4 MIKROVLNNÉ PRENOSOVÉ VEDENIA

43
4 MIKROVLNNÉ PRENOSOVÉ VEDENIA
V tejto kapitole stručne opíšeme vlastnosti niektorých typov mikrovlnných prenosových
vedení. Z hľadiska účinnosti prenosu sa najčastejšie využívajú koaxiálne a vlnovodné
prenosové vedenia, pričom v posledných desaťročiach k nim pribudli aj typy planárnych
vedení.
V tejto kapitole stručne opísané základné parametre pásikových typov vedení,
koaxiálnych vedení a krátkych úsekov otvorených dvojvodičových vedení.
Pri vysokých frekvenciách, teda v mikrovlnnom pásme sa krátke úseky prenosových
vedení sa často využívajú ako obvodové prvky - induktory, kapacitory, rezonančné obvody.
4.1 Netienenené dvojvodičové vedenie
Takéto vedenie sa používa pre prenos elektrickej energie obyčajne pri frekvenciách do
500 MHz. Známou bola napr. TV dvojlinka, ktorá spájala anténu s televíznym prijímačom.
Tento typ vedenia sa používa málo, najmä kvôli vyžarovaniu energie v diskontinuitách
a ohyboch. Toto vyžarovanie reprezentuje straty prenášaného výkonu, ktoré sú vo
všeobecnosti neakceptovateľné. Napriek tomu sa vedenia malých dĺžok príležitostne
používajú ako obvodové elementy.
Štruktúra elektrického a magnetického poľa medzi vodičmi je znázornená na obr. 4.1.
Vo väčšine prípadov je vzdialenosť medzi vodičmi s oveľa väčšia ako ich polomer
a.
Typickou je hodnota s 4a. Pre elektrické a magnetické polia na obrázku výkon ( E×
H)
vchádza do papiera. Pretože obe elektrické aj magnetické polia sú kolmé na smer šírenia,
reprezentuje to TEM mód.
Obr. 4.1 Elektromagnetické pole v okolí dvojvodičového vedenia s TEM vlnou
Vyššie módy šírenia sú potlačené, ak šírka medzi oboma vodičmi je s λ . Pre TEM mód
indukčnosť a kapacita na jednotku dĺžky sú dané nasledujúcimi približnými výrazmi pre
s > 4a:
µ
0
µ
r
s
π ε0
εr
L′ ≈ ln a C′ ≈ (4-1)
π a
ln s/
a
( )
reprezentujúcimi stav, keď hĺbka vniku δ
s
a . To znamená, že vysokofrekvenčný prúd
tečie po povrchu vodičov. Pre nízkostratové vedenia je charakteristická impedancia Z 0 daná
rovnicou, z ktorej po dosadení vzťahov (4-1) do (2-7), str. 19, dostaneme:

44
r
s
r
s
Z ≈ µ µ
0
120 ln 276 log
ε a
= ε a
[Ω] (4-2)
r
r
−7
pretože µ
0
= 4 π.10 [H/m] a
vo vzduchu, µ r = 1 aj ε r = 1.
−12
ε 0
8,854.10 [F/m]
= . V prípade, že dvojvodič je umiestnený
Výraz pre rýchlosť šírenia určíme zo vzťahov (4-1) a (2-6) :
1 1 c
v = = =
LC ′ ′ µ µεε µε
0 r 0 r r r
(4-3)
kde c ≈ 2,998.10 8 [m/s] je rýchlosť šírenia svetla. Je potrebné poznamenať, že tento
výsledok pre akékoľvek prenosové vedenie, v ktorom sa šíri TEM vlna. Ak predpokladáme,
že prostredie medzi vodičmi tvorí homogénne dielektrikum, dĺžka vlny na vedení a fázový
koeficient sú dané vzťahmi:
λ
v
c
0
= = = a
f f . µ
rε r
µ
rεr
λ
2π
2π
β = µε
r r
λ
= λ
(4-3a)
pretože λ 0
= c f vo vákuu. Približné vzťahy pre paralelnú vodivosť G′ a sériový odpor
R′ na jednotku dĺžky otvoreného dvojvodičového vedenia sú dané nasledovne. Pre paralelnú
vodivosť platí G′ = ωC′
tanδ
, teda na jednotku dĺžky:
π εε
0 r
G′ = ωC′
tanδ = ω tanδ
(4-4)
ln ( s/ a)
kde tanδ predstavuje dielektrické straty izolačného materiálu medzi vodičmi. Pri vysokých
frekvenciách ( δ s
a ), pre dvojvodičové vedenie sériový odpor na jednotku dĺžky bude:
kde σ je merná vodivosť vodičov a δ s je hĺbka vniku.
