fondamenti di automatica - Dipartimento di Sistemi e Informatica
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FONDAMENTI DI AUTOMATICA<br />
Michele Basso, Luigi Chisci e Paola Falugi<br />
22 novembre 2006
In<strong>di</strong>ce<br />
1 Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 5<br />
1.1 Introduzione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5<br />
1.2 Analisi armonica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6<br />
1.3 Risposta in frequenza . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10<br />
1.4 Diagrammi <strong>di</strong> Bode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14<br />
1.5 Diagramma <strong>di</strong> Nyquist . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33<br />
1.6 Regole per il tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Nyquist 36<br />
1.7 Esempi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42<br />
1.8 Conclusioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49<br />
3
4 In<strong>di</strong>ce
Capitolo 1<br />
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi<br />
LTI<br />
1.1 Introduzione<br />
Questo capitolo integra l’analisi <strong>di</strong> sistemi LTI nel dominio del tempo svolta nel<br />
capitolo 3 con l’analisi nel dominio della frequenza. Quest’ultima costituisce un<br />
mezzo potente ed intuitivo per lo stu<strong>di</strong>o e la comprensione del comportamento<br />
<strong>di</strong> tali sistemi, nonché per l’analisi <strong>di</strong> alcune loro proprietà fondamentali particolarmente<br />
in riferimento ai sistemi retroazionati (ve<strong>di</strong> capitolo 7). Inoltre,<br />
come si vedrà nei capitoli 9 e 10, l’analisi in frequenza fornisce strumenti utili<br />
per la formulazione delle specifiche e per la sintesi <strong>di</strong> sistemi <strong>di</strong> controllo a retroazione.<br />
L’analisi in frequenza si basa sullo stu<strong>di</strong>o della risposta del sistema<br />
ad un ingresso <strong>di</strong> tipo sinusoidale (analisi armonica). Sfruttando il principio <strong>di</strong><br />
sovrapposizione degli effetti e l’analisi <strong>di</strong> Fourier, che permette <strong>di</strong> sviluppare<br />
segnali come combinazioni lineari <strong>di</strong> un numero finito o infinito (numerabile o<br />
continuo) <strong>di</strong> sinusoi<strong>di</strong> <strong>di</strong> <strong>di</strong>verse pulsazioni (componenti armoniche), l’analisi<br />
armonica è esten<strong>di</strong>bile ad una ampia classe <strong>di</strong> segnali comprendente <strong>di</strong> fatto<br />
tutti i segnali <strong>di</strong> interesse pratico nelle applicazioni ingegneristiche.<br />
Il capitolo tratterà in dettaglio i seguenti argomenti.<br />
• Determinazione della risposta ad un ingresso sinusoidale e teorema fondamentale<br />
dell’analisi armonica.<br />
• Definizione della risposta in frequenza, suoi legami con la funzione <strong>di</strong><br />
trasferimento, sue proprietà e determinazione sperimentale.<br />
• Rappresentazione grafica della risposta in frequenza tramite <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist e meto<strong>di</strong> per il tracciamento qualitativo <strong>di</strong> tali<br />
<strong>di</strong>agrammi.<br />
5
6 Analisi armonica<br />
1.2 Analisi armonica<br />
Si vuole determinare la risposta <strong>di</strong> un sistema LTI, con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) = b(s)/a(s), ad un segnale <strong>di</strong> ingresso sinusoidale<br />
u(t) = Au sin(ωt + ϕu) (1.2.1)<br />
<strong>di</strong> pulsazione ω > 0, ampiezza Au > 0 e fase ϕu ∈ [−π, π). Ampiezza e<br />
fase della sinusoide possono essere rappresentate in modo più compatto da un<br />
unico numero complesso U △ = Aue jϕu , detto fasore della sinusoide (1.2.1), nel<br />
seguente modo:<br />
u(t) = Au sin(ωt + ϕu) = Im Au ej(ωt+ϕu) = Im Auejϕu ejωt = Im U ejωt = 1 <br />
Uejωt − Ue−jωt 2j<br />
<br />
(1.2.2)<br />
Da (1.2.2) si deduce la trasformata <strong>di</strong> Laplace dell’ingresso<br />
U(s) = 1<br />
2j<br />
= 1<br />
2j<br />
U<br />
s − jω −<br />
<br />
U<br />
s + jω<br />
(U − U)s + j(U + U)ω<br />
s 2 + ω 2<br />
= 1<br />
2j<br />
= Im U s + Re U ω<br />
U(s + jω) − U(s − jω)<br />
(s − jω)(s + jω)<br />
s 2 + ω 2<br />
La trasformata <strong>di</strong> Laplace della risposta cercata è quin<strong>di</strong>:<br />
Y (s) = G(s)U(s) + p(s)<br />
a(s)<br />
= G(s) (Im U s + Re U ω)<br />
s 2 + ω 2<br />
+ p(s)<br />
a(s)<br />
(1.2.3)<br />
= b(s)(Im U s + Re U ω) + p(s) (s2 + ω2 )<br />
a(s) (s2 + ω2 )<br />
(1.2.4)<br />
dove p(s) è un polinomio i cui coefficienti <strong>di</strong>pendono dalle con<strong>di</strong>zioni iniziali.<br />
Si noti che (1.2.4) è una funzione razionale <strong>di</strong> denominatore a(s) (s2 + ω2 ) e,<br />
pertanto, i suoi poli coincidono con:<br />
• i poli del sistema, cioè le ra<strong>di</strong>ci del polinomio caratteristico a(s);<br />
• i poli dell’ingresso, cioè le ra<strong>di</strong>ci ±jω del polinomio s 2 + ω 2 a denominatore<br />
<strong>di</strong> U(s).<br />
Se ±jω sono poli semplici <strong>di</strong> Y (s) in (1.2.4), vale a <strong>di</strong>re se è sod<strong>di</strong>sfatta la<br />
seguente ipotesi<br />
a(jω) = 0 (1.2.5)
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 7<br />
la (1.2.4) può essere posta nella forma<br />
dove<br />
Y (s) = K<br />
s − jω<br />
+ K<br />
s + jω<br />
+ q(s)<br />
a(s)<br />
K = [(s − jω)Y (s) ] s=jω<br />
<br />
<br />
Im U s + Re U ω<br />
= (s − jω)G(s) + (s − jω)p(s)<br />
(s − jω)(s + jω) a(s)<br />
= G(jω)U<br />
2j<br />
s=jω<br />
(1.2.6)<br />
(1.2.7)<br />
è il residuo <strong>di</strong> Y (s) associato al polo s = jω mentre q(s) è un polinomio dello<br />
stesso grado <strong>di</strong> p(s). Antitrasformando (1.2.6) ed utilizzando (1.2.7):<br />
y(t) = Kejωt + Ke−jωt + L−1 <br />
q(s)<br />
= 2 Re<br />
a(s)<br />
Kejωt + yT(t)<br />
dove si è posto:<br />
<br />
G(jω)U<br />
= Re<br />
j<br />
= yR(t) + yT(t)<br />
ejωt <br />
+ yT(t) = Im G(jω)Uejωt + yT(t)<br />
(1.2.8)<br />
yR(t) △ = Im G(jω)Ue jωt = |G(jω)|Au sin (ωt + ϕu + ∠G(jω))(1.2.9)<br />
yT(t) △ = L −1<br />
<br />
q(s)<br />
(1.2.10)<br />
a(s)<br />
Pertanto la risposta y(t) in (1.2.8) risulta somma <strong>di</strong> due termini. Il termine<br />
yR(t), definito in (1.2.9), prende il nome <strong>di</strong> risposta a regime; è un segnale<br />
sinusoidale, della stessa pulsazione dell’ingresso, caratterizzato dal fasore<br />
Y = G(jω) U (1.2.11)<br />
o, equivalentemente, da ampiezza Ay e fase ϕy legate ad ampiezza Au e fase<br />
ϕu dell’ingresso dalle seguenti relazioni<br />
Ay = |G(jω)| Au (1.2.12)<br />
ϕy = ϕu + ∠G(jω) (1.2.13)<br />
Il termine yT(t), definito in (1.2.10), prende il nome <strong>di</strong> risposta transitoria ed<br />
è una combinazione lineare dei mo<strong>di</strong> naturali del sistema. In particolare, se il<br />
sistema è stabile la risposta transitoria tende asintoticamente a zero, cioè<br />
lim<br />
t→∞ yT(t) = 0,
8 Analisi armonica<br />
qualunque siano le con<strong>di</strong>zioni iniziali.<br />
Riassumendo i precedenti sviluppi, vale il seguente risultato noto come teorema<br />
fondamentale dell’analisi armonica.<br />
Teorema 5.1 - Se si applica ad un sistema LTI stabile con funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento G(s) un ingresso sinusoidale u(t) = Im(Ue jωt ), l’uscita y(t)<br />
tende asintoticamente, in<strong>di</strong>pendentemente dalle con<strong>di</strong>zioni iniziali, alla risposta<br />
<strong>di</strong> regime<br />
yR(t) = Im(Y e jωt )<br />
dove il fasore Y è legato al fasore U dell’ingresso dalla relazione (1.2.11). Più<br />
precisamente,<br />
jωt<br />
lim y(t) − Im(Y e ) = 0,<br />
t→∞<br />
qualunque siano le con<strong>di</strong>zioni iniziali.<br />
Osservazioni<br />
• Nel caso in cui il sistema sia instabile, cioè G(s) abbia poli con parte<br />
reale non negativa, non è più vero in generale che la risposta y(t) tende<br />
alla soluzione sinusoidale <strong>di</strong> regime yR(t) in quanto, in tal caso, la risposta<br />
transitoria yT(t) non converge necessariamente a zero. Tuttavia si<br />
<strong>di</strong>mostra che, nell’ipotesi (1.2.5), esiste un valore delle con<strong>di</strong>zioni iniziali<br />
per cui il polinomio q(s) in (1.2.10) è nullo e, <strong>di</strong> conseguenza, la risposta<br />
transitoria yT(t) è nulla per ogni t ≥ 0. Questo permette <strong>di</strong> estendere i<br />
risultati dell’analisi a regime anche ad un sistema instabile purché inserito<br />
in un anello <strong>di</strong> retroazione che lo stabilizzi (ve<strong>di</strong> successivo capitolo<br />
7); in tal caso, infatti, la relazione a regime fra l’ingresso e l’uscita del<br />
sistema, in presenza <strong>di</strong> un’eccitazione sinusoidale esterna, continua ad<br />
essere quella del teorema 5.1.<br />
• Se la con<strong>di</strong>zione (1.2.5) non è sod<strong>di</strong>sfatta, cioè a(jω) = 0, la sinusoide<br />
in ingresso al sistema coincide con un modo naturale del sistema ed il<br />
sistema stesso va in risonanza. Assumendo, per esempio, che jω è un<br />
polo semplice <strong>di</strong> G(s), si ha infatti<br />
Y (s) = K1 K1<br />
+<br />
s − jω s + jω +<br />
K2 K2<br />
+ + · · ·<br />
(s − jω) 2 (s + jω) 2<br />
dove · · · rappresentano i termini dello sviluppo <strong>di</strong> Heaviside relativi ai<br />
rimanenti poli <strong>di</strong> G(s). Quin<strong>di</strong>, antitrasformando, si ottiene un’uscita<br />
della forma<br />
y(t) = A1 sin(ωt + ϕ1) + A2 t sin(ωt + ϕ2) + · · ·
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 9<br />
dove A1, ϕ1, A2, ϕ2 sono opportune costanti e · · · rappresenta una combinazione<br />
dei rimanenti mo<strong>di</strong> naturali del sistema. Quin<strong>di</strong> l’ingresso sinusoidale<br />
u(t) <strong>di</strong> pulsazione ω produce in uscita una sinusoide <strong>di</strong> ampiezza<br />
crescente linearmente (fenomeno <strong>di</strong> risonanza).<br />
• L’analisi armonica è esten<strong>di</strong>bile, me<strong>di</strong>ante il principio <strong>di</strong> sovrapposizione<br />
degli effetti, a tutti i segnali esprimibili come combinazioni lineari <strong>di</strong><br />
sinusoi<strong>di</strong>, quali ad esempio:<br />
– i segnali perio<strong>di</strong>ci sviluppabili in serie <strong>di</strong> Fourier;<br />
– i segnali dotati <strong>di</strong> trasformata <strong>di</strong> Fourier.<br />
Si consideri un ingresso perio<strong>di</strong>co u(t) <strong>di</strong> periodo T, cioè tale che u(t +<br />
T) = u(t) per ogni t ≥ 0, sviluppabile in serie <strong>di</strong> Fourier tramite<br />
u(t) =<br />
∞<br />
k=0<br />
<br />
jkωt<br />
Im Uk e , ω = 2π<br />
T .<br />
Nelle stesse ipotesi del teorema 5.1, sfruttando il principio <strong>di</strong> sovrapposizione<br />
degli effetti ed applicando il teorema 5.1 ad ogni componente<br />
armonica, l’uscita del sistema tende alla risposta a regime perio<strong>di</strong>ca<br />
con<br />
yR(t) =<br />
∞<br />
k=0<br />
<br />
jkωt<br />
Im Yk e ,<br />
Yk = G(jkω) Uk.<br />
Analogamente si consideri l’ingresso u(t) dotato <strong>di</strong> trasformata <strong>di</strong> Fourier<br />
u(t) =<br />
∞<br />
0<br />
Im U(ω) e jωt dω<br />
Ragionando nello stesso modo, si può concludere che, nelle ipotesi del<br />
teorema 5.1, la risposta al suddetto ingresso tende alla risposta <strong>di</strong> regime<br />
con<br />
yR(t) =<br />
∞<br />
0<br />
Im Y (ω) e jωt dω<br />
Y (ω) = G(jω) U(ω)
10 Risposta in frequenza<br />
1.3 Risposta in frequenza<br />
L’analisi armonica ha messo in evidenza l’importanza della funzione G(jω) che<br />
caratterizza completamente il comportamento in frequenza del sistema. Per<br />
questo motivo tale funzione, complessa <strong>di</strong> variabile reale ω, prende il nome <strong>di</strong><br />
risposta in frequenza del sistema. Si in<strong>di</strong>chi con U(ω) il fasore della componente<br />
armonica <strong>di</strong> pulsazione ω in ingresso e con Y (ω) il fasore della corrispondente<br />
componente armonica (in con<strong>di</strong>zioni <strong>di</strong> regime) in uscita. In virtù dei risultati<br />
del precedente paragrafo, vale la relazione<br />
Y (ω) = G(jω) U(ω) (1.3.1)<br />
che esprime il fatto che per ogni pulsazione ω il fasore dell’uscita Y (ω) è uguale<br />
al prodotto del fasore <strong>di</strong> ingresso U(ω) per la risposta in frequenza G(jω);<br />
quest’ultima rappresenta pertanto il guadagno fasoriale del sistema. Da (1.3.1)<br />
si deducono le relazioni<br />
Ay(ω) = |G(jω)| Au(ω) (1.3.2)<br />
ϕy(ω) = ϕu(ω) + ∠G(jω) (1.3.3)<br />
che legano ampiezza Au(ω) e fase ϕu(ω) della componente armonica <strong>di</strong> pulsazione<br />
ω in ingresso ad ampiezza Ay(ω) e fase ϕy(ω) della corrispondente<br />
componente a regime in uscita. Si noti da (1.3.2) che il modulo |G(jω)| della<br />
risposta in frequenza rappresenta il guadagno - amplificazione se |G(jω)| > 1<br />
oppure attenuazione se |G(jω)| < 1 - del sistema alla pulsazione ω. Viceversa<br />
da (1.3.3) si evince che l’argomento ∠G(jω) della risposta in frequenza<br />
rappresenta lo sfasamento - in anticipo se ∠G(jω) > 0 oppure in ritardo se<br />
∠G(jω) < 0 - del sistema alla pulsazione ω.<br />
Proprietà della risposta in frequenza<br />
Poiché G(s) è una funzione razionale a coefficienti reali, risulta banalmente che<br />
da cui si deducono le seguenti proprietà<br />
In altri termini:<br />
G(−jω) = G(jω) = G(jω) (1.3.4)<br />
|G(jω)| = |G(−jω)|, ∠G(jω) = −∠G(−jω),<br />
Re G(jω) = Re G(−jω), Im G(jω) = −Im G(−jω)<br />
• modulo e parte reale della risposta in frequenza sono funzioni pari <strong>di</strong> ω;<br />
• argomento e parte immaginaria sono funzioni <strong>di</strong>spari <strong>di</strong> ω.
