Passive IC components
Passive IC components
Passive IC components
Create successful ePaper yourself
Turn your PDF publications into a flip-book with our unique Google optimized e-Paper software.
Kap. 4<br />
Karakteristikk av passive <strong>IC</strong><br />
komponenter
Oversikt<br />
• Ledere<br />
• Resistanser<br />
• Kondensatorer<br />
• Spoler
Leder (Lav frekvens)<br />
R<br />
=<br />
ρ l =<br />
A<br />
ρl<br />
2<br />
πr<br />
Strømmen fordeles over hele tverrsnittet
Leder(Høy frekvens)<br />
• Ved høye frekvenser vil<br />
størsteparten av strømmen<br />
gå langs overflaten av<br />
lederen => Skin-effekt<br />
• Skin-effekten er størst der<br />
den magnetiske feltstyrken<br />
er størst
Skin-depth<br />
R<br />
ρl<br />
ρl<br />
= ≈ (når δ
Skin-depth(δ)<br />
J<br />
s<br />
=<br />
J<br />
s0<br />
e<br />
Z<br />
( − )<br />
δ<br />
e<br />
jz<br />
( − )<br />
δ<br />
δ =<br />
2 ρ<br />
ωµ<br />
=<br />
2<br />
ωµσ
Eksempel<br />
• Copper:<br />
• Aluminium:<br />
1 GHz ,δ = 2µm<br />
1 GHz , δ = 2, 5µm
• I en coax-kabel vil<br />
strømtettheten fordeles<br />
jevnt på innerlederens<br />
ytterside og ytterlederens<br />
innerside. Strøm og<br />
returstrøm vil søke mot<br />
hverandre => Proximityeffekt<br />
Proximity-effekt
Proximity-effekt<br />
• Strømførende ledere som<br />
ligger parallelt med<br />
hverandre vil påvirke<br />
hverandres strømtetthet.<br />
• Nesten umulig å beregne<br />
effektiv resistans i en<br />
spole ved høye frekvenser<br />
pga den gjensidige<br />
påvirkningen vindingene<br />
har på hverandre.
Resistorer<br />
• Polysilisium<br />
• Source-drain diffusjon<br />
• Long-channel MOS transistor<br />
• Metal-interconnect<br />
• Nichrome og Sichrome
Polysilisium<br />
• 5 -10Ω/square<br />
• Unøyaktig (vanlig med en toleranse.på 35%)
Brønn-resistor<br />
• 1 – 10kΩ/square<br />
• Unøyaktig( toleranse på +/- 50-80%)<br />
• Stor parasittisk kapasitans (begrenser frekvensområdet)<br />
• Spenningskoeffisient(begrenser spenningsområdet)<br />
• Stor temp.koeffisient (3000-5000ppm/°C)<br />
• Passer best i ikke-kritiske kretser
Long-channel MOS transistor<br />
• Variabel resistans<br />
• Ulineær<br />
• Passer dårlig som resistans<br />
langs signalveien<br />
⎡<br />
r<br />
ds<br />
≈<br />
⎢µC<br />
⎣<br />
ox<br />
W<br />
L<br />
[(<br />
V − V ) − V ]<br />
GS<br />
T<br />
DS<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦<br />
−1
Metal-interconnect<br />
• Kan brukes når det kun trengs små resistanser<br />
• 50mΩ/square<br />
• Praktisk opp til 10Ω
Nichrome eller Sichrome<br />
• Veldig nøyaktig (toleranse < 1%)<br />
• Teknologien er ikke universelt tilgjengelig<br />
• Øker prosesskostnaden betydelig
Kondensatorer<br />
•Parallel plate kondensator<br />
•Lateral flux-kondensator<br />
•Fraktal-kondensator<br />
•CMOS gate-kondensator
Parallel plate kondensastor<br />
Fordeler:<br />
• Enkel å implementere<br />
Ulemper:<br />
• Høy parasittisk kapasitans<br />
(10 – 30% av hoved<br />
kapasitansen).<br />
C<br />
≈<br />
ε<br />
A<br />
H<br />
=<br />
W ⋅<br />
ε<br />
H<br />
L<br />
for W,L >> H
”Lateral flux”-kondensator<br />
• Relativt høy kapasitans i<br />
forhold til areal<br />
• Lite parasittiske<br />
kapasitanser
Fraktal-kondensator<br />
Fordeler:<br />
• Stor kapasitans på lite<br />
areal.<br />
• Lite sårbar for prosessvariasjoner.<br />
• Begrenset parasittisk<br />
kapasitans<br />
Ulemper:<br />
• Kompleks design
CMOS Transistor<br />
Fordeler:<br />
• Kjent teknologi<br />
Ulemper:<br />
• Kondensatoren blir<br />
stående i serie med en<br />
motstand.