1
R ′ ≈ π aδσ
(4-5)
s
Obidva predošlé výrazy sú použiteľné pre s > 4a, a po ich dosadení možno získať
koeficient tlmenia na jednotku dĺžky. Výrobcovia okrem frekvenčných charakteristík
vysokofrekvenčných vedení udávajú aj tzv. rýchlostný faktor (Velocity Factor) pre každý typ
vedenia. Pretože VF sa číselne pohybuje v rozsahu od nuly po jednotku, niekedy ho tiež
označujeme ako skracovací koeficient prenosového vedenia:
VF
0
0
v λ
≡ = (4-6)
c λ
kde v je rýchlosť vlny v konkrétnom prenosovom vedení. Ak je vedenie vyplnené
nemagnetickým dielektrikom s relatívnou permitivitou ε r , potom je rýchlostný faktor VF =
1/ ε
r
.

45
4.2 Koaxiálne (súosové) vedenie
Koaxiálne prenosové vedenie na rozdiel od dvojvodičového nevyžaruje energiu, pretože
sa elektromagnetické pole uzatvára medzi súosovými vodičmi. S pokrokom vo vývoji
konektorov a miniatúrnych vedení (semirigid) sa dnes koaxiálne vedenia používajú v nízko
výkonových aplikáciách v pásmach až do 18 GHz a v niektorých prípadoch až do 40GHz
(Ka pásmo). Pre prenos sa obyčajne používa mód TEM. Vyššie módy (napr. TE 11 ) sú pre
prenos energie nežiadúce, lebo spôsobujú odrazy a následkom toho straty.
Uvažujme koaxiálne (súosové) prenosové vedenie znázornené na obr. 4.2, vo valcovej
súradnicovej sústave.
Obr. 4.2 TEM mód v koaxiálnom prenosovom vedení
Pri vysokých frekvenciách indukčnosť a kapacita na jednotku dĺžky sú dané vzťahmi:
µ
0µ
r
b
L′ = ln a
2π
a
C
2π εε
ln /
0 r
′ = (4-7)
( b a)
pričom a je vonkajší polomer vnútorného vodiča (žily) a b je vnútorný polomer vonkajšieho
vodiča (plášťa). Vzťahy pre rýchlosť šírenia v, dĺžku vlny λ a koeficient fázy β sú dané
rovnicami (4-3) a (4-3a). Pre nízkostratové koaxiálne vedenie je charakteristická impedancia
Z 0 daná vzťahom (2-7) z ktorého po dosadení vzťahov (4-7) dostaneme:
L′
µ
r
b µ
r
b
Z0 = = 60 ln = 138 log
C′
ε a ε a
r
r
[Ω] (4-8)
Paralelná vodivosť na jednotku dĺžky je daná vzťahom:
G
2π εε
ω tanδ
ln /
0 r
′ = (4-9)
( b a)
a sériový odpor na jednotku dĺžky je daný súčtom odporov vnútorného a vonkajšieho vodiča.
Pretože pri vysokých frekvenciách hĺbka vniku δ
s
a , platí:
1 1 a+
b
R′ ≈ + = , (4-10)
2π aδσ 2πbδσ 2πabδσ
s s s
čo zodpovedá vzťahu R = l σ S pre výpočet odporu vodiča s dĺžkou l a prierezom S.
Tlmenie na jednotku dĺžky pre nízkostratové vedenie je dané vzťahom:
R′
GZ ′
0
α ≈ + = αc
+ αd
2Z0
2

46
kde α
c
a α
d
sú časti reprezentované stratami vo vodičoch a v dielektriku, ktoré vypĺňa
priestor medzi vodičmi. Využitím vzťahov (4-8) až (4-10) môžeme vyjadriť straty vo
vodičoch
a v dielektriku
0
+ ( b a)
( b a)
δs
εr
⎡1 / ⎤
αc
= 13,6
⎣ ⎦
[dB/dĺžka] (4-11)
λ bln /
ε
r
αd
= 27,3 tanδ
[dB/dĺžka] (4-12)
λ
0
kde δ
s
je hĺbka vniku v kovových vodičoch a tanδ je koeficient dielektrických strát medzi
vodičmi. Uvedené vzťahy sú platné iba vtedy, ak materiál vodičov aj dielektrika je
nemagnetický.