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 11<br />
A y<br />
A u<br />
0<br />
0 1 2 3 4 5 6 7<br />
Tempo<br />
Figura 1.1 - Determinazione sperimentale della risposta in frequenza: ingresso <strong>di</strong> pulsazione<br />
ω = 2π<br />
(linea tratteggiata) e uscita corrispondente (linea continua). Lo sfasamento misurato<br />
T<br />
è ϕy − ϕu = −ωτ .<br />
Determinazione sperimentale della risposta in frequenza<br />
Le relazioni (1.3.2)-(1.3.3) suggeriscono un metodo per la determinazione sperimentale<br />
della risposta in frequenza G(jω), da usarsi nei casi in cui la funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento G(s) del sistema non sia nota a-priori. Infatti, per determinare<br />
il valore G(jω) ad un certo valore ω della pulsazione, si può procedere nel modo<br />
seguente (ve<strong>di</strong> fig. 1.1):<br />
• si applica al sistema un ingresso sinusoidale u(t) = Au sin(ωt + ϕu);<br />
• atteso un intervallo <strong>di</strong> tempo sufficientemente lungo affinché si possa<br />
considerare esaurito il transitorio, si misurano l’ampiezza Ay e la fase ϕy<br />
della sinusoide in uscita;<br />
T<br />
τ
12 Risposta in frequenza<br />
• si calcola il modulo della risposta in frequenza come rapporto fra l’ampiezza<br />
della sinusoide <strong>di</strong> uscita e <strong>di</strong> quella <strong>di</strong> ingresso, cioè<br />
|G(jω)| = Ay<br />
; (1.3.5)<br />
• si calcola l’argomento della risposta in frequenza come <strong>di</strong>fferenza fra la<br />
fase della sinusoide <strong>di</strong> uscita e <strong>di</strong> quella <strong>di</strong> ingresso, cioè<br />
Au<br />
∠G(jω) = ϕy − ϕu<br />
(1.3.6)<br />
Si noti che la suddetta procedura va ripetuta per tutte le pulsazioni ω <strong>di</strong><br />
interesse. In pratica è possibile ridurre il numero <strong>di</strong> esperimenti utilizzando<br />
segnali <strong>di</strong> ingresso costituiti da più armoniche che consentono la valutazione<br />
simultanea <strong>di</strong> più valori della risposta in frequenza.<br />
Si osservi, inoltre, che la determinazione sperimentale della risposta in frequenza<br />
richiede che il sistema vada a regime. Pertanto, tale determinazione<br />
può essere effettuata in anello aperto, secondo lo schema <strong>di</strong> fig. ??, solo se il<br />
sistema <strong>di</strong> interesse è stabile. Se, viceversa, il sistema non è stabile lo si può<br />
stabilizzare secondo lo schema a retroazione <strong>di</strong> fig. ?? (ve<strong>di</strong> capitolo 7) per poi<br />
procedere nel seguente modo:<br />
• si applica all’ingresso esogeno del sistema a retroazione un segnale sinusoidale<br />
r(t) <strong>di</strong> pulsazione ω;<br />
• a regime, si misurano ampiezze e fasi (Au, Ay, ϕu e ϕu) <strong>di</strong> u(t) e y(t);<br />
• si calcolano |G(jω)| e ∠G(jω) me<strong>di</strong>ante (1.3.5)-(1.3.6).<br />
Risposta in frequenza dell’elemento <strong>di</strong> ritardo<br />
Molti sistemi reali <strong>di</strong> interesse presentano un ritardo temporale dovuto a fenomeni<br />
<strong>di</strong> trasporto <strong>di</strong> materia. Si ricorda che tali sistemi sono LTI ma non a<br />
<strong>di</strong>mensione finita, pertanto non sono caratterizzati da una funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) razionale. Nel seguito si vuole estendere il concetto <strong>di</strong> risposta in<br />
frequenza a sistemi con ritardo temporale. L’elemento <strong>di</strong> ritardo è descritto<br />
dall’equazione ingresso-uscita<br />
y(t) = u(t − τ)<br />
dove τ > 0 è il ritardo. È imme<strong>di</strong>ato, pertanto, constatare che se u(t) =<br />
Au sin(ωt + ϕu), allora risulta<br />
y(t) = Au sin(ω(t − τ) + ϕu) = Ay(ω) sin(ωt + ϕy(ω))
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 13<br />
con Ay(ω) = Au e ϕy(ω) = ϕu − ωτ, per ogni pulsazione ω. Quin<strong>di</strong>, definendo<br />
la risposta in frequenza come rapporto fasoriale uscita/ingresso, per l’elemento<br />
<strong>di</strong> ritardo si ha<br />
G(jω) =<br />
Y (ω)<br />
U(ω)<br />
= Ay(ω)e jϕy(ω)<br />
Aue jϕu<br />
= Aue j(ϕu−ωτ)<br />
Aue jϕu<br />
= e −jωτ<br />
Questa definizione <strong>di</strong> risposta in frequenza è, peraltro, compatibile con la<br />
funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s) = e −τs dell’elemento <strong>di</strong> ritardo, definita come<br />
rapporto fra le trasformate <strong>di</strong> Laplace dell’uscita e dell’ingresso. Si noti<br />
che la risposta in frequenza dell’elemento <strong>di</strong> ritardo ha modulo unitario per<br />
ogni pulsazione ω e argomento negativo, −ωτ, linearmente decrescente con la<br />
pulsazione ω.<br />
Rappresentazione grafica della risposta in frequenza<br />
Data l’importanza della risposta in frequenza sia per evidenziare le proprietà<br />
filtranti del sistema che, come si vedrà nei capitoli successivi, per l’analisi e la<br />
sintesi <strong>di</strong> sistemi <strong>di</strong> controllo a retroazione, risulta fondamentale stu<strong>di</strong>arne la<br />
rappresentazione grafica. A tale proposito, vengono utilizzati essenzialmente<br />
due tipi <strong>di</strong> rappresentazione:<br />
• i <strong>di</strong>agrammi cartesiani, o <strong>di</strong> Bode, che riportano<br />
– l’andamento del modulo |G(jω)| in funzione della pulsazione ω (<strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> ampiezza);<br />
– l’andamento dell’argomento ∠G(jω) in funzione <strong>di</strong> ω (<strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> fase).<br />
• il <strong>di</strong>agramma polare, o <strong>di</strong> Nyquist, che descrive nel piano complesso il<br />
luogo dei punti G(jω) al variare <strong>di</strong> ω.<br />
Per quanto riguarda i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode, la convenzione è <strong>di</strong> rappresentare il<br />
valore del modulo in decibel (dB), vale a <strong>di</strong>re<br />
|G(jω)|dB<br />
△<br />
= 20 log10 |G(jω)|<br />
In questo modo valori <strong>di</strong> |G(jω)| minori, uguali o maggiori <strong>di</strong> 1 corrispondono<br />
a valori <strong>di</strong> |G(jω)|dB negativi, nulli o, rispettivamente, positivi (vedasi tabella<br />
<strong>di</strong> conversione 1.3). La scelta <strong>di</strong> misurare il guadagno in unità logaritmiche, come<br />
si vedrà in seguito, consente una agevole determinazione del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
ampiezza <strong>di</strong> un sistema costituito dal collegamento in serie <strong>di</strong> vari sottosistemi<br />
a partire dai <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> ampiezza dei sottosistemi. Il valore dell’argomento
14 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
viene convenzionalmente in<strong>di</strong>cato in gra<strong>di</strong>. Infine, una caratteristica fondamentale<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode è quella <strong>di</strong> utilizzare una scala delle pulsazioni<br />
logaritmica, in base 10. In questo modo, la <strong>di</strong>stanza fra due punti relativi alle<br />
pulsazioni ω1 e ω2 > ω1 risulta proporzionale al loro rapporto ω2/ω1. In particolare<br />
viene in<strong>di</strong>cato con il termine decade un intervallo tra due pulsazioni<br />
che stanno fra loro in un rapporto 1 : 10. La scala logaritmica consente <strong>di</strong><br />
rappresentare intervalli in frequenza ampi (<strong>di</strong>verse deca<strong>di</strong>) con la stessa risoluzione<br />
sia alle basse frequenze che alle alte frequenze. Si noti, inoltre, che nella<br />
scala logaritmica la pulsazione ω = 0 (continua) non ammette rappresentazione<br />
al finito. I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode vengono tracciati su carta semi-logaritmica<br />
(logaritmica sulle ascisse e lineare sulle or<strong>di</strong>nate). Nel successivo paragrafo<br />
verrà illustrato in dettaglio come tracciare in modo sistematico e qualitativo i<br />
<strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode per una arbitraria funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s).<br />
|KB| |KB|dB<br />
0.01 −40<br />
0.1 −20<br />
1/ √ 2 −3<br />
1 0<br />
√ 2 3<br />
2 6<br />
10 20<br />
100 40<br />
Tabella 1.1 - Tabella <strong>di</strong> conversione in decibel <strong>di</strong> |G(jω)| = |KB|<br />
Per quanto riguarda il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist, esso descrive il luogo dei<br />
punti G(jω) al variare <strong>di</strong> ω ≥ 0. Su tale <strong>di</strong>agramma viene in<strong>di</strong>cato con una<br />
freccia il verso <strong>di</strong> percorrenza per ω che va da zero all’infinito e, inoltre, per<br />
completare l’informazione sulla risposta in frequenza vengono riportati i valori<br />
<strong>di</strong> ω corrispondenti ai punti del <strong>di</strong>agramma. Il tracciamento del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
Nyquist verrà trattato nel paragrafo 1.5.<br />
1.4 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
Per tracciare i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode della risposta in frequenza G(jω) risulta<br />
conveniente porre la funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s) nella seguente forma <strong>di</strong>
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 15<br />
Bode:<br />
dove:<br />
G(s) =<br />
KB<br />
<br />
i<br />
<br />
sh i<br />
(1 + τis) <br />
i<br />
(1 + τis) <br />
i<br />
<br />
1 + 2δi<br />
s<br />
<br />
1 + 2δi<br />
s<br />
+<br />
ωni<br />
s2<br />
ω2 ni<br />
ωni<br />
+ s2<br />
ω 2 ni<br />
<br />
(1.4.1)<br />
• h ∈ Z, detto tipo del sistema, è il numero <strong>di</strong> poli/zeri nell’origine <strong>di</strong> G(s)<br />
a seconda che h > 0 / h < 0;<br />
• KB ∈ IR \{0}, detto guadagno <strong>di</strong> Bode del sistema, coincide in generale<br />
con il guadagno in continua della funzione <strong>di</strong> trasferimento s h G(s), in<br />
particolare con il guadagno in continua G(0) se h = 0;<br />
• τi ∈ IR e τi ∈ IR sono le costanti <strong>di</strong> tempo dei poli e, rispettivamente,<br />
zeri reali;<br />
• δi ∈ (−1, 1) e δi ∈ (−1, 1) sono i fattori <strong>di</strong> smorzamento delle coppie <strong>di</strong><br />
poli e, rispettivamente, zeri complessi coniugati;<br />
• ωni > 0 e ωni > 0 sono le pulsazioni naturali delle coppie <strong>di</strong> poli e,<br />
rispettivamente, zeri complessi coniugati.<br />
Sostituendo s con jω in (1.4.1) si ricava la forma <strong>di</strong> Bode della risposta in<br />
frequenza:<br />
<br />
ω<br />
KB i (1 + jωτi) i 1 + 2j δi −<br />
ωni<br />
G(jω) =<br />
ω2<br />
ω2 <br />
ni<br />
<br />
(1.4.2)<br />
h ω<br />
(jω) i (1 + jωτi) i 1 + 2j δi<br />
ωni<br />
− ω2<br />
ω 2 ni<br />
Si noti che (1.4.2) esprime la risposta in frequenza G(jω) come il prodotto <strong>di</strong><br />
fattori elementari Gi(jω) appartenenti ad una delle seguenti quattro possibili<br />
tipologie:<br />
(1) Fattore elementare costante Gi(jω) = KB<br />
(2) Integratore/Derivatore Gi(jω) = (jω) ±1<br />
(3) Fattore elementare del 1 o or<strong>di</strong>ne Gi(jω) = (1 + jωτ) ±1<br />
(4) Fattore elementare del 2 o or<strong>di</strong>ne Gi(jω) =<br />
<br />
1 + 2jδ ω<br />
ωn<br />
− ω2<br />
In particolare i fattori elementari dei tipi (2), (3) e (4) possono avere esponente<br />
ω 2 n<br />
±1
16 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
+1 o −1 a seconda che si riferiscano a zeri o poli della funzione <strong>di</strong> trasferimento.<br />
Le proprietà <strong>di</strong> seguito elencate permettono <strong>di</strong> costruire i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode <strong>di</strong> una arbitraria G(jω) sulla base dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode dei suddetti<br />
fattori elementari.<br />
1. Diagrammi <strong>di</strong> Bode del prodotto<br />
G(jω) = <br />
Gi(jω) =⇒<br />
i<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
⎪⎩<br />
|G(jω)|dB = <br />
|Gi(jω)|dB<br />
∠G(jω) = <br />
∠Gi(jω)<br />
i<br />
i<br />
(1.4.3)<br />
La (1.4.3) afferma che i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode del prodotto possono essere<br />
