DigitÃ¡lnÃ televiznÃ systÃ©my (MDTV) - UMEL - VysokÃ© uÄenÃ technickÃ© ...

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ 

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ 

Digitální televizní systémy (MDTV) - 

přednáška 1 

Garant předmětu: 

Ing. Tomáš Kratochvíl, Ph.D. 

Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007

2 FEKT Vysokého učení technického v Brně 

Obsah 

1 SYSTÉMY A STANDARDY DIGITÁLNÍ TELEVIZE DVB ......................................4 

1.1 ZÁKLADNÍ PRINCIPY EVROPSKÉHO PROJEKTU DIGITÁLNÍ TELEVIZE DVB ....................... 4 

1.1.1 Systém pro satelitní přenos DVB-S/S2 ........................................................ 4 

1.1.2 Systém pro kabelový přenos DVB-C ........................................................... 5 

1.1.3 Systém pro pozemní přenos DVB-T/H......................................................... 5 

1.1.4 Programový multiplex v systémech digitální televize ................................. 6 

1.1.5 Služební informace SI.................................................................................. 7 

1.2 KANÁLOVÉ KÓDOVÁNÍ VE STANDARDU DVB ................................................................. 7 

1.2.1 Ochranné kódování proti vlivu rušení......................................................... 7 

1.2.2 Scramblování a enkrypce v soustavách DVB.............................................. 8 

1.3 MODULAČNÍ METODY POUŽÍVANÉ V DVB ...................................................................... 9 

1.3.1 Kvadraturní fázové klíčování QPSK ........................................................... 9 

1.3.2 Vícestavová kvadraturní amplitudová modulace M-QAM........................ 10 

1.3.3 Ortogonální frekvenčně dělený multiplex OFDM..................................... 10 

1.4 KONTROLNÍ OTÁZKY..................................................................................................... 13 

1.5 POUŽITÁ A DOPORUČENÁ LITERATURA.......................................................................... 13

Digitální televizní systémy (MDTV) - přednáška 1 3 

Seznam obrázků 

OBR. 1.1: VYTVOŘENÍ PROGRAMOVÉHO A TRANSPORTNÍHO DATOVÉHO TOKU Z 

ELEMENTÁRNÍCH TOKŮ........................................................................................................6 

OBR. 1.2: PRINCIP KANÁLOVÉHO KÓDOVÁNÍ/DEKÓDOVÁNÍ DIGITÁLNÍCH DAT PROTI 

VLIVU RUŠENÍ......................................................................................................................8 

OBR. 1.3: PRINCIP PODMÍNĚNÉHO PŘÍSTUPU V SYSTÉMECH „PAY TV“ (PLACENÉ TELEVIZE)......9 

OBR. 1.4: SIGNÁLOVÝ PROSTOR (KONSTELAČNÍ, STAVOVÝ DIAGRAM) MODULACE 

QPSK, 8-PSK ...................................................................................................................10 

OBR. 1.5: PRAVDĚPODOBNOST BITOVÝCH CHYB PŘI MODULACI QAM PRO RŮZNÝ 

POČET STAVŮ ....................................................................................................................11 

OBR. 1.6: PŘEKRÝVÁNÍ VÝKONOVÝCH SPEKTER PRO PŘÍPAD 4 SUBNOSNÝCH VLN ...................11 

OBR. 1.7: SKUPINOVÉ ZAPOJENÍ MODULÁTORU OFDM S IDFT ...............................................12


1 Systémy a standardy digitální televize DVB 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základními pojmy, principy a způsoby 

zpracování a přenosu digitálního signálu v systémech digitální televize DVB pro 

satelitní, kabelové a pozemní vysílání. Kapitola přehledně popisuje problematiku a 

základní principy kanálového kódování a způsoby digitální modulace v systémech 

digitální televize DVB-S/S2, DVB-C, DVB-T/H. 

1.1 Základní principy evropského projektu digitální televize DVB 

Standard DVB (Digital Video Broadcasting) je určen pro digitální přenos signálů 

obrazu, zvuku a dat k televiznímu divákovi: 

• Družicovým vysíláním DVB-S/S2 (Satellite). 

• Kabelovým přenosem DVB-C (Cable) – CATV, SMATV. 

• Pozemním vysíláním DVB-T/H (Terrestrial/ Handheld). 

Pro všechna tři přenosová média jsou zachovány tyto společné principy a vlastnosti 

společného kódování v základním pásmu: 

• Obraz i zvuk je komprimován podle standardu MPEG-2 nebo MPEG-4 AVC. 

• Použití společného transportního toku dat (Transport Stream) a multiplexu podle 

standardu MPEG-2 TS. 

• Použití společného systému služebních informací (SI) o právě vysílaném pořadu. 

• Použití kanálového kódování ve formě blokového Reed-Solomonova kódu jako 

vnějšího ochranného kódu FEC1 (Forward Error Correction) a v případě satelitního a 

pozemního přenosu také vnitřního ochranného kódu FEC2 ve formě konvolučního 

kódu s prokládáním (Interleaving) pro ošetření shluku přenosových chyb. 

• Použití společného kryptovacího systému - jednotný interface pro podmíněný přístup 

CA (Conditional Acces). 

• Scramblování dat pomocí pseudonáhodné posloupnosti PRBS (Pseudo random Binary 

Sequence) pro zrovnoměrnění výkonového spektra signálu. 

Tyto systémy se liší zejména v přeloženém pásmu vnějšími modulačními metodami, což je 

způsobeno různými šířkami kmitočtového pásma, úrovně zkreslení a rušení v přenosovém 

kanálu a rozdílnými limity vyzářených výkonů. 

1.1.1 Systém pro satelitní přenos DVB-S/S2 

Přenos při družicovém vysílání je charakterizován nízkým vysílacím výkonem, velkou 

šířkou pásma a zanedbatelným vlivem odrazů (vícenásobného příjmu). Umožňuje využít 

multikanálové služby, při použití kombinace hlavní úroveň / hlavní profil kompresního 

standardu MPEG-2 může jeden transpondér družice vysílat do cca 4 až 6 televizních kanálu 

běžné kvality SDTV. Do systému DVB-S je kromě standardního zabezpečovacího kódu 

FEC1 zaveden další stupeň ochrany dat vnitřním konvolučním kódem FEC2 s volitelným 

kódovacím poměrem 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 nebo 7/8 s pevnou délkou K = 7. Právě volba


parametrů FEC2 umožní přizpůsobit data určitému transpondéru nebo dosáhnout určitý 

stupeň jejich ochrany. Základní chybovost BER (Bit Error Rate) se pohybuje od 10 -10 až 

10 -11 , což odpovídá méně než 1 chybě za hodinu - příjem QEF (Quasi Error Free). 

Jako vnější modulace byla zvolena kvadraturní fázová modulace QPSK (Quadrature 

Phase Shift Keying) s Grayovým kódováním. Například družicový transpondér se šířkou 

kmitočtového pásma B = 36 MHz při použití FEC2 s parametrem 3/4 může přenášet (vysílat) 

datový tok až 38 Mbit/s. Systém DVB-S sice umožňuje přenos signálů jednotlivých služeb na 

družici (up-link) z různých vysílacích stanic frekvenčním multiplexem FDM (Frequency 

Division Multiplex), ale tento způsob zmenšuje využití transpondéru. 

Systém DVB-S je od roku 1994 standardizován normou ETSI EN 300 421, ve které je 

definována struktura rámců, způsob kanálového kódování a modulace pro satelitní služby na 

kmitočtu 11/12 GHz v pásmu Ku. 

Nový standard DVB-S2 pro digitální satelitní vysílání je zhruba o 30% efektivnější než 

stávající DVB-S. Může používat, kromě modulace QPSK, také modulace 8-PSK, 16-APSK, 

32-APSK a větší počet přípustných kódových poměrů při zabezpečení. Je neslučitelný se 

stávajícím standardem DVB-S. Počítá se s jeho profesionálními aplikacemi a využitím pro 

HDTV. 

1.1.2 Systém pro kabelový přenos DVB-C 

Kabelové přenosové kanály jsou obvykle charakterizovány stejnou šířkou pásma jako 

televizní kanály pro pozemní vysílání a nízkou úrovní rušení. Z toho důvodu se 

nepředpokládá použití vnitřního konvolučního kódování FEC2 a signál je zabezpečen pouze 

blokovým Reed-Solomonovým kódem jako kódování FEC1, stejně jako u ostatních systémů 

DVB. Pro kabelovou distribuci digitálních signálů byla zvolena vícestavová kvadraturní 

amplitudová modulace M-QAM (Mary Quadrature Amplitude Modulation) se 64 stavovými 

body (64-QAM) v koaxiální kabelové síti. Pro nižší přenosové rychlosti lze však použít i 16- 

QAM nebo 32-QAM a v optických sítích se předpokládá použití 256-QAM. 

Hranice bitových rychlostí závisí na povoleném překrývání kmitočtových pásem, při 

15% povoleném překrytí se jedná o 27,83 Mbit/s pro 16-QAM, 34,78 Mbit/s pro 64-QAM 

a 41,74 Mbit/s pro 256-QAM. Je-li například přijímán signál družicové služby z transpondéru 

s B = 36 MHz s konvolučním kódem s parametrem 2/3, pak je rychlost bitového toku 

31,5 Mbit/s před a 34,78 Mbit/s za kódérem FEC1. Tento signál pak může být následně 

přenášen pomocí modulace 32-QAM kanálem se šířkou kmitočtového pásma asi B = 7,9 MHz 

nebo pomocí modulace 64-QAM kanálem se šířkou kmitočtového pásma asi B = 6,8 MHz. 

Požadovaný odstup signálu nosné k šumu C/N pro kvalitní obraz bude podstatně nižší než pro 

analogové signály. 

Systém DVB-C byl v roce 1994 standardizován normou ETSI EN 300 429. 

1.1.3 Systém pro pozemní přenos DVB-T/H 

Přenos pozemním vysíláním je charakterizován velkým vysílacím výkonem, úzkými 

přenosovými kanály a výrazným vlivem rušení – zejména odrazy, které způsobují 

mezisymbolové interference ISI (Inter Symbol Interference) a zvýšení chybovosti BER 

digitálního signálu. V systému DVB-T se používá přenos pomocí ortogonálně děleného 

frekvenčního multiplexu OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex), resp. 

COFDM (OFDM + FEC). Modulace OFDM není citlivá vůči mnohacestnému šíření signálu, 

využívá v režimu 2k použití až 1705 nosných kmitočtů a v režimu 8k až 6817 nosných 

kmitočtů v jednom přenosovém kanále. Jedná se o úzkopásmové nosné kmitočty jednoho


širokopásmového nosného kmitočtu. To umožňuje, aby perioda symbolů byla podstatně delší, 

než je čas potřebný k šíření signálů odražených od více překážek. Ve spojení s tzv. 

ochranným intervalem (guard interval) je signál velmi odolný vůči ISI a negativnímu vlivu 

příjmu odrazů. Přenášené symboly jsou získávány pomocí inverzní diskrétní Fourierovy 

transformace IFFT (Inverse Fast Fourier Transform), která je aplikovaná na digitálně 

modulovaný signál QPSK nebo M-QAM v každé větvi OFDM modulátoru (na každém 

nosném kmitočtu). Šířka jednoho přenosového kanálu je zpravidla B = 8 MHz, resp. 7,6 MHz. 

Systém DVB-T byl v roce 1997 standardizován normou ETSI EN 300 744. 

Nový standard DVB-H je určen pro mobilní TV příjem (mobilní telefony, terminály, 

PDA apod.) s malým rozlišením obrazu (352 x 288 bodů) a s bateriovým provozem. Snížení 

příkonu se dosahuje uspořádáním paketů každého TV programu do časovým segmentů 

(burstů) - v době vysílání ostatních (nepřijímaných) segmentů je většina obvodů přijímače 

vypnuta (tzv. Time Slicing). Standard DVB-H používá modulaci COFDM zdrojového signálu 

komprimovaného dle standardu MPEG-4 AVC. Módy 2k (snazší mobilní příjem) a 8k (velký 

rozsah pokrytí) jsou doplněny o kompromisní mód 4k (možnost mobilního příjmu a relativně 

velký dosah pokrytí). Je charakterizován nízkou rychlostí bitového toku (1 televizní kanál cca 

384 kbitů/s). Lze jej používat v kanálech 8, 7, 6 a nově také 5 MHz a zatím se předpokládá 

využití kmitočtového pásma standardních televizních kanálů (pod 700 MHz). 

Obr. 1.1: Vytvoření programového a transportního datového toku z elementárních toků [2]. 

1.1.4 Programový multiplex v systémech digitální televize 

Multiplex představuje spojení zdrojových datových toků jednotlivých služeb v rámci 

jednoho přenosového kanálu, tedy například jednoho či více obrazových nebo zvukových 

datových toků, teletextových dat, interaktivních aplikací atd. Omezujícím faktorem je pouze 

přenosová kapacita kanálu, které je možno dynamicky konfiguraci multiplexního systému 

přizpůsobovat (tzv. statistické multiplexování). Dekodér v přijímači musí sledovat tyto změny 

automaticky. K jeho synchronizaci slouží pomocný datový kanál PSI (Program Specific 

Information), ve kterém je popsána aktuální konfigurace multiplexu. Na přijímací straně lze 

dekódovat pouze datový tok vybrané služby bez nutnosti úplného demultiplexování celého 

datového toku (výběr paketů pouze dané služby).


Multiplex dovoluje snadné vkládání i oddělování datových toků jednotlivých služeb, 

což umožňuje jejich kombinování bez demultiplexování nebo dokonce dekódování a nového 

kódování celého datového toku (viz obr. 1.1). 

1.1.5 Služební informace SI 

Služební informace SI (Service Information) v rozsáhlých systémech digitální distribuce 

služeb umožňují divákovi orientaci o právě vysílaných (ale i operátorem nabízených) 

službách a slouží zejména pro automatické řízení funkce dekodéru v přijímači. 

Možné typy informačních tabulek, definovaných pro MPEG-2 i DVB standard: 

• PAT (Program Association Table) – tabulka obsahuje seznam programů v transportním 

multiplexu a ukazatele na čísla paketů, vztahující se k tabulce PMT. 

• PMT (Program Map Table) – tabulka obsahuje ukazatele na individuální pakety 

programu, dále obsahuje název programu, informace o copyrightu programu. 

• CAT (Conditional Acces Table) – tabulka obsahuje informace pro podmíněný přístup 

k programu. 

• NIT (Network Information Table) – tabulka názvů a popisů všech služeb, které 

poskytuje operátor. 

Další tabulky definuje už jen standard DVB: 

• BAT (Bouquet Association Table) – obsahuje informace o programech jednoho 

operátora, které jsou vysílány po různých trasách. 

• SDT (Service Description Table) – tabulka popisu služeb obsahující názvy a parametry 

jednotlivých služeb ve vysílaném multiplexu transportního toku. 

• EIT (Event Information Table) – tabulka informací o změnách, které nastanou 

v aktuálně dekódovaném transportním toku. 

• TDT (Time and data Table) – řídí vnitřní hodiny dekodéru přijímače. 

• RST (Running Status Table) – informace o programech, které jsou okamžitě dostupné. 

1.2 Kanálové kódování ve standardu DVB 

1.2.1 Ochranné kódování proti vlivu rušení 

Pod pojmem kanálového kódování se rozumí veškerá úprava komprimovaného, tedy 

zdrojově kódovaného digitálního signálu pro umožnění jeho neporušeného přenosu přes 

vysílací a přijímací anténu do přijímače. 

Kanálové kódování spolu s vhodnou digitální modulační metodou slouží k zabezpečení 

obrazových dat proti rušení. Zavedená ochrana dat však představuje přídavnou redundanci. 

Transportní tok MPEG-2 TS sestavený z paketů po 188 bytech může být zabezpečen 

dvěma typy ochranného kódování FEC (Forward Error Correction) (viz obr. 1.2).


Obr. 1.2: Princip kanálového kódování/dekódování digitálních dat proti vlivu rušení [2]. 

Ochranné kódování se skládá z následujících částí: 

Vnější kód FEC1 je blokový kód pro opravu symbolů. V DVB je použit Reed- 

Solomonův kód RS (204, 188). Je tvořen přidáním 16 opravných bytů k transportnímu 

paketu, který má 188 bytů. Opraví až 8 chybných bytů transportního paketu. 

Vnitřní kód FEC2 je binární kód a slouží k opravě jednotlivých bitů. V DVB je použit 

konvoluční kód. Při tomto zabezpečení se vstupní bitový tok rozděluje a vytváří se pro každý 

rámec podle definovaných polynomů na odbočkách posuvného registru logické součty signálu 

s generujícím polynomem. Takto konvertované bitové toky se opět shlukují do toku 

společného. Generující polynom S, který popisuje kodér, má nulové koeficienty v místech, 

kde není odbočka posuvného registru, jednotkové koeficienty naopak v místech, kde 

odbočka je. Kódový poměr R (m/n) udává poměr počtu vstupních bitů m a výstupních bitů n, 

původní bitová rychlost se pochopitelně zvyšuje. 

Mezi kodéry (dekodéry) FEC se na kódovací (dekódovací) straně používá prokládací 

stupeň (interleaver). Jeho úkolem je promíchání pořadí symbolů tak, aby se sousední 

symboly rozmístily co nejdále od sebe, což snižuje možnost vytváření shlukových chyb. Pro 

kód RS(204, 188) se používá hloubka prokládání I = 12 a provádí se změnou orientace 

zápisu a čtení do pomocných pamětí na kódovací a dekódovací straně. Dosáhne se toho tím, 

že se symboly zapisují na straně vysílací ve směru řádků do paměti a čtou se z ní ve směru 

sloupců, takže dva sousední symboly zapsané do jednoho řádku se opakují až po tolika 

symbolech, kolik je míst ve sloupci. A právě tento počet určuje hloubku prokládání. 

1.2.2 Scramblování a enkrypce v soustavách DVB 

Scramblováním se rozumí změna sledu bitového toku digitálních signálu a uskutečňuje 

se obvykle pomocí posloupnosti náhodných čísel vůči původnímu bitovému toku. Slouží 

zejména k: 

• Zrovnoměrnění spektra digitálního signálu. 

• Zabezpečení individuálního přístupu ke sledovanému programu v systémech placené 

televize (Pay TV, Pay per Channel, Pay per View atd.).


Obr. 1.3: Princip podmíněného přístupu v systémech „Pay TV“ (placené televize) [2]. 

Ve standardu DVB je jednotný systém scramblování a enkrypce pro účely placené 

televize. Divák musí být individuálně registrován u příslušné společnosti zajišťující placené 

TV vysílání. Digitální forma signálu poskytuje možnosti operativního a bez autorizace 

nedekódovatelného scramblingu (algoritmus pseudonáhodné posloupnosti se v čase mění) i 

kontrolu podmíněného přístupu. Princip podmíněného přístupu k vysílanému programu je 

patrný z obrázku (viz obr. 1.3). Scramblovací posloupnost PRBS (Pseudorandom Binary 

Sequence) vytváří generátor pseudonáhodných čísel podle řídícího slova, které se mění v čase 

a s druhem programu. Scramblování se uplatňuje jen na obrazová data, nesmí zasahovat do 

záhlaví a skupin řídících informací bitového toku. Řídící slova se přenáší v transportním toku 

zašifrováno (enkryptováno) pomocí autorizačního klíče jako opravňující servisní zpráva ECM 

(Entitelment Checking Message) pro descrambler. Ten z ní odvodí původní řídící slovo a 

inversním způsobem, pomocí synchronně pracujícího generátoru PRBS se obnoví původní 

programový signál. 

Aby bylo možno ze zprávy ECM zašifrované řídící slovo získat, je třeba ověřit, zda 

divák je oprávněn příslušný program přijímat, jednoduše zda má zaplaceno. Správní centrum 

vysílá proto v datovém toku další zprávu – opravňující řídící zprávu EMM (Entitelment 

Management Message). Tato zpráva obsahuje autorizační klíč a je zašifrována distribučním 

klíčem. Ten odpovídá číselnému kódu karty vložené do dekryptéru autorizačního klíče. 

Zpráva EMM se vysílá cyklicky, aby postupně zasáhla podle distribučního klíče každého 

diváka, který má oprávnění program přijímat. Přenáší se jako servisní informace 

v transportním toku ve formě tabulky CAT v identifikačním paketu. 

1.3 Modulační metody používané v DVB 

1.3.1 Kvadraturní fázové klíčování QPSK 

Digitální modulace QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) je použita v systému 

DVB-S pro zvýšenou odolnost signálu vůči šumům, interferencím a pro dobrou spektrální 

účinnost. Spektrální účinností se rozumí poměr rychlosti bitového toku R a potřebné šířky 

kmitočtového pásma přenosového kanálu B. Modulace QPSK se vytváří pomocí 

dvoustavového fázového klíčování BPSK (Binary Phase Shift Keying) dvou nosných vln 

stejného kmitočtu, ale fázově posunutých o 90 o .


Každému ze čtyř stavů nosné je přiřazena jedna ze čtyř možných kombinací dvou bitu 

(tzv. dibitů). Vstupní bitová posloupnost se v sérioparalelním převodníku (demultiplexeru) 

transformuje do dvou posloupností I (soufázová složka) a Q (kvadraturní složka), které se ve 

vyvážených modulátorech modulují dvěma nosnými vlnami (fázově posunutými o 90 o ). 

Sečtením výstupních signálů se vytvářejí čtyři diskrétní stavy nosné vlny, z nichž každý nese 

informaci o dvou bitech vstupní posloupnosti (viz obr. 1.4). 

Obr. 1.4: Signálový prostor (konstelační, stavový diagram) modulace QPSK, 8-PSK [2]. 

1.3.2 Vícestavová kvadraturní amplitudová modulace M-QAM 

Modulace M-QAM (Mary Quadrature Amplitude Modulation) se používá v systémech 

kabelové distribuce TV digitálních signálů sytému DVB-C. V případě této modulace je 

ovlivňována současně jak fáze nosné vlny, tak i její amplituda, čímž se výrazně zvyšuje 

spektrální účinnost (na úkor větší bitové chybovosti), což vyžaduje větší poměr signálu nosné 

k šumu C/N. Počet n bitů datového toku, definující počet stavů M = 2 n amplitudových úrovní 

a fází nosné vlny. V systému DVB je uvažována modulace 64-QAM pro koaxiální 

přenosovou cestu. Sériový datový tok NRZ (Non Return to Zero) se rozděluje pomocí tzv. 

mapovacího obvodu pro skupiny n = 4 bity. 

S vyšším počtem stavů se sice zvětšuje spektrální účinnost, ale zvětšuje se i chybovost 

(viz obr. 1.5). Proto je tento způsob modulace vhodný pro kabelovou distribuci, kde je 

s ohledem na kmitočtový multiplex omezena šířka kanálů, ale je možno zajistit dostatečný 

odstup signálu nosné od šumu C/N. 

1.3.3 Ortogonální frekvenčně dělený multiplex OFDM 

Modulace OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) patří mezi modulace typu 

MCM (Multi Carrier Modulation), tedy modulace s více nosnými kmitočty, a její využití je 

v systému DVB-T. V kombinaci s ochranným kódováním FEC v základním pásmu se 

označuje jako COFDM (Coded OFDM). Vyznačuje se vysokou odolností proti 

mezisymbolovým interferencím ISI, které ohrožují terestrické vysílání digitálních signálů 

s ohledem na vliv odrazů (vícenásobný příjem) od různých překážek na zemském povrchu.


Obr. 1.5: Pravděpodobnost bitových chyb při modulaci QAM pro různý počet stavů [2]. 

Odražené signály mají v místě příjmu různá časová zpoždění i amplitudy, přičemž 

častější jsou malá časová zpoždění do 0,2 μs. Prodloužením bitové periody Tb na hodnotu nTb 

lze zvýšit pravděpodobnost, že silné odražené signály s malou dobou zpoždění neovlivní 

sousední bity datového toku. Prodloužení bitové periody je možno uskutečnit převedením 

sériové skupiny n bitů do k paralelních větví například pomocí demultiplexeru a po dobu nTb 

se jimi současně moduluje skupina subnosných vln s různými kmitočty. Pro zvýšení 

spektrální účinnosti se pro modulaci subnosných vln používá modulace M-QAM nebo QPSK. 

Jednotlivé datové subnosné vlny jsou vysílány současně. Kmitočtová spektra jednotlivých 

subnosných se překrývají tak, že první minimum výkonového spektra se kryje s maximem 

spektra sousední subnosné vlny (viz obr. 1.6). 

Kmitočtový rozestup maxim (minim) jednotlivých subnosných vln je roven 

celočíselnému násobku převrácené hodnoty doby trvání symbolu (tím je splněna podmínka 

ortogonality). 

Obr. 1.6: Překrývání výkonových spekter pro případ 4 subnosných vln [1]


Princip modulátoru OFDM je patrný z obrázku (viz obr. 1.7). Sériový bitový tok sNRZ(t) 

ve tvaru NRZ se pomocí mapovacího obvodu přetváří na skupiny (symboly s) po n 

paralelních bitech vhodné pro modulaci M-QAM nebo QPSK. Dále se pomocí demultiplexeru 

rozdělují n-bitové symboly do k paralelních větví se symboly s0, s1, s2, …., sk-1, doba trvání 

symbolu Ts prodlouží k krát, celkem pak trvá po dobu nkTb. Tím se podstatně zmenšuje vliv 

odražených signálů na přímý signál. Rozdělením do velkého počtu k paralelních symbolů se 

bitová rychlost v každém z k paralelních kanálů výrazně sníží. Rozestup kmitočtů 

jednotlivých nosných vln odpovídá nové symbolové rychlosti. 

Například pro k = 1024 (tedy pro 1024 subnosných vln) a modulaci 64-QAM, u které je 

n = 6 se původní bitová rychlost Rb sníží na kanálovou rychlost symbolů (viz rovnice 1.1) 

Rb 

Rb 

R ks = = . ( 1.1 ) 

n⋅ 

k 6144 

Obr. 1.7: Skupinové zapojení modulátoru OFDM s IDFT [2]. 

V praxi se místo k modulátorů ve větvích demultiplexovaných symbolů používá 

integrovaný obvod nebo signálový procesor, který zpracovává tyto symboly podle pravidel 

IFFT (inverzní rychlé Fourierovy transformace). Každý bit symbolu je přiveden na vstup 

obvodu IFFT a těmto vstupům se přiřazují ortogonální frekvence. Ze základních průběhů se 

skládá celkový průběh symbolu sOFDM(t) v periodě Ts. Tak je nahrazena dílčí modulace 

(například QAM) jedné subnosné vlny. Tento postup se uskutečňuje na všech k krát n 

vstupech obvodu IFFT. Signály z výstupů modulátoru OFDM se kmitočtově multiplexují, 

čímž se vytváří výsledný časový průběh symbolu sOFDM(t) v periodě Ts. 

Ochranný interval je doba, v níž se nepřenáší užitečný signál, a který zabraňuje 

rušivému vlivu zpožděných signálů (volí se obvykle rozmezí 10 až 20 μs). Lze ho vyjádřit 

kde 

T = T −T 

, ( 1.2 ) 

o 

s 

T ⋅ 

ji 

1 

s = k ⋅n 

⋅Tb 

= k ⋅n 

, ( 1.3 ) 

Rb 

je celková doba trvání jednoho symbolu a


T 

ji 

1 

= , ( 1.4 ) 

f − f 

j 

i 

je doba užitečného trvání jednoho symbolu. Rozdíl fj - fi představuje rozestup kmitočtů 

sousedních subnosných vln a jeho násobek k ( f − f ) 

pásma přenosového kanálu. 

⋅ nesmí překročit šířku kmitočtového 

Skutečnost, že modulace OFDM umožňuje přenášet v jednom kanále na jedné hlavní 

nosné vlně více modulačních signálů (programů) lze využít pro provoz v jednofrekvenční 

síti SFN (Single Frequency Network) pozemských vysílačů. Ochranné intervaly je pak nutné 

v takové aplikaci zvětšit až na 200 μs, což je přibližné zpoždění signálu sousedního vysílače 

vzdáleného až 67 km (v módu 8k). 

1.4 Kontrolní otázky 

1. Jaké jsou společné principy a vlastnosti společného kódování v základním pásmu 

standardu DVB? 

2. Charakterizujte vlastnosti jednotlivých přenosových médií pro DVB-S, DVB-C a 

DVB-T. Které z nich je nejvíce náchylné na rušení a proč? 

3. Jaké digitální modulace používají standardy DVB-S/S2, DVB-C a DVB-T/H? 

4. K čemu se používá datový multiplex a co jsou to služební informace? 

5. Z čeho se skládá kanálový kodér DVB? Který ochranný kód se používá pro bytové 

zabezpečení a který pro zabezpečení jednotlivých bitů? 

6. Kolik stavů vytváří modulátor QPSK, 16-QAM a 64-QAM? Kolik bitů mají jednotlivé 

symbolové prvky těchto modulací? 

7. Jakou blokovou strukturu má modulátor QPSK? Jaký průběh mají příslušné průběhy 

signálů NRZ, I, Q a výsledný QPSK modulovaný signál pro vstupní bitovou 

posloupnost 0001100011? 

8. Jaké blokové schéma popisuje modulátor OFDM? Vysvětlete dále jeho princip. 

9. Jak vypadá spektrum OFDM v jednom 8 MHz televizním kanálu v módu 2k a 8 k? 

10. K čemu se používá ochranný interval u modulace OFDM? 

1.5 Použitá a doporučená literatura 

[ 1 ] Říčný, V., Kratochvíl, T. Základy televizní techniky. Přednášky, 2. vydání. 

Skriptum FEKT VUT v Brně, 2006. 

[ 2 ] Vít, V. Televizní technika – přenosové barevné soustavy. BEN – technická literatura, 

Praha, 1997. 

[ 3 ] Reimers, U. DVB. The Family of International Standards for Digital Video 

Broadcasting. Springer, 2005. 

[ 4 ] Fischer, W. Digital Television. A practical Guide for Engineers. Springer, 2004. 

[ 5 ] Legíň, M. Televizní technika DVB-T. BEN – technická literatura, Praha, 2006. 

[ 6 ] Bednář, J., Gregora, P. Příjem DVB-T. BEN – technická literatura, Praha, 2007. 

j 

i







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

2 DIGITALIZACE OBRAZOVÝCH A ZVUKOVÝCH SIGNÁLŮ...............................5 

2.1 DIGITÁLNÍ VIDEOSIGNÁL PODLE DOPORUČENÍ ITU-BT.R601 ......................................... 5 

2.1.1 Definice toku videosignálu.......................................................................... 8 

2.1.2 A/D převodník pro videosignál ................................................................... 8 

2.1.3 D/A převodník pro videosignál ................................................................... 9 

2.2 DIGITÁLNÍ AUDIOSIGNÁL – AES/EBU ............................................................................ 9 

2.2.1 Dynamika systému..................................................................................... 10 

2.2.2 A/D převodník pro audiosignál................................................................. 11 

2.2.3 D/A převodník pro audiosignál................................................................. 11 





OBR. 2.1: DIGITALIZACE LUMINANČNÍCH A CHROMINANČNÍCH SIGNÁLŮ. ..................................5 

OBR. 2.2: VZORKOVÁNÍ KOMPONENTŮ PODLE DOPORUČENÍ ITU-BT.R601. ..............................6 

OBR. 2.3: SAV A EAV KÓDOVÉ SLOVO V ITU-BT.R601 SIGNÁLU.............................................6 

OBR. 2.4: ÚROVŇOVÝ DIAGRAM SLOŽEK Y, CB, CR.....................................................................7 

OBR. 2.5: ČASOVÝ VZTAH MEZI ANALOGOVÝM A DIGITÁLNÍM VIDEOSIGNÁLEM 

A POSTUP MULTIPLEXOVÁNÍ VZORKŮ..................................................................................7 

OBR. 2.6: A/D VIDEO PŘEVODNÍK S PARALELNÍM PŘEVODEM.....................................................8 

OBR. 2.7: D/A VIDEO PŘEVODNÍK SE SÍTÍ R-2R ODPORŮ.............................................................9 

OBR. 2.8: DIGITALIZACE AUDIOSIGNÁLU - PRINCIP.....................................................................9 

OBR. 2.9: ÚROVŇOVÝ DIAGRAM A/D AUDIO PŘEVODNÍKU.......................................................10 

OBR. 2.10: A/D AUDIO PŘEVODNÍK S POSTUPNOU APROXIMACÍ................................................11 

OBR. 2.11: 1-BITOVÝ D/A AUDIO PŘEVODNÍK S PŘEVZORKOVÁNÍM. ........................................11


Seznam tabulek 

TAB. 2.1: PID A ID TABULEK SI DIGITALIZACE A DATOVÉ TOKY VIDEOSIGNÁLŮ 

S REDUKCÍ OBRAZOVÉHO ROZLIŠENÍ (8 BITŮ, 25 SNÍMKŮ/S). .............................................. 8 

TAB. 2.2: DIGITALIZACE A DATOVÉ TOKY PRO PŘENOS AUDIOSIGNÁLU. .................................. 10 

TAB. 2.3: DATOVÉ TOKY SÉRIOVÝCH AUDIOSIGNÁLŮ (AES/EBU STRUKTUROVANÝ 

DO 32B RÁMCŮ = 24B + SYNC + PARITNÍ A INFORMAČNÍ BITY)......................................... 10


2 Digitalizace obrazových a zvukových signálů 

Cílem kapitoly je seznámit studenty s digitálním videosignálem podle doporučení 

ITU-BT.R601, kódováním zatemňovacího intervalu a značkami SAV a EAV, datovými 

toky nekomprimovaného digitálního videosignálu, blokovou strukturou ADC a DAC 

pro videosignál, digitálním audiosignálem podle sériového formátu AES/EBU, 

dynamikou digitálního audiosignálu a blokovou strukturou ADC a DAC pro 

audiosignál. 

2.1 Digitální videosignál podle doporučení ITU-BT.R601 

Analogové R, G, B signály jsou maticovány v televizní kameře a tvoří luminanční (Y) 

a chrominanční signály (rozdílové barvy CB a CR) (viz obr. 2.1). Signály jsou tvořeny prostým 

součtem a rozdílem složek R, G, B (viz rovnice 2.1 až 2.3). 

Šířka pásma luminančního signálu je limitována na 5,75 MHz, chrominančního 

na 2,75 MHz (barevné rozlišení je nižší ve srovnání s jasem). 

Signály jsou filtrovány DP a dále jsou vzorkovány a kvantovány A/D převodníky – 

vzorkovací frekvence je 13,5 MHz pro jasový signál Y a pro oba chrominanční CB a CR je 

rovna 6,75 MHz (viz obr. 2.2). 

A/D převodníky mají rozlišení 8 nebo 10 bitů. Při rozlišení 10 bitů je datový tok 

270 Mbit/s – vhodné pro distribuci v TV studiích, ale příliš velký datový tok pro přenos přes 

fyzické přenosové kanály (terestrický, satelitní, kabelový). 

Obr. 2.1: Digitalizace luminančních a chrominančních signálů [2]. 

Y = 0 . 299⋅ 

R + 0. 

587 ⋅G 

+ 0. 

117 ⋅ B 

( 2.1 ) 

C B 

C R 

( B −Y 

) 

= 0 . 56 

( 2.2 ) 

( R −Y 

) 

= 0 . 71 

( 2.3 )


Obr. 2.2: Vzorkování komponentů podle doporučení ITU-BT.R601 [2]. 

Vzorky třech A/D převodníků jsou multiplexovány v následujícím pořadí: CB Y CR Y CB 

Y CR … Toto se nazývá rozlišení 4:2:2 ve srovnání s rozlišením po maticování, které je stejné 

pro všechny tři komponenty 4:4:4. 

Digitální videosignál může být charakterizován v paralelní formě (25pinů na sub-D 

konektoru) nebo sériové formě (SDI na BNC konektoru 75 Ω). 

Videosignál ITU-BT.R601 (SDI) je vstupním signálem MPEG kodéru ! 

Začátek a konec aktivního videa je označen speciálními kódovými slovy SAV (Start of 

Active Video) a EAV (End of Active Video). Mezi EAV a SAV je řádkový zatemňovací 

interval, který neobsahuje žádné informace vztažené k video-signálu – digitální videosignál 

tedy neobsahuje žádné synchronizační pulzy ! (viz obr. 2.2) 

Obr. 2.3: SAV a EAV kódové slovo v ITU-BT.R601 signálu [2].


SAV a EAV se skládá ze čtyř 8 nebo 10 bitových kódových slov. Začíná symbolem, 

kde všechny bity jsou nastaveny na 11111111(11) , pokračuje dvěma symboly se všemi bity 

00000000(00) a další čtyři kódová slova obsahují informace o aktuálním půlsnímku nebo 

snímkovém zatemňovacím intervalu (detekuje začátek snímku, půlsnímek a aktivní oblast 

obrazu) (viz obr. 2.3): 

• F = Field (0 = lichý a 1 = sudý půlsnímek), 

• V = řádkové zatemnění (1 = zatemňovací impuls), 

• H = SAV/EAV identifikace (0 = SAV, 1 = EAV), 

• P0 - P3 = Zabezpečovací bity (Hammingův kód). 

Luminanční a chrominanční rozdílové signály nevyužívají plný dynamický rozsah. 

Je zde zakázaná oblast, která je rezervována pro SAV a EAV a jejich snadnou identifikaci 

(viz obr. 2.4): 

• Y luminance (16/64 až 235/940), 

• CBCR chrominance (16/64 až 240/960). 

Obr. 2.4: Úrovňový diagram složek Y, CB, CR [2]. 

Obr. 2.5: Časový vztah mezi analogovým a digitálním videosignálem 

a postup multiplexování vzorků [1].


2.1.1 Definice toku videosignálu 

Multiplexovaná data jsou používána k paralelnímu přenosu 8 b nebo 10 b datových 

toků (viz tab. 2.1). Další 9. nebo 11. kanál je používán pro přenos hodin multiplexu (27 MHz) 

a je nutný pro obnovu hodin v přijímači (viz obr. 2.5). 

Pro sériový přenos se používá P/S převodník (konverze na 270 Mbit/s). 

Tab. 2.1: PID a ID tabulek SI Digitalizace a datové toky videosignálů 

s redukcí obrazového rozlišení (8 bitů, 25 snímků/s) [1]. 

2.1.2 A/D převodník pro videosignál 

Paralelní metoda (Flash převodník). Obsahuje 2 b – 1 komparátorů, které porovnávají 

signál z napěťového děliče a jsou aktivovány vzorkovací frekvencí (vzorkování a kvantizace 

ve stejný čas). Jejich výstupy představují digitální vzorky, které jsou konvertovány kodérem 

do binárního kódu (viz obr. 2.6). 

Obr. 2.6: A/D video převodník s paralelním převodem [1].


2.1.3 D/A převodník pro videosignál 

R-2R odporová síť (viz obr. 2.7). Každý bit převodníku řídí proudový zdroj, který 

přispívá k celkovému součtu proudů na výstupu převodníku. Velikost součtu proudů se mění 

v souladu s hodnotou vstupního digitálního signálu. Jednotlivé proudy jsou děleny v řádu 2 

za pomoci odporové sítě R-2R. Přepínače (b0 – b7) připojují proudy na analogový výstup 

nebo na zem, podle jejich bitové reprezentace a hodnoty (1 – výstup, 0 – zem). 

Obr. 2.7: D/A video převodník se sítí R-2R odporů [1]. 

2.2 Digitální audiosignál – AES/EBU 

Lidské ucho má dynamický rozsah 140 dB a slyšitelné pásmo do 20 kHz. Kvalitní 

audiosignály tedy musí dosahovat těchto charakteristik. Před vzorkováním a kvantizací musí 

být analogový audiosignál frekvenčně omezen filtrem dolní propusti (viz obr. 2.8). 

Obr. 2.8: Digitalizace audiosignálu – princip [2]. 

A/D převodník pracuje na vzorkovací frekvenci 32, 44,1 nebo 48 kHz (nyní také 

96 kHz) s bitovým rozlišením nejméně 16 bitů (nyní také 24 b). Vzorkování frekvencí 

48 kHz a 16 bity vede k datovému toku 768 kbit/s na jeden kanál, což znamená přibližně 

1,5 Mbit/s pro stereo signál (viz tab. 2.2 a 2.3).


Tab. 2.2: Digitalizace a datové toky pro přenos audiosignálu [1]. 

Tab. 2.3: Datové toky sériových audiosignálů (AES/EBU strukturovaný 

do 32b rámců = 24b + sync + paritní a informační bity) [1]. 

Úkolem následné audio komprese je redukce datového toku (100 – 400) kbit/s. 

Všechny kompresní metody pro audio jsou založeny na psychoakustickém modelu a využívají 

nedokonalosti lidského sluchu k odstranění irrelevance a redundance dat z audio signálu 

(v DVB komprese MPEG-1 nebo MPEG-2). 

2.2.1 Dynamika systému 

Obr. 2.9: Úrovňový diagram A/D audio převodníku [1]. 

Je dána počtem bitů (16 nebo 20) (viz obr. 2.9). Rezerva 10 dB je dovolena pro 

toleranci přebuzení, úroveň šumu v tichém kanále je 14 dB nad úrovní kvantizačního šumu. 

Zbývající rozdíl úrovní 74 dB a 98 dB představuje použitelný rozsah úrovní. Jestliže je 

dovolen 20 dB poměr S/N pro spodní hranici diagramu, použitelný dynamický rozsah 

představuje 54 dB a 78 dB.


Během přenosu proces efektivní kvantizace redukuje počet bitů na 14 nebo dokonce 12 

pomocí nelineární kvantizace (kompandér = dvojice kompresor a expander) nebo pomocí 

dynamického přidělování rozsahu úrovní pro dosažení ekvidistantního rozložení hodnot 

signálu. 

2.2.2 A/D převodník pro audiosignál 

Metoda postupné aproximace (viz obr. 2.10) je nejčastěji využívána právě při 

zpracování A/D převodu audiosignálů. Všechny bity digitálního výstupu jsou řazeny postupně 

za sebou s počátečním MSB bitem. Výsledkem hodnoty výstupního bitu je srovnání 

vstupního signálu v komparátoru spolu s výstupním signálem vnitřní D/A konverze, který je 

opět analogovým signálem. Konečnou hodnotu výstupního bitu určuje přesnost výstupu 

komparátoru. Hodinový kmitočet aproximačního registru musí být alespoň b x větší. 

Obr. 2.10: A/D audio převodník s postupnou aproximací [1]. 

2.2.3 D/A převodník pro audiosignál 

Většího počtu nových vzorků vstupního signálu převodníku je dosaženo pomocí 

interpolace vzorků na n x vyšším vzorkovacím kmitočtu (viz obr. 2.11). Rozdíl mezi 

interpolovanými hodnotami je malý, kvantizace s 1 bitovým rozlišením je tedy dostačující 

(v případě vysokého násobku převzorkování např. 256 x). Pulsně-šířkově modulovaný signál 

je poté generován z 1 bitové sekvence pomocí 1 bitového D/A převodníku. Následný 

analogový integrátor upravuje tvar výstupního signálu. Převodník má výbornou linearitu i pro 

malé signály. 

Obr. 2.11: 1-bitový D/A audio převodník s převzorkováním [1].



1. Jakým způsobem a na jaké složky a je digitalizován obraz v barevné televizní kameře? 

Jaký datový tok odpovídá nekomprimovanému digitálnímu obrazovému signálu? 

2. Jakých analogových a digitálních úrovní dosahuje obrazový signál ve svých jasových 

a barevných složkách ve vysílací kvalitě? Proč nemohou být některé úrovně 

obrazového signálu v tzv. zakázané oblasti? 

3. Co jsou to kódová slova EAV a SAV a kde jsou umístěna v digitalizovaném 

obrazovém signálu? Kde jsou v digitalizovaném obrazovém signálu umístěny řádkové 

a snímkové synchronizační impulzy? 

4. Jaké obrazové rozlišení mají jednotlivé snímky vzorkovacích formátů 4:4:4, 4:2:2 a 

4:2:0 při digitalizaci aktivní části obrazu televize SDTV? Jak je odvozena vzorkovací 

frekvence pro jednotlivé složky obrazu ze základního hodinového kmitočtu 27 MHz? 

5. Jak je multiplexován paralelní přenos jasových a barevných obrazových vzorků 

v jednom televizním řádku, pokud je použit vzorkovací formát 4:2:2 a vzorkovací 

kmitočet multiplexu vzorků 27 MHz? 

6. Na jakém principu pracuje A/D převodník s paralelním převodem? Pro jaké účely ho 

lze v oblasti digitálních televizních systémů využít? 

7. Na jakém principu pracuje D/A převodník se sítí R-2R odporů pro oblast digitálního 

videa? Čemu je úměrný výstupní analogový signál? 

8. Jakým způsobem je obecně digitalizován zvukový záznam? Jaký datový tok odpovídá 

nekomprimovanému digitalizovanému zvukovému signálu v kvalitě Audio CD? 

9. Na jakém principu pracuje A/D převodník s postupnou aproximací? Pro jaké účely ho 

lze v oblasti digitálních televizních systémů využít? 

10. Na jakém principu pracuje 1-bitový D/A převodník s 256 násobným převzorkováním 

pro oblast digitálního audia? Čemu je úměrný výstupní analogový signál? 




[ 2 ] Fischer, W. Digital Television. A practical Guide for Engineers. Springer, 2004.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

3 ZDROJOVÉ KÓDOVÁNÍ DIGITÁLNÍCH OBRAZOVÝCH A ZVUKOVÝCH 

SIGNÁLŮ ...........................................................................................................................5 

3.1 ZÁKLADNÍ PRINCIPY KOMPRESE VIDEA MPEG ............................................................... 5 

3.1.1 Datová redukce ........................................................................................... 5 

3.1.2 Redukce kvantování z 10 bitů na 8 bitů....................................................... 6 

3.1.3 Vynechání H a V zatemňovacího intervalu ................................................. 7 

3.1.4 Redukce barevného rozlišení (4:2:0) .......................................................... 7 

3.1.5 Diferenční pulsně kódová modulace pohyblivých snímků........................... 7 

3.1.6 Diskrétní kosinová transformace (DCT) a následná kvantizace............... 10 

3.1.7 „Cik-cak“ čtení a kódování s proměnnou délkou ..................................... 15 

3.1.8 Hufmannovo kódování pro VLC................................................................ 16 

3.2 MPEG-2 PROFILES @ LEVELS (PROFILY A ÚROVNĚ) .................................................... 17 

3.2.1 Škálovatelnost v MPEG-2 (scalability)..................................................... 18 

3.3 KODÉR MPEG – BLOKOVÝ DIAGRAM ........................................................................... 18 

3.4 DEKODÉR MPEG – BLOKOVÝ DIAGRAM ....................................................................... 20 

3.5 STRUKTURA VIDEO ES (VIDEO ELEMENTARY STREAM)............................................... 20 

3.6 SROVNÁNÍ STANDARDŮ PRO KOMPRESI VIDEA .............................................................. 21 

3.7 MPEG STANDARDY PRO DIGITÁLNÍ TELEVIZI................................................................ 22 





OBR. 3.1: PŘÍKLAD KOMPRESNÍCH POMĚRŮ................................................................................5 

OBR. 3.2: HORIZONTÁLNÍ A VERTIKÁLNÍ ZATEMNĚNÍ OBRAZU ...................................................6 

OBR. 3.3: VZORKOVACÍ FORMÁTY 4:4:4, 4:2:2 A 4:2:0...............................................................6 

OBR. 3.4: ILUSTRACE A) PCM MODULACE, B) DPCM, C) DPCM S REFERENCÍ ..........................7 

OBR. 3.5: DĚLENÍ SNÍMKŮ DO OBRAZOVÝCH BLOKŮ MPEG-2. ..................................................8 

OBR. 3.6: JEDNOSMĚRNĚ PREDIKOVANÉ SNÍMKY P.....................................................................8 

OBR. 3.7: OBOUSMĚRNĚ PREDIKOVANÉ SNÍMKY B .....................................................................8 

OBR. 3.8: ILUSTRACE K POHYBOVÉMU VEKTORU........................................................................9 

OBR. 3.9: POŘADÍ SNÍMKŮ PŘI PŘENOSU GOP ..........................................................................10 

OBR. 3.10: ILUSTRACE K DCT TRANSFORMACI – SKLÁDÁNÍ HARMONICKÝCH SIGNÁLŮ...........11 

OBR. 3.11: DCT PŮVODNÍ Y A KVANTIZOVANÉ Y’ KŘIVKY - PŘÍKLAD ......................................11 

OBR. 3.12: 1D DISKRÉTNÍ KOSINOVÁ TRANSFORMACE – TRANSFORMACE Z ČASOVÉ 

OBLASTI (PŮVODNÍ VZORKY OBRAZU) DO FREKVENČNÍ OBLASTI (DC SLOŽKA A NÍZKO- 

A VYSOKOFREKVENČNÍ KOEFICIENTY) ..............................................................................12 

OBR. 3.13: KVANTIZACE DCT KOEFICIENTŮ – Q KVANTIZAČNÍ TABULKA 

(KVANTIZAČNÍ ČINITEL) ....................................................................................................13 

OBR. 3.14: 2D DISKRÉTNÍ KOSINOVÁ TRANSFORMACE.............................................................14 

OBR. 3.15: PŘÍKLAD DCT TRANSFORMACE 2D OBRAZOVÉHO BLOKU (8 X 8 PIXELŮ) 

A VLIV KVANTIZACE..........................................................................................................14 

OBR. 3.16: STRUKTURA MAKROBLOKU 4:2:0 ............................................................................15 

OBR. 3.17: „CIK-CAK“ ČTENÍ.....................................................................................................15 

OBR. 3.18: KÓDOVÁNÍ S PROMĚNNOU DÉLKOU VLC.................................................................16 

OBR. 3.19: HUFFMANOVO KÓDOVÁNÍ........................................................................................16 

OBR. 3.20: PŘÍKLAD HDTV DATOVÉHO TOKU ..........................................................................16 

OBR. 3.21: ŠKÁLOVATELNOST MPEG-2 – ILUSTRACE ..............................................................17 

OBR. 3.22: SNR ŠKÁLOVATELNOST V MPEG-2 ........................................................................18 

OBR. 3.23: PROSTOROVÁ ŠKÁLOVATELNOST V MPEG-2 ..........................................................18 

OBR. 3.24: DEKÓDOVÁNÍ SNÍMKŮ A PŮLSNÍMKŮ.......................................................................19 

OBR. 3.25: BLOKOVÝ DIAGRAM MPEG VIDEO KODÉRU............................................................19 

OBR. 3.26: BLOKOVÝ DIAGRAM MPEG VIDEO DEKODÉRU........................................................20 

OBR. 3.27: BLOK, MAKROBLOK, PROUŽEK A SNÍMEK.................................................................21 

OBR. 3.28: STRUKTURA ELEMENTÁRNÍHO TOKU VIDEA.............................................................21 

OBR. 3.29: PŘEHLED MOŽNOSTÍ APLIKACE KÓDOVÁNÍ MPEG-1 A MPEG-2.............................22 

OBR. 3.30: MPEG-2 STANDARD V PŘENOSOVÉM MODELU ISO/OSI. ........................................22 

OBR. 3.31: VZORKOVÁNÍ 4:4:4 MPEG-2 ..................................................................................23 

OBR. 3.32: VZORKOVÁNÍ 4:2:2 MPEG-2 ..................................................................................23 

OBR. 3.33: VZORKOVÁNÍ 4:2:0 MPEG-2 ..................................................................................23



TAB. 3.1: PROFILY A ÚROVNĚ MPEG-2 ................................................................................... 17


3 Zdrojové kódování digitálních obrazových a zvukových 

signálů 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základními principy MPEG komprimace 

videa, MPEG profily a úrovněmi, blokovým diagramem kodéru a dekodéru pro MPEG- 

2, škálovatelností datového toku v MPEG-2, strukturou Video ES (Video Elementary 

Stream), základními principy MPEG komprimace audia a srovnáním standardů pro 

kompresi digitálního videa. 

3.1 Základní principy komprese videa MPEG 

Datový tok SDTV digitálního videa má rychlost 270 Mbit/s. Tento datový tok je příliš 

velký pro vysílání a proto musí komprimován na (2 – 6) Mbit/s s vysokým kompresním 

poměrem (viz obr. 3.1), který je možný díky vysoké redukci redundance (bez ztráty 

informace) a irelevance (se ztrátou informace). 

3.1.1 Datová redukce 

Obr. 3.1: Příklad kompresních poměrů [1]. 

Redundance = nadbytečnost 

Informace se opakuje v datovém toku několikrát, nenese žádný obsah a je beze ztráty 

obnovitelná v přijímači. Např. Morseova abeceda, kódování s proměnnou délkou slova, 

Huffmannovo kódování. 

Irelevance = zbytečnost 

Informace není vnímatelná lidskými smysly, složky, které oko nedokáže rozlišit díky 

jeho anatomii – „ostrost“ barev může být omezena frekvenčně. Např. jemné struktury 

v obraze (detaily, vysokofrekvenční složky obrazu) vs. hrubé struktury v obraze (obrysy, 

nízkofrekvenční složky obrazu).


