2.4. DC/AC átalakÃÂtók (váltóirányÃÂtók, inverterek) Az DC/AC ...
2.4. DC/AC átalakÃÂtók (váltóirányÃÂtók, inverterek) Az DC/AC ...
2.4. DC/AC átalakÃÂtók (váltóirányÃÂtók, inverterek) Az DC/AC ...
You also want an ePaper? Increase the reach of your titles
YUMPU automatically turns print PDFs into web optimized ePapers that Google loves.
<strong>2.4.</strong> <strong>DC</strong>/<strong>AC</strong> átalakítók (váltóirányítók, <strong>inverterek</strong>)<br />
<strong>Az</strong> <strong>DC</strong>/<strong>AC</strong> átalakítók, váltóirányítók, <strong>inverterek</strong>, olyan kapcsolások, amelyek<br />
egyenfeszültségbıl elvben tetszıleges frekvenciájú és amplitúdójú váltakozó feszültséget<br />
állítanak elı.<br />
A jelenlegi megoldásokban be- és kikapcsolható félvezetı elemeket alkalmaznak.<br />
Segítségükkel elvben tetszıleges fázisszámú feszültségrendszer elıállítható. A gyakorlatban<br />
1F és 3F megoldások használatosak.<br />
A kapcsolások emellett három alapvetı csoportba sorolhatók:<br />
• Állandó frekvenciás megoldások, (szünetmentes energiaellátó rendszerek elektronikus<br />
tápegységei)<br />
• Változó frekvenciás megoldások, (váltakozóáramú villamos hajtások)<br />
• Különféle technológiai igényeket kielégítı speciális megoldások.<br />
<strong>2.4.</strong>1. Egyfázisú váltóirányító kapcsolások<br />
<strong>Az</strong> egyfázisú megoldásoknak három alapváltozata ismeretes:<br />
• <strong>Az</strong> egyfázisú hídkapcsolású inverter<br />
• <strong>Az</strong> egyfázisú, középpont-megcsapolású inverter<br />
• A középpont-megcsapolású egyenfeszültséget igénylı egyfázisú félhíd.<br />
<strong>2.4.</strong>1.1. <strong>Az</strong> egyfázisú, hídkapcsolású váltóirányító mőködése<br />
A kapcsolás felépítése a <strong>2.4.</strong>1.1.-1. ábrán, a jellemzı mennyiségek idıfüggvényei a <strong>2.4.</strong>1.1.-2.<br />
ábrán láthatók, induktivitás terhelést feltételezve.<br />
A szaggatott vonallal keretezett dióda-kapcsoló elrendezés be- és kikapcsolható félvezetıt<br />
helyettesít (bipoláris tranzisztor, FET, IGBT, GTO stb.)<br />
<strong>2.4.</strong>1.1.-1. ábra
<strong>2.4.</strong>1.1.-2. ábra<br />
Megjegyzések<br />
• <strong>Az</strong> alkalmazható vezérlés elsı alapgondolata, hogy a kapcsolók egy hídfélen belül az<br />
egyenáramú oldali zárlat elkerülése céljából csak ellenütemben vezérelhetık.<br />
• Maximális kimeneti feszültséget akkor kapunk, ha az 1-4 ill. 2-3 kapcsolókat vezéreljük<br />
egyidejőleg.<br />
• Ha egyidejőleg legalább két kapcsoló van bekapcsolva, akkor a kimeneti feszültség értékét<br />
a bekapcsolt félvezetık egyértelmően, a terhelı áram irányától függetlenül meghatározzák.<br />
(<strong>Az</strong> áram legfeljebb nem a bekapcsolt kapcsolón, hanem a vele ellenpárhuzamosan<br />