costruiti sommando i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode dei vari fattori.<br />
2. Diagrammi <strong>di</strong> Bode del reciproco<br />
<br />
<br />
<br />
1 <br />
<br />
G(jω)<br />
∠ 1<br />
G(jω)<br />
dB<br />
= − |G(jω)|dB<br />
= − ∠G(jω)<br />
(1.4.4)<br />
La (1.4.4) afferma che i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode della funzione 1/G(jω) possono<br />
essere ottenuti ribaltando, rispetto all’asse delle ascisse, i <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode della funzione G(jω).<br />
3. Cambiamento <strong>di</strong> segno della costante <strong>di</strong> tempo e del fattore <strong>di</strong><br />
smorzamento<br />
|1 − jωτ| dB<br />
= |1 + jωτ| dB<br />
∠1 − jωτ = − ∠1 − jωτ<br />
<br />
<br />
<br />
ω<br />
1 − 2jδ − ω2<br />
<br />
<br />
= <br />
ω<br />
1 + 2jδ − ω2<br />
<br />
<br />
<br />
ωn<br />
∠1 − 2jδ ω<br />
ωn<br />
ω2 <br />
n dB<br />
− ω2<br />
ω 2 n<br />
ωn<br />
= − ∠1 + 2jδ ω<br />
ωn<br />
ω2 <br />
n dB<br />
− ω2<br />
ω 2 n<br />
(1.4.5)<br />
La (1.4.5) afferma che cambiando il segno della costante <strong>di</strong> tempo τ nei<br />
fattori elementari del primo or<strong>di</strong>ne oppure del fattore <strong>di</strong> smorzamento<br />
δ nei fattori elementari del secondo or<strong>di</strong>ne, il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza<br />
rimane inalterato mentre il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase viene ribaltato rispetto<br />
all’asse delle ascisse.
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 17<br />
In virtù delle proprietà (1.4.3)-(1.4.5) e della fattorizzazione (1.4.2) si possono<br />
quin<strong>di</strong> costruire i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode <strong>di</strong> una arbitraria risposta in frequenza<br />
G(jω) <strong>di</strong>sponendo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode delle seguenti funzioni elementari:<br />
Ga(jω) = KB; (1.4.6)<br />
Gb(jω) = 1<br />
;<br />
jω<br />
(1.4.7)<br />
Gc(jω) =<br />
1<br />
, τ > 0;<br />
1 + jωτ<br />
(1.4.8)<br />
Gd(jω) =<br />
1<br />
1 + 2jδ ω<br />
ωn<br />
− ω2<br />
ω2 , δ ∈ [0, 1). (1.4.9)<br />
n<br />
Di seguito si esaminano in dettaglio i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode (ampiezza e fase) dei<br />
quattro fattori elementari (1.4.6)-(1.4.9).<br />
Fattore elementare costante<br />
Da (1.4.6) si deducono il modulo<br />
e l’argomento<br />
|Ga(jω)|dB = 20 log 10 |KB| (1.4.10)<br />
∠Ga(jω) =<br />
<br />
0 ◦ , KB ≥ 0<br />
−180 ◦ , KB < 0<br />
(1.4.11)<br />
I corrispondenti <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode del fattore elementare costante sono tracciati<br />
in fig. 1.2. Si noti che:<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza è una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 20 log 10 |KB|<br />
positiva, nulla o negativa a seconda che |KB| > 1, KB = ±1 o |KB| < 1;<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase è una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 0 ◦ oppure −180 ◦<br />
a seconda che KB ≥ 0 oppure KB < 0.<br />
Integratore<br />
In questo caso, da (1.4.7) risulta<br />
|Gb(jω)|dB = 20 log 10<br />
∠Gb(jω) = ∠ 1<br />
jω<br />
1<br />
ω = −20 log 10 ω (1.4.12)<br />
= − 90◦<br />
(1.4.13)
18 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
| G a (jω) | dB<br />
Fase (gra<strong>di</strong>) Modulo (dB)<br />
0<br />
∠ G (jω)<br />
a 0<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
10 −1<br />
10<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
0<br />
10 1<br />
K B > 1<br />
K B < 1<br />
K B ≥ 0<br />
K B < 0<br />
Figura 1.2 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode del fattore<br />
elementare costante<br />
10 2<br />
Modulo (dB)<br />
20<br />
|G b (jω)| dB<br />
0<br />
10 −1<br />
−20<br />
0<br />
∠G (jω)<br />
b<br />
−45<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
−90<br />
−135<br />
10 −1<br />
−180<br />
10 0<br />
10 0<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
Figura 1.3 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
dell’integratore<br />
Poiché |Gb(jω)| è una funzione lineare <strong>di</strong> log 10 ω e la scala delle ascisse è<br />
logaritmica, il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza risultante sarà una retta <strong>di</strong> pendenza<br />
pari a −20 dB/decade. Per tracciare tale retta, occorre quin<strong>di</strong> determinarne un<br />
punto <strong>di</strong> passaggio. A tale proposito si osserva che per ω = 1 si ha |Gb(jω)|dB =<br />
0, cioè la retta attraversa l’asse orizzontale a 0 dB in corrispondenza della<br />
pulsazione ω = 1. I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode dell’integratore sono tracciati in fig.<br />
1.3. Si noti che:<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza è una retta obliqua <strong>di</strong> pendenza −20 dB/decade<br />
che attraversa l’asse a 0 dB in corrispondenza della pulsazione ω = 1;<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase è una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata −90 ◦ .<br />
Più in generale, per la funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s) = 1/s h , il <strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> ampiezza è una retta con pendenza <strong>di</strong> −20h dB/decade passante per 0 dB<br />
alla pulsazione ω = 1 mentre il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase è una retta orizzontale a<br />
−h 90 ◦ .<br />
Fattore elementare del primo or<strong>di</strong>ne<br />
Da (1.4.8) segue che<br />
|Gc(jω)|dB = 20 log10<br />
1<br />
√ 1 + ω 2 τ 2<br />
= −20 log10<br />
10 1<br />
10 1<br />
1 + ω 2 τ 2 (1.4.14)<br />
∠Gc(jω) = −∠ (1 + jωτ) (1.4.15)<br />
I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode esatti, in funzione della pulsazione normalizzata ωτ,<br />
sono riportati in fig. 1.4 (linea tratteggiata). Si noti come, a <strong>di</strong>fferenza dei
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 19<br />
0<br />
|G (jω)|<br />
c dB<br />
Modulo (dB)<br />
−20<br />
−40<br />
10 −2<br />
∠ G (jω)<br />
c<br />
0<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
−45<br />
−90<br />
10 −2<br />
10 −1<br />
10 −1<br />
10 0<br />
10 0<br />
− 45 o /decade<br />
Pulsazione normalizzata ωτ<br />
−20 dB/decade<br />
Figura 1.4 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode del fattore elementare del primo or<strong>di</strong>ne<br />
10 1<br />
10 1<br />
10 2<br />
10 2
20 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
precedenti casi (a) e (b), i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode risultano in questo caso curvilinei<br />
anziché rettilinei. Per un tracciamento qualitativo, approssimato, dei <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode risulta conveniente analizzare il comportamento <strong>di</strong> (1.4.14)-(1.4.15)<br />
alle basse frequenze (ωτ ≪ 1) e alle alte frequenze (ωτ ≫ 1).<br />
Comportamento alle basse frequenze - Per ωτ ≪ 1, cioè per valori<br />
<strong>di</strong> pulsazione molto inferiori al valore 1/τ, si possono trascurare ω 2 τ 2 e jωτ<br />
rispetto all’unità in (1.4.14)-(1.4.15); si ottengono così le approssimazioni<br />
|Gc(jω)|dB ≈<br />
∠Gc(jω) ≈<br />
0<br />
0◦ <br />
per ω ≪ 1<br />
τ<br />
(1.4.16)<br />
Comportamento alle alte frequenze - Per ωτ ≫ 1, cioè per valori <strong>di</strong><br />
pulsazione molto superiori al valore 1/τ, si può trascurare l’unità rispetto a<br />
ω 2 τ 2 e jωτ in (1.4.14)-(1.4.15); si ottengono così le approssimazioni<br />
|Gc(jω)|dB ≈ −20 log 10 ωτ<br />
∠Gc(jω) ≈ −90 ◦<br />
<br />
per ω ≫ 1<br />
τ<br />
(1.4.17)<br />
Si noti, inoltre, che alla pulsazione ω = 1/τ (ωτ = 1) ampiezza e fase assumono<br />
i valori (esatti)<br />
√<br />
|Gc(jω)|dB = −20 log10 2 ≈ −3 dB<br />
∠Gc(jω) = −∠(1 + j) = −45◦ <br />
per ω = 1<br />
(1.4.18)<br />
τ<br />
Le relazioni (1.4.16)-(1.4.18) suggeriscono <strong>di</strong> approssimare il modulo |Gc(jω)|dB<br />
con una funzione lineare a tratti costituita da una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata<br />
0 dB fino alla pulsazione ω = 1/τ raccordata con una retta obliqua con pendenza<br />
<strong>di</strong> −20 dB/decade a partire dalla medesima pulsazione. La pulsazione<br />
1/τ, in cui il grafico approssimato del modulo sopra descritto cambia pendenza,<br />
prende il nome <strong>di</strong> pulsazione <strong>di</strong> rottura. Per quanto riguarda la fase, si<br />
riscontra che essa varia monotonicamente da 0◦ a −90◦ per ω che varia da 0 a<br />
+∞ ed assume i seguenti valori approssimati:<br />
∠Gc(jω) ≈<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
⎪⎩<br />
−6 ◦ , ω = 0.1<br />
τ<br />
−84 ◦ , ω = 10<br />
τ<br />
Quin<strong>di</strong> è ragionevole raccordare linearmente i tratti orizzontali a 0 ◦ e a −90 ◦<br />
corrispondenti al comportamento approssimato alle basse e, rispettivamente,<br />
alte frequenze fra due pulsazioni <strong>di</strong> rottura, 0.1/τ e 10/τ, collocate rispettivamente<br />
una decade prima ed una decade dopo la pulsazione <strong>di</strong> rottura del
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 21<br />
modulo. Il confronto fra <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode esatti (linea tratteggiata) e i <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode approssimati con funzioni lineari a tratti sopra descritti, detti<br />
<strong>di</strong>agrammi asintotici (linea continua), è illustrato in fig. 1.4. In particolare<br />
si riscontra che l’errore sul modulo è al massimo <strong>di</strong> 3 dB in corrispondenza<br />
della pulsazione <strong>di</strong> rottura del modulo 1/τ mentre l’errore sulla fase risulta<br />
compreso fra ±6 ◦ circa ed è massimo, in valore assoluto, in corrispondenza<br />
delle pulsazioni <strong>di</strong> rottura della fase 0.1/τ e 10/τ. In<strong>di</strong>cati con | Gc(jω)|dB e<br />
con ∠ G (jω) gli andamenti asintotici <strong>di</strong> modulo e fase, gli errori <strong>di</strong> modulo e<br />
fase sod<strong>di</strong>sfano, pertanto, le seguenti <strong>di</strong>suguaglianze:<br />
0 ≤ | Gc(jω)|dB − |Gc(jω)|dB ≤ 3<br />
−6 ◦ ≤ ∠ Gc(jω) − ∠Gc(jω) ≤ 6 ◦<br />
(1.4.19)<br />
L’andamento degli errori <strong>di</strong> modulo e <strong>di</strong> fase è riportato in fig. 1.5. Si può<br />
Modulo (dB)<br />
3.5<br />
3<br />
2.5<br />
2<br />
1.5<br />
1<br />
0.5<br />
0<br />
10 −2<br />
−0.5<br />
10 −1<br />
10 0<br />
Pulsazione normalizzata ωτ<br />
(a) Andamento dell’errore <strong>di</strong> modulo<br />
10 1<br />
10 2<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
6<br />
4<br />
2<br />
0<br />
−2<br />
−4<br />
−6<br />
10 −2<br />
10 −1<br />
10 0<br />
Pulsazione normalizzata ωτ<br />
10 1<br />
(b) Andamento dell’errore <strong>di</strong> fase<br />
Figura 1.5 - Andamento dell’errore per il fattore elementare del primo or<strong>di</strong>ne<br />
concludere che, data la ridotta entità <strong>di</strong> tali errori rispetto alle escursioni <strong>di</strong><br />
ampiezza e <strong>di</strong> fase, l’uso dei <strong>di</strong>agrammi asintotici al posto <strong>di</strong> quelli esatti è<br />
spesso accettabile. D’altro canto, i <strong>di</strong>agrammi asintotici catturano i principali<br />
aspetti qualitativi <strong>di</strong> quelli esatti.<br />
Riassumendo, i <strong>di</strong>agrammi asintotici del fattore elementare del primo or<strong>di</strong>ne<br />
sono tracciati nel seguente modo:<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza asintotico è costituito da una retta orizzontale<br />
<strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 0 dB fino alla pulsazione <strong>di</strong> rottura 1/τ seguita da una retta<br />
obliqua <strong>di</strong> pendenza −20 dB/decade;<br />
10 2
22 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
|G (jω)|<br />
d dB<br />
10<br />
Modulo (dB)<br />
0<br />
−10<br />
−20<br />
−30<br />
−40<br />
10 −1<br />
δ=1<br />
10 0<br />
δ=0.1<br />
Pulsazione normalizzata (ω/ω n )<br />
Figura 1.6 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode del modulo del fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
• il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase asintotico è costituito da una retta orizzontale <strong>di</strong><br />
