3-Composants en HF.pdf
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Radiocommunications<br />
Comportem<strong>en</strong>t des<br />
composants <strong>en</strong> hautes<br />
fréqu<strong>en</strong>ces<br />
Joël Redoutey - 2009<br />
1
Comportem<strong>en</strong>t <strong>en</strong> hautes fréqu<strong>en</strong>ces<br />
• <strong>Composants</strong> passifs<br />
– Effet de peau<br />
– Inductances, transformateurs<br />
– Cond<strong>en</strong>sateurs<br />
• <strong>Composants</strong> actifs<br />
– Diodes (Schottky, PIN, varicap)<br />
– Transistors bipolaires<br />
– Transistors à effet de champ<br />
2
Effet de peau<br />
En courant alternatif haute<br />
fréqu<strong>en</strong>ce, la d<strong>en</strong>sité de<br />
courant n’est pas uniforme<br />
dans toute la section d’un<br />
conducteur<br />
Le courant circule dans une fine couronne à<br />
la surface du conducteur<br />
3
Épaisseur de peau δ<br />
C’est la profondeur à laquelle la d<strong>en</strong>sité de courant chute à<br />
37% de sa valeur <strong>en</strong> surface.<br />
Pour un conducteur <strong>en</strong><br />
cuivre, l’épaisseur de<br />
peau est d’<strong>en</strong>viron 20µm<br />
à 10MHz et 2µm à 1GHz<br />
4
Dim<strong>en</strong>sionnem<strong>en</strong>t des<br />
conducteurs <strong>en</strong> <strong>HF</strong><br />
• Fil multibrins isolés (fil de Litz)<br />
• Tubes<br />
• Traitem<strong>en</strong>t de surface (dorure, arg<strong>en</strong>ture)<br />
• Prévoir une épaisseur ≥ 5 fois épaisseur<br />
de peau<br />
5
Inductances d’un<br />
émetteur de<br />
50kW, réalisées<br />
<strong>en</strong> tube de<br />
cuivre arg<strong>en</strong>té.<br />
6
Inductances <strong>en</strong> <strong>HF</strong><br />
En <strong>HF</strong>: R dép<strong>en</strong>d de ω, influ<strong>en</strong>ce des capacités parasites<br />
7
R<br />
Schéma équival<strong>en</strong>t d’une<br />
C<br />
inductance <strong>en</strong> <strong>HF</strong><br />
L<br />
Facteur de qualité<br />
Q = Lω/R<br />
R= f(ω)<br />
Résonance<br />
LCω² = 1<br />
Une inductance prés<strong>en</strong>te une fréqu<strong>en</strong>ce de résonance<br />
propre au-delà de laquelle son comportem<strong>en</strong>t devi<strong>en</strong>t<br />
capacitif (impédance diminue avec la fréqu<strong>en</strong>ce)<br />
8
circuits magnétiques<br />
• L’utilisation d’un<br />
noyau magnétique<br />
permet de réduire le<br />
nombre de spires<br />
pour une inductance<br />
donnée, donc les<br />
pertes par effet Joule.<br />
Bâtonnet<br />
Pot ferrite<br />
Tore<br />
9
Pertes dans les circuits<br />
magnétiques<br />
• Il existe deux types de pertes dans les<br />
noyaux magnétiques:<br />
• Les pertes par hystérésis<br />
proportionnelles à la fréqu<strong>en</strong>ce<br />
• Les pertes par courants de Foucault<br />
proportionnelles au carré de la fréqu<strong>en</strong>ce<br />
10
Cond<strong>en</strong>sateurs <strong>en</strong> <strong>HF</strong><br />
Un cond<strong>en</strong>sateur est caractérisé par:<br />
– Sa capacité<br />
– Sa tolérance<br />
– Sa t<strong>en</strong>sion de service<br />
– Son coeffici<strong>en</strong>t de température<br />
Mais aussi par:<br />
– Ses pertes (diélectrique et armatures) → ESR<br />
– Sa fréqu<strong>en</strong>ce de résonance propre → ESL<br />
11
jVcCω<br />
δ<br />
Vc/Rp<br />
Diagramme des courants<br />
