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SommaireIV.2.2 Immunité rayonnée 52V Conclusion....................................................................................................................... 57Conclusion et perspectives..................................................................................................... 64<strong>ANNE</strong>XES............................................................................................................................... 72Publications dans des revues internationales à comité de lecture.......................................... 73Communications dans des conférences internationales à comité de lecture.......................... 75Communications dans des conférences nationales avec comité de lecture ........................... 78<strong>Mémoire</strong>s de thèse et de DEA ............................................................................................... 79Thèses, DEA, stages encadrés, soutenus et en cours de préparation ..................................... 79Participation à des jurys de thèses ......................................................................................... 81Bilan des activités, responsabilités administratives et collectives en recherche.................... 82Bilan des activités, responsabilités administratives et collectives en enseignement ............ 853
Introduction généraleIntroduction généraleDepuis plusieurs années, l’électronique connaît un essor important. Le domaine del’embarqué qu’il soit automobile, ferroviaire, aéronautique ou spatial est particulièrementconcerné. Cet essor, traduit par une multiplication des dispositifs, doit limiter son impact enterme de poids et de volume et ce afin de maîtriser la consommation d’énergie des véhicules.Les systèmes électroniques se trouvent ainsi contraints dans des volumes réduits propices auxinteractions parasites entre les sous-systèmes. Ces interactions sont aussi favorisées par lesfréquences de signaux utilisées et qui vont de quelques Hertz à plusieurs Gigahertz. Leconcepteur électronicien doit tenir compte de ces contraintes en faisant appel à lacompatibilité électromagnétique (CEM). Toutefois dans une compétition économiqueinternationale effrénée, il dispose de moins en moins de temps pour concevoir et valider sessystèmes avec des coûts stables voire en baisse. L’utilisation des outils de CAO (ConceptionAssistée par Ordinateur) prend alors tout son intérêt. Ainsi nous constatons actuellement uneprogression fulgurante de l’utilisation de moyens de simulation lors de la conception dedispositifs électroniques et du nombre de logiciels mis à notre disposition. En fonction desobjectifs à atteindre, les outils peuvent être nombreux et variés. En effet, il existe des logicielspouvant travailler dans différentes bandes de fréquences allant de la Basse Fréquence à la trèsHaute Fréquence, permettant de caractériser des phénomènes différents (Electriques,électromagnétiques, thermiques…). Il devient donc nécessaire de choisir correctement lesoutils correspondant au mieux à nos attentes.Plusieurs approches peuvent être utilisées. L’approche probablement la plus utilisée estl’approche fonctionnelle. Elle a pour objectif de concevoir une fonction électrique répondant àun cahier des charges spécifiques. Mais depuis plusieurs années, la miniaturisation descircuits a imposé aux concepteurs de cartes électroniques d’utiliser de nouveaux outils et doncune nouvelle approche permettant de caractériser plus particulièrement les phénomènesélectromagnétiques, phénomènes ayant un impact direct sur le fonctionnement des circuits.Le premier chapitre concerne surtout les travaux réalisés sur les filtres actifs planaires, ilprésente la démarche mise en place pour obtenir de tels dispositifs et met en avant l’apport delogiciels électriques lors de la conception de telles fonctions.Le deuxième chapitre est plus dédié aux travaux de recherche liés à l’utilisation desimulations électromagnétiques 3D lors de la caractérisation et de la modélisation de circuits.4
Introduction généraleCes outils permettent de quantifier l’impact et l’influence de leur propre structure sur leurfonctionnement mais aussi la prise en compte de l’environnement de ces dispositifs.Mais, il serait utopique de penser que ces moyens de simulation peuvent permettre l’analysede n’importe quelle fonction. Il est donc indispensable de développer des moyens d’essaispour appuyer les outils de CAO. Le troisième chapitre concerne la mise en place de plateauxd’investigation CEM, notamment le banc champ proche, qui ont permis de développer unedémarche de modélisation originale des composants électroniques.5
CHAPITRE I -CONCEPTION DE FONCTIONSELECTRONIQUES :APPROCHE FONCTIONNELLE6
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleIIntroductionAfin de réduire les coûts de conception de circuits électroniques, il paraît de nos joursimpensable de développer ce type de dispositifs sans s’appuyer sur des moyens de CAO. Unedes approches utilisées, à savoir l’approche fonctionnelle, permet de prendre en compte tousles aspects électriques des composants constituant le dispositif. En effet, le concepteur disposed’une bibliothèque de modèles de composants fournis par les différents fournisseurs. De nosjours, il existe de nombreux outils de CAO type électrique. Parmi les plus connus, nouspouvons citer :• ADS de Agilent Technologies [1], qui est probablement le plus utilisé pour laconception de circuits analogiques microondes• Microwave Office développé par AWR [2]• Serenade développé par ANSOFT [3]• PSPICE d’ORCAD dédié à des circuits plus basses fréquences• Cadence [4]Lors de mes travaux de recherche, cette approche a été appliquée plus particulièrement lors dela conception de fonctions d’amplificateur/déphaseur que j’ai développées dans le cadre dema thèse à XLIM pour rendre accordables les filtres actifs planaires microondes [T1],[T2].II Intérêt du filtrage actif et démarche utiliséeLes circuits de filtrage ont trouvé leur application dans des systèmes radar de communicationset d’instrumentations microondes. Dans le même temps, l’évolution des dispositifsmicroondes impose une miniaturisation des éléments et circuits qui les composent. Afin derépondre à ces nouvelles exigences, l’une des solutions envisagées est le filtrage actif dont lescaractéristiques et les objectifs sont les suivants :• Réduction du poids et de l’encombrement de systèmes électroniques• Compatibilité avec les technologies planaires et monolithiques• Compensation des pertes d’insertion• Réglage électrique ou optique des performances de filtrage7
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleDe nombreuses études menées sur le thème des filtres actifs microondes [5], [6] ont permis deregrouper ces fonctions en deux familles :‣ Les filtres actifs résultant d’une modification de structures passives classiques :• Les filtres à résonateurs diélectriques dont les pertes sont compensées par uneboucle active [7]• Les filtres planaires dont les pertes sont compensées par des circuits actifs(boucles actives, circuits à résistances négatives) [8] [9] [10] [11] [12]‣ Les filtres actifs résultant d’une transposition aux fréquences microondes de conceptsdéveloppés dans d’autres domaines :• Les filtres à inductances actives et résonateurs actifs [13] [14] [15]• Les filtres analogiques continus (circuits gyrateurs appliqués au filtrage, filtresRC et filtres à réglage continu) [16] [17]• Les filtres résultant de la mise en cascade de cellules passives et actives [18]• Les filtres résultant de l’identification dans le domaine analogique microondedes filtres récursifs et transversaux [19] [20] [21] [22]Mais l’utilisation de composants actifs fait apparaître de nouvelles contraintes telles que lastabilité électrique, la réponse en bruit, le comportement fort signal ou la consommation.La conception d’un tel type de circuit nécessite de suivre une démarche rigoureuse qui peut sedécomposer en quatre étapes :• La première étape consiste à choisir les modèles des composants passifs et actifspour constituer les circuits et à définir les limites de validité et la précision desmodèles pour réaliser les études de sensibilité à venir lors de la conception decircuits.• A l’aide des outils de CAO, la deuxième étape permet de concevoir la fonctionélectronique. Cette étude est réalisée tout d’abord avec des éléments de circuitsidéaux, puis réels, et permet ainsi de déterminer sa réponse. Puis une étude desensibilité des différents éléments est effectuée afin de vérifier que la réponsenominale du circuit reste compatible avec les objectifs.8
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelle• Après la validation de la topologie, la troisième étape consiste à dessiner lemasque du circuit en intégrant toutes les contraintes technologiques.• Enfin la dernière étape consiste à effectuer les mesures du circuit pour vérifier sonbon fonctionnement.Mes travaux de thèse se sont basés sur cette démarche afin de développer des circuitsamplificateurs/déphaseurs permettant de rendre accordables une famille de filtres actifsintégrant plus particulièrement des résonateurs en anneaux.III Application de cette démarche à la conception de filtres actifs àrésonateurs en anneauxLes topologies de résonateurs en anneaux considérés sont constituées de plusieurs anneauxplanaires couplés entre eux, chacun pouvant compter jusqu’à deux amplificateurs unilatéraux,un dans chacune des branches non couplées (figure 1 )COG, Φ G, ΦCOEntréeG, ΦG, ΦSortieFigure 1 : Topologie des filtres actifs en anneauxAfin de pouvoir accorder de façon simple ces filtres, j’ai développé un moduleamplificateur/déphaseur intégré [P7], [CI3], [CI23], [CI24], [CI25], [CN6], [CN7].La structure choisie est un déphaseur analogique simple, elle consiste en un transistor à effetde champ (TEC) sur lequel nous avons rajouté sur la grille, et entre grille et drain, uneimpédance LC série. Chaque impédance inclut une diode varactor servant d’élément variablepour l’accord de phase. La configuration optimale est présentée figure 2.9
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleLC(V)EntréeLC(V)TECSortieFigure 2 : Configuration optimale du déphaseur en transmissionLa conception de circuits déphaseurs est une des plus complexes à réaliser puisqu’ellenécessite la vérification simultanée des critères de phase et de gain en transmission mais aussid’adaptation. Aussi, afin d’optimiser ces circuits réalisant la fonction de déphasage, j’ai aupréalable défini une procédure d’optimisation permettant d’obtenir un déphasage maximallinéaire avec la tension de commande en conservant un niveau de transmission constant entredeux états de la commande de phase. Cette procédure est basée sur l’utilisation de troiscircuits obtenus pour trois tensions caractéristiques de polarisation des diodes :La tension inverse minimale notée V min = 0VLa tension inverse maximale notée V maxLa tension moyenne notée V moy avecVmin+ VmaxVV moy= =2 2Le déphaseur est complété par un étage amplificateur utilisant le principe de l’adaptationrésistive d’un TEC large bande [23]. La topologie est présentée figure 3.max10