kapcsolt visszáramdiódán folyik)<br />
• Olyan induktív terhelést tételezünk fel, amelynek igen kismértékő ellenállása van.<br />
• Ebben az esetben a terhelés feszültségegyenletébıl:<br />
u T = i T ’ L T + i T R T , ⇒ i T ’= (U T - i T R T )/L T ,<br />
és i T R T
• A gyakorlatban állandósult visszatáplálás is lehetséges, azaz I BAV < 0. Ebben az esetben a<br />
fogyasztói, (váltakozó áramú) oldalon aktív generátor szükséges, (villamos motor<br />
fékezése).<br />
<strong>2.4.</strong>1.2. <strong>Az</strong> egyfázisú, középpont-megcsapolású transzformátoros váltóirányító mőködése<br />
A kapcsolás felépítése a <strong>2.4.</strong>1.2.-1.ábrán, a jellemzı mennyiségek idıfüggvénye a <strong>2.4.</strong>1.2.-2.<br />
ábrán látható.<br />
A kapcsolás elınye, hogy mindig csak egy félvezetın folyik áram, ellentétben a<br />
hídkapcsolású megoldással. Ezzel szemben az egy félvezetıt terhelı zárófeszültség az U B<br />
bemeneti feszültség kétszerese.<br />
Következésképpen:<br />
• A hídkapcsolású megoldást nagyobb U B feszültségnél alkalmazzuk, a gyakorlatban 100V<br />
felett.<br />
• A középpont-megcsapolású transzformátoros megoldást pedig kisebb feszültségeknél,<br />
(12V, 24V, stb.)<br />
<strong>2.4.</strong>1.2.-1. ábra<br />
<strong>2.4.</strong>1.2.-2. ábra
Megjegyzések<br />
• A kimeneti feszültség értékét a bekapcsolt félvezetı egyértelmően, a terhelı áram irányától<br />
függetlenül meghatározza. (<strong>Az</strong> áram legfeljebb nem a bekapcsolt kapcsolón, hanem a vele<br />
ellenpárhuzamosan kapcsolt visszáramdiódán folyik.)<br />
• Olyan induktív terhelést tételezünk fel, amelynek igen kismértékő ellenállása van. Ebben<br />
az esetben az elızı pontnak megfelelıen a terhelés árama egyenes darabokból áll és<br />
középértéke állandósult állapotban nulla.<br />
• A transzformátor primer oldalán folyó áramok meghatározásakor a gerjesztési törvényt kell<br />
figyelembe venni, miszerint, ha ideális vasmagot tételezünk fel, i p N p =i s N s .<br />
• <strong>Az</strong> elızıekben ismertetett megjegyzések az energiaáramlás irányairól itt is érvényesek.<br />
<strong>2.4.</strong>2. A háromfázisú, hídkapcsolású váltóirányító felépítése, vezérlése<br />
A kapcsolás felépítése a <strong>2.4.</strong>2.-1.ábrán látható a vezérlési sémával együtt.<br />
A kapcsolás mőködését részletesebben nem tárgyaljuk, érdeklıdıknek a 6.4. példa<br />
áttanulmányozását javasoljuk.<br />
GY<br />
1 2<br />
GY<br />
T<br />
2<br />
T<br />
t<br />
6<br />
3<br />
GY<br />
T<br />
2<br />
T<br />
t<br />
2<br />
5<br />
T<br />
2<br />
T<br />
t<br />
<strong>2.4.</strong>2.-1. ábra<br />
Megjegyzések<br />
• A kapcsolás tulajdonképpen az egyfázisú hídkapcsolás kiegészítése.<br />
• A cél a kimeneti pontokon (A,B,C) szimmetrikus háromfázisú feszültség létrehozása.