V MPEG kompresi jsou provedeny následující kroky k dosažení datové redukce: 

• 8 b kvantizace místo 10 b (irelevance) 

• Vynechání horizontální a vertikální synchronizace (redundance) 

• Redukce barevného rozlišení ve vertikálním směru – 4:2:0 (irelevance) 

• Diferenční pulsně kódová modulace DPCM pohyblivých snímků (redundance) 

• Diskrétní kosinova transformace DCT s následnou kvantizací (irelevance) 

• „Cik-cak“ čtení s následným kódováním s proměnnou délkou (redundance) 

• Huffmanovo kódování (redundance) 

3.1.2 Redukce kvantování z 10 bitů na 8 bitů 

V analogové televizi má videosignál vážený poměr signál/šum více než 48 dB. Složky 

šumu jsou pak pro lidské oko nepostřehnutelné. V digitální televizi je při 8 bitovém rozlišení 

složek YCBCR kvantizační šum také pod hranicí vnímání zrakem. 10 bitové rozlišení se 

používá pouze při přenosu v televizních studiích. 

Redukce datového toku z 10 bitů na 8 bitů ve srovnání s ITU-BT.R601 znamená 

redukci o 20 % (na 216 Mbit/s), avšak jedná se o redukci irelevance a původní signál 

nemůže být obnoven na přijímací straně. 

Odpovídající šumový poměr S/N se sníží a kvantizační šum se zvýší o cca 12 dB. 

Obr. 3.2: Horizontální a vertikální zatemnění obrazu [2]. 

Obr. 3.3: Vzorkovací formáty 4:4:4, 4:2:2 a 4:2:0 [2].


3.1.3 Vynechání H a V zatemňovacího intervalu 

Intervaly neobsahují žádnou užitečnou informaci. Přídavná data musí být přenášena 

a kódována odděleně podle MPEG (viz obr. 3.2). Rozdíl 50 řádků (V zatemnění) je 8 % 

redukce, 12 µs řádků (H zatemnění) představuje 19 % redukci. Díky překrytí vlivu obou 

redukcí je celkový výsledek redukce o 25 % (na 166 Mbit/s). 

3.1.4 Redukce barevného rozlišení (4:2:0) 

Rozdílové chrominanční složky CB and CR jsou vzorkovány na poloviční datový tok ve 

srovnání s luminanční složkou Y. Šířka pásma chrominančních signálů je redukována na 

2,75 MHz ve srovnání s luminanční šířkou pásma 5,75 MHz. Redukce barevného rozlišení 

signálu 4:2:2 je pouze redukcí v horizontálním směru. MPEG-2 obvykle používá rozlišení 

4:2:0 (redukce barevného rozlišení na polovinu ve vertikálním směru bez vlivu na vnímání 

zrakem) (viz obr. 3.3). Tato redukce irelevance představuje další úsporu o 25 % datového 

toku (na 124,5 Mbit/s). 

3.1.5 Diferenční pulsně kódová modulace pohyblivých snímků 

Po sobě následující snímky videa se mezi sebou liší velmi málo. Obsahují statické 

oblasti, které se nemění v průběhu jednotlivých snímků. Dále se mohou objevit oblasti, které 

pouze nepatrně změní svoji pozici nebo se v obraze objeví jako zcela nové. Jasný závěr je ten, 

že postačí pouze přenášet rozdíly těchto snímků. 

DPCM (Differential Pulse Code Modulation) – analogový videosignál je vzorkován, 

kvantován a kódován v ekvidistantních časových intervalech. Vzniklé vzorky jsou tedy 

reprezentovány pulsy v ekvidistantních intervalech. Amplituda každého pulsu nese diskrétní 

informaci o vzorku v určitém přesně stanoveném okamžiku. Přenášen je pouze rozdíl mezi 

po sobě následujícími vzorky. Problém při přenosu může nastat, pokud se objeví velké 

množství po sobě následujících chyb (viz obr. 3.4). Dekódovaný signál v té chvíli neodpovídá 

originálu a je třeba jej opravit. 

a) b) c) 

Obr. 3.4: Ilustrace a) PCM modulace, b) DPCM, c) DPCM s referencí [2]. 

Ještě předtím, než je snímek analyzován na statické a dynamické části je rozdělen na 

konečné množství bloků 16 x 16 luminančních pixelů a 8 x 8 obou chrominančních pixelů. 

Při vzorkování 4:2:0 je 8 x 8 CB pixelů a 8 x 8 CR pixelů vždy překryto další hladinou 16 x 16 

Y luminančních pixelů a toto uskupení bloků nazýváme makroblok. 

Jeden snímek je složen z velkého množství makrobloků a horizontální a vertikální počet 

pixelů obrazu musí být dělitelný 16 a současně 8 (např. luminance Y: 720 x 576 pixelů je 

dělitelná) (viz obr. 3.5).


Obr. 3.5: Dělení snímků do obrazových bloků MPEG-2 [2]. 

Obr. 3.6: Jednosměrně predikované snímky P [2]. 

Obr. 3.7: Obousměrně predikované snímky B [2].


V určitém časovém intervalu je do řady snímků vložen referenční snímek I 

(intracoded), vytvořený bez použití rozdílů mezi snímky a mezi snímky I jsou vloženy 

rozdílové snímky P (predicted) (viz obr. 3.6) a B (bidirectionally predicted) (viz obr. 3.7. 

Vytváření rozdílu snímků probíhá na úrovni makrobloků (příslušný makroblok 

následujícího snímku je vždy srovnán s makroblokem předcházejícího snímku). Tento 

makroblok je nejprve prozkoumán zda 1) nebyl posunut v nějakém směru odpovídajícímu 

pohybu ve snímku, 2) byl posunut 3) informace v makrobloku obsažená je zcela nová. 

• Pokud se jedná pouze o změnu polohy makrobloku, je přenášen pouze pohybový 

vektor. Je také možné přenést rozdíl vůči předchozímu makrobloku. 

• Pokud nedošlo k posunu makrobloku a ani k jeho změně, nemusí se nic přenášet. 

• Pokud není nalezena žádná korelace mezi následujícím makroblokem a stávajícím, 

celý makroblok je kompletně znovu kódován. 

Snímek s kódováním uvnitř snímku – I snímek (intra frame coded) 

Jednosměrná predikce – P rozdílový snímek (predicted). 

Obousměrná predikce – B rozdílový snímek (bidirectionally predicted) 

Skupina snímků (Group of pictures, GOP) – všechny snímky mezi dvěma snímky I 

Obr. 3.8: Ilustrace k pohybovému vektoru [2]. 

Kompenzace pohybu při získání pohybového vektoru začíná s rozdílovým snímkem, 

který má být kódován. Systém hledá v předchozím snímku (jednosměrná predikce P) nebo 

také v následném snímku (obousměrná predikce B) vhodný makroblok ke kódování. 

Při tomto hledání se používá princip porovnání bloků v blízkém okolí kódovaného 

makrobloku (viz obr. 3.8). 

Pokud je nalezen shodný blok v předcházejícím snímku P nebo současně i v následném 

snímku B, je stanoven pouze pohybový vektor a ten je dále kódován. Dále může být kódován 

rozdílový blok a to opět srovnáním s předchozím snímkem nebo i se snímkem následným. 

Rozdílový blok je kódován odděleně pomocí DCT transformace. Vektory pohybu jsou také 

kódovány odděleně.


GOP se pak skládá z určitého množství a určité struktury B snímků a P snímků, které 

jsou vloženy mezi dva I snímky. GOP má obvykle délku 12 snímků a obvyklé pořadí snímků 

je I, B, B, P, B, B, P, B, B, P, B, B, I … (viz obr. 3.7). 

B snímky jsou obvykle vloženy mezi I a P snímky. Ještě předtím, než je možné 

dekódovat snímky B v přijímači, je absolutně nezbytné získat informaci o předcházejících 

snímcích I a P a také o následujících snímcích I a P. 

Podle specifikace MPEG může být počet snímků v GOP variabilní. V přijímači však 

musí být dostatečné množství paměťového prostoru na celou GOP. Pořadí snímků ve skupině 

musí být změněno tak, aby všechny snímky při obousměrné predikci byly k dispozici ještě 

před snímkem B. Z toho důvodu je pořadí snímků při vysílání změněno a neodpovídá 

původnímu pořadí při záznamu. 

Obr. 3.9: Pořadí snímků při přenosu GOP [2]. 

Místo pořadí I0, B1, B2, P3, B4, B5, P6, B7, B8, P9 … jsou snímky vysílány v pořadí: 

I0, B-2, B-1, P3, B1, B2, P6, B4, B5, P9 ... (viz obr. 3.9). P a I snímky jsou na přijímací straně 

k dispozici ještě dříve než odpovídající snímky B. Ke správnému určení pořadí při 

dekódování jsou do datového toku vloženy značky (DTS – Decoding Time Stamps značky 

v hlavičce PES). 

3.1.6 Diskrétní kosinová transformace (DCT) a následná kvantizace 

Pozadí: Lidské oko vnímá jemné struktury v obraze rozdílně než hrubé struktury. 

Nízkofrekvenční rušení v obraze (hrubé struktury v obraze) jsou vnímány více než 

vysokofrekvenční rušení (jemné struktury v obraze). Z toho důvodu je poměr S/N 

vyhodnocován a měřen váhově (kvůli citlivosti lidského oka). Je tak možná větší míra šumu 

ve vysokofrekvenčních složkách obrazu než v nízkofrekvenčních. 

Nízkofrekvenční hrubé struktury v obraze jsou kódovány s jemnější kvantizací 

a vysokofrekvenční jemné struktury jsou kódovány s hrubější kvantizací. 

Otázkou je, jak oddělit jemné struktury od těch hrubých? Oddělení je dosaženo 

transformačním kódováním DCT - hlavní algoritmus metod MPEG kódování a komprese 

videa. 

DCT je zvláštním druhem DFT nebo FFT (viz obr. 3.10 a 3.11) – konvertuje vzorky 

z časové oblasti do spektrální oblasti koeficientů (viz obr. 3.12). Výhodou je, že nemá 

komplexní koeficienty, informaci o fázi, obsahuje malá zkreslení na hranách bloků 

a makrobloků.


Obr. 3.10: Ilustrace k DCT transformaci – skládání harmonických signálů [2]. 

Obr. 3.11: DCT původní y a kvantizované y’ křivky – příklad [2].


Obr. 3.12: 1D Diskrétní kosinová transformace – transformace z časové 

oblasti (původní vzorky obrazu) do frekvenční oblasti (DC složka a nízko- 

a vysokofrekvenční koeficienty) [2].


Obr. 3.13: Kvantizace DCT koeficientů – Q kvantizační tabulka (kvantizační činitel) [2]. 

Před transformací je odečtena hodnota 128 od každého pixelu kvůli znaménku. Poté je 

každý blok 8 x 8 pixelů transformován do frekvenční oblasti pomocí 2D-DCT. 

První koeficient první řady a prvního sloupce je stejnosměrná složka DC. První 

sloupec bloku 8 x 8 pixelů obsahuje od shora dolů energii hrubých struktur až po nejjemnější 

struktury obrazu (viz obr. 3.14). Stejně jako první řádek zleva doprava.


Obr. 3.14: 2D Diskrétní kosinová transformace [2]. 

Dalším krokem je kvantizace (viz obr. 3.13). Všechny koeficienty jsou děleny 

kvantizačním koeficientem. Standard MPEG definuje kvantizační tabulku, ale ta může být 

nahrazena jinou tabulkou v jiném kodéru. Proto jsou tyto kvantizační tabulky vysílány 

společně s MPEG datovým tokem (viz obr. 3.15). 

Obr. 3.15: Příklad DCT transformace 2D obrazového bloku (8 x 8) a vliv kvantizace [2]. 

Kvantizace je využívána k redukci datového toku elementárního toku videa. 

Transformační kódování společně s následnou kvantizací musí být provedeno pro celý 

makroblok (jednotlivé bloky Y, CB a CR). 

Pro formát 4:2:0 platí, že obsahuje 4 bloky 8 x 8 Y pixelů, jeden blok 8 x 8 CB pixelů 

a jeden blok 8 x 8 CR pixelů, které tvoří jeden makroblok (viz obr. 3.15). 

Kvantizace pro Y, CB a CR může být změněna pomocí kvantizačního činitele pro 

každý následující makroblok. Kvantizaci lze měnit v průběhu kódování a to pomocí změny 

kvantizační tabulky v kodéru nebo pomocí násobení tabulek konstantou.


Obr. 3.16: Struktura makrobloku 4:2:0 [2]. 

3.1.7 „Cik-cak“ čtení a kódování s proměnnou délkou 

Po kvantizaci je blok 8 x 8 pixelů relativně symetrický podél hlavní diagonály směrem 

dolů zleva doprava (viz obr. 3.17). Matice je čtena systémem „cik-cak“, který způsobí častý 

výskyt shluku po sobě následujících nul. Tyto jsou následně kódovány s proměnnou délkou 

slova (redukce redundance) (viz obr. 3.18), což způsobí velkou redukci kódovaných dat. DCT 

a kvantizace spolu s „cik-cak“ čtením a VLC kódováním způsobuje největší redukci dat při 

kompresi. 

Obr. 3.17: „Cik-cak“ čtení [2].


3.1.8 Hufmannovo kódování pro VLC 

Symboly s častějším výskytem jsou kódovány kratší kódovou značkou (symbolem) 

(viz obr. 3.19). 

Obr. 3.18: Kódování s proměnnou délkou VLC [2]. 

Obr. 3.19: Huffmanovo kódování [2]. 

Obr. 3.20: Příklad HDTV datového toku [2].


3.2 MPEG-2 Profiles @ Levels (profily a úrovně) 

Standardní rozlišení 4:2:0 - Main Profile @ Main Level (MPEG-2 MP@ML) 

Standardní rozlišení 4:2:2 - High Profile @ Main Level (MPEG-2 HP@ML) 

MPEG také podporuje HDTV (High Definition Television) - 4:2:2 High Profile @ High 

Level a 4:2:0 Main Profile @ High Level. 

Vstupní nekomprimovaný datový tok HDTV signálu je roven cca 800 Mbit/s (viz obr. 3.20). 

Kvalita 6 Mbit/s SDTV signálu 4:2:0 odpovídá kvalitě analogového vysílání PAL. 

Datové toky SDTV vysílání se pohybují v rozmezí 2 až 8 Mbit/s podle obsahu (viz tab. 3.1). 

Tab. 3.1: Profily a úrovně MPEG-2 [1]. 

Obr. 3.21: Škálovatelnost MPEG-2 – ilustrace [1].


3.2.1 Škálovatelnost v MPEG-2 (scalability) 

Degradace obrazu při přenosu digitální televize mohou být náhlé a nepředvídatelné. 

Dokonce i malý nárůst bitové chybovosti může způsobit změnu z perfektního příjmu 

(výborná kvalita) ke ztrátě obrazu (špatná kvalita). 

SNR škálovatelnost – při nízké chybovosti přenosu je zajištěn perfektní příjem, pokud 

se chybovost zvýší, objeví se v obraze rušení (ne šum!) (viz obr. 3.21 a blokové schéma 

obr. 3.22) a artefakty (kvantizační chyby, blokové struktury), ale kvalita je stále dobrá. 

Prostorová škálovatelnost – při zvýšení chybovosti je obraz dekódován pouze 

v nižším rozlišení. Při velké chybovosti jsou dekódování a obraz nedostupný (viz obr. 3.21 

a blokové schéma obr. 3.23). 

Obr. 3.22: SNR škálovatelnost v MPEG-2 [1]. 

Obr. 3.23: Prostorová škálovatelnost v MPEG-2 [1]. 

3.3 Kodér MPEG – blokový diagram 

Datový tok je řízen změnou kvantizačního činitele v závislosti na datovém toku 

výstupní vyrovnávací paměti (bufferu) kodéru MPEG-2. Makrobloky snímků I, P nebo B 

mohou být kódovány různými způsoby. Několik možností kódování má právě snímek B, kdy 

makroblok může být kódován jako: intraframe kódování uvnitř snímku (zcela nový snímek), 

dopředně predikovaný, obousměrně predikovaný, skipped (nekódovaný a vynechaný). 

O způsobu kódování rozhoduje kodér podle okamžitého obsahu každého snímku a 

okamžité datové kapacity, kterou má k dispozici ke kódování. Jednotlivé půlsnímky nejsou 

kódovány. Půlsnímky jsou vytvořeny až způsobem čtení z vyrovnávací paměti v dekodéru 

(viz obr. 3.24).


Obr. 3.24: Dekódování snímků a půlsnímků [2]. 

MPEG video kodér (viz obr. 3.25) – DCT, kvantizaci a redukci redundance lze také 

nalézt v JPEG (statické snímky). Kodér navíc obsahuje diferenční kódování s možností 

uložení obrazu do paměti pro časový posun. Predikce je řízena kompenzací pohybu, která 

hledá odpovídající makrobloky v předchozím snímku. 

Dekodér musí znát informaci o pohybu, tak aby mohl nastavit odpovídající inverzní 

predikci při dekódování. Vypočítaný vektor pohybu je tedy přenášen spolu v bitovém toku 

směrem k dekodéru. Aby byla zajištěna možnost rozdílového kódování jednotlivých snímků 

I, P a B, celému procesu kódování předchází změna pořadí snímků ve zpracovávané 

sekvenci. 

Kvantizér je kontrolován výstupní vyrovnávací pamětí tak, aby proměnlivý bitový tok 

kvantizéru byl po multiplexaci dat na výstupu kodéru konstantní. 

Obr. 3.25: Blokový diagram MPEG video kodéru [1].


3.4 Dekodér MPEG – blokový diagram 

MPEG video dekodér (viz obr. 3.26) – konstantní datový tok, který přichází do 

vyrovnávací paměti je inverzně znerovnoměrněn a v proměnné bitové rychlosti je 

demultiplexován (odděleny kódované obrazové vzorky, kvantizační činitel a pohybové 

vektory). Před inverzní kvantizací řízenou kvantizačními měřítky je přidána bitovému toku 

kódovaných vzorků inverzní redundance. 

Inverzní DCT transformuje frekvenční koeficienty zpět do časové oblasti, kde jsou k 

nim přidány v kodéru predikované hodnoty. K tomuto kroku dekódování jsou nutné vektory 

pohybu, které rovněž byly vypočítány v kodéru a přeneseny společně v datovém toku. 

Na závěr dekódování je změněno pořadí jednotlivých snímků podle původního pořadí při 

záznamu videa. 

Obr. 3.26: Blokový diagram MPEG video dekodéru [1]. 

3.5 Struktura Video ES (Video Elementary Stream) 

Nejmenší jednotka Video ES je blok (block) (viz obr. 3.27), složený 8 x 8 pixelů. 

Každý blok je v kodéru a DCT kódován zvlášť. V případě profilu 4:2:0 jsou 4Y + CB + CR 

bloky zformovány do makrobloku (macroblock). 

Každý makroblok může být kvantován jiným kvantizačním činitelem (komprimován 

více nebo méně). Kodér může nastavit jiný kvantizační činitel pro každý makroblok, 

kvantizační tabulka pro jednotlivé makrobloky však nesmí být změněna. 

Určité množství makrobloků v řadě vytváří proužek (slice). Každý proužek začíná 

hlavičkou, která je využívána k resynchronizaci (např. v případě zvýšené bitové chybovosti 

MPEG dekodér zkopíruje proužek předchozího snímku do snímku aktuálního). Mnoho 

proužků tvoří snímek (frame), který opět začíná hlavičkou. 

Určité množství snímků I, P a B podle zvoleného způsobu kódování tvoří skupinu 

snímků GOP (group of pictures), která opět začíná hlavičkou. 

Jedna nebo dvě skupiny snímků vytvářejí sekvenci (sequence) začínající jak jinak než 

hlavičkou. Na úrovni hlaviček jednotlivých sekvencí lze změnit parametry datového toku 

Video ES (např. kvantizační tabulku). 

Struktura Video PES datového toku je rozdělena na jednotlivé PES pakety 

(viz obr. 3.28). Struktura a délka PES paketů je tvořena ve video kodéru MPEG. 

V zařízeních s velkou kapacitou paměti (Mass Storage Devices), jako jsou např. DVD 

záznamy, jsou PES pakety formovány do souborů. PES paket rovněž obsahuje hlavičku.


Obr. 3.27: Blok, makroblok, proužek a snímek [2]. 

Obr. 3.28: Struktura elementárního toku videa [2]. 

3.6 Srovnání standardů pro kompresi videa 

MPEG-1 – pohyblivé snímky, kvalita blízká VHS s datovým tokem jako CD menším 

než 1,5 Mbit/s, použití pouze pro aplikace nahrávání na datová média ne pro televizní 

vysílání. Kódování videa a audia je velmi podobné MPEG-2 a jeho základním principům 

(I, B, P snímky, DCT, rozlišení 352 x 288 pixelů, ES, PES pakety pouze pro jeden program). 

MPEG-2 – kódování zdokonaleno směrem k vyšší kvalitě a vyššímu rozlišení včetně 

televizního vysílání. MPEG-2 TS je určen pro přenosovou úroveň v ISO/OSI. Pakety 

a multiplexace programů, ochrana proti chybám. Datový tok může obsahovat až 20 programů 

i více. Podporuje kódování a přenos SDTV i HDTV. 

MPEG-3 – dočasný přístup k HDTV, dnes obsažen v MPEG-2 (není to MP3!) 

MPEG-4 – standard pro multimediální aplikace s interaktivními komponenty obrazu, 

aplikace je založena na množství různých objektů (statické barevné pozadí, kódované 

pohyblivé snímky v pevném rámci, syntetické postavy s pohybem ve 3D synchronizované s 

videem, interaktivní tlačítka, doplněný text a grafika, MPEG kódované audio). MPEG-4 

umožňuje IP streaming programů + MPEG-2 TS programy kombinované s MPEG-4 objekty 

(není to kodér MPEG-4 AVC – Advanced Video Coding, resp. H.264 Part 10!).


MPEG-7 – obsahuje data, která jsou v kontextu s programem (meta-data) a slouží jako 

doplněk MPEG-2 a MPEG-4. Cílem je přenášet kontextové informace k vysílaným 

programům, EPG, XML a HTML datové struktury společně s programem např. MPEG-2 TS 

a MHP kontextové aplikace. 

MPEG-21 – doplňkové nástroje a metody typu uživatel – uživatel pro všechny MPEG 

standardy. 

3.7 MPEG standardy pro digitální televizi 

Ve standardu MPEG není definována pouze komprese videa, ale také komprese audia. 

Standard také obsahuje multiplexaci videa, audia a dalších datových služeb (viz obr. 3.29). 

MPEG-1 pouze umožňuje multiplexaci jednoho programu, který je složen 

z jednotlivých toků (video, audio, data) a ty mají stejnou časovou synchronizaci. 

MPEG-2 umožňuje kódování několik programů, které tvoří jeden datový tok - TS. 

Ostatní přenosové bloky (ochrana proti chybám, modulace) nejsou součástí MPEG. 

Obr. 3.29: Přehled možností aplikace kódování MPEG-1 a MPEG-2 [1]. 

Obr. 3.30: MPEG-2 standard v přenosovém modelu ISO/OSI [1].


Výběr makrobloků jako základního prvku pro kompenzaci pohybu nabízí výhodu 

v tom, že stejný vektor pohybu může být použit pro luminanční i chrominanční vzorky. 

MPEG-2 poskytuje pro vzorkování videosignálů podle ITU-R BT.601 formáty 4:2:2 

(viz obr. 3.32) a 4:4:4 (viz obr. 3.31). Hlavní profil evropského standardu DVB používá 

vzorkování 4:2:0 (viz obr. 3.33) (je odlišné od vzorkování 4:2:0 v MPEG-1 v pozici mřížky 

chrominančních vzorků při vzorkování ve vztahu ke vzorkům luminančním). 

Obr. 3.31: Vzorkování 4:4:4 MPEG-2 [1]. 

Obr. 3.32: Vzorkování 4:2:2 MPEG-2 [1]. 

Obr. 3.33: Vzorkování 4:2:0 MPEG-2 [1].



1. Jaké kroky lze provést k redukci datového toku videa při MPEG kompresi? Uveďte 

alespoň tři příklady a určete, zda se jedná o odstranění irelevance nebo redundance. 

2. Na jakém principu a úrovni pracuje DPCM kódování při zpracování pohyblivých 

snímků? Po kolika snímcích je nutné přenášet referenční snímek? 

3. Jaké typy snímků se mohou vyskytovat v tzv. skupině snímků? Jak jsou jednotlivé 

snímky řazeny při přenosu této skupiny? 

4. Co je to tzv. pohybový vektor při kódování DPCM? Jak je aplikován při zpracování 

pohyblivých snímků v jejich skupině? 

5. K čemu je při kompresi MPEG použita kvantizační tabulka? Čím je tato tabulka 

v kodéru a dekodéru definována? 

6. Proč jsou kódovaná data po kvantizaci při kompresi MPEG čtena z matic sytémem 

„cik-cak“? Pro jaký typ následného kódování se tento systém čtení hodí? 

7. Jak je při přenosu komprimovaného videa charakterizován tzv. hlavní profil a hlavní 

úroveň (MPEG-2 MP@ML) vysílání televize SDTV ? Jaký má přibližný datový tok? 

8. Jakou strukturu má elementární tok jednoho snímku videa pokud uvažujete zpracování 

od úrovně bloků až do úrovně PES paketů? 

9. Z jakých bloků se skládá MPEG kodér obrazu? Který z bloků způsobuje redukci 

(komprimaci) datového toku? 

10. Z jakých bloků se skládá MPEG dekodér obrazu? Podle čeho a kdy je změněno v 

dekodéru pořadí jednotlivých snímků I, B a P? 

11. Z jakých bloků se skládá MPEG kodér zvuku při perceptivním kódování? Jakou 

funkci má v kodéru tzv. psychoakustický model a jakou spektrální analýza? 











Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

4 PROGRAMOVÝ A TRANSPORTNÍ TOK MPEG DIGITÁLNÍ TELEVIZE ..........5 

4.1 DATOVÝ TOK MPEG....................................................................................................... 5 

4.1.1 Elementární tok ES...................................................................................... 5 

4.1.2 Transportní tok MPEG-2 TS ....................................................................... 7 

4.1.3 Přenos MPEG-2 TS přes ATM datovou síť................................................. 9 

4.2 SYNCHRONIZACE PŘIJÍMAČE NA MPEG-2 TS ............................................................... 10 

4.2.1 Synchronizace na strukturu TS.................................................................. 10 

4.2.2 Čtení struktury aktuálního programu........................................................ 10 

4.2.3 Přístup k programu (Video a Audio PID) ................................................. 11 

4.2.4 Přístup ke skramblovaným (kódovaným) programům .............................. 11 

4.2.5 Synchronizace programu (PCR, DTS, PTS).............................................. 13 

4.2.6 Servisní informace obsažené v transportním toku..................................... 14 

4.2.7 Další důležité informace v transportním toku........................................... 15 

4.3 MONITOROVÁNÍ TRANSPORTNÍHO TOKU MPEG-2 TS................................................... 17 

4.3.1 Monitorování MPEG-2 TS ve vysílání podle standardu DVB .................. 18 

4.4 ROZHRANNÍ PRO DIGITÁLNÍ VIDEOSIGNÁLY .................................................................. 22 

4.4.1 Paralelní a sériové rozhranní podle standardu CCIR 601 ....................... 23 

4.4.2 Synchronní paralelní rozhraní transportního toku (TS Parallel) ............. 24 

4.4.3 Asynchronní sériové rozhraní transportního toku (TS ASI)...................... 24 





OBR. 4.1: MPEG STANDARDY ....................................................................................................5 

OBR. 4.2: PAKETOVÉ ELEMENTÁRNÍ TOKY PES STANDARDU MPEG..........................................6 

OBR. 4.3: PES PAKET - STRUKTURA............................................................................................6 

OBR. 4.4: MULTIPLEXOVANÉ PES PAKETY.................................................................................7 

OBR. 4.5: VYTVÁŘENÍ PAKETŮ MPEG-2 TS...............................................................................7 

OBR. 4.6: MULTIPLEXOVANÉ PAKETY MPEG-2 TS....................................................................8 

OBR. 4.7: PAKET MPEG-2 TS ....................................................................................................8 

OBR. 4.8: REED-SOLOMONOVO KÓDOVÁNÍ (ZABEZPEČENÍ FEC)................................................9 

OBR. 4.9: ATM BUŇKA VS. MPEG-2 TS PAKET .........................................................................9 

OBR. 4.10: INFORMACE PRO SYNCHRONIZACI PŘIJÍMAČE..........................................................10 

OBR. 4.11: TABULKY PAT A PMT ...........................................................................................11 

OBR. 4.12: PŘÍSTUP K PROGRAMU PŘES PID.............................................................................11 

OBR. 4.13: TABULKA CAT .......................................................................................................12 

OBR. 4.14: DESKRAMBLOVÁNÍ V DEKODÉRU............................................................................12 

OBR. 4.15: PROGRAM CLOCK REFERENCE................................................................................13 

OBR. 4.16: DVB SERVISNÍ INFORMACE.....................................................................................14 

OBR. 4.17: PRIVATE TABLE.......................................................................................................14 

OBR. 4.18: ZNÁZORNĚNÍ TABULKY BAT..................................................................................15 

OBR. 4.19: DALŠÍ INFORMACE V MPEG-2 TS ..........................................................................16 

OBR. 4.20: MĚŘÍCÍ DEKODÉR MPEG-2 – BLOKOVÁ STRUKTURA..............................................17 

OBR. 4.21: SYNCHRONIZAČNÍ BYTE V HLAVIČCE TS.................................................................18 

OBR. 4.22: PŘÍKLAD TABULEK PAT A PMT .............................................................................19 

OBR. 4.23: PACKET IDENTIFIER PID .........................................................................................19 

OBR. 4.24: CONTINUITY COUNTER............................................................................................20 

OBR. 4.25: CRC KONTROLNÍ SOUČET .......................................................................................20 

OBR. 4.26: TABULKA CAT A PTS ............................................................................................21 

OBR. 4.27: TS PARALLEL ROZHRANNÍ......................................................................................24 

OBR. 4.28: PŘENOSOVÝ FORMÁT SE 188 B PAKETY ..................................................................24 

OBR. 4.29: PŘENOSOVÝ FORMÁT SE 188 B PAKETY A S 16 DOPLŇKOVÝMI B............................24 

OBR. 4.30: TS ASI ROZHRANNÍ ................................................................................................25 

OBR. 4.31: TS ASI V SINGLE-BYTE MÓDU (NAHOŘE) AND V BURST MÓDU (DOLE)...................25



TAB. 4.1: PID A ID TABULEK SI............................................................................................... 16 

TAB. 4.2: CHYBY PODLE PRIORITY V MPEG-2 TS PODLE ETSI TR 101 290............................ 17 

TAB. 4.3: OPAKOVACÍ ČAS TABULEK PSI/SI ............................................................................ 22 

TAB. 4.4: PARALELNÍ CCIR 601 A TS ROZHRANNÍ .................................................................. 23


4 Programový a transportní tok MPEG digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se strukturou datového toku MPEG, 

elementární toku ES pro video, audio a data, paketového elementárního toku PES, 

paketů transportního toku MPEG-2 TS, synchronizací přijímače na transportní tok 

MPEG-2 TS, rozhraními pro digitální videosignály (SDI, ASI, TS Parallel) 

a monitorováním transportního toku MPEG-2 podle normy ETSI TR 101 290. 

4.1 Datový tok MPEG 

MPEG (Moving Pictures Expert Group) – přenos dynamických obrazů. Datové 

signály definované ve standardu MPEG mohou přenášet i data, která nemají nic společného s 

obrazem a zvukem (např. služby). 

Standard ISO/IEC 13818-1 je zcela izolován od přenosu obrazu a zvuku, definuje pouze 

datové struktury (viz obr. 4.1). 

Obr. 4.1: MPEG standardy [1]. 

• Nekomprimovaný videosignál má datový tok 270 MBit/s pro SDTV (ITU-BT.R 601 

doporučení), audiosignál cca 1,5 Mbit/s. 

• Komprimovaný MPEG-2 datový tok představuje (2 – 6) Mbit/s pro obraz, (100 – 

400) kbit/s pro zvuk . 

4.1.1 Elementární tok ES 

Komprimované video a audio toky při kódování MPEG jsou nazývány ES (Elementary 

Stream). Uvažujme dále oddělené video, audio a obecné datové toky v paketech proměnné 

délky - PES (Packetized ES) (viz obr. 4.2). 

Každý PES paket má obvyklou délku do 64 kB (viz obr. 4.3). Skládá se z relativně 

krátké hlavičky (header) a z užitečného obsahu (payload). Hlavička obsahuje 16 b 

indikátor maximální délky paketu (vždy až do 64 kB). Užitečný obsah se skládá buď 

z komprimovaného videa, audia nebo obecného datového toku. 

PES header – 6 B minimální délka = 3 B start code prefix 00 00 01, který identifikuje 

začátek PES + 1 B stream ID který specifikuje typ ES užitečného obsahu (video, audio, data) 

+ 2 B packet length (délka paketu do 64 kB) (viz obr. 4.3).


Obr. 4.2: Paketové elementární toky PES standardu MPEG [1]. 

Obr. 4.3: PES paket – struktura [1].


Optional PES header – adaptace podle požadavků současně vysílaného ES a může 

obsahovat např. značky PTS (Presentation Time Stamps) a DTS (Decoding Time Stamps) 

pro synchronizaci při reprodukci audia a videa (viz obr. 4.3). 

PES se svoji relativně dlouhou strukturou paketů není vhodný pro přenos a vysílání 

několika programů v jednom datovém signálu. 

Dlouhé PES pakety jsou následně rozděleny do kratších paketů konstantní délky. K PES 

paketům délky 184 B se přidají 4 B hlavičky (PES header) a takto jsou vytvořeny 188 B 

pakety transportního toku, které jsou dále multiplexovány (viz obr. 4.5). 

Nejdříve jsou multiplexována data každého programu (viz obr. 4.4), poté všechny 

programy a následně je vytvořen kompletní datový tok – transportní tok TS (Transport 

Stream). MPEG-2 TS umožňuje spojení několika (cca 4-5 v kvalitě PAL) nezávislých TV 

nebo rozhlasových programů a vytváří multiplexovaný MPEG-2 datový signál. 

4.1.2 Transportní tok MPEG-2 TS 

Obr. 4.4: Multiplexované PES pakety [1]. 

Obr. 4.5: Vytváření paketů MPEG-2 TS [1]. 

MPEG-2 TS – obsahuje 188 B pakety transportního toku TS všech programů videa, 

audia a obecných dat. V závislosti na původním datovém toku se pakety každého ES 

vyskytují v MPEG-2 TS s různou četností a frekvencí opakování (viz obr. 4.6).


Pro každý program musí existovat samostatný MPEG kodér, který vytváří ES, generuje 

strukturu PES a skládá PES pakety do paketů TS (viz obr. 4.6). Datový tok je obvykle (2 – 8) 

Mbit/s, ale agregace video, audio a obecných dat může být konstantní nebo se v čase měnit 

podle okamžitého obsahu každého programu. Tento tok se nazývá statistický multiplex. 

Kompletní MPEG-2 TS má datový tok až cca 40 Mbit/s. 

Obr. 4.6: Multiplexované pakety MPEG-2 TS [1]. 

Paket MPEG-2 TS má vždy délku 188 B, obsahuje 4 B hlavičku a 184 B obsahu 

(viz obr. 4.7). TS Header – synchronization byte (47hex), synchronizace po 5 paketech TS 

+ 13 bit PID (Packet Identifier) upřesňuje okamžitý obsah paketu (hexadecimální formát) + 

1 bit Transport Error Indicator příznak nastavený po přenosu demodulátorem. 

Transport Error Indicator – 1 bit udává pakety transportního toku, které jsou 

označeny jako chybné během přenosu. Jestliže je během přenosu poškozeno velké množství 

paketů, protichybové zabezpečení selže a chybný paket nesmí být dekódován MPEG 

dekodérem. Chyba musí být skryta. 

Obr. 4.7: Paket MPEG-2 TS [1]. 

Ve standardu DVB je pro zabezpečení proti chybám přenosu vždy použit Reed 

Solomonův kód (FEC1 – Forward Error Correction). V kanálovém modulátoru (DVB-S, 

DVB-C, DVB-T) je navíc přidáno 16 B (nebo 20 B ve standardu ATSC) protichybového 

zabezpečení a ty jsou přidány k 188 B paketům (viz obr. 4.8). Těchto 16 B představuje 

zvláštní kontrolní součet, který umožňuje opravit až 8 chyb v paketu.


Obr. 4.8: Reed-Solomonovo kódování (zabezpečení FEC) [1]. 

4.1.3 Přenos MPEG-2 TS přes ATM datovou síť 

Struktura a délka paketů transportního toku je velmi podobná datovému přenosu 

známému z telefonie a LAN technologií - ATM (Asynchronous Transfer Mode). 

Struktura ATM paketu – 5 B hlavička + 48 B obsah 

Je možné přenést 188 B užitečné informace pomocí 4 ATM buněk, odpovídá to přesně 

délce jednoho paketu transportního toku MPEG-2 (viz obr. 4.9). 

Obr. 4.9: ATM buňka vs. MPEG-2 TS paket [1].


4.2 Synchronizace přijímače na MPEG-2 TS 

Otázka zní, co přijímač a jeho MPEG dekodér potřebuje pro získání informací o velkém 

počtu paketů transportního toku s velmi rozmanitým obsahem a dále přesně které informace 

potřebuje k dekódování požadovaného programu? 

Obr. 4.10: Informace pro synchronizaci přijímače [1]. 

4.2.1 Synchronizace na strukturu TS 

Dekodér se musí nejdříve synchronizovat na TS a jeho paketovou strukturu 

(synchronizační byte 47hex na začátku paketu transportního toku, konstantní rozestup 188 B 

kontrolovaný n x před a n x po hodnotě synchronizace 47hex) (viz obr. 4.10). 

Synchronizace proběhne po 5 TS paketech a dekodér ztratí synchronizaci po ztrátě 3 TS 

paketů (definováno v MPEG standardu). 

4.2.2 Čtení struktury aktuálního programu 

Počet a struktura programů přenášených v TS je variabilní a otevřený. Proto je nutné, 

aby transportní tok obsahoval určitý seznam - PSI (Program Specific Information), který 

popisuje okamžitou strukturu TS (viz obr. 4.10). 

PAT (Program Association Table) – jedna tabulka v TS s opakováním každých 

0,5 sec a specifikuje kolik programů je v TS. Pakety obsahující tuto tabulku mají vždy 

hodnotu PID (Packet Identifier) = 0 ! V obsahu PAT je vysílán seznam speciálních PID. V 

každém PAT je pouze jeden PID na každý vysílaný program (viz obr. 4.11). 

PMT (Program Map Table) – speciální paket TS se zvláštním obsahem a PID. 

Identifikátory PID tabulky PMT jsou v PAT (viz obr. 4.11). 

Příklad: Je přijímán program č. 3, PID č. 3 je vybrán ze seznamu všech PID v obsahu 

PAT. Jestliže PID je např. 1FF3hex dekodér hledá všechny pakety TS, které mají v hlavičce 

PID = 1FF3hex. Tyto pakety jsou pak PMT tabulkou programu č. 3 v TS. Tabulka PMT 

naopak obsahuje PID všech elementárních toků obsažených v programu (ukazatele - pointer 

na video, audio, data).


Obr. 4.11: Tabulky PAT a PMT [1]. 

4.2.3 Přístup k programu (Video a Audio PID) 

Poté, co jsou díky tabulkám PAT a PMT známy PID všech elementárních toků ES 

obsažených v transportním toku TS, je program dekódován (např. program č. 3 může mít 

Video PID = 0x100 a Audio PID = 0x200) (viz obr. 4.12). 

MPEG-2 dekodér (např. v STB = set-top boxu) nyní vyhledává v transportním toku 

pouze tyto pakety, znovu je formuje do PES pro video a audio dekodér. Pokud nejsou 

elementární toky skramblovány, může je okamžitě dekódovat. 

Obr. 4.12: Přístup k programu přes PID [1]. 

4.2.4 Přístup ke skramblovaným (kódovaným) programům 

Některé ES jsou vysílány skramblovaně (zabezpečeny elektronickým kódem při 

vysílání placené televize PayTV nebo z důvodu licence na program). ES nemůže být 

dekódován bez dalšího hardwaru a autorizace dat transportního toku. Z těchto důvodů je 

v transportním toku vysílána speciální tabulka CAT (viz obr. 4.13).


CAT (Conditional Access Table) – doplňuje PID dalších paketů TS, které jsou nutné 

pro dekódování skramblovaného programu. 

Obr. 4.13: Tabulka CAT [1]. 

Tyto doplňkové informace k dekódování se nazývají ECM (Entitlement Control 

Message) a EMM (Entitlement Management Message). 

• ECMs – používá se pro přenos skramblovacích kódů programu 

• EMMs – používá se pro administraci přístupu k programu 

Pouze elementární toky mohou být skramblované! 

Hlavičky TS a adaptační pole paketů nesmí být skramblovány! 

Obr. 4.14: Deskramblování v dekodéru [1].


Deskramblování probíhá mimo MPEG dekodér a to v přídavném hardware (ten je 

vložen do slotu CI – Common Interface přijímače STB) a to na základě známé 

deskramblovací metody (viz obr. 4.14). Přídavným HW je tedy enkrypční karta. 

TS prochází přes tento přídavný hardware ještě před samotným dekódováním MPEG 

dekodérem. Informace z ECM a EMM a uživatelův osobní kód spojený s konkrétní kartou 

umožňuje deskramblování TS. 

4.2.5 Synchronizace programu (PCR, DTS, PTS) 

Svázání hodinového kmitočtu CLK vysílače a přijímače – kmitočet 27 MHz 

(vzorkování 13,5 + 2 x 6,75 MHz) je používán jako referenční pro všechny kroky při MPEG 

dekódování. 

STC (System Time Clock) – 42-bitový čítač řízený 27 MHz oscilátorem, startuje z 

nuly až po přetečení, reset každých 26,5 hodiny. V přijímači se nachází stejný nezávislý 

oscilátor a čítač. Referenční informace o synchronizaci je vysílána v MPEG datovém toku 

(viz obr. 4.15). 

Obr. 4.15: Program Clock Reference [1]. 

PCR (Program Clock Reference) – kopie stavu STC čítače vložená do TS v přesně 

daný čas. Datový tok nese přesný interní hodinový čas. PCR je srovnán s interním 

systémovým časem přijímače – v případě rozdílu 42-bitového interního čítače je tento vždy 

resetován a nastaven podle PCR (PLL smyčka). 

Video a audio musí být dekódováno a reprodukováno se synchronizací pohybu rtů. 

Přídavná časová informace je kódována do hlaviček PES videa a audia. Tato časová 

informace je odvozena ze systémového času (STC, 42 bitů) použitím 33 MSB bitů času STC 

přidaných k elementárním tokům. Tyto hodnoty jsou vloženy do hlaviček video a audio PES 

v maximálním intervalu 700 ms – tvoří tak časové značky PTS (Presentation Time Stamps) 

pro přehrávání. 

Snímky komprimovaného obrazu jsou vysílány v jiném pořadí, než byly zachyceny při 

záznamu. Pořadí snímků I, B, P bylo změněno v souladu se známými pravidly při kódování 

MPEG (nutné pro úsporu paměti a způsobu zpracování v dekodéru). K obnovení původní 

sekvence musí být vloženy přídavné časové značky do elementárního toku videa. Tyto značky 

jsou nazývány DTS (Decoding Time Stamps) a jsou také vysílány v hlavičce PES.


4.2.6 Servisní informace obsažené v transportním toku 

Je nezbytné přenášet doplňující informace (viz obr. 4.16) (jméno programu, 

elektronický programový průvodce EPG, čas a datum atd.) při přenosu digitálního videa a 

audia jednotlivých programů. Tyto informace zjednodušují zpracování v STB. 

Obr. 4.16: DVB servisní informace [1]. 

PSI (Program Specific Information) – mohou být složeny z jednoho nebo více paketů 

TS a PAT, PMT a CAT v závislosti na obsahu a tabulce NIT (Network Information Table). 

SI (Service Information) standardu DVB – tabulky se servisními informacemi, které 

zjednodušují dekódování programů v STB a DVB přijímačích. 

Private table – spojují pakety TS se speciálními PID rezervovanými pouze pro tuto 

tabulku (viz obr. 4.17). 

Obr. 4.17: Private table [1]. 

NIT (Network Information Table) – upřesňuje fyzické parametry přenosového kanálu 

DVB. Obsahuje přijímanou frekvenci a typ vysílání (satelitní, kabelové, terestrické), 

protichybové zabezpečení, typ modulace atd. STB dokáže tyto parametry fyzického kanálu 

uložit pro možnost rychlého ladění a přepínání předvoleb.


SDT (Service Descriptor Table) – obsahuje více detailů o programech TS a textové 

informace pro uživatele (např. logo stanice atd.). SDT popisuje strukturu programů v jednom 

fyzickém kanále. 

BAT (Bouquet Association Table) – má stejný PID jako SDT, liší se pouze 

identifikátorem tabulky. BAT definuje programovou strukturu několika fyzických kanálů 

současně (multikanálová programová tabulka). Zajišťuje přehled všech služeb obsažených ve 

skupině – bouquet of channels (viz „kytice“ = „bouquet“ na obr. 4.10). 

Programy v jednotlivých kanálech jsou reprezentovány individuálními tabulkami SDT. 

Tabulka BAT je vysílána ve všech jednotlivých kanálech skupiny. 

Obr. 4.18: Znázornění tabulky BAT [1]. 

EIT (Event Information Table) – Electronic Program Guide. Obsahuje časy 

plánovaného začátku a konce vysílání v jednom dnu a jednom týdnu (programový průvodce). 

RST (Running Status Table) – informace pro možnost spuštění a zastavení rekordéru 

v daný čas. Podobné jako kód VPS při analogovém záznamu. 

TDT/TOT (Time and Date Table/Time Offset Table) – zpracování dat v STB 

vyžaduje přenos aktuálního času a aktuálního data. Tabulka TDT obsahuje čas GMT nebo 

UTC a tabulka TOT obsahuje časový posun pro jednotlivá časová pásma. Nutná specifikace 

pásma při nastavení STB. 

ST (Stuffing Table) – umožňuje přepis informací TS, např. NIT musí být změněn při 

přebírání programu jinou stanicí. 

PID a tabulky ID servisních informací (viz tab. 4.1) jsou permanentně alokovány v TS 

při vysílání! 

4.2.7 Další důležité informace v transportním toku 

Payload Unit Start Indicator (viz obr. 4.19) – tento bit označuje začátek užitečného 

obsahu paketu. Pokud je nastaven, TS paket obsahuje začátek PES videa a audia + hlavičku 

pro začátek tabulky + Table ID.


Tab. 4.1: PID a ID tabulek SI [1]. 

Transport Priority (viz obr. 4.19) – tento bit indikuje prioritu při přenosu TS paketu 

před přenosem jiného paketu se stejným PID. 

Transport Scrambling Control (viz obr. 4.19) – dva bity indikují, zda je obsah TS 

paketu skramblován nebo ne. Pokud jsou oba nastaveny na nula = neskramblovaný, jestliže 

alespoň jeden není nula = skramblovaný, nutnost tabulky CAT. 

Adaptation Field Control (viz obr. 4.19) – dva bity indikují, zda má hlavička rozšířený 

obsah. Pokud jsou oba nastaveny na nula = nerozšířený, jestliže alespoň jeden není nula = 

rozšířený, ale délka paketu nikdy nepřesahuje 188 B. 

Continuity counter (viz obr. 4.19) – každý z paketů TS se stejným identifikátorem PID 

nese své vlastní pořadové číslo (0 – 15). To umožňuje rychlé rozpoznání chybějícího paketu v 

řadě za sebou a identifikuje chybu v transportním toku TS. 

Obr. 4.19: Další informace v MPEG-2 TS [1].


4.3 Monitorování transportního toku MPEG-2 TS 

K monitorování přenosu digitální televize je používán měřící dekodér MPEG-2 - 

monitorování transportního toku MPEG-2 TS (viz obr. 4.20). 

Vstupní rozhranní měřícího dekodéru MPEG-2 je buď paralelní 25-pinový TS konektor 

nebo sériový TS ASI nebo oba současně. Měřící dekodér se skládá z MPEG-2 dekodéru, 

MPEG-2 analyzátoru (DSP - digitální signálový procesor) a řídícího počítače (sbírá 

a zobrazuje výsledky). Měřící dekodér je schopen dekódovat všechny video a audio signály 

obsažené v TS a provádí numerickou analýzu a měření datové struktury TS. 

Obr. 4.20: Měřící dekodér MPEG-2 – bloková struktura [1]. 

Tab. 4.2: Chyby podle priority v MPEG-2 TS podle ETSI TR 101 290 [1].


4.3.1 Monitorování MPEG-2 TS ve vysílání podle standardu DVB 

Průvodce ETSI TR 101 290 – definovaná měření v MPEG-2 TS. Měřené chyby jsou 

podle priority rozděleny na tři stupně (viz tab. 4.2): 

• Priorita 1 – bez možnosti dekódování TS nebo programů, 

• Priorita 2 – částečně bez možnosti dekódování, chybná reprodukce programů, 

• Priorita 3 – chyby v doplňkových informacích / servisních informacích SI, pouze 

indikují chybu při vysílání DVB a jeho servisních informací. 

Obr. 4.21: Synchronizační byte v hlavičce TS [1]. 

Ztráta synchronizace (TS_sync_loss, Priorita 1) 

Synchronizace je dosaženo při 5 po sobě následných synchronizačních bytech přijatých 

ve správném intervalu a se správným obsahem. Pokud jsou 3 po sobě následující 

synchronizační byty ztraceny, dekodér ztrácí synchronizaci. 

Chyba se objeví se když - obsah synchronizačního bytu ve třech po sobě následujících 

paketech TS není roven 47hex (viz obr. 4.21). 

Chybný synchronizační byte (Sync_Byte_Error, Priorita 1) 

Synchronizace s transportním tokem je uvažována pokud je zachyceno 5 po sobě 

následujících synchronizačních byte v paketech TS. Ztráta synchronizace nastane, pokud 3 po 

sobě následující synchronizační byte nejsou přijaty 

Chyba se objeví se když - obsah synchronizačního bytu v hlavičce transportním toku TS 

není roven 47hex. 

Chybějící nebo chybná Program Association Table (PAT) (PAT_Error, Priorita 1) 

PAT je v paketu TS indikován PID = 0 a Table ID = 0. Jestliže tato tabulka chybí nebo 

je chybná, identifikace a dekódování jednotlivých programů je nemožné (viz obr. 4.22). 

Chyba se objeví se když - chybí PAT, četnost opakování je větší než 500 ms, PAT 

je skramblovaný, Table ID v tabulce PAT není nula. Obsah PAT není zkoumán!


Chybějící nebo chybná Program Map Table (PMT) (PMT_Error, Priorita 1) 

Pro každý program je vysílána tabulka PMT s opakováním max. do 500 ms. 

Identifikátory PID tabulky PMT jsou uloženy v tabulce PAT. Tabulka PMT tedy obsahuje 

příslušné PID všech elementárních toků každého programu. 

Chyba se objeví se když - tabulka PMT v tabulce PAT chybí, část PMT není 

zopakována do 500 ms, PMT je skramblována, Table ID tabulky PMT není rovno 2. 

Obsah PMT není zkoumán! 

Obr. 4.22: Příklad tabulek PAT a PMT [1]. 

Chyba PID (PID_Error, Priorita 1) 

Identifikátory PID všech elementárních toků jsou obsaženy v tabulce PMT. PID jsou 

tedy ukazatele na elementární toky a jsou použity k adresování přístupu k odpovídajícím 

paketům ES, které mají být dekódovány (viz obr. 4.23). 

Chyba se objeví se když - paket transportního toku s PID ukazující do PMT není 

obsažený v TS nebo když volitelně zadaná četnost opakování PID je menší než max. 500 ms. 

Obr. 4.23: Packet Identifier PID [1]. 

Chyba kontinuity (Continuity_Count_Error, Priorita 1) 

Každý paket TS s každým PID má různý 4 B čítač (0 - 15). Ten je obsažen z důvodu 

zjištění kontinuity paketů a možnosti rozeznání chybějícího paketu TS se stejným PID nebo 

k poukázání na problém s multiplexací dat TS (viz obr. 4.24).


Chyba se objeví se když - stejný paket TS je vysílán dvakrát bez indikace kontinuity 

nebo když naopak chybí paket TS (inkrementace čítače 2 x) bez indikace diskontinuity nebo 

když sekvence paketů je zcela chybná. 

Obr. 4.24: Continuity counter [1]. 