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleR 2L 4VaractorEntréeL 1TECL 3VaractorTECSortieL 2CR 1Figure 3 : Topologie finale de l’amplificateur déphaseurLe choix de la topologie et l’ensemble des simulations ont été appuyés par le logiciel ADS deAgilent Technologies [1].L’étape suivante a ensuite été de dessiner et de réaliser le masque du circuit à l’aide duprocédé ED02H de OMMIC [24] (figure 4)Figure 4 : Masque du circuit amplificateur/déphaseurEnfin les mesures de phase et de paramètres S ont permis de vérifier le bon fonctionnementdu circuit. Certains résultats sont présentés figure 5, figure 6, figure 7, figure 8.11
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleΦ(°)100.0Φ(°)100.060.020.0Déphasage 1(°)Déphasage 2(°)60.020.0Déphasage 1(°)Déphasage 2(°)-20.02.5Fréquence 0.5GHz/div5.0Figure 5 : Déphasage simulé pour les deuxtensions V min et V max référencées par rapportà V moy-20.02.5 Fréquence 0.5GHz/div 5.0Figure 6 : Déphasage mesuré pour les deuxtensions V min et V max référencées par rapportà V moyS 21 (mag)1.151.101.051.000.950.90V minV moyV max2.5 5.0Fréquence 0.5GHz/divFigure 7 : Paramètre S 21 simulé pour lestrois tensions de diodes V min , V moy, V maxS 21 (mag)1.301.251.20 Fréquence 0.5GHz/div1.151.101.051.000.952.5Fréquence 0.5GHz/divV minV moy5.0V max5.0Figure 8: Paramètre S 21 mesuré pour lestrois tensions de diodes V min , V moy, V maxLa puce a ensuite été utilisée pour simuler des filtres en anneaux du premier ordre accordablesen fréquence entre 3 et 4 GHz. La même technique a été appliquée pour étudier un filtre dudeuxième ordre comprenant un module amplificateur/déphaseur dans chaque anneau. Le filtrerésultant présente une bande passante de 100 MHz à 4 GHz avec une ondulation de 0,1 dB.L’accord en fréquence est réalisé entre 3,5 et 4,25 GHz.IV ConclusionCes travaux ont permis de démontrer l’utilité des moyens de simulation électriques pourdévelopper des fonctions électroniques microondes. Mais la miniaturisation croissante descircuits nécessite une prise en compte des phénomènes électromagnétiques etmalheureusement ces outils présentent des limites lorsqu’il s’agit de caractériser les12
Chapitre I – Conception de fonctions électroniques : approche fonctionnelleinteractions présentes entre les différents composants. C’est pourquoi je me suis orientée versl’utilisation de logiciels type électromagnétiques 3D afin de démontrer l’intérêt de tels outilsdans la caractérisation et la modélisation de structures passives 3D. L’approche suivante seradonc plus axée sur les aspects liés à la compatibilité électromagnétique.13
[P7]MMIC broadband analog phase shifter and gain circuit for frequencytunable microwave planar multipole active filters categoriesA. Cenac/Louis, L. Nenert, L. Billonnet, B. Jarry, P. GuillonMicrowave and Optical Technology Letters, vol. 25, n°5, Juin 2000, pp 311-31814
[CI3]Low noise and frequency tunable microwave active recursive filtersusing power summation principlesA. Cenac/Louis, H. Ezzedine, L. Billonnet, B. Jarry, P. GuillonIMS’99, IEEE MMT-S International microwave symposium digest, June 13-19,1999, Anaheim, USA, pp. 1227-123415
[CI4]Broadband monolithic analog phase shifter and gain circuit forfrequency tunable microwave filtersA. Cenac/Louis, L. Nenert, L. Billonnet, B. Jarry, P. GuillonIMS’98, IEEE MMT-S International microwave symposium digest, June 7-12,1998, Baltimore, USA, pp 869-87216
CHAPITRE II -GESTION ET PRISE EN COMPTE DESPHENOMENES ELECTROMAGNETIQUES17
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesIIntroductionL’approche fonctionnelle, comme son nom l’indique, permet d’étudier le comportementlinéaire et non linéaire d’un dispositif électronique mais ne permet pas d’étudier lesinteractions électromagnétiques avec son environnement. Pour aborder et étudier cesphénomènes, des outils de modélisation électromagnétique sont à notre disposition.II Les outils de simulationLorsque je suis arrivée au Centre Régional de Ressources Electroniques (C2RE), les moyensde simulation électrique et électromagnétique étaient inexistants. J’ai donc été chargée par ledirecteur du C2RE, Mr Mazari, de mettre en place une plate-forme de modélisation.Afin de développer au plus vite l’activité de recherche, le choix s’est tout naturellement portévers des logiciels commerciaux, le laboratoire n’ayant pas à cet instant les ressourcesnécessaires pour développer ses propres codes. J’ai donc dans un premier temps étudié lesdifférents codes de calcul afin de connaître pour chacun d’entre eux le domaine d’applicationque ce soit au niveau des structures étudiées ou des bandes de fréquences. Puis j’ai évalué leslogiciels les plus utilisés sur le marché. Je me concentrerai ici uniquement sur les outils demodélisation électromagnétique qui prennent une part importante lors de l’étude desphénomènes électromagnétiques et plus particulièrement lors de l’expertise CEM. Les codesde calcul sont nombreux, je n’ai donc étudié que les principaux et ceux utilisés dans lelaboratoire.II.1 Les méthodes numériquesDurant ces dernières années, de nombreuses techniques d’analyse ont été développées pour lacaractérisation des dispositifs microondes volumiques, planaires contenant des élémentsdistribués. Des procédures numériques telles que les différences finies dans le domainetemporel, les éléments finis et les formulations intégrales résolues par la méthode desmoments existent [25]. Le choix entre ces différentes méthodes s’effectue en fonction desstructures à étudier et de l’environnement dans lequel elles se trouvent.18
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesII.1.1 La méthode des différences finies dans le domaine temporel (FDTD)Cette technique utilise la méthode des différences finies pour déterminer l’évolutiontemporelle des champs électromagnétiques. Si nous souhaitons une réponse fréquentielle, latransformée de Fourier est appliquée pour obtenir le spectre fréquentiel et les distributionsspatiales des champs dans la structure. Cette méthode permet d’étudier les phénomènesélectromagnétiques de dispositifs volumiques et planaires.La FDTD divise la structure à étudier en cubes ou en carrés suivant le nombre de dimensionsconsidéré. Les équations de Maxwell basées sur le rotationnel des champs E r et H rsontensuite exprimées. Les dérivées spatiales sont remplacées par des différences finies Δx, Δy,Δz et la dérivée temporelle est discrétisée avec un pas Δt. Les composantes des champs sontalors calculées en fonction du temps et la transformée de Fourier est ensuite appliquée à laréponse temporelle pour obtenir la réponse fréquentielle de la structure.Cette méthode nécessite de connaître les conditions aux limites pour pouvoir résoudre leséquations de Maxwell.II.1.2 Méthode des éléments finis (MEF)Cette méthode est très utilisée pour la caractérisation électromagnétique des dispositifsmicroondes volumiques ou planaires. C’est une analyse fréquentielle. Les structures étudiéessont de formes quelconques et se regroupent en deux grandes familles.Structures fermées : elles occupent soit un volume limité par des murs électriquesou magnétiques parfaits sur lesquels s’appliquent des conditions aux limites de type Neumanou DirichletStructures rayonnantes : elles sont caractérisées par des conditions aux limitesabsorbantes.Les milieux constituant la structure peuvent être homogènes, isotropes ou anisotropes avec ousans pertes. Les caractéristiques prises en compte sont leur permittivité ε, leur perméabilité μet éventuellement leur conductivité σ.La M.E.F permet deux types d’analyse :19
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiques• La détermination de la fréquence de résonance ainsi que les allures des champsélectriques et magnétiques de chaque mode de la structure. Le facteur de qualité àvide Q 0 peut être calculé connaissant les paramètres caractéristiques des pertesmétalliques et/ou diélectriques.• Le calcul des paramètres [S] du dispositif en fonction de la fréquence.II.1.3 Méthode des moments (MoM)La méthode des moments est basée sur une formulation intégrale faisant intervenir lescourants surfaciques induits sur des plans métalliques présents dans la structure étudiée.Dans ce cas, elle nécessite uniquement un maillage des surfaces conductrices et estprincipalement utilisée pour la caractérisation de circuits planaires. L’utilisation de cettetechnique impose une homogénéité des substrats dans un même plan. Différentes couchespeuvent cependant être superposées.Cette résolution numérique permet entre autres de déterminer les paramètres S.II.1.4 Technique d’intégration finie (TIF)Cette méthode est basée sur la discrétisation des équations de Maxwell sous leur formeintégrale. Pour résoudre ces équations, le volume étudié est fermé et est décomposé en unmaillage cubique. Sur chaque face du cube, les équations de Maxwell sont écrites sous formematricielle pour être résolues. Comme pour la méthode des éléments finis, il est nécessaire dedonner des conditions aux limites pour borner la structure.Actuellement, l’IRSEEM possède quatre logiciels commerciaux : HFSS [26] et Maxwell [27]d’Ansoft basés sur la méthode des éléments finis, Microwave Studio [28] basé sur latechnique d’intégration finie et Momentum [29] d’Agilent Technologies basé sur la méthodedes moments.La diversité de ces moyens de modélisation électromagnétique permet de les utiliser dans denombreuses applications, c’est pourquoi nous les retrouvons dans l’ensemble de nos activitésde recherche. En effet, ces moyens peuvent trouver leur utilité lors de la caractérisationélectromagnétique intrinsèque aux dispositifs électroniques ou bien lors de l’identification des20
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquescauses de leur dysfonctionnement liées aux problèmes électromagnétiques créés par leurenvironnement. (modes de cavité, présence de couplage,….)J’ai alors développé cette activité de modélisation dans le cadre de thèses et de projets derecherche partenariale.II.2 Applications : Impact de la topologie propre du dispositifII.2.1 Impact CEMII.2.1.1 ConnecteursAfin de connaître la réponse globale d’un dispositif électronique, il est nécessaire de connaîtrel’impact, sur cette réponse, de la topologie des éléments qui le composent et pour celal’extraction d’un modèle équivalent prend tout son intérêt. Pour atteindre cet objectif, j’ai misen place une méthodologie applicable sur un grand nombre de structures 3D passives.Cette démarche se décompose en deux grandes étapes :• La première consiste à réaliser la simulation électromagnétique permettant deprendre en compte les caractéristiques géométriques et physiques de la structure.• La seconde est l’importation de ces résultats dans un logiciel électrique permettantd’extraire un schéma équivalent complet à éléments localisés. Cette approche a étéutilisée et validée lors de la caractérisation de connecteurs embarqués dans lesdomaines du ferroviaire et de l’aéronautique. Ces connecteurs sont constitués decontacts et l’objectif de cette étude était de déterminer un schéma équivalent àéléments localisés d’un et de deux contacts (Figure 9).Visualisation d’un contactVisualisation de deux contactsFigure 9: Structures étudiées21
