie amplitúdovo modulovaným signálom nie je nutné <strong>pre</strong>nášať<br />
celé spektrum (obr.3.b), ale postačí <strong>pre</strong>nášať iba jedno postranné pásmo. V technickej<br />
praxi sa používa <strong>pre</strong> amplitúdovo modulovaný rádiový signál <strong>pre</strong>nos úplného signálu.<br />
Prenos jedného postranného pásma a čiastočne potlačenej nosnej sa používa v televíznych<br />
systémoch (<strong>pre</strong>nos obrazového signálu). V systémoch na <strong>pre</strong>nos telefónnych hovorov sa<br />
väčšinou používa <strong>pre</strong>nos s jedným postranným pásmom. Potlačenie nežiadúcich zložiek<br />
spektra resp. nosnej sa realizuje obvodovým riešením amplitúdového modulátora a<br />
filtráciou.<br />
7
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Skúmajme teraz výkonové pomery signálu AM s dvomi postrannými pásmami. Výstupný<br />
výkon pri 100 % modulácii sa rozdelí na tri časti. Polovica výkonu sa spotrebuje vo<br />
vysielaní nosnej vlny. Druhá polovica sa rozdelí na obidve postranné pásma. Jedno<br />
pásmo teda nesie len 25 % celkového vyžiareného výkonu. Teda keď máme AM vysielač<br />
s výstupným výkonom 1 W, z toho 0,5 W dostane nosný signál a 0,25 W jednotlivé<br />
postranné pásma.<br />
Čo sa týka technickej realizácie AM, to môžeme robiť dvomi základnými spôsobmi:<br />
a., kolektorová (anódová) modulácia,<br />
b., modulácia v okruhu riadiacej elektródy (mriežková)<br />
3.2 Jednopásmová modulácia SSB<br />
Jednopásmová modulácia je vo frekvenčnej oblasti charakterizovaná<br />
prítomnosťou len jednej postrannej zložky, dolnej, alebo hornej. Druhá zložka a nosná<br />
frekvencia sú potlačené (v angličtine pod názvom single sideband - SSB). Potlačenie<br />
nežiadúcej zložky (pásma) je možné dosiahnuť dvomi spôsobmi:<br />
a) zapojením vhodného filtra na výstupe modulátora,<br />
b) kompenzáciou nežiadúceho produktu vhodným obvodovým zapojením<br />
modulátora realizujúceho jednopásmovú moduláciu<br />
S prvým spôsobom (filtračná metóda) sme sa vlastne doposiaľ zaoberali, treba iba<br />
pripomenúť, že na pásmovú priepust' sú kladené veľké nároky najmä na jej selektivitu a<br />
časovú stálosť, ktoré so stúpajúcou frekvenciou nosného signálu sa zvyšujú. Aby nežiadúce<br />
pásmo bolo čo najviac potlačené používa sa v praxi pri tejto metóde transpozícia<br />
frekvencie. Vlastná modulácia sa uskutoční na frekvencii výhodnej z hľadiska filtrácie, a<br />
takto vzniknutý signál s jedným postranným pásmom (zložkou) sa transponuje na<br />
<strong>pre</strong>vádzkovú frekvenciu. Zaoberajme sa teraz ďalším spôsobom vytvorenia jednopásmovej<br />
modulácie a to moduláciou s fázovou kompenzáciou (fázová metóda). Tento spôsob z<br />
hľadiska realizácie nevyžaduje použiť technicky a obvodovo zložité pásmové priepuste na<br />
odfiltrovanie nežiadúcej zložky (pásma), ale zato vyžaduje použiť dva vyvážené<br />
modulátory. Princíp tejto metódy je možné odvodiť nasledovne. Pri fázovej metóde<br />
8
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
generujeme dva amplitúdovo modulované signály s potlačenou nosnou frekvenciou,<br />
ktoré potom vstupujú do sumačného obvodu obr.3.c. Výsledkom je signál obsahujúci<br />
dolnú alebo hornú postrannú zložku (pásmo). Keďže pri amplitúdovej modulácii<br />
(klasickej i s potlačenou nosnou) sa fáza dolného i horného postranného pásma odlišuje<br />
znamienkom znamenajúcim fázový posuv n, môžeme použiť na potlačenie nežiadúceho<br />
postranného pásma fázového rozlíšenia.<br />
Vychádzajme z obr.3.c, kde do vyváženého modulátora Ml vstupuje už známy<br />
modulačný signál X m (t) =X m o + δcos(ω +φω) a nosná X m cos(v + φ v ), pričom sme počiatočné<br />
fázové posuny položili φ ω = φ v = 0. Pre takýto systém v súlade so vzťahmi (3.1.1) až (3.1.4)<br />
platí<br />
⎛ π ⎞ ⎛ π ⎞<br />
x( t)<br />
= X<br />
m 0<br />
m<br />
a<br />
cos vt cos ωt<br />
+ δX<br />
m<br />
cos ⎜ vt − ⎟ cos ⎜ωt<br />
− ⎟ (3.2.1)<br />
⎝ 2 ⎠ ⎝ 2 ⎠<br />
ďalej upravíme výraz nasledovným spôsobom<br />
x(<br />
t)<br />
= X<br />
= X<br />
m0<br />
m<br />
m0<br />
2<br />
a<br />
⎧<br />
⎨m<br />
⎩<br />
a<br />
X<br />
cos vt cosωt<br />
+ δ<br />
X<br />
m<br />
m0<br />
π π ⎫<br />
cos( vt − ) cos( ωt<br />
− ) ⎬ =<br />
2 2 ⎭<br />
[ cos( v + ω)<br />
t + cos( v − ω)<br />
t + cos( v − ω)<br />
t − cos( v + ω)<br />
t]<br />
(3.2.2)<br />
potom<br />
ma<br />
x( t)<br />
= X<br />
m 0<br />
cos( v − ω)<br />
t<br />
2<br />
kde platia trigonometrické výrazy<br />
⎛ ⎞<br />
cos ⎜vt − π ⎟ = sin vt<br />
⎝ 2 ⎠<br />
π<br />
cos( ωt<br />
− ) = sin ωt<br />
(3.2.3)<br />
2<br />
9
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Rozpíšme vzťah (3.1.1) podľa prislúchajúcich znamienok. Z (3.1.1) dostávame dva výrazy<br />
v tvare<br />
cos(v + ω) = cos v cos ω – sin v sinω (3.2.4)<br />
cos( v - ω) = cos v cos ω + sin v sinω<br />
<strong>pre</strong>násobme prvý výraz v (3.2.4) číslom (-1) a pripočítajme ho k druhému výrazu. Potom po<br />
jednoduchej úprave dostávame:<br />
1<br />
sin vt sin ω t = [ cos( v − ω)<br />
t − cos( v + ω)<br />
t] (3.2.5)<br />
2<br />
Po dosadení z (3.2.3) do (3.2.1) s použitím (3.2.5) dostávame rovnicu (3.2.2) popisujúcu<br />
amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou a s jedným - dolným postranným<br />
pásmom. Prenásobením druhého výrazu vo vzťahu (3.2.4) číslom (-1) a po vykonaní<br />
rovnakej úpravy ako v <strong>pre</strong>dchádzajúcom prípade dostaneme vzťah (3.2.2) v tvare:<br />
ma<br />
x( t)<br />
= X<br />
m 0<br />
cos( v + ω)<br />
t<br />
(3.2.6)<br />
2<br />
čo je amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou ale s horným postranným<br />
pásmom.<br />
Keďže priebeh X m (t) môže byť vyjadrený súčtom elementárnych harmonických priebehov,<br />
platia <strong>pre</strong>dchádzajúce poznatky <strong>pre</strong> ľubovoľný priebeh modulačného signálu.<br />
K fázovej metóde amplitúdovej modulácie s jedným postranným pásmom treba<br />
poznamenať, že síce teoreticky nie je potrebný žiadny filter, ale pri praktickej aplikácii je<br />
potrebné za sumačný člen zaradiť pásmovú priepust', alebo ďalšie nadväzujúce stupne<br />
navrhnúť dostatočne selektívne, ktoré budú potláčať vyššie harmonické vznikajúce<br />
nelinearitou modulátora, ktorá je ale nevyhnutná k jeho správnej funkcii. Ďalej si musíme<br />
uvedomiť, že sú kladené nároky na fázovacie členy, t. j. obidva fázovacie články musia<br />
mať konštantný priebeh posunutia fázy <strong>pre</strong> všetky <strong>pre</strong>nášané modulačné frekvencie. V<br />
praxi ale nedosiahneme úplné potlačenie nežiadúcej postrannej zložky (pásma). Výsledný<br />
posun fázovacieho článku posúvajúci modulačný signál bude ležať v pásme spektra<br />
modulačného signálu v určitej tolerancii v okolí hodnoty 71^2. To znamená, že postranná<br />
zložka bude vždy zatlmená iba s konečnou hodnotou, a to tým vyššou čím kvalitnejšie budú<br />
fázovacie články. V neposlednej miere na nedostatočné zatlmenie potlačenej postrannej<br />
10
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
zložky má vplyv aj nevyváženosť reálnych modulátorov Ml a M2. V praxi sa dosahuje<br />
potlačenie postrannej zložky asi o - 30 dB.<br />
Obr 3.c : Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou<br />
3.3 Frekvenčná modulácia (FM):<br />
Frekvenčná modulácia je významnou metódou <strong>pre</strong>nosu informácií. Vo všeobecnosti<br />
pod pojmom modulácia rozumieme ovplyvňovanie niektorého parametra nosnej vlny<br />
informáciou, ktorú chceme <strong>pre</strong>nášať. Túto informáciu obsahuje modulačný signál, ktorým sa<br />
v modulačnej sústave ovplyvňuje nosná vlna, výsledkom čoho je na výstupe sústavy<br />
modulovaná nosná vlna. Ak modulačným signálom ovplyvňujeme frekvenciu nosnej vlny,<br />
hovoríme, že výstupný signál je frekvenčne modulovaný. Na označenie <strong>pre</strong> frekvenčnú<br />
moduláciu bol zavedený symbol FM. V literatúre sa <strong>pre</strong> frekvenčnú moduláciu zaužívali aj<br />
pojmy uhlové, resp. exponenciálne modulácie.<br />
Fyzikálny princíp a matematický popis FM<br />
Na <strong>pre</strong>nos informácií používa modulačná sústava harmonickú nosnú vlnu sínusového<br />
priebehu. Prenášaná informácia – modulačná funkcia re<strong>pre</strong>zentuje funkciu času. Označme<br />
tento signál g(t). Potom frekvenčne modulovaný signál na výstupe modulačnej sústavy FM<br />
modulátora bude f(t) v tvare:<br />
f (t) = A 0 cos φ(t) (3.3.1)<br />
kde<br />
t<br />
ϕ( t)<br />
= ∫ ω(<br />
t)<br />
dt + ϕ<br />
0<br />
0<br />
(3.3.2)<br />
kde<br />
- A 0 je konštantná amplitúda kmitov (poväčšine napätie ale aj prúd)<br />
11
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
- φ(t) je veličina, ktorá vyjadruje okamžitú hodnotu časovo <strong>pre</strong>menlivej fázy<br />
kmitov. Dosaďme (3.3.2) do (3.3.1), potom dostávame:<br />
t<br />
⎡<br />
⎤<br />
f ( t)<br />
= A0 cos⎢∫ω(<br />
t)<br />
dt + ϕ0<br />
⎥<br />
(3.3.3)<br />
⎣ 0 ⎦<br />
Ako je možno vidieť z (3.3.2) argument harmonickej funkcie kosínus je časovo závislý. Táto<br />
časová závislosť je spôsobená modulačným signálom g(t). Aby sme mohli vzťah (3.3.3)<br />
považovať za frekvenčne modulovaný signál, potom integrant ω(t) musí vyhovovať tvaru:<br />
ω(t) = ω 0 + ω 0 g(t) (3.3.4)<br />
Po dosadení (3.3.4) do (3.3.3) dostaneme:<br />
t<br />
t<br />
⎧<br />
⎫ ⎧<br />
⎫<br />
f ( t)<br />
= A0 cos⎨∫ω0[ 1+<br />
g(<br />
t)<br />
] dt + ϕ0<br />
⎬ = A0<br />
cos⎨ω<br />
0t<br />
+ ω0∫<br />
g(<br />
t)<br />
dt + ϕ0<br />
⎬ (3.3.5)<br />
⎩ 0<br />
⎭ ⎩<br />
0 ⎭<br />
rovnica (3.3.5) opisuje frekvenčne modulovaný signál a vyjadruje nám vzťah medzi nosnou<br />
vlnou s uhlovou frekvenciou ω 0 a medzi modulačnou funkciou (signálom) g(t). Uhol φ 0 je<br />
fázový uhol v okamihu začiatku pozorovania deja. Ak je modulačný signál g(t) = 0 je ω(t) =<br />
ω 0 , teda okamžitá frekvencia je rovná frekvencii nosnej vlny. Argument harmonickej<br />
funkcie vo vzťahu (3.3.5) <strong>pre</strong>dstavuje výraz:<br />
t<br />
⎧<br />
⎫<br />
ϕ( t)<br />
= ⎨ω<br />
0<br />
t + ω0∫<br />
g(<br />
t)<br />
dt + ϕ0<br />
⎬<br />
(3.3.6)<br />
⎩<br />
0 ⎭<br />
Okamžitú frekvenciu ω ok frekvenčne modulovanej vlny určíme deriváciou argumentu (3.3.6)<br />
podľa času, teda:<br />
t<br />
d ⎛<br />
⎞<br />
ω<br />
ok<br />
= ⎜ω0t<br />
ω0<br />
g( t)<br />
dt ϕ ⎟<br />
0<br />
= ω0<br />
+ ω0g(<br />
t)<br />
dt<br />
+ ∫ +<br />
(3.3.7)<br />
⎝<br />
0 ⎠<br />
Výraz (3.3.7) inter<strong>pre</strong>tujeme tak, že okamžitá frekvencia ω ok je závislá od modulačnej<br />
funkcie g(t) čo znamená, že nosná vlna s kruhovou frekvenciou ω 0 sa mení v rytme zmien<br />
modulačného signálu g(t). Analyzujme v súlade s (3.3.5) frekvenčne modulovaný signál.<br />
Posúďme tento signál z pohľadu modulačného signálu g(t). V princípe môžu nastať tri<br />
prípady.<br />
a) g(t) = 0<br />
b) g(t) = konštanta, (g(t) = k)<br />
c) g(t) ≠ 0, g(t) ≠ konštanta<br />
12
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
V prípade a) f(t) re<strong>pre</strong>zentuje nemodulovanú nosnú vlnu. Po dosadení g(t) = 0 do (3.3.5)<br />
bude<br />
( ω + )<br />
f ( t)<br />
= A cos t ϕ<br />
(3.3.8)<br />
0 0 0<br />
Prípad b). Dosaďme do 2,5 za g(t) = k, potom<br />
0<br />
cos 1<br />
( + k) ω<br />
0<br />
+<br />
0<br />
f ( t)<br />
= A<br />
t ϕ<br />
(3.3.9)<br />
V treťom prípade c) sa fázový uhol φ(t) mení v rytme zmien g(t) a teda okamžitá frekvencia<br />
sa mení simultánne so signálom g(t). Na obr. 3.d je uvedený príklad frekvenčne<br />
modulovanej vlny. V časti a) je zobrazená vstupná informácia – priebeh modulačného<br />
