A(s) - Automatica
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
• Sistema in equilibrio<br />
Stabilita`<br />
• Risposta a possibili perturbazioni dell’equilibrio<br />
• Esempio: pendolo inverso nel piano (sistema NON lineare)<br />
• due punti di equilibrio (P 1 : ϑ=0, P 2 : ϑ =π)<br />
• perturbazione: condizione iniziale ϑ 0 diversa da quella<br />
di equilibrio<br />
• P 1 : dopo un po` di oscillazioni, si torna nella posizione<br />
equilibrio con ϑ=0<br />
• P 2 : ci si allontana sempre piu` da P 2 (il sistema si porta<br />
in P 1 )<br />
• Caratterizzazione dell’equilibrio<br />
1
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita`<br />
• Si consideri un sistema in quiete (c.i. nulle) in t=0:<br />
• u(t)=0, y(t)=0 per t0 t.c. |y(t)|≤M y ∀ t≥0<br />
(*)<br />
• risposta divergente: non esiste alcuna M y come in (*)<br />
• risposta convergente lim asintoticamente y(t) = 0<br />
a zero: ∃ My t→∞<br />
come in (*) e inoltre<br />
2
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita`<br />
• Risposta limitata o convergente: comportamento STABILE<br />
• Risposta divergente: comportamento INSTABILE<br />
• Esempio del pendolo inverso:<br />
• P 1 : comportamento stabile (risposta convergente<br />
asintoticamente a ϑ=0 a partire da qualsiasi ϑ 0 )<br />
• P 2 : comportamento instabile (la distanza da P 2 pero`<br />
rimane in ogni caso limitata in quanto il sistema torna<br />
in P 1 )<br />
• In generale il carattere della risposta dipende sia dal punto<br />
di equilibrio che dall’entita` della perturbazione<br />
3
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
• Sistemi dinamici lineari tempo invarianti: il carattere della<br />
risposta non dipende ne’ dal particolare punto di<br />
equilibrio ne’ dall’entita` della perturbazione (carattere<br />
globale)<br />
• Si studia l’equilibrio del sistema in quiete (condizioni<br />
iniziali nulle)<br />
• Perturbazione: alterazione arbitraria delle condizioni<br />
iniziali<br />
• Stabilita` del sistema rispetto alle condizioni iniziali<br />
• Si determina in base all’andamento dell’evoluzione libera<br />
4
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
• Definizione: un sistema dinamico LTI e` detto stabile<br />
(semplicemente) rispetto alle c.i. se, per qualsiasi c.i., la<br />
risposta libera e` limitata:<br />
∀ (y 0 , y 0 (1) ,...,y0 (n-1) ) ∃ M>0 t.c. |yL (t)|≤M ∀ t≥0<br />
dove M dipende dalla c.i. (y 0 , y 0 (1) ,...,y0 (n-1) )<br />
• Osservazione: la proprieta` deve valere per ogni possibile<br />
c.i.!<br />
du(t)<br />
• Esempio:<br />
− 2y(t) = − u(t)<br />
dt<br />
d 2 y(t) dy(t)<br />
+ 2<br />
dt dt<br />
yL (t) =<br />
€<br />
y0 − y (1)<br />
0 e<br />
3<br />
−2t + 2y 0 + y (1)<br />
0 e<br />
3<br />
t<br />
y0 = − 1<br />
2 y (1)<br />
0<br />
(1)<br />
y0 = y0 convergente<br />
divergente<br />
5
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
• Definizione: un sistema dinamico LTI e` detto<br />
asintoticamente stabile rispetto alle c.i. se, per qualsiasi<br />
c.i., la risposta libera converge a zero:<br />
lim yL (t) = 0<br />
t→∞<br />
• Osservazione: per la continuita`, convergenza a zero<br />
implica limitatezza ⇒<br />
€<br />
stabilita` asintotica ⇒ stabilita`<br />
• Definizione: un sistema dinamico LTI che non sia stabile<br />
rispetto alle c.i. e` detto instabile<br />