4.3 Planárne prenosové vedenia
Takéto typy prenosových vedení zaznamenali rozvoj najmä v súvislosti s rozvojom
mikrovlnnej integrácie systémov a zariadení na malej ploche. Vo všeobecnosti pozostávajú
planárne typy týchto vedení z jednej alebo z dvoch pokovených častí substrátu (dielektrika), v
ktorom je fotolitografiou alebo chemickým leptaním navrhnutý obvod obyčajne na jednej
strane. Hlavná výhoda spočíva v tom, že takáto technológia výroby je presná a najmä lacná.
Rozvoj hybridných mikrovlnných integrovaných obvodov (MIO, MIC) a najmä monolitických
mikrovlnných integrovaných obvodov (MMIO, MMIC) umožnila technológia výroby
nízkostratových dielektrických substrátov s malým koeficientom strát ( tanδ rádovo 10 -4 ).
Substrátom sa šíri značná časť energie elektromagnetickej vlny a tým sú dané značné
požiadavky aj konštantnú relatívnu permitivitu ( ε
r
≈ 10 ), v celom používanom frekvenčnom
rozsahu a teplôt. Ďalej materiál substrátu musí mať veľkú čistotu, konštantnú hrúbku
podložky a veľmi hladký povrch. V neposlednom rade musí spĺňať veľkú tepelnú vodivosť,
malú teplotnú rozťažnosť a dobrú priľnavosť pre nanášané vodiče. Uvedené parametre musia
byť v priebehu spracovania obvodu dostatočne stabilné. Najpoužívanejšie typy planárnych
prenosových vedení sú:
• pásikové vedenia – symetrické (strip line),
• mikropásikové vedenia – nesymetrické (microstrip line),
• štrbinové vedenia – (slot line),
• koplanárne vedenia – dvojvodičové a viacvodičové (coplanar line).
Uvažujme prenosové vedenie znázornené na obr. 4.4, ktoré pozostáva z nízkostratového
dielektrického substrátu medzi dvomi vodivými plochami. Obyčajne sú rozmery uvedené
v obrázku také, že w b a hrúbka pokovenia je t b.

47
Obr. 4.4 Prenosové vedenie vytvorené dvomi paralelnými doskami
Základný predpoklad vyplýva z rovnomerne rozloženého poľa medzi doskami. Pretože pri
vysokých frekvenciách sa uplatňuje skinefekt, prúd a náboj je rozložený na vnútornej stene
vodivého povrchu. Pre uvedené podmienky, odpor a kapacita na jednotku dĺžky budú:
2
R′ = (4-13)
wδ σ
s
w
C ′ = 0 r
b ε ε
(4-14)
Pre w
b, sa dá predpoladať s dostatočnou presnosťou, že celá elektromagnetická energia je
sústredná v dielektriku s permitivitou ε r .
Teda pre TEM vlnu sú platné obdobné vzťahy pre rýchlosť šírenia v, dĺžku vlny λ a
fázový koeficient β, vychádzajúce z úvah o homogénnom vedení v kapitole Teória
prenosového vedenia, podobne ako to platí pre dvojvodičové a koaxiálne vedenie. Výsledky
pre charakteristickú impedanciu Z 0 a tlmenie α možno odvodiť z výrazov pre sériovú
indukčnosť L′ a paralelnú vodivosť G′ na jednotku dĺžky.
Charakteristická impedancia pri vysokých frekvenciách je daná:
Z
0
L′ LC ′ ′ 1
≈ = =
C′ C′ vC′
(4-15)
Za predpokladu, že v= c / µ
rε
r
, potom
b µ
r
Z0 ≈ 377 [Ω] (4-16)
w ε
Podobne ako pri koaxiálnom vedení, tlmenie α bude pozostávať z dvoch častí, teda
αc
+ αd, kde pre nízkostratové vedenia bude α
c
= R′
/(2 Z0)
a α /2
d
= GZ ′
0
. Výsledok
dostaneme v nasledujúcom tvare:
0
r
δ ε
α 27,3 s r
c
= [dB/dĺžka] (4-17)
b λ
Tento vzťah platí pre nemagnetické vodiče a dielektriká (µ r = 1). Pretože λ0
∝ 1/ f a hĺbka
vniku δ ∝ 1/ f , tlmenie bude spojené s konečnou vodivosťou vodičov a je úmerné f .