or<strong>di</strong>nata 0 ◦ fino alla prima pulsazione <strong>di</strong> rottura 1/τ, seguito da una retta<br />
obliqua <strong>di</strong> pendenza −45 ◦ /decade fino alla seconda pulsazione <strong>di</strong> rottura<br />
10/τ e da una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata −90 ◦ .<br />
Fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
Da (1.4.9) segue che:<br />
<br />
|Gd(jω)|dB = −20 log10 1 + (4δ2 2 ω<br />
− 2)<br />
ωn<br />
2 ω<br />
∠Gd(jω) = − ∠ 1 − + 2 j δ ω<br />
<br />
ωn<br />
ωn<br />
10 1<br />
4 ω<br />
+ (1.4.20)<br />
ωn<br />
(1.4.21)<br />
I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode esatti, in funzione della pulsazione normalizzata ω/ωn<br />
e per vari valori <strong>di</strong> δ, sono riportati in fig. 1.6,1.7 . Anche in questo caso, come
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 23<br />
∠G d (jω)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
0<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
10 −1<br />
δ=1<br />
10 0<br />
δ=0.1<br />
Pulsazione normalizzata (ω/ω n )<br />
Figura 1.7 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode della fase del fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
10 1
24 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
nel caso (c), i <strong>di</strong>agrammi risultano curvilinei; inoltre, il loro andamento <strong>di</strong>pende<br />
fortemente dal valore <strong>di</strong> δ soprattutto per valori <strong>di</strong> ω nell’intorno <strong>di</strong> ωn. Si nota<br />
che per alcuni valori <strong>di</strong> δ il grafico del modulo presenta un massimo (picco <strong>di</strong><br />
risonanza). Più precisamente, attraverso uno stu<strong>di</strong>o della funzione |Gd(jω)|<br />
lasciato al lettore per esercizio, si vede che se δ < 1/ √ 2 ≈ 0.7 tale modulo<br />
presenta un picco <strong>di</strong> risonanza<br />
Mr<br />
△<br />
= max<br />
ω |Gd(jω)| = |G(jωr)| =<br />
in corrispondenza della pulsazione <strong>di</strong> risonanza<br />
ωr = ωn<br />
1<br />
2δ √ 1 − δ 2<br />
(1.4.22)<br />
1 − 2δ 2 (1.4.23)<br />
Si noti che per δ → 0: ωr → ωn e Mr → ∞; quin<strong>di</strong> per sistemi poco smorzati<br />
il fenomeno <strong>di</strong> risonanza è molto accentuato e la pulsazione <strong>di</strong> risonanza tende<br />
a coincidere con la pulsazione naturale. Viceversa, per δ → 1/ √ 2: ωr → 0 e<br />
Mr → 1. Quin<strong>di</strong> il fenomeno <strong>di</strong> risonanza tende a svanire quando il fattore<br />
<strong>di</strong> smorzamento si avvicina al valore 1/ √ 2; in particolare, se δ ≥ 1/ √ 2 il<br />
modulo ha un andamento monotonicamente decrescente all’aumentare <strong>di</strong> ω<br />
con un valore massimo unitario in corrispondenza della continua (ω = 0). La<br />
<strong>di</strong>pendenza <strong>di</strong> Mr e ωr/ωn da δ è illustrata nei grafici <strong>di</strong> fig. 1.8. Un’altra<br />
caratteristica <strong>di</strong> interesse del sistema è la banda passante a −3 dB ovvero la<br />
pulsazione ωb alla quale |Gd(jωb)| = 1/ √ 2. Con semplici calcoli si ottiene:<br />
ωb = ωn<br />
<br />
1 − 2δ 2 + 2 + 4δ 4 − 4δ 2 (1.4.24)<br />
La fig. 1.9 riporta il grafico <strong>di</strong> ωb/ωn in funzione <strong>di</strong> δ.<br />
Anche in questo caso, per un tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode risulta conveniente analizzare il comportamento <strong>di</strong> (1.4.20)-(1.4.21) alle<br />
basse frequenze (ω/ωn ≪ 1) e alle alte frequenze (ω/ωn ≫ 1).<br />
Comportamento alle basse frequenze - Per ω/ωn ≪ 1, cioè per valori<br />
<strong>di</strong> pulsazione molto inferiori al valore ωn, da (1.4.20)-(1.4.21) si ottengono<br />
le approssimazioni<br />
|Gd(jω)|dB ≈ 0<br />
∠Gd(jω) ≈ 0 ◦<br />
<br />
per ω ≪ ωn<br />
(1.4.25)<br />
Comportamento alle alte frequenze - Per ω/ωn ≫ 1, cioè per valori<br />
<strong>di</strong> pulsazione molto superiori al valore ωn, da (1.4.20)-(1.4.21) si ottengono
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 25<br />
M r<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
ω /ω<br />
r n<br />
0.8<br />
Picco <strong>di</strong> risonanza<br />
1<br />
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8<br />
0.6<br />
0.4<br />
0.2<br />
Pulsazione <strong>di</strong> risonanza<br />
0<br />
0 0.1 0.2 0.3 0.4<br />
δ<br />
0.5 0.6 0.7 0.8<br />
Figura 1.8 - Picco <strong>di</strong> risonanza e pulsazione <strong>di</strong> risonanza del fattore elementare del secondo<br />
or<strong>di</strong>ne
26 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
ω b /ω n<br />
1.6<br />
1.5<br />
1.4<br />
1.3<br />
1.2<br />
1.1<br />
1<br />
0.9<br />
0.8<br />
0.7<br />
Banda passante<br />
0.6<br />
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1<br />
δ<br />
Figura 1.9 - Banda passante del fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 27<br />
viceversa le approssimazioni<br />
|Gd(jω)|dB ≈ − 40 log 10<br />
∠Gd(jω) ≈ −180 ◦<br />
ω<br />
ωn<br />
⎫<br />
⎬<br />
⎭<br />
per ω ≫ ωn<br />
(1.4.26)<br />
Le relazioni (1.4.25)-(1.4.26) suggeriscono <strong>di</strong> approssimare il modulo |Gd(jω)|dB<br />
con una funzione lineare e continua a tratti costituita da un tratto orizzontale<br />
<strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 0 dB per ω ≤ ωn e da un tratto obliquo con pendenza <strong>di</strong><br />
−40 dB/decade per ω > ωn. Per quanto riguarda la fase, si riscontra che essa<br />
varia monotonicamente da 0 ◦ a −180 ◦ , assumendo il valore <strong>di</strong> −90 ◦ per ω = ωn.<br />
Essa può essere ragionevolmente approssimata con il valore 0 ◦ per ω < 0.1 ωn<br />
e con il valore −180 ◦ per ω > 10 ωn. Per valori interme<strong>di</strong> 0.1 ωn ≤ ω ≤ 10 ωn<br />
l’andamento della fase è qualitativamente <strong>di</strong>verso a seconda che il fattore <strong>di</strong><br />
smorzamento δ assuma valori piccoli oppure no. In particolare,<br />
• se δ < 0.1 è conveniente approssimare la fase con una variazione a gra<strong>di</strong>no<br />
<strong>di</strong> −180 ◦ in corrispondenza della pulsazione ω = ωn;<br />
• se δ ≥ 0.1 conviene, viceversa, raccordare la fase, fra le pulsazioni <strong>di</strong><br />
rottura 0.1ωn e 10ωn, con un tratto rettilineo <strong>di</strong> pendenza −90 ◦ per<br />
decade.<br />
Riassumendo, per il fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne, si suggerisce il<br />
tracciamento dei seguenti <strong>di</strong>agrammi asintotici (ve<strong>di</strong> fig. 1.10).<br />
• Per il modulo, una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 0 dB fino alla pulsazione<br />
<strong>di</strong> rottura ωn seguita da una retta obliqua <strong>di</strong> pendenza −40 dB/decade.<br />
• Per la fase:<br />
se δ > 0.1 , una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata 0 ◦ fino alla prima pulsazione<br />
<strong>di</strong> rottura ω1 = ωn/10, seguito da una retta obliqua <strong>di</strong> pendenza<br />
−90 ◦ /decade fino alla seconda pulsazione <strong>di</strong> rottura ω2 = 10 ωn e<br />
da una retta orizzontale <strong>di</strong> or<strong>di</strong>nata −180 ◦ ;<br />
se δ ≤ 0.1 , un gra<strong>di</strong>no <strong>di</strong> −180 ◦ alla pulsazione <strong>di</strong> rottura ωn.<br />
Si noti che i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici risultano lineari a tratti e, pertanto,<br />
sono facilmente tracciabili e sommabili. Questo ne permette una agevole<br />
determinazione grafica manuale, su carta semi-logaritmica, dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode asintotici <strong>di</strong> una generica risposta in frequenza G(jω). Tali <strong>di</strong>agrammi<br />
forniscono, in genere, una buona rappresentazione qualitativa dei <strong>di</strong>agrammi<br />
esatti che, viceversa, hanno un andamento curvilineo e possono essere tracciati<br />
me<strong>di</strong>ante l’ausilio <strong>di</strong> un calcolatore. Per effettuare un tracciamento qualitativo
28 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
20<br />
|G (jω)|<br />
d dB<br />
0<br />
Modulo (dB)<br />
∠G d (jω)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
−20<br />
−40<br />
−60<br />
−80<br />
10 −2<br />
0<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
10 −2<br />
10 −1<br />
10 −1<br />
0.1 ≤ δ ≤ 1<br />
δ=0.9<br />
10 0<br />
10 0<br />
δ=0.05<br />
0 ≤ δ < 0.1<br />
Pulsazione normalizzata (ω/ω n )<br />
Figura 1.10 - Diagrammi <strong>di</strong> Bode approssimati del fattore elementare del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
10 1<br />
10 1<br />
10 2<br />
10 2
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 29<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode <strong>di</strong> G(jω) si può procedere in modo sistematico come<br />
segue.<br />
1. Si scompone G(jω) in fattori elementari me<strong>di</strong>ante la forma <strong>di</strong> Bode.<br />
2. Si tracciano i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici dei fattori elementari determinati<br />
al punto precedente.<br />
3. Si tracciano i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode <strong>di</strong> G(jω) sommando i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode del punto precedente.<br />
Acquisita una certa familiarità, si potrà passare <strong>di</strong>rettamente dal punto 1 al<br />
punto 3 della suddetta procedura tracciando <strong>di</strong>rettamente i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode<br />
complessivi senza tracciare i <strong>di</strong>agrammi dei fattori elementari.<br />
Si considerano <strong>di</strong> seguito e nel paragrafo 1.7 vari esempi <strong>di</strong> tracciamento dei<br />
<strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode al duplice scopo <strong>di</strong> esemplificare il proce<strong>di</strong>mento <strong>di</strong> costruzione<br />
dei <strong>di</strong>agrammi asintotici e <strong>di</strong> esaminare gli scostamenti <strong>di</strong> tali <strong>di</strong>agrammi<br />
approssimati da quelli esatti.<br />
Esempio 1.1 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode <strong>di</strong> un sistema con funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento<br />
k<br />
G(s) = k > 0, τ > 0 (1.4.27)<br />
s(1 + τs)<br />
La risposta in frequenza associata G(jω) è il prodotto dei seguenti tre fattori<br />
elementari:<br />
G1(jω) = k, G2(jω) = 1<br />
jω , G3(jω) =<br />
1<br />
1 + jωτ<br />
I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici dei tre fattori elementari e quelli complessivi<br />
sono riportati in fig. 1.18(a), insieme ai <strong>di</strong>agrammi esatti. Si noti che il<br />
<strong>di</strong>agramma asintotico <strong>di</strong> ampiezza presenta una unica pulsazione <strong>di</strong> rottura in<br />
ω = 1/τ, dovuta al fattore elementare del 1◦ or<strong>di</strong>ne G3(jω). In corrispondenza<br />
<strong>di</strong> tale pulsazione il <strong>di</strong>agramma asintotico <strong>di</strong> ampiezza cambia pendenza, da<br />
−20 dB/decade a −40 dB/decade, ed assume il valore 20 log10(kτ). Viceversa<br />
il <strong>di</strong>agramma asintotico <strong>di</strong> fase presenta due pulsazioni <strong>di</strong> rottura in 1 e in<br />
10τ<br />
10<br />
τ dove il grafico cambia pendenza (inizialmente nulla, poi <strong>di</strong> −45◦ /decade e,<br />
infine, <strong>di</strong> nuovo nulla) e assume i valori −90◦ e, rispettivamente, −180◦ . Si<br />
noti che, in questo esempio, l’unica approssimazione dei <strong>di</strong>agrammi asintotici<br />
è dovuta al fattore G3(jω). Pertanto l’errore dei <strong>di</strong>agrammi asintotici resta<br />
confinato ad un massimo <strong>di</strong> 3 dB per l’ampiezza, alla pulsazione ω = 1/τ, e <strong>di</strong>
30 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
±6◦ per la fase, alle pulsazioni ω = 1<br />
10τ τ . Si vedrà negli esempi successivi<br />
che gli errori <strong>di</strong> approssimazione <strong>di</strong>ventano più consistenti in presenza<br />
<strong>di</strong> fattori multipli del 1◦ e 2◦ or<strong>di</strong>ne e, in particolare, se le relative pulsazioni<br />