• Studio della stabilita` rispetto alle c.i.: analisi modale<br />
6
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
• Evoluzione libera: si ottiene combinando linearmente (con<br />
combinatori che dipendono dalle c.i.) un insieme di<br />
funzioni dette modi del sistema<br />
• Si consideri il sistema<br />
y L (t) =<br />
n<br />
ai i=0<br />
h ri Ki ∑ ∑ t<br />
i=1=1(r<br />
i − )!<br />
ri − e pi t<br />
€<br />
d i y(t)<br />
∑ = ∑ bi dt i<br />
• Sia A(s)=a n s n +a n-1 s n-1 +...+a 1 s+a 0<br />
d i u(t)<br />
dt i<br />
t r i − e p i t modi complessi<br />
• pi : radice con molteplicita` ri di A(s) (polinomio<br />
caratteristico)<br />
€<br />
m<br />
i=0<br />
7
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
• Se σ i = parte reale di p i , allora<br />
• σ i >0 ⇒ funzioni divergenti per t→∞<br />
• σ i =0 ⇒ funzioni limitate se r i =1 o divergenti se r i >1 per<br />
t→∞<br />
• σ i
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
p i reale<br />
p i complesso<br />
r i =2<br />
1<br />
0.5<br />
Stabilita` dei sistemi lineari<br />
0<br />
0 5 10<br />
1<br />
0.5<br />
0<br />
-0.5<br />
0 5 10<br />
0.4<br />
0.3<br />
0.2<br />
0.1<br />
σ i 0<br />
0<br />
0 5 10<br />
2<br />
1.5<br />
1<br />
0.5<br />
0.5<br />
-0.5<br />
0<br />
0 5 10<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
0 5 10<br />
10<br />
5<br />
0<br />
-5<br />
-10<br />
0 5 10<br />
x 10 4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
0 5 10<br />
x 10 4<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
-2<br />
0 5 10<br />
x 10 5<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
-2<br />
0 5 10<br />
9
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` BIBO<br />
• “Cause” che determinano l’evoluzione di un sistema<br />
dinamico lineare:<br />
• condizioni iniziali<br />
• ingressi<br />
u(t)<br />
y0 , y (1) (n−1)<br />
0 , K , y0<br />
y L (t)<br />
+ y F (t) = y(t)<br />
• Evoluzione libera: stabilita` rispetto alle c.i., dipende dalle<br />
proprieta` del sistema<br />
• Evoluzione forzata: dipende dalle proprieta` sia del<br />
sistema che dell’ingresso<br />
10
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` BIBO<br />
• Studio della stabilita` “ingresso-uscita”: a partire da<br />
condizioni iniziali nulle<br />
• Intuitivamente: forzando il sistema con ingressi di<br />
ampiezza limitata, si ottengono uscite ancora dello stesso<br />
tipo<br />
• Definizione: un sistema dinamico LTI e` detto BIBO<br />
(Bounded Input - Bounded Output) stabile se, ad ogni<br />
ingresso u(t) limitato, il sistema reagisce con una uscita<br />
forzata y F (t) limitata:<br />
|u(t)| ≤M u ∀ t≥0 ⇒ ∃ M y tale che |y F (t)| ≤M y ∀ t≥0<br />
• Si puo` caratterizzare analizzando la funzione di<br />
trasferimento (o equivalentemente la risposta impulsiva)<br />
11
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` BIBO<br />
• Risposta forzata:se A(s) e` il polinomio caratteristico,<br />
YF (s) = B(s) N(s)<br />
U(s) =<br />
A(s) D(s) U(s)<br />
con N(s) e D(s) coprimi e degN(s)≤degB(s), degD(s)≤degA(s)<br />
• Teorema:<br />
€<br />
un sistema dinamico LTI e` BIBO stabile se e<br />
solo se σi =Re[pi ] < 0 per ogni pi radice di D(s).<br />
• Le radici di D(s) sono un sottoinsieme delle radici di A(s):<br />
stabilita` asintotica rispetto alle c.i. ⇒ stabilita` BIBO<br />
• La stabilita` asintotica rispetto alle c.i. e` una proprieta`<br />