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesLes simulations ont été réalisées à l’aide du logiciel Microwave Studio et ont permis d’obtenirles paramètres S dans la bande de fréquences 1 MHz à 1GHz. [CN4]Figure 10 : Paramètres S 21 et S 11 d’un contact seulEnsuite, à l’aide du logiciel électrique ADS de Agilent Technologies, nous avons pudéterminer les valeurs de l’inductance équivalente d’un contact, la mutuelle inductance et lacapacité entre deux contacts.Afin de valider cette méthode, ces résultats ont été recalculés par une approche théorique etconfrontés à des mesures.II.2.1.2 CâblesUn projet de recherche similaire a été mené sur des câbles destinés au domaine del’aéronautique. Son objectif était de mettre en évidence une corrélation entre le comportementhyperfréquence de câbles coaxiaux et leurs paramètres géométriques et électriques. Pouraborder cette étude, je me suis basée sur les mêmes outils de CAO.La topologie exacte d’un câble rubané est très complexe et il serait extrêmement long desimuler son comportement sur des longueurs de quelques dizaines de mètres. Nous avonsdonc décidé de trouver un modèle simplifié. Afin de le valider, nous avons simulé deuxstructures à l’aide de la technique d’Intégration Finie. La première était très proche du câbleréel, la seconde, quant à elle, avait les mêmes caractéristiques géométriques au niveau de sondiamètre et de sa longueur, la différence principale est la présence de gaps d’air transversauxdans la couche de téflon (figure 11). [CN5]22
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesTéflonAirGap d’airTopologie proche du câble réelFigure 11 : Structures étudiéesModèle simplifiéLes résultats obtenus par simulation pour ces deux structures sont présentés sur la figure 12.S 11 (dB)Modèle réelModèle simplifiéFréquence (GHz)Figure 12 : Module de S 11 obtenu pour les deux structuresUne fois le modèle validé, nous avons cascadé, sous le logiciel ADS, les résultats issus de lasimulation électromagnétique de la première structure pour décrire un câble plus long. Lafigure 13 représente le comportement du module du coefficient de réflexion en fonction de lafréquence pour un câble de 15m.23
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquess11 en dB0-10-20-301 6-40-50modélisation électromagnétiqueSimulations touchstone-60-70-80-90-100Figure 13 : Module de S 11 obtenu pour une longueur de 15 mII.2.1.3 Etude de bobines pour des sièges automobilesLes études précédentes ont surtout fait appel à des logiciels de simulation de fonctionshyperfréquences mais l’approche mise en place est aussi applicable pour des structuresutilisées dans le domaine des basses fréquences.Ainsi, j’ai travaillé sur un projet de recherche ayant pour objectif l’étude de bobinesémettrices et réceptrices utilisées dans le cadre de la connexion entre le siège et le châssisd’un véhicule automobile. Le travail consistait à identifier les topologies de bobinesprésentant le meilleur coefficient de couplage.II.2.2 Impact thermiqueUne autre application possible des outils de modélisation électromagnétique concerne lacaractérisation de dispositifs basés sur les procédés à chauffage microonde. Il est trèsimportant de connaître et de contrôler la distribution du champ électromagnétique et de latempérature dans l’objet étudié. En effet, afin d’optimiser les applications industrielles, il estindispensable de rendre le chauffage au sein du milieu le plus uniforme possible.J’ai donc proposé d’utiliser le logiciel HFSS d’ANSOFT pour déterminer la distributionlocale du champ électromagnétique [P4], [P6], [CI20], [CI21], [CN2]. Une fois l’intensité etla localisation du champ déterminées, la répartition spatiale de la température locale peut êtrecalculée et comparée à l’expérimentation.24
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesCes travaux ont été réalisés dans le cadre d’une thèse en partenariat avec le LRCP de l’INSAde Rouen [30]. Le moyen de test à caractériser est présenté figure 14.Mesure depuissanceCharge à eauCheminéeCheminéehuileGuide d’ondesPistonSourceMagnétronCirculateurGénérateur et applicateur microondeprésents au LRCPPiston d’accordStructure simuléeFigure 14 : Description du moyen de testLa première étape permet la validation du logiciel par une étude comparative entre lespuissances absorbées dans le milieu obtenues en mesure et en simulation.La seconde étape consiste en une validation locale par comparaison de la simulation duchamp et de la mesure de la température. Un exemple de résultats obtenus est présentéfigure 15.Répartition du champ électriqueRépartition de la température (°C)Figure 15: Cartographies du champ électrique et de la températureNous démontrons ainsi que la modélisation électromagnétique peut jouer un rôle importantdans la caractérisation des phénomènes thermiques.II.2.3 ConclusionLes études précédentes ont surtout permis de caractériser les phénomènes électromagnétiquesintrinsèques aux structures. Une autre application de ces outils de simulation25
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiquesélectromagnétique concerne la caractérisation de l’impact des rayonnementsélectromagnétiques présents dans l’environnement sur le fonctionnement propre desdispositifs électroniques.II.3 Applications : Impact de l’environnement sur les dispositifsélectroniquesCette nouvelle approche s’est réalisée notamment dans le cadre d’une thèse en partenariatavec Thales Air Defence sur la caractérisation de modules radar. L’objectif de cette thèse étaitde mettre en place une méthodologie de conception de cartes radar en prenant en compte lescontraintes CEM [Th1], [CI13], [CI19].Un des problèmes que peut rencontrer le concepteur de modules radar est l’intégration de cescartes dans des boîtiers métalliques. J’ai donc proposé d’utiliser le logiciel HFSS pour étudierles phénomènes électromagnétiques et notamment les modes de résonance des boîtiers utilisésdans les modules. Pour supprimer les modes de cavité, plusieurs solutions sont envisageables.Une première possibilité consiste à réduire les dimensions, solution qui n’est pas toujoursréalisable car les dimensions des boîtiers sont imposées. Un deuxième moyen est de rajouterdes plots métalliques permettant de casser les modes et d’augmenter les fréquences derésonance. Afin que ces plots jouent leur rôle correctement, il faut les placer sur un maximumde champ.Les simulations électromagnétiques vont permettre de connaître la répartition du champélectrique et de détecter ainsi la position des maxima. Les simulations d’une des cavitésétudiées sont présentées figure 16. Cette cavité présente une résonance à 3.32GHz, nousdémontrons que le rajout de plots au sein de la cavité permet d'augmenter les fréquences derésonance.26
Chapitre II – Gestion et prise en compte des phénomènes électromagnétiques117mm71mmcolonettes métalliquesMode2 (3.32 GHz)Mode 2 (4.14 GHz)Figure 16: Influence de plots sur les résonancesNous démontrons ainsi que l’utilisation de logiciels électromagnétiques permet d’aider leconcepteur à supprimer les perturbations liées à la présence du boîtier sur le fonctionnementde circuits électroniques.Une étude complémentaire a été réalisée pour connaître l’influence d’un mauvais contactentre les extrémités des plots et les plans de masse, en effet dans ce cas, les fréquences derésonance sont modifiées sans être complètement cassées.Dans le cas de la cavité, le gap créé entre l'extrémité du plot métallique et le capot (ou lamasse hyperfréquence) engendre des effets capacitifs. Les champs électromagnétiques seconcentrent alors au niveau du plot.Par simulation électromagnétique sous HFSS avec l'utilisation du “solver eigenmode”, nouspouvons mettre en évidence cet effet capacitif au niveau du plot.III ConclusionNous avons démontré l’utilité des logiciels électromagnétiques 3D lors de la caractérisationde structures passives. Mais ces outils ne permettent pas de prendre en compte l’ensemble desphénomènes électromagnétiques liés aux circuits actifs. Pour palier ce problème, nous avonsdéveloppé une méthodologie basée sur des bancs de test spécifiques afin d’extraire desmodèles électromagnétiques susceptibles d’être intégrés dans des plates-formes de simulation.27
[CI13]Near field measurement for circuits and active devices diagnosticC. Arcambal, A. Louis, F. Dhondt, B. Mazari, P. EudelineICONIC 03, 18-20 juin 2003, Rouen, pp 153-15828
[P4]Study of the thermal repartition in a microwave reactor: Application tothe nitrobenzene hydrogenationC. Bonnet, L. Estel, A. Ledoux, B. Mazari, A. LouisChemical engineering and processing 43, pp 1435-1440; 200429
CHAPITRE III -PLATEAUX DE MESURES ET MODELISATIONDE COMPOSANTS30
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsIIntroductionLes outils de modélisation électromagnétique sont très utiles lors de la conception destructures passives mais présentent des limites lorsqu’il s’agit de caractériser le rayonnementélectromagnétique de structures actives. C’est pourquoi, j’ai participé à la mise en place ausein de l’IRSEEM d’un banc de diagnostic CEM : le banc de mesure champ proche [31].Cette recherche s’est réalisée dans le cadre de la filière Haute-Normandie AéroEspace enpartenariat avec Thales Air Defence et Deutsch Compagnie. Le développement de ce banc anécessité la mise en place de deux thèses, la première axée sur le développement et lavalidation du banc de test, la seconde destinée au développement de sondes de mesure champproche. Mon travail a porté plus particulièrement sur ce deuxième point.II Le banc de mesure champ procheLe banc de mesure champ proche développé à l’IRSEEM est basé sur la méthode de mesuredirecte. Le champ électromagnétique local est mesuré à l’aide de sondes de champ électriqueou magnétique connectées à un analyseur de spectre. Un logiciel contrôle le déplacement de lasonde, l’acquisition et le traitement des données et éventuellement le générateur. Le banc estprésenté figure 17 [Th2], [P3], [P5], [CI10], [CI15].Analyseurde spectreGénérateurzzSondeyxRobot 5 axesy2 rotationsSynoptiqueCircuitxFigure 17: Le banc de mesure champ proche31
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsIII Les sondes de mesure champ procheParallèlement à la mise en place du banc, des sondes de mesures champ proche sontdéveloppées afin de mesurer les différentes composantes du champ électrique et du champmagnétique.III.1 Description des sondes de mesuresParmi les différentes topologies de sondes de mesures champ proche présentes dans lalittérature, nous en avons retenu trois principales qui sont le câble coaxial [32] [33], le dipôleélectrique [34] [35] [36] et la boucle magnétique [37] [38] [39] (figure 18) [Th3], [S1], [S2],[CI2], [CI12], [CI14], [CI17], [CI18].15,5 cm10,5 cm10,5 cmCâble coaxialDipôle électriqueBoucle magnétiqueFigure 18 : Sondes de mesures des champs électrique et magnétiqueLa difficulté majeure que nous rencontrons dans ce type de mesures est de pouvoir mesurer lechamp électromagnétique rayonné par le DUT en supprimant les perturbations créées par laprésence de la sonde. Il est donc primordial de caractériser la sonde en déterminant safonction de transfert afin de connaître le rayonnement réellement émis par le dispositif soustest.III.2 Caractérisation des sondes de mesures• Les méthodes de calibrageUne part importante de notre travail a donc été d’étudier les différentes méthodes de calibragede sondes.32