s

48
Tlmenie v dielektriku α
d
na jednotku dĺžky je dané:
GZ0
ω C
αd
= ′ = ′ Z
0
tanδ = π f LC ′ ′ tanδ
2 2
Za predpokladu, že LC ′ ′ = 1/ v a v= fλ dostaneme:
alebo
π π
α = d
tanδ εr
tanδ
λ
= λ
[Np/dĺžka]
0
0
ε
r
αd
= 27,3 tanδ
[dB/dĺžka] (4-18)
λ
pričom sú predpokladané nemagnetické materiály, teda µ r = 1. Poznamenajme, že uvedený
vzťah pre α d
je rovnaký, ako v prípade koaxiálneho vedenia. V obidvoch prípadoch je
tlmenie v dielektriku α priamo úmerné frekvencii, pretože λ 0 je inverzné k f.
d
A) Symetrické pásikové vedenie (strip line)
V priebehu posledných tridsiatich rokov sa ako prenosové pásikové vedenie veľmi často
používa symetrická konfigurácia, označovaná ako strip line, ktorá je znázornená na obr. 4.5.
Na tomto obrázku je symetrické pásikové vedenie aj s priečnym rozložením poľa základného
dominantného TEM módu. Možno si všimnúť, že tento mód je podobný zodpovedajúcemu
TEM módu v koaxiálnom vedení (obr. 4.2). Prúd vo vedení tečie centrálne umiestneným
symetrickým pásikom a vracia sa uzemnenými vonkajšími doskami do zdroja. Hoci je
vedenie zboku otvorené, bočnými štrbinami nevyžaruje, pokiaľ je vyvážené.
Obr. 4.5 Symetrické pásikové vedenie (strip line) s TEM módom
Každé porušenie vyváženia však spôsobuje vyžarovanie energie, čomu možno zabrániť
skratovaním okrajov uzemnených vonkajších dosiek pomocou skrutiek alebo nitov, ako to
vidno z obrázku. Počet a rozstupy skrutiek sa stanovia tak, aby sa predišlo šíreniu vyšších
módov v pracovnom frekvenčnom pásme.
Výpočet charakteristických impedancií symetrických pásikových vedení je značne
komplikovaný a vedie k zložitým výrazom. Ak však predpokladáme, že vedením sa šíri čistá
TEM vlna, potom charakteristická impedancia pásikového vedenia je daná ako

49
Z
0
1 µ
rε
r
= =
[Ω] (4-19)
vC ′ cC ′
kde c 2,998.10 8 m/s je rýchlosť šírenia svetla vo vákuu. Problém výpočtu impedancie sa
takto redukuje na problém výpočtu kapacity C′ na jednotku dĺžky pásikového vedenia.
Výpočet kapacity vedenia je však pre väčšinu vedení zložitý matematický problém a rieši sa
približnými metódami mapovaním poľa a metódami konformných zobrazení. Z literatúry sú
známe riešenia od mnohých autorov. Cohn [8] dokázal, že pre symetrické pásikové vedenie
s nulovou hrúbkou centrálneho vodiča (t = 0) je charakteristická impedancia daná presným
výrazom:
Z
0
( k)
( )
30π
K′
= [Ω] (4-20)
ε K k
r
π w
2
kde k = tanh , K′ ( k) = K( k′
) sú úplné eliptické integrály 1. druhu, pričom k′ = 1− k .
2 b
Závislosť charakteristickej impedancie Z0 ε
r
od pomeru w/
b pre rôzne hrúbky pásika
t/
b je zobrazená na obr. 4.6.
Obr. 4.6 Závislosť charakteristickej impedancie od rozmerov pásikového vedenia
(pre µ r = 1, a >> w, a > 2b − Cohn, S.B. [9])
Ako vidno z uvedenej závislosti, pre symetrické pásikové vedenie s nenulovou šírkou
centrálneho vodiča sa charakteristická impedancia značne mení s pomerom / t b.