piu` forte rispetto alla stbilita` BIBO<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Imag Axis<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
-2<br />
Pole zero map<br />
-3<br />
-6 -4 -2 0 2<br />
Real Axis<br />
asint. stabile risp. c.i.<br />
BIBO stabile<br />
Stabilita` BIBO<br />
Imag Axis<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
-2<br />
Pole zero map<br />
-3<br />
-6 -4 -2 0 2<br />
Real Axis<br />
semp. stabile risp. c.i.<br />
BIBO instabile<br />
Imag Axis<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
-1<br />
-2<br />
Pole zero map<br />
-3<br />
-6 -4 -2 0 2<br />
Real Axis<br />
instabile rispetto alle c.i.<br />
BIBO instabile<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` BIBO<br />
• Osservazione 1: la stabilita` BIBO e` equivalente alla<br />
stabilita` asintotica rispetto alle c.i. se numeratore e<br />
denominatore della f.d.t. sono polinomi coprimi<br />
• Osservazione 2: la stabilita` semplice rispetto alle c.i. NON<br />
implica la stabilita` BIBO<br />
1<br />
• Esempio:<br />
G(s) =<br />
s(s +1)<br />
• poli: p 1 =0 Re[p 1 ]=0 r 1 =1<br />
p2 € =-1 Re[p2 ]
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Y F (s) = G(s) 1<br />
s =<br />
€<br />
⇒ sistema BIBO instabile!<br />
1<br />
• Esempio: € G(s) =<br />
s 2 + ω 2<br />
Stabilita` BIBO<br />
1<br />
s 2 (s +1)<br />
1 1 1<br />
= − +<br />
s +1 s s 2<br />
yF (t) = L −1 [ YF (s) ] = e −t −1+ t<br />
~ ∃ M y F (t) < M ∀ t > 0<br />
• poli: p 1,2 =±jω Re[p 1,2 ]=0 r 1,2 =1<br />
• sistema € stabile semplicemente rispetto alle c.i.<br />
• Risposta a cos(ωt) (ingresso limitato)<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
€<br />
Y F (s) = G(s)<br />
s<br />
s 2 = 2<br />
+ ω<br />
Stabilita` BIBO<br />
s<br />
s 2 + ω 2<br />
( )<br />
2 =<br />
1<br />
( s + jω)<br />
2 s − jω<br />
( ) 2<br />
• Calcolo dei residui in -jω (in +jω si ottengono i coniugati):<br />
( ) 2 s<br />
K 1 = s + jω<br />
K 2 = d<br />
ds<br />
s 2 + ω 2<br />
( ) 2<br />
s + jω ( )2 s<br />
s=− jω<br />
s 2 + ω 2<br />
( ) 2<br />
=<br />
s=− jω<br />
s<br />
( s − jω)<br />
2<br />
s=− jω<br />
= − s2 + ω 2<br />
( s − jω)<br />
4<br />
= j<br />
4ω<br />
s=− jω<br />
= 0<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Stabilita` BIBO<br />
YF (s) = j 1 j 1<br />
− 2<br />
4ω ( s + jω)<br />
4ω ( s − jω)<br />
2<br />
yF (t) = L −1 [ YF (s) ] = j<br />
4ω te− jωt − j<br />
€<br />
⇒ sistema BIBO instabile!<br />
€<br />
= − jt<br />
4ω 2 j e jωt − e<br />
2 j<br />
− jωt<br />
4ω<br />
te jωt<br />
= t<br />
2ω sinωt<br />
~ ∃ M y F (t) < M ∀ t > 0<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` e cancellazioni zero-polo<br />
• Zero della funzione di trasferimento: indica che vi sono<br />
segnali che vengono “bloccati” dal sistema<br />
• Sia u(t)=ke pt<br />
€<br />
+∞<br />
G(s) = g(t)e −st ∫ dt<br />
0<br />
+∞<br />
G(p) = g(t)e − pt ∫ dt<br />
• Uscita forzata y F (t): uso l’integrale di convoluzione<br />
t<br />
0<br />
yF (t) = ∫ g(t − τ)u(τ)dτ = ∫<br />
g(t − τ)u(τ)dτ<br />
0<br />
t<br />
−∞<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Stabilita` e cancellazioni zero-polo<br />
t<br />
∫ = g(t − τ)ke<br />
−∞<br />
− p(t−τ ) e pt t<br />
∫<br />
dτ<br />
−∞<br />
y F (t) = g(t − τ)ke pτ dτ<br />
= ke pt g(t − τ)e − p(t−τ ) t<br />
dτ<br />
−∞<br />
∫ = (t − τ = z)<br />