signálu g (t). V časti b) je zobrazená frekvenčne modulovaná vlna f(t) a v časti c) je priebeh<br />
okamžitej frekvencie ω ok signálu f(t).<br />
Obr. 3.d Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ω ok FM vlny<br />
Prípad c) <strong>pre</strong>dstavuje modulovanú vlnu s ustálenou frekvenčnou odchýlkou ∆ω, o ktorú<br />
sa odlišuje od nosnej vlny s uhlovou frekvenciou ω 0 .<br />
Modulačný signál môže byť harmonický signál alebo akýkoľvek neharmonický signál, vo<br />
všeobecnosti i neperiodický signál.<br />
Z <strong>pre</strong>dchádzajúcich úvah a vzťahov vidíme, že charakteristickými veličinami frekvenčne<br />
modulovanej vlny sú:<br />
ω 0<br />
ω ok<br />
- kruhová frekvencia nemodulovanej vlny (nosná)<br />
- okamžitá kruhová frekvencia – modulovaná vlna<br />
∆ω ok - okamžitá frekvenčná odchýlka (frekvenčný zdvih alebo deviácia)<br />
13
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Okamžitá frekvencia ω ok , ako aj frekvenčná odchýlka ∆ω ok , lineárne závisí od<br />
modulačného signálu g(t). Zaoberajme sa teraz frekvenčne modulovaným signálom, ktorý<br />
je realizovaný v modulačnej sústave za <strong>pre</strong>dpokladu, že modulačný signál g(t) je<br />
harmonický signál. Pretože amplitúda modulačného signálu sa v modulátore mení na<br />
frekvenčnú odchýlku, budeme brať do úvahy modulačný signál v tvare<br />
g<br />
Δω t ) = cos ωmt<br />
(3.3.10)<br />
ω<br />
1 (<br />
0<br />
kde g 1 (t) je okamžitá hodnota modulačného signálu a ∆ω/ω 0 je veličina úmerná<br />
amplitúde modulačného signálu.<br />
∆ω - je najvyššia frekvenčná odchýlka, ktorá vznikne pri maxime amplitúdy<br />
modulačného signálu<br />
ω 0 - je kruhová frekvencia nemodulovanej vlny<br />
ω m - je kruhová frekvencia nízkofrekvenčného signálu<br />
V zmysle <strong>pre</strong>dchádzajúceho podľa (3.3.6) <strong>pre</strong> časovo <strong>pre</strong>menlivý uhol φ 1 (t) platí:<br />
t<br />
Δ<br />
∫ ⎟ ⎞<br />
⎜ ⎛ Δω<br />
ω<br />
ϕ<br />
1( t)<br />
= ω0t<br />
+ ω0<br />
cosωmt<br />
dt + ϕ0<br />
= ω0t<br />
+ sinωmt<br />
+ ϕ0<br />
(3.3.11)<br />
0 ⎝ ω0<br />
⎠<br />
ωm<br />
Po dosadení do (3.3.1) dostávame <strong>pre</strong> frekvenčne modulovanú vlnu harmonickým<br />
signálom vzťah:<br />
⎛ Δω<br />
⎞<br />
f = ⎜ + +<br />
⎟<br />
1( t)<br />
A0<br />
cos ω0t<br />
sinωmt<br />
ϕ0<br />
⎝ ωm<br />
⎠<br />
(3.3.12)<br />
Pomer<br />
Δω<br />
voláme index frekvenčnej modulácie a označujeme ho m fr , teda<br />
ω m<br />
Δω<br />
= (3.3.13)<br />
ω<br />
m fr<br />
m<br />
Po dosadení do (3.3.12) býva najčastejšie používaný vzťah <strong>pre</strong> frekvenčne modulovanú<br />
vlnu v tvare<br />
f<br />
( ω t + m ω + )<br />
1( t)<br />
= A0<br />
cos<br />
0 fr<br />
sin<br />
mt<br />
ϕ0<br />
(3.3.14)<br />
Okamžitú frekvenciu ω ok dostaneme deriváciou okamžitej fázy φ 1 (t) podľa času alebo<br />
dosadením (3.3.10) do (3.3.7)<br />
ω<br />
ok<br />
dϕ<br />
( t)<br />
d ⎡ Δω<br />
⎤<br />
= 1 = ⎢ω0t<br />
+ sinωmt<br />
+ ϕ0<br />
⎥ = ω0<br />
+ ω cosωmt<br />
dt dt ω<br />
Δ<br />
(3.3.15)<br />
⎣<br />
m<br />
⎦<br />
14
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
resp.<br />
ω<br />
ok<br />
⎛ Δω<br />
t ⎞<br />
= ω<br />
ω<br />
t<br />
0<br />
+ ω0<br />
⎜ cos<br />
m<br />
= ω0<br />
+ Δω<br />
cosωm ω<br />
⎟<br />
(3.3.16)<br />
⎝ 0 ⎠<br />
Na základe vyššie uvedeného vyslovme nasledovné dôležité závery:<br />
a) Veľkosť frekvenčnej odchýlky ∆ω ok priamoúmerne závisí od amplitúdy<br />
modulačného<br />
signálu, pričom maximálny frekvenčný zdvih zodpovedá maximu amplitúdy<br />
modulačného signálu<br />
b) Rýchlosť zmeny, s akou sa uskutočňuje frekvenčná odchýlka je závislá od<br />
frekvencie<br />
modulačného signálu ω m<br />
Veľkosť modulačnej frekvencie ovplyvňuje šírku <strong>pre</strong>nášaného pásma frekvenčne<br />
modulovaného signálu, resp. ovplyvňuje jeho frekvenčné spektrum.<br />
Obr. 3.e Modulačný signál g 1 (t) a frekvenčne modulovaný signál f 1 (t).<br />
3.4 CW modulácia:<br />
Morseove kódovanie je metóda <strong>pre</strong> <strong>pre</strong>nos informácie cez telegrafiu. Princíp<br />
spočíva vo vysielaní štandardizovaných sekvencií krátkych a dlhých impulzov na<br />
zobrazenie znakov, číslic, a špeciálnych znakov správy.<br />
Krátke a dlhé hlásky môžu byť <strong>pre</strong>zentované na vysielacej a prijímacej strane aj zvukom,<br />
aj značkami a sú obyčajne známe ako bodka a čiarka.<br />
Medzinárodná Morseova abeceda je zložená zo šiestich segmentov:<br />
15
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
1. krátka značka .<br />
2. dlhá značka –<br />
3. vnútorný rozdiel vlastností (medzi bodkou a čiarkou)<br />
4. krátky rozdiel (medzi znakmi)<br />
5. stredný rozdiel (medzi slovami)<br />
6. dlhý rozdiel (medzi vetami)<br />
Morseov kód môže byť <strong>pre</strong>nášaný rôznymi spôsobmi. Originálne je <strong>pre</strong>zentovaný spôsob<br />
<strong>pre</strong>nosu ako elektrické impulzy po telegrafnom vedení, ale taktiež ako audio-tón<br />
prostredníctvom rádiového signálu s krátkym alebo dlhým pulzom, alebo tónom.<br />
Morseov kód je pri <strong>pre</strong>nose v dvoch stavoch - ON a OFF – to je v podstate prvá forma<br />
digitálneho signálu.<br />
4. KONCEPCIA PRIJÍMAČA<br />
Navrhnutý komunikačný prijímač sa skladá zo štyroch hlavných častí:<br />
Tie tvoria:<br />
1. Vstupná jednotka - TV Tuner<br />
2 .Zmiešavač s kryštálovým oscilátorom<br />
3. Mf zosilňovač s demodulátorom<br />
4. Koncový výkonový zosilňovač<br />
Prijímač je zapojený ako superhet s dvojitým zmiešavaním. Jeho podrobná schéma je na<br />
obr.4.a<br />
Obr. 4.a Bloková schéma prijímača<br />
16
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5. TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV:<br />
V tejto časti sa budem zaoberať návrhom konkrétnych častí modulov<br />
z <strong>pre</strong>dchádzajúcej blokovej schémy<br />
5.1 Vstupná časť: TV tuner<br />
V mojom zapojení <strong>pre</strong>dstavuje kanálový volič vstupný obvod. Je to prvá časť<br />
prijímača, ktorej vlastnosti sú najdôležitejšie pri príjme slabých signálov. Vstupný obvod<br />
<strong>pre</strong>vádza napätie z antény k prvému zosilňovaciemu stupňu a to tak, aby bol <strong>pre</strong>nos<br />
optimálny so zreteľom na <strong>pre</strong>nesenú šírku pásma, aby nenastávalo skreslenie modulácie<br />
signálu a aby straty signálu vo vstupných obvodoch boli malé, vzhľadom k dosiahnutiu<br />
čo najlepšieho pomeru signálu k šumu (S/N).<br />
U tranzistorových prijímačov sa používa bežne feritová anténa a <strong>pre</strong> rozsah VKV sa<br />
používa prútová anténa alebo dipól. Aj <strong>pre</strong>to tieto antény považujeme za časť vstupných<br />
obvodov a ich <strong>pre</strong>vedenie má vplyv na výslednú citlivosť prijímača a <strong>pre</strong> daný pomer<br />
signál/šum.<br />
Pre svoje vhodné vlastnosti (vhodné rozdelenie pásiem, pomerne vysoký<br />
zisk atď...), som sa rozhodl <strong>pre</strong> kanálový volič typu 6 PN 387 273 Je to VHF/ UHF<br />
televízny kanálový volič.<br />
Signál prijímaného kmitočtu prichádza do anténneho konektora IEC s menovitou<br />
impedanciou 75Ω. Je to veľmi pozitívna vlastnosť prijímača (či už <strong>pre</strong>nosných, tunerov,<br />
skenerov).<br />
17
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Popis zapojenia VHF časti kanálového voliča:<br />
Pred aktívny ladený vstupný zosilňovač je zaradený filter, ktorého detailná schéma je na<br />
obrázku:<br />
Obr. 5.1 a Vstupný filter TV tunera <strong>pre</strong> VKV pásmo<br />
Pre zabezpečenie požadovaného potlačenia v oblasti mf signálov, rozhlasového pásma<br />
a UHF signálov, vznikol komplikovaný vstupný filter, zložený z troch funkčných filtrov,<br />
ku ktorým som znázornil frekvenčné priebehy.<br />
Filetr I - zabezpečuje potlačenie UHF signálu nad 460 MHz. Tento filter tvorí<br />
vzduchová cievka.<br />
Filter II - v <strong>pre</strong>vedení T článku vo vetvách s dvoma paralelnými a jedným sériovým<br />
rezonančným obvodom zabezpečuje dokonalé potlačenie mf signálov.<br />
Filter III - v <strong>pre</strong>vedení článku gama realizuje potlačenie frekvenčnej oblasti pod mf<br />
signály, teda potláča rušenie spôsobené rozhlasovými vysielačmi<br />
Kaskádovým usporiadaním všetkých troch filtrov vznikne výsledný <strong>pre</strong>nos len v oblasti<br />
VHF s potlačením frekvencií mimo toto <strong>pre</strong>nášané pásmo. Obdobným spôsobom je<br />
realizovaná frekvenčná výhybka <strong>pre</strong> UHF pásmo, ktorá zaisťuje voľný priechod UHF<br />
signálu a útlm VHF.<br />
Takto selektovaný signál ďalej pokračuje na zosilňovací MOSFE tranzistor BF 998R.<br />
Nakoľko pri zmene frekvencie dochádza tiež k zmene vstupnej impedancie tranzistora BF<br />
998R, došlo by k zmene tlmenia obvodu pri súčasnom rozlaďovaní. Túto zmenu upravuje<br />
na konštantnú ladiaca dióda BB620. Použitím tranzistora BF 998R sa získa veľké<br />
18
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
zosilnenie pri malom šume, veľký vstupný odpor a tým malé tlmenie vstupných<br />
obvodová veľká stabilita daná stálosťou parametrov v širokom frekvenčnom rozsahu.<br />
Zmenou napätia na druhom hradle BF 998R je riadený zisk a <strong>pre</strong>to je pripojené cez R2 na<br />
Uavc, ktoré <strong>pre</strong> slabé signály je + 8,5V(maximálny zisk) a <strong>pre</strong> silné signály +<br />
1V(minimálny zisk)<br />
Na symetrickom výstupe tunera je štandardný TV mf signál s kmitočtom nosnej<br />
obrazu 38 MHz. Šírka mf pásma je 8MHz, mf signál má teda kmitočtový rozsah asi 39 až<br />
31 MHz. Oscilátor v tomto tuneri kmitá na všetkých pásmach o frekvenciu<br />
medzifrekvencie nad prijímaným kmitočtom. Ja potrebujem čo najselektívnejšie<br />
odfiltrovať frekvenciu 37,3 MHz, ktorá mi vyhovuje pri ďalšom spracovaní v obvodoch.<br />
Aplikácie: Rada kanálových voličov je navrhnutá <strong>pre</strong> pokrytie rozšírených<br />
pásiem VHF/ UHF, vrátane káblových a hyperbandu. Medzifrekvenčný výstup je<br />
navrhnutý <strong>pre</strong> priame pripojenie rôznych PAV filtrov.<br />
Tento kanálový volič vyhovuje požiadavkám <strong>pre</strong> vyžarovanie, spracovateľnosť signálu<br />
a odolnosťou voči interferenčnému vyžarovaniu európskym normám EN 55013, EN<br />
55020 a Amsblatt DBP 15/1992 za <strong>pre</strong>dpokladu profesionálneho použitia<br />
v zodpovedajúcom TV prijímači.<br />
Kanálový volič rady 6 PN 387 273 je kombinovaný VHF/UHF volič s elektronickým<br />
ladením a <strong>pre</strong>pínaním pásiem. Je postavený na nízkostratovej doske plošných spojov,<br />
ktorá je osadená v kovovom ráme zo Zn. Je použitá technológia povrchovej montáže<br />
súčiastok SMT, ktorá umožnila zmenšiť mechanické rozmery, zlepšiť elektrické<br />
parametre a vysoko zvýšiť spoľahlivosť.<br />
IEC (75Ω) anténny konektor je osadený na bočnej strane rámu. Všetky ostatné<br />
<strong>pre</strong>pojenia sú realizované kompaktným konektorom na spodnej strane rámu.<br />
Elektrické zapojenie obsahuje tri vstupné ladené zosilňovače osadené MOSFET<br />
tranzistormi. Tým je aj určené rozdelenie pásma prijímaných signálov na VHF1 , VHF 2<br />
a UHF. Tieto kanálové voliče <strong>pre</strong>to umožňujú príjem vo všetkých súčasných svetových<br />
TV frekvenčných pásmach, vrátane tzv. hyperpásma.<br />
Oscilátory, zmiešavače, a zosilňovače medzifrekvenčného signálu sú v jednom IO.<br />
Výstupný obvod je navrhnutý <strong>pre</strong> priame pripojenie PAV filtra. Mf výstup tunera<br />
neobsahuje ladený obvod a má malú impedanciu (typicky 100 až 300 Ω) a je<br />
prispôsobený <strong>pre</strong> pripojenie filtra PAV obrazovej mf. Využitie televízneho filtra PAV<br />