<strong>di</strong> rottura sono vicine fra loro. Si noti, infine, che la variazione del valore <strong>di</strong><br />
k comporta solo una traslazione verticale del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza (verso<br />
l’alto se k viene aumentato o verso il basso se k viene <strong>di</strong>minuito) mentre la<br />
variazione del valore <strong>di</strong> τ comporta una traslazione orizzontale <strong>di</strong> entrambi i<br />
<strong>di</strong>agrammi, <strong>di</strong> ampiezza e <strong>di</strong> fase, verso sinistra se τ aumenta o verso destra se<br />
<strong>di</strong>minuisce. Il cambiamento <strong>di</strong> segno <strong>di</strong> k implica, invece, solo uno sfasamento<br />
<strong>di</strong> −180◦ .<br />
Elemento <strong>di</strong> ritardo<br />
e ω = 10<br />
Come visto in precedenza, l’elemento <strong>di</strong> ritardo temporale τ ha risposta in<br />
frequenza G(jω) = e −jωτ da cui<br />
|G(jω)| = 1 e ∠G(jω) = −ωτ, ∀ω (1.4.28)<br />
Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza è pertanto una retta orizzontale <strong>di</strong> valore 0 dB,<br />
mentre il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase ha l’andamento riportato in fig. 1.11 in funzione<br />
della pulsazione normalizzata ωτ. Si noti che, poiché la fase ha un andamento<br />
lineare in ω, l’andamento in scala logaritmica, cioè in log10(ω), risulta esponenziale.<br />
Alla luce <strong>di</strong> quanto sopra, un sistema con ritardo <strong>di</strong> funzione <strong>di</strong><br />
trasferimento G(s) = e −τs G ′ (s), dove G ′ (s) è una funzione razionale, presenta<br />
lo stesso <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> ampiezza <strong>di</strong> G ′ (s), tracciabile me<strong>di</strong>ante la procedura<br />
sopra esposta, ed un <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> fase ottenuto sommando al <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
fase <strong>di</strong> G ′ (s) il contributo, in ◦ , −180ωτ/π dovuto al ritardo.<br />
Effetto <strong>di</strong> poli/zeri sulla risposta in frequenza<br />
Lo stu<strong>di</strong>o dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode ha messo in evidenza come le proprietà filtranti<br />
del sistema <strong>di</strong>pendano dalla configurazione poli-zeri della sua funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento. In particolare:<br />
1. un polo introduce un’attenuazione alle alte frequenze che, in buona approssimazione,<br />
è <strong>di</strong> 20 dB per ogni decade <strong>di</strong> frequenza oltre la pulsazione<br />
<strong>di</strong> rottura del polo;<br />
2. uno zero fornisce un’amplificazione alle alte frequenze che, in buona approssimazione,<br />
è <strong>di</strong> 20 dB per ogni decade <strong>di</strong> frequenza oltre la pulsazione<br />
<strong>di</strong> rottura dello zero;
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 31<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
0<br />
−1000<br />
−2000<br />
−3000<br />
−4000<br />
−5000<br />
−6000<br />
10 −1<br />
10 0<br />
10 1<br />
Pulsazione normalizzata ωτ<br />
Figura 1.11 - Diagramma <strong>di</strong> Bode della fase dell’elemento <strong>di</strong> ritardo<br />
10 2
32 Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
3. la pulsazione <strong>di</strong> rottura del polo/zero coincide con il reciproco della costante<br />
<strong>di</strong> tempo 1/τ per un polo/zero reale oppure con la pulsazione<br />
naturale ωn per una coppia <strong>di</strong> poli/zeri complessi coniugati;<br />
4. un polo (zero) immaginario jωo introduce un contributo <strong>di</strong> −90 ◦ (+90 ◦ )<br />
alla fase a partire dalla pulsazione |ωo|;<br />
5. una coppia <strong>di</strong> poli immaginari ±jωo introduce una risonanza alla pulsazione<br />
ωo, ovvero l’esaltazione <strong>di</strong> componenti armoniche in ingresso <strong>di</strong><br />
pulsazione ωo;<br />
6. una coppia <strong>di</strong> zeri immaginari ±jωo introduce un nullo alla pulsazione<br />
ωo, ovvero la reiezione <strong>di</strong> componenti armoniche in ingresso <strong>di</strong> pulsazione<br />
ωo;<br />
7. un polo con parte reale negativa/zero con parte reale positiva comporta<br />
uno sfasamento negativo variabile fra 0 ◦ (basse frequenze) e −90 ◦ (alte<br />
frequenze);<br />
8. un polo con parte reale positiva/zero con parte reale negativa comporta<br />
uno sfasamento positivo variabile fra 0 ◦ (basse frequenze) e +90 ◦ (alte<br />
frequenze);<br />
9. lo sfasamento introdotto da un polo/zero non immaginario è localizzato<br />
fra due pulsazioni poste una decade prima e una decade dopo la<br />
pulsazione <strong>di</strong> rottura del polo/zero.<br />
Le suddette considerazioni 1-9 non solo consentono <strong>di</strong> analizzare le proprietà<br />
filtranti del sistema conoscendone la configurazione poli/zeri, ma soprattutto<br />
sono utili in fase progettuale per realizzare sistemi con desiderate proprietà<br />
filtranti imponendo a questi una appropriata configurazione poli-zeri. In molte<br />
applicazioni <strong>di</strong> elaborazione del segnale si richiede <strong>di</strong> progettare un filtro<br />
che abbia una desiderata risposta in frequenza (ad esempio passa-basso, passabanda,<br />
elimina-banda, etc.); a tale scopo, la conoscenza degli effetti <strong>di</strong> poli/zeri<br />
sull’andamento del modulo e del’argomento della risposta in frequenza permette<br />
<strong>di</strong> selezionare in modo appropriato i poli/zeri della funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
in modo <strong>di</strong> approssimare al meglio la risposta in frequenza desiderata. Nel capitolo<br />
10 si vedrà che una tecnica molto efficace e comunemente impiegata per<br />
la sintesi <strong>di</strong> sistemi <strong>di</strong> controllo consiste nel sagomare opportunamente la risposta<br />
in frequenza del sistema ad anello aperto introducendo appropriati poli<br />
e/o zeri aggiuntivi.
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 33<br />
Im[G(jω)]<br />
θ<br />
ρ<br />
Re[G(jω)]<br />
Figura 1.12 - Diagramma <strong>di</strong> Nyquist dove ρ = |G(jˆω)| e θ = ∠G(jˆω) per ˆω assegnato<br />
1.5 Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
Nonostante i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode siano molto usati per la semplicità con cui<br />
si determina la loro approssimazione asintotica, essi presentano lo svantaggio<br />
<strong>di</strong> associare alla funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s) due grafici <strong>di</strong>stinti. In molte<br />
situazioni è preferibile lavorare con un solo <strong>di</strong>agramma che contenga tutte le<br />
informazioni. Un <strong>di</strong>agramma che possiede questa caratteristica è il <strong>di</strong>agramma<br />
polare o <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist. Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist riporta nel piano<br />
complesso la curva descritta da G(jω) al variare <strong>di</strong> ω da 0 a +∞. Pertanto,<br />
per tracciare tale <strong>di</strong>agramma è necessario valutare G(jω) per un numero sufficientemente<br />
elevato <strong>di</strong> valori <strong>di</strong> ω, riportare tali valori nel piano complesso<br />
e congiungerli con una curva come mostrato in fig. 1.12. A tale proposito è<br />
possibile ricavare il modulo e l’argomento <strong>di</strong> G(jω) dai <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e<br />
riportare i corrispondenti punti sul piano immagine. Questa osservazione mette<br />
in evidenza come sia possibile determinare i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode da quello<br />
<strong>di</strong> Nyquist e viceversa. Poiché, come visto in precedenza, i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode<br />
possono essere determinati in modo agevole, essi vengono frequentemente<br />
utilizzati come punto <strong>di</strong> partenza per il tracciamento del <strong>di</strong>agrama <strong>di</strong> Nyquist.<br />
Inoltre, come sarà chiarito nei prossimi capitoli, è utile far riferimento al <strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> Nyquist esteso, che riporta il valore <strong>di</strong> G(jω) nel piano complesso<br />
al variare <strong>di</strong> ω da −∞ a +∞. Si osserva che, utilizzando la proprietà (1.3.4),<br />
il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> G(jω) per ω ∈ (−∞, 0] è ottenibile da quello per ω ∈ [0, +∞)<br />
semplicemente per ribaltamento attorno all’asse reale. Per aumentare la leggibilità<br />
si adotta la convenzione <strong>di</strong> riportare l’andamento per ω ∈ (−∞, 0] con<br />
una linea tratteggiata e quello per ω ∈ [0, +∞) con una linea continua. Infine<br />
su tale <strong>di</strong>agramma viene in<strong>di</strong>cato con una freccia il verso <strong>di</strong> percorrenza per ω<br />
che va −∞ a +∞ e, talvolta, vengono etichettati alcuni punti con i corrispet-
34 Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
tivi valori <strong>di</strong> ω. Di seguito si esamina in dettaglio il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong><br />
alcuni sistemi elementari<br />
Fattore costante<br />
Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist del fattore elementare costante G(s) = k, k ∈ IR, è<br />
costituito da un punto sull’asse reale come illustrato in figura 1.13.<br />
Im[G(jω)]<br />
k<br />
Re[G(jω)]<br />
(a) Diagamma per k > 0<br />
k<br />
Im[G(jω)]<br />
Re[G(jω)]<br />
(b) Diagramma per k < 0<br />
Figura 1.13 Diagramma <strong>di</strong> Nyquist del fattore elementare costante<br />
Integratore/Derivatore<br />
Si consideri la funzione <strong>di</strong> trasferimento dell’integratore (1.4.7) che, moltiplicando<br />
numeratore e denominatore per j, assume la forma<br />
G(jω) = − j<br />
. (1.5.1)<br />
ω<br />
Da (1.5.1) si vede che Re[G(jω)] = 0 per ogni ω ∈ IR e che, inoltre, per ω che<br />
varia da 0 + a +∞, Im[G(jω)] varia da −∞ a 0 − . Quin<strong>di</strong> il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
Nyquist dell’integratore coincide con l’asse immaginario percorso, al variare <strong>di</strong><br />
ω da −∞ a +∞, come in<strong>di</strong>cato in fig. 1.14(a).<br />
Per il derivatore G(s) = s si osserva che G(jω) = jω, per ω da −∞ a +∞, si<br />
sposta sull’asse immaginario da −j∞ a +j∞ come illustrato in figura 1.14(b).<br />
Sistema del primo or<strong>di</strong>ne<br />
Si consideri il sistema del 1 ◦ or<strong>di</strong>ne<br />
G(s) =<br />
1 + τs<br />
. (1.5.2)<br />
1 + τs
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 35<br />
0 −<br />
0 +<br />
Im[G(jω)]<br />
−∞<br />
+∞<br />
(a) Integratore<br />
Re[G(jω)]<br />
+∞<br />
0 +<br />
0 −<br />
−∞<br />
Im[G(jω)]<br />
(b) Derivatore<br />
Figura 1.14 - Diagrammi <strong>di</strong> Nyquist dell’integratore e del derivatore<br />
Re[G(jω)]<br />
Posto s = jω, si analizza il comportamento per ω = 0 e per ω → ∞. Si ha:<br />
G(jω) =<br />
1 + jτω<br />
1 + jτω<br />
τ<br />
=⇒ G(j0) = 1, lim G(jω) =<br />
ω→+∞ τ<br />
(1.5.3)<br />
Infine, con semplici passaggi si può verificareche il <strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> Nyquist è<br />
τ + τ <br />
una circonferenza centrata in <strong>di</strong> raggio <br />
τ − τ <br />
<br />
2τ 2τ . Infatti<br />
<br />
<br />
<br />
τ + τ <br />
G(jω) − <br />
2τ =<br />
<br />
<br />
<br />
<br />
1 + jτω τ + τ <br />
− <br />
1 + jτω 2τ =<br />
<br />
<br />
<br />
<br />
2τ(1 + jτω) − (τ + τ)(1 + jτω) <br />
<br />
2τ(1 + jτω) =<br />
<br />
<br />
<br />
<br />
τ − τ + jωτ(τ − τ) <br />
<br />
2τ(1 + jτω) =<br />
<br />
<br />
<br />
τ − τ <br />
<br />
1 − jτω <br />
<br />
2τ 1<br />
+ jτω =<br />
<br />
<br />
<br />
τ − τ <br />
<br />
2τ <br />
(1.5.4)<br />
Dall’equazione (1.5.4) si conclude che il numero G(jω)<br />
<strong>di</strong>sta dal numero reale<br />
τ + τ<br />
<br />
<strong>di</strong> una <strong>di</strong>stanza costante pari a <br />
τ − τ <br />
<br />
2τ<br />
2τ . In altri termini, il vettore<br />
τ + τ<br />
G(jω) descrive nel piano complesso una circonferenza centrata in <strong>di</strong><br />
<br />
2τ<br />
<br />
raggio <br />
τ − τ <br />
<br />
2τ come illustrato in figura 1.5 per τ < τ.