+∞<br />
• Se G(p)=0 ⇒ y F (t)=0<br />
= ke pt g(z)e − pz ∫ dz = ke pt G(p)<br />
0<br />
y F (t) = kG( p)e pt<br />
19
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` e cancellazioni zero-polo<br />
• Connessione serie di due sistemi:<br />
u1 (t) y1 (t)=u2 (t) y2 (t)<br />
G1 (s) G2 (s)<br />
€<br />
€<br />
G 1 (s) = 1<br />
s − a<br />
Y 2 (s)<br />
U 1 (s) =<br />
s − a<br />
( s − a)<br />
s − b<br />
G 2 (s) =<br />
( )<br />
s − a<br />
s − b<br />
= 1<br />
s − b<br />
Cancellazione zero-polo<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
• Osservazioni:<br />
Stabilita` e cancellazioni zero-polo<br />
• qualunque sia u 1 (t), y 1 (t) contiene il fattore e at<br />
(dall’evoluzione libera a partire da c.i. arbitrarie, dato<br />
che a e` un polo di G 1 (s))<br />
y 1 (t)=ke at +...<br />
• y 2 (t) NON contiene il fattore e at in quanto G 2 (a)=0 e<br />
y 2 (t)=kG 2 (a)e at +...<br />
• nell’uscita complessiva del sistema non si manifesta<br />
parte della dinamica del sistema (dinamica nascosta)<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Stabilita` e cancellazioni zero-polo<br />
• Nei sistemi reali, la cancellazione puo` essere non esatta<br />
• Due possibilita`:<br />
• Re[a]0 ⇒ la dinamica nascosta e` divergente<br />
(instabile) ⇒ se non e` cancellata esattamente, il<br />
termine residuo diverge ⇒ l’uscita puo` divergere<br />
anche se u 1 (t) e` limitato e la f.d.t. complessiva<br />
apparentemente ha solo poli a parte reale negativa<br />
• Nella pratica vanno evitate cancellazioni zero-polo se il<br />
polo e` a parte reale positiva<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Criteri di stabilita`<br />
• Studio della stabilita` di un sistema dinamico LTI ⇔ studio<br />
della posizione delle radici di polinomi nel piano<br />
complesso<br />
• La presenza di anche una sola radice in Re[s]>0 porta alla<br />
instabilita` (sia BIBO che rispetto alle c.i.)<br />
• Criteri che permettono di determinare le proprieta` di<br />
stabilita` senza dover calcolare esplicitamente le radici<br />
(cosa numericamente dispendiosa)<br />
• Regola di Cartesio: se un polinomio monico A(s) ha tutte<br />
le radici a parte reale negativa, allora deve avere tutti i<br />
coefficienti positivi.<br />
• E` condizione necessaria ma non sufficiente<br />
23
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Il criterio di Routh<br />
• Criterio di Routh: algoritmo computazionalmente molto<br />
efficiente, di semplice applicabilita` e di grande<br />
affidabilita`<br />
• Fornisce una condizione necessaria e sufficiente perche’<br />
un polinomio abbia tutte le radici in Re[s]
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
• Costruzione della tabella: la tabella e` costituita da n+1<br />
righe<br />
• Le prima due righe si costruiscono direttamente a partire<br />
dai coefficienti del polinomio<br />
riga n an an-2 an-4 ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ...<br />
riga n-2<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
• Supponiamo di aver calcolato gli elementi delle righe i+2<br />
-esima e i+1-esima, e di voler calcolare gli elementi della<br />
riga i-esima<br />
25
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga n an an-2 an-4 ... ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ... ...<br />
...<br />
riga i+2 pi+2 pi pi-2 ... ...<br />