Přenosová chyba (Transport_Error, Priorita 2) 

Přenosová chyba je indikována příznakovým bitem v některém z paketů TS při příjmu 

v přijímači. Příznak je nastaven, pokud je překročena schopnost protichybového zabezpečení 

k opravě chyb přenosu. Paket musí být odmítnut. 

Chyba se objeví se když – Transport Error Indicator v hlavičce paketu TS = 1. 

Cyclic Redundancy Check Error (CRC_Error, Priorita 2) 

Během přenosu jsou všechny tabulky v MPEG-2 TS zabezpečeny CRC cyklickým 

součtem. Tento součet má 32 bitů a je přenášen na konci každého sektoru, který je zabezpečen 

proti chybám přenosu. Dekodér musí odmítnout obsah tabulky a počkat na její další 

opakování, pokud CRC součet neodpovídá obsahu tabulky (viz obr. 4.25). 

Chyba se objeví se když - tabulka (PAT, PMT, CAT, NIT, …) v některé zabezpečené 

sekci má chybný CRC cyklický součet, který neodpovídá obsahu. 

Obr. 4.25: CRC kontrolní součet [1].


Program Clock Reference Error (PCR_Error, PCR_Accuracy_Error, Priorita 2) 

Pro každý program je vysílán individuální System Time Clock (STC). Aby bylo možné 

MPEG-2 dekodér synchronizovat na tento hodinový kmitočet, kopie systémového času je 

vysílána každých 40 ms v každém programu v adaptivní části hlavičky paketu TS. 

Objeví se PCR_Error když - rozdíl mezi po sobě následujícími hodnotami PCR jednoho 

programu je větší než 100 ms a při tom není indikována diskontinuita v adaptivní části 

hlavičky paketu TS nebo časový interval mezi dvěma pakety s PCR hodnotami jednoho 

programu je větší než 40 ms. 

Objeví se PCR_Accuracy_Error když - rozdíl mezi PCR hodnotami (PCR jitter) je větší 

než +/-500 ns. 

Presentation Time Stamp Error (PTS_Error, Priorita 2) 

PTS jsou vysílány v hlavičce PES, která obsahuje MSB 33 bitovou informaci o 

systémovém času STC (42 bitů). Tyto značky jsou vysílány v elementárních tocích videa a 

audia (synchronizace pohybu rtů). Časový odstup mezi hodnotami PTS je 700 ms. 

Chyba se objeví se když - časový odstup mezi dvěma hodnotami PTS daného programu 

je větší než 700 ms. 

Obr. 4.26: Tabulka CAT a PTS [1]. 

Conditional Access Table Error (CAT_Error, Priorita 2) 

Pakety MPEG-2 TS mohou obsahovat skramblovaná data, ale pouze v oblasti obsahu 

paketu, ne v hlavičce a adaptivní oblasti hlavičky. Skramblovaný obsah je označen dvěma 

zvláštními bity v hlavičce TS (Transport Scrambilng Control) (viz obr. 4.26). 

Chyba se objeví se když - je nalezen skramblovaný paket TS, ale žádná tabulka CAT 

nebyla vysílána nebo když tabulka CAT byla nalezena s identifikátorem PID = 1 a Table ID 

není roven 1.


Service Information Repetition Rate Error (SI_Repetition_Error, Priorita 3) 

MPEG-2 a DVB tabulky musí být opakovány v minimálních a maximálních časových 

intervalech. Četnost opakování závisí na odpovídajícím typu tabulky (viz tab. 4.3). 

Chyba se objeví se když - časový interval mezi tabulkami servisních informací SI je 

příliš dlouhý nebo naopak příliš krátký. 

Monitorování NIT, SDT, EIT, RST and TDT/TOT tables (NIT_Error, SDT_Error, 

EIT_Error, RST_Error, TDT_Error, Priorita 3) 

Chyba se objeví se když - odpovídající paket je obsažen v TS, ale má chybný index 

nebo časový interval mezi dvěma sekcemi uvedených tabulek SI je příliš dlouhý nebo příliš 

krátký. 

Tab. 4.3: Opakovací čas tabulek PSI/SI [1]. 

Nedefinovaný PID (Unreferenced_PID, Priorita 3) 

Chyba se objeví se když - paket s neznámým identifikátorem je součástí TS a v tabulce 

PMT nemá identifikátor. 

Chyby při přenosu dalších servisních informací (SI_Other_Error) 

Další servisní informace (SI_other) mohou být přenášeny pro další kanály standardu 

DVB. Jsou to NIT_other, SDT_other and EIT_other tables. Tabulky SI_other mohou být 

zjištěny podle PID a Table ID. 

Chyba se objeví se když - časový interval mezi tabulkami SI_other je příliš dlouhý nebo 

příliš krátký. 

4.4 Rozhranní pro digitální videosignály 

Digitální videosignály – jsou přenášeny jako sériová data s datovým tokem 270 Mbit/s 

přes 75 Ω koaxiální vedení zakončené konektory BNC. Není žádný rozdíl mezi vedením 

a kabelem pro videosignál podle standardu CCIR 601 (SDI rozhranní) a transportním tokem 

MPEG-2 (sériový TS ASI).


SDI (Serial Digital Interface) – sériový digitální nekomprimovaný videosignál s 

konstantním datovým tokem 270 Mbit/s. 

TS ASI (Transport Stream Asynchronous Serial Interface) – MPEG-2 TS na 

sériovém rozhranní s nižším datovým tokem. Datový tok je asynchronní s konstantním 

datovým tokem 270 Mbit/s kvůli distribučním cestám ve studiích. 

Fyzické rozhranní SDI a TS ASI je stejné, liší se pouze datový obsah. 

Příklad: TS má datový tok 38 Mbit/s, který je doplněn bity do datového toku 

270 Mbit/s na TS ASI rozhranní. 

4.4.1 Paralelní a sériové rozhranní podle standardu CCIR 601 

Paralelní - signály LVDS (Low Voltage Differential Signaling), ECL úrovně 

a negované TTL úrovně (+/- 800 mV). Inverzní datový signál je navíc přenášen v krouceném 

páru kvůli eliminaci vlivu šumu a rušení (viz tab. 4.4). 

Sériové – SDI, BNC konektor, 800 mV. 

Tab. 4.4: Paralelní CCIR 601 a TS rozhranní [1].


4.4.2 Synchronní paralelní rozhraní transportního toku (TS Parallel) 

TS Parallel rozhranní (viz obr. 4.27) bylo navrženo pro plnou kompatibilitu 

s paralelním CCIR 601 rozhranním. Signály jsou opět LVDS s ECL úrovněmi, které jsou 

přenášeny krouceným párem. Alokace datového signálu na jednotlivých pinech konektoru je 

shodná, avšak pouze 8 datových bitů je využito (ve srovnání s CCIR 601) (viz tab. 4.4). 

Obr. 4.27: TS Parallel rozhranní [1]. 

Datový tok přenášený přes rozhranní je vždy synchronní s MPEG-2 TS, který je vysílán 

(např. 38 Mbit/s). Transportní tok tedy zůstává nezměněn. 

Rozhranní může pracovat se 188 B pakety nebo s 204 B a 208 B pakety MPEG-2 TS 

(díky Reed Solomonovu protichybovému zabezpečení DVB nebo ATSC signálů 

v přenosovém kanále). 

Doplňkové byty jsou vloženy navíc do datového toku (viz obr. 4.28 a 4.29). 

Obr. 4.28: Přenosový formát se 188 B pakety [1]. 

Obr. 4.29: Přenosový formát se 188 B pakety a s 16 doplňkovými B [1]. 

4.4.3 Asynchronní sériové rozhraní transportního toku (TS ASI) 

Asynchronní TS sériové rozhranní (viz obr. 4.30) s konstantním s datovým tokem 

270 Mbit/s. Datové symboly (8 bitů) jsou přenášeny přes rozhranní vždy s maximálním 

datovým tokem 270 Mbit/s, což není synchronní s transportním tokem MPEG-2. Výhodou 

však je, že stejný distribuční systém může být použitý i pro SDI.


Každý symbol je doplněn 2 přídavnými bity v souladu se standardizovanou tabulkou. 

Na jednu stranu tyto bity představují irrelevantní data (dummy), která pouze vyplňují datový 

tok, na druhou stranu ale kompenzují DC složku signálu. 

Burst mód – TS pakety zůstávají nezměněné a doplňkové pakety jsou vloženy 

k dosažení datového toku 270 Mbit/s (viz obr. 4.31). 

Single-byte mód – doplňkové bity jsou vloženy do každého symbolu a paketu 

k dosažení stejného datového toku 270 Mbit/s (viz obr. 4.3(viz obr. 4.21)1). 

Obr. 4.30: TS ASI rozhranní [1]. 

Obr. 4.31: TS ASI v Single-byte módu (nahoře) and v Burst módu (dole) [1]. 


1. Jaký je rozdíl mezi elementárními toky ES a PES? Jakou délku mají pakety PES? 

Jakým způsobem lze multiplexovat pakety PES do transportního toku TS? 

2. Čím je tvořen transportní tok TS ? Co je to tzv. statistický multiplex? 

3. Jakou základní strukturu a délku má paket MPEG-2 TS bez zabezpečení a se 

zabezpečením RS? 

4. V jakých šesti základních krocích je synchronizován dekodér na MPEG-2 TS? 

Po kolika paketech TS podle standardu DVB proběhne synchronizace a ztráta 

synchronizace dekodéru? 

5. Co specifikuje tabulka PAT a PMT a co je to PID? Uveďte jednoduchý příklad na 

vámi definovaném transportním toku několika programů. Napište i význam 

jednotlivých zkratek. 

6. Co specifikuje tabulka CAT a k čemu je využita zpráva ECM a EMM při 

deskramblování kódovaného programu? Napište i význam jednotlivých zkratek. 

7. Uveďte alespoň jeden příklad tabulky pro programové informace PSI a servisní 

informace SI. Které z nich jsou vztaženy ke standardu MPEG a které k DVB?


8. Jaký datový tok má synchronní rozhranní TS Parallel? V jakém formátu jsou 

přenášeny pakety bez zabezpečení a se zabezpečením kódem RS? 

9. Jaký datový tok má asynchronní rozhranní TS ASI? V jakých módech může být toto 

rozhranní provozováno při přenosu paketů MPEG-2 TS? 

10. Do jakých skupin se podle priority dělí chyby při přenosu MPEG-2 TS? Jak se 

obecně chyba v každé skupině projeví na sledovaném programu vybraného 

elementárního toku? Jakým způsobem jsou tyto chyby monitorovány? 



[ 2 ] ETSI TR 101 290 v1.2.1 (2001-05). Technical report. Digital Video broadcasting 

(DVB); Measurement guidelines for DVB systems. ETSI, 2001. 

[ 3 ] ETSI EN 300 468 v1.6.1 (2004-06). European standard. Digital Video broadcasting 

(DVB); Specification for Service Information (SI) in DVB systems. ETSI, 2006.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

5 KANÁLOVÉ KÓDOVÁNÍ A ZABEZPEČENÍ PROTI CHYBÁM.............................4 

5.1 DOPŘEDNÁ CHYBOVÁ KOREKCE FEC.............................................................................. 4 

5.1.1 Možné typy chyb.......................................................................................... 5 

5.2 REED-SOLOMONOVO KÓDOVÁNÍ..................................................................................... 7 

5.2.1 RS kód a kódování / dekódování ve frekvenční oblasti ............................... 8 

5.2.2 RS kód a kódování / dekódování v časové oblasti..................................... 10 

5.2.3 Účinnost RS kódování ............................................................................... 10 

5.3 KONVOLUČNÍ KÓDOVÁNÍ .............................................................................................. 11 

5.3.1 Stavový diagram modelu kodéru............................................................... 13 

5.3.2 Mřížový diagram modelu kodéru .............................................................. 13 

5.3.3 Kódování s následným Viterbiho dekódováním ........................................ 14 

5.3.4 Hard decision a soft decision (pevné a proměnné rozhodnutí příjmu)..... 16 

5.3.5 Zúžení konvolučního kódu......................................................................... 17 

5.3.6 Účinnost konvolučního kódování .............................................................. 18 

5.4 PROKLÁDÁNÍ - INTERLEAVING ...................................................................................... 18 

5.4.1 Konvoluční prokládání.............................................................................. 20 

5.5 INVERZE SYNCHRONIZACE V KANÁLOVÉM MODULÁTORU............................................. 21 

5.6 ENERGETICKÝ ROZPTYL V KANÁLOVÉM MODULÁTORU................................................. 21 

5.7 KANÁLOVÉ KÓDOVÁNÍ A KOREKCE CHYB V DVB ......................................................... 22 





OBR. 5.1: PŘENOS SE ZABEZPEČENÍM PROTI CHYBÁM.................................................................4 

OBR. 5.2: MOŽNÉ TYPY CHYB.....................................................................................................5 

OBR. 5.3: ROZDĚLENÍ KÓDŮ .......................................................................................................5 

OBR. 5.4: BLOKOVÉ A KONVOLUČNÍ KÓDY.................................................................................6 

OBR. 5.5: ZŘETĚZENÍ KÓDŮ ........................................................................................................7 

OBR. 5.6: KÓDOVÁNÍ A DEKÓDOVÁNÍ RS KÓDU VE FREKVENČNÍ OBLASTI .................................8 

OBR. 5.7: ZPĚTNOVAZEBNÍ POSUVNÁ REGISTR PRO VÝPOČET E(Z).............................................9 

OBR. 5.8: RS KODÉR A DEKODÉR................................................................................................9 

OBR. 5.9: RS DEKÓDOVÁNÍ V ČASOVÉ OBLASTI........................................................................10 

OBR. 5.10: ZBYTKOVÁ CHYBOVOST RS KÓDŮ S PARAMETRY (255, 255-2T).............................11 

OBR. 5.11: MODEL TVORBY KONVOLUČNÍHO KÓDU .................................................................11 

OBR. 5.12: MODEL TVORBY KONVOLUČNÍHO KÓDU K VYSVĚTLENÍ ZÁKLADNÍCH PRINCIPŮ.....12 

OBR. 5.13: ZÁKLADNÍ KONVOLUČNÍ KODÉR – PŘÍKLAD PRO DEKÓDOVÁNÍ...............................12 

OBR. 5.14: STAVOVÝ DIAGRAM MODELU KODÉRU....................................................................13 

OBR. 5.15: MŘÍŽOVÝ (TRELLIS) DIAGRAM................................................................................14 

OBR. 5.16: MŘÍŽOVÝ DIAGRAM (TRELLIS) MODELU KODÉRU....................................................14 

OBR. 5.17: MŘÍŽOVÝ DIAGRAM VITERBIHO DEKÓDOVÁNÍ........................................................15 

OBR. 5.18: HUSTOTA PRAVDĚPODOBNOSTI PŘIJATÉHO SIGNÁLU A PEVNÉ PRAHOVÁNÍ.............17 

OBR. 5.19: HUSTOTA PRAVDĚPODOBNOSTI PŘIJATÉHO SIGNÁLU A PROMĚNNÉ PRAHOVÁNÍ......17 

OBR. 5.20: ZBYTKOVÁ BITOVÁ CHYBOVOST KONVOLUČNÍHO KÓDOVÁNÍ S POMĚREM 1/2 

PŘI QPSK MODULACI ........................................................................................................18 

OBR. 5.21: PROKLÁDÁNÍ BĚHEM KANÁLOVÉHO KÓDOVÁNÍ......................................................19 

OBR. 5.22: PRINCIP BLOKOVÉHO PROKLÁDÁNÍ .........................................................................19 

OBR. 5.23: INTERLEAVING / DE-INTERLEAVING .......................................................................20 

OBR. 5.24: PRINCIP KONVOLUČNÍHO PROKLÁDÁNÍ (FORNEY)...................................................20 

OBR. 5.25: INVERZE SYNCHRONIZACE ......................................................................................21 

OBR. 5.26: ENERGETICKÝ ROZPTYL..........................................................................................22 

OBR. 5.27: KÓDOVÁNÍ FEC VE STANDARDU DVB-S A T .........................................................22 

OBR. 5.28: KÓDOVÁNÍ FEC VE STANDARDU DVB-C ...............................................................22 

OBR. 5.29: KONVOLUČNÍ KODÉR A ZÚŽENÍ KÓDU.....................................................................23 

OBR. 5.30: ZÚŽENÍ KÓDU NA POMĚR R .....................................................................................23


5 Kanálové kódování a zabezpečení proti chybám 

Cílem kapitoly je seznámit studenty s principem přenosu se zabezpečením proti 

chybám, dopřednou chybovou korekcí FEC, Reed-Solomonovým kódováním proti 

symbolovým chybám, konvolučním kódováním proti bitovým chybám, prokládání proti 

shlukovým (burstovým) chybám, zabezpečením FEC v DVB a specifikace kanálového 

kódování včetně doplňkových funkcí kanálového kodéru. 

5.1 Dopředná chybová korekce FEC 

MPEG zdrojové kódování odstraňuje redundanci a irelevanci digitálního signálu. 

Takový signál je více náchylný na chyby vzniklé při přenosu. Pokud je přenášen MPEG 

kódovaný obraz, chybovost přenosu se projeví přenosem alespoň jednoho chybného 

makrobloku (nebo několika). 

Obr. 5.1: Přenos se zabezpečením proti chybám [1]. 

Chyby při přenosu jsou způsobeny příliš velkou úrovní šumu, při které je detekční 

úroveň v demodulátoru narušena a přijaté vzorky signálu jsou chybné. 

Kanálové zabezpečení je zajištěno dopřednou chybovou korekcí FEC (Forward Error 

Correction). Ta umožňuje přijímači při příjmu a dekódování opravit chyby vzniklé při 

přenosu a v přenosovém kanále. 

Princip zabezpečení proti chybám přenosu je uveden na obrázku (viz obr. 5.1). 

V přijímači a jeho kanálovém kodéru je zdrojově kódovanému signálu přidána redundance. 

To umožňuje kanálovému dekodéru v přijímači opravit některé chyby. Přidaná redundance 

(data, která nejsou obsažena ve zdrojově kódovaném signálu) vede k nárůstu celkového 

objemu přenášených dat. 

Digitálně modulovaný signál je přeložen chybami v přenosovém kanále, které způsobují 

chyby jednotlivých bitů. Úlohou kanálového kódování je nalézt pozice těchto chybných 

bitů pomocí vyhodnocení přidané redundance (která ovšem může být také postižena 

chybami) a provést jejich inverzi (opravu bitů). Přidaná redundance je pak odstraněna.


5.1.1 Možné typy chyb 

Jednotlivé typy chyb jsou (viz obr. 5.2): 

• Bitová chyba – ojedinělá v datovém toku. 

• Shluková chyba – blok chybných bitů délky n, ve kterém je nejméně první a poslední 

bit chybný (ne všechny). 

• Symbolová chyba – jeden chybný symbol s délkou např. 8 bitů (chyby se mohou 

vyskytovat náhodně). 

Obr. 5.2: Možné typy chyb [1]. 

Obr. 5.3: Rozdělení kódů [1].


a) b) 

Obr. 5.4: Blokové a konvoluční kódy [1]. 

Nejdůležitějším kritériem při zabezpečení dat je rozdílné působení blokových kódů 

a konvolučních kódů (rozdělení kódů také viz obr. 5.3). 

V případě blokových kódů je vstupní datový tok rozdělen do bloků konstantní délky m, 

kde m označuje počet symbolů. Každý symbol může být obsahovat jeden nebo více bitů. 

Symbolově orientované kódy jsou vhodné k opravě symbolových chyb, přičemž nemá žádný 

význam, který z jednotlivých bitů symbolu je chybný. Chybová korekce musí nejenom najít 

chybný symbol, ale také vyhodnotit jeho skutečnou hodnotu, tak aby binární kód mohl 

opravit jednotlivé bity pomocí bitové inverze. 

Vypočtená redundance je přidána k vlastním m informačním symbolům pomocí k 

korekčních symbolů. Blok délky n = m + k je přenesen s kódovým poměrem R, což je podíl 

mezi počtem informačních symbolů m a přenášených symbolů n (viz obr. 5.4a). 

Vypočtená redundance je přidána k vlastním m informačním symbolům pomocí k 

korekčních symbolů. Blok délky n = m + k je přenesen s kódovým poměrem R, což je podíl 

mezi počtem informačních symbolů m a přenášených symbolů n. 

Konvoluční kódy se liší v tom, že vždy používají binární posuvný registr. Neobsahují 

žádné dělení na předvolené segmenty vstupního datového toku, ale vstupní data jsou 

kódována do sekvence výstupních dat. Generování výstupních dat v každém kroku 

odpovídá právě obsahu posuvného registru a dále jeho součtu s daty ze zvolených výstupů 

jednotlivých pozic registru. 

Kódový poměr R je definován jako poměr počtu m vstupních bitů k celkovému počtu n 

výstupních bitů, které jsou generovány v každém kroku (R je vždy < 1) (viz obr. 5.4b). 

Zřetězením různých kódů (viz obr. 5.5) je možné dosáhnout zvýšení účinnosti chybové 

korekce. Tento postup kódování rovněž zvyšuje přenášený objem dat. První použitý kód se 

nazývá vnější kód (na začátku kódování a na konci dekódování), druhý použitý kód se 

nazývá vnitřní kód. 

Chybovost přenosu lze definovat jako: 

• BER (bit-error rate) bitová chybovost – podíl chybně dekódovaných bitů 

k celkovému počtu přijatých bitů. 

• SER (symbol-error rate) symbolová chybovost – podíl chybně dekódovaných 

symbolů k celkovému počtu přijatých symbolů.


5.2 Reed-Solomonovo kódování 

Obr. 5.5: Zřetězení kódů [1]. 

Reed-Solomonův kód je symbolově orientovaný kód (1 symbol = 8 bitů). Chybová 

korekce musí nejen rozeznat chybný symbol v bloku symbolů délky n, ale musí také 

vyhodnotit hodnotu původního symbolu. 

RS kódování a dekódování vyžaduje značné množství matematického aparátu a výpočet 

v poli 256 konečných prvků (v případě 8 bitů na jeden symbol). Použitá aritmetika musí 

zajišťovat, že výsledek výpočtu používající prvky tohoto pole musí být opět prvek tohoto 

pole. Aritmetikou se rozumí součet, rozdíl, násobení a podíl a všechny tyto operace musí být 

platné v poli konečných prvků. 

RS kódování používá prostor Galoisova pole GF(q), konečného pole s omezeným 

počtem různých prvků (v DVB q = 2 w , kde w = 8 a q = 256). RS kódy a jejich přesná definice 

jsou založeny na kódování a dekódování ve frekvenční oblasti (DFT je v Galoisove poli 

definována), i když tato oblast není obvykle používána v praxi. 

Převod procesu kódování a dekódování do časové oblasti je relativně jednoduchý 

a musí zajišťovat opět prvky konečného Galoisova pole, a to v oblasti časových vzorků 

obrazu funkce. 

Vlastnosti GF(2 w ) jsou: 

(1) Prvky pole GF(2 w ) jsou polynomy stupně < w. 

(2) Koeficienty polynomů jsou rovny 0 nebo 1. 

(3) Součet dvou elementů pole je roven součtu modulo 2 ⇒ XOR polynomiálních 

koeficientů které sobě navzájem odpovídají mocninou. 

(4) Násobení dvou elementů pole je násobením polynomů a následnému součtu modulo 2 

s generujícím polynomem g(x) pole GF(2 w ). 

(5) Generující polynom g(x) pole GF(2 w ) může být volitelný volně z tabulek, musí však 

být stupně w a neredukovatelný. 

Odpovídající definice DFT transformace a inverzní funkce IDFT jsou uvedeny 

v rovnicích (5.1) a (5.2), kde α je tzv. primitivní prvek. Definice DFT a IDFT v GF:


• DFT v Galoisově poli GF(2w) 

∑ − N 1 

+ il 

Al = aiα 

pro = 2 −1 

i= 

0 

w 

• IDFT v Galoisově poli GF(2w) 

∑ − N 1 

−il 

al = Aiα 

pro = 2 −1 

i= 

0 

w 

N a l = 0K N −1 

( 5.1 ) 

N a l = 0K N −1 

( 5.2 ) 

5.2.1 RS kód a kódování / dekódování ve frekvenční oblasti 

RS kód umožňující opravu t chyb (q = 2 w a délka bloku n = q – 1) je množinou všech 

slov, jejichž spektrum v GF(q) je rovno nule v k = 2t následných prvcích. 

RS kódový vektor může být generován pomocí teorému využívající kořeny a spektrální 

složky (viz obr. 5.6): 

1. Galoisovo pole GF(2 w ) je vybráno a definováno pomocí generujícího polynomu g(x) 

a primitivního prvku α. 

2. Blok délky n (n = q – 1) jsou určeny. 

3. Po určení možnosti korekce chyb t kódu, jsou známy i k a m (n = m + k). 

4. Ve spektrální oblasti k pozic C0 … C2t-1 bloku s délkou n je nastaveno na 0. 

Tyto pozice pak obsahují 2t po sobě jdoucích nul. 

5. Informační symboly jsou umístěny do m pozic C2t … Cn-1. 

6. Po provedení IDFT transformace je generován RS kódový vektor c(X). 

Obr. 5.6: Kódování a dekódování RS kódu ve frekvenční oblasti [1]. 

V přenosovém kanále je přenášený kódový vektor c(X) přeložen chybovým vektorem 

e(X), který je přijímači neznámý. V přijímači je spektrum R(Z) vypočteno pomocí DFT z 

vektoru r(X) obsahujícího chyby. Nyní je možné vyhodnotit, zda chyby vznikly během 

přenosu. Jestliže pozice E0 … E2t-1 nejsou nulové, spektrum R(Z) přijatého vektoru bylo


aditivně sečteno ze spektrem E(Z) chybového vektoru. Otázkou je stanovení spektra 

chybového vektoru E(Z). Pak teprve může být stanoven původní vektor C(Z). 

Úkolem chybové korekce je stanovení všech pozic E(Z) ze známých pozic E0 … E2t-1 

spektra E(Z) chybového vektoru e(X). 

Poslední operací, je aditivní kombinace E(Z) s R(Z), tak aby byla přijata původní zpráva 

C(Z). K vyřešení tohoto úkolu je stanoven chybový lokalizační polynom λ(X). Ten je 

definovaný tak, že na pozicích na kterých má chybový vektor e(X) koeficienty nerovny nule 

(pozice chyb), odpovídající koeficienty λ(X) jsou nulové. Transformovaný chybový 

lokalizační polynom λ(X) je označen jako λ(Z). Koeficient El může být rekurzivně vypočítaný 

z El-1 … El-t, což vede na implementaci pomocí zpětnovazebního posuvného registru 

(viz obr. 5.7). 

Součtem R(Z) a E(Z) je nakonec stanoven kódový vektor C(Z). 

Obr. 5.7: Zpětnovazební posuvná registr pro výpočet E(Z) [1]. 

Obr. 5.8: RS kodér a dekodér [1].


5.2.2 RS kód a kódování / dekódování v časové oblasti 

Nevýhodou zpracování ve frekvenční oblasti (viz obr. 5.8) je implementace DFT 

transformace a dále fakt, že původní informace není identifikovatelná v přenášeném kódovém 

vektoru. Tyto nevýhody lze odstranit kódováním a dekódováním v časové oblasti 

(viz obr. 5.9): 

1. Aritmetické operace v poli GF(2 w ), generující polynom g(x) a primitivní prvek pole α 

jsou stejné jako v předchozím případě. 

2. Informační symboly jsou umístěny na prvních m pozicích kódového slova. 

3. Kódování používá specifický kódový generátor ve formě polynomu, nulové pozice 

jsou vázány na vytvoření 2t po sobě následných nul ve spektru. 

4. Informace uložené na prvních m pozicích jsou děleny modulo 2 generujícím 

mnohočlenem g(x). 

5. Během dekódování je vyhodnocen syndrom pro lokalizační polynom Λ(Z). 

6. Syndrom je nalezen pomocí Euclidova Berlekampova algoritmu a poté je vyhodnocen 

polynom vyčíslení chyb Ω(Z). 

7. Pomocí substituce všech mocnin primitivního prvku α v polynomech Λ(Z) a Ω(Z) a 

vyhodnocením informací o poloze a hodnotách chyb lze stanovit chyby v přijímaném 

vektoru kódového slova. 

5.2.3 Účinnost RS kódování 

Obr. 5.9: RS dekódování v časové oblasti. 

Nezávisle na způsobu kódování a dekódování ve frekvenční nebo časové oblasti je 

účinnost RS kódů stejná. I když jsou RS kódy symbolově orientovány, analýza jejich 

účinnosti je založena na vyhodnocení bitové chybovosti. 

Účinnost kódování stoupá se zvyšujícím se počtem testovacích symbolů. 

Při vstupní bitové chybovosti 2E -3 je zbytková bitová chybovost kódu RS (255, 205) 

rovna cca 1E-10 – zisk kódování je v řádu více než 10 (viz obr. 5.10). 

V případě kódu RS (255, 239) je při stejné vstupní bitové chybovosti výstupní 

chybovost rovna 9E-4 – zisk kódování je pouze mírně větší než 0,5. Ve všech standardech 

DVB je při přenosu používán modifikovaný (zkrácený) kód RS (204, 188), který dosahuje 

výstupní zbytkovou chybovost cca 1E-11 při vstupní chybovosti 2E-4, přičemž umožňuje 

opravu až 8 chybných symbolů v bloku.


Obr. 5.10: Zbytková chybovost RS kódů s parametry (255, 255-2t) [1]. 

5.3 Konvoluční kódování 

Konvoluční kódování je binární kódování, ve kterém jsou vstupní data rozprostřena 

do několika přenášených symbolů. 

Konvoluční kód je vždy binárně orientovaný ! 

Obr. 5.11: Model tvorby konvolučního kódu [1]. 

Informace obsahující individuální bity je přivedena do posuvného registru ke 

kódování. Kódovaný signál je získán pomocí kombinace stavu registru na jeho jednotlivých 

výstupech (viz obr. 5.11). 

Pro každý individuální bit přivedený do posuvného registru jsou generovány dva 

výstupní bity jako výstupní symbol. Počet vstupních linek kodéru je roven m, počet 

výstupních linek je roven n. Kódový poměr R je pak roven podílu m a n. 

Působení kodéru (paměť s kapacitou S ⋅ m posuvného registru s délkou S) je 

definováno jako počet předcházejících bitů, které přispívají ke kódování aktuálního bitu.


Délka působení K = (S + 1) ⋅ m popisuje celkový počet bitů, které přispívají k procesu 

kódování. Jako stavový automat má kodér počet vnitřních stavů roven 2 S ⋅ m. Kodér je dále 

charakterizován počtem a pozicí odboček posuvného registru, které jsou definovány 

generujícím polynomem G (0/1 odpovídá odbočkám a LSB bit je na vstupu posuvného 

registru). 

Obr. 5.12: Model tvorby konvolučního kódu k vysvětlení základních principů [1]. 

Obr. 5.13: Základní konvoluční kodér – příklad pro dekódování [1]. 

Příklad: Konvoluční kodér (viz obr. 5.12) 

Počet vstupních linek m = 2 

Počet výstupních linek n = 3 

Kódový poměr R = m / n = 2/3 

Paměť S ⋅ m = 6 

Počet stavů 2 S⋅ m = 64 

Délka působení K = (S + 1) ⋅ m = 8 

Generující polynom G1 = 1+X2+X3 (15OCT) 



Příklad: Konvoluční kodér (viz obr. 5.13) 

Počet vstupních linek m = 1


Počet výstupních linek n = 2 

Kódový poměr R = m / n = 1/2 

Paměť S ⋅ m = 2 

Počet stavů 2Sm = 4 

Délka působení K = (S + 1) ⋅ m = 3 


Generující polynom G2 = 1+X2 (5OCT) 

5.3.1 Stavový diagram modelu kodéru 

Stavový automat je charakterizován počtem jeho možných interních stavů. Jeden nebo 

dva bity mohou být změněny do nového stavu v závislosti na aktuálním vstupním symbolu a 

na aktuálním vnitřním stavu automatu. Ten bývá obvykle vyjádřen stavovým diagramem 

(viz obr. 5.14). 

Kombinace 1/0 v kroužcích popisují stav automatu nebo aktuální obsah posuvného 

registru. Dvě přechodové šipky se rozbíhají z každého stavu a další dvě vždy do něj 

směřují. První bit kombinace 1/01 na přechodové šipce popisuje vstupní bit. Druhé dva bity 

jsou data na výstupu 1 a 2. 

5.3.2 Mřížový diagram modelu kodéru 

Obr. 5.14: Stavový diagram modelu kodéru [1]. 

Dalším způsobem jak popsat stav kodéru - automatu je mřížový (trellisův) diagram. 

Stavy jsou vykresleny pod sebou v jednom směru, čas ve směru druhém (viz obr. 5.15). 

Z každého stavu vedou dvě cesty do stavu nového, v závislosti na tom, zda 1 (tenké 

čáry) nebo 0 (tlusté čáry) byla na vstupu kodéru. Výstupní data jsou kódována v přechodech 

mezi stavy (viz obr. 5.16). 

Příklad: Pokud uvažujeme stav 00 jako počáteční stav a čteme 1 na vstupu kodéru, 

nový stav pak představuje 01 (pohyb po tenké čáře) a na výstupu je generováno 11. 

Mřížový diagram je také používán pro následné Viterbiho dekódování. Na rozdíl od 

kódování při procesu dekódování se prohodí vstup a výstup stavového diagramu.


Obr. 5.15: Mřížový (trellis) diagram [2]. 

Obr. 5.16: Mřížový diagram (trellis) modelu kodéru [1]. 

5.3.3 Kódování s následným Viterbiho dekódováním 

Příklad: Kódová sekvence ke kódování a přenosu je rovna 1011000. V přenosovém 

kanále nastanou přenosové chyby, nechť tedy dvě pozice jsou zatíženy chybou vedoucí 

k inverzi příslušného bitu. 

Sekvence (předpokládaná): 

1 0 1 1 0 0 0 

Kódovaná bitová sekvence: 

11 10 00 01 01 11 00 

Chybový vektor (předpokládaný): 

01 00 10 00 00 00 00 

Přijatá sekvence: 

10 10 10 01 01 11 00


Obr. 5.17: Mřížový diagram Viterbiho dekódování [1]. 

1. Dekodér je ve stavu 00 a přijatá sekvence je 10: 

Je zřejmé ze stavového diagramu, že kodér nemohl generovat tuto sekvenci, jsou dvě 

možnosti: 

- zaslání 00 a držení stavu 00, pouze jeden bit byl přijat, součet správně přijatých bitů 

je zaznamenán jako 1 v přechodech diagramu, 

- zaslání 11 a přechod do stavu 01, pouze jeden bit byl přijat, součet správně přijatých 

bitů je zaznamenán opět jako 1 v přechodech diagramu,


2. Dekodér opět přijal sekvenci 10: 

- za stavu 00, když byla dekódována druhá vstupní bitová sekvence je očekáván příjem 

00 a udržení stavu 00 (nebo 11 a 01), dva správné bity byly rozpoznány ze 4 do té 

doby přijatých, 

- za stavu 01 je přijato 01 s přechodem do stavu 11 a jeden správně přijatý bit je zatím 

v součtu (nebo 10 a 10), celkově 3 správné bity jsou očekávány. 

Metrika Δ – vyjadřuje součet správně přijatých bitů, sledováním vybrané cesty 

přechodů v mřížovém diagramu. Vyšší metrika znamená vyšší pravděpodobnost, 

že cesta v mřížovém diagramu odpovídá cestě, která byla zaznamenána v kodéru. 

3. Po třetí přijaté bitové sekvenci 10 jsou všechny možné přechody mezi stavy 

v mřížovém diagramu analyzovány. Vstupní bitová sekvence je srovnána s 

očekávanými hodnotami při příjmu. Principem Viterbiho dekódování je nyní přesný 

výběr ze dvou přechodů, které mají vyšší metriku (odmítnutí přechodů s nižší 

metrikou = menší pravděpodobnost). 

4. Pokračuje zpracování následných bitových sekvencí 01, 01 a 11 a následné vymazání 

přechodů s nižší metrikou, cesta mřížovým diagramem s větší metrikou je vybrána. 

5. Poslední sekvence 00 je přijata a vybraná cesta mřížovým diagramem je vyznačena 

v obrázku tučnou čarou. 

Cesta s metrikou Δ = 12 v mřížovém diagramu je nejvíce pravděpodobná (vyznačena 

tučně). 

Nejvíce pravděpodobná sekvence stavů automatu je vyhodnocena a za pomoci 

stavového digramu lze dekódovat původní sekvenci dat. Srovnáním nejvyšší metriky 

s počtem přijatých bitů lze vyhodnotit počet přenosových chyb. Výsledek: 

Nejvíce pravděpodobná sekvence: 

00 01 10 01 11 10 00 00 

Opravená přijímaná sekvence: 

11 10 00 01 01 11 00 

Dekódovaná sekvence: 

1 0 1 1 0 0 0 

5.3.4 Hard decision a soft decision (pevné a proměnné rozhodnutí příjmu) 

Zobecněná hustota pravděpodobnosti při příjmu původní vyslané sekvence, která byla 

vyslána přes chybový kanál je uvedena na obrázcích. 

Buď byl přenesen symbol xi = 0 nebo xi = 1. Díky šumu v přenosovém kanále nebyl 

přijat signál s diskrétními stavy, ale signál yi s širokým rozsahem hodnot a rozdělením 

s podmíněnou pravděpodobností p(yi⏐xi) . 

Při hard-decision dekódování, je rozsah yi rozdělen pevným prahem. Je stanovena 

metrika δ = 0,5 pro srovnání dvou bitů při dekódování (viz obr. 5.18).


Obr. 5.18: Hustota pravděpodobnosti přijatého signálu a pevné prahování [1]. 

Obr. 5.19: Hustota pravděpodobnosti přijatého signálu a proměnné prahování [1]. 

Při soft-decision dekódování je vyhodnoceno několik stavů yi, rozsah yi je rozdělen na 

několik prahů a kvantován při reprezentaci na např. 3-bitový proměnný práh (viz obr. 5.19). 

Toto zpracování vede k přesnějšímu odhadu pravděpodobnosti toho, že vybraná cesta 

mřížovým diagramem při dekódování je správná. 

5.3.5 Zúžení konvolučního kódu 

Jednou z nevýhod konvolučního kódování je nízká užitečná datová rychlost, která je 

nejnižší právě pro poměr R = 1/2. Znamená to, že k přenosu je potřeba právě dvojnásobný 

počet bitů, než je skutečný počet informačních bitů (datový tok obsahuje 50 % redundanci). 

Zúžením kódového poměru může být datová rychlost zvýšena, což však vyžaduje také 

zvýšení korekčních nároků. 

Sekvence (předpoklad): 

1 0 1 1 0 0 0 

Kódovaná data, poměr 1/2: 

11 10 00 01 01 11 00 

Zúžení do poměru 3/4: 

11 10 00 01 01 11 00 

Přenesená data (bez chyb): 

11 00 01 11 00 

Rekonstrukce dat pro dekódování: 

11 X0 0X 01 X1 1X 00


Příklad: Při použití předchozího modelu kodéru s poměrem R = 1/2 lze provést zúžení 

kódu. Každý třetí bit kódované datové sekvence není přenesen (je vytečkován = punctured), 

kódový poměr se zvýší na R = 3/4. 

Dekodér se pokouší rekonstruovat originální datový poměr s R = 1/2 vkládáním 

symbolů X (= “don’t care”) po každém druhém přijatém bitu. Při výpočtu metriky δ pro 

Viterbiho dekódování je každý symbol přijatý s proměnným prahováním soft decision 

a symbol X s metrikou δ = 0,5. 

5.3.6 Účinnost konvolučního kódování 

Zbytková bitová chybovost konvolučního kódování s poměrem R = 1/2 je vykreslena 

jako funkce poměru Eb/N0 (energie přenesená na bit dělená výkonovou hustotou bílého 

Gaussovského šumu, kterým je zarušen signál v přenosovém kanále) (viz obr. 5.20). 

Parametr K vyjadřuje délku působení použitého kódu. 

Účinnost kódování stoupá se stoupající délkou K. 

V DVB standardu je použito konvoluční kódování s poměrem R = 1/2 a s délkou 

působení kódu K = 7. Pokud je Eb/N0 = 3,2 dB (teoreticky stanovená hodnota) je možné 

dosáhnou bitovou chybovost méně než 2E-4 na výstupu dekodéru. Poměr odpovídá 

maximální chybovosti na vstupu RS dekodéru, na závěr je dosažená bitová chybovost na 

výstupu RS dekodéru menší než 1E-11. 

Obr. 5.20: Zbytková bitová chybovost konvolučního kódování s poměrem 1/2 

při QPSK modulaci [1]. 

5.4 Prokládání - Interleaving 

Z důvodu opravy dlouhých úseků shlukových chyb spolu s výskytem bitových chyb 

a krátkých symbolových chyb je prokladač (interleaver) vložen mezi vnější a vnitřní kód 

kanálového kodéru (viz obr. 5.21).


Obr. 5.21: Prokládání během kanálového kódování [1]. 

Symboly generované vnějším kodérem (1 symbol = 1 byte) jsou čteny do paměťové 

matice blokového prokladače řádek za řádkem. Matice je čtena sloupec za sloupcem 

a symboly jsou posílány do vnitřního kodéru samostatně (viz obr. 5.22). Po prokládání jsou 

dva po sobě následující symboly z vnějšího kodéru od sebe odděleny na přesně daný rozestup 

daný počtem sloupců matice. 

Hlavní parametr prokládání je tedy hloubka prokládání I. 

Obr. 5.22: Princip blokového prokládání [1]. 

Ve vysílači jsou výstupní symboly vnitřního dekodéru, které mohou být zatíženy 

chybami, zapisovány sloupec po sloupci do matice zpětného prokladače (de-interleaveru) 

(viz obr. 5.13). Dlouhé shlukové chyby, které nemohou být opraveny vnitřním dekodérem, se 

objeví v jednom sloupci. Díky opačnému směru čtení řádek po řádku z matice nyní budou 

tyto chyby obsaženy pouze vždy po jedné na jeden rámec vnějšího kódu. 

Bez prokládání a zpětného prokládání by všechny shlukové chyby byly obsaženy 

v jednom rámci vnějšího kódu. Výsledkem by bylo selhání dekodéru! 

Nevýhodou blokového prokladače mohou být periodická rušení, která zatěžují stejné 

symboly v každém sloupci a mohou vést k selhání vnějšího dekodéru. Ten pak může chybné 

symboly umístit do jednoho řádku při zpětném prokládání. Blokový prokladač má relativně 

vysoké nároky na paměť, kterou potřebuje ke své činnosti, což může být také nevýhoda. Další 

nevýhodou je nutná dvojitá synchronizace, např. nestačí získat začátek vektoru vnějšího kódu, 

ale je třeba také získat první rámec vnějšího kódu, který začíná na prvním řádku zpětného 

prokladače.


5.4.1 Konvoluční prokládání 

Obr. 5.23: Interleaving / de-interleaving [2]. 

Skládá se z (I - 1) posuvných registrů s délkou M, … , (I - 1)M a odpovídajících 

multiplexerů a demultiplexerů (znázorněny jako spínače), každý z nich připojuje posuvný 

registr na vstup nebo na výstup (viz obr. 5.24). 

Obr. 5.24: Princip konvolučního prokládání (Forney) [1]. 

Tak jako dříve platí, že I je hloubka prokládání a M je základní zpoždění. Zpoždění 

je rovno M = n/I, kde n představuje délku rámce vnějšího kódu. 

V každém kroku multiplexer a demultiplexer přepíná na příslušný vstup a výstup. 

Následující symbol je načten do toho posuvného registru, který je právě připojen na vstup 

a jiný symbol je odebrán z výstupu zmíněného posuvného registru. V případě připojení na 

synchronizaci (sync path), je vstup připojen přímo na výstup. To zajišťuje, že mezi 

následujícími symboly na vstupu je přeneseno M ⋅ I následných symbolů. 

Zpětný prokladač je navržen tak, aby zajistil nulové zpoždění symbolů z prokladače, 

kde bylo zpoždění naopak maximální. Celkové zpoždění je rovno M ⋅ (I-1) ⋅ I pro všechny 

symboly. Pohyb přepínačů musí být synchronní! (viz šipky obr. 5.24)


5.5 Inverze synchronizace v kanálovém modulátoru 

MPEG-2 TS je složen z paketů konstantní délky 188 B, obsahující 4 B hlavičku a 184 B 

užitečného obsahu (payload). 

Hlavička začíná synchronizačním bytem 0x47 (47HEX), který se opakuje konstantním 

intervalu 188 B. 

Na rozhranní kanálového kodéru je signál synchronizován na sync byte. 

V následujícím bloku (energy dispersal unit) je každý osmý synchronizační byte 

invertován na hodnotu 0xB8 (místo 0x47) pomocí bitové inverze. Ostatních sedm 

synchronizačních bytů zůstává nezměněno (viz obr. 5.25). 

Při použití inverzní synchronizace, jsou do datového signálu vloženy přídavné časové 

značky (timing stamps) vždy po 8 paketech transportního toku. Tyto časové značky jsou 

nutné pro resetování jednotky energetického rozptylu (energy dispersal) ve vysílači 

a přijímači. 

Obr. 5.25: Inverze synchronizace [2]. 

5.6 Energetický rozptyl v kanálovém modulátoru 

K dosažení energetického rozptylu je generována pseudonáhodná bitová sekvence 

(PRBS), která je čas od času definovaným způsobem resetována. Spouštění a resetování je 

zajištěno vždy, když je synchronizační byte invertován. Datový tok je poté sloučen 

s pseudonáhodnou sekvencí pomocí funkce Exclusive OR (XOR). 

Funkce XOR narušuje dlouhé sekvence jedniček nebo nul. Pokud je energeticky 

rozptýlený datový tok sloučen opět se stejnou PRBS v přijímači, rozptyl je následně 

eliminován a jeho vliv je potlačen. 

Přijímač obsahuje identický obvod obsahující 15 stavový posuvný registr 

(viz obr. 5.26) se zpětnou vazbou, který je načítán od počátku po každém invertovaném 

synchronizačním byte. To znamená, že oba posuvné registry (ve vysílači i v přijímači) musí 

pracovat zcela synchronně a jsou synchronizovány sekvencí 8 paketů, po nichž dochází opět 

k inverzi synchronizačního byte.


Obr. 5.26: Energetický rozptyl [2]. 

5.7 Kanálové kódování a korekce chyb v DVB 

Pro přenos a zabezpečení digitální televize přes satelitní, pozemní a kabelové vysílání 

a sítě je využíván RS kód společně s konvolučním kódem a prokládáním (viz obr. 5.27). 

Obr. 5.27: Kódování FEC ve standardu DVB-S a T [1]. 

Obr. 5.28: Kódování FEC ve standardu DVB-C [1]. 

RS kód je založený na Galoisově poli GF(28) a proto mají symboly velikost 8 bitů. 

Kód RS (255, 239) byl vybrán s 239 informačními symboly pro možnost opravy až 

8 chybných symbolů pomocí 16 symbolů redundantních. 

Protože MPEG-2 paket má délku 188 B, RS kód byl zkrácen, např. prvních 

51 informačních bytů je nastaveno na nuly nebo nejsou přenášeny vůbec. Tímto způsobem je 

vytvořen kód zkrácený kód RS (204, 188).


Po vnějším RS kodéru je použito konvoluční prokládání s hloubkou I = 12. Díky délce 

rámce vnějšího kódu n = 204 je základní zpoždění M = n / I = 17. 

Na závěr je na proložené symboly aplikován konvoluční kód. Jeho poměr je roven 

R = 1/2, délka působení je rovna K = 7. Odbočky posuvného registru jsou definovány 

generujícími polynomy G1 = 171OCT a G2 = 133OCT. Další kódové poměry je možné 

dosáhnout pomocí zúžení kódu - 2/3, 3/4, 5/6 a 7/8 (viz obr. 5.29 a 5.30). 

Kódování proti chybám přenosu pro přenos pře kabelové sítě DVB-C je podobné, pouze 

neobsahuje vnitřní kodér konvolučního kódu (viz obr. 5.28). Důvod je zřejmý, dosažený 

poměr S/N v kabelové síti je daleko větší než pro satelitní a terestrický příjem. 

Obr. 5.29: Konvoluční kodér a zúžení kódu [2]. 

Obr. 5.30: Zúžení kódu na poměr R [2].



1. Jaké je základní blokové schéma přenosu při zabezpečení proti chybám? Jaké typy 

chyb se mohou v obecném datovém toku vyskytnout? 

2. Jaká je základní charakteristika blokových zabezpečovacích kódů? Jakým způsobem 

je provedeno zabezpečení a detekce chyby? 

3. Jaká je základní charakteristika konvolučních kódů? Jakým způsobem je provedeno 

zabezpečení a detekce chyby? 

4. K čemu lze využít a jak lze provést tzv. zúžení konvolučního kódu? Jaké poměry 

konvolučního kódu se používají při přenosu DVB? Který z nich zajišťuje nejvyšší 

ochranu a který z nich má nejvyšší redundanci? 

5. Na jakém principu pracuje obecný kodér a dekodér prokládání? Jaký je hlavní 

parametr prokládání a čím jsou určeny rozměry matice prokládání v DVB? 

6. Na jakém principu pracuje kodér a dekodér konvolučního prokládání? Co je to 

základní zpoždění kodéru a co určuje hloubka prokládání v blokovém schématu? 

7. K čemu je využita inverze synchronizačních byte v kanálovém modulátoru? Jak 

souvisí s energetickým rozptylem kódovaných dat transportního toku? 

8. K čemu je určen tzv. energetický rozptyl v kanálovém kodéru? Jakým způsobem je 

proveden energetický rozptyl kódovaných dat transportního toku? 

9. Co je to zkrácený RS kód? Kdy se při přenosu digitální televize využívá a jak lze tzv. 

zkrácený kódu provést? 

10. Z jakých bloků je tvořen kanálový kodér FEC pro standard DVB? Jak bloky kodéru a 

jeho parametrů liší pro přenos satelitní, kabelový a pozemní? 





[ 3 ] Vít, V. Televizní technika – přenosové barevné soustavy. BEN – technická literatura, 

Praha, 1997.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

6 DIGITÁLNÍ MODULAČNÍ METODY PRO OBLAST DIGITÁLNÍ TELEVIZE ...4 

6.1 ZÁKLADY DIGITÁLNÍ MODULACE QPSK A M-QAM ....................................................... 4 

6.1.1 Digitální směšovač ...................................................................................... 5 

6.1.2 IQ modulátor............................................................................................... 5 

6.1.3 IQ demodulator ........................................................................................... 8 

6.1.4 IQ demodulátor s metodou fs/4 ................................................................... 9 

6.1.5 Využití Hilbertovy transformace při IQ modulaci..................................... 10 

6.1.6 Praktické využití Hilbertovy transformace................................................ 11 

6.2 MODULACE S VÍCE NOSNÝMI – PRINCIP ......................................................................... 12 

6.2.1 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) ................................ 13 

6.2.2 Generování OFDM symbolů ..................................................................... 14 

6.2.3 Ochranný interval ..................................................................................... 18 

6.2.4 Vícecestné šíření........................................................................................ 19 

6.2.5 Doplňkové signály ve spektru OFDM ....................................................... 20 





OBR. 6.1: VEKTOROVÁ REPREZENTACE HARMONICKÉHO SIGNÁLU.............................................4 

OBR. 6.2: DIGITÁLNÍ SMĚŠOVAČ – PRINCIP. ................................................................................5 

OBR. 6.3: IQ MODULÁTOR. .........................................................................................................5 

OBR. 6.4: IQ MODULACE A TABULKA MAPOVÁNÍ........................................................................6 

OBR. 6.5: KONSTELAČNÍ DIAGRAM QPSK, 16-QAM, 64-QAM (VLIV ŠUMU A ZNÁZORNĚNÍ 

ROZHODOVACÍCH HLADIN). .................................................................................................6 

OBR. 6.6: IQ MODULACE S ŘÍZENÍM AMPLITUDY A FÁZE.............................................................7 

OBR. 6.7: IQ MODULACE V ČASOVÉ OBLASTI..............................................................................7 

OBR. 6.8: IQ DEMODULÁTOR. .....................................................................................................8 

OBR. 6.9: IQ MODULACE A DEMODULACE V ČASOVÉ OBLASTI....................................................8 

OBR. 6.10: IQ DEMODULÁTOR S METODOU FS/4..........................................................................9 

OBR. 6.11: METODA FS/4 A DEMODULACE V ČASOVÉ OBLASTI. ..................................................9 

OBR. 6.12: DEMODULACE FS/4 V ČASOVÉ OBLASTI. .................................................................10 

OBR. 6.13: PŘENOSOVÁ FUNKCE HILBERTOVY TRANSFORMACE...............................................10 

OBR. 6.14: SPEKTRUM KOSINU, SINU A REÁLNÉHO SIGNÁLU.....................................................11 

OBR. 6.15: POTLAČENÍ POSTRANNÍHO PÁSMA POMOCÍ HILBERTOVY TRANSFORMACE. ............11 

OBR. 6.16: FOURIEROVA TRANSFORMACE OBDÉLNÍKOVÉHO IMPULSU. ....................................13 

OBR. 6.17: OFDM SPEKTRUM - ILUSTRACE..............................................................................13 

OBR. 6.18: OKÉNKOVÁNÍ OFDM SYMBOLU. ............................................................................14 

OBR. 6.19: ORTOGONALITA OFDM VE SPEKTRÁLNÍ OBLASTI. .................................................14 

OBR. 6.20: TEORETICKÁ KONFIGURACE OFDM MODULÁTORU. ...............................................15 

OBR. 6.21: PRAKTICKÁ IMPLEMENTACE OFDM MODULÁTORU................................................15 

OBR. 6.22: IFFT SYMETRICKÉHO SPEKTRA...............................................................................16 

OBR. 6.23: IFFT ASYMETRICKÉHO SPEKTRA.............................................................................16 

OBR. 6.24: IFFT SLOŽKY S PROMĚNNOU FREKVENCÍ. ...............................................................16 

OBR. 6.25: OFDM SE 3 NOSNÝMI GENEROVANÝMI POMOCÍ IFFT. ...........................................17 

OBR. 6.26: OFDM S 12 NOSNÝMI GENEROVANÝMI POMOCÍ IFFT. ...........................................17 

OBR. 6.27: GENEROVÁNÍ OCHRANNÉHO INTERVALU V PRAXI...................................................18 

OBR. 6.28: OFDM SYMBOLY S PRÁZDNÝM OCHRANNÝM INTERVALEM....................................18 

OBR. 6.29: OFDM SYMBOLY SE ZAPLNĚNÝM OCHRANNÝM INTERVALEM................................19 

OBR. 6.30: VÍCECESTNÉ ŠÍŘENÍ DVOU SIGNÁLŮ........................................................................19 

OBR. 6.31: REÁLNÉ DVB-T OFDM SPEKTRUM S BOČNÍMI RAMENY........................................20


6 Digitální modulační metody pro oblast digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základy digitální modulace a strukturou IQ 

modulátoru a demodulátoru, aplikací Hilbertovy transformace v IQ modulátoru 

a přenosu signálu s jednou nosnou a více nosnými a včetně OFDM přenosového 

multiplexu, funkcí ochranného intervalu a problematikou vícecestného šíření. 