• <strong>Az</strong> alkalmazható vezérlés elsı alapgondolata, hogy a kapcsolók egy hídfélen belül az<br />
egyenáramú oldali zárlat elkerülése céljából csak ellenütemben vezérelhetık.<br />
• Emellett az egyes fázisokat képezı félhidak félvezetıit a szimmetrikus háromfázisú<br />
rendszernek megfelelıen 120 0 -os eltolással vezéreljük.<br />
<strong>2.4.</strong>3. A váltóirányítók kimeneti feszültségének szabályozása<br />
A megoldási lehetıségek<br />
• <strong>Az</strong> alapmegoldás a hídfelek eltolt vezérlése. A vezérlési séma a <strong>2.4.</strong>3.-1.ábrán látható. (A<br />
megoldás kimenıfeszültségének felharmonikus-tartalma nagy.)<br />
• A feszültségszabályozás lehetıségei általánosabban is megfogalmazhatók a <strong>2.4.</strong>3.-2b<br />
ábra vázlatos hídkapcsolását felhasználva.<br />
Eszerint:<br />
A kimenıfeszültség pozitív, ha az 1 – 4 kapcsolókat kapcsoljuk be.<br />
A kimenıfeszültség negatív, ha a 2 – 3 kapcsolókat kapcsoljuk be.<br />
A kimenıfeszültség nulla, ha az 1 – 2, ill. a 3 -4 kapcsolókat kapcsoljuk be.<br />
• A kimenıfeszültség alacsony rendszámú felharmonikusainak amplitúdói jelentısen<br />
csökkenthetık, ha a félperiódusokon belül egyszerő impulzusszélesség modulációt (ISZM,<br />
PWM) alkalmazva (l. <strong>2.4.</strong>3.-2a ábra), változtatjuk U T effektív értékét.<br />
<strong>2.4.</strong>3.-1. ábra
• További csökkenés érhetı el, ha szinuszos impulzusszélesség modulációt, SPWM,<br />
alkalmazunk, (l. <strong>2.4.</strong>3.-3.ábra), amikor félperióduson belül is változtatjuk a bekapcsolási<br />
idıt, mégpedig úgy, hogy a bekapcsolt impulzus területe az elvárt szinusz amplitúdójának<br />
megfelelıen változzék.<br />
• Különösen az utóbbi vezérlési módot alkalmazva az alacsonyabb rendszámú<br />
felharmonikusok értéke jelentısen csökkenthetı. Ezzel szemben magasabb rendszámú<br />
felharmonikusok jelennek meg.<br />
• Viszont a nagyfrekvenciás felharmonikusok sokkal könnyebben, olcsóbban szőrhetık<br />
• A gyakorlatban alkalmazott modulációs frekvencia 50Hz kimeneti frekvenciájú<br />
<strong>inverterek</strong>nél is10 kHz körüli érték.<br />
• Speciális vezérlési mód a csúszó-módú, (sliding mode) szabályozás. Ebben az esetben a<br />
tápegység szabályozója szinuszos alapjelet kap, amit a valóságos kimenı jellel<br />
összehasonlítva kapjuk a hibajelet. A vezérlés az inverter kapcsolóit úgy kapcsolgatja,<br />
hogy az hibajel minimális legyen. Ebben az esetben az inverter kimeneti frekvenciája<br />
félperióduson belül is változik, a terhelés és a megengedett hiszterézis is befolyásolja.<br />
1 2<br />
U B<br />
T M<br />
1,2 1,2<br />
T be<br />
1,4 1,4<br />
T/2<br />
3,4<br />
t<br />
U B<br />
u T<br />
2,3<br />
<strong>2.4.</strong>3.-2.a,b ábra<br />
3 4<br />
t<br />
<strong>2.4.</strong>3.-3. ábra<br />
<strong>2.4.</strong>4. A kimeneti feszültség szőrése<br />
A gyakorlatban megfelelı minıségő szinuszos feszültséget kell a váltóirányító kimenetén<br />
biztosítani. E célból a váltóirányító kimenetére szőrıköröket csatlakoztatunk.<br />
Megjegyzések:<br />
<strong>Az</strong> általános szőrıelrendezés a <strong>2.4.</strong>4.-1.ábrán látható.<br />
Megjegyzések