Spiralinduktorer<br />
L<br />
≈<br />
2<br />
−7<br />
2<br />
µ<br />
0n<br />
r = 4π<br />
⋅10<br />
n r ≈1.2⋅10<br />
Antall viklinger<br />
Spiralradius<br />
−6<br />
n<br />
2<br />
r
Spiralinduktorer: Ulemper<br />
• Forbruker mye areal<br />
Eksempel: 120 nH induktans -> 27 viklinger og radius på<br />
140µm<br />
• Relativt store resistive tap pga “skin” effekten<br />
• Parasittiske kapasitanser til substrat<br />
• Shunt-kapasitans mellom underføringen og resten av<br />
spiralen
R<br />
S<br />
δ =<br />
≈<br />
l<br />
w⋅σ<br />
⋅δ<br />
2<br />
ωµ σ<br />
0<br />
Spiralinduktorer: Modell<br />
(<br />
−t<br />
/ δ<br />
1−<br />
e )<br />
Totallengden av viklingene<br />
Tykkelse<br />
Ledningsevnen<br />
Bredde<br />
R<br />
eddy<br />
σ<br />
≈<br />
4e<br />
sub<br />
( unf )<br />
Ledningsevnen til substratet<br />
2<br />
d<br />
avg<br />
ρ<br />
0.7<br />
z<br />
−0.55<br />
n,<br />
ins<br />
z<br />
0.1<br />
n,<br />
sub<br />
C<br />
P<br />
=<br />
n⋅<br />
w<br />
2<br />
ε<br />
⋅<br />
t<br />
ox<br />
ox<br />
Overflatetykkelsen til substratet<br />
Isoleringstykkelsen<br />
Fyllingsfaktor<br />
Gjennomsnitt av ytre og indre diameter<br />
Oksidtykkelsen mellom underføringen og spiralen
Spiralinduktorer: Modell<br />
C<br />
ox<br />
=<br />
w ⋅l<br />
ε<br />
⋅<br />
t<br />
ox<br />
ox<br />
R<br />
1<br />
≈<br />
2<br />
w ⋅l<br />
⋅G<br />
sub<br />
C<br />
1<br />
≈<br />
w ⋅l<br />
⋅C<br />
2<br />
sub<br />
Parametre som besktriver substratets<br />
ledningsevne og kapasitans<br />
per areal (konstant)
”Bondwire” induktor<br />
• Mer flateareal per lengde enn spiralinduktor, derfor også en høyere Q-faktor<br />
• Kan plasseres godt over ledende flater og får derfor redusert de parasittiske<br />
kapasitansene<br />
• DC induktansen er gitt av:<br />
L<br />
⎡ µ<br />
0l<br />
⎤ ⎡ ⎛<br />
≈<br />
⎢ ⎥<br />
⋅ ⎢ln⎜<br />
⎣ 2π<br />
⎦ ⎣ ⎝<br />
2l<br />
r<br />
⎞<br />
⎟ −<br />
⎠<br />
⎤<br />
0.75⎥<br />
⎦<br />
≈<br />
2 ⋅10<br />
−7<br />
⎡ ⎛<br />
l⎢ln⎜<br />
⎣ ⎝<br />
2l<br />
r<br />
⎞<br />
⎟ −<br />
⎠<br />
⎤<br />
0.75⎥<br />
⎦<br />
• Induktansen er tilnærmet 1nH/mm
Sylinderspole<br />
L<br />
≈<br />
2<br />
10πµ 0<br />
n r<br />
9r<br />
+ 10l<br />
2<br />
C<br />
= 1⋅10<br />
−12<br />
⎡<br />
⎢11.25<br />
⎣<br />
D<br />
⎤<br />
[ D + l] + ⎥ ⎦<br />
4<br />
l<br />
/<br />
D<br />
Shunt kapasitansen over terminalene
Transformatorer: Introduksjon<br />
• Magnetisk koblet system av<br />
spoler<br />
• Den varierende magnetiske<br />
fluks produsert av den primære<br />
spolen, induserer en spenning i<br />
den sekundære, og omvendt<br />
v<br />
1<br />
=<br />
L<br />
1<br />
di<br />
dt<br />
1<br />
+<br />
M<br />
di<br />
dt<br />
2<br />
v<br />
2<br />
=<br />
M<br />
di<br />
dt<br />
1<br />
+<br />
L<br />
2<br />
di<br />
dt<br />
2<br />
Gjensidig induktans
Transformatorer: Modell<br />
• Dersom primær og sekundær spole<br />
er svært nær hverandre vil man få<br />
nesten total gjensidig induktans<br />
• Ved økende avstand vil gjensidig<br />
induktans, M, minke og etter hvert<br />