50
Podľa toho približný empirický vzťah udávajúci charakteristickú impedanciu pre rozsah
0,05 < t/ b< 0.5 je
94,15
Z0
≈
[Ω] (4-21)
⎛ w t ⎞
ε
r ⎜ + 1,18 + 0, 45⎟
⎝b−
t b ⎠
Pri výrobe symetrických pásikových vedení sa dnes často využíva technika tlačených
plošných spojov, u ktorých hrúbka vnútorného (centrálneho) vodiča t predstavuje niekoľko
tisícin centimetra, zatiaľ čo rozmer b sa mení v rozsahu od cca 1,8 mm do 6,4 mm. Vlastnosti
používaných dielektrík pri výrobe symetrických pásikových vedení sú podrobne analyzované
v monografii Howe-ho [21].
Koeficient tlmenia αd
v substráte je daný rovnakým výrazom ako v prípade koaxiálneho
vedenia. Koeficient merného tlmenia α
c
v kovových častiach pásikového vedenia analyzoval
taktiež Cohn v už citovanej práci. Na obr. 4.7 je pre pásiky z medi prezentovaná grafická
závislosť normovaného tlmenia αc
od charakteristickej impedancie Z0 ε
r
. Použitím hodnoty
α z grafu, možno tlmenie α vypočítať z výrazu:
c
c
α
f ε
b
r
c
= αc
[dB/dĺžka] (4-22)
pričom frekvencia f sa udáva v [GHz] a rozmer b v [m]. Potom výsledný koeficient tlmenia
je daný súčtom α = αc + αd.
Obr. 4.7 Závislosť normovanej hodnoty tlmenia medeného pásikového vedenia [9]

51
Približný výraz pre koeficient tlmenia vo vodičoch α
c
možno určiť aj zo známeho
povrchového odporu vodičov a potom:
kde
v 0 0 r 0 r
( π )
R ⎡πw/ b+
ln 4 b/( t)
⎤
s
αc
= ⎢ ⎥
Zv
b⎣
ln 2 + π w/(2 b)
⎦
[Np/dĺžka] (4-23)
Z = µ /( εε) = Z / ε a Z 0
= 120π
≅377
Ω. Tento vzťah je platný pre rozmery
w> 2b
a t < b/10.
Symetrické pásikové vedenia sú otvorené vedenia, u ktorých nutne nastávajú určité
straty vyžarovaním. Tieto straty sú však podstatne menšie, ako napr. straty obyčajných
dvojvodičových vedení, avšak sú väčšie ako straty valcových vlnovodných vedení. Čo sa týka
prenášaných výkonov, sú pásikové vedenia nízkovýkonové prenosové systémy. Obyčajne sa
používajú pre prenos výkonov menších ako 100 W, v impulznom režime až do výkonu 1 kW.
B) Nesymetrické mikropásikové vedenie (microstrip)
Ako už bolo spomenuté s rozvojom nízkostratových materiálov s vysokou permitivitou
sa nesymetrické mikropásikové vedenia stali veľmi populárne najmä pre výrobu hybridných
mikrovlnných integrovaných obvodov (MIO, MIC), ako aj monolitických mikrovlnných
integrovaných obvodov (MMIO, MMIC). Takéto vedenie pozostáva z tenkého vodivého
pásiku oddeleného od základnej vodivej plochy dielektrickým substrátom. V priečnom
pohľade je v strede na obr. 4.8b zobrazená aj tzv. kvázi-TEM vlna pomocou, ktorej je možné
aproximačné riešenie problému s nesymetrickým vedením, najmä v oblasti nižších frekvencií.
Pri exaktnom posúdení nebude totiž šíriaca sa vlna transverzálne elektromagnetická. Vyplýva
to z toho, že jeden materiál pod mikropásikom šírky w tvorí dielektrický substrát ( ε r
) a nad
ním sa vyskytuje vzduchové prostredie ( ε 0
). Z toho dôvodu sa nemôže takýmto vedením šíriť
čistá TEM vlna. Rýchlosť šírenia vĺn vo vzduchu je iná ako v dielektriku, a preto sa zaviedol
pojem tzv. efektívnej permitivity ε ef pomocou, ktorej možno približne definovať parametre
mikropásikového vedenia. Interpretácia efektívnej permitivity vyplýva z obr. 4.8c.