riga i+1 qi+1 qi-1 qi-3 ... ...<br />
riga i ri ri-2 ri-4 ... ...<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
rj = − 1<br />
( pi+2q j−1 − p jqi+1) = p j −<br />
qi+1 pi+2q j−1<br />
qi+1 j = i, i − 2, i − 4,…<br />
26
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga n an an-2 an-4 ... ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ... ...<br />
...<br />
riga i+2 pi+2 pi pi-2 pi-4 ...<br />
riga i+1 qi+1 qi-1 qi-3 qi-5 ...<br />
riga i ri ri-2 ri-4 ri-6 ...<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
ri = − 1<br />
( pi+2qi−1 − piqi+1) qi+1 27
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga n an an-2 an-4 ... ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ... ...<br />
...<br />
riga i+2 pi+2 pi pi-2 pi-4 ...<br />
riga i+1 qi+1 qi-1 qi-3 qi-5 ...<br />
riga i ri ri-2 ri-4 ri-6 ...<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
ri−2 = − 1<br />
( pi+2qi−3 − pi−2qi+1) qi+1 28
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga n an an-2 an-4 ... ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ... ...<br />
...<br />
riga i+2 pi+2 pi pi-2 pi-4 ...<br />
riga i+1 qi+1 qi-1 qi-3 qi-5 ...<br />
riga i ri ri-2 ri-4 ri-6 ...<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
ri−4 = − 1<br />
( pi+2qi−5 − pi−4qi+1) qi+1 29
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
• La riga i-esima ha (i/2)+1 elementi se i e` pari, (i+1)/2<br />
elementi se i e` dispari<br />
• La relazione per il calcolo degli elementi si puo` applicare<br />
se q i+1 ≠0<br />
• Se cio` si verifica per tutte le righe fino alla riga 0 (elementi<br />
della prima colonna tutti diversi da zero) ⇒ tabella<br />
completa<br />
• Esempio:<br />
A(s) = s 4 + 5s 3 + 20s 2 + 40s + 50<br />
= a 4 s 4 + a 3 s 3 + a 2 s 2 + a 1 s + a 0<br />
riga 4 a4 a2 a0<br />
riga 3 a3 a1<br />
riga 2 p2 p0<br />
riga 1 q1<br />
riga 0 r0<br />
30
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40<br />
riga 2 p2=-(40-100)/5=12 p0<br />
riga 1 q1<br />
riga 0 r0<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40 0<br />
riga 2 12 p0=-(1 . 0-5 . 50)/5=50<br />
riga 1 q1<br />
riga 0 r0<br />
31
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40 0<br />
riga 2 12 50<br />
riga 1 q1=-(5 . 50-40 . 12)/12=230/12<br />
riga 0 r0<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40 0<br />
riga 2 12 50<br />
riga 1 230/12 0<br />
riga 0 r0=(12 . 0-50 . 230/12)12/230=50<br />
32
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
• La tabella ottenuta e`:<br />
Costruzione della tabella di Routh<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40<br />
riga 2 12 50<br />
riga 1 230/12<br />
riga 0 50<br />
• Ogni elemento della prima colonna e` diverso da zero<br />
• Alcuni elementi si calcolano direttamente<br />
33
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Uso della tabella di Routh<br />
• Teorema: sia A(s) un polinomio di grado n con tabella di<br />
Routh completa. Siano<br />
• n p : numero di permanenze di segno tra gli elementi<br />
della prima colonna della tabella<br />
• n v : numero di variazioni di segno tra gli elementi della<br />
prima colonna della tabella<br />
Allora A(s) non ha zeri sull’asse immaginario, ha n p zeri in<br />
Re[s]0<br />
• Corollario: un polinomio A(s) ha tutte le radici in Re[s]
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• Nell’esempio precedente:<br />