I<br />
Pertes diélectriques<br />
Dans un cond<strong>en</strong>sateur réel le courant et la<br />
t<strong>en</strong>sion ne sont pas parfaitem<strong>en</strong>t <strong>en</strong> quadrature.<br />
L’angle δ est appelé angle de perte.<br />
On caractérise les pertes diélectriques par<br />
Tg δ = 1/RpCω<br />
Rp représ<strong>en</strong>te la résistance de pertes<br />
Vc<br />
C<br />
Rp<br />
Modèle de cond<strong>en</strong>sateur<br />
I<br />
12
Résistance série équival<strong>en</strong>te ESR<br />
• En hautes fréqu<strong>en</strong>ces, on doit égalem<strong>en</strong>t<br />
t<strong>en</strong>ir compte des pertes dues aux<br />
connexions et aux métallisations.<br />
• On modélise l’<strong>en</strong>semble des pertes par<br />
une résistance série appelée ESR<br />
• La puissance dissipée dans un<br />
cond<strong>en</strong>sateur parcouru par un courant I<br />
est P = ESR . I² eff<br />
13
Fréqu<strong>en</strong>ce de résonance d’un<br />
cond<strong>en</strong>sateur<br />
• L’inductance L des connexions n’est pas<br />
négligeable <strong>en</strong> hautes fréqu<strong>en</strong>ces.<br />
• Elle constitue avec la capacité C du<br />
cond<strong>en</strong>sateur un circuit résonant série<br />
dont la fréqu<strong>en</strong>ce de résonance est<br />
f<br />
=<br />
2π<br />
1<br />
LC<br />
Au dessus de sa fréqu<strong>en</strong>ce de résonance un cond<strong>en</strong>sateur se comporte<br />
comme une inductance (l’impédance augm<strong>en</strong>te avec la fréqu<strong>en</strong>ce)<br />
14
Schéma équival<strong>en</strong>t d’un cond<strong>en</strong>sateur<br />
<strong>en</strong> hautes fréqu<strong>en</strong>ces<br />
L<br />
ESR<br />
Facteur de qualité<br />
Q = 1/tg δ<br />
Q = 1/ESRCω<br />
Résonance<br />
LCω² = 1<br />
f<br />
=<br />
2π<br />
1<br />
LC<br />
C<br />
15
Diodes Schottky<br />
• Contact métal-semiconducteur<br />
• Conduction uniquem<strong>en</strong>t par des électrons<br />
• Faible seuil de conduction (≈ 0,3V)<br />
• Capacité inverse réduite<br />
• Très grande rapidité<br />
Utilisations: détecteurs, mélangeurs<br />
16
Diode PIN<br />
P+ I N+<br />
• Se comporte <strong>en</strong> <strong>HF</strong> comme une résistance<br />
pure fonction du courant direct qui la traverse:<br />
R <strong>HF</strong><br />
( Ω)<br />
≈<br />
48<br />
I(<br />
mA)<br />
Utilisations: Atténuateurs variables, Commande<br />
Automatique de Gain, Commutation <strong>HF</strong><br />
17
Diode Varicap<br />
• Jonction PN dont on utilise la capacité de<br />
jonction <strong>en</strong> polarisation inverse:<br />
C<br />
k<br />
( V + 0,<br />
5)<br />
≈ 0,33
Transistor bipolaire<br />
• Modèle basse fréqu<strong>en</strong>ce<br />
Base<br />
Emetteur<br />
h11<br />
h12 v2<br />
Base<br />
h21 ib<br />
Collecteur<br />
Emetteur<br />
1/h22<br />
Collecteur<br />
Emetteur<br />
19
Transistor bipolaire<br />
• Modèle haute fréqu<strong>en</strong>ce (hybrid-pi)<br />
B<br />
Rbb'<br />
Rb'e<br />
B'<br />
Cb'c<br />
Cb'e Ro<br />
βIb =<br />
gm.Vb'e<br />
E E<br />
La prés<strong>en</strong>ce de la capacité Cb’c implique une réaction de la<br />
sortie sur l’<strong>en</strong>trée et vice versa<br />
C<br />
20
Constitution d’un transistor<br />
RF de puissance<br />
21
Transistor bipolaire RF<br />
22
B<br />
E<br />
Modèle RF du transistor bipolaire<br />