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsUne étude bibliographique a permis d’extraire différentes méthodes [40] :• Calibrage par substitution à l’aide d’une sonde de référence• Calibrage dans un champ électromagnétique connu analytiquement :o Calibrage dans une cellule TEMo Calibrage dans un guide d’ondes circulaire ou rectangulaireo Calibrage sur une ligne de transmissionEn fonction des moyens présents dans le laboratoire, nous avons plus particulièrementdéveloppé la dernière méthode citée et nous l’avons appliquée aux sondes coaxiales, auxdipôles électriques et aux boucles magnétiques (figure 19).Figure 19 : Calibrage de la sonde à l’aide d’un fil au-dessus d’un plan de masse.Parallèlement à cette méthode, concernant le dipôle électrique et la boucle magnétique, nousavons déterminé l’expression analytique du facteur d’antenne représentant le rapport entre lesignal de sortie de la sonde et l’amplitude du champ incident [41]. En complément desméthodes de calibrage, il est nécessaire de déterminer la fonction de transfert de la sonde.Pour cela, nous avons développé une approche basée sur le spectre d’ondes planes pouvantêtre appliquée sur tout type de sondes. Cette méthode nous parait être la plus pertinente et laplus complète dans l’extraction de la fonction de transfert de la sonde.• Spectre d’ondes planesLa méthode du spectre d’ondes planes est basée sur la superposition d’ondes planes de mêmefréquence mais d’amplitudes et de directions de propagation différentes [42]. Le principeconsiste à considérer que le spectre du champ mesuré est le produit du spectre du champ réelavec la réponse spectrale de la sonde. A l’aide d’un dispositif de référence dont nous33
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsconnaissons parfaitement le rayonnement, nous calculons la réponse de la sonde. Laprocédure mise en place est présentée figure 20 [Mast1].Champ réel à une hauteur z=z t dudispositif de référence.Mesure champ proche à unehauteur z=z t du dispositif deréférence.Calcul du spectre du champ réel dudispositif de référence à z t :F reél (k x ,k y ,z t )Calcul du spectre à z=z tF mes (k x ,k y ,z t )Calcul de la réponse spectrale dela sonde à z=z tS(k x ,k y ,z t )Exploitation de cette réponse pourd’autres dispositifs.Figure 20 : Algorithme d’extraction de la réponse de la sonde par spectre d’ondes planesNous avons appliqué cette démarche sur la caractérisation de la sonde monopôle. La fonctionde transfert est déterminée à deux hauteurs et appliquée pour deux dispositifs passifs. Lesrésultats obtenus sont présentés figure 21.34
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composants10.9Réponse spatiale du monopoleSonde à 1mmSonde à 5mm0.80.70.6S(y)0.50.40.30.20.1LignemicrorubanCoupleurhybride6050Correction des mesures à 1mmChamp Ez corrigéChamp Ez réelChamp Ez mesuré400-0.04 -0.03 -0.02 -0.01 0 0.01 0.02 0.03 0.04y-m-Ez-dBV/m-3020100-0.04 -0.03 -0.02 -0.01 0 0.01 0.02 0.03 0.04y-m-Figure 21: Extraction de la fonction sonde et son application pour la correction des mesuresActuellement, la détermination de la fonction sonde est développée en deux dimensions afind’affiner nos résultats.Comme nous l’avons dit précédemment, les techniques de mesure champ proche permettentd’effectuer du diagnostic CEM sur des systèmes électroniques en identifiant, entre autres, leszones de fort champ, les phénomènes de couplage présents dans les structures étudiées. Nousavons validé notre banc sur différentes topologies à savoir des cartes hyperfréquences maisaussi des câbles. Malheureusement, cette approche ne suffit plus pour appréhendercorrectement les phénomènes liés à la compatibilité électromagnétique. En effet, depuisquelques années, nous sommes confrontés à une augmentation de la complexité et du niveaud’intégration des circuits électroniques utilisés dans les domaines aéronautique, spatial etautomobile. La validation d’un point de vue CEM doit se faire à toutes les phases deconception du dispositif électronique et les différents éléments le constituant doivent répondreaux exigences des normes CEM. De ce fait, il devient indispensable de connaître lecomportement électromagnétique des composants.35
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsAfin de réduire les délais et les coûts de conception, de plus en plus d’industriels ont recoursaux outils de simulations. Il est donc impératif de disposer de modèles fiables traduisant lecomportement CEM des composants pour intégrer ces données dans les plates-formes desimulations. Nous nous sommes donc intéressés à cette thématique et avons lancé dans lecadre de la filière Haute Normandie AéroEspace et en partenariat avec Thales Air Defence unprogramme de recherche intitulé “CEM des composants des systèmes électroniquesembarqués”. J’ai été nommée chef de projet de ce programme avec pour objectif decaractériser et de déterminer des modèles de composants susceptibles d’être intégrés dans lesdifférents outils de simulation [Th4], [Th5], [Th6].IV Modélisation CEM des composantsLes axes de recherche que nous avons définis sont directement liés aux phénomènes CEMprésents à proximité d’un composant à savoir :• L’émission conduite• L’émission rayonnée• L’immunité conduite• L’immunité rayonnéeIl est alors nécessaire de déterminer un modèle pour chaque phénomène, la finalité étant detrouver un modèle global. La démarche utilisée pour la construction des différents modèles estprésentée ci-dessous :36
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsEtude bibliographique choix des modèles choix des bancs de mesuresDéveloppement de bancs de mesuresAdaptation du banc champ procheDéveloppement desmodèles en émissionDonnées expérimentalesDéveloppement desmodèles en immunitéValidation des modèles enémission sur des cas testsModèles théoriquesSimulations électromagnétiquesRésultats expérimentauxValidation des modèles enimmunité sur des cas testsIntégration des modèles dansles outils de simulationsIntégration des modèles dansles outils de simulationsConstruction d’un modèle globalcouplant émission et immunitéImplémentation dans les platesformesde simulationsFigure 22: Synoptique de la démarche suivieDes premiers travaux portant sur des circuits intégrés ont abouti au développement d’unmodèle appelé IBIS (Input/Output IC Buffer Specification) permettant de prendre en comptela non linéarité des entrées/sorties et l’influence des parasites imputables au boîtier [43].Ces dernières années, le groupe de normalisation français UTE (Union Technique del’Electricité et de la Communication) « SC47A WG CEM: Integrated Circuits, EMC »regroupant des laboratoires de recherche (le Laboratoire d’Etude des Systèmes Informatiqueset Automatiques (LESIA) de l’INSA de Toulouse, l’équipe d’électronique de l’ESEOd’Angers, l’IRSEEM…) et des industriels des domaines aéronautiques et automobiles(EADS, Valeo, Atmel, Siemens, Freescale, …) a proposé un modèle appelé ICEM (IntegratedCircuit Electromagnetic Model) qui est en cours de normalisation au niveau international sous37
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsla référence IEC62433-2 [44] [45]. Il a pour objectif de modéliser un circuit intégré dans lebut de prédire, dans un premier temps les émissions en mode conduit et dans un deuxièmetemps celles en mode rayonné.Les études portant sur des modèles de susceptibilité de composants sont très peu nombreuses.Initialement, deux équipes en France travaillaient dans ce domaine, le laboratoire derecherche le LESIA et un industriel VALEO VECS, sur un modèle nommé ICIM (IntegratedCircuit Immunity Model).IV.1 Etude des composants en émissionIV.1.1 Emission conduitePour débuter l’activité, nous nous sommes concentrés sur les émissions des composants etplus particulièrement sur le modèle ICEM qui permet de décrire le comportementélectromagnétique d’un circuit intégré [S3]. Les champs électromagnétiques émis par lecomposant sont dus à son activité interne et au bruit de couplage des I/O (Entrées/Sorties).Le modèle ICEM traduit trois phénomènes électromagnétiques:• Émission conduite à travers les lignes d’alimentation• Emission conduite à travers les lignes entrée/sortie• Émission rayonnée directeLe modèle ICEM en conduit est bien avancé et est couramment utilisé, il est constitué de deuxsous modèles analogique et numérique, chacun intégrant une source de courant parasitereprésentative de son activité interne (IA, Internal Activity) et d’un réseau passifd’impédances (PDN, Passive Distribution Network) (figure 23).38
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsModèle ICEMConnexion entreles deux blocsBrocheEntrée/SortieBloc ICEMnumériqueBloc ICEManalogiqueV dd V ss AV ddAV ssPDNIAFigure 23 : Modèle ICEMLa détermination du courant interne s’effectue à partir du réseau passif de distribution et ducourant externe mesuré sur les broches du circuit intégré. Nous avons mis en place deuxméthodes pour la mesure du courant externe, une basée sur la méthode 1 Ω préconisée dans lanorme (figure 24) [46] et celle basée sur les techniques de mesures champ proche nomméeméthode champ magnétique afin de démontrer que cette dernière peut être utilisée dans cetype de caractérisation.Circuit intégré3VVdd_coreVss_coreR249ΩRécepteur demesure 50ΩPartie calibrageSonde 1ΩR11ΩMéthode de mesure 1ΩSonde 1Ω développéeFigure 24 : Principe et sonde utilisée pour la méthode de mesure 1Ω39
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsNous effectuons figure 25 la comparaison des performances obtenues par les trois méthodessuivantes :• la méthode 1Ω,• la méthode champ magnétique et l’application de la loi de Biot et Savart,• la méthode champ magnétique et l’application du théorème d’Ampère,-5Current f=11.059MHz-10I(dBmA)-15-20Biot&Savart lawAmpere theoremCurrent 1Ohm-25-300.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2z(mm)Figure 25 : Comparaison méthode 1Ω et méthodes champ magnétiqueObtenant des résultats cohérents, nous validons notre approche et utilisons le banc de mesurechamp proche dont l’utilisation est moins contraignante pour le type des cartes testées.Outre le développement d’outils de caractérisation pour le modèle en conduit, nous nousintéressons aussi à un modèle en rayonné.IV.1.2 Emission rayonnéeIV.1.2.1 Modèle basé sur des lignes de courantPour aborder la modélisation des émissions rayonnées du composant, nous nous sommesbasés sur les techniques de mesures champs proches. Notre approche s’est décomposée endeux étapes. La première consiste à déterminer un modèle basé sur des lignes de courantplacées manuellement et obtenu à partir des cartographies des composantes tangentielles H x ,H y et H xy (figure 26).40