nemá v komunikačnom prijímači význam, naopak je nutné žiadanú frekvenciu 37,3 MHz<br />
19
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
prvej medzifrekvencie čo najselektívnejšie odfiltrovať. Filter je tvorený dvojitou<br />
kapacitne viazanou pásmovou priepusťou s rezonančnými obvodmi O01 a O02 a má<br />
šírku pásma asi 1 MHz.<br />
5.1.1 Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN 387 273:<br />
Popis vývodov:<br />
1 - napätie AVC<br />
2 - napájacie napätie + 12V<br />
3 - spínacie napätie VHF 1 + 12V<br />
4 - spínacie napätie VHF 2 + 12V<br />
6 - spínacie napätie UHF + 12V<br />
7 - napájacie napätie ladiacej časti 0,5 – 28 V<br />
12 - mf výstup<br />
13 - mf výstup<br />
Elektrické parametre:<br />
VHF 1<br />
Vf zosilňovač BF 998 R<br />
Ladiace diódy 4 x BB 620<br />
3 x BB 515<br />
VHF 2<br />
Vf zosilňovač BF 998 R<br />
Ladiace diódy 4 x BB 998 R<br />
BB 515<br />
UHF<br />
Vf zosilňovač BF 998<br />
Ladiace diódy 4 x BB 515<br />
Oscilátor , zmiešavač IO<br />
TDA 533 OT<br />
Ladiaci tranzistor BC 847 BB<br />
Napájacie napätia: + 12 V ± 10 %<br />
+ 30 V ± 10 % (0,5 – 28 V)<br />
20
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Celkový odber prúdu:<br />
Z napájania + 12 V<br />
Pri MAX zisku :<br />
pri MIN zisku:<br />
VHF 1 - 75 mA<br />
VHF 1 - 60 mA<br />
VHF 2 - 80 mA<br />
VHF 2 - 65 mA<br />
UHF - 80 mA UHF - 65 mA<br />
Z napájania + 30 V<br />
max 1,5 mA<br />
Signálové charakteristiky:<br />
Vstupná impedancia 75 Ω nesym.<br />
Koeficient odrazu:<br />
VHF max 60 %<br />
UHF max 50 %<br />
Výstupná impedancia: 100 Ω symetr.<br />
Napäťové zosilnenie:<br />
VHF<br />
min. 30 dB<br />
UHF<br />
min. 30 dB<br />
Šumové číslo:<br />
VHF max. 7kT 0<br />
UHF max 10kT 0<br />
Maximálna použiteľná úroveň vstupného signálu pri minimálnom zisku - max 200 mW<br />
Potlačenie nežiadúcich signálov :<br />
Selektivita <strong>pre</strong> vstupný zrkadlový signál:<br />
VHF 1<br />
min 50 dB<br />
VHF 2<br />
min 50 dB<br />
UHF<br />
min <strong>45</strong> dB<br />
Selektivita <strong>pre</strong> vstupný medzifrekvenčný signál:<br />
VHF 1<br />
min 50 dB<br />
VHF 2<br />
min 55 dB<br />
UHF<br />
min 60 dB<br />
21
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Krížová modulácia:<br />
Vstupný signál, ktorý vytvára 1 % krížovej modulácie , t.j. 1 % modulácie rušivého<br />
signálu je <strong>pre</strong>nesené do užitočného signálu.<br />
Charakteristiky oscilátora:<br />
Oscilátor pracuje nad prijímanou frekvenciou.<br />
Zdvih frekvencie oscilátora pri zmene napájacieho napätia o 2 %<br />
VHF<br />
max. 200 kHz<br />
UHF<br />
max 300 kHz<br />
Zmena frekvencie oscilátora pri zmene teploty okolia z 25 na 40 °C:<br />
VHF 1<br />
max ± 400 kHz<br />
VHF 2<br />
max ± 500 kHz<br />
UHF<br />
max ± 800 kHz<br />
5.2 Zmiešavače<br />
Rôzne elektronické zariadenia (napr. rádiové alebo televízne prijímače, vysielače,<br />
modemy, frekvenčné ústredne a iné) potrebujú meniť určitú frekvenciu f1 na inú<br />
frekvenciu f2. Táto zmena sa uskutočňuje v obvodoch nazývaných zmiešavače, alebo<br />
meniče frekvencie. K zmene frekvencie z hodnoty f1 na f2 je potrebná pomocná<br />
frekvencia heterodynného oscilátora. Vo všeobecnosti môžeme povedať, že zmiešavač je<br />
vlastne nelineárny šesťpól, ktorý má tri dvojice svoriek (obr.5.2.b) Prvá dvojica je určená<br />
<strong>pre</strong> napätie u1 s frekvenciou f1, na druhú dvojicu svoriek sa pripája napätie u 0<br />
s frekvenciou f0, a na tretej dvojici sa nachádza napätie u2 s frekvenciou f2 nazývanou aj<br />
medzifrekvencia f m f<br />
22
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.5.2.b : Všeobecná schéma zmiešavača<br />
Oscilátor s frekvenciou f0, môže existovať ako samostatný stupeň, alebo k<br />
osciláciám vrátane zmeny frekvencie dochádza v spoločnom (jedinom) stupni. V prvom<br />
prípade hovoríme, že zmiešavač sa skladá z oscilátora a nelineárneho obvodu v ktorom<br />
dochádza ku konverzii frekvencie a v druhom prípade hovoríme o kmitajúcom, alebo o<br />
samokmitajúcom zmiešavací.<br />
Vo všeobecnosti vytvára každý menič frekvencie rôzne kombinácie obidvoch vstupných<br />
frekvencií f0 a f1. Tieto kombinácie môžeme vyjadriť rovnicou<br />
f2 =mf0 ± nf1 (5.2.1)<br />
kde m a n sú celé čísla. Filter na výstupe zmiešavača vyberie z tohto spektra požadovaný<br />
zmiešavací produkt f2. Najčastejšie sa využívajú produkty, kde m = n = 1, ktoré majú<br />
relatívne vysokú úroveň signálu. Pre tento prípad sa rovnica (10.1) zjednoduší na tvar<br />
f2 = f0 – f1 (5.2.2)<br />
f2 =f0 + f1 (5.2.3)<br />
Pri prijímačoch využívame zmenu frekvencie podľa rovnice (5.2.2), kde vysokú vstupnú<br />
frekvenciu meníme na nízku frekvenciu. Túto frekvenciu nazývame medzifrekvenciou.<br />
Pri vysielačoch je požiadavka opačná a to z dvoch relatívne nízkych frekvencií je účelné<br />
vytvoriť frekvenciu vyššiu, takže sa uplatňuje rovnica (5.2.3).<br />
V zásade môžeme použiť buď jeden tranzistor <strong>pre</strong> zmiešavanie a druhý ako oscilátor,<br />
alebo realizovať tzv. samokmitajúci zmiešavač, kde jeden tranzistor pracuje aj ako<br />
oscilátor aj ako zmiešavač. Pre zmiešavanie je dôležité, aby úroveň signálu, ktorú<br />
zmiešavač spracováva, bola i u rôzne silných staníc málo odlišná. Dosiahneme to<br />
riadením zisku prijímača ešte <strong>pre</strong>d zmiešavačom, to znamená vo vysokofrekvenčnom<br />
23
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
zosilňovači, pokiaľ ho prijímač obsahuje, alebo tlmením vstupného obvodu pri príjme<br />
silných staníc.<br />
Pri oddelenom zmiešavači a oscilátore sa taktiež ale môže riadiť priamo zmiešavač. Toto<br />
zapojenie sa však veľmi nerozšírilo hlavne <strong>pre</strong>to, že oscilátor a zmiešavač sú vždy<br />
priamo viazané a tím dochádza k rozlaďovaniu oscilátora vplyvom zmien kapacity<br />
riadeného zmiešavača. Je totiž známe, že so zmenou pracovného bodu tranzistora sa<br />
mimo iné menia aj kapacity jednotlivých elektród. Bloková schéma tohto usporiadania je<br />
na obr.d.<br />
Z blokových schém jednotlivých alternatív zapojení vstupného obvodu,<br />
vysokofrekvenčného zosilňovača, zmiešavača a oscilátora, ktoré sú znázornené na obr. a<br />
až e, možno použiť najjednoduchšiu alternatívu podľa obr. a <strong>pre</strong> najmenej náročné a málo<br />
citlivé prijímače.<br />
Pre prijímače s väčšou citlivosťou sa oveľa viac používa alternatíva podľa obr. b, tj.<br />
riadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač. Pre luxusné a veľmi citlivé prijímače sa<br />
používa alternatíva c, tj. neriadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač.<br />
Najnáročnejšia je alternatíva e, ktorá sa od <strong>pre</strong>dchádzajúcich líši oddelenou funkiou<br />
oscilátora a zmiešavača, vyžaduje až tri tranzistory, ale zaisťuje najlepší výsledok.<br />
Obr.5.2.c Rôzne varianty prijímačov<br />
Ak má mať rádiový prijímač superheterodynného typu čo najväčšiu blízku<br />
selektivitu, musí mať nízku mf frekvenciu. Naopak k zaisteniu čo najväčšej vzdialenej<br />
(zrkadlovej) selektivity je žiadúca čo najvyššia mf frekvencia. Tieto dve protichodné<br />
požiadavky však nemôže súčasne splniť prijímač s jedinou <strong>pre</strong>menou kmitočtu. Podstatne<br />
ľahšie je ich dosiahnutie u prijímača s dvojitým (alebo trojitým ) zmiešavaním, ktorý má<br />
dostatočný odstup medzi jednotlivými mf frekvenciami.<br />
24
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Prvá mf je spravidla čo najvyššia, čím sa zaisťuje veľká vzdialená selektivita. V prijímači<br />
som použil TV tuner, ktorého výstup dáva mf signál 37,3 MHz.<br />
Druhý mf signál prijímača s dvojitým zmiešavaním musí byť naopak nízky, lebo<br />
v druhom mf zosilňovači je nutné dosiahnuť veľkú blízku selektivitu, tj.čo najvyššiu<br />
strmosť bokov krivky selektivity. Pri použití klasických mf filtrov LC sa <strong>pre</strong> danú triedu<br />
prijímačov FM ukazuje ako vyhovujúca druhá mf 6,5 MHz alebo 10,7 MHz.<br />
U moderných bezindukčných filtrov však táto frekvencia môže byť aj vyššia. Pri voľbe<br />
druhého mf signálu u prijímačov s viacnásobnou <strong>pre</strong>menou kmitočtu je však nutné<br />
sledovať nielen blízku selektivitu, ale aj možnosť príjmu nežiadúcich zrkadlových<br />
signálov. Aby sa táto možnosť vylúčila, musí byť druhý mf signál vyšší ako polovica<br />
šírky pásma B mf1 prvého mf signálu.<br />
V komunikačnom prijímači je mf signál z tunera relatívne vysokej<br />
frekvencie (37,3 MHz), <strong>pre</strong>to by bolo obtiažne ho priamo filtrovať, zosilňovať<br />
a demodulovať na nf signál. Preto je navrhnuté ešte jedno zmiešavanie mf signálu. Mf<br />
signál je 2. zmiešavačom <strong>pre</strong>menený na signál 2. medzifrekvencie s hodnotou 10,7 MHz.<br />
Ku zmiešavaniu som použil nízkonapäťový monolitický integrovaný obvod SA 612,<br />
ktorý je na to určený a využíva frekvenciu z externého kryštálového oscilátora.<br />
Kryštálové oscilátory s touto frekvenciou (48MHz) nie sú veľmi dostupné, je ich možné<br />
objednať v jednom z mála obchodov. Ja som tiež hľadal dlhšiu dobu, no aj sa mi<br />
podarilo. Z mf tuneru je využitá frekvencia 37,3 MHz, ktorý po odčítaní od frekvencie<br />
kryštálu dá požadovaný signál 10,7 MHz druhej medzifrekvencie.<br />
f mf 2 = f osc – f mf 1 = 48MHz – 37,3 MHz = 10,7 MHz<br />
Výrobca udáva niekoľko možností zapojenia obvodu SA 612 s oscilátorom. Tieto<br />
možnosti sú aj na obr. 5.2.a až 5.2.c<br />
25
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5.2.d.,Collpytsov oscilátor s kryštálom 5.2.e.,Collpytsov LC oscilátor 5.2.f.,Hartleyov LC oscilátor<br />
5.2.1 Výpočet rezonančného obvodu <strong>pre</strong> kryštál obvodu SA 612:<br />
Zapojenie s kryštálovým oscilátorom je veľmi stabilné a má veľa pozitívnych<br />
vlastností. Z možných zapojení som si vybral práve toto.<br />
Oscilátor je zapojený s kryštálom o frekvencii 48,0 MHz. Kryštál je brúsený z výroby na<br />
3.harmonickú základnú rezonanciu. Aby oscilátor správne kmital na správnej frekvencii<br />
3. harmonickej výbrusu, je v oscilátore okrem spätnoväzobného kapacitného deliča<br />
C9(C3) a C7(C2) ešte cievka L5(L1), ktorá tvorí s kondenzátorom C7 paralelný<br />
rezonančný obvod. Tento obvod je naladený medzi základnú rezonanciu kryštálu a 3.<br />
harmonickú a zamedzuje tak rozkmitaniu oscilátora na základnej rezonancii, na ktorej<br />
býva stratový odpor kryštálu menší.<br />
Výpočet jednotlivých prvkov.<br />
Keďže požadujem aby mi rezonančný obvod kmital na frekvencii medzi základnou<br />
rezonanciou kryštálu a 3 harmonickou (48 MHz), môžem vychádzať z toho že:<br />
f = 48/3 = 16 MHz<br />
čiže potrebujem tento obvod navrhnúť <strong>pre</strong> frekvenciu o niečo vyššiu ako 16 MHz.<br />
Uvažujem teda 16,25 MHz.<br />
f = 16,25 MHz<br />
nech C7 = 33 pF<br />
potrebujem zistiť indukčnosť cievky L5 aby bol tento obvod v rezonancii.<br />
Podľa Thomsonovho vzťahu platí:<br />
f<br />
1 ∗<br />
2<br />
=<br />
π<br />
26<br />
1<br />
LC
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
1<br />
Po úprave dostávame: L =<br />
ω 2<br />
⋅<br />
C<br />
1 −6<br />
Po dosadní: L =<br />
= 2,93 ⋅10<br />
6 2<br />
−12<br />
(2 ⋅ 3,14 ⋅16,25<br />
⋅10<br />
) ⋅ 33 ⋅10<br />
H<br />
Obvod SA 612 obsahuje balančný zmiešavač a oscilátor. Je určený <strong>pre</strong> nízkonapäťové<br />
komunikačné systémy s frekvenciou signálu do 500MHz. S lokálnym oscilátorom <strong>pre</strong><br />
frekvencie väčšie ako 200MHz. Pri frekvencii <strong>45</strong> Mhz je typický šum <strong>pre</strong> tento<br />
monolitycký obvod pod 6 dB. Preto je vhodný aj <strong>pre</strong> bezdrôtové telefóny.<br />