Obr. 4.8 Nesymetrické mikropásikové vedenie s rozložením kvázi-TEM vlny
Pri zavedení efektívnej permitivity musíme predpokladať, že vodič mikropásikového
vedenia je vycentrovaný v strede s jeho základnými rozmermi a výškou nad zemniacou
plochou a je uložený v jednom dielektriku, ako je znázornené na obr. 5.9c. Efektívna
dielektrická konštanta je definovaná ako dielektrická konštanta rovnakého dielektrického
materiálu tak, že mikropásik má rovnaké elektrické charakteristiky, (najmä rýchlosť šírenia)
ako reálny mikropásik na obr. 4.8a. Pre siločiary vo vzduchu nad substrátom má efektívna
permitivita hodnotu v hraniciach 1 < ε ef < ε r . Pre veľa aplikácií, kde dielektrická permitivita

52
substrátu je omnoho väčšia ako hodnota (ε r >> 1), sa bude pohybovať ε
ef
až po hodnotu
relatívnej permitivity ε r substrátu. Efektívna permitivita je tiež funkciou frekvencie. Ak
frekvencia rastie, väčšina elektrických siločiar je sústredená v substráte (dielektrický jav).
Východisková hodnota (pri spodných frekvenciách) efektívnej dielektrickej permitivity sa
ukazuje ako statická hodnota, ktorú nám vyjadruje vzťah
ε
ef
εr
+ 1 εr
−1⎛ 12 h ⎞
= + ⎜1+
⎟
2 2 ⎝ w ⎠
1
−
2
(4-24)
Mikropásikové obvody sa vyrábajú ako plošné obvody na rôznych substrátoch. Ak sa do
mikropásikovej štruktúry majú integrovať polovodičové prvky, potom sa najčastejšie ako
dielektrikum používa kremík ( ε
r
= 11,8 ). Použitie materiálov s vysokou ε r zmenšuje
rozptylové polia do vzduchového okolia mikropásiku. Vo väčšine prípadov sú rozptylové
polia zanedbateľné vo vzdialenosti 2h nad mikropásikom. Ak sa má zabrániť výkonovým
stratám vyžarovaním, uloží sa celý mikropásikový obvod do kovového púzdra, znázorneného
na obr. 4.9. Izolačná vrstva v mikropásikovom vedení pozostáva z viac ako jedného
dielektrika (napr. substrát a vzduch), a preto vzťahy pre rýchlosť šírenia v a vlnovú dĺžku λ
uvedené v predošlom neplatia pre mikropásikové obvody a vedenia.
Obr. 4.9 Uzatvorené mikropásikové vedenie v kovovom púzdre
Keďže elektrické pole sa rozprestiera v dielektriku a vo vzduchu, možno sa domnievať, že
vlnová dĺžka signálu musí ležať medzi λ 0 a λ / 0
ε
r
, čo je skutočne pravda. Pre veľmi
široké mikropásiky w je pole vo vzduchu zanedbateľné a vlnová dĺžka sa blíži ku hodnote
λ ε . Mikropásikové konfigurácie sú analyzované viacerými autormi.
0 / r
C) Ďalšie typy planárnych vedení
Na obr. 4.10 sú znázornené tri ďalšie typy prenosových planárnych vedení, ktorých
výrobu umožňuje technika plošných spojov. Na obrázku je možné vidieť aj možné
konfigurácie poľa na týchto vedeniach.
Obr. 4.10 Ďalšie typy planárnych pásikových vedení

53
Štruktúra so zaveseným substrátom na obr. 4.10a je symetrická, pretože dva pásiky sú na
rovnakom potenciáli a elektrické pole je prakticky iba vo vzduchu s veľmi malým podielom
poľa v dielektriku. Štruktúra teda v podstate predstavuje pásikové vedenie so vzduchovým
dielektrikom, čo znamená, že dielektrické straty α d
sú zanedbateľné, pretože dielektrikum
slúži iba ako mechanický nosič pásikov. To je výhoda pri vysokofrekvenčných aplikáciách,
pretože rozmerové tolerancie nie sú až natoľko prísne. Výsledkom je, že technika vedení so
zaveseným substrátom poskytuje presnú a úspornú metódu výroby pásikových systémov
použiteľných až do frekvencií 20 GHz.
Prenosové vedenie zobrazené na obr. 4.10b je známe ako štrbinové vedenie (slot line).