• A szőrı tulajdonképpen egy frekvenciafüggı feszültségosztó. A bemeneti L s -C s kört az<br />
alapharmonikus frekvenciára hangoljuk, hogy alapharmonikus feszültségesése nulla<br />
legyen, (soros rezonancia).<br />
• <strong>Az</strong> L p -C p párhuzamos rezgıkört ugyancsak az alapharmonikus frekvenciára hangoljuk,<br />
hogy C p meddı teljesítménye a váltóirányítót ne terhelje, (párhuzamos rezonancia).<br />
• A kimenettel párhuzamosan csatlakozó L sn -C sn rezgıköröket felharmonikus frekvenciákra<br />
hangolva szükséges mennyiségő felharmonikus rövidzárat hozunk létre.<br />
• A <strong>2.4.</strong>3.-1.ábra szerinti feszültségszabályozást alkalmazva a szükséges szőrı mérete nagy,<br />
típusteljesítménye kb. megegyezik a félvezetıs egység típusteljesítményével.<br />
L S C S<br />
L S C P<br />
L S1<br />
L Sn<br />
u 1 u 2<br />
C S1<br />
C Sn<br />
<strong>2.4.</strong>4.-1. ábra<br />
• Nagyfrekvenciás, (10-20 kHz), PWM, ill. SPWM modulációt alkalmazva az elıbbiekben<br />
bemutatott szőrıelrendezés jelentısen redukálható. A modern berendezésekben általában a<br />
<strong>2.4.</strong>4.-2.ábrán látható megoldást alkalmazzák.<br />
L S<br />
u 1<br />
C<br />
L P u 2<br />
P<br />
<strong>2.4.</strong>4.-2. ábra<br />
• A <strong>2.4.</strong>4.-2. ábra szerinti megoldásnál a szőrı induktív elemeit a feszültségillesztési ill.<br />
szigetelési szempontból általában szükséges kimeneti transzformátor adja. (<strong>Az</strong> L S<br />
induktivitást a transzformátor szórása, az L P induktivitást pedig a mágnesezı áram adja.<br />
Mivel a zárt vasmagos transzformátorok mágnesezı árama kicsi (a névleges áram néhány<br />
százaléka), légrést kell alkalmazni.<br />
<strong>2.4.</strong>5. Számpéldák<br />
<strong>2.4.</strong>5.1. Példa<br />
5.1. Példa<br />
A <strong>2.4.</strong>5.1-1. ábrán vázolt idealizált egyfázisú inverterkapcsolásban a félvezetıket<br />
sorbakapcsolt diódával és kapcsolóval helyettesítjük. <strong>Az</strong> inverter terhelése legyen L T induktivitás.<br />
Rajzoljuk meg az i B , i T , i D1 , i D2 , i D3 , i D4 , i Th1 , i Th2 , i Th3 , iT h4 áram, és az u T feszültség<br />
idıbeni lefolyását, és számítsuk ki a tirisztorok és a diódák áramának I ThAV és I DAV<br />
középértékét, ha U B = 100 V, L T = 1 mH, f = 100 Hz.
<strong>2.4.</strong>5.1-1. ábra. Egyfázisú, hídkapcsolású váltóirányító kapcsolás idealizált kapcsolási rajza<br />
<strong>2.4.</strong>5.1-2. ábra. A <strong>2.4.</strong>5.1-1. ábrában megadott kapcsolás<br />
jellemzı mennyiségeinek idıfüggvényei<br />
Megoldás<br />
Mivel a terhelés áramát mindig a bekapcsolt kapcsolók, ill. ellentétes áramirány esetén a<br />
kapcsolókkal ellenpárhuzamosan kapcsolt visszáramdiódák vezetik, a bekapcsolt kapcsolók<br />
az u T feszültség nagyságát és polaritását egyértelmően meghatározzák. <strong>Az</strong> u T feszültség tehát<br />
U B amplitúdójú periodikus négyszögfeszültség lesz (<strong>2.4.</strong>5.1-2.a ábra). <strong>Az</strong> i T áram<br />
meredekséggel változik.<br />
Feltételezve, hogy a gyakorlati esetekben az áramkörnek mindig van egy kis ellenállása,<br />
kvázistacionárius állapotban a terhelés áramának középértéke I TAV = O lesz (<strong>2.4.</strong>5.1-2.b ábra).