6.1 Základy digitální modulace QPSK a M-QAM 

K přenosu digitálních signálů lze využít amplitudové a frekvenční klíčování. 

Vektorovou reprezentaci nosné vlny uvádí obrázek (viz obr. 6.1). 

Obr. 6.1: Vektorová reprezentace harmonického signálu [2]. 

Formy jednotlivých modulací: 

• Amplitudová modulace - Amplitude modulation (AM) 

• Frekvenční modulace - Frequency modulation (FM) 

• Fázová modulace - Phase modulation (PM) 

• Amplitudové klíčování - Amplitude shift keying (ASK) 

• Frekvenční klíčování - Frequency shift keying (FSK) 

• Fázové klíčování - Phase shift keying (PSK) 

• Kvadraturní amplitudová modulace - Amplitude and phase shift keying (QAM) 

IQ modulace – obecná forma kombinace amplitudové a fázové modulace. 

Příklad: K přenosu datového toku 10 Mbit/s pomocí ASK je třeba šířka pásma alespoň 

10 MHz pokud je používán NRZ kód. Pomocí ASK jsou vytvořeny dvě postranní pásma a RF 

signál má šířku pásma, která odpovídá datovému toku signálu v základním pásmu (nebo je 

ještě větší díky digitální filtraci k potlačení rušení sousedních kanálů!).


To co požadujeme je redukce šířky pásma pro přenos signálu. Cílem je omezení 

šířky pásma pomocí parametrů, které jsou ve vztahu k datovému toku přenášeného signálu 

(šířka pásma


Pomocí IQ modulátoru lze modulovat pouze fázovou informaci nebo amplitudovou 

a nebo kombinaci obou – amplitudová + fázová modulace. Datový tok je převeden na dva 

modulační signály pomocí mapování (viz obr. 6.4). Tabulka mapování popisuje pravidla 

rozdělení datového toku na modulační signály. 

Obr. 6.4: IQ modulace a tabulka mapování [2]. 

Místo modulace QPSK se častěji používají modulace s vyšším počtem stavů. Datový 

tok modulace 16-QAM (viz obr. 6.5) po mapování představuje čtvrtinu původního datového 

toku = požadovaná šířka pásma je redukována na čtvrtinu. Počet bitů přenášených v jednom 

symbolu odpovídá logaritmu se základem 2 počtu konstelačních bodů diagramu. 

Obr. 6.5: Konstelační diagram QPSK, 16-QAM, 64-QAM (vliv šumu a znázornění 

rozhodovacích hladin) [2]. 

Harmonický výstup modulátoru tak lze řídit v amplitudě i fázi (viz obr. 6.6 a 6.7).


Obr. 6.6: IQ modulace s řízením amplitudy a fáze [2]. 

Obr. 6.7: IQ modulace v časové oblasti [2].


6.1.3 IQ demodulator 

Číslicově modulovaný signál je přiveden opět do I a Q směšovače (demodulátoru). 

Ve stejné chvíli jsou obnoveny nosná a symbolová frekvence v bloku zpracování 

signálu (viz obr. 6.8). K obnovení nosné je třeba vstupní signál umocnit na druhou 

a spektrální složku nosné ve spektru pak lze zachytit pomocí smyčky fázového závěsu PLL. 

Symbolová frekvence je zachycena časově vždy v polovině symbolové periody. 

Problém může nastat s demodulátory, které obnovují nosnou s nejistou fází 90 o . 

Pomocí směšování IQ složek lze obnovit signál v základním pásmu. Nosná musí být 

potlačena pomocí DP filtrace ještě předtím, než signály vstoupí do inverzního mapování 

(de-mapování). Inverzní mapování → původní datový tok. 

Časové průběhy při demodulaci uvádí obrázek (viz obr. 6.9). 

Obr. 6.8: IQ demodulátor [2]. 

Obr. 6.9: IQ modulace a demodulace v časové oblasti [2].


6.1.4 IQ demodulátor s metodou fs/4 

Modulovaný signál prochází filtrem DP (anti-alliasingovým) a poté je vzorkován A/D 

převodníkem, který pracuje se čtyřnásobnou frekvencí IF modulovaného signálu 

(viz obr. 6.10). Pokud má nosná frekvence vstupního signálu kmitočet fIF, vzorkovací 

frekvence je rovna 4fIF. To znamená, že nosná je vzorkována čtyřikrát během jedné 

periody. 

A/D převod je zcela synchronní s frekvencí nosné, rotující vektor v rovině IQ 

(viz obr. 6.11) je vzorkován přesně ve stejných okamžicích (viz obr. 6.12). 

Každý druhý vzorek v I a Q větvi má záporné znaménko a musí být násoben -1. Signály 

v základním pásmu jsou obnoveny poté, co se signály i(t) a q(t) ustálí během každé 

symbolové periody (změna stavu větve). Ustálení je zpožděno po sepnutí A/D převodníku 

o polovinu symbolové periody a signál je třeba synchronizovat pomocí digitální filtrace. 

Výstupní signál je interpolován pomocí filtru FIR, jsou tak získány mezilehlé hodnoty vzorků. 

Základní zpoždění filtru FIR je třeba kompenzovat zpožděním „delay“ ve druhé větvi. 

Obr. 6.10: IQ demodulátor s metodou fs/4 [2]. 

Obr. 6.11: Metoda fs/4 a demodulace v časové oblasti [2].


Obr. 6.12: Demodulace fs/4 v časové oblasti [2]. 

6.1.5 Využití Hilbertovy transformace při IQ modulaci 

Hilbertův transformátor (HT) je blok zpracování signálu, jehož hlavní činností je 

fázový posun harmonického signálu o 90 o . To znamená, že kosinus je transformován 

na sinus a sinus na mínus kosinus. Amplituda zůstává neměnná. Spektrum harmonických 

signálů je uvedeno na obrázku (viz obr. 6.14). 

Vlastnosti HT (přenosová funkce viz obr. 6.13): 

• všechny záporné frekvence jsou násobeny j, kladné –j , 

• platí pravidlo j ⋅ j = -1 , 

• reálné spektrální koeficienty se stávají imaginárními a naopak , 

• násobení j nebo –j může invertovat záponou nebo kladnou část spektra. 

HT transformace cos na sin a sin na –cos může být aplikována na libovolný 

harmonický signál v časové oblasti. Hilbertova transformace posouvá fázi harmonických 

složek signálu v časové oblasti o 90 o , HT se tedy stává 90 o posuvným fázovým článkem 

pro všechny harmonické složky. 

Obr. 6.13: Přenosová funkce Hilbertovy transformace [2].


Obr. 6.14: Spektrum kosinu, sinu a reálného signálu [2]. 

6.1.6 Praktické využití Hilbertovy transformace 

Postranní pásmo nebo části postranního pásma mohou být potlačeny během modulace. 

SSB modulace můžeme dosáhnout pomocí DP filtrace (analogová televize), avšak dojde 

k významnému zkreslení skupinovým zpožděním. 

Modulátor s potlačením jednoho postranního pásma pracuje následovně: do IQ 

modulátoru je přiveden modulační signál, který je ve větvi I nezměněn a ve větvi Q má 90 o 

fázový posuv. Fázový posuv o plus nebo mínus 90 o ve větvi Q způsobí potlačení horního 

nebo dolního postranního frekvenčního pásma (viz obr. 6.15). 

Obr. 6.15: Potlačení postranního pásma pomocí Hilbertovy transformace [2].


Implementace ideálního analogového fázového článku s posuvem o 90 o pro všechny 

harmonické složky v základním pásmu je obtížná. Digitální Hilbertův transformátor 

posouvá fázi o 90 o všech reálných harmonických signálů v časové oblasti. 

Plné čáry v obrázku představují na f = 0 spektrum signálu v základním pásmu, 

přerušované čáry jsou spektra po HT signálu v základním pásmu. Ve spektru tak lze 

znázornit, potlačení dolního (příklad viz obr. 6.15) nebo horního postranního pásma. 

6.2 Modulace s více nosnými – princip 

Přenos s jednou nosnou – používá digitální modulace ve formě FSK a vektorové 

modulace (QPSK, QAM). Díky vícecestnému šíření se projevují v kanále úniky, které jsou 

frekvenčně a polohově selektivní. Dále mohou být zřejmá echa, přeslechy ostatních signálů, 

impulsní rušení a amplitudová a skupinová zpoždění. 

Přenos s více nosnými – informace je přenášena digitálně pomocí velkého množství 

(až tisíců) nosných frekvencí s násobným protichybovým zabezpečením a datovým 

prokládáním. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) a Discrete multitone 

(DMT) modulace představují modulace pro terestrický přenos. 

Vlastnosti terestrického přenosu: 

• Vícecestné šíření přes různé zpožděné cesty způsobené odrazy od budov, hor, stromů, 

automobilů atd. 

• Aditivní šum - Additive White Gaussian Noise (AWGN). 

• Úzkopásmové a širokopásmové interference a rušení způsobené pohonnými 

jednotkami, motory a ostatními rádiovými zdroji. 

• Dopplerův efekt, např. posuv frekvence při mobilním příjmu. 

Pokud je datový tok digitálních signálů přenášen nosnou s modulací vektorů 

(IQ modulace), šířka pásma odpovídá symbolové rychlosti. Dostupná šířka pásma pro přenos 

je obvykle specifikovaná předem. Symbolovou rychlost lze získat výpočtem pomocí typu 

modulace (počet stavů) a datového toku. 

Modulace s jednou nosnou – vysoká symbolová rychlost (1 - 30) MS/s → velmi krátká 

symbolová perioda 1 μs i méně, zpožděný signál může být řádově (100 - 250) μs (přibližně až 

70 km) v případě terestrického příjmu, zpožděné signály mohou způsobovat ISI mezi 

sousedními nebo i vzdálenými symboly. 

Ochranný interval – pokud je symbolová perioda prodloužena na co největší délku 

kvůli minimalizaci ISI, lze vložit mezeru mezi jednotlivé symboly. 

Únik – pokud je informace rozdělena mezi mnoho nosných a je použit systém 

protichybového zabezpečení, dostupná šířka pásma zůstává konstantní, jednotlivé nosné nebo 

jejich pásma mohou být postiženy únikem (ne všechny). 

Modulace s více nosnými – symbolová rychlost je redukována podle počtu nosných 

a symboly jsou stejným způsobem prodlouženy až tisícekrát na dobu trvání cca ms → žádný 

únik a žádné ISI díky dlouhým symbolům a mezerám mezi nimi.


6.2.1 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) 

Modulace s více nosnými až s tisíci subnosnými, ortogonálními mezi sebou (žádné 

rušení navzájem). Informace je kódována s protichybovou korekcí a prokládáním → 

COFDM (Coded). Každá subnosná je vektorově modulována nezávisle na ostatních 

subnosných pomocí QPSK, 16-QAM, 64-QAM atd. 

Obr. 6.16: Fourierova transformace obdélníkového impulsu [2]. 

Obr. 6.17: OFDM spektrum – ilustrace [2]. 

V průběhu přenosu může být v přenosovém kanále informace přenášena kontinuálně 

nebo v časových slotech (time slot). V druhém případě je možné přenášet různé zprávy 

a data v různých časových slotech z různých zdrojů. 

Všechny subnosné mají konstantní frekvenční rozestup Δf (viz obr. 6.17). Signál 

nosné je harmonický s kmitočtem fS = 1/TS a nese IQ modulovanou informaci. 

Modulovaný signál je sestaven ze sinusových harmonických složek, které jsou omezeny 

obdélníkovým oknem – burstový paket. Konvoluce ve frekvenční oblasti zajišťuje, 

že spektrum obdélníkového okna a sinusových průběhů se překrývá (viz obr. 6.16 a 6.19).


Obr. 6.18: Okénkování OFDM symbolu [2]. 

Obr. 6.19: Ortogonalita OFDM ve spektrální oblasti [2]. 

Ve spektrální oblasti je odstup mezi nulovými složkami spektra roven Δf = 1/Δt 

(podmínka ortogonality) (viz obr. 6.18 a 6.19). 

Burstový paket s mnoha modulovanými subnosnými se nazývá OFDM symbol. 

DVB-T: OFDM 

• Mód 2k (2048 subnosných, odstup Δf = 4 kHz, délka symbolu Δt = 250 μs) 

• Mód 8k (8192 subnosných, odstup Δf = 1 kHz, délka symbolu Δt = 1 ms) 

6.2.2 Generování OFDM symbolů 

Stejně jako v metodách s jednou nosnou, každá subnosná vyžaduje mapování symbolů 

podle QPSK, 16-QAM, 64-QAM. Každá subnosná je modulována nezávisle na ostatních (viz 

obr. 6.20). Všechny modulační procesy jsou synchronizovány s ostatními, v každém případě 

je vždy generován symbol s délkou Δt = 1/Δf. Ve skutečnosti jsou OFDM symboly 

generovány násobným mapováním, ve kterém jsou generovány dvě tabulky (reálná 

a imaginární část), následovány inverzní FFT (IFFT) (viz obr. 6.21).


OFDM modulátor se sestává z IFFT bloku následovaného komplexním směšovačem 

(I/Q modulátorem), do kterého jsou přivedeny jeden po druhém reálné a imaginární symboly. 

Po IFFT pracuje směšovač opět v časové oblasti. 

Obr. 6.20: Teoretická konfigurace OFDM modulátoru [2]. 

Obr. 6.21: Praktická implementace OFDM modulátoru [2]. 

Reálné (komplexní) signály v časové oblasti jsou přepokládány když spektrum splňuje 

podmínky symetrie (asymetrie). 

Po I/Q modulaci je generován amplitudově modulovaný signál s potlačenou nosnou. 

Změnou frekvence subnosné je dosaženou pouze změny kosinusového a sinusového 

výstupního signálu. 

Každá subnosná im(t) je o 90 o posunuta od re(t) a má stejnou amplitudu.


Obr. 6.22: IFFT symetrického spektra [2]. 

Obr. 6.23: IFFT asymetrického spektra [2]. 

Obr. 6.24: IFFT složky s proměnnou frekvencí [2].


Obr. 6.25: OFDM se 3 nosnými generovanými pomocí IFFT [2]. 

Obr. 6.26: OFDM s 12 nosnými generovanými pomocí IFFT [2]. 

S použitím více a více nosných je generován signál s téměř náhodným tvarem 

průběhu (viz obr. 6.22 až 6.26). Pro re(t) a im(t) část signálu stále platí, že v časové oblasti 

mají 90 o fázový posuv. 

Složka im(t) je Hilbertovou tranformací složky re(t). Tato transformace způsobuje 

90 o fázový posuv všech spektrálních složek. 

Díky faktu, že každá ze subnosných ve složkách re(t) a im(t) má stejnou amplitudu 

a přesný posuv 90 o , pak horní kmitočtové pásmo OFDM nezpůsobuje žádný přeslech do 

spodního kmitočtového pásma. 

Více nosných způsobuje více náhodný tvar odpovídajícího OFDM symbolu. Symboly 

jsou počítány a generovány v čase za sebou způsobem zřetězení (pipeline).


6.2.3 Ochranný interval 

Perioda za periodou má OFDM symbol stejnou konstantní generovanou délku Δt = 1/Δf. 

Mezi symboly je udržován ochranný interval s nastavitelnou délkou. Uvnitř ochranného 

intervalu zanikne případný přijatý zpožděný signál nebo ISI. Generování ochranného 

intervalu ilustruje obrázek (viz obr. 6.27). 

Ochranný interval musí být delší než nejdelší čas zpožděného signálu v přenosovém 

systému. Na konci intervalu musí všechna přenosová zkreslení zaniknout. 

Ochranný interval není nastaven pouze na nulové symboly (viz obr. 6.28). Obvykle je 

do něj vložen konec následujícího symbolu a tak ho nelze pozorovat na osciloskopu 

(viz obr. 6.29). 

Obr. 6.27: Generování ochranného intervalu v praxi [2]. 

Obr. 6.28: OFDM symboly s prázdným ochranným intervalem [2].


Obr. 6.29: OFDM symboly se zaplněným ochranným intervalem [2]. 

6.2.4 Vícecestné šíření 

Začátek a konec symbolu je pouze obtížně detekovatelný v případě vícecestného šíření. 

Pokud je konec následujícího symbolu zopakován v předcházejícím ochranném intervalu, část 

signálu se nachází v čase několikrát za sebou a tento interval může být nalezen poměrně 

jednoduše pomocí autokorelační funkce v přijímači. To umožňuje najít začátek a konec 

oblasti, ve které symboly nejsou ovlivněny ISI díky odraženému signálu. Obrázek ukazuje 

příjem 2 signálů – cesta 1 a cesta 2 – zpožděná (viz obr. 6.30). 

Obr. 6.30: Vícecestné šíření dvou signálů [2]. 

Pomocí autokorelační funkce přijímač ovlivňuje pozici FFT vzorkovacího okénka, 

které má délku přesně jednoho symbolu. Umístění okénka je nutné synchronizovat do začátku 

oblasti, která neobsahuje rušivé signály. Vzorkovací okénko není umístěno přesně do 

aktuálního symbolu. Jeho správné umístění má za následek eliminaci fázové chyby, která 

způsobuje natočení všech konstelačních diagramů a musí být odstraněna v následném 

zpracování.


6.2.5 Doplňkové signály ve spektru OFDM 

Ne všechny nosné spektra OFDM (viz obr. 6.31) obsahují užitečný signál. Kategorie 

OFDM nosných pro digitální televizi jsou: 

• Payload nosné (užitečná data + chybové zabezpečení + vektorová modulace, 

koherentní a diferenční kódování), 

• Nepoužité nosné nastavené na nulu (nosné na rozhranní kanálu, horní a dolní 

rozhranní, prevence přeslechu sousedních kanálů a adaptace bitové kapacity na 

symbol vstupního datového signálu), 

• Pevné (fixed) pilotní nosné (pevná pozice ve spektru, automatic frequency control 

AFC, reálné frekvenční osy s pevnou amplitudou, fázové reference), 

• Rozptýlené (scattered) pilotní nosné (nemají pevnou pozici, rozmítané nosné 

používané pro měření vlastností kanálu pro inverzní korekci v přijímači) 

• Speciální nosné pro doplňkové informace (rychlé informace o vlastnostech 

přenosové cesty od vysílače k přijímači, informace o změnách parametrů vysílání 

např. změna modulace, všechny přenosové parametry). 


Obr. 6.31: Reálné DVB-T OFDM spektrum s bočními rameny [2]. 

1. Jakou strukturu má IQ modulátor pro satelitní přenos DVB? Kolik bitů je přenášeno 

v jednom symbolu a jaký tvar má konstelační diagram? 

2. Jakou strukturu má IQ modulátor pro kabelový přenos DVB? Kolik bitů může být 

přenášeno v jednom symbolu a jaký tvar pak má konstelační diagram? 

3. Jakou obecnou strukturu má IQ demodulátor? Jaký problém při demodulaci způsobí 

nejistota fáze obnoveného nosného kmitočtu? 

4. K čemu je prakticky využita v IQ modulátoru Hilbertova transformace? Kde je 

v blokovém schématu IQ modulátoru Hilbertův transformátor umístěn?


5. Jaké vlastnosti vykazuje obecně signál digitální pozemní televize při šíření? Z jakých 

důvodů je vhodné pro takový přenos využít modulaci s více nosnými? 

6. Jakou teoretickou strukturu má OFDM modulátor pro pozemní přenos DVB? Jakou 

funkci má v modulátoru blok IFFT při praktické implementaci? 

7. V jakých módech lze provozovat modulaci OFDM při pozemním přenosu digitální 

televize? Jaký je mezi jednotlivými módy rozdíl při skutečném vysílání? 

8. Co je to ochranný interval modulace OFDM a jak je definován? Co tento interval 

obsahuje teoreticky a co v praxi při implementaci v OFDM kodéru DVB-T? 

9. Jak vypadá OFDM spektrum signálu pozemní digitální televize na spektrálním 

analyzátoru? Co lze ze spektra určit měřením na spektrálním analyzátoru? 

10. Jaké typy nosných OFDM modulace jsou použity při digitálním pozemním vysílání? 

K čemu jsou tyto nosné využity při skutečném vysílání a příjmu signálu? 











Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

7 STANDARD DVB-S PRO PŘENOS DIGITÁLNÍ TELEVIZE ...................................5 

7.1 ZÁKLADY SATELITNÍHO PŘENOSU A SATELITNÍHO TV VYSÍLÁNÍ..................................... 5 

7.2 SYSTÉMOVÉ PARAMETRY STANDARDU DVB-S............................................................... 6 

7.3 MODULÁTOR STANDARDU DVB-S.................................................................................. 8 

7.4 PŘIJÍMAČ DVB-S (SET-TOP BOX) .................................................................................. 10 

7.5 VLIV PŘENOSOVÉ CESTY NA SATELITNÍ VYSÍLÁNÍ ......................................................... 12 

7.6 PROVOZNÍ VLASTNOSTI STANDARDU DVB-S................................................................ 14 

7.6.1 Užitečný bitový tok .................................................................................... 14 

7.6.2 Požadovaný poměr C/N v přenosovém kanále.......................................... 14 

7.7 MĚŘENÍ SIGNÁLU PŘI PŘÍJMU DVB-S............................................................................ 15 

7.7.1 Měření chybovosti ..................................................................................... 15 

7.7.2 Měření signálu DVB-S pomocí spektrálního analyzátoru......................... 17 

7.7.3 Měření potlačení ramen ............................................................................ 19 

7.7.4 DVB-S testovací a měřící vysílač .............................................................. 19 





OBR. 7.1: PŘÍKLAD KMITOČTOVÉHO USPOŘÁDÁNÍ KANÁLŮ TRANSPONDÉRU NA DRUŽICI...........5 

OBR. 7.2: KONSTELAČNÍ DIAGRAM MODULACE QPSK. ..............................................................6 

OBR. 7.3: ZJEDNODUŠENÉ BLOKOVÉ SCHÉMA ZPRACOVÁNÍ SIGNÁLU NA DRUŽICI......................7 

OBR. 7.4: PŘENOSOVÁ FUNKCE VÝKONU ZESILOVAČE TWTA. ..................................................7 

OBR. 7.5: DVB-S MODULÁTOR (1. ČÁST – FEC KODÉR).............................................................8 

OBR. 7.6: INVERZE SYNCHRONIZAČNÍHO BYTU V MPEG-2 TS. ..................................................8 

OBR. 7.7: ENERGETICKÝ ROZPTYL V DVB-S MODULÁTORU.......................................................9 

OBR. 7.8: IQ MODULÁTOR DVB-S. ............................................................................................9 

OBR. 7.9: FILTRACE ROLL-OFF..................................................................................................10 

OBR. 7.10: DVB-S PŘIJÍMACÍ SYSTÉM (PARABOLICKÁ ANTÉNA, LNB, TUNER). .......................11 

OBR. 7.11: BLOKOVÁ STRUKTURA LNB...................................................................................11 

OBR. 7.12: BLOKOVÁ STRUKTURA DVB-S PŘIJÍMAČE..............................................................11 

OBR. 7.13: VLIVY NA SATELITNÍ PŘENOSOVÉ CESTĚ.................................................................12 

OBR. 7.14: CHYBOVOST BER A C/N PŘI PŘÍJMU DVB-S...........................................................13 

OBR. 7.15: VZTAH MEZI KANÁLOVOU CHYBOVOSTÍ (PRE-VITERBI) A S/N S QPSK MODULACÍ. 14 

OBR. 7.16: OBVOD PRO STANOVENÍ CHYBOVOSTI PRE-VITERBI BER. ......................................16 

OBR. 7.17: SPEKTRUM SIGNÁLU DVB-S...................................................................................17



TAB. 7.1: ENERGETICKÁ BILANCE DOWNLINKU (PŘÍKLAD) ...................................................... 13 

TAB. 7.2: UŽITEČNÝ BITOVÝ TOK V SATELITNÍM KANÁLE DVB-S ........................................... 15 

TAB. 7.3: KÓDOVÝ POMĚR A POŽADOVANÉ C/N ...................................................................... 15


7 Standard DVB-S pro přenos digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základy satelitního přenosu a satelitního TV 

vysílání, systémovými parametry standardu DVB-S, blokovou strukturou modulátoru 

DVB-S (FEC + IQ), blokovým schématem přijímače DVB-S (set-top boxu), vlivem 

vlastností přenosové cesty na satelitní vysílání a jeho příjem, provozními vlastnosti 

standardu DVB-S a měřením jeho signálu. 

7.1 Základy satelitního přenosu a satelitního TV vysílání 

Satelity pro televizní vysílání jsou umístěny na geostacionární orbitě GEO, 

cca 36 000 km nad rovníkem. Doba oběhu je přesně jeden den, pozice satelitu viditelná ze 

země je tedy konstantní. Útlum ve volném prostoru a na danou vzdálenosti je roven 205 dB. 

Downlink – přenos ze satelitu na Zemi musí uvažovat přenosový kanál s limitovaným 

výkonem. Komunikační satelity pro televizní vysílání přenášejí signál v pásmu (10,7 – 12,75) 

GHz, v budoucnu také v uvažovaném pásmu (21,4 – 22,0) GHz. 

Obr. 7.1: Příklad kmitočtového uspořádání kanálů transpondéru na družici [1]. 

Satelitní přenos umožňuje použití přenosového kanálu s větší šířkou pásma 

(viz obr. 7.1) než pozemní přenos televize. Stejné kmitočty mohou být použity na různých 

kmitočtových pozicích a transpondérech díky směrovým charakteristikám přijímacích 

antén pro satelitní televizní vysílání. 

Stejný satelitní systém může být využitý k přenosu jak analogového, tak digitálního 

televizního vysílání. V evropském vysílání jsou digitální programy umístěny v různých 

frekvenčních pásmech současně se stejnými analogovými. 

Jednotka zpracování signálu na družici se nazývá transpondér. Uplink a downlink jsou 

polarizovány pomocí vertikální a horizontální polarizace k dosažení dvojnásobného počtu 

přenášených kanálů (viz obr. 7.1). 

Satelitní kanál přímého televizního vysílání má obvykle šířku od 26 do 36 MHz 

(např. 33 MHz na družici Astra 1F nebo 36 MHz na Eutelsat Hotbird 2). Uplink je v pásmu 

(14 -19) GHz a downlink je v pásmu (11 – 13) GHz.


7.2 Systémové parametry standardu DVB-S 

DVB-S – ETSI evropský standard ETS 300 421 od roku 1994, “Digital broadcasting 

systems for television, sound and data services; Framing structure, channel coding and 

modulation for 11/12 GHz satellite services”. 

Satelitní přenos vyžaduje modulační metody, které jsou odolné vůči šumu 

a nelinearitám - modulační metoda QPSK (viz obr. 7.2) nebo M-PSK využitelná pro 

zvýšení datového toku v satelitním kanále. 

Obr. 7.2: Konstelační diagram modulace QPSK [1]. 

Aktivním prvkem v satelitním transpondéru je TWTA zesilovač (Travelling Wave 

Tubes Amplifier), který způsobuje nelinearitu a vykazuje také modulační charakteristiku. 

Nelinearity nemohou být kompenzovány, způsobují pokles energie ve spektru vysílaného 

signálu. Pokud jsou nelinearity významné, nesmí být informace modulačního signálu nesena 

v amplitudě. 

Uplink - Geostacionární satelity pro přímé televizní vysílání, umístěné trvale nad 

rovníkem na orbitě vzdálené cca 36 000 km přijímají signál DVB-S přicházející z uplinkové 

stanice a přijímaný signál je nejdříve filtrován filtrem pásmové propusti (viz obr. 7.3). 

Ztráty v atmosféře jsou větší než 205 dB a užitečný signál je tedy tlumen. Přijímací anténa 

pro uplink a vysílací anténa pro downlink musí zajišťovat odpovídající zesílení signálu. 

Zpracování na satelitu - Signál DVB-S je konvertován do frekvenčního pásma 

downlinku (11 - 13) GHz a poté zesílen v zesilovačích TWTA. Tyto zesilovače jsou silně 

nelineární a nemohou být korigovány díky nutné úspoře energie na satelitu (napájení den – 

solární články, noc – baterie) (viz obr. 7.4). 

Downlink - Předtím, než je signál DVB-S vyslán zpět na Zem, je nejdříve kmitočtově 

filtrován pro potlačení signálu, který se nachází mimo uvažované pásmo transpondéru 

(viz obr. 7.3). Vysílací anténa downlinku má vyzařovací diagram, který definuje optimální 

pokrytí signálem na Zemi. Toto pokrytí je znázorněno v přijímacích charakteristikách 

ve formě tzv. footprintu. Protože jsou ztráty v atmosféře větší než 205 dB, vysílací anténa 

na satelitu musí zajišťovat vysoký zisk. Přenášený výkon představuje cca 100 W. 

Je nezbytné zvolit symbolovou rychlost, která zajistí užší šířku spektra než je šířka 

transpondéru. Obvyklá symbolová rychlost představuje 27,5 MS/s. Protože modulace QPSK 

umožňuje přenos dvou bitů na symbol, celková bitová rychlost představuje 55 Mbit/s 

(viz vzorec 7.1):


Obr. 7.3: Zjednodušené blokové schéma zpracování signálu na družici [1]. 

Obr. 7.4: Přenosová funkce výkonu zesilovače TWTA [1]. 

gross_data_rateDVB-S = 2 bits/symbol ⋅ 27,5 MS/s = 55 Mbit/s ( 7.1 ) 

Transportní tok MPEG-2 TS vyslaný na satelit jako QPSK modulovaný signál musí být 

zajištěn proti přenosovým chybám pomocí zabezpečení FEC a to ještě než je přiveden do 

modulátoru. Standard DVB-S používá blokový Reed Solomonův kód a konvoluční kódování 

společně s prokládáním. 

Opakování: Paket délky 188 B je zabezpečen cyklickým součtem. Tento součet 

umožňuje nejen detekci chybných paketů, ale také opravu určitého počtu chyb (přímá funkce 

délky cyklického součtu, polovina délky součtu odpovídá počtu opravitelných chyb). Díky 

délce MPEG-2 paketu je používán RS(204,188) kód pro opravu až 8 chybných symbolů. 

Redundantní Reed Solomonovo kódování redukuje celkový datový tok (viz vzorec 7.2): 

net_data_rateRS = gross_data_rate ⋅ 188/204 = 55 ⋅ 188/204 = 50,69 Mbit/s ( 7.2 ) 

Jednoduché symbolové zabezpečení nedostačuje pro satelitní přenos. Konvoluční 

kódování je dále použito po RS zabezpečení. Kódování opět rozšiřuje datový tok. Toto 

rozšíření lze řídit a kontrolovat pomocí parametru kódového poměru (viz vzorec 7.3):


net_data_rateDVB-S 3/4 = code_rate ⋅ net_data_rateRS = 3/4 ⋅ 50.69 = 

38,01 Mbit/s 

( 7.3 ) 

Konvoluční kódování standardu DVB-S umožňuje základní kódový poměr 1/2 

(maximální zabezpečení), 2/3, 3/4, 5/6, 7/8 (minimální zabezpečení). Kompromisem bývá 

kódový poměr 3/4, použitý u většiny transpondérů DVB-S. 

Obr. 7.5: DVB-S modulátor (1. část – FEC kodér) [2]. 

Obr. 7.6: Inverze synchronizačního bytu v MPEG-2 TS [2]. 

7.3 Modulátor standardu DVB-S 

Prvním blokem modulátoru DVB-S (viz obr. 7.5) je interface v základním pásmu. 

Zde je signál synchronizován s MPEG-2 TS, který se skládá z paketů konstantní délky 188 B 

(4 B hlavička + 184 B obsah), hlavička obsahuje synchronizační byte 47hex. 

V následujícím bloku jednotky energetického rozptylu (viz obr. 7.6) je každý 8 byte 

invertován (0x47 → 0xB8 bitovou inverzí) – pro řízení energetického rozptylu a reset 

sekvence PRBS.


Pomocí inverze synchronizačního bytu a doplňujících časových značek po každém 8. 

paketu MPEG-2 TS je umožněno modulátoru ve vysílači a demodulátoru v přijímači přijímat 

pakety synchronizovaně a aplikovat energetický rozptyl na stejné bloky dat (pakety). 

K dosažení energetického rozptylu je generována pseudonáhodná bitová sekvence 

(PRBS), která je čas od času definovaným způsobem resetována. Spouštění a resetování 

je zajištěno vždy, když je synchronizační byte invertován. Datový tok je poté sloučen 

s pseudonáhodnou sekvencí pomocí funkce Exclusive OR (XOR) (viz obr. 7.7). Funkce 

XOR narušuje dlouhé sekvence jedniček nebo nul. Pokud je energeticky rozptýlený datový 

tok sloučen opět se stejnou sekvencí PRBS v přijímači, rozptyl je následně eliminován a jeho 

vliv je potlačen. 

Obr. 7.7: Energetický rozptyl v DVB-S modulátoru [2]. 

Poznámka k zabezpečení FEC: Protože MPEG-2 paket má délku 188 B, tak je použítý 

RS kód zkrácen, např. prvních 51 informačních bytů je nastaveno na nuly nebo nejsou 

přenášeny vůbec. Tímto způsobem je vytvořen zkrácený kód RS (204, 188). Po vnějším RS 

kodéru je použito konvoluční prokládání s hloubkou I = 12. Díky délce rámce vnějšího kódu 

n = 204 je základní zpoždění M = n / I = 17. Parametr I a M určuje rozměr prokládací matice. 

Na závěr je na proložené symboly aplikován konvoluční kód. Jeho poměr je roven R = 1/2, 

délka působení je rovna K = 7. Další kódové poměry je možné dosáhnout pomocí zúžení kódu 

(puncturing) - 2/3, 3/4, 5/6 a 7/8 v obou větvích IQ modulátoru. 

Obr. 7.8: IQ modulátor DVB-S [2]. 

Mapování (viz obr. 7.8) je následováno digitální filtrací, takže spektrum je pozvolna 

omezeno směrem k sousedním kanálům. Toto omezení šířky pásma signálu rovněž 

optimalizuje diagram oka digitálního signálu. Ve standardu DVB-S je filtrace roll-off 

zajištěna s faktorem omezení šířky pásma r = 0,35.


Signál je ve frekvenčním pásmu omezen pomocí tvarování průběhu charakteristiky 

na funkci kvadrátu cos 2 . Kosinové tvarování spektra je způsobeno požadavkem na filtraci 

v přijímači, oba filtry způsobí roll-off filtraci √cos 2 . Roll-off faktor popisuje tvar filtrace 

definované pomocí Δf / fN (viz obr. 7.9). 

Obr. 7.9: Filtrace roll-off [2]. 

Po filtraci je QPSK signál, který je modulován v IQ moulátoru up-konvertován do 

vlastního RF pásma satelitu a poté je výkonově zesílen a přiveden na satelitní anténu. Poté je 

vyslán uplinkem na družici v pásmu (14 - 17) GHz. 

7.4 Přijímač DVB-S (set-top box) 

Signál DVB-S je ze satelitu opět vyzářen zpět na Zemi na vzdálenost cca 36 000 km, je 

utlumen o cca 205 dB a jeho výkon je dále utlumen díky atmosférickým podmínkám při 

příjmu (déšť, sníh, …). Signál je zachycen přijímací parabolickou anténou, v jejímž ohnisku 

je umístěn LNB blok (viz obr. 7.10). 

LNB (Low Noise Block) – umístěn v ohnisku antény, obsahuje vlnovodné vedení s 

detektory pro vertikální a horizontální polarizaci. Rovina polarizace je vybrána pomocí 

amplitudy napájecího napětí LNB bloku (14/18 V) superponovaného na koaxiálním vedení. 

Přijímaný signál je poté zesílen v nízkošumovém zesilovači a down-konvertován do prvního 

mezifrekvenčního IF pásma (950 - 2050) MHz (viz obr. 7.11). 

Moderní univerzální LNB bloky pro příjem digitální satelitní televize obsahují lokální 

oscilátory, které generují kmitočet 9,75 GHz a 10,6 GHz a přijímaný signál je downkonvertován 

buď s kmitočtem 9,75 GHz nebo 10,6 GHz v závislosti na tom, ve kterém 

kmitočtovém pásmu (horní nebo dolní) transpondéru se přijímaný signál nachází. 

DVB-S kanály jsou obvykle ve vyšších pásmech transpondérů a 10,6 GHz oscilátor je 

tak většinou používán k down-konverzi. LNB je přepínán mezi dvěma frekvencemi pomocí 

22 kHz přepínacího napětí, které je (nebo není) superponováno na napájení LNB. Ten je 

napájen přes koaxiální kabel, po kterém se současně přenáší mezifrekvenční signál IF 

v pásmu (950 - 2050) MHz. 

DVB-S přijímač (viz obr. 7.12) – signál prochází další down-konverzí do druhého IF 

satelitního pásma (479,5 MHz). Toho je dosaženo pomocí IQ směšovače, který je řízen 

oscilátorem z obvodu obnovení nosného kmitočtu.


Obr. 7.10: DVB-S přijímací systém (parabolická anténa, LNB, tuner) [1]. 

Obr. 7.11: Bloková struktura LNB [2]. 

Obr. 7.12: Bloková struktura DVB-S přijímače [2].


I a Q signály jsou podrobeny A/D konverzi a dále přivedeny do přizpůsobeného filtru, 

ve kterém je provedena inverzní filtrace (roll-off filtrace √cos2) k filtraci na straně vysílače. 

Roll-off faktor je opět roven r = 0,35. 

Po filtraci je signál přiveden do bloku obnovení nosné a hodinového kmitočtu a dále 

do demapovacího obvodu, který z dvojice bitů v jednotlivých větvích opět generuje datový 

tok. Tento tok je zbaven části přenosových chyb ve Viterbiho dekodéru (konvoluční 

dekódování), který musí znát informaci o případném zúžení a použitém kódovém poměru 

(1/2, …, 3/4, …, 7/8). 

Viterbiho dekodér je následován konvolučním inverzním prokládáním, kde jsou 

jednotlivé shlukové chyby rozptýleny do individuálních symbolových chyb. Chyby i nadále 

obsažené v datovém toku jsou odstraněny pomocí Reed-Solomonova dekodéru 

RS(188, 204). Pokud kanálově zabezpečený paket MPEG-2 TS s délkou 204 B obsahuje více 

než 8 chyb, pak protichybové zabezpečení selže. Transport error indicator v hlavičce 

paketu TS je nastaven na „1” a označuje tento paket za chybný. Ten není dále dekódován 

v MPEG-2 dekodéru a je aplikován mechanismus potlačení chyby. 

Po RS dekódování je aplikován stejně jako na straně vysílače opět energetický rozptyl 

a je zrušena inverze synchronizačních bytů, která jej řídí. Na výstupu interface v základním 

pásmu je dostupný MPEG-2 TS pro MPEG-2 dekodér. 

7.5 Vliv přenosové cesty na satelitní vysílání 

Vlivy jsou omezeny především dosaženým šumem (viz obr. 7.13). IQ modulátor může 

způsobovat různá zesílení v obou I a Q větvích (amplitudová imbalance), dále může mít vliv 

fázová chyba 90 o fázového posouvače nosné vlny (fázová chyba) nebo nedostatečné potlačení 

nosné (carrier supression). Dále mohou příjem ovlivňovat šum a fázový jitter obvodů – 

vše nepodstatné díky použité modulaci QPSK. 

Obr. 7.13: Vlivy na satelitní přenosové cestě [2]. 

Minimální C/N poměry je funkcí kódového poměru (viz obr. 7.14). Chybovosti BER 

pre-Viterbi, post-Viterbi (pre-Reed Solomon) a post-Reed Solomon jsou označeny. 

S minimálním C/N poměrem 6,8 dB mu odpovídá v kanálu chybovost pre-Viterbi BER 

rovna 3E-2. Post-Viterbi BER je potom rovno 2E-4 což odpovídá limitu pro následné RS 

dekódování a dosažení výstupní BER = 1E-11 nebo lepší. Tento údaj odpovídá přibližně jedné 

chybě za hodinu a je definován jako QEF (quasi error-free). Ve stejnou chvíli tyto 

podmínky příjmu odpovídají hranici “fall off the cliff” (nebo nastává tzv. “brickwall effect”). 

Nepatrný nárůst šumu pak způsobí přenosové chyby a strmý nárůst jejich výskytu.


Obr. 7.14: Chybovost BER a C/N při příjmu DVB-S [2]. 

Tab. 7.1: Energetická bilance downlinku (příklad) [2].


Obr. 7.15: Vztah mezi kanálovou chybovostí (pre-Viterbi) a S/N s QPSK modulací [2]. 

7.6 Provozní vlastnosti standardu DVB-S 

7.6.1 Užitečný bitový tok 

Užitečný bitový tok RU lze vypočítat ze symbolové rychlosti RS (viz vzorec 7.4) 

R RS 

bit 

R R 

symbol 

U 1 2 

= , ( 7.4 ) 

kde R1 = 188/204 = 0,922 je kódový poměr pro Reed-Solomonovo kódování a R2 je 

kódový poměr konvolučního kódu s nebo bez zúžení kódu. 

Tabulka (viz tab. 7.2) uvádí možné užitečné bitové toky pro systém s BW/RS = 1,27 jako 

funkci šířky pásma transpondéru BW a kódového poměru. Některé skupiny satelitů Astra 

a Eutelsat používají přenos přes 36 MHz transpondér s BW/RS = 1,309 a kódovým poměrem 

3/4. Symbolová rychlost je rovna 27,5 MS/s a užitečný datový tok je roven 38,01 Mbit/s. 

7.6.2 Požadovaný poměr C/N v přenosovém kanále 

Cílem protichybového zabezpečení je dosáhnout chybovosti ≤ 1E-11 pro následné 

dekódování. Z tohoto důvodu je bitová chybovost ≤ 2E-4 požadována na výstupu Viterbiho 

dekodéru. Toto naopak závisí na kódovém poměru a poměru C/N. Tabulka (viz tab. 7.3) 

uvádí simulované hodnoty pro satelitní přenos podle standardu DVB-S i s předpokládanými 

aditivními ztrátami 0.8 dB jako rezervou pro praktickou implementaci (modulátor, 

demodulátor a TWTA). 

C/N závisí na podmínkách uplinku i downlinku (přenášený výkon, přesné směrování 

obou parabolických antén, rozměr antény a její průměr, meteorologické podmínky, šumové 

číslo přijímače).


Tab. 7.2: Užitečný bitový tok v satelitním kanále DVB-S [1]. 

Tab. 7.3: Kódový poměr a požadované C/N [1]. 

7.7 Měření signálu při příjmu DVB-S 

Satelitní přenos je poměrně robustní a náchylný pouze na šumové poměry (cca 205 dB 

útlum signálu při příjmu) a možné vyzařování díky mikrovlnnému vedení. 

Nezbytné testované parametry signálu DVB-S jsou: 

• úroveň přijímaného signálu (channel power), 

• šumový poměr C/N (carrier/noise ratio), 

• chybovost BER (bit-error rate), 

• potlačení ramen spektra (shoulder attenuation). 

Následující zařízení jsou nutná pro měření DVB-S: 

• moderní spektrální analyzátor, 

• DVB-S měřící přijímač s měřením BER, 

• DVB-S testovací a měřící vysílač pro měření set-top boxů a IDTV přijímačů. 

7.7.1 Měření chybovosti 

Díky vnější a vnitřní ochraně FEC v DVB-S lze vyhodnotit 3 typy chybovosti BER: 

• chybovost pre-Viterbi BER,


• chybovost pre-Reed Solomon BER, 

• chybovost post-Reed Solomon BER. 

Obecný výpočet chybovosti BER lze stanovit jako poměr (viz vzorec 7.5): 

BER = bit errors / transmitted bits ( 7.5 ) 

Obr. 7.16: Obvod pro stanovení chybovosti pre-Viterbi BER [2]. 

Nejdůležitějším měřením chybovosti, které vyhodnocuje informace o přenosové cestě je 

měření pre-Viterbi BER (kanálová chybovost). Může být vyhodnocena pomocí opětovného 

použití datového toku po Viterbiho dekódování do konvolučního kodéru se stejnou 

konfigurací jakou má vysílač (viz obr. 7.16). Pokud jsou data před Vitebiho dekódováním 

srovnána s daty po konvolučním kódování (nutné uvažovat zpoždění kodéru - delay) a tato 

jsou identická, chybovost je nulová (žádné chyby při přenosu). Komparátor pro větev I a Q 

vyhodnocuje rozdíly chybovostí. Bitové chyby jsou pak vztaženy k celkovému počtu 

přenesených bitů v odpovídající datové periodě a tak je vyhodnocena chybovost. 

Rozsah chybovosti pre-Viterbi BER je mezi 1E-9 až 1E-2. 

Viterbiho dekodér umí vyhodnotit pouze podíl bitových chyb. Stále je zachována 

zbytková chybovost před Reed-Solomonovým dekodérem. Počítáním korekčních zásahů 

Reed-Solomonova dekodéru a jejich vztažením k počtu přenesených bitů v odpovídající 

časové periodě lze stanovit chybovost pre-Reed Solomon BER. 

RS dekodér však nedokáže opravit všechny chybné bity, což se odráží v označení 

chybných symbolů v hlavičce chybných paketů TS (transport error indicator bit nastaven 

na „1”). Pokud jsou počítány chybné pakety (wrong packets) MPEG-2 TS, lze stanovit 

chybovost post-Reed Solomon BER. 

Pokud jsou měřeny velmi nízké chybovosti (např. méně než 1E-6), je třeba nastavit 

dlouhé časy měření v řádu minut až hodin. Detekovaná chybovost pak odpovídá přesněji 

skutečné hodnotě. Existuje přímý vztah mezi poměrem C/N a chybovostí BER a naopak BER 

lze použít ke stanovení poměru C/N. 

Každý DVB-S čip demodulátoru přijímače a tak i kompletní přijímač obsahuje obvod 

pro stanovení chybovosti pre-Viterbi BER, protože tato hodnota je využita ke směrování 

přijímací antény a k vyhodnocení kvality signálu při příjmu.


7.7.2 Měření signálu DVB-S pomocí spektrálního analyzátoru 

Spektrální analyzátor může být využitý k měření výkonu v DVB-S kanále 

(viz obr. 7.17), minimálně při uplinku. Může být také využitý při stanovení poměru C/N při 

downlinku, dokonce při přímém měření. Signál DVB-S a jeho vlastnosti mají podobu 

s vlastnostmi šumu, zejména jsou velmi podobné vlastnostem Gaussovského šumu. Lze tedy 

jeho výkon měřit podobně jako v případě šumu. 

Obr. 7.17: Spektrum signálu DVB-S [2]. 

Pro stanovení výkonu nosné je třeba spektrální analyzátor nastavit na: 

• center frequency na střed DVB-S kanálu 

• span na 100 MHz, 

• resolution bandwidth na 2 MHz, 

• video bandwidth na 10 MHz (kvůli RMS detektoru a log. reprezentaci výsledku) 

• detector na RMS 

• slow sweep time (2000 ms) 

• noise marker na střed kanálu (výsledek C’ v dBm/Hz) 

Díky přibližným šumovým vlastnostem signálu lze použít šumový marker k měření 

výkonu signálu. Analyzátor udává hodnotu C’ jako výkonovou hustotu signálu na pozici 

markeru v [dBm/Hz] a šířka pásma filtru a charakteristika logaritmického zesilovače 

analyzátoru jsou přiměření automaticky zohledněny. 

Pro vztažení výkonové hustoty C k Nyquistově šířce pásma BN signálu DVB-S, je třeba 

přepočítat výkon signálu (viz vzorec 7.6): 

C = C’ + 10 log BN = C’ +10 log (symbol rate / Hz) [dBm] ( 7.6 ) 

Šumový marker může být také použitý při měření na ramenech spektra signálu DVB-S. 

To je umožněno díky předpokladu, že šum na okraji uvažovaného pásma postihuje i boční 

ramena spektra signálu.


Hodnota N’ výkonové šířky šumu opět představuje výstup z markeru spektrálního 

analyzátoru. Výkon šumu N v přenosovém kanále DVB-S s šířkou pásma BK je poté stanoven 

z výkonové šířky šumu N’ podle následující rovnice (viz vzorec 7.7): 

N = N’ + 10 log BK = N’ +10 log (noise bandwidth / Hz) [dBm] ( 7.7 ) 

Výsledek poměru C/N je pak roven (viz vzorec 7.8): 

C/N [dB] = C [dBm] – N [dBm] ( 7.8 ) 

Příklad: 

Měřená hodnota šumového markeru pro C’ (střed kanálu) -100 dB/Hz 

Korekční hodnota pro symbolovou rychlost 27.5 MS/s +74.4 dB 

Výkon C v kanálu DVB-S -25.6 dBm 

Měřená hodnota šumového markeru pro N’ (mimo kanál) -120 dB/Hz 

Korekční hodnota pro 27.5 MHz šumové pásmo +74.4 dB 

Výkon šumu N v kanálu DVB-S -45.6 dBm 

C/N [dB] = -25.6 [dBm] – (- 45.6 dBm) = 20 dB 

Pro měření C/N při downlinku, je šum N měřen v mezerách mezi jednotlivými kanály. 

Další možností měření C/N by mohla být analýza konstelačního diagramu nebo pomocí 

detektoru pro měření chybovosti. 

Poměr C/N je důležitou hodnotou při srovnání kvality satelitní přenosové cesty. 

Z poměru C/N lze stanovit přímý závěr k očekávané chybovosti přenosu. 

Dosažené C/N je výsledkem výkonu vyzářeného ze satelitu (přibližně 100 W), zisku 

antény na straně vysílače a přijímače, poloměru antény a ztrát při šíření signálu. Přesné 

nasměrování antény přijímače a šumové číslo LNB bloku a tedy přijímače je třeba rovněž 

uvažovat. Pro přepočet poměrů S/N a C/N lze použít vzorec (viz vzorec 7.9) 

S/N [dB] = C/N [dB] + 10 log (1 – r/4) = C/N [dB] -0.3997 dB, ( 7.9 ) 

kde C je výkon signálu po filtraci, N je výkon šumu uvnitř Nyquistovy šířky pásma 

(symbolová rychlost) a r je roll-off faktor (DVB-S r = 0.35). 

V DVB-S je obvykle uváděn poměr Eb/N0. Je to energie na bit Eb s uvažovanou 

výkonovou mírou šumu N0 v [dBm/Hz]. Poměr může být vyhodnocen pomocí C/N, poměru 

RS kódu, počtu stavů m modulace PSK a kódového poměru konvokučního kódu 

(viz vzorec 7.10). 

Eb/N0 [dB] = C/N [dB] - 10 log (188/204) – 10 log (m) – 10 log (code rate) ( 7.10 )


7.7.3 Měření potlačení ramen 

DVB-S signál a jeho spektrum uvnitř uvažovaného kanálu by nemělo vykazovat žádné 

zvlnění nebo sklon. Směrem k okrajům kanálu, spektrum DVB-S klesá díky filtraci roll-off. 