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsIV.1.2.2 Modèle basé sur un réseau de dipôlesQue ce soit le réseau de dipôles électriques ou le réseau de dipôles magnétiques, nous avonsmis en place une méthodologie de développement de modèles basée sur un code Matlabdéveloppé en interne et permettant, à partir de cartographies champ proche, de créer le réseaude dipôles [P1]. Nous nous sommes particulièrement concentrés sur la caractérisation duchamp magnétique étant données les fréquences auxquelles nous travaillons (de quelques kHzà quelques MHz)IV.1.2.2.1 Principe de modélisationDans un premier temps, il nous faut connaître le rayonnement du champ magnétique à unecertaine distance au-dessus du composant. Cette distance doit être la plus faible possible afinde récupérer toute l’information sur le rayonnement.La phase du champ magnétique devant être mesurée, nous avons mis en place deux protocolesde mesure : l’un basé sur l’utilisation d’un analyseur de réseau vectoriel en configuration“mode source externe” (cf. configuration 1-figure 28), l’autre intégrant un analyseur despectre (cf. configuration 2-figure 28)42
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsQuartzSonde deréférenceAnalyseur deréseau vectorielMicrocontrôleurSonde champmagnétiquePCConfiguration 1QuartzSonde deréférenceHybrideAnalyseur despectreMicrocontrôleurSonde demesurePCConfiguration 2Figure 28 : Principe de mesure champ procheLa deuxième étape consiste à utiliser les équations de Maxwell et le potentiel vecteur pourdéterminer le champ magnétique rayonné par un dipôle caractérisé par un courant I 0 et uneorientation θ s’il s’agit du dipôle électrique et par un courant I 0 si nous utilisons le dipôlemagnétique.43
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composants(x 0 ,y 0 ,z 0 )ZIYM (x,y,z)I(x 0 ,y 0 ,z 0 )ZYM (x,y,z)XXθDipôle magnétiqueDipôle électriqueFigure 29 : Dipôles élémentairesNous obtenons alors les expressions suivantes :jSkI0H =HxyjSkI=2jSk I0Hz= e44πR( x − x )( z − z )0044πR( y − y )( z − z )044πR− jkR⎛⎜⎜⎜⎜⎝00e( z − z )− jkRe− jkR⎛ 3 ⎞⎜3++ jkR⎟= α I⎝ jkR ⎠20⎛ 3 3⎜ +22R ⎝ kR jk R⎛ 1 1− ⎜ j + +2⎝ kR jk R22x 0⎛ 3 ⎞⎜3+ + jkR⎟= αyI⎝ jkR ⎠⎞⎞+ j ⎟⎟⎠⎟⎟ = α I⎞⎟ ⎟⎠ ⎠0z 0et− jkRI0e ⎛ z − z0Hx= Δl2⎜4πR ⎝ RHy−− I0e= Δl4πR−I0eHz= Δl24πR= I0jω+c[ α ⋅sinθ+ α ⋅cosθ]z12jkRjkR⎛ z − z⎜⎝ Rz20⎛ ⎛ x − x0⎜ − ⎜⎜ ⎝ R⎜ ⎛ y − y0⎜+⎜⎝ ⎝ R( z − z )jω+c0( z − z )0jω+cjω+c⎞⎟⋅sinθ= I0⎠( x − x )0( y − y )⎞⎟⋅cosθ= I0⎠0⎞ ⎞⎟⋅sinθ⎟⎠ ⎟⎞ ⎟⎟⋅cosθ⎟⎠ ⎠⋅α⋅sinθx⋅α⋅cosθxavecpour le dipôle magnétiquepour le dipôle électriqueR =22( x − x ) + ( y − y ) + ( z − ) 20 0z0( x , y,z)coordonnées du point M de mesure(0 0z0x , y , ) coordonnées du dipôle sourceS surface de la boucle dans le cas du dipôle magnétiqueΔl longueur du dipôle électriqueI 0 courant dans la boucle ou dans le dipôle électriquek : constante de propagation,kω 2πf = = , avec f la fréquence et c la vitesse de la lumièrec c44
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsLe champ mesuré en un point quelconque de l’espace s’exprime ensuite en associantl’ensemble des contributions de tous les dipôles constituant le modèle.Le système se traduit par les équations suivantes :[ H ] = [ α ] [ I ][ H ] = [ α ] [ sinθ• I ]x m×1x m×p[ H ] = [ α ] [ I ]0 p×1y m×1 y m×p 0 p×11[ Hz] = [ α ] [ 0]× zImm×p p 1×x m×1x m×p0 p×1[ H ] = [ α ] [ cosθ• I ]y m×1 y m×p0 p×11[ Hz] = [ sinθ• α 1+ cos • 2] [ 0]×zθ αmzIm×p p×1pour les dipôles magnétiquespour les dipôles électriquesavec m : le nombre de points de mesureet p : le nombre de dipôles du modèleEnsuite, à l’aide de notre programme développé sous Matlab [49], nous parvenons àdéterminer les inconnues pour chaque dipôle concerné.IV.1.2.2.2 Validation du banc de testNous validons le modèle en calculant le champ rayonné par le réseau de dipôles à unedistance quelconque et en le comparant à des mesures champ proche du composant. Unexemple des résultats obtenus pour une self torique et un microcontrôleur est présenté figure30 et figure 31.Simulated Hx h=4mmdBA/m-20-30-40-50-60Simulated Hy h=4mmdBA/m-20-30-40-50-60Simulated Hz h=4mmdBA/m-10-20-30-40-50Measured Hx h=4mmdBA/m-20-30-40-50-60Measured Hy h=4mmdBA/m-20-30-40-50-60Measured Hz h=4mmdBA/m-10-20-30-40-50Figure 30 : Modélisation d’une self torique45
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsAfin de répondre à notre problématique, la technique retenue est celle de la DPI. Un banc detest basé sur cette méthode est mis en place à l’IRSEEM. Le synoptique de ce banc estprésenté sur la figure 32.WattmètreGénérateur BFGénérateur RF +Amplificateur depuissancePuissanceCoupleurPuissancetransmisePuissanceréfléchieTpolarisationDSTOscilloscopePC de contrôleCarte d’acquisitionUSB-GPIBFigure 32 : Banc de test d’immunité conduite utilisant la technique DPIActuellement, le banc permet de relever, dans une certaine bande de fréquences, le niveaumaximal d’agression que le composant sous test est capable de supporter selon un critèredéfini. Nous avons plus particulièrement injecté le signal perturbateur sur la tensiond’alimentation.Plusieurs critères de décision peuvent être définis :‣ Défaillance du composant : recherche du niveau de puissance nécessaire pour que lecomposant ne réalise plus la fonction pour laquelle il a été choisi.‣ Définition d’un gabarit : recherche de la puissance nécessaire pour que la tension desortie du composant dépasse le gabarit en tension fixé arbitrairement à +/- X% dusignal de sortie sans perturbation (figure 33).Figure 33: Gabarit de +/- X% autour du signal de sortie47
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsIV.2.1.1.2 Circuit d’injectionUn des points critiques du banc de mesure DPI est le circuit d’injection, en effet il estnécessaire de connaître parfaitement les composants présents dans ce circuit afin de maîtriserle niveau de puissance réellement injecté dans le composant. La norme DPI [54] préconisel’utilisation d’une capacité de 1 nF pour assurer le couplage entre la perturbation et l’entrée duDST.Néanmoins d’autres méthodes d’injection ont été utilisées :• Injection par lignes couplées [55]• Injection par T de polarisation [56]Des travaux sont en cours sur la mise en place d’une nouvelle technique basée sur l’utilisationd’un câble coaxial. Une des propriétés de ce système est la possibilité de mesurer la tension entout point entre l’âme et le blindage. La solution consiste alors à appliquer la tension« perturbatrice » sur l’âme du câble et la tension de polarisation sur le blindage.IV.2.1.2 Modélisation en immunité conduiteParallèlement à ces travaux de recherche sur le banc de test, nous travaillons également sur lamise en place d’une méthodologie d’extraction de modèles en immunité conduite. Lesmodèles peuvent être divisés en deux familles : les modèles fonctionnels et les modèlescomportementaux. La difficulté majeure pour le premier type de modèles est la connaissancecomplète de l’architecture des composants à tester. Ces données sont malheureusementconfidentielles et sont difficiles à obtenir auprès des fondeurs, c’est pourquoi nous avonsactuellement mis de côté cette approche et nous nous sommes concentrés plusparticulièrement sur l’approche comportementale. Nous développons deux modèles, lepremier est un modèle électrique et le second un modèle mathématique.IV.2.1.2.1 Modèle électriqueCe premier modèle est basé sur l’association d’un modèle de charge variable en fonction de lafréquence et des modèles IBIS d’entrée et de sortie comme le montre le schéma suivant :48
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsIBIS enentrée(Packaging+Modèle desdiodes deprotection)Chargevariable enfonction dela fréquenceIBIS ensortie(Packaging+Modèle desdiodes deprotection)Figure 34 : Schéma bloc de la première approche de modélisationLa charge est déterminée à partir des mesures des paramètres S du dispositif sous test (DST)et par simulation à l’aide du logiciel ADS [1]. Un exemple de modèle obtenu pour uninverseur est présenté figure 35.IBIS_InputRCRIN_dieCIN_dieR=3.96 OhmC=0.83 pFRIBIS_OutputCROUT_die1COUT_die1R=0.99 OhmC=1.26 pFINTermTerm1Num=1Z=50 OhmMLINTL1Subst="MSub1"W=1mmL=27 mmRLRIN_Pkg LIN_PkgR=0.023 OhmL=1.312 nHR=RRINR=50 OhmCCIN_PkgC=0.138 pFLLIN_dieL=1.46 nHR=LLL=1 nHRRIN_compR=5 OhmR=50 OhmCCIN_compC=2.11 pFCC1C=0.75 pFCCC=1 pFRROUT1R=9.5 OhmCCOUT_compC=3.12 pFLLOUT_die1L=2.49 nHR=RLROUT_Pkg LOUT_PkgR=0.026 OhmL=1.541 nHR=CCOUT_PkgC=0.150 pFMLINTL3Subst="MSub1"W=1mmL=27 mmTermTerm2Num=2Z=50 OhmRLRGND_Pkg LGND_PkgR=0.025 Ohm L=1.374 nHR=LCLdie_VssCGND_Pkg L=3.5 nHC=0.110 pF R=1RRsubR=10 OhmCCdie_GNDC=1 pFS-PARAMETERSS_ParamSP2Start=1 MHzStop=5 GHzStep=NZinZinZin1Zin1=zin(S11,PortZ1)MSubMSUBMSub1H=1.6 mmEr=4.5Mur=1Cond=5.7e+7Hu=3.9e+034 milT=35 umTanD=0.025Rough=0 milFigure 35 : Simulation du modèle sous ADSLa figure 36 représente les résultats de simulation et de mesure de l’impédance d’entrée ducircuit sous test.49
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composants4E41E4|Zin| (Ω)MesureSimulation1E31E21E1Fréq.1E61E71E81E9Figure 36 : Comparaison simulation/mesure de l’impédance d’entréeL’inconvénient actuel de ce modèle est qu’il ne tient pas compte des aspects non linéaires.Pour améliorer ce modèle, il faudrait avoir accès au modèle du cœur qui renseigne entreautres sur l’aspect non linéaire du circuit. Une deuxième approche, basée sur un modèlemathématique est en cours de développement.IV.2.1.2.2 Modèle mathématiqueCette approche consiste à trouver une fonction mathématique représentative de la réponse ducomposant, dans notre cas l’inverseur, soumis à une agression. Cette fonction peut se mettresous la forme :Y(t) = Fct(X(t))OùX(t) représente le niveau de puissance perturbatrice injectée dans le composantY(t) est la tension de sortie après perturbation de l’entréeLa procédure de modélisation se déroule en 4 étapes :1- Mesure à l’aide du banc DPI2 - Traitement des données3 - Approximation par approche neuronale4 - Implémentation du modèle neuronal sous ADSLa première étape est de relever les niveaux des perturbations en entrée et en sortie autour de3.3V et 0V et la deuxième étape est la création des vecteurs échantillons d’entrée et sortie.50
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsCes vecteurs échantillons représentent la discrétisation temporelle d’une période desperturbations relevées en entrée et en sortie.L’étape suivante est ensuite de créer le réseau de neurones [57]. Cette étape est réalisée àl’aide des fonctions présentes dans le logiciel Matlab [49]. La fonction analytique déterminéeest fonction des coefficients de pondération et des fonctions de transfert choisies dans leréseau utilisé.Deux fonctions analytiques sont calculées. La première représente le comportement nonlinéaire du circuit autour du niveau haut (3.3V) et la seconde autour du niveau bas. Nousprésentons figure 37 un exemple de résultats obtenus par la mesure et par le réseau deneurones [P2].6NN & MeasurementsOutput level (3.3V)54321- Meas.0 15 MHz 25 MHz 50 MHz - NN0 500 1000 1500 2000 2500Number of points+25%-25%Figure 37 : Niveau de sortie en fonction du nombre de points choisiA partir de ces résultats il est possible d’extraire la courbe de susceptibilité du composantpour n’importe quel critère choisi. Pour cela, il faut suivre les étapes suivantes :• Définir un critère au choix par exemple +/- 25% de la tension de sortie• Tracer les deux droites sur la courbe ci-dessus• Extraire le rang et la valeur de la puissance qui dépasse le niveau fixé pour chaquepoint de fréquenceEn faisant un choix judicieux du nombre de couches ainsi que du nombre de neurones parcouche, nous obtenons la courbe de susceptibilité présentée figure 38.51