Uso della tabella di Routh<br />
riga 4 1 20 50<br />
riga 3 5 40<br />
riga 2 12 50<br />
riga 1 230/12<br />
riga 0 50<br />
• La tabella e` completa<br />
• n p =4, n v =0<br />
• 4 zeri in Re[s]
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Casi particolari<br />
• La tabella non e` completabile quando il primo elemento di<br />
una riga risulta essere nullo<br />
• In questo caso sicuramente vi sono radici di A(s) in<br />
Re[s]≥0<br />
• Due possibili situazioni:<br />
• alcuni elementi della riga sono non nulli<br />
• tutti gli elementi della riga sono nulli<br />
• Diverse tecniche per procedere<br />
36
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Casi particolari<br />
• Caso riga i-esima non tutta nulla: “metodo ε”<br />
• Si sostituisce il primo elemento nullo della riga con una<br />
costante ε ≈0 e si prosegue con la costruzione della<br />
tabella<br />
• Esempio:<br />
A(s) = s 3 + 3s − 2<br />
riga 3 1 3<br />
riga 2<br />
riga<br />
€<br />
1<br />
0<br />
q1<br />
-2<br />
riga 0 r0<br />
riga 3 1 3<br />
riga 2 ε -2<br />
riga 1 q1=-(-2-3ε)/ε 0<br />
riga 0 -2<br />
37
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Casi particolari<br />
• Per determinare n p e n v si assegna un segno ad ε<br />
• Si osserva che (3ε+2)/ε ≈ 2/ε e studio l’alternanza dei segni<br />
nella sequenza (1, ε, 2/ε, -2):<br />
• Se ε>0: n p = 2, n v =1<br />
• Se ε
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Casi particolari<br />
• Caso riga i-esima tutta nulla: interpretazione<br />
• Gli elementi di ogni riga della tabella possono essere<br />
interpretati come i coefficienti di un polinomio<br />
riga n an an-2 an-4 ... ...<br />
riga n-1 an-1 an-3 an-5 ... ...<br />
...<br />
riga i+2 pi+2 pi pi-2 ... ...<br />
riga i+1 qi+1 qi-1 qi-3 ... ...<br />
riga i ri ri-2 ri-4 ... ...<br />
...<br />
riga 1<br />
riga 0<br />
i + 2 : p(s) = p i+2 s i+2 + p i s i + p i−2 s i−2 +…<br />
i +1: q(s) = q i+1 s i+1 + q i−1 s i−1 + q i−3 s i−3 +…<br />
i : r(s) = r i s i + r i−2 s i−2 + r i−4 s i−4 +…<br />
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• Riga i-esima nulla: r(s)=0<br />
Casi particolari<br />
• Il polinomio q(s) derivato dalla riga i+1 e` divisore di A(s):<br />
A(s)=q(s)c(s)<br />
• Si puo` dimostrare che, se a 0 ≠0, una riga nulla ha sempre<br />
indice dispari 2m+1<br />
• Si puo` spezzare la tabella in due parti:<br />
• prime n-(2m+1) righe: dai segni degli elementi della<br />
prima colonna determino la posizione di n-2m radici<br />
(zeri di c(s))<br />
• restanti 2m+1 righe: diverse possibilita`<br />
40
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Casi particolari<br />
• Risoluzione diretta dell’equazione ausiliaria q(s)=0: q(s) ha<br />
grado 2m ed e` un polinomio pari ⇒ pongo t=s 2 e se<br />
l’ordine e` basso trovo direttamente le radici<br />
• Esempio:<br />
€<br />
A(s) = s 6 + s 5 + 3s 4 + 5s 3 − 6s 2 + 4s − 8<br />
riga 6 1 3 -6 -8<br />
riga 5 1 5 4<br />
riga 4 -2 -10 -8<br />
riga 3 0 0<br />
..........<br />
q(s) = −2s 4 −10s 2 − 8 = −2(t 2 + 5t + 4)<br />
41
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• Determinazione radici in t:<br />
€<br />
t 1,2 =<br />
−5 ± 25 −16<br />
2<br />
• Determinazione radici in s:<br />
s 1,2 = −1 = ± j<br />
s 3,4 = −4 = ±2 j<br />
• 4 radici con parte reale nulla<br />
Casi particolari<br />
= −1 ⎧<br />
⎨<br />
⎩ −4<br />