36 Regole per il tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Nyquist<br />
Im[G(jω)]<br />
−∞<br />
+∞<br />
τ<br />
τ<br />
τ + τ<br />
2τ<br />
< 1<br />
1<br />
Re[G(jω)]<br />
Figura 1.15 - Diagramma <strong>di</strong> Nyquist del sistema G(s) =<br />
L’elemento <strong>di</strong> ritardo<br />
1 + τs<br />
con τ > τ > 0<br />
1 + τs<br />
Si consideri l’elemento <strong>di</strong> ritardo con risposta in frequenza G(jω) = e −jωτ ,<br />
dove τ > 0 è il ritardo. Per tale elemento il modulo |G(jω)| risulta unitario<br />
a qualsiasi pulsazione ω mentre l’argomento, ∠G(jω) = −ωτ, <strong>di</strong>minuisce in<br />
modo proporzionale a ω. Pertanto il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist coincide con il<br />
cerchio unitario percorso in senso orario a partire dal punto 1 corrispondente<br />
alla pulsazione ω = 0, come illustrato in figura 1.5.<br />
Im[G(jω)]<br />
ω = 0<br />
1<br />
τ > 0<br />
Re[G(jω)]<br />
Figura 1.16 - Diagramma <strong>di</strong> Nyquist dell’elemento <strong>di</strong> ritardo<br />
1.6 Regole per il tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Nyquist<br />
Nel paragrafo precedente si è visto come il tracciamento esatto del <strong>di</strong>agramma<br />
<strong>di</strong> Nyquist richieda la valutazione numerica <strong>di</strong> G(jω) per un numero molto
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 37<br />
elevato <strong>di</strong> valori <strong>di</strong> ω oppure la determinazione analitica della curva, nel piano<br />
xy con x = Re G(jω) e y = Im G(jω), descritta da G(jω). Il primo approccio<br />
risulta laborioso da effettuare manualmente e richiede l’ausilio <strong>di</strong> un calcolatore<br />
elettronico. Viceversa il secondo approccio è applicabile solo in alcuni casi<br />
elementari quali quelli esaminati in precedenza. Nella maggior parte dei casi,<br />
tuttavia, è sufficiente un tracciamento qualitativo del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
come si vedrà nei capitoli successivi in relazione all’uso del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
per l’analisi <strong>di</strong> stabilità ed il progetto <strong>di</strong> sistemi <strong>di</strong> controllo a retroazione.<br />
Di seguito si elencano e <strong>di</strong>scutono alcune regole che, eventualmente con l’ausilio<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode, consentono in molti casi un tracciamento manuale<br />
qualitativo sufficientemente accurato del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist.<br />
1. Simmetria rispetto all’asse reale - L’andamento del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
Nyquist relativo a ω ∈ (−∞, 0] può essere ottenuto da quello relativo<br />
ω ∈ [0, ∞) per simmetria rispetto all’asse reale, in quanto<br />
Re[G(jω)] = Re[G(−jω)], Im[G(jω)] = −Im[G(−jω)]<br />
2. Comportamento alle basse frequenze - Il comportamento <strong>di</strong> G(jω)<br />
per ω → 0 <strong>di</strong>pende dalla presenza o meno <strong>di</strong> poli nell’origine. Infatti, in<br />
un intorno <strong>di</strong> ω = 0 si ha G(jω) ∼ = KB<br />
e quin<strong>di</strong><br />
(jω) h<br />
<br />
KB, se h = 0<br />
lim G(jω) =<br />
ω→0 ∞, se h > 0<br />
Pertanto si <strong>di</strong>stinguono i seguenti due casi:<br />
(1.6.1)<br />
• Se non sono presenti poli nell’origine (h = 0), il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
Nyquist parte dall’asse reale con fase:<br />
△<br />
φ0<br />
= lim ∠G(jω) =<br />
ω→0 +<br />
<br />
0 ◦ , se KB ≥ 0<br />
−180 ◦ , se KB < 0<br />
(1.6.2)<br />
• Se ci sono h > 0 poli nell’origine, il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist parte dal<br />
punto all’∞ con fase<br />
φ0 = lim<br />
ω→0 + ∠G(jω) = ∠KB−h 90 ◦ <br />
−h 90◦ , se KB ≥ 0<br />
=<br />
−(h + 2) 90◦ , se KB < 0<br />
(1.6.3)<br />
Meritano particolare attenzione i casi <strong>di</strong> polo semplice (h = 1) e polo<br />
doppio (h = 2).
38 Regole per il tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Nyquist<br />
• Asintoto verticale - Se h = 1 il <strong>di</strong>agramma parte dal punto<br />
all’infinito parallelamente all’asse immaginario e Re[G(jω)] tende<br />
ad un valore costante per ω → 0. Infatti<br />
G(jω) =<br />
b0(jω) n + · · · + bn−1(jω) + bn<br />
(jω) n + a1(jω) n−1 + · · · + an−2(jω) 2 + an−1(jω)<br />
(1.6.4)<br />
può essere approssimato, per ω → 0, nel seguente modo<br />
G(jω) ∼ = (bn−1jω+bn)(an−1−an−2jω)<br />
jω(a 2 n−1 +a2 n−2 ω2 )<br />
∼= jω(bn−1an−1−bnan−2)+bnan−1<br />
jωa 2 n−1<br />
Da (1.6.5) si determina il valore asintotico <strong>di</strong> Re[G(jω)]<br />
lim<br />
ω→0 Re[G(jω)] = bn−1an−1 − bnan−2<br />
a2 n−1<br />
e si osserva la <strong>di</strong>vergenza <strong>di</strong> Im[G(jω)]:<br />
lim Im[G(jω)] =<br />
ω→0 +<br />
−∞, se bnan−1 > 0<br />
+∞, se nnan−1 < 0<br />
(1.6.5)<br />
< ∞ (1.6.6)<br />
• Asintoto parabolico - Se h = 2 si ha <strong>di</strong>vergenza sia della parte<br />
immaginaria che della parte reale <strong>di</strong> G(jω). In questo caso si può<br />
riscrivere G(s) nella seguente forma<br />
G(s) = 1<br />
s 2 ˆ G(s) (1.6.7)<br />
dove ˆ G(s) è una funzione analitica e quin<strong>di</strong> sviluppabile in serie <strong>di</strong><br />
Taylor nell’intorno dell’origine, da cui<br />
G(s) = c0 c1<br />
+<br />
s2 s + c2 + c3s + · · · (1.6.8)<br />
Quin<strong>di</strong> per s = jω → 0 si può considerare la seguente approssimazione<br />
<strong>di</strong> G(jω)<br />
G(jω) = − c0 jc1<br />
− + c2<br />
ω2 ω<br />
(1.6.9)<br />
L’equazione (1.6.9) descrive una curva con la seguente rappresentazione<br />
parametrica ⎧<br />
⎨ x = c2 −<br />
⎩<br />
c0<br />
ω2 y = − c1<br />
ω<br />
(1.6.10)
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 39<br />
Ricavando ω = − c1<br />
e sostituendolo nella prima delle equazioni<br />
y<br />
(1.6.10) si ottiene la seguente equazione <strong>di</strong> una parabola<br />
x = c2 − c0<br />
c2y 1<br />
2<br />
(1.6.11)<br />
a cui tende il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist per ω → 0 nel caso <strong>di</strong> polo<br />
doppio nell’origine.<br />
3. Singolarità sull’asse immaginario (asintoto obliquo) - Dopo aver<br />
considerato le singolarità in zero si considerano quelle per una pulsazione<br />
ωo generica. In questo caso G(s) è esprimibile nella seguente forma<br />
G(s) =<br />
1<br />
s 2 + ω 2 o<br />
ˆG(s)<br />
1<br />
= G<br />
s − jωo<br />
′ (s) (1.6.12)<br />
dove G ′ (s) è una funzione a coefficienti complessi e analitica in un intorno<br />
<strong>di</strong> s = jωo e quin<strong>di</strong> sviluppabile in serie <strong>di</strong> Taylor<br />
G(s) = c0<br />
+ c1 + c2(s − jωo) + · · · (1.6.13)<br />
s − jωo<br />
Quin<strong>di</strong> per s → jωo si può considerare la seguente approssimazione <strong>di</strong><br />
G(jω)<br />
G(jω) ∼ = G(jω) = c0<br />
+ c1<br />
jǫ<br />
(1.6.14)<br />
dove ǫ △ = ω − ωo. Sviluppando x = Re[G(jω)] e y = Im[G(jω)] in<br />
(1.6.14), si verifica facilmente che la curva descritta nel piano complesso<br />
da G(jω) ammette la seguente rappresentazione parametrica<br />
⎧<br />
⎪⎨<br />
⎪⎩<br />
x = Re[c1] + 1<br />
ǫ Im[c0]<br />
y = Im[c1] − 1<br />
ǫ Re[c0]<br />
(1.6.15)<br />
Moltiplicando la prima equazione <strong>di</strong> (1.6.15) per Re[c0] e la seconda per<br />
Im[c0] e sommando ambo i membri, si ottiene la seguente equazione <strong>di</strong><br />
una retta<br />
Re[c0] x + Im[c0] y = Re[c1]Re[c0] + Im[c1]Im[c0] (1.6.16)<br />
che rappresenta l’asintoto obliquo a cui tende il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
per ω → ω0. L’asintoto relativo al polo immaginario coniugato −jω0 può<br />
essere ovviamente determinato per simmetria.
40 Regole per il tracciamento qualitativo dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Nyquist<br />
4. Comportamento alle alte frequenze - Per quanto riguarda il comportamento<br />
del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist alle alte frequenze si osserva che,<br />
essendo G(s) una funzione propria, G(jω) converge ad un valore costante<br />
per ω → ∞. In particolare,<br />
<br />
0, se G(s) è strettamente propria<br />
lim G(jω) =<br />
(1.6.17)<br />
ω→+∞ b0 = 0, se G(s) è bipropria<br />
Per quanto riguarda la fase asintotica, essa può essere determinata me<strong>di</strong>ante<br />
la seguente relazione<br />
φ∞<br />
△<br />
= lim<br />
ω→+∞ ∠G(jω) = ∠KB − 90 ◦ (np − nz − np+ + nz+) (1.6.18)<br />
dove: np e nz in<strong>di</strong>cano il numero <strong>di</strong> poli e, rispettivamente, <strong>di</strong> zeri con<br />
parte reale ≤ 0; np+ e nz+ il numero <strong>di</strong> poli e, rispettivamente, <strong>di</strong> zeri<br />
con parte reale positiva.<br />
Infine per terminare il tracciamento qualitativo del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist si<br />
può far ricorso agli andamenti dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode. Nel caso in cui la funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento presenti un elemento <strong>di</strong> ritardo conviene prima <strong>di</strong>segnare il<br />
<strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist del sistema ignorando il ritardo e successivamente introdurre<br />
il contributo del ritardo. Infatti, poiché esso influenza solo l’andamento<br />
della fase, ogni punto del <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist rimane alla stessa <strong>di</strong>stanza<br />
dall’origine ma viene ruotato in senso orario <strong>di</strong> un angolo pari a ωτ.<br />
Sistema del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
Si consideri il sistema elementare del secondo or<strong>di</strong>ne (1.4.9) i cui <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode sono riportati in figura 1.6 e 1.7. Da tali <strong>di</strong>agrammi si osserva che<br />
- La fase è sempre decrescente e varia da 0 ◦ a −180 ◦ .<br />
- Il modulo è sempre decrescente se 1<br />
√ 2 ≤ δ < 1.<br />
- Il modulo ha un massimo <strong>di</strong> valore superiore ad uno se 0 < δ < 1<br />
√ 2 .<br />
- Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist intercetta l’asse immaginario per ω = ωn con<br />
un valore Gd(jωn) = −j 1<br />
2δ <strong>di</strong> argomento −90◦ .<br />
- Quando δ = 0 la funzione G(jω) è sempre reale ed è positiva se ω < ωn<br />
e negativa se ω > ωn.