Části signálu mimo uvažovaný kanál se nazývají „ramena“. Cílem je dosažení nejlepšího 

možného potlačení ramen a to minimálně o 35 dB. Spektrum signálu je analyzováno 

spektrálním analyzátorem a běžným markerem. 

7.7.4 DVB-S testovací a měřící vysílač 

Testování DVB-S přijímačů (set-top boxů) je velmi důležité. Pro tyto testy se používají 

DVB-S měřící vysílače, které dokáží simulovat satelitní přenosový kanál a proces 

modulace. Takový měřící vysílač obsahuje DVB-S modulátor, up-konvertor, aditivní šumový 

zdroj, (případně simulátor kanálu). Měřící vysílač je buzen MPEG-2 TS z MPEG-2 

generátoru a vytváří signál DVB-S v pásmu první satelitní mezifrekvence IF (900 - 2100) 

MHz. Změnou parametrů přenosu lze takto testovat vlastnosti DVB-S přijímače. 


1. Jaké frekvenční uspořádání mohou mít jednotlivé transpondéry na družici? Ve kterých 

frekvenčních pásmech pracují a jaká může být jejich šířka pásma pro DVB-S? 

2. Co obsahuje obecné blokové schéma zpracování televizního signálu na družici? 

K čemu jsou na družici využity TWTA zesilovače a jaké mají obecné vlastnosti? 

3. Jaká je bitová rychlost B [Mbit/s] signálu se symbolovou rychlostí S [MS/s] 

zabezpečeného kódem RS(188, 204) a konvolučním kódem s poměrem m/n při 

použité modulaci QPSK u DVB-S? Naznačte postup vypočtu. 

4. Jakou blokovou strukturu má DVB-S modulátor, jehož vstupním signálem je 

transportní tok TS a výstupním signálem modulovaný signál uplinkové stanice? 

5. Jakou blokovou strukturu má DVB-S přijímač (set-top box), jehož vstupním signálem 

je signál na první satelitní mezifrekvenci a výstupním signálem transportní tok TS? 

6. Jaké jsou měřené parametry signálu při příjmu DVB-S? Jakými prostředky nebo 

měřícími přístroji lze jednotlivé parametry měřit? 

7. Jaké typy chybovosti lze sledovat při měření signálu DVB-S? Jak lze číselně určit 

kanálovou chybovost signálu při příjmu DVB-S a jakého rozmezí nabývá? 

8. Jak lze pomocí měřícího přijímače DVB-S určit poměr nosné k šumu C/N? 

9. Jak lze provést odhad poměru C/N signálu při příjmu DVB-S pomocí měření na 

spektrálním analyzátoru? Co lze ze získaného poměru C/N vyvodit za přímý závěr? 

10. Jak lze měřit potlačení ramen na spektru signálu DVB-S? 






[ 3 ] ETSI EN 300 421 v1.1.2 (1997-08). European standard. Digital Video Broadcasting 

(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for 11/12 GHz satellite 

services. ETSI, 1997. 


(DVB); Measurement guidelines for DVB systems. ETSI, 2001.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

8 STANDARD DVB-C PRO PŘENOS DIGITÁLNÍ TELEVIZE...................................5 

8.1 ZÁKLADY KABELOVÉHO PŘENOSU DIGITÁLNÍ TELEVIZE.................................................. 5 

8.2 SYSTÉMOVÉ PARAMETRY STANDARDU DVB-C .............................................................. 5 

8.3 MODULÁTOR DVB-C...................................................................................................... 8 

8.4 PŘIJÍMAČ DVB-C.......................................................................................................... 10 

8.5 VLIV KABELOVÉ PŘENOSOVÉ CESTY NA DIGITÁLNÍ SIGNÁL........................................... 11 

8.6 PROVOZNÍ VLASTNOSTI STANDARDU DVB-C ............................................................... 12 

8.7 MĚŘENÍ SIGNÁLU PŘI KABELOVÉM PŘENOSU DVB-C ................................................... 14 

8.7.1 Detekce interferenčních vlivů při použití konstelační analýzy.................. 17 

8.7.2 Additive White Gaussian Noise (AWGN).................................................. 17 

8.7.3 Chyby I/Q modulátoru............................................................................... 18 

8.7.4 Modulační chyba, Modulation Error Ratio (MER)................................... 19 

8.7.5 Error Vector Magnitude (EVM)................................................................ 21 

8.7.6 Měření chybovosti BER (bit-error rate).................................................... 21 

8.7.7 Měření výkonu nosné DVB-C a odhad poměru S/N.................................. 22 


8.7.9 Měření zvlnění a sklonu spektra v kabelovém kanále ............................... 24 

8.7.10 DVB-C/J83A,B,C měřící a testovací vysílač ............................................. 24 





OBR. 8.1: PŘÍKLAD KONSTELAČNÍHO DIAGRAMU 64–QAM A 256-QAM . .................................6 

OBR. 8.2: KONVERZE BYTŮ NA SYMBOLOVÁ SLOVA (MODULACE 64-QAM UVEDENA JAKO 

PŘÍKLAD) . ...........................................................................................................................7 

OBR. 8.3: KONSTELACE 16, 32 A 64-QAM . ...............................................................................7 

OBR. 8.4: KONSTELACE 256-QAM ............................................................................................8 

OBR. 8.5: MODULÁTOR DVB-C .................................................................................................9 

OBR. 8.6: POŽADOVANÁ CELKOVÁ FREKVENČNÍ ODEZVA SIGNÁLU DVB-C ..............................9 

OBR. 8.7: PŘIJÍMAČ DVB-C .....................................................................................................10 

OBR. 8.8: INTERFERENCE NA DVB-C PŘENOSOVÉ CESTĚ .........................................................11 

OBR. 8.9: CHYBOVOST PŘI PŘENOSU DVB-C A MODULACI 64-QAM . .....................................12 

OBR. 8.10: KANÁLOVÁ CHYBOVOST JAKO FUNKCE S/N . ..........................................................12 

OBR. 8.11: SPEKTRÁLNÍ ÚČINNOST QAM MODULACÍ A POŽADOVANÉ C/N PRO BER = 2E-4 . .14 

OBR. 8.12: BLOKOVÝ DIAGRAM DVB-C MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE S KONSTELAČNÍ ANALÝZOU . ...15 

OBR. 8.13: SPRÁVNĚ SYNCHRONIZOVANÝ KONSTELAČNÍ DIAGRAM 64-QAM 

OBSAHUJÍCÍ ŠUM ...............................................................................................................16 

OBR. 8.14: ŽÁDNÁ MODULACE QAM SIGNÁL VE VYBRANÉM KANÁLE, POUZE ŠUM .................16 

OBR. 8.15: MODULACE QAM BEZ SYNCHRONIZACE NOSNÉ . ...................................................17 

OBR. 8.16: KONSTELAČNÍ DIAGRAM 64-QAM S ŠUMEM AWGN ............................................17 

OBR. 8.17: 2D FREKVENČNÍ DISTRIBUCE BODŮ V 16-QAM KONSTELAČNÍM DIAGRAMU . ........18 

OBR. 8.18: IQ MODULÁTOR A JEHO ZDROJE CHYB ....................................................................19 

OBR. 8.19: CHYBY IQ MODULÁTORU A) IQ NEVYVÁŽENÍ, B) IQ FÁZOVÁ CHYBA, 

C) NEDOSTATEČNÉ POTLAČENÍ NOSNÉ . .............................................................................19 

OBR. 8.20: CHYBOVÉ VEKTORY PRO STANOVENÍ MER . ...........................................................20 

OBR. 8.21: MER V REÁLNÉM KONSTELAČNÍM DIAGRAMU (Q1 KVADRANT 64-QAM)..............20 

OBR. 8.22: SPEKTRUM SIGNÁLU DVB-C/ J83 A,B,C . ..............................................................23 

OBR. 8.23: PŘÍKLAD SPEKTRA NĚKOLIKA DVB-C KANÁLŮ......................................................23 

OBR. 8.24: ROHDE & SCHWARZ SFQ – DIGITÁLNÍ SIGNÁLY PRO TERESTRICKÝ, 

KABELOVÝ A SATELITNÍ PŘENOS. ......................................................................................24



TAB. 8.1: PROVOZNÍ DETAILY DVB-C PRO RŮZNÉ MODULACE QAM . .................................... 13 

TAB. 8.2: PŘÍKLAD KONFIGURACE DVB-C PŘENOSU . ............................................................. 13 

TAB. 8.3: KONVERZNÍ TABULKA CHYB MER A EVM .............................................................. 21


8 Standard DVB-C pro přenos digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základy kabelového přenosu digitální 

televize, systémovými parametry standardu DVB-C, blokovou strukturou modulátoru 

DVB-C, blokovou strukturou přijímače DVB-C, vlivem kabelové přenosové cesty na 

digitální signál, provozními vlastnostmi standardu DVB-C a měřením signálu při 

kabelovém přenosu DVB-C. 

8.1 Základy kabelového přenosu digitální televize 

Širokopásmové kabelové sítě zajišťují dobré radiové a televizní pokrytí, zejména 

v oblastech s hustým osídlením. Tyto kabelové sítě mají buď šířku pásma cca 400 MHz (50 – 

450) MHz nebo až cca 800 MHz (50 – 860) MHz. Navíc kabelové televizní vysílání využívá 

mimo UHF a VHF shodného s terestrickým vysíláním také speciální televizní pásma 

(viz kmitočtové tabulky teelvizních kanálů - kanály označené S). 

V mnoha evropských oblastech je využití terestrického vysílání pod 10% z celkového 

počtu přijímačů. Od roku 1995 kabelové sítě přenáší digitální televizní signály ve standardu 

DVB-C a to ve vyšších frekvenčních pásmech - nad 300 MHz. 

Vybrané přenosové metody a jejich parametry byly specifikovány s ohledem na typické 

vlastnosti širokopásmového kabelového přenosu. Kabelové vedení poskytuje daleko větší 

poměr signál/šum než satelitní přenos a neobsahuje problémy s odrazy signálu. Kabel tak 

dovoluje použití digitálních modulačních metod vyšší kvality, od 64-QAM (koaxiální 

vedení) až k 256-QAM (optický kabel). 

Širokopásmová kabelová síť se skládá z předávací stanice (head end), kabelové 

distribuční linky (koaxiální kabely a zesilovače, optické kabely), „poslední míle“ od 

distributora programů k domovním přípojkám uživatelů a případně z STA společného 

kabelového rozvodu. Zpětný kanál pokud bývá realizován tak v pásmu pod 65 MHz. 

8.2 Systémové parametry standardu DVB-C 

DVB-C – ETSI European standard ETS 300 429 od roku 1994, “Digital Video 

Broadcasting; Framing structure, channel coding and modulation for cable systems”. 

V DVB-C modulátoru prochází MPEG-2 TS téměř stejným zpracováním v základním 

pásmu jako při satelitním přenosu DVB-S. Pouze v poslední fázi při zabezpečení proti 

přenosovým chybám chybí konvoluční kódování. Jednoduše není nutné, protože přenosové 

médium je více odolné proti rušení. 

Toto zpracování je následováno 16, 32, 64, 128 nebo 256 stavovou kvadraturní 

amplitudovou modulací QAM. V koaxiálním vedení je použita 64-QAM (6 bitů/symbol), 

v optickém kabelu je použita 256-QAM (8 bitů/symbol). 

Konvenční koaxiální systém uvažuje šířku kanálu 8 MHz. Běžně se v tomto kanálu 

používá 64-QAM (viz obr. 8.1) modulovaná nosná se symbolovou rychlostí 6,9 MS/s. 

Symbolová rychlost musí být nižší než šířka pásma kanálu 8 MHz. Modulovaný signál je na 

okrajích pásma filtrován s roll-off faktorem r = 0,15 (podle normy pro DVB-C).


Obr. 8.1: Příklad konstelačního diagramu 64–QAM a 256-QAM [2]. 

Bitová rychlost ve standardu DVB-C je pak definována jako (viz vzorec 8.1): 

gross_data_rateDVB-C = 6 bitů/symbol ⋅ 6,9 MS/s = 41,4 Mbit/s ( 8.1 ) 

V DVB-C je používáno pouze Reed Solomonovo RS(204,188) zabezpečení bez 

konvolučního kódování (viz vzorec 8.2). 

net_data_rateDVB-C = gross_data_rate ⋅ 188/204 = 38.15 Mbit/s ( 8.2 ) 

Ve standardu DVB-S široký satelitní kanál 36 MHz se symbolovou rychlostí 27,5 MS/s 

a při kódovém poměru 3/4 má při kabelovém přenosu DVB-C stejnou datovou rychlost a 

stejnou přenosovou kapacitu při 8 MHz šířce kanálu. 

Obecně pro DVB-C platí (viz vzorec 8.3) 

net_data_rateDVB-C = log (m) ⋅ symbol rate ⋅ 188/204 ( 8.3 ) 

DVB-C kanál má daleko větší poměr S/N, cca 30 dB ve srovnání s 10 dB v případě 

přenosu DVB-S. 

Konstelace modulací evropského standardu DVB-C jsou 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM, 

128-QAM a 256-QAM. Podle standardu DVB-C, je výstupní spektrum filtrováno s roll-off 

faktorem r = 0.15. 

Další možnosti kabelových standardů představují: 

• ITU-T J83A – Evropa, DVB-C, 8 MHz kanál, r = 0,15 (64-QAM) 

• ITU-T J83B – Severní Amerika, jiné FEC, 6 MHz kanál, r = 0,18 (64-QAM) 

• ITU-T J83C – Japonsko, DVB-C, 6 MHz kanál, r = 0,13 (64-QAM) 

• ITU-T J83D – není používán v praxi, odpovídá ATSC standardu, modulace 16VSB 

Poté, co jsou 8 bitová slova podrobena kanálovému kódování, jsou přivedena do 

konvertoru bytů na symboly (byte-to-m-tuple converter). Jedná se o kombinaci m bitových 

bytů, které jsou přenášeny pomocí n bitových symbolů (symbolové slovo) (viz obr. 8.2). 

MPEG-2 TS pakety mají délku 204 B (s FEC) s 8 bitovým symbolovým slovem.


Obr. 8.2: Konverze bytů na symbolová slova (modulace 64-QAM uvedena jako příklad) [1]. 

• 16-QAM – 4 bitové symbolové slovo, délka paketu 408 symbolů 

• 32-QAM – 5 bitové symbolové slovo, délka paketu 326,4 symbolů 


• 128-QAM – 7 bitové symbolové slovo, délka paketu 233,14 symbolů 


V závislosti na počtu bitů m, které jsou přenášeny v symbolu, pak konstelační diagram 

(konstelace) obsahuje konečné množství amplitud a fázových pozic, kterými je modulována 

nosná. Každý stav lze vyjádřit kombinací m bitů. 

Konstelace 16-QAM (viz obr. 8.3)je zakreslena jako podmnožina konstelace 64-QAM 

(vynechání 2 bitů uprostřed slova). První dva MSB bity jsou v každém kvadrantů 

konstantní ! Konstelace 256-QAM (viz obr. 8.4). 

Obr. 8.3: Konstelace 16, 32 a 64-QAM [1].


8.3 Modulátor DVB-C 

Obr. 8.4: Konstelace 256-QAM [1]. 

Je zcela totožný s modulátorem DVB-S, vyjma chybějícího konvolučního kódéru 

a doplněného QAM modulátoru. 

Modulátor je synchronizován na MPEG-2 TS, který je připojen k rozhranní v základním 

pásmu a má strukturu 188 B paketů (4 B hlavička + 184 B užitečný obsah). 

Každý osmý synchronizační byte je invertován na 0xB8HEX, ve kterém je nesena 

informace o časových značkách v MPEG-2 TS k přijímači a potlačení energetického rozptylu. 

Kodér RS(204,188) je následován Forneyho prokládáním, čímž je dosaženo větší odolnosti 

datového toku proti shlukovým chybám. 

Datový tok zabezpečený proti chybám je poté veden do obvodu mapování, kde je každý 

QAM kvadrant podroben diferenčnímu kódování (na rozdíl od DVB-S a DVB-T). Důvodem 

je fakt, že nosná může být obnovena v demodulátoru 64-QAM pouze v násobcích 90 o , DVB-S 

se může zachytit na libovolnou fázi nosné vlny, avšak v DVB-C ne. 

Obvod mapování je následován digitálním kvadraturním amplitudovým 

modulátorem (QAM) (viz obr. 8.5) a po výkonovém zesílení je signál veden do kabelové 

sítě. 

Přenosová funkce přizpůsobeného filtru v přijímači uvažuje vliv přenosové cesty. 

V obvodech předzpracování ve vysílači musí být zařazen filtr s charakteristikou √cos2 

(squared-root raised-cosine).


Obr. 8.5: Modulátor DVB-C [2]. 

Obr. 8.6: Požadovaná celková frekvenční odezva signálu DVB-C [1]. 

Toleranční pole filtru uvedené v ETSI standardu udává celkovou požadovanou 

amplitudovou frekvenční odezvu všech filtrů ve vysílači. 

Kromě charakteristiky přizpůsobeného filtru je třeba uvažovat vlastnosti D/A 

převodníků a přenosové funkce všech následujících filtrů. Celkové zvlnění v propustném 

pásmu nesmí překročit 0,4 dB a potlačení v nepropustném pásmu musí být větší než 43 dB 

(charakteristiky podle grafu) (viz obr. 8.6). 

Maximální kolísání skupinového zpoždění v propustném pásmu nesmí překročit 10 % 

vztažených k délce symbolové periody MPEG-2 TS. 

RS = 2 ⋅ fN = B / (1 + r) = 6.96 MS/s ( 8.4 ) 

V kanálu s šířkou pásma 8 MHz a při použití filtru s roll-off faktorem r = 0,15, je 

maximální přenositelná symbolová rychlost RS (viz vzorec 8.4) přímo úměrná symbolové 

periodě TS = 1/RS = 143,75 ns. Kolísání skupinového zpoždění tedy nesmí překročit hodnotu 

14,4 ns.


8.4 Přijímač DVB-C 

DVB-C přijímač (set-top box, IDTV) přijímá signál v DVB-C kanálu ve frekvenčním 

pásmu (50 - 860) MHz. 

Přenos signálu je ovlivněn vlastnostmi přenosové cesty, jako jsou šum, odrazy, 

amplitudové zkreslení a skupinové zpoždění. 

Obr. 8.7: Přijímač DVB-C [2]. 

Prvním blokem DVB-C přijímače je kabelový tuner (viz obr. 8.7), který je ve své 

podstatě identický s tunerem pro analogovou televizi. Tuner konvertuje DVB-C kanál 

s šířkou 8 MHz do mezifrekvenčního pásma IF, které má střední kmitočet roven cca 

36 MHz. Těchto 36 MHz také odpovídá střednímu kmitočtu analogového IF pásma podle 

standardu ITU (BG/Europe). Sousední kanálové složky jsou potlačeny použitím SAW filtru, 

který má přesnou šířku pásma 8 MHz (nebo 7 a 6 MHz podle použité šířky pásma při přenosu 

ve standardu DVB-C). 

Filtrování pásmovou propustí 8, 7 nebo 6 MHz je následováno down-konverzí do 

nižšího mezifrekvenčního pásma z důvodu zjednodušení následné A/D konverze. 

Všechny frekvenční složky nad polovinou vzorkovacího kmitočtu musí být odstraněny 

za pomoci filtrace DP. Signál je poté vzorkován 20 MHz s rozlišením 10 bitů nebo i více. 

Digitalizovaný IF signál je přiveden do I/Q demodulátoru a dále do přizpůsobeného filtru, 

který je pochopitelně také digitální. 

Současně je obnovena nosná a hodinový kmitočet. Obnovená nosná s nejistotou 

násobku 90 o fáze je přivedena do vstupu I/Q demodulátoru. Poté následuje kanálová 

ekvalizace, částečně kombinovaná s funkcí přizpůsobeného filtru, pomocí komplexního 

filtru FIR ve kterém se pokoušíme opravit kanálová zkreslení způsobující odezvu v amplitudě 

a skupinovém zpoždění. 

Tento kanálový ekvalizér pracuje na principu odhadu pravděpodobnosti. Pokoušíme 

se tak optimalizovat kvalitu přijímaného signálu nastavováním koeficientů impulsní 

odezvy číslicového filtru. Optimalizovaný signál přichází do obvodu de-mapování, kde je 

obnoven původní datový tok. 

Datový tok však stále obsahuje bitové chyby. Nejdříve je odstraněn vliv prokládání 

a shlukové chyb jsou rozprostřeny v přijímaných symbolech. Následující Reed Solomonův 

dekodér dokáže odstranit až 8 chybných symbolů ve 204 B RS paketu. Výsledkem je opět 

188 B paket MPEG-2 TS, avšak stále energeticky rozptýlený.


Po inverzi každého osmého synchronizačního bitu a součtu s PRBS sekvencí lze 

energetický rozptyl potlačit a tak získat zpět původní MPEG-2 TS (jako v DVB-S). 

V praxi jsou všechny moduly od A/D převodníku až po TS výstup implementovány 

na jediném čipu. Komponenty DVB-C set-top boxu jsou pak tuner, DVB-C demodulátor 

a MPEG-2 dekodér, všechny čipy řízené mikroprocesorem. 

8.5 Vliv kabelové přenosové cesty na digitální signál 

DVB-C modulátory používají digitální I/Q modulátory, chyby amplitudového 

nevyvážení, fázové chyby a potlačení nosné mohou být zanedbány. 

Vlivy, které ovlivňují kvalitu přenosu, jsou šum, intermodulační a křížové modulační 

rušení, odrazy, amplitudové zkreslení a skupinové zpoždění (viz obr. 8.8). 

Obr. 8.8: Interference na DVB-C přenosové cestě [2]. 

Pokud je kabelový zesilovač v saturaci a ve stejné chvíli přenáší velký počet 

kabelových kanálů, dochází ke frekvenční konverzi signálu a produkty zkreslení se objevují 

na užitečném signálu v různých frekvenčních pásmech. Každý zesilovač proto musí 

spolehlivě pracovat ve svém pracovním bodě a dynamickém rozsahu. 

Je také velmi důležité, zda všechny úrovně signálu na přenosové cestě jsou správné. 

Příliš velká úroveň způsobí intermodulaci v zesilovači, příliš nízká úroveň ovlivňuje poměr 

S/N, kdy oba signály jsou postiženy šumem. Amplitudové úrovně musí být nastaveny na 

největší poměr S/N při přenosu. 

Signály DVB-C jsou velmi citlivé na amplitudové a skupinové zpoždění. I pouze 

mírně vadné propojení komponentů kabelové sítě mezi kabelovou přípojkou a DVB-C 

přijímačem může způsobit naprosto chybný a tím nemožný příjem TV. 

DVB-C přenosová cesta, která pracuje na hranici QEF (quasi error free) vyžaduje 

poměr S/N > 26 dB pro modulaci 64-QAM. Kanálová chybovost (před RS dekódováním) 

je pak < 2E-4. RS dekodér pak dokáže opravit chyby až na zbytkovou chybovost (po RS 

dekódování) < 1E-11 (viz obr. 8.9). 

Poměr S/N požadovaný pro příjem QEF je závislý na počtu stavů modulace M-QAM. 

Vyšší počet stavů QAM znamená, vyšší citlivost přenosového systému na šum (viz obr. 8.10).


Obr. 8.9: Chybovost při přenosu DVB-C a modulaci 64-QAM (hranice „brick-wall“) [2]. 

Obr. 8.10: Kanálová chybovost jako funkce S/N [2]. 

8.6 Provozní vlastnosti standardu DVB-C 

Pokud je standard DVB-C používán k přenosu kabelové televize, je třeba uvažovat dva 

aspekty přenosu: kolik užitečné informace může být přeneseno (prakticky bezchybně) 

přenosovým kanálem s danou šířkou pásma a jaký je požadovaný poměr C/N (carrierto-noise) 

při přenosu.


Maximální symbolová rychlost, která může být přenesena v 8 MHz kanálu je omezena 

hodnotou 6,9 MS/s s filtraci s roll-off faktorem r = 0,15. Celková bitová rychlost vychází 

z násobení počtu bitů m přenášenými symboly. K získání užitečného datového toku musí být 

odečten podíl datového toku pro zabezpečení. 

Protože je datový tok dán pouze kombinací se šířkou kanálu, obvykle je datový tok 

dělen právě touto šířkou. Výsledná hodnota je pak označena jako spektrální účinnost 

v [bit/Hz] a je identická s počtem přenášených bitů/symbol (viz Tab. 8.1). 

Tab. 8.1: Provozní detaily DVB-C pro různé modulace QAM [1]. 

Tab. 8.2: Příklad konfigurace DVB-C přenosu [1]. 

Příklad systémové konfigurace ilustruje flexibilitu kabelového standardu DVB-C. 

Protože je možné kombinovat šířku kanálu a počet bitů přenášených na symbol, užitečný 

datový tok lze zvyšovat v rozmezí cca (6 – 38) Mbit/s (viz tab. 8.2). 

Poměr C/N požadovaný při přenosu 

Spektrální účinnost modulace standardu DVB-C je funkcí poměru C/N. V případě 

dostatečného výkonu signálu a úspěšné opravy chyb při přenosu je výstupem dekodéru zcela 

bezchybný signál. Teoretická hodnota poměru C/N je upravena o cca 1 dB 

(vliv přizpůsobeného filtru v přijímači a poklesu efektivní hodnoty šumového výkonu) 

(viz obr. 8.11).


Obr. 8.11: Spektrální účinnost QAM modulací a požadované C/N pro BER = 2E-4 [1]. 

8.7 Měření signálu při kabelovém přenosu DVB-C 

Měření širokopásmového přenosu standardu DVB-C vyžaduje rozsáhlejší měřící 

techniky než při přenosu DVB-S. Vlivy, které je třeba brát v úvahu a sledovat měřením jsou 

daleko kritičtější než při satelitním přenosu (modulace QPSK se 4 stavy vs. 256-QAM). 

Měření DVB-C obsahuje konstelační analýzu I/Q modulovaných signálů, se kterou 

se lze setkat také při měření vnitřní modulace DVB-T. 

Parametry, které je třeba uvažovat při přenosu DVB-C: 

• Úroveň signálu 

• Poměry C/N (carrier-to-noise) a S/N (signal-to-noise) 

• I/Q modulační chyby 

• Rušení 

• Fázový jitter 

• Odrazy v kabelovém vedení 

• Frekvenční odezva kanálu 

• Chybovost BER (bit-error rate) 

• Chyby MER (modulation error ratio) a EVM (error vector magnitude) 

Následující zařízení jsou nutná pro měření DVB-C signálu: 


• DVB-C měřící přijímač s konstelační analýzou (QAM analyzátor), 

• DVB-C testovací a měřící vysílač s integrovaným šumovým generátorem a/nebo 

simulací kanálu pro testování DVB-C a J83 A,B,C přijímačů.


Nejdůležitějším přístrojem pro měření digitální kabelové televize je měřící přijímač 

DVB-C/J83A,B,C s integrovanou konstelační analýzou (QAM analyzer) (viz obr. 8.12). 

Digitální TV signál je přijímán pomocí vysoce kvalitního kabelového TV tuneru, 

který provádí konverzi do IF. Přijímaný TV kanál musí být spektrálně omezen na 8, 7 nebo 

6 MHz pomocí SAW (surface acoustic wave) filtru. 

TV kanál je poté down-konvertován do druhého IF pásma z důvodu snadnější a levnější 

realizace následného A/D převodu. Mezifrekvenční IF signál, který byl filtrován antialiasingovým 

filtrem DP, je poté vzorkován pomocí A/D převodníku a demodulován 

v demodulátoru DVB-C/J83A,B,C. 

Obr. 8.12: Blokový diagram DVB-C měřícího přijímače s konstelační analýzou [2]. 

Během tohoto procesu signálový procesor dává požadavek do demodulátoru a jeho I/Q 

úrovní a detekuje konstelační body diagramu v osách I a Q pomocí rozhodovacích úrovní 

QAM konstelačního diagramu. Výsledkem je frekvenční distribuce jednotlivých stavů v 

okolí ideálních stavů (stavy reálného diagramu označovány jako “clouds”). 

Jednotlivé QAM parametry jsou následně vyhodnoceny pomocí matematické analýzy 

frekvenční distribuce stavů. Konstelační diagram je zobrazen graficky a může být 

vyhodnocen i vizuálně na displeji měřícího přijímače (viz obr. 8.13). 

Signál je poté demodulován a tak je získán MPEG-2 TS, který může být použit k 

MPEG-2 dekódování v měřícím dekodéru a dále analyzován MPEG-2 analyzátorem. 

Pokud je přijímán korektní DVB-C signál a všechna nastavení přijímač jsou správná, je 

tedy synchronizován QAM signál, pak konstelační diagram vytváří zobrazení jednotlivých 

stavů a jeho frekvenčních distribucí. Ze zobrazení je zřejmá míra šumu, a právě velikost 

rozptýlených konstelačních stavů je přímo úměrná velikosti rušení a interferenčních vlivů. 

Platí, že čím menší rozptyl konstelačních bodů, tím lepší kvalita signálu ! 

Nejčastější nastavení QAM analyzátoru: 

• Kanálová frekvence: střed TV kanálu (47 – 860) MHz 

• Standard: DVB-C/J83A, J83B nebo J83C. 

• Šířka kanálu: 8, 7, 6 MHz


• QAM úroveň: 16, 32, 64, 128, 256-QAM 

• Symbolová rychlost: cca (2 – 7) MS/s 

• SAW filtr: Zapnut, pokud jsou vedlejší kanály obsazeny 

• Vstupní attenuátor: AUTO (pokud je umožněno) 

Obr. 8.13: Správně synchronizovaný konstelační diagram 64-QAM obsahující šum [2]. 

Obr. 8.14: Žádná modulace QAM signál ve vybraném kanále, pouze šum [2]. 

Pokud není ve vybraném RF kanálu signál, QAM analyzátor měřícího přijímače pouze 

zobrazí šumový konstelační diagram, který nemá žádné parametry. Vypadá jako jeden 

konstelační bod s velkou frekvenční distribucí uprostřed zobrazení (viz obr. 8.14). 

Pokud je náhodou měřen analogový kabelový kanál místo kanálu DVB-C, konstelační 

diagram má tvar podobný Lyssajousovu obrazci. 

Ideální a zcela nezkreslený konstelační diagram ukazuje pouze jediný konstelační 

bod pro každou rozhodovací oblast a to přesně ve středu každé rozhodovací oblasti. Takový 

konstelační diagram lze generovat pouze na úrovni simulace. 

Pokud je v TV kanálu QAM signál, ale některé parametry měřícího přijímače jsou 

zvoleny špatně (RF kmitočet ne zcela přesně, špatná symbolová rychlost, špatný počet stavů 

QAM atd.) na zobrazení se objeví jeden velký konstelační bod s ostrými konturami 

(ve srovnání s kanálem s šumem). 

Pokud jsou všechny parametry nastaveny správně a chybí pouze synchronizace na 

nosný kmitočet, konstelační diagram rotuje a vytváří soustředné kružnice (viz obr. 8.15).


Obr. 8.15: Modulace QAM bez synchronizace nosné [2]. 

8.7.1 Detekce interferenčních vlivů při použití konstelační analýzy 

Následující vlivy mohou být pozorovány a rozeznány pomocí analýzy konstelačního 

diagramu: šum AWGN, fázový jitter, interference, chyby modulátoru I/Q. 

Kromě vizuální analýzy konstelačního diagramu lze stanovit některé parametry přímo 

měřením konstelačního diagramu: úroveň signálu, poměr C/N a S/N, fázový jitter, I/Q 

amplitudové nevyvážení, I/Q fázovou chybu, potlačení nosné, modulační chybu MER, 

velikost chybového vektoru EVM. 

8.7.2 Additive White Gaussian Noise (AWGN) 

Jeden z interferenčních vlivů, který postihuje všechny přenosové cesty je šum AWGN. 

V konstelačním diagramu je rušení šumem rozpoznatelné z konstelačních bodů, které mají 

proměnnou velikost (viz obr. 8.16). Při měření RMS hodnoty šumového rušení jsou 

vyhodnoceny distribuce každého konstelačního stavu v čase. Tyto distribuce lze zobrazit ve 

vícerozměrném zobrazení – vznikne např. 3D tvarovaná Gaussova křivka (viz obr. 8.17). 

Obr. 8.16: Konstelační diagram 64-QAM s šumem AWGN [2]


Obr. 8.17: 2D frekvenční distribuce bodů v 16-QAM konstelačním diagramu [2]. 

2D distribuce je nalezena na všech konstelačních bodech diagramu. Standardní 

odchylka z ideálního stavu diagramu odpovídá efektivní (RMS) hodnotě šumového signálu. 

Vztažení této RMS hodnoty N k amplitudě QAM signálu S umožňuje vyhodnocení a vyčíslení 

logaritmického poměru S/N v dB. 

Je třeba poznamenat, že ne jen šum, ale také impulsní rušení, intermodulace, křížová 

modulace způsobují produkty interference a zkreslení signálu a to díky nelinearitám na 

přenosové cestě. Tyto produkty se mohou projevovat v konstelačním diagramu podobně jako 

šum a nelze je při analýze od šumu odlišit. 

Principielně existují dvě definice šumového poměru: poměr signál-šum S/N a poměr 

nosná-šum C/N. Každý z nich může být přepočítán navzájem. 

Poměr C/N obvykle odkazuje na šířku pásma signálu (a tím i symbolovou rychlost). 

Poměr S/N odkazuje na stejné podmínky, avšak až za roll-off filtrací. 

Pro uvedené veličiny a poměry za roll-off filtrací platí (viz vzorec 8.5 a 8.6): 

S [dBm] = C [dBm] + 10 log (1 – r/4), ( 8.5 ) 

S/N [dB] = C/N [dB] + 10 log (1 – r/4). ( 8.6 ) 

Symbolová rychlost (např. 6,96 MS/s) je využita při výpočtu ke stanovení šířky pásma 

signálu i šířky pásma šumu (např. 6,96 MHz). 

8.7.3 Chyby I/Q modulátoru 

V první generaci I/Q modulátorů DVB-C byly využívány analogové I/Q modulátory 

(viz obr. 8.18). 

Chyby I/Q modulátoru pak vycházely přímo z QAM modulovaného signálu (I/Q 

amplitudové nevyvážení, I/Q fázová chyba, potlačení nosné, křížový přeslech atd.) 

(viz obr. 8.19). 

Moderní I/Q modulátory pro kabelový přenos jsou digitální - chyby nejsou relevantní.


Obr. 8.18: IQ modulátor a jeho zdroje chyb [2]. 

• I/Q nevyvážení – diagram je stlačen ve směru I nebo Q, výsledkem je obdélníkový 

diagram místo čtvercového tvaru. 

• I/Q fázová chyba – vede k rovnoběžníkovému tvaru diagramu, fázová chyba 90 o 

fázového posouvače může být vyhodnocena z úhlů lichoběžníku. 

• Potlačení nosné – v případě nedostatečného potlačení nosné je diagram celý posunutý 

směrem ze středu do některého ze směrů 

a) b) c) 

Obr. 8.19: Chyby IQ modulátoru a) IQ nevyvážení, b) IQ fázová chyba, c) nedostatečné 

potlačení nosné [2]. 

8.7.4 Modulační chyba, Modulation Error Ratio (MER) 

Všechny dříve popsané interferenční vlivy na digitální TV signál pro širokopásmový 

kabelový přenos způsobují odchylku z nominálních pozic ve středu rozhodovacích úrovní. 

Pokud je odchylka příliš velká, rozhodovací úrovně jsou překročeny a vznikají bitové chyby. 

Odchylky ze středů rozhodovacích úrovní mohou být také využity k měření parametrů 

velikosti chyby a kvantifikace interferenčních vlivů. 

Měření MER předpokládá, že body v konstelačním diagramu mají odchylku od jejich 

centrální polohy díky interferenčním vlivům. Poloha může být kvantifikována chybovým 

vektorem a vektorem spojujícím střed konstelačního diagramu s ideálními body 

diagramu (viz obr. 8.20).


Poté je délka těchto vektorů měřena v čase i každém konstelačním stavu a jejích 

kvadratická forma vyjadřuje maximální špičkovou hodnotu MER v čase. 

Obr. 8.20: Chybové vektory pro stanovení MER [2]. 

Přesná definice měření MER je uvedena v normě ETSI TR 101 290. Referenční URMS 

je RMS velikost QAM signálu (viz obr. 8.21). K vyčíslení MER se obvykle používá 

logaritmická míra v % (viz vzorec 8.8 a 8.9) nebo v dB (viz vzorec 8.10). Chyba MER 

je veličina, která zohledňuje všechny individuální interferenční vlivy při přenosu a tím i vliv 

kabelové přenosové cesty. Platí, že 

MER [dB] ≤ S/N [dB] ( 8.7 ) 

Obr. 8.21: MER v reálném konstelačním diagramu (Q1 kvadrant 64-QAM). 

( error _ vector) 

max 

MER PEAK = 

⋅100% 

( 8.8 ) 

U 

MER 

PEAK 

= 

1 1 

∑ − N 

N 

n= 

0 

RMS 

( error _ vector) 

U 

RMS 

2 

⋅100% 

( 8.9 ) 

⎛ MER[%] 

⎞ 

MERdB = 20⋅ log⎜ 

⎟ [dB] 

( 8.10 ) 

⎝ 100 ⎠


8.7.5 Error Vector Magnitude (EVM) 

Chyba EVM je v úzkém vztahu k MER, jediný rozdíl je v použité referenční hodnotě. 

Zatímco MER používá jako referenční hodnotu RMS velikost QAM signálu, EVM používá 

jako referenční špičkovou hodnotu velikosti QAM signálu. EVM a MER lze navzájem 

přepočítat pomocí konverzní tabulky (viz tab. 8.3). 

Tab. 8.3: Konverzní tabulka chyb MER a EVM [2]. 

8.7.6 Měření chybovosti BER (bit-error rate) 

Ve standardu DVB-C a J83A,C je přenos chráněn proti přenosovým chybám pomocí 

Reed Solomona kódu RS(204,188). Pomocí 16 zabezpečovacích symbolů na každý paket TS 

je umožněna oprava až 8 chybných symbolů po přenosu v každém paketu TS, a to na straně 

přijímače. 

Počítáním korekčních zásahů, a s předpokladem, že tyto lze přičíst jednotlivým 

chybám, lze tento počet vztáhnout k bitovému toku v určité měřící periodě. Takto lze získat 

hodnotu chybovosti před Reed Solomonovým dekódováním. 

Ne všechny chyby mohou být opraveny pomocí Reed Solomonova dekodéru (transport 

error indicator v hlavičce paketů MPEG-2 TS nastaven na “1”). Počítáním neopravitelných 

chyb a vztažením jejich počtu k odpovídajícímu objemu dat lze dále stanovit i chybovost 

po Reed Solomově dekódování. 

• bit-error rate before Reed Solomon – kanálová chybovost < 1E-4 ! 

• bit-error rate after Reed Solomon 

Bitová chybovost má konstantní vztah k poměru S/N, pokud rušivou interferencí je 

pouze šum. Equivalent Noise Degradation (END) je míra „vložených ztrát“ při přenosu z 

modulátoru přes kabelové vedení do demodulátoru. Jedná se o odchylku reálného poměru S/N 

od ideální chybovosti BER = 1E-4 v dB (≈ 1 dB).


8.7.7 Měření výkonu nosné DVB-C a odhad poměru S/N 

Spektrum DVB-C (viz obr. 8.22 a obr. 8.23) a jeho vlastnosti mají podobu 

s vlastnostmi šumu, zejména jsou velmi podobné vlastnostem Gaussovského šumu. Lze tedy 

jeho výkon měřit podobně jako v případě šumu. 

Při měření výkonu nosné DVB-C/J83A,B,C je třeba nastavit spektrální analyzátor: 

• center frequency - střed kabelového kanálu 

• span na 10 MHz 

• resolution bandwidth na 30 kHz 

• video bandwidth na 300 kHz (kvůli RMS detektoru a log. reprezentaci výsledku) 



• noise marker na střed kanálu (C’ v dBm/Hz) 



markeru v dBm/Hz a šířka pásma filtru a charakteristika logaritmického zesilovače 

analyzátoru jsou automaticky zohledněny. 

Pro vztažení výkonové hustoty C k Nyquistově šířce pásma BN signálu DVB-C, je třeba 

přepočítat výkon signálu (viz vzorec 8.11): 

C = C’ + 10 log BN = C’ +10 log (symbol rate / Hz) [dBm] ( 8.11 ) 

Přibližné stanovení výkonu šumu N 

Šumový marker může být také použitý při měření na ramenech spektra signálu 

DVB-C. To je umožněno díky předpokladu, že šum na okraji uvažovaného pásma postihuje 

i boční ramena spektra signálu. 

Hodnota N’ výkonové šířky šumu opět představuje výstup z markeru spektrálního 

analyzátoru. Výkon šumu N v přenosovém kanále DVB-S s šířkou pásma BN je poté stanoven 

z výkonové šířky šumu N’ podle následující rovnice (viz vzorec 8.12): 

N = N’ + 10 log BN = N’ +10 log (noise bandwidth / Hz) [dBm] ( 8.12 ) 

Výsledný poměr C/N je roven (viz vzorec 8.13) 

Příklad: 

C/N [dB] = C [dBm] – N [dBm] ( 8.13 ) 

Měřená hodnota šumového markeru pro C’ -100 dBm/Hz 

Korekční hodnota pro symbolovou rychlost 6.9 MS/s +68.4 dB 

Výkon nosné C v kanálu DVB-C -31.6 dBm


Měřená hodnota šumového markeru pro N’ -140 dBm/Hz 

Korekční hodnota pro 6,9 MHz šumové pásmo +68.4 dB 

Výkon šumu N v kanálu DVB-C -71.6 dBm 

C/N [dB] = -31.6 [dBm] – (– 71.6 dBm) = 40 dB 

Obr. 8.22: Spektrum signálu DVB-C/ J83 A,B,C [2]. 

Obr. 8.23: Příklad spektra několika DVB-C kanálů. 

V DVB-C je obvykle uváděn poměr Eb/N0. Je to energie na bit Eb s uvažovanou 

výkonovou mírou šumu N0 v dBm/Hz. Poměr může být vyhodnocen pomocí C/N (viz 

vzorec 8.14 a 8.15). 

C/N [dB] = Eb/N0 [dB] + 10 log (symbol rate ⋅ log2M / bandwidth) ( 8.14 ) 

Pro DVB-C, 64-QAM, symbolovou rychlost 6,875 MS/s, šířku kanálu 8 MHz 

C/N [dB] = Eb/N0 [dB] + 7.12 (C/N pro 64-QAM > 20 dB !) ( 8.15 ) 

Pro BER = 1E-4, Eb/N0 ≈ 16 dB, proto C/N = 23 dB.



Frekvenční složky mimo zvolený kabelový kanál DVB-C/J83A,B,C se nacházejí 

v ramenech spektra QAM signálu. Tato ramena by měla být potlačena (minimálně 

o 43 dB), tak aby nezpůsobovala interference v okolních kabelových kanálech. 

Spektrum signálu a ramen lze analyzovat spektrálním analyzátorem a běžným 

markerem. 

8.7.9 Měření zvlnění a sklonu spektra v kabelovém kanále 

Zvlnění amplitudové odezvy (ripple)digitálního kabelového TV kanálu by mělo být co 

nejmenší (méně než 0,4 dB podle normy ETSI). Kromě toho lze vyhodnotit sklon (tilt) ploché 

části spektra a ten by neměl být větší než dovolené zvlnění. 

Zvlnění a sklon v kabelovém kanále mohou být měřeny pomocí spektrálního 

analyzátoru. Při měření dále mohou být zohledněna korekční data kanálového ekvalizéru v 

měřícím přijímači. Některé DVB-C televizní kabelové měřící přijímače umožňují výpočet 

přenosové charakteristiky měřeného přenosového kanálu. 

Obr. 8.24: Rohde & Schwarz SFQ – digitální signály pro terestrický, kabelový a satelitní 

přenos. 

8.7.10 DVB-C/J83A,B,C měřící a testovací vysílač 

Tak jako ve standardu DVB-S a DVB-T je i v DVB-C velmi důležité testování 

přijímačů (set-top boxů a integrovaných IDTV přijímačů). Měřící a testovací vysílač 

umožňuje simulaci kabelové přenosové cesty a modulačního procesu. Jedná se o kabelový 

I/Q modulátor a up-konvertor, měřící vysílač (např. R&S TV Test Transmitter SFQ) také 

obsahuje zdroj aditivního šumu a někdy dokonce i simulátor kanálu (viz obr. 8.24). 

Měřící vysílač je buzen MPEG-2 TS z MPEG-2 generátoru. Výstupním signálem 

měřícího vysílače je přímo buzen vstup kabelového přijímače. Změnou parametrů a různým 

nastavením přenosu lze takto testovat vlastnosti DVB-C přijímače (set-top boxu). 

Je také možné měřit chybovost bit-error rate jako funkci C/N nebo S/N.



1. Jaké typy modulací se používají ve standardu DVB-C a v jakých kmitočtových 

pásmech? Jaký tvar má pro uvedené modulace konstelační diagram složek IQ? 

2. Kolika bitů dosahuje symbolové slovo pro modulaci 16, 32, 64, 128 a 256-QAM u 

DVB-C? Jak se provádí konverze mezi byte a symboly při mapování bitového toku? 

3. Jaká je bitová rychlost B [Mbit/s] signálu se symbolovou rychlostí S [MS/s] 

zabezpečeného kódem RS(204, 188) při použité modulaci M-QAM u DVB-C? 

Naznačte postup vypočtu. 

4. Jakou blokovou strukturu má DVB-C modulátor, jehož vstupním signálem je 

transportní tok TS a výstupním signálem modulovaný signál do kabelového vedení? 

5. Jakou blokovou strukturu má DVB-C přijímač (set-top box), jehož vstupním signálem 

je signál z STA rozvodu (koaxiální kabel) a výstupním signálem transportní tok TS? 

6. Jaké interference lze sledovat na distribuční kabelové cestě u standardu DVB-C? Které 

z těchto interferencí nejvíce ovlivní příjem signálu v závislosti na počtu stavů použité 

modulace M-QAM? 

7. Jaké jsou měřené parametry signálu při příjmu DVB-C? Jakými prostředky lze 

jednotlivé parametry měřit? 

8. Jakou strukturu má měřící přijímač pro standard DVB-C? Jaké parametry signálu jsou 

sledovány měřícím přijímačem (QAM analyzátorem) při konstelační analýze? 

9. Jak se projeví v konstelačním diagramu 64-QAM u DVB-C vliv amplitudového 

nevyvážení, fázové chyby a potlačení nosné modulátoru IQ? 

10. Co vyjadřuje a jak je definována modulační chyba MER? V jakém vztahu je 

modulační chyba MER k poměru signálu a šumu SNR? 






(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for cable systems. 

ETSI, 1998. 


(DVB); Measurement guidelines for DVB systems. ETSI, 2001.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

9 STANDARD DVB-T PRO PŘENOS DIGITÁLNÍ TELEVIZE...................................6 

9.1 ZÁKLADY TERESTRICKÉHO PŘENOSU DIGITÁLNÍ TELEVIZE.............................................. 6 

9.2 PŘEHLED PŘENOSOVÝCH TECHNIK STANDARDU DVB-T................................................. 6 

9.2.1 Nosné v DVB-T............................................................................................ 7 

9.2.2 Uspořádání přenosového rámce ............................................................... 10 

9.3 HIERARCHICKÁ MODULACE A KÓDOVÁNÍ...................................................................... 11 

9.4 SYSTÉMOVÉ PARAMETRY STANDARDU DVB-T............................................................. 14 

9.4.1 Konstelace a úrovně jednotlivých nosných ............................................... 19 

9.5 MODULÁTOR A VYSÍLAČ DVB-T .................................................................................. 20 

9.6 PŘIJÍMAČ DVB-T.......................................................................................................... 22 

9.7 VLIV ZKRESLENÍ NA TERESTRICKÉ PŘENOSOVÉ CESTĚ .................................................. 24 

9.7.1 Přenosová cesta......................................................................................... 25 

9.7.2 DVB-T terestrický kanál............................................................................ 26 

9.7.3 Vlastnosti při mobilním příjmu ................................................................. 28 

9.8 MĚŘENÍ SIGNÁLU PŘI TERESTRICKÉM PŘENOSU DVB-T................................................ 30 

9.8.1 Měření bitové chybovosti .......................................................................... 32 

9.8.2 Měření signálu DVB-T pomocí spektrálního analyzátoru ........................ 33 

9.8.3 Konstelační analýza signálu DVB-T ......................................................... 35 

9.8.4 AWGN (Additive White Gaussian Noise).................................................. 36 

9.8.5 Fázový jitter............................................................................................... 36 

9.8.6 Interferenční zdroje................................................................................... 36 

9.8.7 Odrazy a vícecestné šíření......................................................................... 37 

9.8.8 Dopplerův posuv ....................................................................................... 37 

9.8.9 I/Q chyby v modulátoru............................................................................. 37 

9.8.10 I/Q složky v závislosti na frekvenci ........................................................... 39 

9.8.11 Modulation Error Ratio (MER)................................................................. 40 

9.8.12 Měření crest faktoru.................................................................................. 41 

9.8.13 Měření lineárního zkreslení ...................................................................... 42 

9.8.14 Měření impulsní odezvy............................................................................. 42 


9.8.16 Závěr k rušení a vlivům zkreslení v DVB-T............................................... 43 





OBR. 9.1: ZMĚNA POZICE ROZPTÝLENÉ NOSNÉ S PROMĚNNOU POZICÍ VE SPEKTRU . ...................7 

OBR. 9.2: DBPSK MODULOVANÉ TPS NOSNÉ . ..........................................................................8 

OBR. 9.3: SPOJITÉ NOSNÉ, ROZPTÝLENÉ NOSNÉ A TPS NOSNÉ V KONSTELACI DVB-T ...............9 

OBR. 9.4: KONSTELACE DVB-T PRO QPSK, 16-QAM, 64-QAM ..............................................9 

OBR. 9.5: PŘENOSOVÝ RÁMEC SIGNÁLU COFDM (OFDM + FEC) . ........................................11 

OBR. 9.6: VLOŽENÍ KONSTELACE QPSK V 64-QAM PŘI HIERARCHICKÉ MODULACI ...............12 

OBR. 9.7: MOŽNÉ KONSTELACE PŘI HIERARCHICKÉ MODULACI DVB-T . .................................12 

OBR. 9.8: BLOKOVÝ DIAGRAM KODÉRU DVB-T S POUŽITOU HIERARCHICKOU MODULACÍ ......13 

OBR. 9.9: STRUKTURA VNITŘNÍHO PROKLADAČE PŘI GENEROVÁNÍ SYMBOLŮ 16-QAM ..........13 

OBR. 9.10: STRUKTURA VNITŘNÍHO PROKLADAČE PŘI GENEROVÁNÍ SYMBOLŮ VNITŘNÍ 

MODULACE 64-QAM S VLOŽENOU QPSK ........................................................................13 

OBR. 9.11: SPEKTRUM DVB-T V MÓDU 8K, RESP. 2K . .............................................................15 

OBR. 9.12: MAPOVACÍ TABULKY PRO VNITŘNÍ MODULACI DVB-T ..........................................19 

OBR. 9.13: DVB-T MODULÁTOR ..............................................................................................20 

OBR. 9.14: DVB-T MODULÁTOR – ČÁST FEC ..........................................................................21 

OBR. 9.15: MOŽNÁ IMPLEMENTACE MODULÁTORU DVB-T . ...................................................22 

OBR. 9.16: DVB-T PŘIJÍMAČ – ČÁST 1 .....................................................................................23 

OBR. 9.17: DVB-T PŘIJÍMAČ – ČÁST 2 .....................................................................................23 

OBR. 9.18: DVB-T SET-TOP BOX . ............................................................................................24 

OBR. 9.19: INTERFERENCE OVLIVŇUJÍCÍ PŘENOSOVOU CESTU SIGNÁLU DVB-T ......................24 

OBR. 9.20: POTLAČENÍ RAMEN PO ÚPRAVĚ CREST FAKTORU A PO PÁSMOVÉ FILTRACI .............25 

OBR. 9.21: PŘÍKLAD PROFILU ODRAZŮ POUŽITÝCH K REPREZENTACI VLASTNOSTÍ 

TERESTRICKÉHO PŘENOSOVÉHO KANÁLU . ........................................................................27 

OBR. 9.22: CHYBOVOST BER JAKO FUNKCE S/N PŘI QPSK, 16-QAM, 64-QAM (ZLEVA 

DOPRAVA) A NEHIERARCHICKÉ MODULACI .......................................................................29 

OBR. 9.23: BLOKOVÝ DIAGRAM DVB-T MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE . ...............................................31 

OBR. 9.24: BLOKOVÝ DIAGRAM DVB-T MĚŘÍCÍHO PŘIJMAČE R&S EFA 

(OFDM MĚŘÍCÍ PŘIJÍMAČ A DEMODULÁTOR) ...................................................................31 

OBR. 9.25: OBVOD PRO STANOVENÍ BITOVÉ CHYBOVOSTI PŘED VITERBIHO DEKÓDOVÁNÍM . ..32 

OBR. 9.26: MĚŘENÍ CHYBOVOSTI BER SIGNÁLU DVB-T POMOCÍ R&S EFA 

MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE . .......................................................................................................33 

OBR. 9.27: SPEKTRUM DVB-T SIGNÁLU ..................................................................................34 

OBR. 9.28: KONSTELAČNÍ ANALÝZA DVB-T SIGNÁLU POMOCÍ R&S EFA MĚŘÍCÍHO 

PŘIJÍMAČE .........................................................................................................................35 

OBR. 9.29: EFEKT FÁZOVÉHO JITTERU NA KONSTELAČNÍ DIAGRAM . ........................................36 

OBR. 9.30: OFDM MODULÁTOR A CHYBY I/Q . ........................................................................37 

OBR. 9.31: IQ CHYBY MODULÁTORU A) IQ AMPLITUDOVÉ NEVYVÁŽENÍ, B) IQ FÁZOVÁ CHYBA, 

C) NEDOSTATEČNÉ POTLAČENÍ NOSNÉ . .............................................................................38 

OBR. 9.32: SPEKTRUM DVB-T A) NOSNÉ 0 AŽ 3500 VYPNUTY, B) NOSNÉ 0 AŽ 3500 VYPNUTY, 

10 % AMPLITUDOVÉ NEVYVÁŽENÍ, C) NOSNÉ 0 AŽ 3500 VYPNUTY, 10 O FÁZOVÁ CHYBA ..38 

OBR. 9.33: ZOBRAZENÍ I/Q V ZÁVISLOSTI NA FREKVENCI POMOCÍ R&S EFA 


OBR. 9.34: ZOBRAZENÍ I/Q V ZÁVISLOSTI NA FREKVENCI (ZOOM) POMOCÍ R&S EFA 


OBR. 9.35: CHYBOVÉ VEKTORY PRO STANOVENÍ MER ............................................................40 

OBR. 9.36: MODULAČNÍ CHYBA MER V ZÁVISLOSTI NA FREKVENCI MĚŘENÁ R&S EFA 

MĚŘÍCÍM PŘIJÍMAČEM . ......................................................................................................41 

OBR. 9.37: MĚŘENÍ CREST FAKTORU A DISTRIBUCE AMPLITUDY SIGNÁLU POMOCÍ R&S EFA 

MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE . .......................................................................................................41


OBR. 9.38: AMPLITUDOVÉ A SKUPINOVÉ ZPOŽDĚNÍ MĚŘENÉ POMOCÍ R&S EFA 

MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE ........................................................................................................ 42 

OBR. 9.39: IMPULSNÍ ODEZVA MĚŘENÁ POMOCÍ R&S EFA MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE .................. 42 

OBR. 9.40: SPEKTRUM DVB-T SIGNÁLU MĚŘENÉ POMOCÍ R&S EFA MĚŘÍCÍHO PŘIJÍMAČE .... 43



TAB. 9.1: INFORMACE ULOŽENÉ V TPS NOSNÝCH.......................................................................8 

TAB. 9.2: DVB-T NOSNÉ – PŘEHLED A JEJICH POČET..................................................................9 

TAB. 9.3: SPOJITÉ NOSNÉ VE SPEKTRU DVB-T A JEJICH POZICE................................................10 

TAB. 9.4: TPS NOSNÉ VE SPEKTRU DVB-T A JEJICH POZICE. ....................................................10 

TAB. 9.5: ROZESTUP NOSNÝCH V DVB-T. ................................................................................14 

TAB. 9.6: DÉLKA SYMBOLŮ DVB-T .........................................................................................15 

TAB. 9.7: ŠÍŘKA PÁSMA SIGNÁLU DVB-T ................................................................................15 

TAB. 9.8: SYMBOLOVÉ RYCHLOSTI DVB-T. .............................................................................16 

TAB. 9.9: CELKOVÁ DÉLKA SYMBOLŮ DVB-T. ........................................................................16 

TAB. 9.10: POČET TRANSPORTNÍCH PAKETŮ (PAKETY DÉLKY 204 SYMBOLŮ PODLE MPEG-2) 

V JEDNOM SUPERRÁMCI.....................................................................................................16 

TAB. 9.11: BITOVÁ RYCHLOST PŘI NEHIERARCHICKÉ MODULACI A ŠÍŘCE KANÁLU 8 MHZ.......17 



TAB. 9.14: ÚČINNOST ŠÍŘKY PÁSMA NA BITOVOU RYCHLOST PŘI NEHIERARCHICKÉ 

MODULACI (OCHRANNÝ INTERVAL 1/4).............................................................................18 

TAB. 9.15: DATA PRO SIMULACI TERESTRICKÉHO PŘENOSOVÉHO KANÁLU...............................27 

TAB. 9.16: MINIMÁLNÍ C/N PRO NEHIERARCHICKOU MODULACI..............................................29 

TAB. 9.17: MINIMÁLNÍ C/N PRO HIERARCHICKOU MODULACI. .................................................30


9 Standard DVB-T pro přenos digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty se základy terestrického přenosu digitální 

televize, přehledem přenosových technik standardu DVB-T, hierarchickým kódováním 

a modulací, systémovými parametry standardu DVB-T, blokovou strukturou 

modulátoru a vysílače DVB-T, blokovou strukturou přijímače DVB-T, vlivem zkreslení 

na terestrické přenosové cestě na přijímaný signál, simulací terestrického přenosového 

kanálu a měřením signálu DVB-T při přenosu terestrickým kanálem. 