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsFaible susceptibilitéForte susceptibilitéFigure 38 : Comparaison mesure/simulation par réseau de neuronesLes étapes suivantes sont, au niveau du banc DPI, l’optimisation du circuit d’injection afin defaire abstraction des erreurs de niveaux de puissance lors de la modélisation et, au niveau del’approche neuronale, c’est de l’appliquer à des composants plus complexes.Cette partie a permis de présenter les travaux sur l’immunité des composants, le dernier axeencore peu exploré concerne l’immunité rayonnée des composantsIV.2.2 Immunité rayonnéeIV.2.2.1 Présentation du banc de testLa majorité des moyens d’essais employés permettent uniquement de tester les produits dansleur globalité. Il devient donc nécessaire de mettre en place un outil susceptible d’agresser etde perturber localement le dispositif. Le banc de mesure champ proche semble être l’outilrépondant au mieux à ces contraintes [Mast2]. Le choix de la méthode d’essai et l’adaptationdu banc de mesures de l’IRSEEM sont donc nécessaires, le principe est présenté figure 39.52
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsPCSynthétiseurAmplificateurPositionneurDispositif de détection dudysfonctionnementAlimentationSondeDSTFigure 39 : Synoptique du banc d’essai en immunité rayonnée champ procheCe banc d’essai est constitué d’un dispositif permettant de créer une perturbation locale etd’un second système permettant de détecter son dysfonctionnement. Une caractérisation dessources de perturbation est réalisée en simulation électromagnétique pour quantifier le niveaude perturbation. Des premiers résultats sont réalisés sur des cartes émetteur radiofréquences.Figure 40 : Topologie de la carte électroniqueUn exemple de cartographie en immunité est présenté figure 41.53
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsΔƒ(kHz)Carte ICarte IIFigure 41 : Exemple de cartographies d’immunitéCes cartographies mettent en évidence les dysfonctionnements de la carte se traduisant par undécalage en fréquences du signal utile. Ces tests permettent donc d’identifier les niveaux depuissance perturbateurs et les composants les plus susceptibles. Ces premiers travauxdémontrent ainsi l’apport des techniques de mesure champ proche lors de ce type decaractérisation.Mais la finalité des travaux est, bien entendu, de créer le modèle en immunité rayonnée ducomposant.IV.2.2.2 Choix du modèleNous nous intéressons tout d’abord aux modèles permettant d’étudier le couplage des ondesélectromagnétiques avec les pistes des circuits afin de prédire les perturbations induites dansles circuits en fonction des paramètres de la ligne et de la perturbation. Puis, l’étape suivanteest de pouvoir associer les modèles d’émission rayonnée et d’immunité rayonnée afind’évaluer les problèmes de CEM entre différents composants d’un même circuit.Plusieurs modèles basés sur des sources de tension et de courant distribuées le long de la lignesont à notre disposition pour décrire le couplage entre une onde électromagnétique et uneligne de transmission. L’obtention de tels modèles est basée sur la théorie des lignes detransmissions. La première approche est celle de « TAYLOR » qui modélise l’influence duchamp électromagnétique par une source de tension et de courant distribuée le long de la54
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsligne [58]. La deuxième approche est celle d’ « AGRAWAL » qui décrit le couplage duchamp électrique par une source de tension distribuée le long de la ligne et par deux sourcesde tension dans les charges [59]. La dernière approche est celle de « RACHIDI » qui décrit lecouplage du champ magnétique en termes de sources de courant distribuées le long de la ligneet dans les charges [60].Un premier code de calcul basé sur la formulation d’Agrawal (figure 42) associée à laméthode de résolution développée par Baum, Lui et Tesche (dite équations de « BLT ») [61][62] a été développé.L' dxV 1ZAV(0)V S V 2C' dxV(L)ZB0 xx+dx LxFigure 42 : Schéma équivalent du modèle d’« Agrawal »Nous obtenons des premiers résultats présentés figure 43 et figure 44 validés par dessimulations électromagnétiques réalisées sous CST [28].55
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composants---- Modèle---- Simulation électromagnétique-50-60Amplitude V0(dbV)-70-80-90-100-110-12010 7 10 8 10 9 10 10Frequeny(Hz)Fréquence (Hz)Figure 43 : Variation de V(0) en fonction de la fréquence---- Modèle---- Simulation électromagnétique-50-60Amplitude VL(dbV)-70-80-90-100-11010 7 10 8 10 9 10 10Frequeny(Hz)Fréquence (Hz)Figure 44 : Variation de V(L) en fonction de la fréquenceNous constatons une bonne concordance entre le modèle et les simulationsélectromagnétiques exceptées pour la tension d’entrée obtenue en basses fréquences.56
Chapitre III – Plateaux de mesures et modélisation de composantsL’étape suivante est de mettre en place des expérimentations à l’aide du banc de mesurechamp proche pour valider le modèle puis de rendre plus complet le modèle en prenant encompte des agressions qui ne sont plus constantes.V ConclusionNous avons mis en place un outil permettant de réaliser du diagnostic CEM sur des cartesélectroniques et sur les composants en mesurant les émissions rayonnées de ces cartes. Nousavons démontré l’utilité d’un tel banc de mesure pour extraire des modèles CEM. A partir desmesures, nous avons mis en place une méthodologie d’obtention de modèles de composants.Concernant les autres aspects de la CEM, d’autres bancs de mesures spécifiques sont en coursde développement et les premiers résultats obtenus sont encourageants.57
[P1]Modeling Magnetic Radiations of Electronic Circuits using Near-fieldScanning MethodY. Vives, C. Arcambal, A. Louis, F de Daran, P. Eudeline, B. MazariIEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility58
[P2]Modelling of Integrated Circuits Susceptibility to ConductedElectromagnetic Disturbances Using Neural Networks TheoryI. Chahine, M. Kadi, E. Gaboriaud, C. Mazière, A. Louis, B. MazariElectronics Letters, 31 st August 2006, Vol. 42, n o 1859
[P3]Characterization of the open ended coaxial probe used for near fieldmeasurements in EMC applicationsD. Baudry, A. Louis, B. MazariPIER, Progress in Electromagnetic Research 60, pp 311-333, 200660
[P5]Conception, réalisation et validation d’un dispositif de mesure dechamp électromagnétiqueD. Baudry, A. Louis, B. MazariJournal des sciences pour l’Ingénieur, n°4, pp 30-36, 200461
[CI1]Modeling radiation sources of electronic componentsY. Vives, C. Arcambal, M. Stanislawiak, A. Louis, B. Mazari, P. EudelineThe IEEE International symposium on electromagnetic compatibility (EMC),August 14-18, 2006, Portland, USA62
[CI6]Immunity investigation on a prototype FPGAI. Chahine, D. Pommerenke, M. Kadi, A. Louis, B. MazariEMC Europe 2006, 4-8 septembre 2006, Barcelone63
Conclusion et perspectivesConclusion et perspectivesMa contribution dans le développement des différentes activités de recherche de l’IRSEEMs’est surtout axée sur la participation dans la mise en place de moyens de simulation et demodélisation et des plateaux de mesures qui leur sont associés. En effet, ces moyens étaientquasi inexistants lors de mon arrivée dans ce laboratoire. Les premiers travaux ont surtout étédéveloppés à l’aide de logiciels commerciaux mais la prochaine étape sera de développer nospropres codes afin de répondre au mieux à nos objectifs. Des premières briques commencent àêtre opérationnelles.Nous avons démontré l’apport et l’intérêt de tels outils dans la compréhension desphénomènes électromagnétiques présents dans des structures passives. Nous avons égalementmis en avant leurs limites et la nécessité de développer des moyens de test en particulier pourla caractérisation des composants actifs. Nous avons validé les moyens de test destinés à lamodélisation des composants en émission et en immunité en modes conduit et rayonné.Actuellement, nous travaillons plus particulièrement sur la méthodologie nécessaire àl’extraction des modèles de comportement électromagnétique des composants. Les modèlesen émission donnent d’ores et déjà de bons résultats en particulier sur le champ magnétique.Au niveau des modèles d’immunité, nous sommes en train de réfléchir à une démarched’obtention d’un modèle basé sur une approche mathématique.Une fois notre démarche validée sur l’ensemble des modèles, nous appliquerons notreapproche sur des composants de forte puissance de plus en plus présents dans les systèmesembarqués dans les domaines aéronautique et automobile.Parallèlement à cette activité et afin d’augmenter notre expertise dans le domaine de la CEM,nous faisons actuellement l’acquisition d’une chambre réverbérante ainsi que d’une chambreanéchoïque capable d’accueillir un véhicule afin de compléter nos moyens de test CEM. Lachambre réverbérante nous permettra ainsi de faire des essais à des niveaux de champbeaucoup plus importants et à des fréquences plus élevées, contraintes que nous rencontronspour les systèmes embarqués.La seconde chambre anéchoïque nous permettra d’effectuer des tests d’équipements survéhicule et gros systèmes à échelle 1 et d’obtenir des résultats d’essais plus rigoureux vis-àvisdes normes CEM en vigueur.En s’appuyant sur les différentes méthodologies de modélisation mises en place, sur lesmodèles obtenus pour les composants et sur les moyens d’essais présents à l’IRSEEM, l’étapesuivante, qui nous paraît primordiale, concerne la simulation globale. En effet, il devient64
Conclusion et perspectivesindispensable pour les industriels d’avoir à leur disposition un outil de simulation CEM leurpermettant d’étudier le système complet pour prendre en compte les phénomènesélectromagnétiques présents lors de l’intégration des dispositifs électroniques dans le systèmecomplet. L’enjeu majeur de cette simulation globale est de permettre l’interconnexion desmodèles d’équipements aux modèles de câblage tout en prenant en compte les donnéesmécaniques de la structure du système complet.65
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<strong>ANNE</strong>XES72