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 41<br />
ω → ω + n<br />
+∞<br />
Im[G(jω)]<br />
ω = 0<br />
1<br />
ρ < 1 √ 2<br />
ρ = 0<br />
Re[G(jω)]<br />
ω → ω − n<br />
Figura 1.17 - Diagramma <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema elementare del secondo or<strong>di</strong>ne<br />
Quin<strong>di</strong>, tenendo conto che<br />
lim<br />
ω → 0 Gd(jω) = 1 lim<br />
ω → +∞ Gd(jω) = 0e −jπ<br />
(1.6.19)<br />
si tracciano i <strong>di</strong>agrammi qualitativi <strong>di</strong> Nyquist riportati in figura (1.6) per<br />
δ = 0 (linea tratteggiata), 0 < δ < 1/ √ 2 (linea tratto-punto) e 1/ √ 2 < δ < 1<br />
(linea continua).<br />
Esempio 1.2 Si tracci il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist del sistema con funzione <strong>di</strong><br />
trasferimento (1.4.27)<br />
Come primo passo si stu<strong>di</strong>a il comportamento del sistema alle basse e alle alte<br />
frequenze. Poiché il sistema ha un polo semplice nell’origine, il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong><br />
Nyquist presenta un asintoto verticale. Si sostituisce s = jω e si calcolano<br />
parte reale ed immaginaria della risposta in frequenza<br />
G(jω) =<br />
k<br />
jω(1 + jωτ) =<br />
−jk(1 − jωτ)<br />
ω(1 + jωτ)(1 − jωτ)<br />
(1.6.20)<br />
Quin<strong>di</strong>, passando al limite per ω → 0 si deducono le seguenti caratteristiche<br />
dell’asintoto<br />
lim Re[G(jω)] = lim<br />
ω→0 ω→0<br />
lim Im[G(jω)] = −∞<br />
ω→0 +<br />
− kτ<br />
1 + ωτ<br />
= −kτ<br />
(1.6.21)<br />
Si osservi che a tale risultato si giunge anche applicando <strong>di</strong>rettamente la formula<br />
(1.6.6) e osservando dai <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode che la fase iniziale è −90 ◦ .<br />
Quando ω → ∞, poiché G(s) è strettamente propria, il modulo tende a zero
42 Esempi<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
Modulo (dB)<br />
0<br />
0<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
|G 3 (jω)| dB<br />
|G 1 (jω)| dB<br />
∠G 2 (jω)<br />
1/τ<br />
|G 2 (jω)| dB<br />
∠G 3 (jω)<br />
1/(10τ) 1/τ<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
10/τ<br />
∠G 1 (jω)<br />
Figura 1.18 - Sistema G(s) =<br />
Asse immaginario<br />
80<br />
0<br />
−80<br />
−kτ<br />
Asse reale<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
k<br />
con k > 0 e τ > 0<br />
s(1 + τs)<br />
con una fase <strong>di</strong> −180 ◦ . Il sistema non presenta altre singolarità sull’asse immaginario<br />
oltre al polo nell’origine, e dai <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode si osserva che il<br />
modulo e la fase sono sempre decrescenti. Da queste informazioni si traccia il<br />
<strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> figura 1.18(b) dove l’andamento per ω ∈ (−∞, 0], riportato in<br />
linea tratteggiata, è ottenuto da quello per ω ∈ [0, ∞) attraverso la simmetria<br />
rispetto all’asse reale.<br />
1.7 Esempi<br />
Allo scopo <strong>di</strong> esemplificare i proce<strong>di</strong>menti precedentemente esposti per la determinazione<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist si considerano <strong>di</strong> seguito<br />
alcuni esempi.<br />
Esempio 1.3 Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema con<br />
funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) =<br />
1<br />
(s + 1)(s 2 + 1)<br />
0<br />
(1.7.1)<br />
La funzione <strong>di</strong> trasferimento (1.7.1) è composta da due fattori elementari e in<br />
particolare ha un polo reale in −1 e due poli immaginari in ±j. Il <strong>di</strong>agramma<br />
asintotico <strong>di</strong> ampiezza presenta un’unica pulsazione <strong>di</strong> rottura in 1, in corrispondenza<br />
della quale cambia pendenza da 0 dB/decade a −60 dB/decade.
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 43<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
50<br />
0<br />
−50<br />
10 −1<br />
−100<br />
0<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
−225<br />
−270<br />
10 −1<br />
10 0<br />
10 0<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
10 1<br />
10 1<br />
10 2<br />
10 2<br />
Asse immaginario<br />
Figura 1.19 - Sistema G(s) =<br />
2<br />
1.5<br />
1<br />
0.5<br />
0<br />
−0.5<br />
−1<br />
−1.5<br />
−2<br />
−3<br />
ω → 1 +<br />
−2<br />
ω → +∞<br />
ω = 0<br />
−1 0 1 2<br />
Asse reale<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
1<br />
(s + 1)(s 2 + 1)<br />
Viceversa il <strong>di</strong>agramma asintotico <strong>di</strong> fase presenta tre pulsazioni <strong>di</strong> rottura in<br />
1<br />
10 , 1 e in 10 dove il grafico cambia pendenza. La fase, inizialmente nulla,<br />
comincia a decrescere <strong>di</strong> −45◦ /decade in corrispondenza <strong>di</strong> ω = 1 per l’in-<br />
10<br />
fluenza del polo reale negativo, poi subisce una caduta <strong>di</strong> −180◦ in ω = 1 a<br />
causa della coppia <strong>di</strong> poli complessi con fattore <strong>di</strong> smorzamento δ = 0 e poi<br />
continua ancora a decrescere fino a ω = 10 dove assume il valore <strong>di</strong> −270◦ .<br />
I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici complessivi (linea continua) sono riportati in<br />
fig. 1.19(a), insieme ai <strong>di</strong>agrammi esatti (linea tratteggiata). Si noti come il<br />
<strong>di</strong>agramma asintotico <strong>di</strong> ampiezza presenti un errore infinito in corrispondenza<br />
della pulsazione <strong>di</strong> rottura ω = 1, mentre quello della fase rimane limitato<br />
ed è dovuto solo al fattore elementare del 1◦ or<strong>di</strong>ne. Per quanto riguarda il<br />
<strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist si deve stu<strong>di</strong>are cosa succede per ω = 1 poiché per<br />
tale valore si ha una singolarità dovuta ad un polo sull’asse immaginario e il<br />
<strong>di</strong>agramma tende asintoticamente ad una retta (1.6.16). Si riscrive il sistema<br />
(1.7.1) nella seguente forma<br />
ω → 1 −<br />
G(s) = 1<br />
s − j G′ (s) (1.7.2)<br />
dove G ′ 1<br />
(s) = . L’asintoto obliquo (1.6.16) si determina calco-<br />
(s + 1)(s + j)<br />
lando i coefficienti co e c1 dei primi termini dello sviluppo <strong>di</strong> Taylor <strong>di</strong> G ′ (s),<br />
cioè<br />
c0 = G ′ 1 + j<br />
(j) = −<br />
4 , c1 == d<br />
ds G′ <br />
<br />
(s) = 3 − j<br />
(1.7.3)<br />
8<br />
s=j<br />
3<br />
4
44 Esempi<br />
Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist è riportato in fig. 1.19(b) e l’asintoto (retta trattopunto)<br />
sod<strong>di</strong>sfa l’equazione 4x + 4y = 1. Il <strong>di</strong>agramma parte da G(0) =<br />
1 e si schiaccia sull’asintoto per ω → 1 − con fase sempre decrescente. In<br />
corrispondenza <strong>di</strong> tale asintoto la fase subisce un decremento <strong>di</strong> −180 ◦ e quin<strong>di</strong><br />
il grafico per ω → 1 + si trova dall’altra parte dell’asintoto. All’aumentare della<br />
frequenza il modulo e la fase decrescono ed, in particolare, il modulo tende a<br />
zero e la fase a −270 ◦ .<br />
Esempio 1.4 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema<br />
con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
100<br />
50<br />
0<br />
−50<br />
−180<br />
−225<br />
−270<br />
G(s) =<br />
1/τ<br />
1/(10τ) 10/τ<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
Figura 1.20 - Sistema G(s) =<br />
k<br />
s2 , k > 0, τ > 0 (1.7.4)<br />
(1 + τs)<br />
Asse immaginario<br />
800<br />
0<br />
−800<br />
−14000 −7000<br />
Asse reale<br />
0<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
k<br />
s2 con k > 0 e τ > 0<br />
(1 + τs)<br />
La funzione <strong>di</strong> trasferimento (1.7.4) ha un polo doppio in s = 0 ed un polo<br />
semplice in s = − 1<br />
τ . I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode sono illustrati in fig. 1.20(a). Il<br />
<strong>di</strong>agramma asintotico del modulo inizialmente decresce <strong>di</strong> −40 dB/decade e<br />
successivamente, a partire dal punto <strong>di</strong> rottura 1,<br />
decresce <strong>di</strong> −60 dB/decade.<br />
τ<br />
Il <strong>di</strong>agramma asintotico della fase è costantemente a −180◦ fino alla pulsazione<br />
1<br />
10τ , poi decresce <strong>di</strong> −45◦ /decade fino al valore −270◦ raggiunto alla pulsazione<br />
ω = 10<br />
τ , per poi rimanere nuovamente costante. Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist è<br />
riportato in fig. 1.20(b). Per <strong>di</strong>segnarlo con precisione, si dovrebbe calcolare<br />
l’asintoto parabolico in corrispondenza del polo doppio nell’origine; viceversa,<br />
per un tracciamento qualitativo si può ragionare come segue. Il polo doppio in
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 45<br />
s = 0 fornisce un contributo <strong>di</strong> fase <strong>di</strong> −180 ◦ ; il guadagno k, essendo positivo,<br />
dà un contributo nullo; il polo reale negativo in −1/τ fornisce un contributo <strong>di</strong><br />
fase negativo variabile da 0 ◦ a −90 ◦ . Complessivamente la fase -ve<strong>di</strong> <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode in fig. 1.20(a))- subisce, per ω da 0 a +∞, una variazione da −180 ◦<br />
a −270 ◦ ; quin<strong>di</strong> il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist rimane nel secondo quadrante del<br />
piano complesso, ovvero<br />
lim Re[G(jω)] = −∞ lim Im[G(jω)] = +∞. (1.7.5)<br />
ω→0 ω→0 +<br />
Esempio 1.5 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema<br />
con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
60<br />
40<br />
20<br />
0<br />
−20<br />
−45<br />
−90<br />
G(s) = k<br />
_<br />
1/ τ<br />
1/τ<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
1 + τs<br />
s(1 + τs)<br />
Figura 1.21 - Sistema G(s) = k<br />
k > 0, τ = 10τ > τ > 0 (1.7.6)<br />
Asse immaginario<br />
8<br />
6<br />
4<br />
2<br />
0<br />
−2<br />
−4<br />
−6<br />
−8<br />
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5<br />
Asse reale<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
1 + τs<br />
con k > 0 e τ = 10τ > 0<br />
s(1 + τs)<br />
La funzione <strong>di</strong> trasferimento ha poli semplici in s = 0 e s = − 1<br />
τ nonché<br />
uno zero in s = − 1<br />
τ . Dalla con<strong>di</strong>zione τ > τ > 0, il punto <strong>di</strong> rottura dello<br />
zero precede quello del polo. Quin<strong>di</strong>, il <strong>di</strong>agramma asintotico del modulo<br />
inizialmente decresce <strong>di</strong> −20dB/decade fino al punto <strong>di</strong> rottura 1<br />
τ dello zero<br />
da dove il contributo dello zero e quello del polo nullo si cancellano e fanno<br />
sì che la fase rimanga costante fino alla pulsazione <strong>di</strong> rottura 1<br />
τ del polo reale<br />
negativo. A partire dalla pulsazione 1<br />
τ , il modulo decresce con pendenza <strong>di</strong><br />
−20dB/decade. Viceversa la fase parte da −90◦ per il contributo del polo
46 Esempi<br />
nell’origine (k > 0), poi cresce <strong>di</strong> +45◦ /decade per effetto dello zero negativo<br />
1 1<br />
fra le pulsazioni 10τ e τ , poi rimane costante nell’intervallo fra le pulsazioni<br />
1 1 1<br />
τ = 10τ e τ dove il contributo dello zero e del polo si elidono, poi decresce <strong>di</strong><br />
−45◦ /decade per effetto del polo reale negativo fra le pulsazioni 1 10<br />
τ e τ , infine<br />
rimane costante al valore <strong>di</strong> −90◦ a partire dalla pulsazione 10<br />
τ . I <strong>di</strong>agrammi<br />
<strong>di</strong> Bode asintotici (linea continua) e esatti (linea tratteggiata) sono riportati in<br />
figura 1.21(a). Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist è illustrato in figura 1.21(b). Il valore<br />
asintotico della parte reale per ω → 0 si ottiene dalla (1.6.6); risulta<br />
lim Re[G(jω)] = k(τ − τ) (1.7.7)<br />
ω→0<br />
mentre la parte immaginaria parte parallela all’asse immaginario da −∞ (il<br />
polo in s = 0 dà un contributo <strong>di</strong> −90 ◦ ). Qualora non si fosse interessati al<br />
valore esatto della parte reale dell’asintoto ma solo al segno, si osserva che a<br />
basse frequenze domina l’effetto dello zero in −1/τ su quello del polo in −1/τ<br />
per cui la fase esatta a basse frequenze sarà maggiore <strong>di</strong> −90 ◦ e quin<strong>di</strong> si avrà<br />
Re[G(jω)] > 0 e Im[G(jω)] < 0.<br />
Esempio 1.6 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema<br />
con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) =<br />
s + 1<br />
(s + 2)(s 2 + 4s + 5)<br />
(1.7.8)<br />
Il primo passo da eseguire per <strong>di</strong>segnare i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode è riscrivere la<br />