Signál prvej medzifrekvencie z tunera je na obvod O01 naviazaný symetricky väzobnou<br />
cievkou L1, zmiešavač s obvodom SA 612 je naviazaný na obvod O02 taktiež symetricky<br />
väzobným vinutím L 4.(viď konečná schéma)<br />
:<br />
Obr. 5.2.1.aVnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov<br />
Oscilátor v obvode SA 612 je tvorený tranzistorom v zapojení so spoločným kolektorom.<br />
Emitor tohto tranzistoru je na vývode 7 IO1 a báza na vývode 6 IO1<br />
IO1 je napájaný napätím 8V, ktoré je stabilizované Zenerovou diódou D1.<br />
27
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5.2.2Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA 612<br />
Signál druhej medzifrekvencie (10,7 MHz) je po zmiešaní vedený na vývody 4<br />
a 5 IO 1 a je cez mf obvod O03 privádzaný na keramický filter a je filtrovaný so šírkou<br />
pásma asi 150 kHz. To je vhodná šírka pásma <strong>pre</strong> nasledujúci obvod – demodulátor.<br />
Z katalógového listu tohto IO SA 612 je uvedené aj nasledovné zapojenie rezonančného<br />
obvodu, ktorý je naladený na medzifrekvenciu 10,7 MHz.:<br />
Obr. 5.2.1.b Naviazanie zmiešavača na filter<br />
Paralelne s hlavným vinutím je kondenzátor, ktorý s touto indukčnosťou rezonuje na 10,7<br />
MHz.<br />
Nech: C 10 je 68 pF, potom podľa Thomsonovho vzťahu platí<br />
1<br />
1<br />
L6<br />
= =<br />
= 3,25 ⋅10<br />
ω<br />
2 6 2<br />
−12<br />
⋅ C (2 ⋅ 3,14 ⋅10,7<br />
⋅10<br />
) ⋅ 68 ⋅10<br />
Vedľajšie vinutie je len väzobné a transformuje rezonančný obvod na nízku impedanciu.<br />
Tu je potrebné prídavný kondenzátor odstrániť. Táto cievka sa navíja medzi závity prvej<br />
cievky.<br />
Vo všeobecnosti je za zmiešavačom zaradený mf. zosilňovač. Ak sa mení<br />
frekvencia prijímaného signálu, mení sa aj v superheterodyne frekvencia miestneho<br />
oscilátora, a to práve tak, aby medzifrekvencia bola stále konštantná. Vďaka tomu môže<br />
byť mf zosilňovač naladený trvale na túto pevnú frekvenciu, čo uľahčuje jeho<br />
konštrukciu. Takýto zosilňovač môže mať veľké zosilnenie, zaisťujúce prijímaču veľkú<br />
citlivosť, naviac možno u neho dosiahnuť veľkú selektivitu a samozrejme aj konštantnú<br />
šírku pásma. Celkový vf zisk, ktorému odpovedá vf citlivosť prijímača, závisí teda hlavne<br />
na počte mf stupňov, pričom stupňom rozumieme mf ladený obvod a aktívna zosilňujúca<br />
súčiastka.<br />
−6<br />
H<br />
28
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Čo by však mnohí amatéri nemali zanedbávať, je záležitosť týkajúca sa<br />
medzifrekvenčných filtrov. Výrobcovia v tuneroch osádzajú 230 kHz, resp. až 280 kHz<br />
široké filtre (to je už takpovediac - nešťastie). Preto každý lovec vzdialených signálov -<br />
na VKV tieto filtre vymení za užšie. Buď 150 kHz, alebo ešte užšie - 110, resp. 80 kHz.<br />
Veľmi úzke filtre - 56 kHz už nie sú veľmi doporučované, nakoľko je to na úkor kvality<br />
<strong>pre</strong>dnesu stanice, resp. strata stereo efektu, dynamiky a funkcie RDS. Mnohí sa teraz<br />
pýtajú - čo sú to tie filtre a <strong>pre</strong>čo je dobré ich pri návrhu nezanedbať.... Na kvalite a šírke<br />
tohto vstupného článku totiž závisí selektivita celého prijímača. Do každého rádia sa<br />
dostáva signál o určitej šírke pásma. Pásmo VKV je široké 200 kHz (pásmo stredných vĺn<br />
- 9 kHz). V celej šírke pásma (VKV) môžu ísť rôzne sprievodné informácie - či už RDS<br />
kód, PI kód, rádiotext,... alebo stereo. Zároveň sa však môže stať to, čo je veľmi<br />
nepríjemné, že po naladení určitej frekvencie - napríklad 104.0 MHz, počujeme túto<br />
stanicu na 103.9 MHz, resp. ešte aj na 103.8 MHz a samozrejme aj opačným smerom -<br />
teda na 104.1 MHz a 104.2 MHz. A v čom je to pri diaľkovom príjme nevhodné?<br />
Jednoducho <strong>pre</strong>to, lebo na 104.1 MHz, alebo na 104.2 MHz môže vysielať slabšia -<br />
vzdialenejšia stanica. No a tá silná - na 104.0 MHz ju spoľahlivo "zakryje" a my tú<br />
slabšiu nepočujeme. V tomto prípade vieme, že prijímač má osadené široké filtre (buď<br />
230 kHz alebo až 280 kHz). Takže nám stanica hrá - 230 kHz - smerom dolu od 104.0<br />
MHz a 230 kHz smerom hore - od 104.0 MHz (prakticky na troch - až piatich<br />
frekvenciách za sebou - 103.8, 103.9, 104.0, 104.1, 104.2 MHz). Ideálny stav je teda - dať<br />
do prijímača 110 alebo 80 kHz filtre. Pri týchto už vieme stanicu vyselektovať len na<br />
<strong>pre</strong>sne určenú frekvenciu a nestane sa, že <strong>pre</strong>sahuje do vedľajších. Selektivita prijímača je<br />
teda schopnosť odladiť od seba dva vysielače, ktoré sú vedľa seba. A v prípade širokých<br />
filtrov, sa tieto dve stanice (frekvencie) navzájom rušia a miešajú sa do seba. V prijímači<br />
sú ďalej podstatné aj citlivé vstupné obvody a ich odolnosť voči silným signálom. Pri<br />
silných miestnych signáloch sa môže stať, že ak je rádio málo odolné, tieto signály vôjdu<br />
dnu do prijímača a robia "šarapatu". Vstupná jednotka by mala mať hodnotu aspoň 1 µV<br />
(mikrovolt) a menej, aby vpustila do prijímača aj slabé signály. S ďalším nepríjemným<br />
javom s ktorým sa môžeme stretnúť - je zrkadlová frekvencia. Naladili ste nejakú stanicu<br />
na určitej frekvencii a pritom viete, že tam vôbec nevysiela. A naviac - zachytili ste ju v<br />
starom nevyužívanom pásme VKV OIRT? (66 - 74 MHz = tzv. východné pásmo). V<br />
tomto prípade sa môže jednať o zrkadlovú frekvenciu. Tá je spôsobená nedokonalosťou<br />
prijímača. Stanica sa vo "východnom" pásme OIRT objaví o 21.4 MHz nižšie. A <strong>pre</strong>čo?<br />
Oscilátor rádia vytvára signál na frekvencii o 10.7 MHz nižšej ako je signál stanice.<br />
29
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Pokiaľ je v rádiu osadené dvojité zmiešavanie signálu, zrkadlovú frekvenciu dostaneme o<br />
uvedených 21.4 MHz nižšie (2 x 10.7 MHz = 21.4 MHz). Drahšie typy prijímačov majú<br />
trojité vstupné zmiešavanie signálu, takže so zrkadlovými frekvenciami by sme sa tu<br />
nemali stretnúť. Zrkadlové frekvencie sa totiž vytvárajú len v úseku od 87.5 MHz do cca<br />
96.0 MHz a tie sa <strong>pre</strong>nášajú (zrkadlia) v spomenutom "východnom pásme" 66 -74 MHz.<br />
Niektoré však majú aj vstup <strong>pre</strong> pásmo AM (napr. <strong>pre</strong> drôtové antény na krátke vlny).<br />
Pokiaľ má niektorý prijímač len teleskopickú anténu (prípadne ešte vstavanú feritovú na<br />
stredné vlny), musíme si vystačiť len s tým. Môžeme byť však ochudobnený o možnosť<br />
skutočného diaľkového príjmu - teda možnosť pripojiť externú anténu (Yagi, dipol,<br />
longwire,...). Komunikačné prijímače sú však odkázané len na externé antény, nakoľko<br />
tieto zariadenia sú určené iba do interiéru (sú napájané 220 V a nemôžeme ich teda zobrať<br />
so sebou do terénu).<br />
Frekvenčné spektrum signálu FM pri modulácii jediným harmonickým signálom<br />
sa skladá z nekonečného počtu postranných párov pásiem, umiestnených súmerne okolo<br />
nosnej vlny. Vzdialené pásma však sú <strong>pre</strong> <strong>pre</strong>nos informácie nepodstatné a nie je nutné<br />
ich <strong>pre</strong>nášať. Potrebná šírka pásma vf kanála je v praxi orientačne určovaná Carsonovým<br />
vzťahom.<br />
Podľa normy OIRT sa používa maximálny frekvenčný zdvih ∆f = 50kHz a maximálna<br />
modulačná frekvencia fm = 15 kHz, takže v zhode s Carsonovým vzťahom musí byť šírka<br />
pásma mf zosilňovača asi 130 kHz.<br />
B = 2.∆f + 2 f m = 2. 50 kHz + 2.15 kHz = 130 kHz<br />
a mf signál je najčastejšie 10,7MHz. Signál v poslednom mf stupni je obvykle už tak<br />
veľký, že nemôže byť lineárne zosilnený. Tento stupeň potom plní funkciu obmedzovača.<br />
Za ním nasleduje detektor FM s článkom deemfáze.<br />
Väčšina typov frekvenčných demodulátorov vyžaduje ku svojej realizácii minimálne<br />
jeden alebo dva rezonančné obvody LC, ktoré sú rozmerné, drahé a majú malú teplotnú<br />
a časovú stabilitu. Z týchto dôvodov nie sú vhodné <strong>pre</strong> moderné monolitické technológie.<br />
Jedným z demodulátorov FM podstatne výhodnejším je koincidenčný – kvadratúrny<br />
detektor.<br />
30
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5.3 DETEKTORY A DEMODULÁTORY<br />
Obvody, ktorými sa získavajú z vysokofrekvenčných modulovaných signálov<br />
signály modulačné sa nazývajú demodulátory. Podľa toho, akým spôsobom je signál<br />
na nosnej vlne namodulovaný sa delia demodulátory v princípe na demodulátory<br />
amplitúdové a frekvenčné. Uveďme najskôr rozdiel medzi detektorom a<br />
demodulátorom. Obvod každého diódového detektora pozostáva z diódy D, ktorá má<br />
nelineárny priebeh ampér - voltovej charakteristiky, zo zaťažovacej impedancie<br />
tvorenej rezistorom R a kondenzátorom C a rezonančného obvodu, ktorý je zdrojom<br />
vysokofrekvenčnej energie. Diódový detektor je vysokofrekvenčný jednocestný<br />
usmerňovač so zberacím kondenzátorom C a zaťažovacím odporom R paralelne<br />
pripojeným ku kondenzátoru. Ak pripojíme za detektor časovú konštantu záťaže<br />
C v R z realizujeme demodulátor. Zapojenie diódového detektora je uvedené na<br />
obrázku 11.1.<br />
Obr.5.3.a:<br />
Detektor a demodulátor<br />
5.3.1 Popis demodulátora MAA 661<br />
Ako demodulátor som v komunikačnom prijímači použil IO MAA 661 v základnom<br />
katalógovom zapojení. Tento sa skladá z:<br />
1., trojstupňového vf. zosilňovača s celkovým ziskom 60 dB<br />
2., koincidenčného detektora<br />
3., výstupný nf zosilňovač<br />
31
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr. 5.3.1a Bloková schéma IO MAA 661<br />
1. Zosilňovací vf. stupeň<br />
mf signál o frekvencii 10,7 MHz sa privádza na vstup trojstupňového<br />
diferenčného zosilňovača s obmedzovačom. Úlohou zosilňovača je dostatočne zosilniť<br />
a obmedziť vstupný signál. Na výstupe dostávame obdĺžnikový priebeh, už <strong>pre</strong> signály<br />
s malou amplitúdou. Vstup vf zosilňovača je na vývode 6. K dispozícii sú dva výstupy –<br />
vývod 4 kde je k dispozícii signál s plnou úrovňou (napr. <strong>pre</strong> ďalší zosilňovací stupeň,<br />
alebo <strong>pre</strong> detekciu amplitúdy signálu) a vývod 8, kde je výstupný signál potlačený o 20<br />
dB a fázovo posunutý o 90°. Tento signál je privedený na vstup koincidenčného<br />
detektora.<br />
2. Koincidenčný detektor<br />
Koincidenčný detektor zaisťuje (koincidenciou sa tu rozumie dĺžka časovej zhody<br />
dvoch napäťových impulzov fázovo posunutých o 90°) že sa na jeho výstupe objavia<br />
kladné impulzy<br />
32
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
len vtedy, ak budú na oboch vstupoch súčasne napätia zhodnej polarity. Pri zmenách<br />
frekvencie sa mení taktiež fázový posuv oboch vstupných napätí, a tým aj doba trvania<br />
napätia zhodnej polarity. Výsledná šírka výstupného impulzu bude <strong>pre</strong>to závislá na<br />
okamžitej frekvencii vstupného signálu. Impulzy<br />
s <strong>pre</strong>mennou šírkou sa privádzajú na integračný<br />
člen RC, ktorého kondenzátor sa nabíja na strednú<br />
hodnotu impulzného napätia. Ak sa zmení<br />
frekvencia, zmení sa aj fázový posuv a následne<br />
pri zmene frekvencie na jednu stranu dochádza ku<br />
koincidencii v ďalších časových intervaloch<br />
a výsledné napäťové impulzy sú širšie. Tým je<br />
taktiež výstupné napätie väčšie ako polovica<br />
medzivrcholového napätia impulzu.<br />
Obr.5.3.1.b Koincidenčný detektor<br />
Pri opačnej zmene frekvencie je koincidencia kratšia , impulzy sa zúžia a výsledné<br />
napätie bude menšie.<br />
Tak sa bude amplitúda výstupného napätia zväčšovať či zmenšovať súhlasne s fázovým<br />
rozdielom oboch napätí a bude teda priamo úmerná frekvenčnému zdvihu.<br />