Lb<br />
Rbb'<br />
Rb'e<br />
B'<br />
E'<br />
Cb'e<br />
Cb'c<br />
gm.Vb'e<br />
Le<br />
C'<br />
Ro<br />
Lc<br />
C<br />
E<br />
Rs<br />
Résistance<br />
de charge<br />
En hautes fréqu<strong>en</strong>ces, on doit t<strong>en</strong>ir compte de l’inductance<br />
des fils de connexion <strong>en</strong>tre la puce et le boîtier<br />
23
Transformation de Miller<br />
I1<br />
Y<br />
V1 V2 V1<br />
I2<br />
2<br />
1 1 1<br />
V1<br />
I1<br />
Y1 Y2<br />
V<br />
I = Y( V 1 1 − V2 ) = YV1(<br />
− ) = YV ( − K ) I1 = Y1 V1 K=V 2 /V 1<br />
Y 1 = Y (1 - K)<br />
I2 = Y(V2 − V1 ) = YV 2 (1− V1 ) = YV2 (1 −<br />
V2 1<br />
K ) I2 = Y2 V2<br />
Y 2 = Y(1− 1<br />
K )<br />
I2<br />
V2<br />
24
Effet Miller<br />
• Application de la transformation de Miller<br />
au modèle hybrid-pi<br />
Lb<br />
C'<br />
Lc<br />
B C<br />
Rbb'<br />
E<br />
Rb'e<br />
E'<br />
CT<br />
gm.Vb'e<br />
La capacité Cb’c est ram<strong>en</strong>ée <strong>en</strong> parallèle avec Cb’e et<br />
sa valeur est multipliée par le gain <strong>en</strong> t<strong>en</strong>sion de l’étage<br />
Le<br />
Ro<br />
E<br />
25
Zin<br />
B<br />
E<br />
Impédance d’<strong>en</strong>trée<br />
LT<br />
Rbb'<br />
Rb'e<br />
En hautes fréqu<strong>en</strong>ces, l’impédance d’<strong>en</strong>trée d’un transistor bipolaire est<br />
toujours réactive et constitue un filtre passe-bas qui limite la réponse aux<br />
fréqu<strong>en</strong>ces élevées.<br />
B'<br />
CT<br />
26
Rg<br />
générateur<br />
Impédance de sortie<br />
B Rbb'<br />
E<br />
Rb'e<br />
Co<br />
B'<br />
Cb'e<br />
Lo<br />
Cb'c<br />
C<br />
Ro Zout<br />
E<br />
Ro<br />
C<br />
E<br />
Zout<br />
Transformation de Miller<br />
27
Exemple: BLU99<br />
28
Transistor à effet de champ<br />
P<br />
N<br />
Drain<br />
P<br />
P<br />
Source<br />
Gate<br />
JFET<br />
ID ≈ IDss ( 1 -VGS/VP)²<br />
IDss = ID (Vgs=0)<br />
Vp = Vgs(Id=0)<br />
29
Source<br />
P<br />
V GS<br />
MOSFET<br />
Gate<br />
SiO2<br />
N Canal<br />
N<br />
Substrat<br />
Drain<br />
( ) 30<br />
2<br />
I D = K V GS − V th
Modèle <strong>HF</strong> du MOSFET<br />
Gat e<br />
Ve<br />
Vgs<br />
R g<br />
Cgs<br />
Cgs<br />
Cgd<br />
m Vgs g<br />
Sour ce<br />
Gat e<br />
Ceq<br />
m Vgs g<br />
Source<br />
Ro<br />
Dr ain<br />
Vds<br />
Dr ain<br />
R' L<br />
Miller<br />
Vs<br />
31
Ve<br />
Rg<br />
C1<br />
R2<br />
R1<br />
G<br />
RD<br />
D<br />
S<br />
RS<br />
Exemple<br />
Amplificateur à MOSFET<br />
+VDD<br />
C3<br />
C2<br />
RL<br />
Vs<br />
• Faire un schéma équival<strong>en</strong>t<br />
• Fréqu<strong>en</strong>ce de coupure haute?<br />
G = Vs/Ve = -100<br />
Rg = 50Ω<br />
Cgd = 1pF<br />
Cgs = 10pF<br />
32
Ve<br />
Ve<br />
R g<br />
Rg<br />
Cgs<br />
C1<br />
R2<br />
R1<br />
Gat e<br />
G<br />
Ceq<br />
RD<br />
D<br />
S<br />
RS<br />
m Vgs g<br />
Source<br />
+VDD<br />
C3<br />
C2<br />
Schéma équival<strong>en</strong>t<br />
Exemple<br />
RL<br />
Dr ain<br />
R' L<br />
Vs<br />
Vs<br />
G = Vs/Ve = -100<br />
Rg = 50Ω<br />
Cgd = 1pF<br />
Cgs = 10pF<br />
Fréqu<strong>en</strong>ce de coupure haute<br />
Ceq = Cgd (1 - K) = 1 (1-(-100)) = 101 pF<br />
f<br />
H<br />
1<br />
=<br />
2π<br />
( Ceq + cgs)R<br />
f H = 28,7MHz<br />
g<br />
33
Transistor bipolaire<br />
Le premier transistor 1947<br />
Un transistor RF de puissance<br />
34