9.1 Základy terestrického přenosu digitální televize 

Vlastnosti terestrického rádiového kanálu jsou charakterizovány vícecestným 

šířením, které vede k prostorově a frekvenčně selektivním únikům. 

Terestrická přenosová cesta má následující charakteristické vlastnosti: 

• vícecestné šíření přes několik odražených signálů, 

• aditivní bílý Gaussovský šum (AWGN), 

• úzkopásmová a širokopásmová interferenční rušení, 

• Dopplerův jev a frekvenční posuv signálu při mobilním příjmu. 

Při terestrickém přenosu digitálních televizních signálů podle standardu DVB-T je 

nejvhodnější i vzhledem k předcházejícím charakteristikám použití modulace OFDM 

(Orthogonal Frequency Division Multiplex). OFDM modulaci předchází kanálové kódování 

FEC (stejné jako ve standardu DVB-S). 

Pokrytí terestrickým příjmem je využitelné k regionálnímu vysílání, lokálním 

a doplňkovým zpravodajským a informačním městským televizním službám (regionální nebo 

městská televize) a také k mobilnímu příjmu na přenosné přijímače. 

9.2 Přehled přenosových technik standardu DVB-T 

DVB-T – ETSI European standard ETS 300 744, od roku 1995, “Digital Video 

Broadcasting; Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial 

television”. 

Kanál má šířku pásma 8, 7 nebo 6 MHz a standard používá 2 různé módy: 

• 2k (délka IFFT 2048, délka symbolu 250 μs, rozestup nosných 4 kHz), 

• 8k (délka IFFT 8192, délka symbolu 1 ms, rozestup nosných 1 kHz). 

Mód 2k má větší rozestup nosných, je mnohem méně náchylný na rozprostření spektra 

ve frekvenční oblasti způsobené Dopplerovým posuvem při mobilním a vícecestném příjmu. 

Je však náchylný na větší zpoždění odražených signálů.


V jednofrekvenční síti SFN (Single Frequency Network) je vždy používán mód 8k, 

který lze využít při vysílání na větší vzdálenosti (až 67 km mezi vysílači). Při mobilním 

příjmu je lepší použití módu 2k díky většímu rozestupu nosných. 

Ochranný interval lze nastavit v rozmezí od 1/4 do 1/32 délky trvání symbolů. Je také 

možné zvolit typ vnitřní modulace (QPSK, 16-QAM, 64-QAM). Protichybové zabezpečení 

je stejné jako v případě standardu pro satelitní přenos – Reed Solomonovo kódování + 

interleaving + konvoluční kódování (1/2 až 7/8). 

V DVB-T je použita koherentní modulace OFDM. Nosné nesoucí užitečný obsah 

(payload) jsou mapovány do absolutních pozic a nejsou diferenciálně kódovány. 

Tato technika vyžaduje použití odhadu vlastností kanálu (channel estimation) a korekci 

pomocí pilotních nosných signálů spektra DVB-T (channel equlization). 

9.2.1 Nosné v DVB-T 

Modulace OFDM s módem 8k (2k) používá 6817 (1705) nosných. Mód 8k obsahuje 4 x 

větší množství nosných než mód 2k, symbolová rychlost módu 2k je 4 x vyšší než módu 8k. 

Módy mají stejné datové toky a stejné podmínky přenosu. 

• aktivní nosné (payload) s konstantní pozicí – používané pro přenos dat, 

• neaktivní nosné s konstantní pozicí – nastaveny na nuly, horní a dolní okraje pásma, 

nenesou modulaci a mají nulové amplitudy, 

• spojité nosné (continual) s konstantní pozicí – umístěné na reálné ose I (in-phase) 

buď na 0 o nebo 180 o , definovaná amplituda zesílena o 3 dB vůči průměrné hodnotě, 

jsou používané jako reference pro řízení AFC, 

• rozptýlené nosné (scattered) s proměnnou pozicí – rozptýlení přes celé spektrum, 

rozmítaný signál pro odhad kanálu, každá 12. nosná, každá rozptýlená nosná skáče o 3 

pozice, v obou složkách I a Q (viz obr. 9.1), 

• TPS nosné s konstantní pozicí – Transmission Parameters Signalling, rychlý 

informační kanál pro přijímač obsahující přenosové parametry. 

Obr. 9.1: Změna pozice rozptýlené nosné s proměnnou pozicí ve spektru [1]. 

TPS nosné jsou umístěny na konstantních frekvenčních pozicích. Jsou DBPSK 

modulovány a umístěny na ose I na pozici 0 o nebo 180 o (viz obr. 9.2). Jsou diferenčně 

kódovány, informace je obsažena v aktuálním rozdílu mezi následujícími symboly. 

Kompletní TPS informace jsou uloženy v 68 symbolech (jeden rámec) a skládají se 

z 68 bitů (viz tab. 9.1). Prvních 17 ze 68 TPS bitů jsou určeny pro inicializaci 

a synchronizaci, 13 bitů představuje protichybové zabezpečení, 22 bitů se užívá v současnosti 

a dalších 13 bitů je rezervováno pro budoucí aplikace.


Obr. 9.2: DBPSK modulované TPS nosné [1]. 

Tab. 9.1: Informace uložené v TPS nosných [1]. 

TPS nosné nesou informaci pro přijímač, která obsahuje: 

• použitý mód (2k, 8k), 

• délku ochranného intervalu (1/4, 1/8, 1/16, 1/32), 

• typ vnitřní modulace (QPSK, 16-QAM, 64-QAM), 

• kódový poměr (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8), 

• stav použití hierarchického kódování (ano/ne, α). 

Pozice spojitých nosných a TPS nosných je zřejmá v konstelačním diagramu DVB-T - 

příklad 64-QAM (viz obr. 9.3).


Obr. 9.3: Spojité nosné, rozptýlené nosné a TPS nosné v konstelaci DVB-T [1]. 

Aktivní nosné jsou modulovány buď QPSK, 16-QAM nebo 64-QAM a nesou informaci 

o protichybově zabezpečeném MPEG-2 TS. Obrázek uvádí konstelační diagramy i s pozicí 

speciálních nosných, a to v případě nehierarchické modulace (viz obr. 9.4). 

Obr. 9.4: Konstelace DVB-T pro QPSK, 16-QAM, 64-QAM [1]. 

Pozice spojitých nosných a TPS nosných ve spektru odpovídají standardu a jsou 

uvedeny v tabulkách. Počítání nosných začíná číslem nula, což odpovídá první nenulové 

nosné ve spektru kanálu. 

Tabulka níže uvádí přehled a počet všech druhů nosných ve spektru DVB-T 

(viz tab. 9.2 až 9.4). 

Tab. 9.2: DVB-T nosné – přehled a jejich počet [1].


Tab. 9.3: Spojité nosné ve spektru DVB-T a jejich pozice [1]. 

Tab. 9.4: TPS nosné ve spektru DVB-T a jejich pozice [1]. 

9.2.2 Uspořádání přenosového rámce 

V případě specifikace terestrického přenosu OFDM signálů je sdruženo 68 symbolů, 

které vytvářejí tzv. superrámec. Celkem 6817 nebo 1705 subnosných OFDM signálu jsou 

skládány jedna vedle druhé v horizontálním směru (viz obr. 9.5). Podélná osa představuje 

frekvenční osu. Posloupnost symbolů je znázorněna ve vertikálním směru. Mimo nosných, 

které jsou modulovány užitečnými daty (payload = data), jsou znázorněny i ostatní dříve 

uvedené nosné, které slouží pro synchronizaci (continual pilot, scattered pilot) a přenos 

doplňkových informací (TSP pilot).


Obr. 9.5: Přenosový rámec signálu COFDM (OFDM + FEC) [2]. 

9.3 Hierarchická modulace a kódování 

Standard DVB-T umožňuje volitelný přenos pomocí hierarchického kódování. 

Modulátor má dva vstupy TS a dvě nezávisle nastavitelné (avšak identické) větve FEC. 

Hlavním principem je aplikace účinnějšího protichybového zabezpečení na TS s nízkým 

datovým tokem a odolné robustní modulace (QPSK, 16-QAM). Tato cesta s vyšší prioritou 

zpracování se v modulátoru nazývá HP (high-priority path). Druhý TS má vyšší datový tok 

a je přenášen s nižším stupněm zabezpečení a modulací 64-QAM. Tato cesta se nazývá LP 

(low-priority path). 

Je tak možné podrobit stejné programové pakety MPEG-2 kódování, jednou s nízkým 

datovým tokem a podruhé s vysokým datovým tokem a zkombinovat je do dvou 

programových multiplexů přenášených ve dvou nezávislých TS. Vyšší datový tok 

automaticky znamená lepší (obrazovou) kvalitu! 

• HP – nižší datový tok, QPSK, vyšší protichybové zabezpečení, kódový poměr 1/2, 

• LP – vyšší datový tok, QAM, nižší protichybové zabezpečení, kódový poměr 3/4, 

V přijímači je signál cesty HP demodulován mnohem snadněji než signál cesty 

s prioritou LP. V závislosti na podmínkách příjmu je vybrána cesta HP/LP. 

V případě nejčastěji užívaného přenosu DVB-T s modulací 64-QAM a kódovými 

poměry 3/4 nebo 2/3, pak limit kvalitního příjmu odpovídá podmínce S/N > 20 dB. 

Individuální aktivní nosné nejsou modulovány s různými modulacemi. Místo toho je 

každá aktivní nosná přenášena částečně v obou větvích LP a HP. Cesta s vyšší prioritou 

HP je přenášena jako vložená modulace QPSK v 16-QAM nebo 64-QAM (viz obr. 9.6). 

Rychlost gross data rate pro LP a HP má konstantní poměr 4:2 (QPSK – 64-QAM) 

a 2:2 (QPSK – 16-QAM). Rychlost net data rate je závislá na kódovém poměru.


Obr. 9.6: Vložení konstelace QPSK v 64-QAM při hierarchické modulaci [1]. 

Obr. 9.7: Možné konstelace při hierarchické modulaci DVB-T [1]. 

Faktor α zvětšuje vzdálenost mezi jednotlivými kvadranty diagramů 16- nebo 64-QAM 

(viz obr. 9.7). Vyšší α způsobí nižší nároky při příjmu cesty HP a vyšší nároky při příjmu 

cesty LP, protože konstelační body v diagramu se sobě více přiblíží. Informace o tom, zda je 

použita hierarchická modulace, o faktoru α a kódových poměrech pro cestu LP a HP, jsou 

přenášeny v TPS nosných. 

Mapovací obvod (splitter) rozdělí vstupní datové toky (viz obr. 9.8). Obě části toku 

procházejí stejnými následnými kroky, vnitřní protichybové zabezpečení je však rozdílné. 

V bloku vnitřního prokládání (viz obr. 9.9 a 9.10) jsou obě části původního toku složeny opět 

v jeden datový tok TS a ten je dále zpracováván a mapován do modulátoru.


Obr. 9.8: Blokový diagram kodéru DVB-T s použitou hierarchickou modulací [2]. 

Obr. 9.9: Struktura vnitřního prokladače při generování symbolů 16-QAM [2]. 

Obr. 9.10: Struktura vnitřního prokladače při generování symbolů vnitřní modulace 

64-QAM s vloženou QPSK [2].


9.4 Systémové parametry standardu DVB-T 

Parametry jsou vzorkovací frekvence IFFT kanálu, šířka pásma signálu DVB-T, 

šířka pásma přenášeného DVB-T kanálu 8, 7 nebo 6 MHz, datové toky a úrovně signálu 

jednotlivých nosných. 

Základním parametrem je vzorkovací frekvence IFFT kanálu (viz vzorec 9.1) 

f sample IFFT 8 MHz = 64/7 MHz ⋅ 8/8 = 9,142857143 MHz 

f sample IFFT 7 MHz = 64/7 MHz ⋅ 7/8= 8 MHz 

f sample IFFT 6 MHz = 64/7 MHz ⋅ 6/8 = 6,857142857 MHz 

( 9.1 ) 

Vzorkovací frekvence IFFT specifikuje vzorkování OFDM symbolů a jejich 

frekvenčního pásma, které obsahuje 2k (až 2048) a 8k (až 8192) subnosných. Šířka pásma 

signálu v 8 MHz kanálu je pouze 7,6 MHz (rezerva 2 x 200 KHz). Těchto 7,6 MHz obsahuje 

1705 (pro 2k) nebo 6817 (pro 8k) aktuálně používaných nosných. 

Příslušný rozestup nosných (viz tab. 9.5) může být jednoduše odvozen (viz vzorec 9.2) 

Δf = f sample IFFT / N total carriers , 

Δf2k = f sample IFFT / 2048 , 

Δf8k = f sample IFFT / 8192 . 

Tab. 9.5: Rozestup nosných v DVB-T [1]. 

Z rozestupu jednotlivých nosných lze přímo odvodit délku symbolu (viz tab. 9.6) 

( 9.2 ) 

Δtsymbol = 1 / Δf . ( 9.3 ) 

Šířku pásma signálu (viz obr. 9.7) lze získat z rozestupu jednotlivých nosných Δf 

uvažovaného kanálu 8, 7, 6 MHz a počtu nosných použitých v módu 2k (1705) a 8k (6817) 

f signal DVB-T = N carriers_used ⋅ Δf . ( 9.4 ) 

Existují dva způsoby počítání subnosných OFDM. Častěji používaný způsob počítá 

subnosné od 0 do 1704 (6816). Obrázek ukazuje čísla nosných ve středu kanálu, které jsou 

důležité pro testování, měření a jeho synchronizaci (viz obr. 9.11).


Tab. 9.6: Délka symbolů DVB-T [1]. 

Tab. 9.7: Šířka pásma signálu DVB-T [1]. 

Obr. 9.11: Spektrum DVB-T v módu 8k, resp. 2k [1]. 

Celková datová rychlost gross data rate je výsledkem symbolové rychlosti 

(viz tab. 9.8), počtu datových aktivních nosných a typu modulace (viz vzorec 9.5). 

Celková délka OFDM symbolů (viz tab. 9.9) se skládá z délky symbolů a délky ochranného 

intervalu. 

gross_data_rate DVB-T = symbol rate ⋅ no_of_payload_carriers ⋅ 

bit_per_symbol . 

( 9.5 ) 

Bitová rychlost net data rate závisí na kódovém poměru konvolučního kódování 

a Reed Solomonově protichybovém zabezpečení RS(188,204) (viz vzorec 9.6). 

net_data_rate DVB-T = gross_data_rate ⋅ 188/204 ⋅ code_rate . ( 9.6 )


Tab. 9.8: Symbolové rychlosti DVB-T [1]. 

Tab. 9.9: Celková délka symbolů DVB-T [1]. 

Celková bitová rychlost overall net data rate DVB-T signálu je nezávislá na použitém 

módu (2k nebo 8k) (viz vzorec 9.7). Rychlost se pohybuje mezi 4 a 31 Mbit/s v závislosti 

na přenosových parametrech a šířce kanálu (viz tab. 9.11 až 9.13) 

overall_net_data_rate DVB-T = 188/204 ⋅ code_rate ⋅ log2(m) ⋅ (1 + guard) ⋅ 

channel ⋅ const1 , 

kde m = 4 (QPSK), 16 (16-QAM), 64 (64-QAM), 

log2(m) = 2 (QPSK), 4 (16-QAM), 6 (64-QAM), 

channel = 8/8 (8 MHz), 7/8 (7 MHz), 6/8 (6 MHz), 

code_rate = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, 

guard = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32, 

const1 = 6,75 ⋅ 10 6 bit/s. 

( 9.7 ) 

Základem pro stanovení užitečného datového toku je určení počtu paketů transportního 

toku MPEG-2, které tvoří přenosový rámec resp. superrámec (viz tab. 9.10). 

Tab. 9.10: Počet transportních paketů (pakety délky 204 symbolů podle MPEG-2) 

v jednom superrámci [2].


Tab. 9.11: Bitová rychlost při nehierarchické modulaci a šířce kanálu 8 MHz [1]. 

Tab. 9.12: Bitová rychlost při nehierarchické modulaci a šířce kanálu 7 MHz [1].


Tab. 9.13: Bitová rychlost při nehierarchické modulaci a šířce kanálu 6 MHz [1]. 

Zajímavé je také stanovení limitů účinnosti šířky pásma. Tuto účinnost představuje 

bitová rychlost dělená šířkou kanálu (8 MHz). Výsledkem je bitovou rychlost uváděná 

v jednotce bit/s na Hz. Tabulka uvádí hodnoty účinnosti šířky pásma na bitovou rychlost 

pro kanál s ochranným intervalem 1/4 (viz tab. 9.14). 

Tab. 9.14: Účinnost šířky pásma na bitovou rychlost při nehierarchické modulaci 

(ochranný interval 1/4) [2]. 

Pro hierarchickou modulaci je celková datová rychlost gross data rate při modulaci 

64-QAM rozdělena v poměru 2:4 mezi cesty HP a LP a při modulaci 16-QAM v poměru 2:2. 

Bitová rychlost net data rate v cestách HP a LP závisí na použitém kódovém poměru a to 

v každé cestě zvlášť. Pro cestu HP platí (viz vzorec 9.8) 

net_data_rate DVB-T HP = code_rate HP ⋅ bits_per_symbol HP ⋅ (1 + guard) ⋅ 

channel ⋅ const1 

a pro cestu LP platí (viz vzorec 9.9) 

( 9.8 )


net_data_rate DVB-T LP = code_rate LP ⋅ bits_per_symbol LP ⋅ (1 + guard) ⋅ 

channel ⋅ const1 , 

kde bits_per_symbol HP = 2 (QPSK), 

bits_per_symbol LP = 2 (16-QAM), 4 (64-QAM), 

channel = 8/8 (8 MHz), 7/8 (7 MHz), 6/8 (6 MHz), 

code_rate HP/LP = 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, 

guard = 1/4, 1/8, 1/16, 1/32, 

const1 = 6,75 ⋅ 10 6 bit/s 

Obr. 9.12: Mapovací tabulky pro vnitřní modulaci DVB-T [1]. 

9.4.1 Konstelace a úrovně jednotlivých nosných 

( 9.9 ) 

Střední hodnota signálu datových a TPS nosných – efektivní RMS hodnota všech 

vektorů konstelace v jejich správných pozicích, definovaná jako 100 % (nebo 1). 

Spojité a rozptýlené nosné jsou zesíleny o 2,5 dB ve srovnání se střední hodnotou 

datových nosných. Napěťová úroveň spojitých a rozptýlených nosných je zvýšena o 4/3 

(20 log 4/3), výkonová úroveň s kvadrátem o 16/9 (10 log 16/9). 

Pozice spojitých a rozptýlených nosných v konstelaci je zvýšena o 2,5 dB.


Testovací a měřící přístroje jsou většinou kalibrovány na poměr C/N nebo S/N. Poměr 

S/N je používán při výpočtu BER, které je způsobeno čistě šumovými interferencemi 

v přenosovém kanále. Při konverzi poměrů C/N a S/N je třeba vzít v úvahu ne jen datové, 

ale i ostatní nosné (pilotní) signálu (viz vzorec 9.10). 

Energie v datových nosných (payload) bez uvažování ostatních nosných (pilot) 

Payload_to_signal = 10 ⋅ log (payload / (payload + (scattered + continual) ⋅ 

(4/3)2 + TPS ⋅ 1)) 

Konkrétně 

P/S 2k = 10 ⋅ log (1512 / (1512 + (131 + 45) ⋅ (4/3)2 + 17 ⋅ 1)) = 0,857 dB 

P/S 8k = 10 ⋅ log (6048 / (6048 + (524 + 177) ⋅ (4/3)2 + 68 ⋅ 1)) = 0,854 dB 

9.5 Modulátor a vysílač DVB-T 

( 9.10 ) 

Modulátor DVB-T obsahuje jeden nebo dva TS vstupy následované bloky FEC (viz 

obr. 9.13). O počtu vstupů rozhoduje zda je použita hierarchická modulace nebo ne. Obě fáze 

FEC zabezpečení jsou shodné se zpracováním standardu DVB-S. Modulátor 

je synchronizován na TS na úrovni rozhranní v základním pásmu (sync byte), následuje 

energetický rozptyl s inverzí synchronizačních bytů, protichybové zabezpečení FEC (RS + 

prokládání + konvoluční kód se zúžením) (viz obr. 9.14). Až do tohoto místa jsou obě cesty 

HP a LP shodné, až na použitý kódový poměr. 

Cesty HP a LP jsou demultiplexovány a děleny na 2, 4 nebo 6 výstupních datových 

toků v závislosti na použité modulaci (2 pro QPSK, 4 pro 16-QAM a 6 pro 64-QAM). 

Obr. 9.13: DVB-T modulátor [1].


Obr. 9.14: DVB-T modulátor – část FEC [1]. 

Rozdělený datový tok je poté veden do bitového prokladače, kde jsou formovány 

bloky délky 126 bitů pro prokládání, a to v každé cestě. V následujícím symbolovém 

prokladači jsou bloky znovu proloženy blok za blokem a protichybově zabezpečený datový 

tok je veden do modulovaného kanálu COFDM 

Všechny aktivní nosné jsou mapovány pokud je použita hierarchická modulace. 

Výsledkem jsou dvě tabulky s Re(f) a Im(f) částmi signálu. Tyto tabulky také obsahují 

mezery pro doplnění dalších nosných (pilot) a TPS nosných, které jsou vloženy v bloku 

adaptace rámce. Kompletní tabulky jsou vedeny do bloku IFFT. 

Pak je již signál OFDM dostupný odděleně v reálné a imaginární části signálu a to 

v časové oblasti. Celkem 1705 nebo 6817 nosných je poté dočasně uloženo ve dvou 

posuvných registrech pracujících ve zřetězení. Střídavě je do nich zapisováno a z nich čteno 

a tímto známým způsobem je generován ochranný interval. 

Signál je poté číslicově filtrován a tak jsou vytvořeny I/Q signály, které mají upravené 

potlačení ramen. 

Ve výkonovém vysílači je signál nejdříve upraven pro kompenzaci nelinearity 

koncových stupňů. Ve stejnou chvíli je ořezán tak, aby DVB-T signál respektoval 

požadovaný crest faktor (ochrana proti velkým a malým úrovním amplitudy). 

Pokud je D/A převodník umístěn až za I/Q modulátorem, je třeba konvertovat nízké 

IF pásmo na požadované výstupní pásmo RF. 

Pozice I/Q modulátoru závisí na implementaci modulátoru DVB-T v praxi (viz obr. 

9.15). Signál je buď D/A konvertován odděleně pro I a Q složku na I/Q úrovně a pak přiveden 

do analogového IQ modulátoru, který umožňuje přímou modulaci na požadovaný RF kanál. 

Druhý způsob uvažuje aplikaci digitálního IQ modulátoru a pak teprve D/A převod. 

Tento způsob však vyžaduje dodatečnou konverzi z nízkého IF pásma do požadovaného RF 

kanálu.


9.6 Přijímač DVB-T 

Obr. 9.15: Možná implementace modulátoru DVB-T [1]. 

Tuner je použit ke konverzi RF kanálu na nižší pásmo IF (je požadována dobrá fázová 

šumová charakteristika tuneru). Další zpracování probíhá v IF kanálu se středním 

kmitočtem kanálu 36 MHz (viz obr. 9.16). 

Na úrovni mezifrekvence je signál filtrován filtrem pásmové propusti SAW s šířkou 

pásma 8, 7 nebo 6 MHz. Okolní kanály jsou potlačeny. SAW filtr má minimální fázový 

posuv, žádné skupinové zpoždění, pouze amplitudové zvlnění. 

V dalším kroku je signál konvertován do nižšího mezifrekvenčního pásma, druhá IF na 

32/7 MHz (4,571429 MHz). Všechny komponenty signálu nad polovinou vzorkovacího 

kmitočtu musí být potlačeny za pomoci filtru DP, to kvůli potlačení alliasingu. A/D 

převodník je řízen hodinovým kmitočtem 4 x druhá IF (4 ⋅ 32/7 = 18,285714 MHz) - důležité 

při použití fs/4 metody I/Q demodulace. 

Autokorelační funkce je využita pro odvození synchronizace. Během ochranného 

intervalu aktuálního symbolu je zopakována část následujícího symbolu, autokorelační funkce 

vytvoří identifikační signál právě v oblasti ochranného intervalu a v oblasti jednotlivých 

symbolů (pro pozici FFT okénka). 

Datový tok je rozdělen do dvou datových toků pomocí datového přepínač o polovinu 

vzorkovací periody. Eliminace tohoto posuvu spočívá ve filtraci (interpolaci) a zpoždění 

jednotlivých větví. 

Datové toky jsou poté vedeny do komplexního směšovače, který je buzen nosnými 

z číslicově řízeného oscilátoru (NCO). Přijímač se musí také synchronizovat na přijímanou 

frekvenci pomocí funkce AFC, která je vyhodnocována ze spojitých (continual) nosných 

po transformaci FFT.


Blok FFT zpracování signálu transformuje OFDM symboly zpátky do frekvenční 

oblasti (1705 a 6817 reálných a imaginárních částí). Tyto však ještě přesně neodpovídají 

rozložení jednotlivých nosných, okénko FFT není přesně umístěno na aktuálním symbolu 

(způsobuje to fázový posuv všech subnosných nebo natočení konstelace, její kompresi nebo 

expanzi). DVB-T signál obsahuje nosné určené k odhadu vlastností kanálu, které jsou 

využívány k opravě kanálu v přijímači. Měřením amplitudového a fázového zkreslení 

spojitých a rozptýlených nosných lze vypočítat korekční funkci kanálu a odstranit tak 

uvedené zkreslení. 

Paralelně s kanálovou korekcí jsou dekódovány TPS nosné z nekorigovaného kanálu. 

TPS nosné nevyžadují korekci, protože jsou diferenciálně kódované pomocí DBPSK 

modulace. 

Obr. 9.16: DVB-T přijímač – část 1 [1]. 

Obr. 9.17: DVB-T přijímač – část 2 [1]. 

TPS informace je zabezpečena protichybovou korekcí a je nutná pro další zpracování 

a to de-mapování, které následuje za korekcí kanálu. Datový tok je nyní k dispozici 

pro kanálové dekódování. Kromě symbolového a bitového prokládání je kanálový dekodér 

konfigurován shodně se standardem DVB-S (viz obr. 9.17). Informaci o tom, jak 

byl konvoluční kód zúžen nese informace kódovaná v TPS nosných.


Obr. 9.18: DVB-T set-top box [1]. 

Konstrukce set-top boxu obsahuje jen několik diskrétních prvků: tuner, SAW filtr, 

směšovací oscilátor pro druhou IF a filtr DP (viz obr. 9.18). Čip DVB-T demodulátoru 

obsahuje všechny moduly už od A/D převodníku. TS na výstupu DVB-T demodulátoru je 

veden do MPEG-2 dekodéru, kde jsou zpětně dekódovány video a audio signály. Všechny 

moduly jsou řízeny mikroprocesorem po I 2 C sběrnici. 

9.7 Vliv zkreslení na terestrické přenosové cestě 

Terestrická přenosová cesta je vystavena mnoha interferenčním vlivům (viz obr. 9.19). 

Kromě AWGN je to zejména vliv odrazů. Vícecestné šíření způsobuje největší problémy při 

příjmu DVB-T. Příjem na terestrické přenosové cestě je velmi závislý na okamžitém stavu 

odražených signálů. 

Obr. 9.19: Interference ovlivňující přenosovou cestu signálu DVB-T [1]. 

Kvalita přenosové cesty je rovněž ovlivněna vlastnostmi DVB-T modulátoru a vysílače. 

Vysoký crest faktor (PEAK / RMS signálu) - při přenosu OFDM v teorii DVB-T dosahuje 

hodnoty až (35 – 41) dB, v praxi musí být limitován na (11 – 12) dB. Tento fakt vede na 

menší potlačení ramen a zvýšení míry šumu v přenosovém kanále, a to ve stejném poměru 

jakým je potlačení ramen, což způsobuje intermodulační produkty a křížovou modulací


nosných. Potlačení ramen je rovno cca 40 dB. Ke zlepšení této hodnoty lze použít pásmovou 

kanálovou filtraci a dosáhnout tak potlačení ramen cca 45 dB. Poměr C/N v přenosovém 

kanále dosahuje hodnoty cca (35 - 38) dB. 

Výpočet crest faktoru cf v DVB-T s OFDM signálem (viz vzorce 9.11 až 9.14): 

cf = 20 ⋅ log (UPEAK/ URMS) ( 9.11 ) 

UPEAK = N ⋅ UPEAK0 = N ⋅ peak_amplitude_of_single carriers ( 9.12 ) 

URMS = √(N ⋅ URMS02) = √(N ⋅ UPEAK2 / 2) ( 9.13 ) 

cf OFDM = 20 ⋅ log (√2N) = 10 ⋅ log (2N) – zjednodušený vzorec ( 9.14 ) 

Teoretické hodnoty 

cf DVB-T 2k = 35 dB (v módu 2k s 1705 nosnými) – pouze teoretická hodnota ! 

cf DVB-T 8k = 41 dB (v módu 8k s 6817 nosnými) – pouze teoretická hodnota ! 

Omezená kvalita zpracování signálu v DVB-T modulátoru (úprava crest faktoru) 

se projeví v nárůstu šumových interferencí. Šum způsobí v přenosovém kanále zhoršené 

podmínky příjmu (v důsledku snížení poměru C/N) (viz obr. 9.20). Vícecestné odrazy 

a impulsní rušení pak způsobují při příjmu frekvenčně a prostorově selektivní úniky 

užitečného signálu. 

Obr. 9.20: Potlačení ramen po úpravě crest faktoru a po pásmové filtraci [1]. 

9.7.1 Přenosová cesta 

V ideálním případě je pouze jeden signál přijat na přijímací anténě. Signál je pouze 

utlumen na velkou nebo malou hodnotu a je ovlivněn pouze mírou AWGN. Tento AWGN 

kanál s přímou viditelností přijímače na vysílač se nazývá Gaussovský kanál a zajišťuje 

nejlepší podmínky příjmu. Pokud jsou k signálu přidány vícenásobné odrazy, pak 

matematický model je popsán jako Riceův kanál. Pokud je přímá viditelnost mezi vysílačem 

a přijímačem narušena a příjem je možný pouze díky odrazům, kanál je nazýván 

Rayleighovým kanálem.


Pokud je přijímač v pohybu a pohybuje se určitou rychlostí od vysílače, dojde vlivem 

Dopplerova jevu k posunu frekvence o Δf. Posuv lze kompenzovat pomocí AFC, pokud je 

známá rychlost a přenášená frekvence. Pokud jsou ke spektru OFDM navíc přidány odražené 

signály, dojde k jeho „rozmazání“. Ke kompenzaci lze při příjmu použít posuvný OFDM 

hřebenový filtr. Mód 8k (pro statický příjem) je na uvedený jev více náchylný než mód 2k 

(pro mobilní příjem). 

9.7.2 DVB-T terestrický kanál 

Podmínky příjmu pro obsluhovanou oblast při šíření digitální televize lze popsat 

modelem Gaussovského kanálu, který je založen na existenci přímé cesty signálu 

od vysílače k přijímači, ovlivněné pouze aditivním šumem AWGN. 

V případě rušení odraženými signály je třeba tento model kanálu rozšířit. Přenosová 

cesta označená jako Riceův kanál bere v úvahu vliv vícecestného šíření signálu a navíc vliv 

šumu. Předpokladem je zachování příjmu přímého signálu mezi vysílačem a přijímačem. 

Statistika šíření vícecestného signálu je charakterizována Riecovou distibucí (viz vzorec 

9.15). Odrazy v případě příjmu DVB signálu způsobují nárůst mezisymbolových interferencí 

ISI, které způsobují nárůst BER. Tento nárůst musí být korigován, např. zvýšením 

přenášeného výkonu. 

( 9.15 ) 

Výstupní signál modelu kanálu y(t) je charakterizován jako funkce signálu vstupního 

x(t) pomocí uvedené rovnice, kde jsou uvažovány vlivy jak přímého signálu, tak součet 

jednotlivých odrazů. 

Simulace výkonových požadavků na terestrický DVB standard využívá následující 

matematický model Riceova kanálu, kde bylo použito 20 odrazů k popisu a stanovení 

vlastností kanálu (viz tab. 9.15). 

Riceův faktor K vyjadřuje poměr signálu na přímé cestě k součtu signálů na všech 

odražených cestách. Faktor K = 10 dB byl použit pro simulaci. Data v tabulce představují 

simulaci přenosového terestrického kanálu vyjádřené útlumem, relativním časovým 

posunem a fázovým úhlem. Obrázek ukazuje útlum všech 20 odražených přenosových 

signálů jako funkci jejich časového posunu (viz obr. 9.21).


Obr. 9.21: Příklad profilu odrazů použitých k reprezentaci vlastností 

terestrického přenosového kanálu [2]. 

Tab. 9.15: Data pro simulaci terestrického přenosového kanálu [2]. 

Srovnání výsledků simulace v rámci sledování poměru C/N a QEF příjmu DVB signálu 

v AWGN kanálu ukazuje, že Riceův kanál vyžaduje kvalitnější signál. Požadavky na vyšší 

kvalitu představují rozsah 0,3 až 1,1 dB a nárůst přenášeného výkonu představuje cca 30 % 

pro kompenzaci vlivu odraženého signálu. 

Příjem na vnější anténu může být považován za stacionární příjem, ke kterému lze 

využít směrovou anténu pro selekci přímého signálu nebo alespoň pro výběr dominantního 

odraženého signálu místo hlavního přímého signálu. 

Situace se pochopitelně absolutně změní v případě mobilního příjmu. Ve srovnání se 

statickým příjmem na vnější anténu již nemusí být při mobilním příjmu zajištěn dominantní 

přímý signál. V návaznosti na to simulace modelu kanálu eliminuje z výpočtu přímý signál.


Přenosový kanál modelovaný tímto způsobem, s odrazy s větší nebo menší prioritou, se 

nazývá Raygleiův kanál a rozložení odrazů odpovídá Rayleighově distribuci (viz vzorec 

9.16) 

( 9.16 ) 

Rayleighův kanál (ve srovnání s kanálem AWGN) požaduje vyšší poměr C/N. 

Simulační výsledky ukazují, že pro QEF příjem je požadovaný poměr C/N vyšší o hodnotu 

cca 9 dB. Zvýšení poměru C/N o 9 dB vyžaduje zhruba 8 x vyšší přenášený výkon. 

9.7.3 Vlastnosti při mobilním příjmu 

Dopplerův posuv se odráží ve frekvenčním posuvu přijímaných OFDM nosných a ten je 

funkcí rychlosti a směru pohybu. V nejjednodušším případě se přijímač pohybuje od vysílače 

rychlostí v. Posuv frekvence pak může být vypočítán jako (viz vzorec 9.17) 

fD = v ⋅ f0 / c, ( 9.17 ) 

kde f0 je nosná frekvence a c je rychlost světla. 

Při mobilním příjmu je třeba sledovat více jevů : 

• Přijímač musí sledovat změny vlastností kanálu v čase a ve frekvenci. Odhad 

vlastností a korekce kanálu musí být zajištěny. 

• Přijímač může být ovlivněn interferencí s šumem, která způsobí narušení 

ortogonality subnosných díky změnám vlastností kanálu v čase. 

• Přijímač musí být správně synchronizován v čase a ve frekvenci. Ochranný interval 

– hrubé časování, rozptýlené nosné – jemné časování, spojité nosné – frekvenční 

synchronizace. 

• Velikost přijímaného signálu a poměr C/N musí být dostatečný. 

Více nebo méně šumu v DVB-T kanále vede k menší či větší bitové chybovosti během 

příjmu. Viterbiho dekodér (konvoluční) dokáže opravit tyto chyby a to v závislosti na 

kódovém poměru zvoleném v konvolučním kodéru. 

Poměry C/N a S/N se mírně liší při přenosu DVB-T, důvodem je uvažovaný výkon 

datových (payload) nosných a nosných pomocných (spojité, rozptýlené, TPS). 

Ke stanovení chybovosti BER je třeba znát výkon datových nosných. Rozdíl mezi 

celkovým výkonem všech nosných a výkonem čistě datových (payload) nosných je roven 

0,857 dB (0,854 dB) při módu 2k (8k). 

Rozdíl mezi hodnotami C/N a S/N v jednotlivých módech lze stanovit jako


10 ⋅ log (1512 / 1705) = -0,522 dB a C/N – S/N = 0,34 dB v módu 2k 

10 ⋅ log (6048 / 6917) = -0,520 dB a C/N – S/N = 0,33 dB v módu 8k 

Obr. 9.22: Chybovost BER jako funkce S/N při QPSK, 16-QAM, 64-QAM (zleva doprava) 

a nehierarchické modulaci [1]. 

Teoretický minimální poměr C/N pro QEF (quasi error free) příjem záleží na kódovém 

poměru. Navíc má na tuto hodnotu vliv i použitá modulace (QPSK, 16-QAM, 64-QAM) a typ 

kanálu (Gaussovský, Riceův, Rayleighův). 

Požadavky na minimální C/N (viz tab. 9.16) se mění od cca 3 dB pro QPSK s kódovým 

poměrem 1/2 v Gaussovském kanálu až k cca 28 dB pro 64-QAM s kódovým poměrem 7/8 

v Rayleighově kanálu. Praktické hodnoty jsou rovny cca 18 až 20 dB (64-QAM, 2/3 nebo 3/4) 

pro statický příjem a cca od 11 do 17 dB (16-QAM, 2/3 nebo 3/4) pro mobilní příjem. 

Teoretický minimální poměr C/N pro hierarchickou modulaci (QPSK, 64-QAM, α = 2) 

je uveden v tabulce (viz tab. 9.17). 

Tab. 9.16: Minimální C/N pro nehierarchickou modulaci [1].


Tab. 9.17: Minimální C/N pro hierarchickou modulaci [1]. 

9.8 Měření signálu při terestrickém přenosu DVB-T 

Metody testování signálů DVB-T vycházejí z normy DVB-T Measurement Guidelines 

ETSI TR 101 290. Prostředky pro měření v DVB-T jsou mnohem komplexnější než v případě 

ostatních dvou standardů (DVB-S a DVB-C) díky více komplexnější terestrické přenosové 

cestě, komplikovanějšímu DVB-T modulátoru a možným jevům při použití analogového I/Q 

modulátoru. 

Měřící techniky pro DVB-T musí pokrývat následující interferenční vlivy: 

• šum AWGN 

• fázový jitter 

• rušení a interference 

• vícecestné šíření 

• Dopplerův posuv 

• efekty sítě SFN (Single Frequency Network) 

• interfernece mezi sousedními kanály (potlačení ramen) 

• chyby I/Q modulátoru (amplitudové nevyvážení, fázová chyba, nedostatečné potlačení 

nosné) 

Měřící prostředky používané při měření v DVB-T jsou opět: 


• DVB-T měřící přijímač s analýzou konstelačního diagramu, 

• DVB-T testovací vysílač pro měření vlastností DVB-T přijímačů. 

DVB-T měřící přijímač (viz obr. 9.23) je nejdůležitějším prostředkem k měření. Díky 

pilotním nosným obsaženým v signálu DVB-T umožňuje nejkomplexnější analýzu signálu. 

Jednou z nich je analýza konstelačního diagramu DVB-T, který obsahuje několik tisíc 

subnosných (mód 2k – 1705, mód 8k - 6817).


Obr. 9.23: Blokový diagram DVB-T měřícího přijímače [1]. 

DVB-T měřící přijímač může být využit k detekci všech přenosových vlivů na 

přenosové cestě. Měřící přijímač se liší od set-top boxu ve kvalitnějším zpracování 

analogového signálu I/Q a odhadu vlastností kanálu. Zpracovávaná data jsou vyhodnocena 

signálovým procesorem (DSP). 

DSP procesor následně vypočítá konstelační diagram a z něj měřené hodnoty. 

Následně je DVB-T signál demodulován zpět na úroveň MPEG-2 TS. 

Obr. 9.24: Blokový diagram DVB-T měřícího přijmače R&S EFA 

(OFDM měřící přijímač a demodulátor) [6] 

Demodulátor DVB-T (viz obr. 9.24) popis ⇒ selektivní nebo širokopásmový downconvertor 

s konverzí do mezifrekvenčního pásma IF 36 MHz ⇒ SAW filtr podle šířky TV 

kanálu ⇒ měření s prezencí šumu ⇒ konverze do základního pásma (filtr DP) ⇒ konverze 

FFT transformací do frekvenční oblasti ⇒ odhad charakteristik kanálu (korekce amplitudy, 

fáze a zpoždění pro odstranění degradace způsobené v RF kanálu) ⇒ oprava chyb FEC 

jednotlivých paketů ⇒ demodulace TS MPEG-2.


9.8.1 Měření bitové chybovosti 

V DVB-T (stejně jako v DVB-S) jsou měřeny 3 bitové chybovosti BER díky vnitřnímu 

a vnějšímu zabezpečení: 

• bitová chybovost před Viterbiho dekódováním (pre-Viterbi), 

• bitová chybovost před RS dekódováním (pre-Reed Solomon), 

• bitová chybovost po RS dekódování (post-Reed Solomon). 

Obr. 9.25: Obvod pro stanovení bitové chybovosti před Viterbiho dekódováním [1]. 

Bitová chybovost s největším významem, která udává nejvíce informací i přenosu je 

chybovost před Viterbiho dekódováním (pre-Viterbi). Lze ji stanovit aplikací 

konvolučního kódování datového toku před RS dekódováním (stejné jako na straně 

vysílače) (viz obr. 9.25). Rozdíl a tím i bitová chybovost je pak stanovena pomocí komparace 

v I a Q větvích. Rozsah chybovosti před Viterbiho dekódováním je roven 1E-9 až 1E-2. 

Viterbiho dekodér může opravit pouze některé bitové chyby, stále zůstává zbytková 

chybovost před RS dekódováním. Počítáním korekčních zásahů Reed Solomonova dekodéru 

a jeho vztažením k celkovému počtu přenesených bitů v dané periodě je stanovena chybovost 

před RS dekódováním (pre-Reed Solomon). 

Reed Solomonův dekodér neopraví všechny chyby, ale označí všechny chybné pakety 

TS (označení paketů v hlavičce TS). Počítání chybných TS paketů umožňuje stanovení 

chybovosti po RS dekódování (post-Reed Solomon). 

DVB-T měřící přijímač detekuje všechny 3 chybovosti a zobrazuje je jako jeden z 

hlavním parametrů měření (viz obr. 9.26). 

Je třeba uvažovat, že pro nízké chybovosti (po Viterbiho dekódování a RS dekódování) 

musí být pro přesné výsledky chybovosti zajištěna odpovídající délka doby měření, a to 

v řádu minut až hodin.


Obr. 9.26: Měření chybovosti BER signálu DVB-T pomocí R&S EFA 

měřícího přijímače [6]. 

Příklad měřících výsledků v menu přístroje ukazuje všechny důležité informace o DVB- 

T přenosu. Kromě zvolené frekvence v RF pásmu je měřeným a zobrazovaným údajem 

přijímaná úroveň signálu, frekvenční odchylka, všechny 3 bitové chybovosti 

a dekódované TPS parametry. 

9.8.2 Měření signálu DVB-T pomocí spektrálního analyzátoru 

Spektrální analyzátor může být využitý k měření výkonu v DVB-T kanále, a to 

minimálně při měření výstupu DVB-T vysílače. Může být také využitý při stanovení odhadu 

poměru C/N signálu. Spektrum signálu OFDM a jeho vlastnosti mají podobu s vlastnostmi 

šumu a mají vysoký crest faktor (viz obr. 9.27). Díky podobnosti s vlastnostmi AWGN, 

lze tedy jeho výkon měřit podobně jako v případě šumu. 

Pro stanovení výkonu nosné je třeba spektrální analyzátor nastavit na: 

• center frequency na střed DVB-T kanálu 

• span na 20 MHz, 

• resolution bandwidth na 30 kHz, 

• video bandwidth na 300 kHz (kvůli RMS detektoru a log. reprezentaci výsledku) 



• noise marker na střed kanálu (výsledek C’ v dBm/Hz)


Obr. 9.27: Spektrum DVB-T signálu [1]. 



markeru v dBm/Hz a šířka pásma filtru a charakteristika logaritmického zesilovače 

analyzátoru jsou automaticky zohledněny. 

Pro vztažení výkonové hustoty C k Nyquistově šířce pásma BN signálu DVB-T, je třeba 

přepočítat výkon signálu (viz vzorec 9.17) 

C = C’ + 10 log BN = C’ +10 log (signal_bandwidth / Hz) [dBm] ( 9.18 ) 

Šířka pásma signálu DVB-T je rovna: 

• 7,61 MHz v 8 MHz kanálu, 

• 6,66 MHz v 7 MHz kanálu, 

• 5,71 MHz v 6 MHz kanálu. 

Přibližné stanovení výkonu šumu N 

Šumový marker může být také použitý při měření na ramenech spektra signálu DVB-T. 

To je umožněno díky předpokladu, že šum na okraji uvažovaného pásma postihuje i boční 

ramena spektra signálu. Hodnota N’ výkonové šířky šumu opět představuje výstup z markeru 

spektrálního analyzátoru 

Spektrální analyzátor udává výkonovou hustotu šumu N’. Výkon šumu N 

v přenosovém kanále DVB-T s šumovou šířkou pásma BN (shodná s šířkou pásma signálu) je 

poté stanoven z výkonové hustoty šumu N’ podle následující rovnice (viz vzorec 9.18) 

N = N’ + 10 log BN = N’ +10 log (noise_bandwidth / Hz) [dBm] ( 9.19 )


Výsledek poměru C/N je (viz vzorec 9.19) 

C/N [dB] = C [dBm] – N [dBm] ( 9.20 ) 

Příklad (8 MHz kanál - 7,6 MHz doporučeno v normě ETSI TR 101 290): 

Měřená hodnota šumového markeru pro C’ -100 dBm/Hz 

Korekční hodnota pro šířku pásma 7,6 MHz +68,8 dB 

Výkon nosné C v kanálu DVB-T -31,2 dBm 

Měřená hodnota šumového markeru pro N’ -140 dBm/Hz 

Korekční hodnota pro 7,6 MHz šumové pásmo +68,8 dB 

Výkon šumu N v kanálu DVB-T -71,2 dBm 

C/N [dB] = -31,2 [dBm] – (– 71,2 dBm) = 40 dB 

Při odhadu C/N pomocí měření šumovým markerem na ramenech signálu DVB-T je 

důležité, aby měření bylo provedeno přímo na výstupu výkonového zesilovače a před všemi 

pasivními pásmovými filtry. V opačném případě jsou tato ramena ovlivněna právě těmito 

filtry a je upraveno i jejich potlačení a měřený šum. 

9.8.3 Konstelační analýza signálu DVB-T 

Největší rozdíl mezi konstelační analýzou signálu DVB-T a DVB-C je v několika 

tisících subnosných OFDM, které musí být analyzovány. Rozsah měřených nosných musí 

být nastavitelný. Velmi často je konstelační diagram tvořen všemi nosnými (nosné č. 0 až 

1705 nebo 6817), jednotlivé diagramy všech větví jsou tedy kresleny přes sebe. Rozsah 

analyzovaných nosných OFDM může být zvolen dvěma způsoby: start/stop carrier 

number, center/span carrier number (viz obr. 9.28). 

Obr. 9.28: Konstelační analýza DVB-T signálu pomocí R&S EFA měřícího přijímače [6].