Fázový komparátor – pôsobí ako koincidenčný stupeň (hradlo NAND). Na jeho výstupe<br />
sa objavuje teda nenulový signál len vtedy, ak majú oba vstupné signály rovnakú polaritu.<br />
Doba počas ktorej tento stav nastáva, je závislá na okamžitej hodnote fázového posunu.<br />
Výstupný signál má <strong>pre</strong>to podobu impulzov o konštantnej amplitúde a šírke T priamo<br />
úmerné fázovému posunu a teda aj amplitúda modulačného signálu. Ak necháme tieto<br />
šírkové modulované impulzy <strong>pre</strong>chádzať dolnou priepusťou, získame na jej výstupe<br />
požadovaný demodulovaný signál.<br />
33
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Pre lepšie pochopenie hradla NAND slúži nasledujúci obrázok:<br />
Koincidenčný detektor, nazývaný aj ako<br />
Product detektor je detektor multiplikatívny.<br />
Svojou funkciou patrí medzi digitálne obvody.<br />
V číslicovej technike realizuje funkciu<br />
Exclusive – Nor, alebo koincidencia.<br />
Y = A.B + A.B<br />
Stavovú tabuľku tejto funkcie môžeme<br />
vyjadriť:<br />
A B A.B A.B Y<br />
0 0 0 1 1<br />
0 1 0 0 0<br />
1 0 0 0 0<br />
1 1 1 0 1<br />
Tab.5.3.1a Logická funkcia hradla NAND Obr. 5.3.1c Názorné vysvetlenie koincidencie<br />
Ak vyjadríme závislosť Y na φ dostaneme detekčnú závislosť na obr.<br />
Obr. 5.3.1d Detekčná závislosť<br />
34
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Keď priradíme funkcii Y výstupné napätie môžeme napísať:<br />
U výst = k 1 . φ<br />
Ak má byť obvod frekvenčným detektorom, musí aspoň v určitom frekvenčnom rozsahu<br />
realizovať funkciu:<br />
U výst = k 2 . f<br />
Porovnaním týchto dvoch podmienok dostávame, že koincidenčný detektor dáva lineárnu<br />
závislosť výstupného napätia na frekvencii len za <strong>pre</strong>dpokladu, že φ/f = konšt.<br />
Potrebujeme teda nájsť obvod, ktorý mení lineárne fázový posuv s frekvenciou.<br />
Pre tento účel sa používa najčastejšie fázovací článok:<br />
Obr. 5.3.1e Fázovací článok<br />
Priamková časť priebehu fázy bude tým dlhšia, čím menší bude činiteľ akosti<br />
použitého obvodu. Tým však klesne súčasne dosiahnuteľná veľkosť výstupného napätia<br />
a musíme voliť kompromis medzi skreslením a výstupnou amplitúdou.<br />
Zjednodušená schéma koincidenčného detektora je na obr.5.3.1f Demodulácia<br />
FM signálu využíva vlastnosti fázovacieho článku. Tento obvod musí mať na frekvencii<br />
f 0 (mf) fázový posun o 90°.<br />
Detektor využíva diferenčné stupne <strong>pre</strong> vlastnú demoduláciu. Tranzistor Q3 je budený<br />
obmedzeným výstupným napätím vf zosilňovača, tranzistor Q1 potom cez vonkajší<br />
fázovací obvod posunutým napätím o 90°. Tranzistor Q7 stabilizuje celkový prúd<br />
diferenčnému stupňu. Ak bude signál bez modulácie bude na výstupe polovičné napájacie<br />
napätie, <strong>pre</strong>tože diferenčné stupne budú otvorené <strong>pre</strong>sne polovicu periódy vstupnej<br />
frekvencie.(stupeň vedie len vtedy, pokiaľ sú dva nad sebou ležiace tranzistory otvorené).<br />
Pokiaľ sa frekvenčne modulovaný signál odchýli od frekvencie f 0 (na jednu alebo druhu<br />
stranu ) nebude už posun fázovacieho článku <strong>pre</strong>sne 90°, ale mierne sa zmenší. To<br />
znamená, že diferenčné stupne nebudú otvorené polovicu periódy, ale po kratšiu či dlhšiu<br />
dobu. Na výstupe detektora je potom sled šírkovo modulovaných pulzov, sledujúcich<br />
frekvenčný zdvih signálu. Tie sa potom integrujú cez spomínaný RC článok.<br />
35
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr. 5.3.1f Zjednodušená schéma koincidenčného detektora<br />
Ak má koincidenčný detektor pracovať s minimálnym skreslením musí fázovací<br />
obvod spĺňať požiadavky lineárneho <strong>pre</strong>vodu napätia, v danom frekvenčnom pásme.<br />
Tejto požiadavke vyhovuje už spomínaný jednoduchý obvod LC. Čím je akosť obvodu<br />
väčšia tým je frekvenčné pásmo užšie a demodulačná krivka (tzv. krivka S) strmšia.<br />
Taktiež amplitúda výstupného signálu sa zväčší a zväčší sa aj potlačenie parazitnej<br />
amplitúdovej modulácie.<br />
Praktické zapojenie posúvača fázy ukazuje obrázok. Kondenzátor Cx, ktorý je zapojený<br />
medzi vývodmi 8 a 12 integrovaného obvodu MAA 661, ovplyvňuje svojou kapacitou<br />
skreslenie nf signálu. Pri zväčšujúcej sa kapacite (asi až do 20 pF) sa skreslenie zmenšuje<br />
a výstupný nf signál sa zväčšuje. Pre potlačenie AM je výhodnejšia väčšia kapacita tohto<br />
kondenzátora. Praxou je však overené, že v rozmedzí 5 až 15 pF zostáva potlačenie AM<br />
už takmer rovnaké. Ak sa zväčšuje kapacita Cx (pri súčasnom zmenšovaní indukčnosti<br />
cievky Lx) zväčšuje sa mierne skreslenie , ale i úroveň nf signálu. Pre dosiahnutie<br />
požadovanej šírky pásma detektoru je potrebné, aby tento obvod LxCx mal určitú akosť<br />
Q. Čím je Q väčšia, tým je <strong>pre</strong>pustené pásmo užšie.<br />
obr. 5.3.1g Praktické zapojenie posúvača fázy<br />
36
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5.4 Výpočet fázovacieho článku:<br />
Ku výpočtu a zapojeniu som použil katalógové zapojenie obvodu MAA 661<br />
Výrobca uvádza zapojenie integrovaného obvodu MAA 661 <strong>pre</strong> medzifrekvenciu 6,5<br />
MHz a zdvih 50 kHz. Pre frekvenciu 10,7 MHz som musel navrhnúť vhodný fázovací<br />
člen. Hodnoty ostatných vonkajších prvkov možno ponechať.<br />
Vychádzal som z toho, že <strong>pre</strong> únosné harmonické skreslenie k = 2,5%, je potrebné aby<br />
ladený obvod fázovacieho členu mal (<strong>pre</strong> ∆f = 50 kHz), šírku pásma B ≥ 250 kHz.<br />
Prevádzkový činiteľ akosti ladeného obvodu fázovacieho členu potom zrejme bude:<br />
f<br />
Q = B<br />
0<br />
10,7.10<br />
=<br />
250.10<br />
6<br />
3<br />
= 42<br />
Výstupný odpor medzifrekvenčného zosilňovača udáva výrobca R výst 8 = 60Ω a vstupný<br />
odpor koincidenčného demodulátora možno zanedbať. Ak navrhnem kapacitu C1 tak, aby<br />
bol ladený obvod výkonovo prispôsobený k medzifrekvenčnému zosilňovaču, je potrebné<br />
aby činiteľ akosti nezaťaženého kmitavého okruhu bol<br />
Q 0 = 2Q = 2 .42 = 84<br />
Čo je hodnota reálne dosiahnuteľná. Ladiaca kapacita nech je pritom C = 270 pF.<br />
Ekvivalentná stratová vodivosť kmitavého okruhu potom bude<br />
6<br />
−12<br />
. .270.10<br />
−4<br />
0<br />
C 2.3,14.10,7.10<br />
Q = ω =<br />
Q<br />
84<br />
0<br />
= 2,159.10<br />
Hodnotu kondenzátora C19 v obvode odporúča výrobca použiť od 15 pF do 20 pF. Ja<br />
som zvolil optimálny stred 18 pF.<br />
S<br />
Pre ďalšie výpočty uvažujme fázovací člen a jeho náhradný obvod:<br />
37
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.5.4.a Náhradná schéma fázovacieho obvodu<br />
Fázová charakteristika náhradného obvodu je daná vzťahom:<br />
X<br />
= arctg<br />
R<br />
2 0<br />
ϕ (5.4.1)<br />
R<br />
R<br />
výst<br />
0<br />
výst<br />
−<br />
−<br />
X<br />
X<br />
X<br />
R<br />
1<br />
2<br />
1<br />
+ 1<br />
Ak má byť pri strednej frekvencii fázový posuv medzi vstupným a výstupným napätím<br />
90°, bude splnené:<br />
R výst X<br />
1<br />
+ + 1 = 0<br />
(5.4.2)<br />
R X<br />
0<br />
2<br />
<strong>pre</strong>tože R výst / R 0 >>1, možno približne napísať<br />
X 1 = - X 2 (5.4.3)<br />
Pre X 1 a X 2 platí:<br />
X<br />
1<br />
1<br />
= −<br />
a<br />
ω C<br />
0<br />
1<br />
X<br />
2<br />
=<br />
X<br />
X<br />
L<br />
L<br />
X<br />
C<br />
+ X<br />
C<br />
ω0L<br />
= −<br />
2<br />
ω LC −1<br />
0<br />
(5.4.4)<br />
Po dosadení do (5.4.3) dostaneme:<br />
1<br />
L = (5.4.5)<br />
ω<br />
2<br />
.( C + 1)<br />
0<br />
C<br />
po dosadení :<br />
1 −6<br />
L =<br />
= 0,768. 10<br />
6 2<br />
− 12<br />
−12<br />
(2.3,14.10,7.10 ) .(270.10 + 18.10 )<br />
H<br />
38
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
5.5 Nastavenie koincidenčného detektora:<br />
MB1 - IN (vstup) mf signálu 10,7 MHz<br />
MB2 - jednosm. napájacie napätie namerané na<br />
vývode 13<br />
MB3 - napájacie napätie bloku<br />
MB4 - OUT (výstup) nf signálu<br />
MB5 - ½ napätie z napätia nameraného v MB2<br />
Obr.5.4.b Nastavenie koincidenčného detektora<br />
Poznámky:<br />
- kondenzátor C je oddeľovací<br />
- rezistor Rv upravuje zaťažovaciu impedanciu ďalšieho stupňa<br />
- rezistor Ro upravuje (znižuje) napájacie napätie IO<br />
Postup nastavenia:<br />
1., do MB1 treba priviesť z vf generátora napätie o frekvencii 10,7 MHz FM s dostatočne<br />
veľkou amplitúdou (asi 0,1 až 0,3 V )<br />
2., v MB2 zmerať jednosmerné napájacie napätie IO MAA 661, meriame za rezistorom<br />
Ro<br />
3., otáčaním jadra cievky Lx nastaviť v MB5 <strong>pre</strong>sne polovicu jednosmerného napätia, aké<br />
sme namerali v MB2<br />
39
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
6. KONEČNÁ SCHÉMA KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA<br />
Obr.6.a Schéma komunikačného prijímača<br />
Obr.6.b Doska plošného spoja zo strany spojov<br />
40
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.6.c Doska plošného spoja zo strany súčiastok<br />
7. KONŠTRUKCIA A PREVEDENIE CIEVOK V PRIJÍMAČI<br />
Pásmová priepusť prvej medzifrekvencie, zmiešavač a zosilňovač a demodulátor<br />
druhej medzifrekvencie sú zapojené na doske s jednostrannými plošnými spojmi.<br />
Súčiastky sú bežného <strong>pre</strong>vedenia. Cievky sú navinuté na cievkových telieskach z výroby<br />
TESLA Pardubice o priemere 6 mm s tieniacim krytom. Cievka fázovacieho obvodu je<br />
navinutá na cievkovom teliesku TESLA Orava.<br />
Cievka L1 obvodu O01 má dva závity medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm<br />
a je navinutá medzi závity L2 u jej studeného konca..<br />
Cievky L2 a L3 (obvodu O01 a O02) majú 13 závitov medeného lakovaného drôtu<br />
o priemere 0,5mm navinutých na bakelitovom cievkovom teliesku o priemere 6 mm,<br />
medzi závitmi nie sú medzery. Studený koniec vinutia je u pätky telieska. V cievkach sú<br />
feritové jadrá M4 x 12 z hmoty NO5(modré).<br />
Cievka L4 obvodu O02 má 3 závity medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm a je<br />
navinutá medzi závity L3 u jej studeného konca.<br />
Cievka L5 má 25 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,3 mm navinutých na<br />
bakelitovom cievkovom teliesku o priemere 6 mm, medzi závitmi nie sú medzery. V<br />
cievke je feritové jadro M4 x 12 z hmoty NO5(modré).<br />
Cievka L7 obvoduO03 má 5 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm<br />
a je navinutá uprostred na cievke L6.<br />
Cievka L8 fázovacieho obvodu F01 musí byť stabilná a s čo najväčším činiteľom akosti<br />
Q. Je navinutá na plastovom cievkovom teliesku o priemere 5 mm. Teliesko má<br />
pertinaxovú pätku s pájkovacími kolíkmi a hliníkový tieniaci kryt so štvorcovým<br />
pôdorysom. Tieto telieska boli používané v rôznych TV prijímačoch Tesla Orava.<br />
Vinutie tejto cievky musí byť <strong>pre</strong>vedené zvlášť dôkladne, začiatok i koniec vinutia musí<br />
byť priviazaný niťou k cievkovému teliesku. K upevneniu vinutia sa nemôže použiť<br />
žiadne lepidlo ani lak!!!<br />
Cievka L8 má 13 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,55 mm-medzi závitmi<br />
nie sú medzery. V cievke je feritové jadro M4 x 8 z hmoty N05(modré). Jadro je vhodné<br />
na konci zašróbovanom do cievky ubrúsiť pod uhlom asi <strong>45</strong> ۫ aby bolo možné jemne<br />
nastaviť indukčnosť cievky. Jadro som zaistil v cievke gumičkou.<br />
41
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.7.a Prevedenie cievok v prijímači<br />
7.1 Výber súčiastok pri navrhovaní prijímačov.<br />
Výberu súčiastok <strong>pre</strong> prijímače VKV, by sme mali venovať zvýšenú pozornosť,<br />
ak chceme dosiahnuť dobrých výsledkov.<br />