funzione (1.7.8) in forma <strong>di</strong> Bode<br />
G(s) = 0.1<br />
(1 + s)<br />
(1 + 0.5s) (1 + 0.8s + 0.2s 2 )<br />
(1.7.9)<br />
Dall’espressione (1.7.9) si vede che il guadagno <strong>di</strong> Bode è KB = 0.1. La<br />
funzione <strong>di</strong> trasferimento possiede: un polo reale in s = −2 con costante <strong>di</strong><br />
tempo τ = 0.5; una coppia <strong>di</strong> poli complessi con pulsazione naturale ωn = √ 5<br />
e fattore <strong>di</strong> smorzamento δ = 0.4 √ 5; uno zero reale in s = −1 con costante<br />
<strong>di</strong> tempo τ = 1. Dopo aver riportato su carta logaritmica tutti i punti <strong>di</strong><br />
rottura, si <strong>di</strong>segnano i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici sommando i contributi <strong>di</strong><br />
tutti i fattori elementari partendo dal valore |G(j0)|dB = 20 log 10 0.1 dB =<br />
−20 dB per ω = 0. I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode asintotici e esatti sono riportati<br />
in figura 1.22. Si osservi che, poiché i poli complessi hanno un coefficiente<br />
<strong>di</strong> smorzamento δ maggiore <strong>di</strong> 0.1, il loro contributo <strong>di</strong> fase nell’intervallo<br />
[ωn/10, 10ωn] è stato approssimato con una retta che decresce <strong>di</strong> −90 ◦ /decade.<br />
Il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist è invece riportato in figura 1.22(b). Per ω = 0 si ha<br />
|G(j0)| = 0.1 con ∠G(j0) = 0 ◦ mentre per ω → ∞, |G(jω)| → 0 e ∠G(jω) →
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 47<br />
−180 ◦ . Per tracciare il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist complessivo si ricorre, infine,<br />
ai <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode. In questo caso si osserva che il <strong>di</strong>agramma asintotico<br />
della fase inizialmente cresce e successivamente decresce. Tale andamento ci<br />
porterebbe a concludere che inizialmente il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist abbia fase<br />
crescente e che successivamente, quando la fase decresce, attraversi l’asse reale<br />
positivo per un valore <strong>di</strong> pulsazione ω = 0. In realtà questa situazione non si<br />
verifica poiché la fase esatta decresce sempre. Per accertarsi <strong>di</strong> questo fatto si<br />
può verificare che non esiste alcun valore ω > 0 finito per cui Im[G(jω)] = 0.<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
−20<br />
−40<br />
−60<br />
−80<br />
−45<br />
−90<br />
−135<br />
−180<br />
10 −2<br />
0<br />
10 −1<br />
+20 dB/dec<br />
+45 o /dec 0o /dec<br />
−1<br />
0.1τ<br />
z<br />
−1<br />
0.1τ<br />
p<br />
10 0<br />
0 dB/dec<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
−90 o /dec<br />
o xx<br />
0.1ω<br />
n<br />
−1<br />
τ<br />
z<br />
−1<br />
τ ω<br />
p n<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
10 1<br />
−1<br />
10τ<br />
z<br />
−40 dB/dec<br />
−135 o /dec<br />
−90 o /dec<br />
−1<br />
10τ<br />
p<br />
10ω n<br />
10 2<br />
Figura 1.22 - Sistema G(s) =<br />
Asse Immaginario<br />
0.15<br />
0.1<br />
0.05<br />
0<br />
−0.05<br />
−0.1<br />
−0.05 0 0.05<br />
Asse reale<br />
0.1 0.15<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
s + 1<br />
(s + 2)(s 2 + 4s + 5)<br />
Esempio 1.7 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema<br />
con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) =<br />
s 2 + 1<br />
(s − 2)(s + 2)(s + 4)<br />
La forma <strong>di</strong> Bode della funzione <strong>di</strong> trasferimento (1.7.10) è<br />
G(s) = −0.0625<br />
(1 + s 2 )<br />
(1 + 0.25s)(1 + 0.5s)(1 − 0.5s)<br />
(1.7.10)<br />
(1.7.11)<br />
Si osserva che, in questo esempio, il guadagno <strong>di</strong> Bode KB = −0.0625 comporta<br />
un contributo <strong>di</strong> −180 ◦ all’andamento della fase. Il sistema ha due poli reali
48 Esempi<br />
stabili con punti <strong>di</strong> rottura 1/τ1 = 2 e 1/τ2 = 4, un polo reale instabile con<br />
1/τ3 = 2 e due zeri immaginari puri (δ = 0) con ωn = 1. I <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong><br />
Bode asintotici complessivi e esatti sono riportati in figura 1.23(a) mentre il<br />
<strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist è in figura 1.23(b). Quest’ultimo parte dall’asse reale<br />
negativo (KB < 0) e decresce passando per l’origine degli assi in corrispondenza<br />
del punto <strong>di</strong> rottura degli zeri immaginari subendo una variazione <strong>di</strong> fase <strong>di</strong><br />
+180 ◦ . Quin<strong>di</strong> il modulo inizia a crescere e poi decresce fino a tendere a zero<br />
per ω → ∞ mentre la fase decresce fino ad un valore <strong>di</strong> −90 ◦ .<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
−10<br />
−20<br />
−30<br />
−40<br />
10 −2<br />
−50<br />
0<br />
−50<br />
−100<br />
−150<br />
−200<br />
10 −1<br />
+40 dB/dec<br />
0 dB/dec<br />
−45 o /dec<br />
10 0<br />
o x x<br />
ω<br />
nz −1 −1 −1<br />
τ =τ3 τ2<br />
1<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
10 1<br />
−20 dB/dec<br />
−45 o /dec<br />
10 2<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
Figura 1.23 - Sistema G(s) =<br />
Asse immaginario<br />
0.15<br />
0.1<br />
0.05<br />
0<br />
−0.05<br />
−0.1<br />
−0.15 −0.1 −0.05 0<br />
Asse reale<br />
0.05 0.1 0.15<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
s 2 + 1<br />
(s − 2)(s + 2)(s + 4)<br />
Esempio 1.8 - Si traccino i <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode e <strong>di</strong> Nyquist <strong>di</strong> un sistema<br />
con funzione <strong>di</strong> trasferimento<br />
G(s) =<br />
8(s 2 + s + 15)<br />
s 3 + 9s 2 + 15s + 120<br />
Si riscrive la funzione (1.7.12) in forma <strong>di</strong> Bode<br />
G(s) =<br />
s 3<br />
120<br />
1 + s s2<br />
15 + 15<br />
+ 3s2<br />
40<br />
+ s<br />
8<br />
+ 1<br />
(1.7.12)<br />
(1.7.13)<br />
e si determinano i punti <strong>di</strong> rottura. Sono presenti: due poli complessi a parte<br />
reale negativa con ωn ∼ = 3.685 e δ ∼ = 0.022; un polo reale negativo con punto<br />
<strong>di</strong> rottura 1/τ ∼ = 8.839; due zeri complessi a parte reale negativa caratterizzati
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 49<br />
da ωn ∼ = 3.873 e δ ∼ = 0.129. Il guadagno <strong>di</strong> Bode è uguale ad 1. In questo caso<br />
si hanno punti <strong>di</strong> rottura molto vicini fra loro e con coefficienti <strong>di</strong> smorzamento<br />
molto piccoli; ne consegue che gli errori <strong>di</strong> approssimazione dei <strong>di</strong>agrammi<br />
asintotici non sono trascurabili come illustrato in figura 1.24(a). Osservando<br />
l’andamento esatto del modulo si nota che la coppia <strong>di</strong> poli complessi ha<br />
un effetto dominante sulla coppia <strong>di</strong> zeri e che, inoltre, la fase presenta delle<br />
oscillazioni che l’andamento asintotico non prevede. In questa situazione,<br />
quin<strong>di</strong>, risulta utile la valutazione numerica esatta dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode. Per<br />
quanto riguarda il <strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist, lo si può ricavare dalla conoscenza<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode; tuttavia, basandosi sul <strong>di</strong>agramma asintotico, si<br />
ottengono degli andamenti qualitativi non corretti. Per avere delle informazioni<br />
più precise si potrebbe verificare l’esistenza <strong>di</strong> attraversamenti degli assi<br />
cercando l’esistenza <strong>di</strong> pulsazioni <strong>di</strong>verse da zero per cui si ha Re[G(jω)] = 0<br />
e/o Im[G(jω)] = 0; tale procedura, in genere, risulta computazionalmente<br />
laboriosa.<br />
Modulo (dB)<br />
Fase (gra<strong>di</strong>)<br />
20<br />
10<br />
0<br />
−10<br />
−20<br />
−30<br />
10 −1<br />
−40<br />
90<br />
45<br />
0<br />
−45<br />
−90<br />
10 −1<br />
−135<br />
10 0<br />
10 0<br />
10 1<br />
10 1<br />
ω<br />
np<br />
xo 1/τ<br />
p<br />
x<br />
ω<br />
nz<br />
Pulsazione (rad/sec)<br />
(a) Diagrammi <strong>di</strong> Bode<br />
1.8 Conclusioni<br />
10 2<br />
10 2<br />
Figura 1.24 - Sistema G(s) =<br />
10 3<br />
10 3<br />
Asse Immaginario<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
−1<br />
−2<br />
−3<br />
−4<br />
−5<br />
−1 0 1 2 3 4 5<br />
Asse reale<br />
(b) Diagramma <strong>di</strong> Nyquist<br />
8(s 2 + s + 15)<br />
s 3 + 9s 2 + 15s + 120<br />
In questo capitolo è stata trattata l’analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI introducendo<br />
la nozione fondamentale <strong>di</strong> risposta in frequenza. I principali punti<br />
emersi da questa analisi, che saranno largamente impiegati negli sviluppi dei<br />
capitoli successivi, sono riassunti <strong>di</strong> seguito.<br />
1. Un segnale sinusoidale <strong>di</strong> frequenza assegnata può essere univocamen-
50 Conclusioni<br />
te rappresentato da un numero complesso, detto fasore, il cui modulo<br />
coincide con l’ampiezza del segnale e l’argomento con la fase.<br />
2. La risposta <strong>di</strong> un sistema LTI ad un ingresso sinusoidale, se tale ingresso<br />
non coincide con un modo naturale del sistema, è costituito dalla somma<br />
<strong>di</strong> una componente transitoria, che è combinazione lineare dei mo<strong>di</strong> del<br />
sistema, e <strong>di</strong> una componente a regime. Quest’ultima è una sinusoide<br />
della stessa pulsazione ω dell’ingresso, con fasore uguale al prodotto del<br />
fasore dell’ingresso per la risposta in frequenza in ω che coincide con<br />
il valore della funzione <strong>di</strong> trasferimento G(s) in corrispondenza <strong>di</strong> s =<br />
jω. Questo risultato, nel suo complesso, va sotto il nome <strong>di</strong> Teorema<br />
fondamentale dell’analisi armonica ed è alla base dell’analisi in frequenza.<br />
3. La risposta in frequenza G(jω) è una funzione complessa nella variabile<br />
reale ω che caratterizza completamente le proprietà filtranti del sistema.<br />
In particolare, il modulo |G(jω)| rappresenta il guadagno del sistema<br />
alla pulsazione ω, ovvero l’amplificazione (se |G(jω)| > 1) oppure l’attenuazione<br />
(se |G(jω)| < 1) subita da una sinusoide <strong>di</strong> pulsazione ω<br />
nel suo passaggio attraverso il sistema dall’ingresso all’uscita. Viceversa<br />
l’argomento ∠G(jω) rappresenta lo sfasamento del sistema alla pulsazione<br />
ω, ovvero il ritardo <strong>di</strong> fase (se ∠G(jω) < 0) oppure l’anticipo <strong>di</strong><br />
fase (se ∠G(jω) > 0) subito da una sinusoide <strong>di</strong> pulsazione ω nel suo<br />
trasferimento dall’ingresso all’uscita del sistema.<br />
4. La risposta in frequenza <strong>di</strong> un sistema può essere determinata sperimentalmente<br />
applicando in ingresso al sistema segnali sinusoidali (armoniche)<br />
o segnali costituiti dalla sovrapposizione <strong>di</strong> più sinusoi<strong>di</strong> <strong>di</strong> <strong>di</strong>verse frequenze<br />
(multiarmoniche) e misurando, a regime, ampiezza e fase delle<br />
armoniche in uscita. La riuscita della rilevazione sperimentale richiede<br />
che il sistema operi in con<strong>di</strong>zioni <strong>di</strong> stabilità, cioè sia stabile in anello<br />
aperto oppure venga stabilizzato in anello chiuso.<br />
5. La risposta in frequenza viene <strong>di</strong> norma rappresentata graficamente con<br />
due <strong>di</strong>agrammi cartesiani per il modulo e per la fase (<strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode)<br />
oppure con un solo <strong>di</strong>agramma polare (<strong>di</strong>agramma <strong>di</strong> Nyquist). Dato il<br />
largo impiego <strong>di</strong> questi <strong>di</strong>agrammi nelle procedure <strong>di</strong> analisi e <strong>di</strong> sintesi<br />
<strong>di</strong> sistemi <strong>di</strong> controllo a retroazione, sono stati presentati in dettaglio<br />
meto<strong>di</strong> per il loro tracciamento qualitativo. In particolare, la costruzione<br />
dei <strong>di</strong>agrammi <strong>di</strong> Bode ha posto in evidenza come le proprietà filtranti del<br />
sistema <strong>di</strong>pendano dalla configurazione dei poli e degli zeri della funzione<br />
<strong>di</strong> trasferimento e, più specificamente, quale sia il contributo <strong>di</strong> ciascun
Analisi in frequenza <strong>di</strong> sistemi LTI 51<br />
polo/zero e coppia <strong>di</strong> poli/zeri, in termini <strong>di</strong> modulo e fase, all’andamento<br />
complessivo della risposta in frequenza.