Kromě datových nosných (payload) mohou být zobrazeny všechny kontinuální 

a rozptýlené a TPS nosné. Tyto však nesmějí být zahrnuty do matematické analýzy 

konstelačního diagramu. 

Následující měřené hodnoty mohou být stanoveny z konstelačního diagramu: 

• S/N (signal/noise ratio) 

• fázový jitter 

• I/Q amplitudové nevyvážení 

• I/Q fázová chyba 

• MER modulační chyba 

9.8.4 AWGN (Additive White Gaussian Noise) 

Bílý šum vede k rozostřenému zobrazení konstelačních bodů („cloud-shaped“). 

Čím větší jsou konstelační body v zobrazení, tím větší je míra šumu. Poměr S/N může být 

stanoven analýzou distribuční funkce (normální Gaussovské rozložení) v rozhodovacích 

úrovních. Efektivní RMS hodnota šumu odpovídá normálnímu rozložení. Šum ovlivňuje 

všechny subnosné signálu DVB-T a lze jej také detekovat na všech subnosných. Jeho vliv 

a měřící metody jsou shodné jako v případě standardu DVB-C. 

9.8.5 Fázový jitter 

Vede k příčnému zkreslení v konstelačním diagramu (viz obr. 9.29). Je způsobený 

vlastnostmi oscilátoru v modulátoru DVB-T, ovlivňuje každou subnosnou a může být 

detekován na každé subnosné. Jeho vliv a měřící metody jsou shodné jako v případě 

standardu DVB-C. 

9.8.6 Interferenční zdroje 

Obr. 9.29: Efekt fázového jitteru na konstelační diagram [1]. 

Ovlivňují individuální subnosné nebo jejich pásma. Projevují se v konstelačním 

diagramu jako šum a způsobují rozostření konstelačních bodů, ale také mohou způsobovat 

jejich kruhové (sinusoidní) zkreslení.


9.8.7 Odrazy a vícecestné šíření 

Vedou k frekvenčně-selektivním únikům. Jednotlivé nosné nebo jejich skupiny 

obsahují interference, avšak ztracenou informaci lze částečně obnovit díky prokládání 

a velkému stupni protichybového zabezpečení v DVB-T (Reed Solomonovo a konvoluční 

kódování). Modulace COFDM (Coded) a její vlastnosti přesně vyhovují požadované 

odolnosti na odražené signály a jejich vícecestnému šíření při terestrickém šíření signálu 

digitální televize DVB-T. 

9.8.8 Dopplerův posuv 

Při mobilním příjmu je celé DVB-T spektrum frekvenčně posunuto díky Dopplerovu 

jevu. Dopplerův jev sám o sobě nepředstavuje pro přenos DVB-T žádný problém, protože 

posun spektra o několik stovek Hz při pohybu přijímače v automobilu lze jednoduše odstranit. 

Avšak při kombinaci Dopplerova jevu a vícecestného šíření dochází k tzv. rozmazání 

spektra. Odrazy, které se šíří směrem k přijímači posouvají spektrum jiným směrem, než je 

směr Dopplerova frekvenčního posuvu způsobeného pohybem přijímače. Kombinace obou 

jevů zhoršuje poměr S/N signálu. 

9.8.9 I/Q chyby v modulátoru 

OFDM symbol je vytvořen v obvodu mapování, reálné a imaginární části všech 

subnosných jsou vytvořeny ve frekvenční oblasti před aplikací IFFT. Každá subnosná je 

nezávisle QAM modulována (QPSK, 16-QAM, 64-QAM). Spektrum signálu není 

symetrické ani středově symetrické, pouze respektuje střed IFFT pásma. V souladu se 

systémovou teorií musí být po bloku IFFT generovány komplexní signály v časové oblasti. 

V tomto souladu jsou generovány reálné Re(t) a imaginární Im(t) signály jednotlivých 

nosných v řadě za sebou. Oba signály mají stejnou amplitudu a složka Im(t) je fázově 

posunuta o 90 o . 

Obr. 9.30: OFDM modulátor a chyby I/Q [1]. 

Všechny složky Re(t) jsou superponovány v čase a vedeny do větve I komplexního 

směšovače I/Q a všechny složky Im(t) jsou superponovány v čase a vedeny do větve Q. 

Směšovač I je buzen s 0 o fází nosné, směšovač Q je buzen s 90 o fází nosné. Oba modulační 

produkty jsou sečteny a společně tvoří OFDM signál ofdm(t). Obrázek zobrazuje místa, kde 

v I/Q modulátoru mohou vznikat chyby (viz obr. 9.30).


DC složka ve větvích Re(t) a Im(t) po IFFT vede ke zbytkové nosné ve větvi I nebo Q 

nebo v obou větvích. Stranou od odpovídající amplitudy také residuální nosné způsobují 

fázový posuv složek. Různá zesílení ve větvích I a Q vedou k I/Q amplitudovému 

nevyvážení. Pokud se fázový posuv složek I/Q v modulátoru liší od 90 o je generována I/Q 

kvadraturní chyba (kvadraturní modulace) (viz obr. 9.31). 

a) b) c) 

Obr. 9.31: IQ chyby modulátoru a) IQ amplitudové nevyvážení, b) IQ fázová chyba, 

c) nedostatečné potlačení nosné [1]. 

Tyto chyby mohou být jednoduše sledovány v DVB-C, ale mohou být pouze 

kontrolovány na střední nosné (střed kanálu, nosná č. 852 nebo 3408) v DVB-T, kde všechny 

ostatní nosné jsou zobrazeny jen s šumovými interferencemi. 

Všechny moderní DVB-T modulátory pracují v režimu přímé modulace (direct 

modulation method). I/Q modulátory v tomto módu mají obvykle pouze problém s potlačením 

nosné. Problém zbytkové nosné může být ověřen pouze na středním kmitočtu televizního 

pásma a způsobuje interference v jeho okolí. 

a) b) c) 

Obr. 9.32: Spektrum DVB-T a) nosné 0 až 3500 vypnuty, b) nosné 0 až 3500 vypnuty, 

10 % amplitudové nevyvážení, c) nosné 0 až 3500 vypnuty, 10 o fázová chyba [1]. 

Chyby I/Q modulátoru mohou být zobrazeny na DVB-T spektru, pokud DVB-T měřící 

a testovací vysílač umožňuje funkci vypnutí nosných (např. nižší pásmo nosných OFDM) 

(viz obr. 9.32). Ve středu pásma (střední nosná, nosná č. 852 nebo 3408). Zbytková nosná pak 

může být i zobrazena ve spektru. Pokud je v I/Q modulátoru nastaveno amplitudové 

nevyvážení, přeslech z nižšího do vyššího pásma je zřejmý ve spektru. Stejná situace může 

nastav v případě fázové chyby.


9.8.10 I/Q složky v závislosti na frekvenci 

Obrázek zachycuje symboly v závislosti na frekvenci (viz obr. 9.33). Jinými slovy, 

kvadraturní Q a soufázová in-phase I informace symbolů konstelačního diagramu je 

zachycena v závislosti na frekvenci. Chyba v modulačních složkách je zřejmá v uvedených 

průbězích, které tvoří signály konstelačního diagramu. 

Obr. 9.33: Zobrazení I/Q v závislosti na frekvenci pomocí R&S EFA měřícího přijímače [6]. 

Oblast zájmu složek I a Q může být zobrazena i s jemnějším frekvenčním rozlišením 

(viz obr. 9.34). Jakýkoli defekt v průbězích (nosná 1076 a její okolí je zobrazena v detailu) 

může být lokalizován poměrně jednoduše. Stejné metody mohou být použity i k dalším 

měřením – např. MER vs. frekvence v polárním zobrazení. 

Obr. 9.34: Zobrazení I/Q v závislosti na frekvenci (zoom) pomocí R&S EFA 

měřícího přijímače [6].


9.8.11 Modulation Error Ratio (MER) 

Chyba MER je metrika zohledňující všechny interferenční jevy, které nastávají 

v přenosovém kanále. Stejně jako S/N je obvykle MER definováno v dB. Pokud je 

interferenčním efektem pouze šum, hodnoty S/N a MER se rovnají. Odchylky ze středů 

rozhodovacích úrovní mohou být také využity k měření parametrů velikosti chyby 

a kvantifikace interferenčních vlivů. Pokud je odchylka příliš velká, rozhodovací úrovně 

jsou překročeny a vznikají bitové chyby. 

Odchylka ze středu pole rozhodovací úrovně může být měřena jako parametr pro 

velikost působícího rušení, což je v podstatě cílem techniky měření parametru MER 

(viz obr. 9.35). Chyba MER je veličina, která zohledňuje všechny individuální interferenční 

vlivy při přenosu a tím i vliv terestrické přenosové cesty. 

Stejně jako v případě standardu DVB-C pro modulační chybu MER platí 

MER [dB] ≤ S/N [dB]. ( 9.21 ) 

Obr. 9.35: Chybové vektory pro stanovení MER [1]. 

Reprezentace MER jako funkce čísla subnosné MER(f) má velký význam při měření 

DVB-T, protože umožňuje posouzení celkového stavu chyby v přenosovém kanále. Velmi 

jednoduše lze zjistit problematické frekvenční oblasti (viz obr. 9.36). Velmi často je uváděna 

pouze jediná a celková hodnota MER, která však nezahrnuje příliš mnoho praktických 

informací o kanálu. Grafická reprezentace MER v závislosti na frekvenci (subnosné) 

je velmi důležitým parametrem ! 

Příklad: V certifikačním protokolu DVB-T vysílače je uvedena hodnota MER rovna 

35 dB, avšak při měření pokrytí signálu se může na např. 25 km od vysílače objevit problém 

s příjmem signálu, který je způsobený právě vysílačem. Pokud je specifikovaná pouze jediná 

hodnota MER, jedná se o střední hodnotu, pak zcela chybí měření chybovosti, pouze je 

protokol doplněn o měření amplitudové odezvy a skupinového zpoždění. Všechny tyto údaje 

jsou méně důležité, ve srovnání s charakteristikou MER vs. frekvence (subnosné) a měření 

BER před Viterbiho dekódováním. Tyto dvě charakteristiky jsou plně dostačující.


Obr. 9.36: Modulační chyba MER v závislosti na frekvenci měřená R&S EFA 

měřícím přijímačem [6]. 

9.8.12 Měření crest faktoru 

DVB-T signál má velký crest faktor, který teoreticky dosahuje až 40 dB. V praxi je na 

vysílači crest faktor omezen na hodnotu cca 12 dB. Měřící vysílač sbírá data hned po A/D 

konverzi a počítá z nich v daném časovém okně efektivní RMS a maximální PEAK hodnotu 

signálu (viz obr. 9.37). Pro výpočet platí dříve uvedené 

cf = 20 ⋅ log (UPEAK/ URMS). ( 9.22 ) 

Obr. 9.37: Měření crest faktoru a distribuce amplitudy signálu pomocí R&S EFA 

měřícího přijímače [6].


9.8.13 Měření lineárního zkreslení 

Ačkoli je DVB-T poměrně nenáročné na požadavky na lineární zkreslení (amplituda, 

fáze, skupinové zpoždění), není problémem tyto parametry měřit. DVB-T měřící vysílač 

analyzuje pilotní subnosné (rozptýlené a kontinuální subnosné) obsažené v signálu a počítá z 

nich lineární zkreslení (viz obr. 9.38). Toto je stanoveno z odhadu parametrů kanálu. 

Obr. 9.38: Amplitudové a skupinové zpoždění měřené pomocí R&S 

EFA měřícího přijímače [6]. 

9.8.14 Měření impulsní odezvy 

Transformací dat odhadu vlastností kanálu (channel estimation), která jsou dostupná 

ve frekvenční oblasti a ze kterých byla odvozena amplitudová a fázová odezva, do časové 

oblasti pomocí IFFT je zjištěna impulsní odezva signálu DVB-T (viz obr. 9.39). 

Maximální délka impulsní odezvy, kterou lze vypočítat, závisí na počtu vzorků, které 

jsou k dispozici k odhadu parametrů kanálu. 

Obr. 9.39: Impulsní odezva měřená pomocí R&S EFA měřícího přijímače [6].


Každá třetí subnosná přispívá k odhadu vlastností přenosového kanálu. Vzdálenost mezi 

interpolačními body odhadu kanálu je 3Δf, kde Δf odpovídá odstupu nosných signálu OFDM. 

Možná stanovitelná délka impulsní odezvy je 1/3 Δf - jedna třetina délky trvání symbolové 

periody OFDM signálu. 

V ideálním případě se impulsní odezva skládá pouze z hlavního impulzu v čase t = 0, 

existuje pouze jedna cesta šíření signálu. Z impulsní odezvy mohou být jednoduše 

klasifikovány násobné odrazy odpovídající zpoždění a útlumu přenosové cesty. 


Sytém DVB-T nevyužívá plnou šířku kanálu, některé z 2k nebo 8k subnosných jsou 

nastaveny na nulu, tak aby nemohly být způsobeny interference mezi sousedními kanály. 

Díky nelinearitám a filtraci jsou však mimo tento uvažovaný kanál stále určité frekvenční 

složky a spektrum a jeho tvar obsahuje tzv. ramena a lze stanovit jejich potlačení – 

tzv. potlačení ramen (viz obr. 9.40). V DVB-T standardu je povolené potlačení ramen 

definováno toleranční maskou podle normy ETSI EN 300 744. 

Obr. 9.40: Spektrum DVB-T signálu měřené pomocí R&S EFA měřícího přijímače [6]. 

Potlačení ramen je měřeno pomocí funkce kurzorů spektrálního analyzátoru. V praxi 

bývá dosaženo: 

• výkonový zesilovač bez ekvalizace - cca 30 dB, 

• výkonový zesilovač s ekvalizací - cca 40 dB, 

• výkonový zesilovač po pásmové filtraci – cca 45 dB. 

9.8.16 Závěr k rušení a vlivům zkreslení v DVB-T 

Lze říci, že šum a fázový jitter ovlivňují všechny nosné a ve stejném rozsahu. 

Interference ovlivňují subnosné nebo skupinu subnosných šumem nebo sinusovým rušením 

(v konstelaci kruhové stavy). Odrazy ovlivňují pouze skupiny subnosných. I/Q chyby 

modulátoru částečně ovlivňují nosné formou rušení šumem, avšak mohou být identifikovány 

pouze měřením na středním kmitočtu nosné kanálu.


Všechny popsané jevy rušení na terestrické přenosové cestě mohou být pozorovány při 

konstelační analýze v DVB-T měřícím přijímači. Navíc DVB-T měřící přijímač také 

umožňuje měření přijímané úrovně, měření chybovosti, výpočet amplitudové a fázové 

odezvy a skupinového zpoždění z dat odhadu kanálu (channel estimation). Impulsní odezva 

je velmi důležitá při detekci vícecestného šíření signálu, a to zejména v sítích SFN. 


1. Čím je charakterizována pozemní přenosová cesta digitální televize DVB-T? Proč se 

při přenosu využívá modulace OFDM a v jakých módech? Čím se tyto módy liší? 

2. Jaké typy nosných kmitočtů jsou použity při modulaci DVB-T? K čemu jsou 

jednotlivé typy nosných využity při příjmu signálu přijímačem? 

3. Co obsahuje a jaký tvar má konstelační diagram při příjmu DVB-T s vnitřní modulací 

64-QAM? Jak se změní tvar tohoto diagramu při použití hierarchického kódování 

s proměnným parametrem alfa? 

4. Jakou informaci nesou TPS nosné v signálu DVB-T? Jakým typem modulace jsou 

modulovány a kde se nacházejí ve spektru OFDM? 

5. Jakou blokovou strukturu má DVB-T kodér, jehož vstupním signálem je transportní 

tok TS a výstupním signálem modulovaný signál do vysílače? 

6. Jakou blokovou strukturu má DVB-T přijímač (set-top box), jehož vstupním signálem 

je signál z přijímací antény a výstupním signálem transportní tok TS? 

7. Jaké interference lze sledovat na pozemní přenosové cestě u standardu DVB-T? 

Jaké typy přenosových kanálů tuto cestu při modelování charakterizují? 

8. Jaké jsou měřené parametry signálu při příjmu DVB-T? Jakými prostředky lze 

jednotlivé parametry měřit? 

9. Jak se projeví v konstelačním diagramu DVB-T s modulací 64-QAM vliv 

širokopásmového šumu, fázového neklidu a ztráta synchronizace? 

10. Jakým způsobem je měřena impulsní odezva měřícím přijímačem DVB-T? 

Ze kterých parametrů ji lze vyhodnotit a jaké závislosti vyjadřuje? Uveďte příklad. 






[ 4 ] ETSI EN 300 744 V1.4.1 (2001-01). European Standard. Digital Video Broadcasting 

(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial 

television. European Broadcasting Union, 2001. 

[ 5 ] ETSI TR 101 290 V1.2.1 (2001-05). Technical report. Digital Video Broadcasting 

(DVB); Measurement guidelines for DVB systems. European Broadcasting Union, 

2001. 

[ 6 ] [Rohde & Schwarz online]. TV Test Receiver EFA, Models 40/43 (DVB-T). 

Produktový list, , 2006.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

10 STANDARD DVB-H PRO MOBILNÍ PŘÍJEM DIGITÁLNÍ TELEVIZE ................5 

10.1 STANDARDY PRO MOBILNÍ DIGITÁLNÍ TELEVIZI ............................................................ 5 

10.2 STANDARD DVB-H (HANDHELD) - ETSI 302304 ........................................................ 6 

10.2.1 Zdrojové kódování....................................................................................... 7 

10.2.2 MPE (Multi Protocol Encapsulation) ......................................................... 7 

10.2.3 Zabezpečení MPE- FEC.............................................................................. 7 

10.2.4 Časové segmentování (time-slicing)............................................................ 7 

10.2.5 Koncepce DVB-H systému .......................................................................... 8 

10.2.6 Hloubkové prokládání (in-depth interleaving)............................................ 9 

10.2.7 Způsob signalizace v TPS nosných.............................................................. 9 

10.2.8 Přístup k DVB-H službám v TS a tabulka NIT.......................................... 10 

10.3 PŘIJÍMAČ DVB-H A JEHO ZÁKLADNÍ KONCEPCE......................................................... 11 

10.4 MOŽNÉ KONFIGURACE SÍTĚ ........................................................................................ 12 

10.5 KONTROLNÍ OTÁZKY................................................................................................... 12 

10.6 POUŽITÁ A DOPORUČENÁ LITERATURA ....................................................................... 13



OBR. 10.1: KMITOČTOVÁ PÁSMA DVB-T, DVB-H, GSM ..........................................................6 

OBR. 10.2: ČASOVÉ SEGMENTOVÁNÍ (TIME-SLICING) .................................................................7 

OBR. 10.3: KONCEPCE DVB-H SYSTÉMU (POUŽITÍ MULTIPLEXU MPEG-2 SLUŽEB) ..................8 

OBR. 10.4: ROZDĚLENÍ DO 2 NEBO 4 OFDM SYMBOLŮ ..............................................................9 

OBR. 10.5: TPS BITY DVB-H .....................................................................................................9 

OBR. 10.6: UMÍSTĚNÍ TABULKY INT V MODELU OSI................................................................11 

OBR. 10.7: ZÁKLADNÍ KONCEPCE DVB-H PŘIJÍMAČE...............................................................11 

OBR. 10.8: SPOLUPRÁCE SYSTÉMU DVB-H A MOBILNÍCH SÍTÍ .................................................12



TAB. 10.1: POROVNÁNÍ TECHNOLOGIÍ DVB-H, T-DMB, ISDB-T A MEDIAFLO....................... 5 

TAB. 10.2: PARAMETRY OFDM PRO DVB-H KANÁL (8 MHZ) .................................................. 8 

TAB. 10.3: TPS 68 BITŮ PŘES 68 SYMBOLŮ.............................................................................. 10 

TAB. 10.4: TABULKY PSI A SI PRO DVB-T A DVB-H ............................................................. 10


10 Standard DVB-H pro mobilní příjem digitální televize 

Cílem kapitoly je seznámit studenty s přehledem mobilních systémů pro digitální 

televizi, standardem DVB-H (handheld) a jeho srovnání s DVB-T (terrestrial), základní 

koncepce DVB-H přijímače a spoluprací systému DVB-H a mobilní sítě GSM, UMTS. 

10.1 Standardy pro mobilní digitální televizi 

Digitální televize pro mobilní příjem (mobilní televize, televize v mobilu) může 

využívat datové přenosy v mobilních sítích - video a audio streaming, datové rychlosti kolem 

stovky kb/s, sítě 3G (UMTS), budoucnost v sítích 4G a HDTV. 

Výhody – dostatek mobilních terminálů s podporou přehrávání videa a streaming 

libovolného datového toku z internetu. 

Nevýhody – nezaručený datový tok směrem k uživateli (výpadky obrazu), vyšší 

spotřeba energie mobilní stanice, nedostatečná kapacita UMTS sítě pro vyšší počet uživatelů, 

malé pokrytí UMTS, nutnost platby operátorovi za přenosy dat. 

Tab. 10.1: Porovnání technologií DVB-H, T-DMB, ISDB-T a MediaFLO. 

V systémech DVB-H (Handheld), T-DMB, ISDB-T a MediaFLO se jedná o příjem 

televize – broadcasting, nejde zde o streaming videa jako v datových sítích 

• DVB-H – Digital Video Broadcasting Handheld (vychází z DVB-T) 

• T-DMB – Terrestrial Digital Multimedia Broadcast (vychází z T-DAB) 

• ISDB-T – Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial 

• MediaFLO – Forward Link Only (nový standard společnosti Qualcomm)


Při porovnání systémů DVB-H a T-DMB (viz tab. 10.1) vychází DVB-H lépe díky větší 

flexibilitě a univerzálnosti. Vzhledem k příbuznosti standardů DVB-T a DVB-H lze očekávat, 

že tento bude implementován v rámci DVB-T multiplexů. DVB-H standard je založen 

na výborných vlastnostech DVB-T z hlediska mobilního příjmu a odpovídá potřebě zajistit 

spolehlivý příjem velkého množství dat při vysoké rychlosti přenosu. 

Důležitým požadavkem na DVB-H je schopnost přijímat jedinou anténou bitový tok kolem 

1,5 Mbit/s v přenosovém kanálu 8 MHz při vysoké rychlosti pohybu přijímače 

a v jednokmitočtové síti SFN. 

10.2 Standard DVB-H (Handheld) - ETSI 302304 

Výchozí požadavky na nový standard DVB-H: 

• Využití klasických TV pásem (III, IV a V), použitelné budou i kmitočty mimo tato 

pásma, doporučuje se používat kmitočty pod 700 MHz, nejvýše 49. kanál z důvodů 

možného rušení, možnost 5 MHz kanálu (viz obr. 10.1). 

• Kompatibilita se systémy DVB-T, využití existující infrastruktury. 

• Nízká spotřeba energie na straně přijímacího zařízení. 

• Přijatelná kvalita obrazu (MPEG-4 AVC, 384 kb/s, 360 x 288). 

• Dobré geografické pokrytí signálem a značná mobilita zařízení. 

Novinky DVB-H vůči DVB-T: 

• COFDM, nově vzniká mód 4k. 

• Rozšířená signalizace TPS. 

• Časové segmentování (time-slicing). 

• IP encapsulation v rámci MPEG-2 TS. 

• Nová tabulka INT (IP/MAC notifikační tabulka). 

Obr. 10.1: Kmitočtová pásma DVB-T, DVB-H, GSM [1].


10.2.1 Zdrojové kódování 

Standard DVB-H předpokládá zdrojové kódování obrazu MPEG-4 H.264 AVC se 

základním rozlišením 360 x 288 obrazových bodů s bitovým tokem 384 kbit/s na jeden 

televizní program (formát CIF) a zvuku pomocí standardu HE AAC. Obrazová a zvuková 

data jsou zapouzdřena v protokolu IP. 

10.2.2 MPE (Multi Protocol Encapsulation) 

Prostřednictvím signálu DVB-T se přenáší transportní tok MPEG-2. Z hlediska systému 

DVB-T představují služby DVB-H data, která se musí pomocí MPEG-2 TS přenést některou 

z podporovaných metod. Pro DVB-H byla zvolena metoda MPE a přenášení služby jsou 

založeny na protokolu IP (IP datagramy). MPE využívá zapouzdření IP paketů, adresy 

zdroje a místa doručení datových signálů jsou vkládány ve formě 48 b MAC adres. Tím je 

zabezpečena podpora provozu bod – bod, kterou samotné pakety TS nepodporují. 

10.2.3 Zabezpečení MPE- FEC 

V systému DVB-H se na úrovni MPE přidává další stupeň protichybového zabezpečení 

označovaný jako MPE-FEC. RS Data Table je zabezpečena navíc kódováním RS(255,191). 

Cílem je zabezpečení mobilního příjmu a snížení vlivu impulsního rušení. Tento prvek je 

spolu s časovým segmentováním (time-slicing) druhou hlavní inovací systému DVB-H. 

10.2.4 Časové segmentování (time-slicing) 

Systém pro redukci odběru energie z baterie mobilního přijímače. Vysílaná data se 

přenášejí v burstech, v určitých časových intervalech. Video a audio data (1 – 2 Mbit/s) 

řicházejí v několika sekundových intervalech. V době, kdy přijímač nepřijímá požadovaný 

shluk dat, je tuner (pouze vf část přijímače) neaktivní a odpojený od baterie. Shluky přijaté 

přijímačem se ukládají v operační paměti přijímače (vyrovnávací paměť). Time-slicing může 

snížit spotřebu energie až o 95% oproti spotřebě klasických DVB-T tunerů. 

Time-slicing (viz obr. 10.2) je systém datového karuselu IP využívaný při přenosu dat. 

Výhodou vysílání časově segmentovaných dat je možnost provádění spojitého handoveru 

(vyhledávání vysílače se stejnou službou v sousedních buňkách). 

Handover - při přemístění přijímače do sousední buňky je přijímač snadno přeladěn a 

pokračuje v nepřerušeném příjmu vybrané služby beze ztráty dat. 

Obr. 10.2: Časové segmentování (time-slicing) [1].


10.2.5 Koncepce DVB-H systému 

V obrázku je zachyceno zapojení přenosového řetězce s modulátorem DVB-T 

(viz obr. 10.3). Zdrojové signály pro multiplexer jsou programy standardní TV a posledním 

příspěvkovým ES je DVB-H služba na bázi IP protokolu. Všechny elementární toky ES 

jsou přenášeny v klasickém transportním toku TS, který je zpracován v DVB-T modulátoru, 

který umožňuje navíc generování 4096 nosných (mód 4k). 

Obr. 10.3: Koncepce DVB-H systému (použití multiplexu MPEG-2 služeb) [1]. 

Tab. 10.2: Parametry OFDM pro DVB-H kanál (8 MHz) [1]. 

Z tabulky (viz tab. 10.2) vyplývá rozdílné praktické využití jednotlivých módů. 

• Velikost sítě SFN – mód 8k připouští 4x větší vzdálenost vysílačů (67 km oproti 

17 km u módu 2k) díky 4 násobné době trvání ochranného intervalu. 

• Možnost mobilního příjmu – maximální možná rychlost při mobilním příjmu 

je zhruba 4x větší v módu 2k, který má 4x větší odstup nosných než mód 8k, což má 

za následek 4x větší odolnost proti Dopplerovu jevu.


Mód 4k je interpolací mezi módy 2k a 8k a je určitým kompromisem mezi ostatními 

dvěma módy. Užitečná data nese 3024 nosných, také se využívá hloubkové a časové 

prokládání (time interleaving). 

10.2.6 Hloubkové prokládání (in-depth interleaving) 

V DVB-T modulátoru při zabezpečení FEC následuje po vnějším RS kódování, vnějším 

symbolovém prokládání a vnitřním konvolučním kódování dále vnitřní prokládání (bitově 

a symbolově orientované). 

Každý terminál pro mobilní příjem podporuje mód 8k. Může být využita poměrně velká 

paměť symbolového prokladače 8k i pro módy 2k a 4k. Celkem 6048 proložených symbolů je 

potom v módu 2k namapováno do čtyř OFDM symbolů a v módu 4k do dvou OFDM 

symbolů. 

Použití hloubkového vnitřního prokládání přináší větší odolnost proti impulsnímu 

rušení. Na obrázku je zachyceno mapování do dvou nebo čtyř symbolů (viz obr. 10.4). 

Obr. 10.4: Rozdělení do 2 nebo 4 OFDM symbolů [1]. 

10.2.7 Způsob signalizace v TPS nosných 

DVB-T používá na přenos informací o parametrech vysílání 68 bitů TPS (viz tab. 10.3) 

a ty se přenášejí v průběhu jednoho rámce OFDM (68 symbolů). 

DVB-H využívá i rezervované bity (viz obr. 10.5): 

• 48 („1“ = časové segmentování DVB-H) 

• 49 („1“ = alespoň jeden ES je kódován s MPE-FEC). 

Obr. 10.5: TPS bity DVB-H [1].


Tab. 10.3: TPS 68 bitů přes 68 symbolů [1]. 

10.2.8 Přístup k DVB-H službám v TS a tabulka NIT 

INT (IP/MAC Notification Table) - tabulka definuje, kde se dají najít datové toky 

IP/MAC, opakuje se v transportním toku každých 30 sec (viz tab. 10.4 a obr. 10.6). 

Procedura přístupu ke službám se odehrává v následujících krocích: Výběr jednoho 

z dostupných transportních toků ⇒ výběr jedné z dostupných IP platforem ⇒ příjem INT 

tabulky IP platformy ⇒ výběr IP služby (IP datagramy) ⇒ filtr pro IP tok nesoucí vybraný IP 

datagram. 

Tab. 10.4: Tabulky PSI a SI pro DVB-T a DVB-H [1].


Obr. 10.6: Umístění tabulky INT v modelu OSI [1]. 

• Síťová vrstva – Internet Protocol 

• Linková vrstva – time-slicing, MPE 

• Fyzická vrstva – DVB-T, COFDM 4k 

10.3 Přijímač DVB-H a jeho základní koncepce 

DVB-H přijímač obsahuje kromě samotného demodulátoru DVB-T i modul pro časové 

segmentování (time-slicing) a modul MPE-FEC (viz obr. 10.7). 

DVB-T demodulátor – obnovení TS z vf signálu, podporuje módy 2k, 4k a 8k 

s odpovídající signalizací TPS (Transmitter Parameter Signalling). 

Časové segmentování – úspora energie z baterie a zabezpečení handoveru. 

MPE-FEC – doplňková protichybová ochrana 

Obr. 10.7: Základní koncepce DVB-H přijímače [1]. 

Služby spojené s vysíláním DVB-H (interaktivní aplikace) mohou být doručeny bez 

nutnosti budovat zpětný kanál. Předpokládá se, že terminály budou napojeny na buňkovou 

síť GSM, resp. UMTS (viz obr. 10.8). 

Způsob platby za tyto služby může být přímo včleněn do systémů zpoplatňování služeb 

spojených s mobilními hlasovými a datovými službami operátorů.


Obr. 10.8: Spolupráce systému DVB-H a mobilních sítí [1]. 

10.4 Možné konfigurace sítě 

• Existující DVB-T síť s pokrytím uvnitř budov a DVB-H v rámci jednoho multiplexu, 

použijí se módy kompatibilní pro DVB-T (2k a 8k, ne 4k!). 

• DVB-T a DVB-H jsou v hierarchickém přenosovém módu, kde tok DVB-H je tok 

s vyšší prioritou HP. 

• Jen síť DVB-H, použije se mód OFDM 4k, SFN nebe MFN sítě. 


1. Jaké vlastnosti má standard DVB-H jiné nebo navíc ve srovnání se standardem DVB- 

T? Který z nich je významný zejména pro konstrukci mobilních terminálů pro příjem? 

2. Jaká televizní pásma lze využívat pro šíření DVB-H? Čím je tento požadavek omezen 

ve frekvenčním spektru? Jaké šířky kanálů může DVB-H využívat? 

3. Na jakém principu pracuje časové segmentování (time-slicing) u DVB-H? Jak je 

proveden handover při příjmu DVB-H? 

4. Jaké typy zabezpečení FEC jsou použity ve standardu DVB-H? Které zabezpečení je 

shodné se standardem DVB-T a které je použito pouze pro standard DVB-H? 

5. Jak lze adresovat informace pro jednotlivý přijímač DVB-H při příjmu broadcast 

(všem přijímačům) vs. multicast (vybrané skupině přijímačů)? 

6. Co je to tzv. hloubkové prokládání u standardu DVB-H a k čemu se využívá? Jak lze 

jednotlivé bity mapovat do OFDM symbolů v módu 2k a 4k? 

7. Jaká je bloková koncepce přenosového systému standardu DVB-H při použití 

muliplexu MPEG-2 TS a zapouzdření IP protokolu pro přenos datových služeb? 

8. Jaká je základní koncepce přijímače pro DVB-H? Jaké bloky jsou shodné 

s přijímačem DVB-T a které jsou pro standard DVB-H nové?


9. Jaké jsou možné konfigurace součinnosti systémů DVB-T, DVB-H a GSM ? Jakou 

má takový systém blokovou strukturu ? 

10. Jaké výhody, nevýhody a kompromisní řešení přináší mód 4k OFDM modulace u 

standardu DVB-H oproti módům 2k a 8k použitých u standardu DVB-T ? 



[ 2] Reimers, U. DVB. The Family of International Standards for Digital Video 


[ 3 ] ETSI EN 302 304 v 1.1.1 (2004-11). European Standard (Telecommunications series). 

Digital Video Broadcasting (DVB); Transmission System for Handheld Terminals. 

ETSI, 11/2004. 

[ 4 ] ETSI TR 102 377 v 1.2.1 (2005-11). Technical Report. Digital Video Broadcasting 

(DVB); DVB-H Implementation Guidelines. ETSI, 11/2005.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

11 VYSÍLAČE A PŘIJÍMAČE PRO DIGITÁLNÍ TELEVIZI DVB-T ...........................5 

11.1 JEDNOFREKVENČNÍ SÍTĚ SFN PRO DVB-T ................................................................... 5 

11.1.1 Architektura SFN sítě.................................................................................. 6 

11.2 BLOKOVÉ SCHÉMA VYSÍLAČE DVB-T .......................................................................... 9 

11.2.1 Modulátor / budič........................................................................................ 9 

11.2.2 Výkonový zesilovač.................................................................................... 10 

11.2.3 Výstupní filtr.............................................................................................. 11 

11.2.4 Základní technické parametry standardního vysílače určeného pro 

analogovou a digitální televizi .................................................................. 12 

11.2.5 Monitorované parametry v síti SFN a parametry měřené na vysílači 

DVB-T........................................................................................................ 13 

11.3 PŘEVADĚČE SIGNÁLU DVB-T..................................................................................... 14 

11.4 PŘIJÍMAČE DVB-T (SET-TOP BOXY, STB) .................................................................. 15 

11.4.1 Bloková struktura STB a přijímače DVB-T............................................... 16 

11.4.2 Tuner ......................................................................................................... 17 

11.4.3 IF mezifrekvenční zpracování ................................................................... 17 

11.4.4 Integrovaný obvod dekodéru DVB-T......................................................... 18 

11.4.5 Set-top box pro DVB-T.............................................................................. 18 

11.4.6 Příklad jednočipového řešení set-top boxu Technisat............................... 20 

11.4.7 Diverzitní přijímače pro přenosný nebo mobilní příjem DVB-T............... 20 

11.4.8 Přijímač STB pro DVB-T s podporou MHP aplikací ............................... 21 

11.4.9 Integrovaná digitální televize IDTV (Integrated Digital TV).................... 22 

11.4.10 Skupinové přijímače DVB-T, DVB-S, analogové televize ......................... 22 

11.4.11 PCI, PCMCIA a USB karty pro příjem DVB-T v PC................................ 23 

11.5 ANTÉNY PRO PŘÍJEM DVB-T ...................................................................................... 24 

11.5.1 Pásmo VHF (5 –12 kanál)......................................................................... 24 

11.5.2 Pásmo UHF (21 – 69 kanál) ..................................................................... 24 

11.5.3 Vlastnosti přijímacích antén...................................................................... 25 

11.5.4 Typy antén pro příjem DVB-T................................................................... 25 





OBR. 11.1: ZÁKLADNÍ ARCHITEKTURA SÍTĚ SFN PRO DIGITÁLNÍ TELEVIZI DVB-T....................5 

OBR. 11.2: BLOKOVÁ STRUKTURA SÍTĚ SFN SE DVĚMA VYSÍLAČI..............................................6 

OBR. 11.3: DVB-T DISTRIBUČNÍ SÍŤ S VKLÁDÁNÍM MIP ............................................................8 

OBR. 11.4: STRUKTURA MEGARÁMCE NA ÚROVNI TS.................................................................9 

OBR. 11.5: ZÁKLADNÍ BLOKOVÉ SCHÉMA VYSÍLAČE DIGITÁLNÍ TELEVIZE................................10 

OBR. 11.6: ZJEDNODUŠENÉ BLOKOVÉ SCHÉMA MODULÁTORU/BUDIČE R&S............................10 

OBR. 11.7: BLOKOVÉ SCHÉMA PARALELNĚ ŘAZENÝCH ZESILOVAČŮ........................................10 

OBR. 11.8: ZAPOJENÍ FILTRŮ TESLA FDXB-1 A FDXB-2.........................................................11 

OBR. 11.9: SPEKTRÁLNÍ MASKA PRO VÝSTUPNÍ SIGNÁL VYSÍLAČE DVB-T V PŘÍPADĚ 

VEDLEJŠÍHO ANALOGOVÉHO KANÁLU CCIR G/PAL .........................................................12 

OBR. 11.10: KRITICKÁ SPEKTRÁLNÍ MASKA PRO VÝSTUPNÍ SIGNÁL VYSÍLAČE DVB-T V 

KANÁLU UHF PÁSMA (IV. A V. TV PÁSMO) .....................................................................12 

OBR. 11.11: BLOKOVÉ SCHÉMA DIGITÁLNÍHO PŘEVADĚČE.......................................................14 

OBR. 11.12: OBECNÁ KONFIGURACE STB ................................................................................16 

OBR. 11.13: BLOKOVÝ DIAGRAM PŘIJÍMAČE DVB-T ...............................................................16 

OBR. 11.14: KONFIGURACE STB S TUNEREM VČETNĚ SAW A AGC ........................................17 

OBR. 11.15: KONFIGURACE STB S KLASICKÝM ŘEŠENÍM TUNERU............................................17 

OBR. 11.16: KONFIGURACE STB S KLASICKÝM ŘEŠENÍM TUNERU, ROZDÍLNÁ 

IMPLEMENTACE AGC........................................................................................................18 

OBR. 11.17: BLOKOVÝ DIAGRAM TYPICKÉHO ČIPU DVB-T DEKODÉRU....................................18 

OBR. 11.18: ZÁKLADNÍ BLOKOVÉ SCHÉMA PŘIJÍMAČE DVB-T (SET-TOP BOXU) ......................19 

OBR. 11.19: ZAPOJENÍ ZÁKLADNÍ DESKY SET-TOP BOXU OD FIRMY ST MICROELECTRONICS ...19 

OBR. 11.20: BLOKOVÉ SCHÉMA DIVERZITNÍHO PŘIJÍMAČE S OBVODY DIB 7000M...................21 

OBR. 11.21: BLOKOVÉ SCHÉMA SET-TOP BOXU S PODPOROU MHP...........................................21 

OBR. 11.22: OSI MODEL PRO NÁZORNOU ILUSTRACI STŘEDNÍ VRSTVY „MIDDLE TIER“...........22 

OBR. 11.23: BLOKOVÉ SCHÉMA STA SKUPINOVÉHO PŘIJÍMAČE PRO PŘÍJEM 

DVB-T, DVB- S A ANALOGOVÉ TELEVIZE. ......................................................................22 

OBR. 11.24: BLOKOVÉ SCHÉMA PCI KARTY PRO PŘÍJEM ANALOGOVÉ A DVB-T 

DIGITÁLNÍ TELEVIZE..........................................................................................................23 

OBR. 11.25: BLOKOVÉ SCHÉMA USB EXTERNÍ KARTY PRO PŘÍJEM DVB-T 

DIGITÁLNÍ TELEVIZE ..........................................................................................................23 

OBR. 11.25: ŠÍŘENÍ TELEVIZNÍHO SIGNÁLU V MĚSTSKÉ ZÁSTAVBĚ...........................................24



TAB. 11.1: DÉLKA OCHRANNÉHO INTERVALU PRO 8K A 2K MÓD A 8 MHZ KANÁL..................... 7 



TAB. 11.4: POČET TS PAKETŮ V SUPERRÁMCI............................................................................ 8 

TAB. 11.5: DÉLKA TRVÁNÍ MEGARÁMCŮ DVB-T ...................................................................... 9 

TAB. 11.6: PARAMETRY FILTRŮ TESLA FDXB-1 A FDXB-2.................................................... 11 

TAB. 11.7: PARAMETRY VYSÍLAČE ANALOGOVÉ A DIGITÁLNÍ TELEVIZE .................................. 13 

TAB. 11.8: SEZNAM PARAMETRŮ MONITOROVANÝCH V SÍTI SFN ............................................ 13 

TAB. 11.9: SEZNAM PARAMETRŮ MONITOROVANÝCH A MĚŘENÝCH NA VYSÍLAČI DVB-T ...... 13


11 Vysílače a přijímače pro digitální televizi DVB-T 

Cílem kapitoly je seznámit studenty s vlastnostmi jednofrekvenční sítě digitální 

televize SFN, blokovým schématem vysílače DVB-T, převaděčem digitální televize 

DVB-T, blokovým schématem DVB-T přijímače (set-top boxu, STB), vnitřní blokovou 

strukturou DVB-T přijímače, skupinovým příjmem analogové a digitální televize 

DVB-T a typy antén pro příjem DVB-T. 

11.1 Jednofrekvenční sítě SFN pro DVB-T 

Pro šíření signálu DVB-T se používají jednofrekvenční sítě SFN (Single Frequency 

Network) terestrických vysílačů (viz obr. 11.1). 

Obr. 11.1: Základní architektura sítě SFN pro digitální televizi DVB-T [2]. 

Výhody SFN sítě: 

• efektivní využití kmitočtového pásma, na jednom kmitočtu se šíří multiplex více 

programů s pokrytím poměrně velkého území, 

• efektivnější vynaložení energie na vysílání, nižší náklady na jeden program, 

• v případě výskytu úniků signálu v pokrytí, je možné tyto mezery ve spektru vyplnit 

signálem z druhého vysílače. 

Nevýhody SFN sítě: 

• vysílač, který porušuje pravidla SFN sítě způsobuje rušení v oblasti pokrytí, 

• nevyhnutelná synchronizace v síti (čas, frekvence, data), 

• nutné monitorování vlastností SFN sítě


11.1.1 Architektura SFN sítě 

Signál za kodérem a multiplexerem je synchronizován v SFN adaptéru (signálem 

GPS, vkládáním MIP paketů) (viz obr. 11.2). Pak se TS přivádí k síťovému adaptéru, který 

je vstupem do distribuční sítě. Distribuční signál se přenáší buď satelitním spojem, 

radioreleovým spojem, nebo přes optické rozhranní, přes sítě ATM apod. 

Na straně vysílače je síťový přijímač distribučního signálu, signál se synchronizuje 

signálem GPS. V budiči se vytvoří nosné signály COFDM, pak nosný kmitočet (analogový 

nosný kmitočet), který je modulován signálem COFDM. Výstupní analogový vf signál je 

zesílen na požadovanou výkonovou úroveň a pak filtrován (kanálovým filtrem). 

Obr. 11.2: Bloková struktura sítě SFN se dvěma vysílači [3]. 

OFDM modulace je velmi vhodná pro práci v jednofrekvenční síti SFN. Všechny 

vysílače pracují na stejné frekvenci a vyzařují identický signál, musí navzájem pracovat 

v úplné synchronizaci. Signály při příjmu z okolních vysílačů jsou vysílačem přijímány 

pouze jako zpožděná echa a odrazy. 

Zajištění frekvenční synchronizace je poměrně jednoduché díky frekvenční stabilitě 

vysílače, která je zajištěna pomocí reference GPS (Global Positioning System). GPS satelity 

vysílají signál 1 pps (pulse per second), signál na který se zavěsí oscilátor 10 MHz 

v profesionálním GPS přijímače na vysílači. Tento signál je referenčním signálem pro DVB-T 

vysílače. 

Mezisymbolovým interferencím ISI lze předejít v případě vícecestného šíření pouze 

v případě, že žádný zpožděný signál není přijat později, než je délka ochranného intervalu. 

Pokud přichází na přijímač zpožděný signál, který narušuje ochranný interval, ISI se projeví 

nárůstem šumu v přijímači. Signály ze vzdálenějších přijímačů musí být účinně tlumeny – 

vysílací úrovně v SFN síti musí být precizně navrženy a kalibrovány. 

Vzdálenost vysílačů je vztažena k délce ochranného intervalu a rychlosti světla 

(asociováno se zpožděním šíření signálů) (viz tab. 11.1 až 11.3). 

Plánování pokrytí SFN vyžaduje topologické informace o terénu a vysílaném výkonu: 

• dlouhý ochranný interval je vhodný pro SFN, 

• střední ochranný interval je vhodný pro regionální sítě, 

• krátký ochranný interval je vhodný pro lokální sítě nebo použití mimo SFN.


V SFN musí být všechny vysílače synchronizovány. Skladba programů je tvořena 

v playout centru, kde je umístěn MPEG-2 TS multiplexer (šíření ES programů přes satelit, 

optické nebo mikrovlnné sítě). 

Je zřejmé, že MPEG-2 TS se k jednotlivým vysílačům šíří po různě dlouhých cestách 

a s různým zpožděním (vizobr. 11.1). 

Je naprosto nezbytné, aby každý DVB-T modulátor v SFN síti zpracovával odpovídající 

stejný TS paket, který konvertuje do OFDM symbolů. Každý DVB-T vysílač musí ve stejnou 

chvíli vysílat absolutně identický ODFM symbol. 

Tab. 11.1: Délka ochranného intervalu pro 8k a 2k mód a 8 MHz kanál [2]. 

Tab. 11.2: Délka ochranného intervalu pro 8k a 2k mód a 7 MHz kanál [2]. 

Tab. 11.3: Délka ochranného intervalu pro 8k a 2k mód a 6 MHz kanál [2].


DVB-T modulace je strukturována do rámců, jeden rámec je sestaven z 68 DVB-T 

OFDM symbolů. Do jednoho rámce je kompletně vložena TPS informace, rozptýlené 

a kontinuální nosné. Rozptýlené nosné se pohybují přes celý DVB-T kanál. 

• 68 OFDM symbolů = 1 rámec 

• 4 rámce = 1 superrámec 

• 1 megarámec = 2 superrámce v 8k 

• 1 megarámec = 8 superrámců v 2k 

Tab. 11.4: Počet TS paketů v superrámci [2]. 

Superrámce (viz tab. 11.4) v SFN musí být tvořeny z absolutně identických TS paketů 

a každý modulátor musí generovat a vysílat superrámec ve stejný čas. 

Pro dosažení synchronizace jsou do MPEG-2 TS vloženy pakety s časovými značkami 

(již v playout centru). Tyto pakety jsou speciální pakety TS, které mají podobnou konfiguraci 

jako MPEG-2 tabulky (PSI/SI). TS je rozdělen do sekcí – superrámců a megarámců 

(obsahují vždy celočíselný násobek rámců) (viz tab. 11.5 a obr. 11.4). 

Obr. 11.3: DVB-T distribuční síť s vkládáním MIP [2]. 

Na straně multiplexeru (v MIP inserteru) (viz obr. 11.3) jsou vkládány další speciální 

TS pakety – MIP (Megaframe Initializing Packets). MIP mají vlastní identifikátor PID = 

15hex takže mohou být v TS identifikovány a obsahují časové referenční a kontrolní 

informace pro DVB-T modulátor. Obsahují údaje časového čítače, který počítá čas od


posledního vloženého MIP paketu. Tyto časové značky jsou použity pro automatické měření 

vzdálenosti resp. času zpoždění signálu. 

Tato časová informace je vyhodnocována v SFN adaptéru, který automaticky provádí 

korekci zpoždění z playout centra k vysílači pomocí vyrovnávací paměti (buffer store). 

Adaptér rovněž požaduje informaci o maximálním zpoždění v SFN síti. 

MIP paket rovněž obsahuje ukazatel (pointer) na začátek následujícího megarámce, 

údaj v počtu TS paketů. Pomocí tohoto ukazatele lze u každého modulátoru spouštět 

megarámce ve stejný čas. 

Pokud je přenos MIP paketů narušen nebo z nějakého důvodu jsou MIP pakety 

narušeny, síť SFN ztratí synchronizaci. Z tohoto důvodu jsou MIP pakety monitorovány 

MPEG-2 TS měřícím dekodérem/analyzátorem. 

Tab. 11.5: Délka trvání megarámců DVB-T [2]. 

Obr. 11.4: Struktura megarámce na úrovni TS [2]. 

11.2 Blokové schéma vysílače DVB-T 

11.2.1 Modulátor / budič 

Pro zajištění náročných a specifických požadavků standardu DVB-T je třeba použít 

digitální budiče s integrovanými obvody pro zpracování TS modulátorem COFDM 

(viz obr. 11.5). Používají se digitální signálové procesory a postup přímé digitální 

modulace. Celý modulátor/budič je řešen modulárně a každý z modulů plní zcela specifickou 

funkci (viz obr. 11.6). Vstupní obvody vytváří ze vstupního TS COFDM signál, který se pak 

konvertuje do analogové podoby a nakonec přivádí jako modulační signál do analogového 

modulátoru. Jednotka obsahuje místní oscilátory, které vytvářejí nosné kmitočty OFDM a pak 

nosný kmitočet v analogovém TV pásmu III., IV. a V.


Obr. 11.5: Základní blokové schéma vysílače digitální televize [3]. 

11.2.2 Výkonový zesilovač 

Obr. 11.6: Zjednodušené blokové schéma modulátoru/budiče [3]. 

Obr. 11.7: Blokové schéma paralelně řazených zesilovačů [3]. 

Na obrázku je blokové schéma paralelně řazených výkonových zesilovačů 

(viz obr. 11.7). Reálný výstupní výkon závisí od počtu m zesilovačů, resp. n nefungujících 

(odpojených, porouchaných) vysílačů a nominálním výkonu Pnom každého z nich. Reálný 

výstupní výkon zesilovací soupravy (viz rovnice 11.1) je dán vztahem pro Pvýst. 

Výkony vysílačů se mohou pohybovat v rozmezí asi od 50 W do 10 kW.


2 

⎛ m − n ⎞ 

P výst = Pnom⎜ 

⎟ [ W] 

( 11.1 ) 

⎝ m ⎠ 

Pro zvýšené požadavky systému DVB-T výrobci využívají nové typy tranzistorů 

LDMOS (Lateral Double Diffuse MOS), které mají oproti běžně používaným bipolárním 

značné výhody, zejména podstatně lepší linearitu převodní charakteristiky a tím i menší 

zkreslení, nižší úroveň intermodulačních produktů a vyšší účinnost. 

11.2.3 Výstupní filtr 

Velmi významnou roli hrají při zavádění DVB-T výstupní filtry (viz obr. 11.8) 

pro vysílače a frekvenční sdružovače. Filtry zapojené za výstupem zesilovače zabezpečují 

dodržení požadavků nekritické nebo kritické masky (viz obr. 11.9 a 11.10). 

Jako příklad jsou uvedeny výstupní filtry Tesla FDXB (viz tab. 11. 6) jsou určeny 

k vysílačům DVB-T pro splnění nekritické masky. Jedná se o filtry s tzv. konstantní 

impedancí. Tato konstrukce umožňuje jejich použití jako sdružovačů více kanálů do společné 

antény. 

Obr. 11.8: Zapojení filtrů Tesla FDXB-1 a FDXB-2. 

Tab. 11.6: Parametry filtrů Tesla FDXB-1 a FDXB-2.


Obr. 11.9: Spektrální maska pro výstupní signál vysílače DVB-T v případě vedlejšího 

analogového kanálu CCIR G/PAL [3]. 

Obr. 11.10: Kritická spektrální maska pro výstupní signál vysílače DVB-T v kanálu UHF 

pásma (IV. a V. TV pásmo) [3]. 

11.2.4 Základní technické parametry standardního vysílače určeného pro analogovou 

a digitální televizi 

Operátoři DVB-T se ze strategických důvodů budou snažit hned z počátku digitálního 

vysílání použít vysílače vysokých výkonů (viz tab. 11.7) s cílem rychlého pokrytí 

co největšího území. 

V dalších krocích budou muset v geograficky složitém terénu postupně vykrývat 

nepokrytá území (kde intenzita pole není dostatečná, množství odrazů, kolísající úroveň 

signálu, stínění okolním terénem apod.).


Tab. 11.7: Parametry vysílače analogové a digitální televize [3]. 