Začneme rezistormi. Vhodné typy volíme podľa použitia a konštrukcie samotného<br />
prijímača, u jednoduchších menej náročných zapojení stačí používať bežné uhlíkové,<br />
avšak v zásade by sme mali vo vysokofrekvenčných obvodoch používať vrstvové<br />
metalizované, napr. TR 191 a podobné. To platí aj o použití v stabilizátoroch ladiaceho<br />
napätia, kde vyžadujeme dobrú tepelnú stabilitu, v ostatných obvodoch potom môžeme<br />
použiť bežné uhlíkové, napr. TR 212 a podobné. U špičkových zapojení používame<br />
výhradne len vrstvové metalizované rezistory vo všetkých obvodoch bez rozdielu. V<br />
zásade, čo platí <strong>pre</strong> rezistory, vzťahuje sa aj na odporové trimre, v menej náročných<br />
zapojeniach použijeme menej tepelne stabilné lakosazové typy, napr. TP 008, 009. V zapojeniach,<br />
kde vyžadujeme lepšiu tepelnú stabilitu, volíme typy keramického <strong>pre</strong>vedenia,<br />
napr. TP 110, 112, najlepšie však cermetové TP 01 1, 012.<br />
Kondenzátory vo vysokofrekvenčných obvodoch používame zásadne ploché keramické,<br />
rada TK 7xx, TK 6xx. Do rezonančných obvodov použijeme typy s minimálnou<br />
tepelnou závislosťou, z hmoty N047, ktoré majú mierny záporný súčiniteľ, ktorý vhodne<br />
kompenzuje kladnú tepelnú závislosť cievok. Na blokovanie napájacieho napätia môžeme<br />
použiť typy z hmoty s väčšou permitivitou, ktoré majú menšie rozmery a aj väčšiu<br />
tepelnú závislosť a <strong>pre</strong>to sú do ladených obvodov nevhodné.<br />
42
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Un [VJ Značenie Hmota Značenie<br />
12,5 n N 047 J<br />
25 P N750 U<br />
32 q N1 500 V<br />
40 s E.1000 F<br />
50 t E4000 W<br />
250 d<br />
Tab.7.1.a Značenie plochých keramických kondenzátorov<br />
Obr.7.1.a Značenie kondenzátorov<br />
Do medzifrekvenčných ladených obvodov je najlepšie použiť polystyrolové typy<br />
TGL5155 (NDR). Ich záporný teplotný súčiniteľ je o niečo väčší ako u kondenzátorov z<br />
hmoty N047, môžeme ich však v prípade nedostatku nahradiť typom TK 754. V<br />
nízkofrekvenčných obvodoch ako oddeľovacie a väzobné by sme mali používať<br />
polyesterové kondenzátory, napr. TC 205 alebo TGL38I59 (NDR) a podobné, len v<br />
odôvodnených prípadoch použijeme keramické .<br />
Medzifrekvenčné cievky zásadne používame spolu s krytom, len v špecifických<br />
prípadoch bez krytu. Cievky v ladených obvodoch sa dolaďujú feritovými jadrami, ktoré<br />
sú značené farebne a najčastejšie v <strong>pre</strong>vedení so závitom M4 v dĺžke 8 alebo 12 mm.<br />
Veľmi často sa v popisovaných zapojeniach vyskytuje cievka ladeného obvodu<br />
VKV a mf transformátor, <strong>pre</strong>to si popíšeme ich stavbu. Mf transformátor - po odstránení<br />
pôvodného vinutia z kostričky -najprv navíjame sekundárne vinutie pri spodnom konci<br />
kostričky a to lakovaným drôtom o konkrétnom priemere, potom navinieme primárny<br />
obvod. Cievky sa navíjajú s rovnakým zmyslom. Pri zapájaní koncov drôtov vinutia vždy<br />
dbáme na to, aby spolu susedili „studené" konce cievok, čím sa zmenšia parazitné väzby<br />
a zlepší stabilita zapojenia. Nakoniec na primárne vinutie pripojíme kondenzátor<br />
ladeného obvodu. Vinutie je treba fixovať. Konce zaistíme niťou a ešte zalakujeme<br />
vhodným bezfarebným lakom.<br />
Cievky mávajú len pár závitov, maximálne do 10 a navíjame ich pomerne hrubým<br />
drôtom. Ak má cievka náhodou odbočku, tak najprv očistíme drôt v mieste odbočky a<br />
urobíme na ňom slučku asi 2 mm, ktorú pocínujeme. Vinutie potom navíjanie od odbočky<br />
na trn vhodného priemeru, takého, aby sme vedeli už navinutú cievku potom nasadiť na<br />
kostričku. Konce vinutia dôkladne očistíme a zaspájkujeme do dosky so spojmi.<br />
43
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
8. KONCOVÝ ZOSILŇOVACÍ VÝKONOVÝ STUPEŇ 1W<br />
Na zosilnenie nf signálu, ktorý je už demodulovaný som použil monofónny<br />
zosilňovač, s výstupným výkonom 1 W, osadený obvodom LM 386.<br />
Schéma zapojenia je na obr. 4.a. Zo vstupného konektora K2 je signál cez oddeľovací<br />
kondenzátor C1 privádzaný na potenciometer hlasitosti P1. Z jeho bežca ide cez rezistor<br />
R1 na neinvertujúci vstup koncového zosilňovača IC1. Jeho zisk je daný rezistorom R2,<br />
pripojeným spolu so sériovým kondenzátorom C3 medzi vývodmi GAIN obvodu IC1.<br />
Tým je daný zisk koncového zosilňovača IC1 34 dB (50x). Na výstupe je zapojený RC<br />
člen R3, C4 obmedzujúci vf kmitanie koncového stupňa . Záťaž je pripojená cez väzobný<br />
kondenzátor C5 na konektore K3.<br />
Obvod je napájaný z externého zdroja jednosmerného napätia 4 až 12 V. Prúdová<br />
spotreba je závislá na napájacom napätí a vybudení a pohybuje sa v rozpätí od 1 do 120<br />
mA. Frekvenčný rozsah zosilňovača je 20 Hz až 20 kHz, <strong>pre</strong> šírku pásma -3dB. Na doske<br />
zosilňovača je napájanie ešte filtrované dvojicou kondenzátorov C6 a C7.<br />
Modul zosilňovača 1W je zhotovený na jednostrannej doske s plošnými spojmi<br />
o rozmeroch 28 x 41 mm. Zapojenie obsahuje minimum externých súčiastok.<br />
Obr.8.a Rozloženie súčiastok na doske modulu<br />
zosilňovača<br />
Obr.8.b Obrazec dosky spojov modulu<br />
zosilňovača<br />
44
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.8.c Schéma zapojenia zosilňovača 1 W<br />
9. NAPÁJACIE ZDROJE PRIJÍMAČA<br />
Činnosť celého prijímača je podmienená dodávaním el. energie vo forme<br />
jednosmerného napätia a prúdu. Energiu získavame zo striedavej siete pomocou<br />
sieťových napájacích zdrojov. Na napájanie som musel použiť dva samostatné moduly<br />
napájania a to 30V <strong>pre</strong> ladiace napätie <strong>pre</strong> varikapy TV tunera, ktoré je v rozsahu od 0,5<br />
až 30V. K ladeniu som použil potenciometer P1. Toto ladiace napätie musí byť dobre<br />
filtrované a stabilizované.<br />
Druhým modulom napájania je 12V stabilizovaný zdroj. TV tuner sa napája týmto<br />
napätím, pásma sa <strong>pre</strong>pínajú elektronicky v tuneri pomocou spínacích diód tak, že sa na<br />
vývod požadovaného pásma pripojí napätie + 12V. Vývody napájania ostatných dvoch<br />
pásiem musia zostať nepripojené.<br />
Ďalej je týmto napätím (12V) napájaný aj obvod IO1 (SA 612). Toto napätie som však<br />
ešte stabilizoval na 8V Zenerovou diódou. To je napätie ktoré udáva výrobca ako<br />
napájacie napätie. Taktiež je napätím +12V napájaný obvod IO2 (MAA 661).<br />
Koncový zosilňovač je napájaný napätím +12V. Z týchto dôvodov som sa snažil<br />
navrhnúť filtráciu a stabilizáciu tohto modulu napájania o niečo zložitejšiu ako <strong>pre</strong> modul<br />
napájania 30V. Filtrácia je veľmi dôležitá hlavne <strong>pre</strong>to, aby sa na IO 1 a IO2 nedostávali<br />
rôzne šumy z napájacieho napätia, čo by v konečnom dôsledku negatívne ovplyvňovalo<br />
vlastnosti celého prijímača.<br />
Kôli tomu som použil <strong>pre</strong>d usmerňovačom kondenzátory C1 a C2, ktoré blokujú vf.<br />
zložku superponovanú na sieťové napätie.<br />
<strong>45</strong>
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Tr.-transformátor Usm.- usmerňovač F – filter Stab- stabilizátor<br />
Obr.9.a Všeobecná bloková schéma napájacieho zdroja<br />
Základnou časťou sieťového napájacieho zdroja je usmerňovač, ktorý <strong>pre</strong>mieňa<br />
striedavé napätie na jednosmerné napätie. Skladá sa zo štyroch diod , zapojených do<br />
mostíka, na ktorý je pripojená záťaž.<br />
Ako filter som použil filter so zberacím kondenzátorom s kapacitou 2 mF. Tento spôsob<br />
filtrácie je vhodný <strong>pre</strong> malé prúdy, čo ma priviedlo k rozhodnutiu použiť tento princíp.<br />
Pre veľké prúdy sa používajú LC filtre.<br />
Ďalšou časťou napájacích zdrojov sú stabilizátory. Na tieto sa kladú veľmi prísne<br />
požiadavky, nakoľko potrebujeme udržať konštantné hodnoty napätia na záťaži pri<br />
kolísaní napätia zdroja, alebo pri zmenách zaťažovacieho prúdu. Veľmi dobré vlastnosti<br />
vykazujú integrované stabilizátory.<br />
Pre stabilizáciu 12V som použil štandardný stabilizátor s pevným výstupným napätím. Je<br />
to stabilizátor MA 7812 , ktorý je <strong>pre</strong> prúdy do 1A.<br />
Obr.9.b Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom MA 7812<br />
46
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Obr.9.c Doska plošného spoja <strong>pre</strong> stabilizovaný zdroj 12V<br />
Pre napätie 30V som použil stabilizátor s nastaviteľným výstupným napätím LM 317,<br />
v základnom katalógovom zapojení. Tento stabilizátor umožňuje vo vhodnom zapojení<br />
stabilizovať až napätie na hodnotu 37V<br />
Obr.9.d Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom LM 317<br />
10. KOMUNIKAČNÝ PRIJÍMAČ S DIGITÁLNYM SPRACOVANÍM SIGNÁLU<br />
Ak sa hovorí o digitalizácii vysielania, tak väčšinou v súvislosti s televíziou.<br />
Analógový televízny signál prijímaný cez anténu by mal podľa plánov Európskej únie do<br />
roku 2012 nahradiť digitálny štandard. Predstavy o digitalizácii rozhlasového vysielania<br />
sú však zatiaľ napriek niekoľkým európskym pilotným projektom veľmi hmlisté.<br />
Rovnako ako pri digitálnej televízii, aj pri rozhlasovom vysielaní prinesie opustenie<br />
analógového signálu vyššiu kvalitu príjmu, rozšíri frekvenčný priestor <strong>pre</strong> nové stanice a<br />
vytvorí <strong>pre</strong>dpoklady na vznik nových služieb. Na jednu frekvenciu sa totiž zmestí vďaka<br />
komprimácii viac dátových tokov.<br />
47
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Poslucháči budú môcť napríklad <strong>pre</strong>pínať medzi hudobným vysielaním, spravodajstvom a<br />
informáciami o doprave, ktoré pobežia na jednej rozhlasovej stanici súčasne. Na správy či<br />
dopravný servis teda nebudú musieť čakať ako v súčasnosti – budú si ich môcť pustiť na<br />
želanie. Niektoré digitálne rádiové prijímače umožnia vysielanie aj pozastaviť a neskôr<br />
pokračovať v <strong>pre</strong>hrávaní už odvysielaného programu. Digitálny signál <strong>pre</strong>náša aj iné dáta<br />
ako rozhlasové vysielanie. Jednoduchá služba ako RDS, ktorá na displeji rádia zobrazuje<br />
názov naladenej stanice, tak môže nadobudnúť oveľa rafinovanejšiu a užitočnejšiu<br />
podobu. Môže zobrazovať najaktuálnejšie správy či grafické prvky. Napríklad mapy<br />
počas <strong>pre</strong>dpovede počasia, ale aj reklamné bannery, čím by sa mohol otvoriť nový<br />
priestor <strong>pre</strong> rozhlasovú reklamu. Navyše, s <strong>pre</strong>pojením na satelitný pozičný systém GPS<br />
(Global Positioning System) by marketéri mohli zacieliť rozhlasové spoty podľa pozície,<br />
kde sa poslucháč práve nachádza. Na jednu digitálnu frekvenciu sa zmestí nie jedna ako<br />
pri analógovom systéme, ale osem až desať staníc. Mohol by sa tak otvoriť priestor <strong>pre</strong><br />
nových hráčov zameraných na rôzne žánre, podobne ako v internete. Napriek výhodám<br />
digitálneho vysielania stojí a padá jeho rozmach na spotrebiteľskom rozšírení zariadení,<br />
ktoré sú schopné digitálny signál prijímať. Poslucháči totiž potrebujú dekodér alebo nový<br />
prijímač a tie sú zatiaľ drahé. Priemerná cena sa pohybuje okolo 60 eur. Navyše, o novej<br />
technológii nemajú veľa informácií a mnohí o nej ešte ani nepočuli. Keďže chýba dopyt,<br />
rozhlasové stanice sa do digitalizácie nehrnú. Na rozdiel od digitálnej televízie nejestvuje<br />
ani tlak zo strany štátu, ktorý by stanovil termín na vypnutie analógového signálu.<br />
V tejto častí sa zameriam na aplikácie A/D <strong>pre</strong>vodníkov, D/A <strong>pre</strong>vodníkov<br />
a digitálnych signálových procesov v profesionálnych komunikačných prijímačoch,<br />