Je to užitočná alternatíva k mikropásikovým vedeniam vhodná pri výrobe integrovaných
mikrovlnných obvodov. Štruktúra elektrického poľa zrejmá z obrázku umožňuje napríklad
ľahkú montáž premosťovacích (paralelných) prvkov vo vedení. V prípade štrbinových vedení
sa nevyskytuje základná vodivá doska pod substrátom. Štrbinové vedenia majú vysoké
charakteristické impedancie, zatiaľ čo mikropásikové vedenia umožňujú ľahšie realizovať
nízke impedancie. Magnetické pole v štrbinovom vedení má aj zložku v smere šírenia
výkonu, a preto primárnym módom nie je kvázi-TEM vlna, ale hybridná vlna HEM. Hybridné
vlny HEM pozostávajú zo superpozície TE a TM vĺn, pričom obsahujú aj pozdĺžne zložky
poľa, teda E
z
aj H
z
. Vedenie nemá medznú frekvenciu ( f
m
= 0 ) a v tomto prípade prevláda
najmä pozdĺžna magnetická zložka poľa. Táto vlastnosť vedenia je užitočná, ak sa vo vedení
umiestňujú nerecipročné feritové prvky.
Koplanárne vedenie zobrazené na obr. 4.10c pozostáva z tenkého pásiku s postrannými
uzemnenými vodivými plochami na obidvoch stranách. Podobne ako v prípade štrbinových
vedení, nie je spodnej strane substrátu zemniaca vodivá doska. Dominantným módom
koplanárneho vedenia je hybridná vlna typu HEM s nulovou medznou frekvenciou. Táto
štruktúra spája niektoré výhody pásikového a mikropásikového vedenia, čo umožňuje
napríklad ľahkú montáž sériových aj paralelných prvkov. Takisto v dôsledku existencie silnej
pozdĺžnej magnetickej zložky, umožňuje ľahkú montáž nerecipročných prvkov.
Porovnanie vlastností planárnych vedení
Symetrické pásikové vedenia, u ktorých sa využíva dominantný mód TEM sa vyznačujú
väčšou šírkou frekvenčného pásma, ako v prípade ostaných planárnych vedení, a väčšou
možnou úrovňou prenášaného výkonu. Jeho výroba s najčastejšie používanou vlnovou
impedanciou Z 0 = 50 Ω, nespôsobuje ťažkosti, pokiaľ má slúžiť pre prenos energie, alebo ku
konštrukcii zariadení z rozloženými parametrami. Montáž prídavných súčiastok, či už
aktívnych alebo pasívnych, je však zložitá. Používaný dielektrický substrát máva obyčajne
menšiu hodnotu relatívnej permitivity ε r
. Priemerné tlmenie vedenia s Z 0 = 50 Ω býva
približne 0,1 dB/cm. Nesymetrické mikropásikové vedenia s dielektrickým substrátom
využívajú dominantnú vlnu HEM, ale pri nižších frekvenciách možno použiť k riešeniu aj
vlnu kvázi-TEM. Priamym dôsledkom disperzných javov, ktoré v týchto vedeniach vznikajú,
je obmedzenie použiteľnej šírky frekvenčného pásma. Rozsah vlnových impedancií je daný
šírkou mikropásiku, alebo šírkou medzery medzi pásikmi. Pri šírke mikropásiku w
min
= 5µm
zodpovedajú hodnoty charakteristickej impedancie od 10 Ω, zatiaľ čo pri šírke mikropásiku
w = λ sa mení charakteristická impedancia do 100 Ω pri pracovnej frekvencii f = 10
max
/8

54
GHz. Rozsah hodnôt charakteristických impedancii Z 0 v prípade štrbinových planárnych
vedení sa pohybuje v rozpätí od 55 Ω až hodnoty 300 Ω. U dvojvodičového koplanárneho
vedenia býva charakteristická impedancia od 40 Ω do 250 Ω, napríklad u trojvodičového
koplanárneho vedenia 25 Ω až 125 Ω. Disperzia, t. j. závislosť v p od frekvencie, je
najmenšia u mikropásikových vedení, stredná u koplanárneho a najväčšia u štrbinového
vedenia. Straty sú prevažne dané stratami vo vodičoch. Najmenšími stratami sa vyznačuje
mikropásikové vedenie. Koplanárne vedenie sa vyznačuje väčšími stratami v dôsledku väčšej
koncentrácie nábojov a prúdov v blízkosti hrán vodičov. Typická hodnota tlmenia
mikropásikového vedenia s charakteristickou impedanciou Z 0 = 50 Ω na dielektrickom
substráte s ε r = 10, h =1 mm, tan δ = 5.10 -4 pri frekvencii 10 GHz je približne 0,15 dB/cm.