11.2.5 Monitorované parametry v síti SFN a parametry měřené na vysílači DVB-T 

Parametry jsou uvedeny přehledně v tabulkách (viz tab. 11.8 a 11.9) 

Tab. 11.8: Seznam parametrů monitorovaných v síti SFN [3]. 

Tab. 11.9: Seznam parametrů monitorovaných a měřených na vysílači DVB-T [3].


11.3 Převaděče signálu DVB-T 

V druhé fázi budování sítě DVB-T budou postaveny převaděče nebo opakovače 

digitálního signálu DVB-T. Moderní převaděče pro DVB-T používají profesionální digitální 

přijímač, který dokáže digitální signál obnovit (opraví všechny chyby po dekódování), 

obsahuje vlastní modulátor a zesilovač a tím vytvoří zcela nový digitální signál. 

Převaděč nebo opakovač digitálního signálu DVB-T zesiluje nejen digitální signál, ale 

také ho kompletně regeneruje (viz obr. 11.11). Kvalita výstupního signálu z převaděče by 

měla být podobná kvalitě výstupního signálu na vysílači. To znamená, že i když kvalita 

signálu na vstupu převaděče kolísá, výstupní signál by měl být na vysoké kvalitativní úrovni 

a nezávislý. Fázový šum výstupního signálu pochází jen z lokálního oscilátoru převaděče. 

Několik digitálních převaděčů smí být zapojeno v kaskádě bez výrazného zhoršení nebo 

zkreslení signálu. 

Omezení digitálních převaděčů - velkým omezením je fakt, že celkové zpoždění 

signálu vůči vstupnímu signálu může být větší než délka ochranného intervalu. Tím pádem 

se stává převaděč rušičkou a nelze jej použít v síti SFN. Signál přijímaný z vysílače nesmí 

být dále opakován, pokud je zpoždění větší než ochranný interval, dokonce je tomu tak 

i v sítích SFN s COFDM v módu 8k, s ochranným intervalem 1/4. V tomto případě musí být 

převaděč použit jako malý vysílač, který je synchronizován. 

Obr. 11.11: Blokové schéma digitálního převaděče [3]. 

Analogový převaděč pouze existující signál zesiluje, avšak digitální převaděč jej musí 

regenerovat. Cílem převaděče je v podstatě maximálně zefektivnit využití kmitočtového 

spektra a pokrytí signálem 

Výhody použití digitálního převaděče: 

• Celkové zlepšení pokrytí a kvality signálu v zastíněné oblasti. 

• Zvýšení výstupní hodnoty MER > 33 dB. 

• Teoreticky díky opravě FEC a zvýšení kvality signálu na výstupu mohou být 

převaděče řazeny za sebou bez omezení. Je to výhodné pro oblasti, jako jsou údolí. 

Toto řešení umožňuje i v silně zastíněných oblastech zabezpečit signál s vysokou 

kvalitou. 

• V silně zastíněných místech, kde není signál nebo je velmi slabý, lze použít převaděč 

bez synchronizace. Přitom bude pracovat na stejném kanálu, jako je kanál sítě SFN. 

Takový převaděč obsahuje interní paměť, která eliminuje účinky překrývání symbolů.


11.4 Přijímače DVB-T (set-top boxy, STB) 

Digitální přijímač (set-top box, STB) je samostatný přijímač digitálního terestrického 

vysílání DVB-T při příjmu na pevnou venkovní anténu (aktivní, směrovou) nebo přenosnou 

(prutová, pokojová, aktivní, pasivní). Konvertuje digitální televizní signál na analogový 

v základním pásmu PAL, SECAM nebo NTSC. Přijímače se liší HW a SW výbavou. 

Všechny přijímače jsou vybaveny anténními konektory (RF vstup, výstup modulátoru 

kanál 21-69 UHF). Obrazový signál je dostupný na konektoru SCART, RCA (cinch), 

S-Video. Zvukový signál na dvojici RCA (L+P) a digitální S/PDIF nebo optický Toslink. 

Konektor RS232 bývá používán pro upgrade SW přijímače. 

STB umožní příjem volných programů digitální pozemní televize FTA (Free to Air). 

Typické vlastnosti: TV rozsah C21-C69, 2x Scart (TV,VCR), S-Video výstup, digitální 

audio výstup Dolby Digital AC3, volba formátu obrazu 4:3, 16:9, rozlišení 720x576, 

720x480, TV norma PAL I/G/B, přednastavený kanál UHF modulátoru, vestavěný RF 

modulátor. 

Základní funkce STB přijímače DVB-T při příjmu: 

• příjem volně vysílaných nekódovaných FTA (Free to Air) programů v pásmech VHF 

a UHF (televizních i rozhlasových), 

• příjem kódovaných programů pomocí vložené enkrypční karty, 

• dekódování zvukových kanálů (stereo, dual, PCM, Dolby Digital 5.1), 

• příjem teletextu v úrovni 1,5 (klasický TXT), 

• softwarové ovládací menu (OSD menu), 

• elektronický programový průvodce EPG (Electronic Program Guide), 

• automatické a manuální vyhledávání kanálů (multiplexů), detekce programů, 

• zobrazení informace o stavu vysílání (úroveň a kvalita), 

• napájení aktivní pokojové antény přes konektor vstupního tuneru, 

• MHP aplikace a funkce zpětného kanálu (dial up, xDSL … ), 

• (rodičovský zámek, automatické vypnutí, funkce časovače, organizace kanálů, …). 

Technické parametry STB přijímaného signálu: 

• UHF a VHF pásmo (III., IV. a V. televizní pásmo), 

• šířka pásma kanálu 6, 7 nebo 8 MHz, 

• podpora všech modulačních metod DVB-T (QPSK, 16-QAM, 64-QAM), 

• podpora COFDM v módech 2k a 8k, 

• podpora všech kódových poměrů (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8), 

• podpora všech ochranných intervalů (1/4, 1/8, 1/16, 1/32), 

• podpora hierarchických módů s daným parametrem α.


Minimální požadovaná vstupní úroveň signálu pro dosažení chybovosti BER = 2E-4 

za Viterbiho dekodérem je: 

Pmin = -97,2 dBm + C/N [dB] pro kanál o šířce 8 MHz 

Pmin = -97,8 dBm + C/N [dB] pro kanál o šířce 7 MHz 

Umin = 11,6 dBμV + C/N [dB] pro kanál o šířce 8 MHz 

Umin = 11,0 dBμV + C/N [dB] pro kanál o šířce 7 MHz 

Maximální vstupní úroveň DVB-T signálu v přijímači -35 dBm, což je 73,8 dBμV 

(pro srovnání u analogové televize je to -25 dBm, tedy 83,8 dBμV). 

11.4.1 Bloková struktura STB a přijímače DVB-T 

Straight Forward Technology – klasický přístup k návrhu přijímače. Obsahuje tuner 

pro down-konverzi příchozího RF signálu na první IF (36,166 MHz). 

Některé procesy zpracování v IF pásmu např. filtrace konvertovaného spektra používají 

další konverzi do druhé IF (4,5714 nebo 7,225 MHz). 

Na závěr DVB-T dekodér dekóduje do základního pásma demodulovaná MPEG-2 TS 

data transportního toku. Dalším blokem tedy musí být MPEG-2 dekodér. 

Obrázky zachycují obecnou konfiguraci STB a podrobnou blokovou strukturu přijímače 

(viz obr. 11.12). Tento přístup je běžný pro většinu DVB-T přijímačů (viz obr. 11.13). 

Obr. 11.12: Obecná konfigurace STB [1]. 

Obr. 11.13: Blokový diagram přijímače DVB-T [1].


11.4.2 Tuner 

Pro kvalitní příjem DVB-T jsou velmi důležité vlastnosti tuneru (daleko více než 

vlastnosti samotného dekodéru DVB-T). Tunery, které jsou dostupné pro analogový příjem, 

nedostačují nárokům na příjem digitální televize. 

Lokální oscilátor tuneru způsobuje fázový šum v přijímaném signálu. Fázový šum je 

daleko kritičtější pro úzkopásmové signály než pro širokopásmové. DVB-T signál je 

širokopásmový, ale obsahuje individuálních nosné OFDM, které musejí být nemodulovány. 

Ty mají šířku pásma cca 1 kHz v módu 8k. Fázový šum tedy může nepříznivě ovlivnit příjem 

signálu. 

Další důležitou vlastností tuneru je jeho šumové číslo – vyjadřuje množství aditivního 

šumu, který tuner dodává do celého přijímače. Šumové číslo ovlivňuje celkový poměr C/N 

přijímaného signálu. Tunery mají cca 5 dB v celém UHF pásmu. 

Další sledované vlastnosti tuneru pro DVB-T jsou: 

• potlačení postranních pásem, 

• zamezení zrcadlovým kmitočtům, 

• potlačení mezifrekvenčního kmitočtu. 

11.4.3 IF mezifrekvenční zpracování 

První generace čipů DVB-T dekodérů vyžadovala poměrně sofistikované IF zpracování. 

Neobsahovaly vstupní zesilovač ani interní obvod AGC (Automatic Gain Cotrol) zesilovače 

a dále požadovaly poměrně velké vstupní napětí a výbornou frekvenční filtraci. Interní downkonverze 

probíhala i do druhého IF pásma. 

Další generace čipů DVB-T dekodérů obsahují mezi tunerem a DVB-T dekodérem 

interní SAW filtry (8 MHz) a interní AGC zesilovače. 

Mnohem používanější struktura klasického přijímače využívá SAW filtr a detektor 

dynamiky signálu v externím AGC zesilovači a řízení zpětnou vazbou. 

Možné koncepty IF mezifrekvenčního zpracování jsou zachyceny v obrázcích 

(viz obr. 11.14 až 11.16). 

Obr. 11.14: Konfigurace STB s tunerem včetně SAW a AGC [1]. 

Obr. 11.15: Konfigurace STB s klasickým řešením tuneru [1].


Obr. 11.16: Konfigurace STB s klasickým řešením tuneru, rozdílná implementace AGC [1]. 

11.4.4 Integrovaný obvod dekodéru DVB-T 

První řešení DVB-T dekodéru předpokládalo celkem 3 čipy. První pro A/D převodník 

signálu druhé IF, druhý pro COFDM zpracování signálu, včetně FFT a třetí pro FEC 

dekódování a MPEG-2 TS výstup. 

Současná řešení sdružují jednotlivé bloky v jeden integrovaný obvod. Obrázek 

zachycuje základní blokový diagram současné architektury integrovaného DVB-T dekodéru 

(viz obr. 11.17). 

Obr. 11.17: Blokový diagram typického čipu DVB-T dekodéru [1]. 

11.4.5 Set-top box pro DVB-T 

Tuner – vybírá jeden televizní kanál, ve kterém se nachází požadovaný multiplex, 

konvertuje signál do IF a základního pásma (viz obr. 11.18). 

COFDM demodulátor – jednočipové řešení (FFT, demodulátor QAM nebo QPSK, 

Viterbi dekodér, RS dekodér, oba zpětné prokladače), výstup TS. 

Descrambler – podmíněný přístup v přijímači pro placenou televizi, dešifrování 

v přijímači pomocí enkrypční karty (Cryptoworks, Conax …)


Demultiplexer transportního toku TS – výběr elementárních toků ES jednotlivých 

video, audio a dat podle definovaných tabulek (PAT, PMT), servisní informace SI 

MPEG-2 dekodér – konverze do původního video a audio formátu, transformace 

paketů do sekvence snímků a zvukových dat, video procesor, SDRAM, FLASH 

Mikroprocesor (CPU) – řídí procesy dekódování datových toků, zpracování servisních 

informací a interakce uživatele, bývá součástí MPEG-2 dekodéru 

Obr. 11.18: Základní blokové schéma přijímače DVB-T (set-top boxu) [3]. 

Obr. 11.19: Zapojení základní desky set-top boxu od firmy ST Microelectronics [3].


11.4.6 Příklad jednočipového řešení set-top boxu Technisat 

STM5105 (ST Microelectronics) – jednočipový MPEG-2 dekodér (viz obr. 11.19) 

• 32 bitový procesor RISC (Reduced Instruction Set), 

• 16 bitové paměťové rozhranní DDR (133 MHz), 

• programovatelné rozhranní FLASH pamětí, 

• programovatelné vstupní rozhranní pro TS, 

• MPEG-2 dekodér a video procesor, 

• video dekodér do PAL, NTSC, SECAM, 

• audio dekodér MPEG-1 Layer I a II. 

STV0360 (ST Microelectronics) – jednočipový DVB-T demodulátor (viz obr. 11.19) 

• podle standardu DVB-T (ETSI EN 300 744), 

• přímý vstup IF, bez konverze v tuneru, 

• adaptivní korekce kanálu a Doplerrova posuvu frekvence, 

• AGC (Automatic Gain Control), 

• PGA (Programmable Gain Amplifier), 

• integrovaný A/D převodník. 

11.4.7 Diverzitní přijímače pro přenosný nebo mobilní příjem DVB-T 

Pro mobilní příjem jsou vodné zejména modulace QPSK a 16-QAM a dále nižší 

vysílací kmitočty (kanály III. a IV. televizního pásma), mód 2k a použití diverzitního 

přijímače pro příjem i při vyšších rychlostech. 

Uvažovaná diverzita je prostorová, přijímač obsahuje dva samostatné tunery (vf vstupní 

části) a každý z nich přijímá signál z jiné antény nebo cesty šíření (viz obr. 11.20). Při příjmu 

jsou obvykle použity dvě antény prostorově od sebe vzdálené. 

DIB7000M (DIBCOM) demodulátor – funguje na principu kombinace dvou 

přijímacích cest založených na algoritmu MRC (Maximum Ratio Combining). Každý tuner 

zesiluje vybraný televizní kanál (oba stejné) a konvertuje jej do IF 36 MHz. Demodulační čip 

ovládá zisk zesílení tuneru pomocí AGC. Každý ze signálů prochází filtrem SAW a ten je pak 

zesílen pomocí IF zesilovače. IF signál je vzorkován a digitálně zpracován ještě před FEC 

v obvodu DIB7000M. 

Na desce přijímače jsou dostupné dva čipy, každý ve své přijímací cestě. První obvod 

DIB7000M posílá demodulovaný signál (před zpracováním FEC) přes diverzitní rozhranní 

do druhého obvodu. Druhý obvod kombinuje přicházející data s daty, které má po vlastní 

demodulaci z druhé cesty. Výsledkem je kombinační signál založený na algoritmu MRC. 

Tento signál se pak dekóduje v bloku FEC jednoho z čipů (Viterbi a RS dekodér). 

Po dekódování je pak dostupný MPEG-2 TS, který je veden do MPEG-2 dekodéru.


Podle informace výrobce diverzitní přijímač s MRC pracuje s Dopplerovým posuvem 

do 120 Hz v případě 8k módu a příjem je možný při rychlosti do 220 km/h při vysílaném 

kmitočtu 600 MHz. 

Obr. 11.20: Blokové schéma diverzitního přijímače s obvody DIB 7000M [3]. 

11.4.8 Přijímač STB pro DVB-T s podporou MHP aplikací (interaktivní TV, iTV) 

Přijímač s podporou MHP (Multimedia Home Platform) má vestavěné obvody pro 

zpracování platformy MHP a modem pro připojení zpětného kanálu (viz obr. 11.20). Settop 

box obsahuje obvody a software pro tzv. middleware (střední vrstva, middle tier) 

a modem s podporou služeb interaktivní televize. Middleware je společná SW platforma 

pro aplikace v prostředí C nebo Java. „Middle Tier“ vrstvu lze znázornit pomocí modelu OSI 

(viz obr. 11.22). Mezi otevřené platformy interaktivní televize iTV patří kromě MHP také 

OCAP, ACAP nebo Java TV. 

Obr. 11.21: Blokové schéma set-top boxu s podporou MHP [3].


Obr. 11.22: OSI model pro názornou ilustraci střední vrstvy „Middle Tier“ [3]. 

11.4.9 Integrovaná digitální televize IDTV (Integrated Digital TV) 

Přijímač s kombinovanou podporou analogové i digitální televize. Podpora více 

standardů současně (tzv. combo přijímač) DVB-S, DVB-C, DVB-T a také HDTV. 

V budoucnu se počítá s integrovaným rozhranním USB, IEEE1394, VGA pro připojení PC, 

dekodéry prostorového zvuku Dolby Digital, PVR a pevný disk, xDSL rozhranní modemu, 

pro iTV externí klávesnice … . 

11.4.10 Skupinové přijímače DVB-T, DVB-S, analogové televize 

Při současné existenci satelitního DVB-S a zavádění DVB-T vysílání vzniká poptávka 

po skupinovém příjmu digitální televize ve společných rozvodech STA (společná televizní 

anténa) a TKR (televizní kabelové rozvody). Bytové domy mohou řešit příjem digitální 

televize prostřednictvím skupinových stanic na příjem DVB-T a DVB-S. Digitální programy 

jsou konvertovány do analogových kanálů v pásmu VHF a UHF. Na obrázku je zachyceno 

blokové schéma skupinového přijímače, kde účastníci mohou nezávisle sledovat 8 programů 

(bez nutnosti vlastního STB) (viz obr. 11.23). 

Obr. 11.23: Blokové schéma STA skupinového přijímače pro příjem 

DVB-T, DVB-S a analogové televize ATV [3].


11.4.11 PCI, PCMCIA a USB karty pro příjem DVB-T v PC 

Digitální televize konverguje i do oblasti výpočetní techniky. Na obrázcích je uvedeno 

jednoduché blokové schéma přijímače ve formě PCI karty (viz obr. 11.24) a USB externí 

karty pro příjem DVB-T v počítači (viz obr. 11.25). Takový přijímač obsahuje tuner, obvody 

pro zpracování COFDM a FEC. Výstupní MPEG-2 TS je přiveden do dekodéru MPEG-2 

(hardwarový na kartě, softwarový v počítači). Příjem a zpracování televize DVB-T v počítači 

umožňuje jednoduchý záznam na pevný disk, nelineární střih, komprimaci a převod 

do zvoleného formátu. 

Obr. 11.24: Blokové schéma PCI karty pro příjem analogové a DVB-T digitální televize [3]. 

Obr. 11.25: Blokové schéma USB externí karty pro příjem DVB-T digitální televize [3].


11.5 Antény pro příjem DVB-T 

Šíření televizních signálů ve III., IV. a V. televizním pásmu – přímá vlna a odrazy 

od překážek a terénu. Vznikají prostory, kde je velmi špatný příjem (stín) i když jsou 

v blízkosti vysílače. Výsledné pokrytí území je tedy ovlivněno terénními překážkami, 

vytvářením stínů při příjmu a odraženými signály (viz obr. 11.25). 

Obr. 11.26: Šíření televizního signálu v městské zástavbě [3]. 

11.5.1 Pásmo VHF (5 –12 kanál) 

V blízkosti vysílače dochází k intenzívním odrazům a tím k mnohacestnému šíření. 

Ve vzdálenějších oblastech závisí kvalita signálu zejména na meteorologických podmínkách, 

na roční a denní době a na síle vysílaného signálu. Tyto vlivy se stupňují s větší vzdáleností. 

Ve větších vzdálenostech dochází ke krátkodobým únikům s periodou opakování 

(sec až min). 

• ATV – kolísání kvality příjmu, 

• DTV – bez rušení, následný „cliff off“ efekt. 

11.5.2 Pásmo UHF (21 – 69 kanál) 

V těchto pásmech převládá přímé šíření elmag. vln. Ohyb a lom na horských 

hřebenech a na překážkách je zanedbatelný. Odrazy od ionosféry nevznikají. Proto je příjem 

v pásmech IV. a V. obtížnější, ale není rušen vzdálenějšími signály. Nevýhodou je poměrně 

malý dosah vysílače, omezený převážně na oblast přímé viditelnosti, mimo přímou 

viditelnost se intenzita signálu rychle zmenšuje. Vzhledem ke značnému útlumu při šíření 

jsou i odražené signály slabší v nižších pásmech. 

• ATV – problematický příjem v blízkosti vysílače, stojaté vlnění, 

• DTV – naopak vysílače poblíž v okrajových částech městské zástavby.


11.5.3 Vlastnosti přijímacích antén 

• Směrovost antény – směrová anténa pro výběr přímé vlny, odraz nevadí, díky 

ochrannému intervalu, nad ním rušení, vyzařovací diagram 

• Činitel zpětného příjmu – poměr výkonu z hlavního laloku a vedlejšího 

• Zisk – poměr kolikrát anténa přijímá více z hlavního směru proti všesměrové 

• Impedance – přizpůsobení antény k napáječi, impedance pokud možno reálná 

• Širokopásmovost – konstrukce antén pro skupinu kanálů nebo pro celé pásmo 

11.5.4 Typy antén pro příjem DVB-T 

Pokojová anténa – v místech silného signálu, nehomogenní pole uvnitř místností a jeho 

rozložení je závislé na pohybu osob v místnosti, vhodný půlvlnný dipól směrem k vysílači, 

DVB-T s vertikální polarizací vhodné všesměrové prutové, úroveň signálu lze vylepšit 

širokopásmovým předzesilovačem. 

Širokopásmová se soufázově buzenými prvky (tzv. síto) – oblíbený typ pro ATV 

i DTV, snadná realizovatelnost a poměrně dobré vlastnosti, základním stavebním prvkem je 

celovlnný dipól, tím je daná širokopásmovost a tedy i menší citlivost na mechanické 

nepřesnosti, pro IV. a V. kanál s reflektorem. 

Logaritmicko-periodické antény – nemá teoreticky omezené provozní pásmo, neboť 

vyzařovací diagram se s kmitočtem téměř nemění, použití pro měřící účely jako referenční 

(měření pokrytí signálem DVB-T) a v IV. a V. pásmu v místech, kde lze přijímat větší počet 

vysílačů s dostatečnou intenzitou. 

Směrové YAGI – dipólový zářič (půlvlnný zářič) + reflektor + soustava direktorů, 

směrová pro dálkový příjem DVB-T, zisk kolem (6 – 14) dB. 


1. Jaká je základní architektura jednofrekvenční sítě SFN pro digitální televizi DVB-T? 

Jaké výhody a nevýhody mají sítě SFN? 

2. Jaký ochranný interval je použit pro sítě s velkým pokrytím, regionální sítě a lokální 

sítě SFN? Jakým způsobem je zajištěna synchronizace vysílání v síti SFN? 

3. Co jsou to pakety MIP a k čemu jsou v síti SFN využity? Ve kterém místě přenosové 

cesty jsou a kam jsou pakety MIP vkládány? 

4. Jaká je bloková struktura vysílače digitální televize DVB-T? Ve kterých větvích 

blokového schématu je zpracováván analogový signál a ve kterých digitální? 

5. K jakému účelu je na vysílači DVB-T použita spektrální kritická maska? Kterým 

blokem je tato maska vytvořena a jaké nároky jsou na takový blok kladeny? 

6. Jaké technické parametry musí splňovat přijímač DVB-T (set-top box) pro příjem 

libovolně konfigurovaného přenosu DVB-T? Jakou má blokovou strukturu? 

7. Jaké bloky obsahuje integrovaný dekodér DVB-T v přijímači DVB-T (set-top boxu), 

jehož vstupním signálem je mezifrekvenční signál DVB-T a výstupním MPEG-2 TS? 

8. Na jakém principu pracuje diverzitní přijímač DVB-T? Jakou vnitřní blokovou 

strukturu má diverzitní přijímač DVB-T?


9. Jakou blokovou strukturu má skupinový přijímač pro analogovou televizi, FM rozhlas, 

DVB-T a DVB-S? V jakých pásmech jednotlivé bloky přijímají signál? Jaký typ 

přijímače musí být použit pro uvedený příjem v STA kabelovém rozvodu? 

10. Jaký typ antény lze doporučit pro příjem DVB-T v místech silného a slabého signálu? 

Jaké parametry antény rozhodují o jejím použití při příjmu DVB-T? 




[ 2 ] Fischer, W. Digital Television. A practical Guide for Engineers. Springer, 2004 


[ 4 ] ETSI EN 300 744 V1.4.1 (2001-01). European Standard. Digital Video Broadcasting 

(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial 

television. European Broadcasting Union, 2001. 

[ 5 ] ETSI TR 101 290 V1.2.1 (2001-05). Technical report. Digital Video Broadcasting 

(DVB); Measurement guidelines for DVB systems. European Broadcasting Union, 

2001.







Autor textu: 


Brno 30. 11. 2007


Obsah 

12 DATOVÉ PŘENOSY V DIGITÁLNÍ TELEVIZI .........................................................5 

12.1 PŘENOS TELETEXTU V DVB.......................................................................................... 5 

12.2 PODMÍNĚNÝ PŘÍSTUP K PROGRAMŮM DVB (CA).......................................................... 7 

12.3 PŘENOS DAT VE STANDARDU DVB............................................................................... 9 

12.3.1 Datový karusel........................................................................................... 11 

12.3.2 Objektový karusel...................................................................................... 11 

12.4 MODELY VYSÍLÁNÍ S INTERAKTIVNÍM KANÁLEM ........................................................ 12 

12.5 MULTIMEDIA HOME PLATFORM ................................................................................. 13 

12.5.1 Základní vrstvy MHP ................................................................................ 14 

12.5.2 Základní architektura MHP ...................................................................... 14 

12.5.3 Transportní protokoly MHP...................................................................... 15 

12.5.4 Platforma DVB-J (Java)............................................................................ 16 

12.5.5 Profily platformy MHP.............................................................................. 16 

12.5.6 Interaktivní aplikace MHP a Xlet.............................................................. 17 

12.5.7 Životní cyklus aplikace Xlet....................................................................... 18 

12.5.8 Příklady MHP aplikací.............................................................................. 18 

12.5.9 Formáty souborů aplikací MHP ............................................................... 19 


12.7 POUŽITÁ A DOPORUČENÁ LITERATURA ....................................................................... 20



OBR. 12.1: PES PAKET OBSAHUJÍCÍ TELETEXT............................................................................5 

OBR. 12.2: TELETEXTOVÁ DATA V PAKETU PES.........................................................................6 

OBR. 12.3: TS PAKET OBSAHUJÍCÍ TELETEXT..............................................................................6 

OBR. 12.4: POSTUP SKRAMBLOVÁNÍ DVB..................................................................................7 

OBR. 12.5: MAPOVÁNÍ PES PAKETŮ DO TS................................................................................8 

OBR. 12.6: BLOKOVÉ SCHÉMA SYTÉMU PRO PODMÍNĚNÝ PŘÍSTUP (CA SYSTEM)........................9 

OBR. 12.7: STATISTICKÝ MULTIPLEX V PILOTNÍM PROJEKTU ČRA V PRAZE (2002) ..................10 

OBR. 12.8: MULTIPLEXACE DAT V PILOTNÍM PROJEKTU ČRA V PRAZE (2002) .........................10 

OBR. 12.9: STRUKTURA DATOVÉHO KARUSELU ........................................................................11 

OBR. 12.10: VKLÁDÁNÍ OBJEKTŮ DO SEKCÍ DSM-CC..............................................................11 

OBR. 12.11: MODEL VYSÍLÁNÍ DIGITÁLNÍ TELEVIZE SE ZPĚTNÝM DATOVÝM KANÁLEM ...........12 

OBR. 12.12: MODEL VYSÍLÁNÍ DIGITÁLNÍ TELEVIZE S INTERAKTIVNÍM KANÁLEM MOBILNÍ 

SÍTĚ GSM..........................................................................................................................12 

OBR. 12.13: MODEL INTERAKTIVNÍHO VYSÍLÁNÍ DVB-T S APLIKACEMI MHP.........................13 

OBR. 12.14: ZÁKLADNÍ ROZDĚLENÍ VRSTEV MHP....................................................................14 

OBR. 12.15: ZÁKLADNÍ ARCHITEKTURA MHP - API ................................................................15 

OBR. 12.16: PROTOKOLY VE VYSÍLACÍM KANÁLU (BROADCAST CHANNEL)..............................15 

OBR. 12.17: PROTOKOLY V INTERAKTIVNÍM KANÁLU (INTERACTIVE CHANNEL) .....................15 

OBR. 12.18: PLATFORMA DVB-J (SPECIFIKACE MHP PRO DVB).............................................16 

OBR. 12.19: PROFILY PLATFORMY MHP ...................................................................................17 

OBR. 12.20: STAVOVÝ DIAGRAM XLETU ..................................................................................18



TAB. 12.1: CONTROL BITS FOR SCRAMBLING.............................................................................. 8 

TAB. 12.1: OBSAH APLIKACÍ PODLE SPECIFIKACE MHP 1.0.X ................................................. 19 

TAB. 12.2: OBSAH APLIKACÍ PODLE SPECIFIKACE MHP 1.1.X (DVB-HTML) ......................... 19


12 Datové přenosy v digitální televizi 

Cílem kapitoly je seznámit studenty s přenosem teletextu a skramblováním CA dat 

v DVB, modelem interaktivního vysílání iTV (interaktivní televize), platformou pro 

interaktivní aplikace MHP (Multimedia Home Platform), transportními protokoly 

interaktivního vysílání, strukturou interaktivní aplikace a způsobem vysílání iTV 

služeb. 

12.1 Přenos teletextu v DVB 

Přenos teletextu definuje norma ETSI EN 300 472. V analogové televizi je teletext 

vložen jako NRZ kódovaný digitální signál s roll-off filtrací do vertikálního zatemňovacího 

intervalu. V DVB je ES teletextu vložen a multiplexován přímo do MPEG-2 TS. Teletextová 

data jsou zpracovávána do souborů stránek (magazines) a řádků (lines) a kombinována do 

paketového PES. 

Obr. 12.1: PES paket obsahující teletext [2]. 

PES paket (viz obr. 12.1) - 6B PES hlavička začíná 3B start code (00 00 01). Tento je 

následován identifikátorem streamu ID 0xBD, který odpovídá Private_Stream_1. Pak 

následuje indikátor délky 2B, který je v případě TTXT vždy nastaven. Celková délka PES 

teletextu odpovídá celočíselnému násobku 184B. 

Následuje 39B optional PES header, takže celková délka hlavičky PES pro TTXT je 

45B. Následuje identifikátor ID (0x10). 

TTXT informace je rozdělena do bloků po 44 B. Posledních 43 B je identických se 

strukturou TTXT řádku teletextu podle EBU (European Broadcast Union). 

Tyto byty obsahují adresy souborů stránek a informační řádky stejně jako 40B 

teletextových znaků na řádek (viz obr. 12.2). TTXT stránka se skládá z 24 řádků (lines) a na 

každém řádku je 40 znaků kódovaných podle standardu EBU pro TTXT. 

Teletext zpracovávaný do formy dlouhých PES paketů je rozdělen do kratších TS 

paketů obsahujících 184B užitečného obsahu a 4B hlavičky. Tyto pakety jsou 

multiplexovány formou ES do TS pro přenos stejně jako video a audio ES.


Obr. 12.2: Teletextová data v paketu PES [2]. 

Identifikátory PID paketů TS obsahujících teletextová data jsou obsaženy jako PID 

privátních streamů v tabulce PMT (Program Map Table) programu. Za pomoci těchto PID 

lze zajistit přístup k paketům TS obsahujících teletext. 

TS paket obsahující hlavičku PES teletextu lze rozeznat od paketů s užitečným obsahem 

pomocí nastaveného bitu indikátoru na 1. První teletextové pakety obsahují 45B hlavičku PES 

a začátek teletextových dat. 

Následující teletextový paket PES je v následném TS paketu se stejným PID (viz 

obr. 12.3). Délka teletextového PES paketu je přesně nastavena. Celočíselný násobek paketů 

TS obsahuje kompletní PES pakety teletextu. Poté, co je teletextový PES paket celý přenesen, 

je znovu obnoven v paměti teletextu nebo přepsán novým. 

Obr. 12.3: TS paket obsahující teletext [2].


12.2 Podmíněný přístup k programům DVB (CA) 

Conditional access (označovaný CA) je technika, která se využívá k ochraně programu 

nebo skupiny programů proti neautorizovanému sledování. 

Pay TV – její implementace vyžaduje několik technických a komerčních systémových 

komponentů, které umožňují přístup k programům těm divákům, kteří mají autorizaci k 

příjmu a možnost sledování (tedy mají zaplaceno). 

Diváci obvykle platí měsíční nebo roční poplatek k získání přístupu k programovému 

balíku kanálů nebo vybraného programu (pay-per-channel) nebo k individuálnímu pořadu 

(pay-per-view). 

Programový tok je podroben skramblování před jeho přenosem. Common scrambling 

system je podporován všemi poskytovateli podmíněného příjmu CA. Specifikace 

skramblovacího systému není veřejně publikována – obtížně realizovatelný nelegální 

deskrambler. Pokud instrukce pro dekódování (dešifrování) v přijímači chybějí (enkrypční 

karta), je nemožné sledovat kódovaný program. 

Koncept jednotného skramblovacího systému je založen na kaskádě dvou šifrovacích 

procedur. V prvním kroku jsou skramblovány 8B blokové datové struktury a v druhém kroku 

jsou data znovu skramblována bit po bitu. 

Nejdříve je třeba provést rozhodnutí, která data budou skramblována. Pokud je 

skramblování provedeno na úrovni TS, hlavička nesmí být skramblována - je nezbytná pro 

synchronizaci! Poskytovatel služby vysílání musí být schopen zajistit skramblování jen 

některých služeb. 

Obr. 12.4: Postup skramblování DVB [1]. 

První krok používá blokově orientovanou proceduru šifrování (block cipher), techniku 

založenou na struktuře 8B bloků (viz obr. 12.4). Řídící slovo 1 (control word 1) je 

požadováno pro šifrování. Datový tok šifrovaný tímto mechanismem vstupuje do druhé fáze 

(stream cipher) šifrování pomocí PRBS sekvence. Takto jsou tvořena periodicky výstupní 

data pomocí řídícího slova 2 (control word 2). 

Tento krok může být implementován pomocí zpětnovazebního posuvného registru, do 

kterého je v určitou chvíli načtena inicializační hodnota (start code). Výstupní data 

generátoru jsou přičtena modulo 2 ke skramblovaným datům.


Pouze jedna z těchto úrovní může být použita současně (kontrolní bity v hlavičce): 

• skramblování na úrovni PES 

• skramblování na úrovni TS 

Tab. 12.1: Control bits for scrambling [1]. 

Even vs. uneved code word – klíč k šifrování je čas od času změněn a je přenášen s 

MPEG-2 TS jako kódovaná reprezentace obou řídících slov (viz tab. 12.1). 

Existují některá omezení pro skramblování na úrovni PES s ohledem na způsob 

mapování PES do TS (viz obr. 12.5). Cílem těchto omezení je minimalizovat objem 

uložených dat v přijímači a tak zjednodušení procesu dešifrování: 

• Hlavička PES by neměla být delší než 184B, musí odpovídat užitečnému datovému 

obsahu TS paketů. 

• PES pakety jsou rozděleny do segmentů 184B, které jsou mapovány do paketů TS. 

• Pokud je poslední segment kratší než 184B, bude mu předcházet adaptační pole AF 

odpovídající délky. 

• Pokud nastane adaptační pole AF během přenosu skramblovaného PES paketu, je 

vložen zvláštní TS paket obsahující pouze toto adaptační pole. 

Obr. 12.5: Mapování PES paketů do TS [1]. 

Obě řídící slova jsou nutná k tomu, aby přijímač mohl deskramblovat vybraný program. 

Ta jsou vložena do zvláštní zprávy vlastním enkrypčním mechanismem na straně vysílače - 

ECM (Entitlement Control Message) (viz obr. 12.6). 

• První ECM je použito jako informace pro deskrambler v přijímači k dekódování 

blokového kódu ochrany. 

• Druhé ECM umožňuje deskramblování bitového kódu ochrany.


Obr. 12.6: Blokové schéma sytému pro podmíněný přístup (CA system) [1]. 

K přenosu informací požadovaných k deskramblování v přijímači je specifikována v 

servisních informacích SI tabulka CAT (Conditional Access Table). 

Zpráva EMM (Entitlement Management Message) je přenášena v této tabulce. 

EMM pochází ze zákaznických dat poskytovatele služby CA a ze SMS (Subscriber 

Management System). EMM je přidáno do programového streamu na straně poskytovatele 

služby přičemž platí, že každý zákazník má své EMM. 

EMM se ukládá při příjmu v přijímači. K zajištění jednoznačné alokace EMM k 

příslušnému přijímači (k zákazníkovi) má každý přijímač jedinečné identifikační číslo, které 

je uloženo na paměťové (enkrypční) kartě. Pokud je přijímač autorizován pomocí EMM a 

enkrypční karta přijímá skramblovaný program, řídící slova ECM požadovaná pro dešifrování 

jsou generována a načtena do deskrambleru. Deskramblování pak může probíhat. 

12.3 Přenos dat ve standardu DVB 

Existují čtyři způsoby datových přenosů v digitální televizi DVB: 

• Data Piping – nejjednodušší způsob, kanál pouze přenáší obecná data v užitečném 

obsahu protokolu pro TS (data tvoří tzv. payload obsah), přijímač musí znát význam a 

syntaxi přenášených dat. 

• Data Streaming – asynchronní/synchronní přenos, data jsou vkládána do PES paketů 

a přenášena obdobně jako v předchozím případě, synchronní přenos vyžaduje 

synchronizaci pro přijímač a její referenci, vkládání časových značek. 

• Data/Object Carusel – data a soubory jsou vkládány do multiplexovaného datového 

toku, DSM-SC (Digital Storage Media – Command and Control) standard ISO, 

soubory aplikací tvoří skupiny a ty jsou vkládány do modulů, moduly jsou postupně (v


karuselu) vkládány do přenášeného multiplexu, objektový karusel sdružuje soubory, 

adresáře, streamy – obecně objekty. 

• Multiprotocol Encapsulation (MPE) – umožňuje vkládání paketů různých 

komunikačních protokolů do transportního toku DVB např. IP, umožňuje adresaci dat 

individuálním přijímačům (unicast), skupině přijímačů (multicast) a všem přijímačům 

(broadcast) v dané síti, využití MAC adres. 

Obr. 12.7: Statistický multiplex v pilotním projektu ČRa v Praze (2002). 

Obr. 12.8: Multiplexace dat v pilotním projektu ČRa v Praze (2002). 

Data tvoří v multiplexu datový kontejner – karusel (viz obr. 12.7), který je 

multiplexován společně s video a audio daty a přenášen formou tzv. statistického multiplexu 

(datové toky přidělené jednotlivým službám a programům mají svoji statistickou hodnotu) 

(viz obr. 12.8).


12.3.1 Datový karusel 

Do transportního toku MPEG-2 TS jsou vkládány datové struktury DSM-CC (Digital 

Storage Media – Command and Control) obsahující (viz obr. 12.9): 

• DDB Message – Download Data Block, informace o blocích modulu 

• DSI Message – Download Server Initiate, seznam skupin v karuselu 

• DII Message – Download Info Indicator, seznam modulů v každé skupině 

• DD Message – Download Data, moduly obsahující data 

12.3.2 Objektový karusel 

Obr. 12.9: Struktura datového karuselu [1]. 

Přenos objektů (data, soubory, adresáře, události). Adresáře obsahují seznam 

asociovaných objektů. Do transportního toku MPEG-2 TS jsou vkládány objektové 

struktury opět ve formě sekcí DSM-CC (viz obr. 12.10). 

BIOP – Broadcast Inter ORB Protocol (ORB = Object Request Broker) 

Objektový karusel je rozšířením datového karuselu pro jednotlivé aplikace. Přidává 

možnost organizování jednotlivých dat do adresářů. Pro interaktivní televizi iTV a MHP 

aplikace je využíván právě objektový karusel (OC). 

Obr. 12.10: Vkládání objektů do sekcí DSM-CC [1].


12.4 Modely vysílání s interaktivním kanálem 

Architekturu modelu vysílání digitální televize se zpětným datovým kanálem (viz 

obr. 12.11) a s interaktivním kanálem mobilní sítě GSM (viz obr. 12.12) uvádí přehledně 

obrázky. V případě interaktivního kanálu přes síť GSM je samozřejmě možné využít 

identifikaci zákazníka a realizovat tak i jeho platbu za poskytnutou interaktivní službu. 

Obr. 12.11: Model vysílání digitální televize se zpětným datovým kanálem [1]. 

Obr. 12.12: Model vysílání digitální televize s interaktivním kanálem mobilní sítě GSM [1].


12.5 Multimedia Home Platform 

MHP (Multimedia Home Platform) (ETSI 102812) – definuje generické rozhraní mezi 

interaktivními aplikacemi a terminály (set-top boxy), na kterých jsou tyto aplikace spouštěny. 

Obr. 12.13: Model interaktivního vysílání DVB-T s aplikacemi MHP. 

Interaktivita systému DVB je založena na platformě MHP (Multimedia Home 

Platform). Je to otevřený standard platformy multimediálních domácích zařízení, který byl 

navržen v projektu digitální televize DVB. Platforma přináší technické řešení uživatelského 

terminálu (přijímač DVB-MHP) pro interaktivní služby (viz obr. 12.13). 

Architektura se skládá ze třech vrstev, hardware není definovaný (viz obr. 12.14): 

• zdroj (MPEG data, I/O zařízení, procesor, paměť, grafický systém), 

• systémové vybavení (programové vybavení, připojení platformy k aplikaci), 

• aplikace (správce aplikací - navigátor, spuštění, průběh, ukončení aplikací). 

Systém MHP je založený na platformě DVB-J (definuje použití Java Virtual Machine – 

Sun Microsystems). Aplikace navrhnuté pro MHP musí splňovat podmínky stanovené 

aplikačním rozhranním API (Application Programming Interface). 

Přijímač MHP přijímá obsah prostřednictvím DVB kanálu (multiplexu). 

Lokální interaktivita – není potřeba zpětný kanál, data se uloží do paměti přijímače. 

Plná interaktivita – vyžaduje zpětný kanál (telefonní linka, ethernet, radiové připojení) 

a ovládání z dálkového ovladače nebo externí klávesnice. 

Požadavky kladené na platformu MHP: 

• spolupráce s jinými systémy, 

• rozšířitelnost (scalability),


• možnost aktualizace, 

• oddělení dat a aplikací, 

• podpora podmíněného přístupu, 

• otevřenost standardu. 

12.5.1 Základní vrstvy MHP 

Obr. 12.14: Základní rozdělení vrstev MHP [3]. 

Zdroje (HW a SW prostředky) - potřebné pro zpracování obrazových a zvukových dat 

(MPEG-2 dekodér, I/O zařízení, CPU, grafický procesor) umožňují přístup k dostupným 

aplikačním rozhranním (viz obr. 12.14). 

Systémový software - chápeme jako operační systém, který obsahuje správce aplikací 

(navigátor) a vytváří podporu pro základní transportní protokoly. Jeho součástí je Java VM 

(Java Virtual Machine), který odděluje výrobcem specificky navrhnutý HW a SW od normou 

definovaného aplikačního rozhranní API (viz obr. 12.14). 

Aplikace - mají přístup k platformě jen přes definované aplikační rozhranní (viz 

obr. 12.14). 

12.5.2 Základní architektura MHP 

Nad HW je operační systém, který integruje všechny ovladače HW. Všechny aplikace 

a nástroje pro jejich spouštění jsou spouštěny nad operačním systémem. Java Virtual 

Machine zajišťuje oddělení aplikací a operačního systému. 

MHP API (Application Programming Interface) (viz obr. 12.15) úroveň je 

implementována na Java VM společně s dalšími možnými API. Skupina všech MHP Java 

funkcí je označována jako DVB-J (Java). 

Kontrolní aplikace je označována jako navigátor a je trvale instalována v přijímači. 

Tato aplikace provádí výběr a spouštění aplikací MHP, řídí jejich běh, monitorování a 

ukončení.


12.5.3 Transportní protokoly MHP 

Obr. 12.15: Základní architektura MHP – API [3]. 

Specifikace DVB jsou navrženy pro přenos televizního vysílání a interaktivních 

datových služeb. Aby byla zajištěna interoperabilita (spolupráce s jinými systémy), jsou 

určeny povinné protokoly, pomocí kterých mohou být data přenášena směrem od 

poskytovatele vysílání k divákovi (broadcast channel) (viz obr. 12.16) a protokoly pro 

interaktivní zpětný kanál (interactive channel) (viz obr. 12.17). 

Obr. 12.16: Protokoly ve vysílacím kanálu (broadcast channel), IP – Internet Protocol, 

UDP – User Datagram Protocol, TCP – Transmission Control Protocol, 

SI – Service Information [1]. 

Obr. 12.17: Protokoly v interaktivním kanálu (interactive channel), UNO-RPC – 

Universal Networked Object – Remote Procedure Call, UNO-CDR - Universal 

Networked Object – Common Data Representation, HTTP(S) – Hypertext 

Transfer Protocol (over Secure Socket Layer) [1].


12.5.4 Platforma DVB-J (Java) 

Java Virtual Machine – společné rozhranní k různým HW a SW prostředkům (viz obr. 

12.18). 

Systémový software se skládá z následujících částí: operační systém, ovladače a 

firmware. Správce aplikací obsahuje navigátor, který umožňuje neutrální přístup ke všem 

službám. 

Aplikační rozhranní JAVA: 

• základní JAVA rozhranní (jazyk, utility … ) 

• prezentační rozhranní (Java Media Framework) 

• rozhranní pro výběr služeb (Java TV) 

Rozhranní definované DVB: 

• rozšíření/omezení pro rozhranní JAVA 

• rozhranní pro zabezpečení 

• rozhranní pro přístup k datům, servisním informacím, I/O zařízení 

• uživatelská nastavení 

Obr. 12.18: Platforma DVB-J (specifikace MHP pro DVB) [3]. 

12.5.5 Profily platformy MHP 

• Rozšířené televizní vysílání (Enhanced Broadcast) – set-top boxy bez zpětného 

kanálu, pasivní interaktivita s daty ve vysílacím kanále, profil je definován ve 

specifikaci MHP 1.0, obsahuje aplikace Java VM, DVB-J API a transportní protokoly 

pro vysílání (viz obr. 12.19).


• Interaktivní televize (Interactive TV, iTV) – set-top boxy se zpětným kanálem, 

vyšší stupeň interaktivity, profil je definován ve specifikaci MHP 1.0, rozšířené 

aplikace DVB-J API pro interaktivitu, interaktivní transportní protokoly IP (viz 

obr. 12.19). 

• Přístup k internetu (Internet Access) – set-top boxy s vysokým výpočetním 

výkonem, nejvyšší stupeň interaktivity, profil je definován ve specifikaci MHP 1.1, 

obsahuje Java API pro přístup k internetu, transportní protokoly pro vysílání IP, DVB- 

HTML a další (viz obr. 12.19). 

12.5.6 Interaktivní aplikace MHP a Xlet 

Obr. 12.19: Profily platformy MHP [3]. 

Aplikace pro MHP mohou být napsány v jazyku Java nebo HTML. Obsah aplikací a 

všechny informace o aplikacích se přenášejí v transportním toku společně s MPEG-2 datovým 

tokem vysílaných programů. Každá aplikace běží na Java VM, který se vždy spustí, když se 

aplikace načítá a ukončí se společně s aplikací. 

Příjem a spuštění aplikace se vyžaduje dvě části: 

• Soubory, které tvoří obsah aplikace, nastavení a data se přenášejí DSM-CC datovým 

karuselem objektů. Jedná se o systém souborů a odtud přijímač čte data pro běh dané 

aplikace. 

• MHP definuje novou tabulku servisních informací AIT (Application Information 

Table), ze které je zřejmé které aplikace jsou dostupné a jakým způsobem se spouštějí 

(signalizační informace). 

Xlet – aplikace (applet) ve specifikaci Java TV, které jsou vyvinuty pro platformu 

MHP, správce aplikací umožňuje spouštět a ukončovat externí zdroje (aplikace), má 4 hlavní 

stavy – Loaded, Paused, Started, Destroyed. 

V příjímači může běžet najednou více aplikací, HW omezení umožňuje sledovat pouze 

jedinou aplikaci v reálném čase. Ostatní aplikace musejí být pozastaveny.


12.5.7 Životní cyklus aplikace Xlet 

1. Správce aplikací načte hlavní soubor Xletu, Xlet je ve stavu Loaded (viz obr. 12.20). 

2. Uživatel vybere ve správci aplikací spuštění Xletu. 

3. Proběhne inicializace – initXlet() a Xlet zůstane ve stavu Paused (čas pro načtení 

obrázků, objemnějších dat apod.) 

4. Po inicializaci volá správce – startXlet(). Xlet přejde ze stavu Paused do stavu 

Started a aplikace se zobrazí na obrazovce přijímače. 

5. V průběhu spuštění Xletu může aplikační správce volat pauseXlet(). To způsobí, že se 

aplikace ze stavu Started vrátí do stavu Paused. Později se opět vrátí do stavu 

Started opětovným voláním startXlet. To se může opakovat několikrát za sebou v 

průběhu života Xletu. 

6. Na konci životního cyklu aplikace aplikační manažer volá destroyXlet(), který ji 

ukončí a uvolní prostředky. Pak už se daný Xlet nemůže znovu spustit. 

12.5.8 Příklady MHP aplikací 

Obr. 12.20: Stavový diagram Xletu [3]. 

Základní rozdělení podle profilů platformy: 

• Elektronický programový průvodce (EPG) – rozšířené vysílání, lokální 

interaktivita, 

• Informační služby (zprávy, sport, ekonomika, superteletext … ) – rozšířené vysílání, 

lokální interaktivita, 

• Aplikace synchronizované podle televizního programu (lokálně interaktivní hry, 

počasí - aktualizace … ) – rozšířené vysílání, lokální interaktivita, 

• T-commerce (nákup zboží) a bezpečné transakce – interaktivní vysílání se zpětným 

kanálem, 

• Služby vzdělávání, T-government, T-health – lokální interaktivita nebo interaktivní 

vysílání se zpětným kanálem, 

• E-mail (T-mail), SMS, MMS, Chat, Internet – interaktivita a zpětný kanál, přístup 

na internet, komunikace ... apod.


12.5.9 Formáty souborů aplikací MHP 

Statické formáty jako obrázky (PNG, JPEG, MPEG-2 I a P snímky), audio ukázky 

(MPEG-1/2), textové soubory (Times, Helvetica, … ), video MPEG-2, audio MPEG-1/2, 

titulky, formát HTML pro internetový přístup v rámci MHP (viz tab. 12.1 a 12.2). 

Tab. 12.2: Obsah aplikací podle specifikace MHP 1.0.x (M – povinný pro MHP aplikace) [1]. 

Tab. 12.3: Obsah aplikací podle specifikace MHP 1.1.x (DVB-HTML) [1].



1. Jakým způsobem je přenášen teletext v analogové a digitální televizi podle standardu 

DVB? Jakou formou jsou pro oba způsoby generovány znaky na teletextové stránce? 

2. Jaké šifrovací procedury jsou použity ke skramblování (kódování) transportního toku 

a jeho částí ve standardu DVB? Jaké části transportního toku se nesmí skramblovat? 

3. Jakými způsoby lze přenášet data ve standardu digitální televize? Který ze způsobů je 

použit ve standardu DVB-T a DVB-H? Uveďte podrobnosti. 

4. Jakou datovou strukturu může mít tzv. statistický multiplex DVB-T? Jak je tato 

struktura konkretizována při přenosu multiplexu A, který byl měřen v laboratorním 

cvičení? Které MHP aplikace a s jakou interaktivitou multiplex A obsahuje? 

5. Jakou strukturu má datový karusel a jeho datové struktury DSM-CC v transportním 

toku MPEG-2 TS? Jaké typy zpráv datový karusel obsahuje? 

6. Jakou strukturu má objektový karusel a jakým způsobem jsou do něj vkládány 

jednotlivé objektové struktury? Jak se liší objektový karusel od datového karuselu? 

7. Jakou blokovou strukturu má model interaktivního televizního vysílání iTV? Jaká 

platforma je v tomto modelu definovaná a co je jejím úkolem? 

8. Z jakých vrstev je složena architektura platformy MHP? Na které vrstvě je aplikován 

Java VM a které samotné interaktivní aplikace? 

9. Jaké profily platformy MHP a které služby na nich lze využít ve standardu DVB-T? 

Ke kterému profilu je nutný zpětný kanál a který profil umožňuje plnou interaktivitu? 

10. Co je to Xlet, které soubory může obsahovat a jakých stavů může nabývat? Jaký je 

životní cyklus Xletu? 




[ 2 ] Fischer, W. Digital Television. A practical Guide for Engineers. Springer, 2004 



(DVB); Specification for conveying ITU-R System B Teletext in DVB bitstreams. 

ETSI, 1997. 

[ 5 ] ETSI TS 102 812 v1.2.2 (2006-08). Telecommunication standard. Digital Video 

Broadcasting (DVB); Multimedia Home Platform (MHP). ETSI, 2006.

DigitÃ¡lnÃ­ televiznÃ­ systÃ©my (MDTV) - UMEL - VysokÃ© uÄenÃ­ technickÃ© ...

Create successful ePaper yourself

Delete template?

Save as template?

DigitÃ¡lnÃ televiznÃ systÃ©my (MDTV) - UMEL - VysokÃ© uÄenÃ technickÃ© ...