<strong>Az</strong> i T áramot a tirisztorok és visszáramdiódák váltakozva vezetik (<strong>2.4.</strong>5.1-2.c és d ábrák). A<br />
tápforrásból felvett áramot a <strong>2.4.</strong>5.1-2.e ábra mutatja. Hatásos teljesítményfelvétel nincs, az<br />
energia a szinuszos feszültségő hálózatra kapcsolt induktivitás esetéhez hasonlóan a termelı<br />
és fogyasztó között leng (meddı teljesítmény). A <strong>2.4.</strong>5.1-2. ábra alapján belátható, hogy a<br />
tirisztorok és diódák áramának középértéke megegyezik, és a következıképpen számítható:<br />
mivel<br />
így<br />
<strong>2.4.</strong>5.2. Példa<br />
5.2. Példa<br />
A <strong>2.4.</strong>5.2.-1. ábrán megadott idealizált egyfázisú inverterkapcsolásban a félvezetıket<br />
sorbakapcsolt diódával és kapcsolóval helyettesítjük. A terhelés legyen párhuzamosan<br />
kapcsolt R T ellenállás, és L T induktivitás. Rajzoljuk meg az i B , i T , i D1 , i D2 , i D3 , i D4 , i Th1 , i Th2 ,<br />
i Th3 , i Th4 áram és az U T feszültség idıbeni lefolyását, és számítsuk ki a tirisztorokon és a<br />
diódákon átfolyó áramok középértékét, ha U B =100 V, L T =1 mH, f = 100 Hz<br />
és A) R T = 1 Ω, B) R T =0,4 Ω, C) R T =0,2 Ω.<br />
<strong>2.4.</strong>5.2.-1. ábra. Egyfázisú, hídkapcsolású váltóirányító<br />
idealizált kapcsolási rajza<br />
Megoldás.<br />
A <strong>2.4.</strong>5.1. példához hasonlóan U T most is periodikus négyszögfeszültség lesz (<strong>2.4.</strong>5.2.-2.<br />
ábra). A párhuzamosan kapcsolt terhelések közül az L T induktivitás árama ugyanolyan<br />
lefolyású, mint az <strong>2.4.</strong>5.1. példában. Csúcsértéke is ugyanúgy számítható, azaz
(((Javítás: 5.18 → <strong>2.4.</strong>5.2.-1., 5.19 → <strong>2.4.</strong>5.2.-1.)))<br />
<strong>Az</strong> ellenállás ágárama követi az U T feszültség idıbeni változását, amplitúdója a különbözı<br />
esetekben:<br />
<strong>Az</strong> eredı i T = i R +i L áramot mindhárom esetre a <strong>2.4.</strong>5.2.-2b ábra mutatja.<br />
Csökkenı ellenállással az induktivitás árama az eredı áramból viszonylag kisebb részt tesz ki,<br />
ezért a tirisztorok hosszabb ideig (<strong>2.4.</strong>5.2.-2c ábra), a visszáramdiódák rövidebb ideig, ill. a<br />
B) és C) esetben egyáltalán nem (<strong>2.4.</strong>5.2.-2d ábra) vezetnek áramot. A tápegységbıl felvett<br />
áram középértéke már nem nulla. (Hatásos teljesítményfelvétel van (<strong>2.4.</strong>5.2.-2e ábra).) A<br />
tranzisztorok és diódák áramának középértéke a vizsgált három esetre:<br />
a) A tranzisztorok áramvezetésének ideje<br />
a tranzisztorokon és a diódákon átfolyó áramok középértéke:
<strong>2.4.</strong>5.3. Példa<br />
5.3. Példa<br />
A <strong>2.4.</strong>5.3.-1. ábrában megadott idealizált egyfázisú hídkapcsolású inverterkapcsolásban a<br />
tranzisztorokat sorbakapcsolt diódával és kapcsolóval helyettesítjük. A terhelés sorbakapcsolt<br />
R T ellenállás és L T induktivitás. Rajzoljuk meg az i B , i T , i D1 , i D2 , i D3 , i D4 , i Th1 , i Th2 , i Th3 , i Th4<br />
áram, és az u T feszültség idıbeni lefolyását, és számítsuk ki a tranzisztorok és a diódák<br />
áramának középértékét, ha U B = 100 V, L T =1 mH, R T =0,4 Ω és f = 100 Hz!<br />
<strong>2.4.</strong>5.3.-1. ábra. Egyfázisú, öngerjesztéső,<br />
hídkapcsolású váltóirányító<br />