bli ubetydelig<br />
• Koplingskoeffisienten:<br />
k ≡<br />
L M1 L 2
Transformatorer: Realiseringer<br />
Tappet transformator<br />
• Baserer seg kun på sideveis magnetisk kopling<br />
• Lav til moderat kopling (k=0,3-0,5)<br />
• Maksimert selvinduktans og lav port-til-port kapasitans.<br />
• Stort arealforbruk<br />
• Alle viklinger kan implementeres på toppnivå og derfor<br />
redusere kapasitanser til substrat.<br />
Innvevd transformator<br />
• Moderat til høy magnetisk kopling (k=0,7)<br />
• Relativt lav selvinduktans<br />
• Redusert kapasitans ved implementering på toppnivå
Transformatorer: Realiseringer<br />
Stablet transistor<br />
• Har den beste utnyttelsen av areal<br />
• Høyest selvinduktans og kopling (k=0.9)<br />
• Største bakdel er høy port-til-port kapasitans som fører til<br />
lav selvresonans frekvens<br />
Kan redusere kapasitansen ved å forskyve de to spolene i<br />
forhold til hverandre. Tilnærmet koplingskonstant for en<br />
slik offset stablet transformator blir:<br />
k<br />
x<br />
2 2<br />
≈ 0.9 −<br />
s s<br />
= 0. 9<br />
d<br />
+<br />
avg<br />
y<br />
−<br />
d<br />
d<br />
s<br />
avg
MOSFET som RF switch<br />
• Trenger ofte switcher i transceivere<br />
• Driver ofte gate med relativ høy impedans for å<br />
forbedre linearitet.<br />
• En har ulineære drain- og source-til-bulk kapasitanser<br />
• En høyimpedant induktor som substratimpedans<br />
forbedrer disse ulinearitetene<br />
• For å forsterke impedansen ytterligere, bør<br />
elementene ha resonans ved den ønskede<br />
kjørefrekvensen
Electrostatic Discharge (ESD)<br />
• Vanlig å designe ferdig kretsen for så å<br />
implementere nødvendig ESD beskyttelse uten<br />
at det går utover ønskede RF egenskaper<br />
• Må bruke andre teknikker i GHz området pga<br />
øket kapasitans introdusert av ESD<br />
beskyttelsen.
CHAPTER FIVE<br />
A REVIEW OF<br />
MOS DEV<strong>IC</strong>E PHYS<strong>IC</strong>S
Hva skal gjennomgås<br />
• MOSFET fysikk for ”long channel”<br />
-Triodeområdet<br />
-Metningsområdet<br />
-HF<br />
-Godhetstall<br />
• Operasjon i ”weak inversion”<br />
• MOSFET fysikk for ”short channel”<br />
-Div. effekter
Triodeområdet for ”long channel”<br />
Ladning langs kanalen:<br />
Kan så definere kriteriet for<br />
når en er i triodeområdet ut ifra:<br />
Strømmen i kanalen:<br />
For liten V ds<br />
:<br />
Q<br />
n<br />
(y) = −C<br />
gs<br />
ds<br />
OX<br />
t<br />
{[V<br />
gs<br />
− V(y)] − V }<br />
[ V − V ] − V = 0 ⇒ V = V − V ≡<br />
I<br />
D<br />
= µ<br />
I = µ<br />
D<br />
n<br />
n<br />
C<br />
C<br />
OX<br />
OX<br />
W<br />
L<br />
W<br />
L<br />
⎡<br />
⎢(V<br />
⎣<br />
V<br />
dsat<br />
gs<br />
V<br />
ds<br />
− V )V<br />
ds<br />
t<br />
ds<br />
gs<br />
−<br />
t<br />
Vds<br />
2<br />
t<br />
2<br />
⎤<br />
⎥<br />
⎦<br />
V<br />
dsat
Metningsområdet for ”long channel”<br />
• Ettersom V ds<br />
øker vil kanalen før eller senere<br />
bli ”pinched off”<br />
• Dette skjer når V ds<br />
=V dsat<br />
• Innsatt i ligningen ovenfor gir dette<br />
• Transkonduktansen<br />
I<br />