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 1Publications dans des revues internationales à comité de lecture‣ Articles soumisD. BAUDRY, C. ARCAMBAL, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI, P. EUDELINE"Applications of the near-field techniques in EMC investigations"IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility(Suite aux premières remarques, modification en cours de l’article pour apporter quelquesprécisions)‣ Articles acceptés[P1] Y. VIVES, C. ARCAMBAL, A. <strong>LOUIS</strong>, F DE DARAN, P. EUDELINE, B.MAZARI"Modeling Magnetic Radiations of Electronic Circuits using Near-field ScanningMethod"IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility[P2] I. CHAHINE, M. KADI, E. GABORIAUD, C. MAZIÈRE, A. <strong>LOUIS</strong>, B.MAZARI"Modelling of Integrated Circuits Susceptibility to Conducted ElectromagneticDisturbances Using Neural Networks Theory"Electronics Letters, 31 st August 2006, Vol. 42, n o 18[P3][P4][P5][P6]D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Characterization of the open ended coaxial probe used for near field measurementsin EMC applications"PIER, Progress in Electromagnetic Research 60, pp 311-333, 2006C. BONNET, L. ESTEL, A. LEDOUX, B. MAZARI, A. <strong>LOUIS</strong>"Study of the thermal repartition in a microwave reactor : Application to thenitrobenzene hydrogenation"Chemical engineering and processing 43, pp 1435-1440; 2004D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Conception, réalisation et validation d’un dispositif de mesure de champélectromagnétique"Journal des sciences pour l’Ingénieur, n°4, pp 30-36, 2004L. ESTEL, C. BONNET, A. LEDOUX, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, S. MEUNIER-GUTTIN-CLUZEL"Microwave heating of catalyst bed with resonant modes"International Journal of Heat and Technology, vol.21 (2), décembre 200373
Annexes[P7]A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. NENERT, L. BILLONNET, B. JARRY, P. GUILLON" MMIC broadband analog phase shifter and gain circuit for frequency tunablemicrowave planar multipole active filters categories "Microwave and Optical Technology Letters, vol. 25, n°5, Juin 2000, pp 311-31874
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 2Communications dans des conférences internationales à comité de lectureConférences IEEE[CI1]Y. VIVES, C. ARCAMBAL, M. STANISLAWIAK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI,P. EUDELINE"Modeling radiation sources of electronic components"The IEEE International symposium on electromagnetic compatibility (EMC),August 14-18, 2006, Portland, USA[CI2] D. BAUDRY, F. BICREL, L. BOUCHELOUK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI, P.EUDELINE"Near-field techniques for detecting EMI sources"The IEEE International symposium on electromagnetic compatibility (EMC),August 9-13, 2004, Silicon Valley, USA, pp. 11-13[CI3][CI4]A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, H. EZZEDINE, L. BILLONNET, B. JARRY,P.GUILLON"Low noise and frequency tunable microwave active recursive filters using powersummation principles"IMS’99, IEEE MMT-S International microwave symposium digest , june 13-19,1999, Anaheim, USA, pp. 1227-1234A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. NENERT, L. BILLONNET, B. JARRY, P. GUILLON"Broadband monolithic analog phase shifter and gain circuit for frequency tunablemicrowave filters"IMS’98, IEEE MMT-S International microwave symposium digest, june 7-12,1998, Baltimore, USA, pp 869-872Autres conférences[CI5][CI6]Y. VIVES, C. ARCAMBAL, M. STANISLAWIAK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI,P. EUDELINE"Modelling emitting sources to characterise the radiation of electroniccomponents"EMC Europe 2006, 4-8 septembre 2006, BarceloneI. CHAHINE, D. POMMERENKE, M. KADI, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Immunity investigation on a prototype FPGA"EMC Europe 2006, 4-8 septembre 2006, Barcelone[CI7] Y. VIVES, C. ARCAMBAL, D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI, M.STANISLAWIAK, P. EUDELINE"Characterisation of the magnetic field radiated by different toroidal coreinductors"2emc05, 26-28 septembre 2005, Rouen, pp. 29-3475
Annexes[CI8] Y. VIVES, C. ARCAMBAL, D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI, O.MAURICE"The near-field measurement for ICEM model"ICONIC 05, 8-10 juin 2005, Barcelone, pp. 255-260[CI9]D. BAUDRY, C. ARCAMBAL, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI, P. EUDELINE"Utilisation de la mesure champ proche dans la conception de dispositifshyperfréquences"Telecom 05 – JFMMA, 23-25 mars 2005, Rabat, Maroc, pp 313-316[CI10] D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"A study and improvement of open-ended coaxial used for near fieldmeasurements"EMC Zurich 05, Switzerland, February 13-18[CI11] A. PICARD, F. FOUQUET, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"New methodology for EMC emission tests using a three-dimensional TEM cell"EMC Compo 2004, 30-31 mars, Angers, pp 76-81[CI12] D. BAUDRY, L. BOUCHELOUK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Near-Field Test Bench for Complete Characterization of Components RadiatedEmissions"EMC Compo 2004, 30-31 mars , Angers, pp 85-89[CI13] C. ARCAMBAL, A. <strong>LOUIS</strong>, F. DHONDT, B. MAZARI, P. EUDELINE"Near field measurement for circuits and active devices diagnostic"ICONIC 03, 18-20 juin 2003, Rouen, pp 153-158[CI14] L. BOUCHELOUK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Evaluation of probes disturbance for near field measurements"ICONIC 03,18-20 juin 2003, Rouen, pp 142-145[CI15] D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Near field measurements for automotive application"ICONIC 03,18-20 Jjin 2003, Rouen, pp 176-179[CI16] M. DRISSI, D. BAUDRY, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Slot dipole realized on PCBs for 2.45 GHz wireless system"ICONIC 03,18-20 juin 2003, Rouen, pp 181-185[CI17] D. BAUDRY, L. BOUCHELOUK, A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Etude et caractérisation de sondes de mesures de champ électrique proche"Telecom 03 – JFMMA, 15-17 octobre 2003, Marrakech, Maroc, pp 183-185[CI18] F. de DARAN, F. LAFON, O. MAURICE, D. BAUDRY, L. BOUCHELOUK,A. <strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI"Evaluation du champ rayonné par un PCB à une distance d'un mètre à l'aide decartographies de champ électromagnétique proche",Telecom 03 – JFMMA, 15-17 octobre 2003, Marrakech, Maroc, pp 198-20176
Annexes[CI19] C. ARCAMBAL, F. DHONDT, P. EUDELINE, L. NATIVEL, D. GASQUET,, M. CASTAGNÉ, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, B. MAZARI,"Feasibility of near-field measurement on devices"PIERS 2002, Cambridge Massachussets, p 217[CI20] C. BONNET, L. ESTEL, A. LEDOUX, B. MAZARI, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>"Etude Thermique d’un réacteur continu en catalyse hétérogène et sous irradiationmicroonde"4 ème journée Francophone sur les réacteurs Gaz-liquide et Gaz-Liquide-Solide, 8-11 octobre 2002, Belgique[CI21] C. BONNET, L. ESTEL, A. LEDOUX, B. MAZARI, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, F.FOUQUET"Thermal Phenomena under Microwave Irradiation"Eurotherm Seminar n°71, 28-30 octobre 2002, Reims[CI22] F. DUVAL, B. MAZARI, O. MAURICE, F. FOUQUET, A. <strong>LOUIS</strong>, T. leGUYADER"Modeling of bundle with radiated losses for BCI testing"EMC Compo 2002, 14-15 novembre2002, Toulouse, p 27[CI23] L. NENERT, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. BILLONNET, B. JARRY, P.GUILLON, C. QUENDO, E. RIUS, G. T<strong>ANNE</strong>"Use of coplanar technology advantages for tunable active planar looped filterstructures optimised in noise"30 th European Microwave Conference, October 2000, Paris, vol.2, pp325-328[CI24] A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. NENERT, L. BILLONNET, B. JARRY, P.GUILLON"Monolithic phase and gain control circuit for broadband frequency tuning ofmultipole microwave active filters"28 th European Microwave Conference Proceedings, October 98, Amsterdam,Pays Bas, vol.1, pp 373-378[CI25] A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. BILLONNET, B. JARRY,P. GUILLON"Analog phase shifter structure for recursive and transversal filter design usingMMIC technology"26 th European Microwave Conference Proceedings, September 96, Prague, vol.1,pp 393-39677
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 3Communications dans des conférences nationales avec comité de lecture[CN1] N. RAGOT, L. PICHON, A. <strong>LOUIS</strong>, F. DUVAL, B. MAZARI"Caractérisation du couplage onde-structure par réduction de modèle"CEM 04, Toulouse, 16-18 mars, pp 181-184[CN2] C. BONNET, A. <strong>LOUIS</strong>, A. LEDOUX, B. MAZARI, L. ESTEL"Application des microondes de puissance dans un procédé de chauffage :expériences et modélisation"13 ème Journées Nationales Microondes, Lille, Mai 2003, 6D 18[CN3] C. ARCAMBAL, A. <strong>LOUIS</strong>, F. DHONDT, B. MAZARI, P. EUDELINE"Mesure champ proche électromagnétique pour la caractérisation de circuits et sousensembles actifs"13 ème Journées Nationales Microondes, Lille, Mai 2003, 3 C5[CN4] A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, F. FOUQUET, B. MAZARI, J.S. LEFRILEUX"Modélisation et mesures de connecteurs pour l’aéronautique"CEM Expo 2001, Paris[CN5] B. MAZARI, A.CENAC/<strong>LOUIS</strong>, F. FOUQUET, R. PUILLE"Analyse du comportement de câbles coaxiaux rubanés"CEM Expo 2001, Paris[CN6] A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, L. NENERT, L. BILLONNET, B. JARRY, P. GUILLON"Mesure Module amplificateur/déphaseur monolithique large bande pour l’accord enfréquence de filtres actifs microondes planaires"11 ème Journées Nationales Microondes, Arcachon, Mai 1999, 2D9[CN7] H. EZZEDINE, A. CENAC/<strong>LOUIS</strong>, W. MOUZANNAR, L. BILLONNET, B.JARRY"Filtres actifs microondes récursifs faible bruit intégrables en technologiemonolithique"11 ème Journées Nationales Microondes, Arcachon, Mai 1999, 2D1478
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 4<strong>Mémoire</strong>s de thèse et de DEAMEMOIRES[T1] A. <strong>LOUIS</strong>"Réalisation d’un déphaseur en transmission en technologie monolithique"Rapport de DEA d’électronique – Communications Optiques et Microondes, Université deLimoges, 1995[T2] A. <strong>LOUIS</strong>"Structure de déphaseur analogique microonde monolithique. Application à l’accordfréquentiel des filtres actifs"Thèse de doctorat, Université de Limoges, 1998Thèses, DEA, stages encadrés, soutenus et en cours de préparationEncadrement de thèses en responsabilité partagée- Thèses soutenues[Th1][Th2][Th3]Christian ARCAMBAL"Introduction des contraintes de propagation et de rayonnement électromagnétiquedans l’étude et la conception d’émetteurs-récepteurs de puissance.", Juillet 2003Enseignant-chercheur à l’ESIGELECDavid BAUDRY"Conception, validation et exploitation d’un dispositif de mesures de champsélectromagnétiques proches – Application CEM", Avril 2005Enseignant-chercheur à l’ESIGELECLakhdar BOUCHELOUK"Conception et validation des sondes pour les mesures en champ proche", Octobre2006Chercheur IRSEEM- Thèses en cours[Th4]Yolanda VIVES GILABERT"Caractérisation et modélisation des émissions électromagnétiques des composantsélectroniques", thèse IRSEEM, soutenance prévue fin 200779
Annexes[Th5][Th6]Imad CHAHINE"Caractérisation et modélisation de circuits intégrés en immunité électromagnétique",thèse IRSEEM, soutenance prévue fin 2007Sofiane ATROUS"Mise en place d’une méthodologie de caractérisation en immunité champ prochedes composants électroniques", thèse IRSEEM-GPM (UMR 6634, université INSAde ROUEN), soutenance prévue fin 2008Encadrement de stages de D.E.A et mastères[Mast1] Sali KAVAKLI "Développement d’un logiciel de diagnostic pour caractérisationdes émissions d’une carte électronique", 2005[Mast2] Bouchra TISSAFI IDRISSI "Développement d’une méthodologie d’essai enimmunité champ proche. Application : Immunité d’un émetteur RF", 2005Encadrement de stages de fin d’études[S1] Victor GIRONDIN, Jean. Michel HANGOUET "Mesures de champsélectromagnétiques proches" Rapport stage Ingénieur Fontanet, 2003[S2]Alahssane. LY "Caractérisation d’une sonde de mesures champ procheélectromagnétique"Projet de fin d’études, 2004 (Ecole Mohammadia d’Ingénieurs, Rabat, Maroc)[S3]Yolanda VIVES GILABERT "Modelling of electromagnetic emissions ofintegrated circuits" Projet de fin d’études, 2005 (Université Polytechnique deValence, Espagne)80