určených <strong>pre</strong> analógové aj digitálne modulácie.<br />
V rádiových prijímačoch <strong>pre</strong> analógové modulácie sa uskutočňujú rôzne formy<br />
spracovania signálu, ktoré možno realizovať nielen klasickými obvodmi, ale taktiež po<br />
<strong>pre</strong>dchádzajúcej digitalizácii analógových signálov aj obvodmi digitálnymi. Prechod na<br />
digitálne spracovanie signálu môže priniesť nielen výrazné zlepšenie technických<br />
parametrov celého prijímača, ale vďaka vyspelej technológii a veľkosériovej výrobe<br />
uvažovaných obvodov, taktiež výrazné ekonomické prínosy. Názorne to dokumentuje<br />
jeden z najčastejších procesov uskutočňovaných v rádiových prijímačoch – frekvenčná<br />
filtrácia. Analógové dolné, horné a pásmové priepuste RLC sú relatívne drahé a to nielen<br />
v dôsledku vysokej ceny komponentov ale i vzhľadom k nutnosti ich individuálneho<br />
ladenia pri výrobe pri servise.<br />
48
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Výhodou digitálnych frekvenčných filtrov realizovaných v monolitickej podobe je to, že<br />
tieto nedostatky nemajú. Priebehy ich frekvenčných charakteristík majú digitálnu<br />
<strong>pre</strong>snosť a reprodukovateľnosť. Časová a teplotná stabilita je u nich výborná. Uvedené<br />
priaznivé vlastnosti digitálnych filtrov sú dosahované <strong>pre</strong>dovšetkým tým, že dominantne<br />
závisia na taktovacom signály, ktorého frekvenčnú stabilitu a <strong>pre</strong>snosť možno pri využití<br />
moderných metód syntézy frekvencií udržovať na vysokej úrovni.<br />
Väčšina uvedených <strong>pre</strong>dností je charakteristická nielen <strong>pre</strong> digitálne frekvenčné filtre,<br />
ale i <strong>pre</strong> ďalšie obvody s digitálnym spracovaním signálu, ako sú napr. rôzne typy<br />
digitálnych demodulátorov, obvody <strong>pre</strong> delenie modulovaných prijímaných signálov na<br />
synfáznu a kvadratúrnu zložku. Tieto dielčie jednotky sa obvykle riešia ako monolitické<br />
integrované obvody, označované ako Digitálne signálové procesory. Tieto procesory<br />
doplnené A/D <strong>pre</strong>vodníkmi <strong>pre</strong>dstavujú základné funkčné bloky digitálnej časti<br />
uvažovaných prijímačov.<br />
10.1 A/D <strong>pre</strong>vodníky:<br />
Pokiaľ by mali byť v maximálnej miere využité všetky výhody digitálneho<br />
spracovania signálu, bolo by vhodné uskutočňovať A/D <strong>pre</strong>vod tesne za prijímacou<br />
anténou, teda priamo na vstupe prijímača. Takéto koncepcie však zatiaľ nie sú prakticky<br />
realizovateľné. Hlavným limitujúcim faktorom sú obmedzené schopnosti súčasných A/D<br />
<strong>pre</strong>vodníkov. Jedným zo základných parametrov A/D <strong>pre</strong>vodníkov je ich dynamický<br />
rozsah, definovaný obecne ako pomer maximálneho a minimálneho vstupného signálu. U<br />
n-bitvého <strong>pre</strong>vodníka je dynamický rozsah DR viazaný s počtom bitov n relácií.<br />
log (DR + 1) = nlog 2 = 0,301 n<br />
Pri obvykle dobre splnenej nerovnosti DR > 1 je dynamický rozsah vyjadrený v dB<br />
DR[dB] = 20 log DR = 6,02n<br />
Teda s každým pridaným bitom sa zväčšuje približne o 6 dB.<br />
U moderných komunikačných prijímačov ,určených <strong>pre</strong> uvažované vysokofrekvenčné<br />
pásmo 0,1 až 30 MHz, teda zhruba <strong>pre</strong> DV, SV a KV sa bežne vyžaduje dynamický<br />
rozsah 100 až 120 dB. Tomu zrejme odpovedá 16 až 20 bitová re<strong>pre</strong>zentácia<br />
kvantovaných vzorkov. Pokiaľ by mal A/D <strong>pre</strong>vodník spracovávať prijímané signály<br />
v celom ich frekvenčnom pásme, tj. s max. frekvenciou fmax = 30 MHz, musel by<br />
v zhode so Shannonovou teóriou pracovať so vzorkovacou frekvenciou min fv = 2fsmax<br />
= 60 MHz. Prevodníky s takýmito parametrami však zatiaľ nie sú dostupné. Základný<br />
problém tu totiž spočíva v tom, že s rastúcim počtom bitov na vzorku, a teda so<br />
49
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
zväčšovaním dynamického rozsahu, sa približne nepriamo úmerne zmenšuje<br />
dosiahnuteľná frekvencia vzorkovania. Tak napr. moderné A/D <strong>pre</strong>vodníky so<br />
vzorkovacou frekvenciou fv = 60 Mhz sú maximálne 8 bitové, a majú dynamický rozsah<br />
asi 48 dB, čo je ale <strong>pre</strong> danú aplikáciu zrejme nedostačujúce. Oproti tomu u <strong>pre</strong>vodníkov<br />
so 16, alebo i viac bitmi, ktoré by vyhovovali svojím dynamickým rozsahom, nemožno<br />
dosiahnuť vyšších vzorkovacích frekvencií ako 50 až 150 kHz.<br />
10.2 Digitálne signálové procesory:<br />
Charakteristickou črtou digitalizovaných komunikačných prijímačov, určených<br />
<strong>pre</strong> príjem signálov s rôznymi typmi amplitúdových a frekvenčných modulácií, je<br />
skutočnosť, že ich digitálny signálový procesor je „dvojkanálový“, <strong>pre</strong>tože je určený <strong>pre</strong><br />
spracovanie vstupného signálu rozdeleného do tzv. synfáznej zložky I a kvadratúrnej<br />
zložky Q. Toto rozdelenie sa <strong>pre</strong>vádza buď ešte <strong>pre</strong>d demodulácoiu – teda na<br />
medzifrekvencii, alebo priamo v procese synchrónnej demodulácie. Môže byť realizované<br />
analógovými obvodmi (obr1). Ale možno ho aj realizovať taktiež čisto digitálne. (obr2)<br />
Uvažovaná dvojkanálová koncepcia sa môže javiť na prvý pohľad možno zbytočne<br />
zložitá. Má však veľkú <strong>pre</strong>dnosť v tom, že umožňuje rozlíšiť v demodulovanom signály<br />
zložku odpovedajúcu napr. dolnému postrannému pásmu prijímaného signálu od zložky<br />
odpovedajúcej hornému postrannému pásmu. Zdôraznime že rozlíšenie, resp výber<br />
jedného z postranných pásiem je nutné <strong>pre</strong> príjem signálu SSB a signálov ISB.<br />
K principiálnemu objasneniu funkcie obvodu <strong>pre</strong> delenie modulovaného signálu do<br />
zložiek I a Q, slúži obr.1. znázorňujúci tzv. zmiešavač so samočinným potlačením<br />
zrkadlových signálov. Tento zmiešavač vzniká vhodnou kombináciou dvoch dielčích<br />
zmiešavačov S1 a S2, doplnených o niekoľko ďalších pasívnych členov. Predpokladajme<br />
, že na jeho vstup prichádza jednak užitočný signál o frekvencii f s , jednak nežiadúci<br />
zrkadlový signál o frekvencii f z . Oba tieto signály sa v deliči výkonu delia do dvoch<br />
zhodných zložiek. Tieto prichádzajú ako synfázne na jeden vstup dielčích zmiešavačov<br />
S 1 , S 2 . Na druhý vstup týchto zmiešavačov prichádzajú signály miestneho<br />
oscilátora(heterodynu), ktoré majú rovnakú frekvenciu, avšak trvalý fázový posuv 90 tj.<br />
sú v kvadratúre. Medzifrekvenčné výstupy oboch zmiešavačov sa po frekvenčnej filtrácii<br />
privádzajú do hybridného kvadratúrneho člena. Vplyvom takto definovaných fázových<br />
pomerov sa na jednom výstupe člena objavuje medzifrekvenčný signál f smf vznikajúci<br />
z požadovaného vstupného signálu f s , a na druhom výstupe medzifrekvenčný signál f zmf<br />
vznikajúci z nežiadúceho zrkadlového signálu f z – je teda dosiahnutá ich dokonalá<br />
50
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
separácia. Ak budeme považovať u zmiešavača z obr.1 užitočný signál f s za dolné<br />
postranné pásmo signálu DSB alebo ISB, ďalej signál miestneho oscilátora f 0 za nosnú f c<br />
a konečne zrkadlový signál f z za horné postranné pásmo, objaví sa na jednom výstupe<br />
hybridného člena zložka zodpovedajúca dolnému postrannému pásmu a na druhom<br />
výstupe zložka zodpovedajúca hornému postrannému pásmu vstupného signálu DSB<br />
resp. ISB.<br />
Pri uvažovaných frekvenčných reláciách sú obe tieto zložky situované do základného<br />
pásma, tj. sú zložkami demodulovanými, skúmané zapojenie tu totiž pracuje ako<br />
homodyn – čo je superheterodyn s nulovým medzifrekvenčným kmitočtom (<strong>pre</strong> f c = f o je<br />
zrejme f mf = f c –f o =0). Skutočnosť, že homodym okrem frekvenčnej translácie realizuje<br />
súčasne aj synchrónnu demoduláciu vstupného signálu je jeho veľkou <strong>pre</strong>dnosťou. Jeho<br />
ďalšou výhodou ja aj dokonalé odstránenie problémov spojených s príjmom<br />
nežiadúcich zrkadlových signálov<br />
f z = f s + 2f mf , ktorá sa tu stotožňujú s prijímaným užitočným signálom f s .<br />
U prijímačov homodynného typu môže byť výhodné to, že podstatná časť zosilnenia<br />
a selektivity sa získava až v základnom pásme. Pre správnu činnosť klasického<br />
homodynu je však potrebná dokonalá frekvenčná a fázová koherencia miestneho<br />
oscilátora s nosnou vlnou prijímaného signálu, ktorej dosiahnutie je obtiažne. U zapojenia<br />
na obr.1 so vstupným signálom deleným do I a Q môžu byť požiadavky na koherenciu<br />
signálu miestneho oscilátora menej prísne.<br />
Obr.10.a. Zmiešavač so samočinným potlačením zrkadlových signálov<br />
51
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
10.3 Superheterodynný prijímač s digitalizáciou medzifrekvenčného signálu<br />
Na obr.10.b. je schéma zapojenia superheterodynného prijímača s jedným<br />
zmiešavaním, u ktorého je prijímaný signál <strong>pre</strong>menený v zmiešavači na signál<br />
medzifrekvenčný, ktorý je po zosilnení v A/D <strong>pre</strong>vodníku digitalizovaný. Nasledujúce<br />
delenie signálu do zložiek I a Q sa uskutočňuje v digitálnom deliči, a to tak, že sa reálne<br />
vzorky jeho vstupného signálu násobia komplexnou (sínusovou a kosínusovou )<br />
digitalizovanou re<strong>pre</strong>zentáciou heterodynného signálu. Zložky I a Q ďalej <strong>pre</strong>chádzajú<br />
digitálnymi dolnými priepusťami, ktoré sa zbavia nežiadúcich produktov vznikajúcich<br />
v <strong>pre</strong>dchádzajúcich stupňoch prijímača.(napr. v A/D <strong>pre</strong>vodníku), často sa používa<br />
priepusť typu FIR (s konečnou impulzovou odozvou ). Okrem filtračnej funkcie dovoľujú<br />
priepuste rovnako redukovať výstupnú vzorkovaciu frekvenciu, tj. frekvenciu použitú pri<br />
digitalizácii medzifrekvenčného signálu.<br />
Prednosťou uvažovanej koncepcie je, že k digitalizácii signálu dochádza už na<br />
medzifrekvencii, čím sa značne redukuje počet analógových obvodov so všetkými ich<br />
typickými nedostatkami. Na druhej strane však má táto koncepcia niekoľko závažných<br />
nedostatkov. Základný nedostatok spočíva v tom, že cenovo dostupné A/D <strong>pre</strong>vodníky<br />
s dostatočne veľkým dynamickým rozsahom majú malú vzorkovaciu frekvenciu, ktorá si<br />
tým pádom vynucuje aj nízku vzorkovaciu frekvenciu. Tá má však za následok<br />
i nedostatočné potlačenie parazitných zrkadlových signálov, ktoré je možné zlepšiť jedine<br />
<strong>pre</strong>chodom na komplikovanejšiu koncepciu superheterodynnu s dvojitým zmiešavaním<br />
(najlepšie typu UP convertor kde prvá medzifrekvencia je vyššia ako najvyššia frekvencia<br />
prijímaného signálu) K dosiahnutiu veľkej selektivity je potrebný veľmi akostný pásmový<br />
filter, zaradený za druhý zmiešavač. Táto koncepcia digitalizovaného prijímača sa v praxi<br />
nevyužíva.<br />
Obr.10.b. superheterodyn s digitalizáciou <strong>pre</strong>vedenou na výstupe mf zosilňovača<br />
52
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Prijímač s priamou konverziou zložiek I a Q do základného pásma<br />
Na obr.3 je prijímač, u ktorého sa priamo za pasívnymi vstupnými obvodmi delí<br />
pomocou analógových zmiešavačov vstupný signál do I a Q zložiek, a tie sa pritom<br />
súčasne konvertujú do základného pásma. Táto koncepcia teda zodpovedá<br />
superheterodynu s nulovým medzifrekvenčným kmitočtom – tj. homodynu,<br />
označovanému taktiež ako prijímač s priamou konverziou (obr.10.a). Po zosilnení a po<br />
filtrácii dolnými priepusťami sa obidve zložky digitalizujú ďalej spracúvajú obvyklím<br />