idealizált kapcsolási vázlata<br />
(<strong>2.4.</strong>5.3. példához)<br />
Megoldás<br />
A <strong>2.4.</strong>5.1. példához hasonlóan, az u T most is periodikus négyszögfeszültség lesz (<strong>2.4.</strong>5.3.-1a<br />
ábra). A terhelıáram T T =L T /R T idıállandójú exponenciális görbedarabokból összetett<br />
periodikus függvény, amelynek értéke a t=0 idıpontban I T0 , a t=T/2 pillanatban<br />
pedig I TT/2 . <strong>Az</strong> U T = U B feszültséggel táplált R T - L T kör differenciálegyenlete:<br />
<strong>Az</strong> egyenlet megoldása<br />
A peremfeltételek
Ezen kívül stacionárius állapotban:<br />
A részletszámítások elvégzése után az i T (t) függvény a 0< t< T/2 tartományban (<strong>2.4.</strong>5.3.-1b<br />
ábra):<br />
<strong>2.4.</strong>5.3.-2. ábra. A <strong>2.4.</strong>5.3.-1. ábrában megadott kapcsolás<br />
jellemzı mennyiségeinek idıfüggvényei<br />
c.) ábrában az ith2,3 ua mint ith1,4 pedig nem kéne<br />
A t=0 idıpontban az áram értéke:<br />
a megadott értékekbıl<br />
és
<strong>Az</strong> i T (t1)=0 egyenletbıl a diódák vezetési ideje<br />
<strong>Az</strong> egy diódán átfolyó áram középértéke:<br />
<strong>Az</strong> egy tranzisztoron átfolyó áram középértéke:<br />
<strong>2.4.</strong>5.4. Példa<br />
5.4. Példa<br />
A <strong>2.4.</strong>5.4.-1. ábrában megadott idealizált egyfázisú öngerjesztéső inverterkapcsolásban a<br />
tranzisztorokat sorbakapcsolt diódával és kapcsolóval helyettesítjük. <strong>Az</strong> inverter transzformátoron<br />
keresztül tisztán L T induktivitásból álló terhelést táplál. Rajzoljuk meg az i B , i T , i D1 ,<br />
i D2 , i Th1 i Th2 áram, és az u T feszültség idıbeni lefolyását, és számítsuk ki a tirisztorok és diódák<br />
áramának középértékét, ha U B = 100 V, L T = 1 mH, f = 100 Hz, a transzformátor ideális és a<br />
féltekercsre vonatkoztatott áttétele 1: 1!<br />
<strong>2.4.</strong>5.4.-1. ábra. Egyfázisú váltóirányító idealizált<br />
kapcsolási vázlata (<strong>2.4.</strong>5.4. példához)<br />
Megoldás
<strong>Az</strong> <strong>2.4.</strong>5.1. példához hasonlóan a terhelésre jutó u T feszültség periodikus négyszögfeszültség<br />
(<strong>2.4.</strong>5.4.-2a ábra). Így i T idıbeni lefolyása is megegyezik az ott megadottal. <strong>Az</strong> azonos<br />
számértékek miatt az eredmények számszerően is egyeznek. A gondolatmenetben az eltérés<br />
csak annyi, hogy a diódák és tirisztorok áramát a terhelési áram ismeretében a gerjesztési<br />
törvény segítségével határozzuk meg.<br />
<strong>Az</strong> áramok középértéke<br />
A két kapcsolás a terhelıkör és a tirisztor áramterhelése szempontjából egyenértékő.<br />
<strong>2.4.</strong>5.4.-2. ábra. <strong>Az</strong> <strong>2.4.</strong>5.4.-1.ábrában megadott<br />
kapcsolás jellemzı mennyiségeinek idıfüggvényei<br />
<strong>2.4.</strong>5.5. Példa<br />
5.5. Példa<br />
A <strong>2.4.</strong>5.5.-1. ábrában megadott idealizált egyfázisú öngerjesztéső inverterkapcsolásban a<br />
tirisztorokat sorbakapcsolt diódával és kapcsolóval helyettesítjük. A terhelés LT induktivitás.<br />
Rajzoljuk meg az iB1, IBC, TI, iD1, iD2, iTh1, iTh2 áram, és az UT feszültség idıbeni<br />
lefolyását, és számítsuk ki a tirisztorok és diódák áramának iThAV, iDAV középértékét, ha<br />
UB =100 V, LT =1 mH, f= 100 Hz!