µ<br />
C<br />
2<br />
W<br />
L<br />
n OX<br />
2<br />
D<br />
= (Vgs<br />
− Vt<br />
)<br />
I<br />
W<br />
D<br />
g<br />
m<br />
= = µ<br />
nCOX<br />
(Vgs<br />
− V<br />
t<br />
) = 2µ<br />
n<br />
Vdsat<br />
L<br />
C<br />
OX<br />
W<br />
L<br />
I<br />
D
Kanallengdemodulasjon<br />
• Den effektive kanallengden går ned når V ds<br />
øker. Dette fører til en<br />
økning av I D<br />
• Med dette i betraktning kan I D<br />
uttrykkes som<br />
I<br />
D<br />
= (1 + λV<br />
• Hvor λ er den inverse av V A<br />
som en kjenner fra bipolare transistorer som<br />
Early voltage<br />
ds<br />
) I<br />
D0
Kapasitanser i MOSFET
Kapasitanser i MOSFET
Godhetstall for HF ytelse<br />
• ω T<br />
og ω max<br />
er to godhetstall som blir benyttet for å si noe om<br />
høyfrekvens egenskapene til en transistor<br />
i<br />
i<br />
d<br />
in<br />
≈<br />
g<br />
m<br />
ω ( C + C )<br />
gs<br />
gd<br />
⇒ ω<br />
T<br />
=<br />
C<br />
gs<br />
g<br />
m<br />
+ C<br />
gd<br />
P<br />
P<br />
L<br />
in<br />
≈<br />
ω<br />
2<br />
ω<br />
4r<br />
T<br />
g<br />
C<br />
gd<br />
⇒ ω<br />
max<br />
≈<br />
1<br />
2<br />
ω<br />
r C<br />
g<br />
T<br />
gd
Operasjon i Subterskel området<br />
•I ”weak inversion” vil kanalen ha lav strømtetthet<br />
•Dette innebærer at en ved kalkulasjon av I D<br />
i tillegg til ”drift”<br />
også må ta diffusjon i betraktning som et mulig bidrag til I D<br />
•Skille mellom ”weak inversion” og ”strong inversion” er<br />
bestemt ut fra:<br />
VON = Vt<br />
+ n<br />
kT<br />
q<br />
Hvor n har en typisk verdi lik 3-4
Operasjon i Subterskel området<br />
I<br />
D<br />
⎡ ⎛ qVod<br />
⎞⎤<br />
= ION<br />
⎢exp⎜<br />
−1⎟⎥<br />
⎣ ⎝ nkT ⎠⎦<br />
•Det er ønskelig med liten verdi av n, da dette fører til en brattere<br />
”på-av” kurve (mindre lekasjestrømmer)
Modeller for ”short channel”<br />
sat<br />
t<br />
gs<br />
ox<br />
n<br />
D<br />
E<br />
V )<br />
W(V<br />
2<br />
C<br />
I<br />
−<br />
µ<br />
=<br />
sat<br />
ox<br />
n<br />
gs<br />
D<br />
m<br />
WE<br />
2<br />
C<br />
V<br />
I<br />
g<br />
µ<br />
=<br />
∂<br />
∂<br />
≡<br />
ox<br />
3<br />
2<br />
gs<br />
WLC<br />
C<br />
≈<br />
L<br />
E<br />
4<br />
3<br />
WLC<br />
2)WE<br />
/<br />
C<br />
(<br />
C<br />
g<br />
sat<br />
n<br />
ox<br />
3<br />
2<br />
sat<br />
ox<br />
n<br />
gs<br />
m<br />
T<br />
µ<br />
=<br />
µ<br />
≈<br />
≈<br />
ω
Effekter ved ”short channel”<br />
• DIBL(drain-induced barrier<br />
lowering)<br />
-For kortkanal ”devices”, vil det<br />
elektriske feltet grunnet drain<br />
spenningen føre til at<br />
terskelspenningen reduseres<br />
• Hot-Electron effects<br />
-Høyt elektrisk felt nær ”drain”<br />
fører til at ladningsbærere får nok<br />
energi til å danne hull-elektron par<br />
(impact ionization).
Effekter ved ”short channel”<br />
•Gate Current<br />
Etter hvert som CMOS teknologien skaleres ned,<br />
vil gate oksidet kunne bli så tynt at det muliggjør strøm<br />
igjennom oksidet<br />
•Mobilitetsdegradering<br />
tox↓ Ev↑ tch↓ #kollisjoner↑ mobilitet↓