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 5Participation à des jurys de thèses[J1] D. BAUDRY "Validation et exploitation d’un dispositif de mesures de champsélectromagnétiques proches", Avril 2005[J2] L. BOUCHELOUK "Conception et validation des sondes pour les mesures en champproche", Octobre 200681
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 6Bilan des activités, responsabilités administratives et collectives en rechercheJ’ai participé à la réflexion qui a permis d’aboutir à la création de l’IRSEEM (Institut deRecherche en Systèmes Electroniques EMbarqués) en 2001 aux côtés de Mr Mazari et MrGuillermet. Ma réflexion a surtout porté sur les outils de conception et plus particulièrementsur les logiciels.L’IRSEEM est constitué de trois pôles• Electronique et Systèmes• Automatique et Systèmes• Instrumentation, Informatique et SystèmesJ’ai pris la succession de Mr Mazari à la tête du pôle Electronique et Systèmes depuis 2003.I Projets de collaboration et réalisation de dossiersElaboration de dossiers :INTERREGDans le cadre de ce programme interrégional européen, j’ai élaboré un dossier qui a abouti àune collaboration entre le groupe Antennes et Microondes du département Electronique del’Université du Kent et l’IRSEEM/ESIGELEC.Le programme INTERREG III nommé APMEN (Active Probes for Measurement ofElectromagnetic Near field) a débuté en juin 2005 et a pour objectif de développer des sondesactives afin d’améliorer les sondes de mesure champ proche d’un point de vue résolution etsensibilité.Participation à des réseaux :GDRChaque année, nos travaux de recherche sont présentés lors des journées organisées dans lecadre des GDR et plus particulièrement dans les groupes thématiques GT2 et GT5 (CEM,composants et antennes et caractérisation champ proche).82
AnnexesPASTEURL’IRSEEM est associé à un groupe de recherche qui regroupe les laboratoires et industrielstravaillant sur le domaine des techniques de mesures champs proches. Ce groupe permet devalider et de comparer les résultats de mesures obtenus sur des dispositifs identiques. Leslaboratoires académiques participants sont l’ENSEIRB/IXL/UMR 5818/Université deBordeaux1, ENSEEIHT/LEN7/EA 829, LESIA/EA 1687-MENESR/INSA de Toulouse, IZM,l’équipe électronique de l’ESEO, IETR/IMR 6164/INSA-Université de Rennes, et lesindustriels associés sont ATMEL, VALEO, EADS-CCR, FREESCALE, SIEMENS VDO.PICAROSL’IRSEEM participe à un groupe de réflexion sur un moyen de test CEM : la chambreréverbérante à brassage de modes. Ce groupe associe des partenaires industriels (EADS, PSA,RENAULT, UTAC, SIEPEL) et des laboratoires universitaires (LASMEA/UMR6602/Université Blaise Pascal, IETR/IMR 6164/INSA-Université de Rennes, L2S/UMR8506/SUPELEC, XLIM/UMR 6615/Université de Limoges). L’objectif de ce groupe detravail est de valider des protocoles de mesures et de comparer les différents résultats obtenuspar les moyens de mesures présents dans les différents laboratoires.II Congrès et journées techniquesICONIC (International Conference on Electromagnetic Near-field Characterization)Dans le cadre de notre activité de recherche sur les techniques de mesures champs proches,j’ai participé à la conception et à l’organisation de la première conférence dédiée à cettethématique qui a eu lieu en 2003. Le comité scientifique présidé par Jean-Charles BOLOMEY(SUPELEC) était constitué de 27 membres regroupant des industriels et des universitairesfrançais et étrangers.Cette conférence a permis de rassembler les chercheurs issus du domaine del’électromagnétisme mais aussi ceux issus des domaines de l’optique et de l’acoustique.L’édition suivante a eu lieu en 2005 à Barcelone et les futures éditions se dérouleront à SaintLouis Missouri (USA, 2007) puis à Taipei (Taïwan, 2009).2EMC (Embedded ElectroMagnetic Compatibility)Parallèlement à mes activités de recherche sur la CEM embarquée, j’ai organisé la conférence2EMC soutenue par la section France IEEE et VALEO. Cette conférence avait pour président83
AnnexesGilles LE CALVEZ, Directeur du Centre d’Expertise en Electronique de VALEO, et était coprésidéepar Bélahcène MAZARI, Directeur de l’IRSEEM et Directeur du Développement del’ESIGELEC.Ce congrès avait pour objectif de couvrir tous les aspects pratiques et théoriques de la CEMdans les transports automobile ou aéronautique. Le but était de créer un lien entre lesprincipaux acteurs de la CEM dans l’industrie (grandes entreprises/fournisseurs par exemple)mais aussi entre les industriels et les laboratoires universitaires.Ce congrès a permis de regrouper des chercheurs des différents laboratoires universitairesfrançais et étrangers (TELICE/IEMN de Lille, le LASMEA/UMR 6602/Université BlaisePascal, l’équipe électronique de l’ESEO d’Angers, Politecnico de Turin, Université deFerrare) ainsi que les industriels concernés par le domaine (SIEMENS, EADS, VALEO,RENAULT, PSA).Outre les sessions orales classiques présentant les travaux scientifiques des différentslaboratoires et les sessions papier invité permettant de faire un état de l’art des thèmesabordés, une table ronde a été organisée sur le thème de la CEM système, animée par GillesLE CALVEZ et regroupant industriels et universitaires.COST (Comité d’Organisation Scientifique et Technique)En tant que responsable de pôle, j’organise quatre COST Electronique et Systèmes par an.Ces journées sont destinées aux entreprises confrontées à des problématiques communes. LeCOST Electronique et Systèmes est présidé par Olivier Maurice expert senior CEM au centrecommun de recherche d’EADS à Suresnes et professeur associé de l’ESIGELEC.84
Annexes<strong>ANNE</strong>XE 7Bilan des activités, responsabilités administratives et collectives enenseignementLa totalité de mon enseignement est dispensée à l’ESIGELEC dans les différentes formationsproposées à l’école à savoir la filière initiale, l’apprentissage, la filière Fontanet et laformation continue.Parallèlement à cette activité, j’ai rempli jusqu’en octobre 2006 la fonction de responsable dulaboratoire de télécommunications hyperfréquences, laboratoire destiné aux élèves dedeuxième et troisième années de la dominante ISET (Ingénierie des Systèmes Electroniquesde Télécommunication). Cette dominante que j’ai mise en place en 2004 et dirigée jusqu’enoctobre 2006 sous la responsabilité du directeur des Etudes de l’ESIGELEC, est structurée entrois grands thèmes.Le premier domaine, équivalent à 40 % du volume horaire, concerne les télécommunications ;le deuxième est consacré aux hyperfréquences et constitue aussi 40 % et enfin le domaine dela compatibilité électromagnétique (CEM) complète le cursus.1995 - 1996 : Enseignante vacataire à l’I.U.T. de Limoges (Département MesuresPhysiques)1998 – 1999 : Attachée Temporaire de l’Enseignement et de la Recherche(A.T.E.R.) à l’I.U.T. de Limoges (Département Mesures Physiques)Durant ces périodes, les matières dispensées portent sur l’électronique analogique etnumérique en première et deuxième années des options « Matériaux » et « TechniquesInstrumentales » du département Mesures Physiques.Depuis 1999 :Enseignant/chercheur à l’ESIGELECLes matières que j’enseigne sont l’électromagnétisme, l’électronique et les hyperfréquences.Je dispense aussi des Travaux Pratiques d’électronique et des modules de CAO permettantd’appréhender les logiciels électriques et électromagnétiques.2000 - 2006 Responsable du laboratoire de télécommunicationshyperfréquences de l’ESIGELECEn accord avec le chef de département électronique et télécommunication, j’ai adapté lelaboratoire de télécommunications hyperfréquences de l’ESIGELEC en fonction des85
Annexesévolutions de l’enseignement de la dominante ISET. En particulier, j’ai intégré des logicielsde CAO électrique et électromagnétique à savoir ADS (Advanced Design System) de AgilentTechnologies et HFSS (High Frequency Simulator Structure) de Ansoft. Ces travauxpratiques sont répartis en deuxième et troisième années de la dominante.2003 – 2006 Responsable de la dominante ISET (Ingénierie des Systèmesélectroniques de Télécommunication) de l’ESIGELECJ’ai été chargée par la direction des Etudes de structurer une nouvelle dominante destinée auxélèves souhaitant travailler dans les domaines des télécommunications et des hyperfréquences.J’ai constitué un comité de pilotage afin d’être en accord avec les attentes des industriels et dedéfinir de façon pertinente le contenu des modules d’enseignement qui constituent ladominante. Ce comité est constitué d’industriels issus de THALES AIR DEFENCE, EADS,ALCATEL SPACE ainsi que d’universitaires issus de SUPELEC, de l’Université deLimoges, de l’Université Pierre et Marie Curie (Paris VI).J’ai modifié, en accord avec le directeur des Etudes, Mr Dureisseix, la dominante en unedominante bilingue et ce, dès sa deuxième année d’existence.En ce qui concerne les intervenants, j’ai pris contact avec des professeurs universitairesreconnus dans leur domaine mais aussi des industriels afin de rester en accord avec la réalitéindustrielle et coller aux évolutions technologiques les plus récentes.Mise en place de modules spécifiques à la CAO :• Cours de CAO destiné aux élèves de deuxième année de la dominante ISET.L’objectif de ce cours est de permettre aux élèves d’acquérir une premièreexpérience avec le logiciel ADS en étudiant les comportements linéaires et nonlinéaires des circuits hyperfréquences.• Cours de modélisation électromagnétique destiné aux élèves de troisième annéeETH (Electronique, Télécommunication, Hyperfréquences), dominante remplacéepar ISET. Ce cours présente les différentes méthodes numériques, logicielscommerciaux et la démarche à appliquer pour étudier des structures passives 3D.86
AnnexesJ’ai aussi contribué à la création de nouveaux travaux pratiques :• Utilisation des appareils de mesures spécifiques au domaine des hyperfréquences(analyseur vectoriel, analyseur de spectre…)• Utilisation d’un logiciel de modélisation électromagnétique HFSS.J’ai également participé à la création de sujets pour des bureaux d’étude destinés aux élèvesde troisième année pour qu’ils puissent appréhender les différentes étapes de conception dedispositifs électroniques.J’interviens aussi directement dans la dominante ISET où j’ai développé le module“Introduction aux hyperfréquences”.Enfin, en complément de la pédagogie développée à l’ESIGELEC, j’ai aussi participé à lamise en place d’une formation dans le domaine de la microélectronique à l’INPT (InstitutNational des Postes et Télécommunications) de Rabat en développant des modules de CAO.87
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