<strong>2.4.</strong>5.5.-1. ábra. Egyfázisú, kéttelepes, öngerjesztéső váltóirányító idealizált kapcsolási vázlata<br />
(<strong>2.4.</strong>5.5. példához)<br />
<strong>2.4.</strong>5.5.-2. ábra. A tápforrások áramai a <strong>2.4.</strong>5.5. kapcsolással<br />
megadott váltóirányítóban<br />
<strong>2.4.</strong>5.6. Példa<br />
5.7. Példa<br />
Két azonos, egyfázisú inverterkapcsolás kimeneteit feszültségszabályozás céljából<br />
sorbakapcsoljuk (<strong>2.4.</strong>5.6.-1. ábra). Vizsgáljuk meg a kapcsolás üzemviszonyait, ha az egyes<br />
<strong>inverterek</strong>et úgy vezéreljük, hogy a kimeneti feszültségek egymáshoz viszonyított<br />
fáziseltolási szöge π/2! A könnyebb áttekinthetıség céljából a tranzisztorokat ismét diódával<br />
és kapcsolóval helyettesítjük (1. a <strong>2.4.</strong>5.6.-1. ábrát). Rajzoljuk meg a kapcsolás u T , u T1 ,<br />
u T2 feszültségének és i D , i Th , i B1 , i B2 , i B áramának idıbeni lefolyását, és számítsuk ki az egyes<br />
áramok középértékét, ha U B = 100 V, f = 100 Hz, és a) R T = 1 Ω; b) L T = 1 mH!<br />
A transzformátorok féktekercsre vonatkoztatott áttétele 1: 1, az egyenirányító elemek és a<br />
transzformátor ideálisak.<br />
<strong>2.4.</strong>5.6.-1. ábra. A kimeneti feszültség szabályozása céljából<br />
sorbakapcsolt kimenető, egyfázisú, öngerjesztéső<br />
váltóirányító kapcsolások (<strong>2.4.</strong>5.6. példához)<br />
Megoldás
<strong>Az</strong> u T1 , u T2 részfeszültség most is a terheléstıl függetlenül U B amplitúdójú, periodikus<br />
négyszögfeszültség (<strong>2.4.</strong>5.6.-2aés b ábra). A terhelés feszültsége UT = u T1 + u T2 (<strong>2.4.</strong>5.6.-2c<br />
ábra).<br />
<strong>Az</strong> áramok meghatározása<br />
a) Ellenállás-terheléskor a feszültséggel megegyezı alakú áramot a tranzisztorok felváltva<br />
vezetik (<strong>2.4.</strong>5.6.-2d ábra), a diódák árama nulla, ahol<br />
<strong>2.4.</strong>5.6.-2. ábra<br />
b) Induktív terheléskor az i T terhelıáram<br />
meredekségő egyenes szakaszokból tevıdik össze, és középértéke nulla (<strong>2.4.</strong>5.6.-3b ábra). A<br />
tirisztorok és diódák felváltva vezetik az áramot. A két inverter azonos elemei<br />
aszimmetrikusan terhelıdnek ((<strong>2.4.</strong>5.6.-3c, d, e és f ábra). A tápforrás áramát az<br />
egyenletekbıl határozzuk meg ((<strong>2.4.</strong>5.6.-3g, h és i ábra).