spôsobom. Analógová časť takéhoto prijímača je redukovaná takmer na absolútne<br />
minimum, čo je jeho najväčšou <strong>pre</strong>dnosťou. Prijímač homodynného typu však má taktiež<br />
radu nedostatkov, ktoré nie je možné pri súčasnom stave technológie dosť dobre<br />
<strong>pre</strong>konať. Ak má byť <strong>pre</strong>kryté pásmo 0,1 – 30 MHz, musí byť v tomto pásme<br />
<strong>pre</strong>laditeľný aj miestny oscilátor. Ten je v moderných komunikačných prijímačoch<br />
riešený ako syntezátor frekvencií. Frekvenčná syntéza v pásme širšom ako dve oktávy je<br />
dnes síce už bežná, ale v danom prípade je komplikovaná, lebo syntezátor musí<br />
poskytovať dva výstupné signály so vzájomnou fázou <strong>pre</strong>sne 90°. V uvedenom širokom<br />
pásme by malo byť dosiahnuté dokonalého súbehu amplitúdových a fázových<br />
charakteristík kanála I a Q, čo zrovna nie je ľahké. Pokiaľ je súbeh len o málo narušený,<br />
rýchlo sa zväčšujú <strong>pre</strong>sluchy medzi oboma postrannými pásmami, narastá nelineárne<br />
skreslenie a pod.<br />
Ďalší problém vzniká tým, že prakticky celé zosilnenie prijímača je sústredené do<br />
základného pásma.<br />
Obr.10.c Superheterodyn s priamou konverziou zložiek IQ do základného pásma<br />
53
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou zložiek<br />
I,Q do základného pásma.<br />
Tento prijímač je riešený ako superheterodyn s dvojitým zmiešavaním<br />
najčastejšie typu „up-convertor“, jeho druhé zmiešavače pracujú s nulovým<br />
medzifrekvenčným kmitočtom a <strong>pre</strong>vádzajú teda obidva vstupné signály priamo do<br />
základného pásma. Táto koncepcia má niekoľko výhod. A/D <strong>pre</strong>vodníky tu spracovávajú<br />
analógové signály v základnom pásme, takže môžu mať pri požadovanej nízkej<br />
vzorkovacej frekvencii veľký dynamický rozsah. K analógovému deliču zložiek I, Q<br />
prichádzajú vstupné signály s konštantnou frekvenciou, odpovedajúcou 1. mf prijímača,<br />
a vďaka tomu môže byť dosiahnutá <strong>pre</strong>sná symetria oboch vetiev tohto deliča<br />
.Zosilňovače a dolné priepuste nasledujúce za deličom IQ zaisťujú len časť celkového<br />
zosilnenia a selektivity prijímača ,čo rovnako uľahčuje dosiahnutie <strong>pre</strong>sného súbehu ich<br />
frekvenčných charakteristík. Prípadné malé odchýlky od súbehu je potom možné<br />
korigovať v digitálnom signálovom procesore. Teoreticky by takáto korekcia bola možná<br />
i u zapojenia z obr.10.b a 10.c, avšak nesymetria kanálov IQ je tu oveľa väčšia, a tým aj<br />
jej dokonalé odstránenie v procesore DSP je prakticky nemožné. Hlavným nedostatkom<br />
prijímača z obr.10.d je pomerne veľká vstupná analógová vysokofrekvenčná<br />
a medzifrekvenčná časť, ktorá je výrobne drahá z funkčného hľadiska vykazuje typické<br />
nedostatky analógových obvodov. Pri celkovom hodnotení sa ukazuje táto alternatíva ako<br />
najlepšia zo spomínaných.<br />
Obr.10.d Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou<br />
zložiek I,Q do základného pásma.<br />
54
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
11. ZHODNOTENIE VÝSLEDKOV:<br />
Navrhnutá koncepcia prijímača vykazuje veľa výhod. Ako vstupný diel som<br />
použil TV tuner 6 PN 387 273, ktorý má v porovnaní s inými tunermi vyššie zosilnenie.<br />
Toto zosilnenie by som nedosiahol riešením vstupnej jednotky ako samostatných<br />
modulov zložených z jednotlivých filtrov a vf zosilňovačov. Taktiež sú zlepšené aj<br />
elektrické parametre tunera, <strong>pre</strong>tože je použitá technológia povrchovej montáže súčiastok<br />
SMT. Toto taktiež umožňuje zmenšiť mechanické rozmery a vysoko zvyšuje<br />
spoľahlivosť. Vďaka tomu, že v technológii SMT nie sú drôtové vývody súčiastok, môžu<br />
byť vnútorné rozmery podstatne menšie ako u klasického <strong>pre</strong>vedenia. Tým zaberá menšiu<br />
plochu na doske spojov a umožňuje kompaktnejšie <strong>pre</strong>vedenie. Doska plošného spoja<br />
tohto tunera je osadená z obidvoch strán, čo ušetrí ďalších 50 % plochy dosky. Týmto<br />
klesajú aj výrobné náklady na samotné zhotovenie komunikačného prijímača. Taktiež pri<br />
manipulácii s prijímačom, pokiaľ by bola táto vstupná časť navrhnutá a zhotovená<br />
samotným konštruktérom ( teda namiesto tunera ) by mohlo často dochádzať aj<br />
k miernym otrasom, čím by sa mohol <strong>pre</strong>javiť niektorý studený spoj, ktorý by mohol<br />
vzniknúť pri spájkovaní. Pri SMT technológii je spoľahlivosť vyššia, <strong>pre</strong>tože SMD<br />
súčiastky sú menšie, ľahšie a spoľahlivejšie sú spojené s doskou. Všeobecne návrh<br />
vstupnej časti takéhoto komunikačného prijímača je veľmi náročný.<br />
Pomerne náročný je aj návrh a konštrukcia vstupných filtrov. Filtre spoločne<br />
s nasledujúcim zosilňovacím aktívnym prvkom <strong>pre</strong> dané pásmo by museli byť riešené<br />
samostatne. Pokiaľ by som uvažoval pásmo VHF I (<strong>45</strong>- 165 MHz) pri návrhu by som bral<br />
do úvahy výpočet súčiastok <strong>pre</strong> túto frekvenciu. Ale už <strong>pre</strong> pásmo VHF III (160- 460<br />
MHz) by som musel navrhovať súčiastky vzhľadom k tejto frekvencii, <strong>pre</strong>tože by sa<br />
podstatne menil charakter vstupných obvodov, pokiaľ by bol použitý vstupný obvod <strong>pre</strong><br />
VHF I.<br />
Vieme že zmenou frekvencie sa výrazne mení kapacita kondenzátora, a taktiež<br />
zmenou vstupnej frekvencie sa mení vnútorný odpor tranzistora. V tuneri sa s týmto<br />
problémom nestretávame, nakoľko tam už sú vyriešené tieto vstupné obvody a na oveľa<br />
menšej ploche. Z tohto vyplíva jednoznačná úspora či už súčiastok, návrhu, alebo<br />
samotného priestoru. Ďalej sa v tuneri nachádza aj zmiešavač, čo mi tiež uľahčilo<br />
samotný návrh prijímača.<br />
55
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Komunikačný prijímač je navrhnutý len <strong>pre</strong> signály frekvenčne modulované,<br />
<strong>pre</strong>tože amplitúdová modulácia(AM), modulácia s jedným postranným pásmom (SSB)<br />
a CW modulácia v danom frekvenčnom pásme nevysiela, čiže by bol návrh a konštrukcia<br />
prijímača <strong>pre</strong> tieto modulácie neefektívny. Signály s týmito moduláciami môžeme<br />
prijímať asi do 30 MHz. Prijímanie tohto pásma však nebolo náplňou tejto práce. Pokiaľ<br />
by sa však vysielali signály takto modulované v pásme VKV, stačilo by už len<br />
<strong>pre</strong>pínačom <strong>pre</strong>pínať medzi jednotlivými detektormi, ktoré by som <strong>pre</strong> každú túto<br />
moduláciu zaradil za filtrom, ktorý je za zmiešavačom SA 612. Celý prijímač je<br />
umiestnený v plastovej škatuli, kde na <strong>pre</strong>dnom paneli sa nachádza vypínač, <strong>pre</strong>pínač<br />
frekvenčných pásiem, ladenie prijímača, ovládanie hlasitosti a konektor na AUDIO<br />
výstup. Na zadnej strane prijímača sa nachádza poistkové púzdro a anténny vstup 75Ω.<br />
Navrhnutý komunikačný prijímač spoľahlivo funguje v pásme od <strong>45</strong> – 860<br />
MHz, čím pokladám úlohu tejto práce za splnenú.<br />
12. ZOZNAM POUŽITÝCH SÚČIASTOK<br />
12.1 Komunikačný prijímač:<br />
Rezistory – miniatúrne TR 212<br />
R1 ...........2,2 kΩ<br />
R3.............10 kΩ<br />
R4.............220Ω<br />
R5.............330Ω<br />
R6.............120Ω<br />
Trimre a potenciometre:<br />
R2.............10 kΩ<br />
P1..............10 až 50 k desaťotáčkový potenciometer<br />
Kondenzátory keramické TK 754, TK 774, TK 724, TK 744, TK 755, TK 775, TK 725<br />
C3, C5........18 pF<br />
C10.............68 pF<br />
C7...............33 pF<br />
C9...............8,2 pF<br />
C8...............1,5 nF<br />
56
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
C6...............10 nF<br />
C12 ............4,7 nF<br />
C13 ............150 pF<br />
C19 ............18 pF<br />
Kondenzátory keramické TK 782<br />
C14, C16, C18, C20......100 nF<br />
Kondenzátor keramický TK 656<br />
C4...............1 pF<br />
Kondenzátor styroflexový s veľkou akosťou a stabilitou<br />
C21.............270 pF<br />
Kondenzátory elektrolytycké radiálne:<br />
C1...............100 µF/ 16V<br />
C11.............220 µF/ 16V<br />
C2...............10 µF/ 50V<br />
C17..............4,7 µF/ 50V<br />
Cievky a ladené obvody: viď ďalej<br />
Polovodičové súčiastky:<br />
D1................KZ 260/8V2<br />
IO1...............SA 612<br />
IO2...............MAA 661<br />
Ostatné súčiastky:<br />
Kryštál ..........48 MHz (3.harmonická)<br />
Keramický mf filter ......10,7 MHz E10,7 S<br />
TV hyperband tuner – TV kanálový volič OTF 6 PN 387 273<br />
12.2 Zosilňovač 1 W:<br />
R1...............10 kΩ<br />
R2...............1,2 kΩ<br />
R3...............10Ω<br />
C3...............10 µF/50V<br />
C5...............220 µF/16V<br />
57
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
C6...............470 µF/25V<br />
C1...............1 µF/CF1<br />
C2...............1 nF<br />
C4, C7........100 nF<br />
IC1..............LM 386<br />
P1...............P 16M/10 kΩ<br />
12.3 Zdroje napätia:<br />
transformátor s odbočkami<br />
stabilizátor........MA 7812<br />
stabilizátor........LM 317<br />
usmerňovacie diódy.......KY 132/80<br />
kondenzátory .........2 mF/ 100V<br />
led dióda ................LQ 1102<br />
rezistor ..................3k3<br />
kondenzátory..........10 nF<br />
kondenzátory..........2 µF<br />
58
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Použitá literatúra<br />
[1] Amatérske krátkovlnné prijímače Jaroslav Navrátil Vydanie I. Praha 1969<br />
[2] Navrhování obvodu tranzistorových prijímačov B.Sieber, J. Drábek<br />
Nakladatelství technické literatury Praha 1967<br />
[3] Kanálový volič (neznámy autor)<br />
[4] Analógové obvodové systémy vybrané kapitoly Ing. Vladimír Hotmar PhD.<br />
Vydala Žilinská <strong>univerzita</strong> v EDIS 2004<br />
[5] Sdelovací technika 7/ Elektronika, Komunikace, Multimédia Červenec 1994<br />
Vydáva Rozvid s.r.o.<br />
[6] IO pro spotrební elektroniku, obvody <strong>pre</strong> TV prijímače MAA 661 SOUEaEaU<br />
Vejprnicka56 PLZEN 2002<br />
[7] Amatérske RADIO rada B číslo 5/1995<br />
[8] Amatérske rádio 1/2004 vydavateľ AMARO s.r.o<br />
[8] Demodulátory s <strong>pre</strong>menou FM na šírkove modulované impulsy (neznámy autor)<br />
[9] OTF VHF/UHF televízne kanálové voliče 6PN 387 27X and familly OTF a.s.<br />
Nižná 1994<br />
[10] Amatérske rádio pro konstruktéry 1988 ročník XXXVII<br />
[11] Amatérske rádio 5/2004<br />
[12] http://.edunet.soupol.cz/weisz/dilna/en_kat/ds661.zip<br />
[13] http://stanislavkan.blog.sme.sk/c/85596/Prijem-rozhlasovych-stanic.html<br />
[14] Analógové obvodové systémy II Ing. Vladimír Hotmar PhD. Žilina 2006<br />
59
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
ČESTNÉ PREHLÁSENIE<br />
Prehlasujem, že som túto diplomovú prácu vypracoval samostatne pod odborným<br />
vedením vedúceho diplomovej práce Doc. Ing. Rudolfom Hroncom CSc. a používal som<br />
len literatúru uvedenú v práci.<br />
Súhlasím so zapožičiavaním diplomovej práce.<br />
V Žiline dňa 18.05.2007 .........................<br />
Peter KUBO<br />
60
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
Poďakovanie<br />
Touto cestou by som sa chcel poďakovať všetkým, ktorí odbornou cestou alebo<br />
teoretickou pomocou prispeli k vypracovaniu tejto diplomovej práce. Taktiež tým, ktorí mi<br />
pomohli zohnať niektoré komponenty, potrebné k ukončeniu práce. Zvlášť sa chcem<br />
poďakovať vedúcemu diplomovej práce Doc. Ing. Rudolfovi Hroncovi CSc. za jeho cenné<br />
rady, pripomienky, ochotu a čas, ktorý mi venoval pri konzultáciách.<br />
61
Žilinská <strong>univerzita</strong> v Žiline<br />
62