• Inoltre, € dalla prima parte della tabella: np =1, nv =1<br />
42
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Casi particolari<br />
• Eseguendo la divisione:<br />
A(s) = s 4 + 5s 2 ( + 4)<br />
s 2 ( + s − 2)<br />
• Si possono determinare le restanti radici:<br />
−1±<br />
s5,6 =<br />
2<br />
5<br />
• Le radici € del polinomio q(s) sono in simmetria quadrantale<br />
€<br />
43
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Casi particolari<br />
• Studio tramite derivazione della equazione ausiliaria:<br />
• si sostituisce la riga di zeri con i coefficienti del<br />
polinomio ottenuto derivando q(s).<br />
• si completa la tabella<br />
• il numero di variazioni di segno nella seconda parte<br />
della tabella fornisce il numero di radici in Re[s]>0<br />
• si completa lo studio sfruttando la simmetria<br />
quadrantale<br />
44
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
• Esempio:<br />
€<br />
q(s) = s 4 − 3s 2 − 4<br />
q ′ (s) = 4s 3 − 6s<br />
Casi particolari<br />
A(s) = s 6 + s 5 − 2s 4 − 3s 3 − 7s 2 − 4s − 4<br />
riga 6 1 -2 -7 -4<br />
riga 5 1 -3 -4<br />
riga 4 1 -3 -4<br />
riga 3’ 0 0<br />
riga 3 4 -6<br />
riga 2 -6 -16<br />
riga 1 -100<br />
riga 0 -16<br />
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A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Casi particolari<br />
• Dalla prima parte della tabella: 2 radici in Re[s]0<br />
• Per ottenere n=6 radici, le rimanenti devono essere due<br />
immaginarie pure, ed una in Re[s]
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Esempio di utilizzo<br />
• Esempio: controllo in retroazione, studio del campo di<br />
stabilita`<br />
r y<br />
K G(s)<br />
Y(s) = T(s)R(s) = KG(s)<br />
R(s) =<br />
1+ KG(s)<br />
KN(s)<br />
D(s) + KN(s) R(s)<br />
• Per quali valori di K il sistema in catena chiusa e` BIBO<br />
stabile?<br />
€<br />
47
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
€<br />
G(s) =<br />
T(s) =<br />
Esempio di utilizzo<br />
1<br />
s 4 + 6s 3 +11s 2 + 6s + 2<br />
K<br />
s 4 + 6s 3 +11s 2 + 6s + 2 + K<br />
A(s) = s 4 + 6s 3 +11s 2 + 6s + 2 + K<br />
• A(s) deve avere tutte le radici in Re[s]
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
Esempio di utilizzo<br />
riga 4 1 11 K+2<br />
riga 3 6 6<br />
riga 2 10 K+2<br />
riga 1 (48-6K)/10<br />
riga 0 k+2<br />
• Solo permanenze di segno se -2
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
Studio della stabilita` con vincoli sui poli<br />
• Robustezza della stabilita`, prestazione: si impone che i<br />
poli del sistema a catena chiusa abbiano parte reale < -α,<br />
α>0<br />
• Criterio di Routh con s → p=s+ α<br />
• Esempio: q(s) = s 3 + (6 + K)s 2 + (5 + 6K)s + 5K<br />
s 3 1 5+6K<br />
€<br />
s 2 6+K 5K<br />
s 1<br />
s 0 5K<br />
(6 + K)(5 + 6K) − 5K<br />
6 + K<br />
€<br />
6 + K > 0<br />
K 2 + 6K + 5 > 0<br />
5K > 0<br />
K > 0<br />
50
A. Beghi “Fondamenti di Controlli Automatici” Universita` di Padova<br />
€<br />
p 3 1 4K-4<br />
p 2 3+K 1<br />
p 1<br />
p 0 1<br />
Studio della stabilita` con vincoli sui poli<br />
α=-1, p=s+1, s=p-1<br />
€<br />
(3+ K)(4K − 4) −1<br />
3 + K<br />
q'(p) = ( p −1) 3 + (6 + K)(p −1) 2 + (5 + 6K)(p −1) + 5K<br />
= p 3 + (3+ K)p 2 + (4K − 4)p +1<br />
€<br />
€<br />
K > −3<br />
4K 2 + 8K −13 > 0<br />
K < K 1 = −3.061 o K > K 2 =1.06<br />
€<br />
K >1.06<br />
51