<strong>2.4.</strong>5.6.-3 ábra. A <strong>2.4.</strong>5.6.-1. ábrában megadott kapcsolás jellemzı mennyiségeinek<br />
idıfüggvényei induktív terheléskor<br />
<strong>Az</strong> 1. inverter tápáramának I B1AV középértéke láthatóan negatív, tehát a tápforrás<br />
szempontjából termelıként, a 2. inverter tápáramának I B2AV középértéke pozitív, tehát a<br />
tápforrás szempontjából fogyasztóként viselkedik. <strong>Az</strong> egyes <strong>inverterek</strong> által leadott és felvett<br />
teljesítmény kiegyenlíti egymást, a kapcsolás eredıben a hálózatból hatásos teljesítményt nem<br />
vesz fel (I BAV = 0).<br />
<strong>Az</strong> áramközépértékek meghatározása:<br />
<strong>2.4.</strong>5.7. Példa<br />
5.8. Példa
Hídkapcsolású, egyfázisú inverter kapcsolóval és soros diódával helyettesített Th1 - Th3 és<br />
Th2 – Th4 tranzisztorpárjait fázisban π/2-re eltolva vezéreljük feszültségszabályozás céljából.<br />
A tranzisztorokat kapcsolóval és diódával helyettesítjük (<strong>2.4.</strong>5.7.-1. ábra).<br />
Rajzoljuk meg az u T feszültség és az i D , i Th , i B áramok idıbeni lefolyását, és számítsuk ki az<br />
áramok középértékeit, ha U B =100 V, f = 100 Hz és a) R T =1 Ω; b) LT =1 mH! <strong>Az</strong><br />
egyenirányító elemek ideálisak.<br />
<strong>2.4.</strong>5.7.-1. ábra. Egyfázisú, soros oltású, hídkapcsolású, öngerjesztéső váltóirányító idealizált<br />
kapcsolási rajza (<strong>2.4.</strong>5.7. példához)<br />
Megoldás<br />
A tápforrást két részre bontva fiktív nullapontot alakítunk ki. <strong>Az</strong> u 10 és u 20 feszültséget a<br />
kapcsolók és visszáramdiódák egyértelmően meghatározzák (<strong>2.4.</strong>5.7.-2a és b ábra). <strong>Az</strong> u T<br />
feszültséget az u T = u 10 -u 20 összefüggésbıl határozhatjuk meg (<strong>2.4.</strong>5.7.-2c ábra).<br />
a) <strong>Az</strong> i T áram alakra megegyezik az u T feszültséggel. A terhelıáram és tranzisztoráram<br />
maximuma<br />
A visszáramdiódák áramot nem vezetnek, a tranzisztorok áramát az <strong>2.4.</strong>5.7.-2d ábra mutatja.<br />
A tirisztoráram középértéke:
<strong>2.4.</strong>5.7.-2. ábra. A <strong>2.4.</strong>5.7.-1. ábrában megadott váltóirányító jellemzı mennyiségeinek<br />
idıfüggvényei impulzusszélesség-szabályozáskor, ha a terhelés ellenállás jellegő<br />
<strong>2.4.</strong>5.7.-3 ábra. A <strong>2.4.</strong>5.7.-1. ábrában megadott váltóirányító jellemzı mennyiségeinek<br />
idıfüggvényei impulzusszélesség-szabályozáskor, ha a terhelés induktivitás<br />
b) <strong>Az</strong> i T áram<br />
meredekségő egyenes szakaszokból áll, és középértéke nulla (<strong>2.4.</strong>5.7.-3b ábra), ahol
és