XIX Sympozjum Srodowiskowe PTZE - materialy.pdf
XIX Sympozjum Srodowiskowe PTZE - materialy.pdf
XIX Sympozjum Srodowiskowe PTZE - materialy.pdf
Create successful ePaper yourself
Turn your PDF publications into a flip-book with our unique Google optimized e-Paper software.
Współorganizatorzy:<br />
CENTRALNY INSTYTUT OCHRONY PRACY – PAŃSTWOWY INSTYTUT BADAWCZY<br />
POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH<br />
WOJSKOWA AKADEMIA TECHNICZNA<br />
Patronat Honorowy Konferencji<br />
Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej, Pani Anna Streżyńska<br />
ZASTOSOWANIA<br />
ELEKTROMAGNETYZMU<br />
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH<br />
I INFORMATYCE<br />
WORLINY k/OSTRÓDY, 21 – 24 CZERWCA 2009<br />
Warszawa 2009<br />
POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU
Wydanie sfinansowano ze środków Ministerstwa Pracy i Polityki Społecznej przeznaczonych na<br />
realizację zadań służb państwowych w ramach I etapu programu wieloletniego „Poprawa<br />
bezpieczeństwa i warunków pracy”, dofinansowywanego w latach 2008-2010.<br />
Koordynator programu<br />
Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy<br />
<strong>Sympozjum</strong> zorganizowano przy finansowej pomocy<br />
Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego<br />
Projekt okładki<br />
Włodzimierz Mazerant<br />
© Copyright by Centralny Instytut Ochrony Pracy<br />
– Państwowy Instytut Badawczy<br />
Warszawa 2009<br />
ISSN 1233-336<br />
ISBN 978-83-7373-055-7<br />
Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy<br />
ul. Czerniakowska 16, 00-701 Warszawa<br />
tel. (48-22) 623 36 98, fax (48-22) 623 36 93<br />
www.ciop.pl
<strong>XIX</strong> SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE<br />
ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU<br />
W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE<br />
Komitet naukowy<br />
Przewodniczący<br />
Roman Kubacki<br />
Członkowie<br />
Liliana Byczkowska-Lipińska<br />
Katarzyna Ciosk<br />
Aleksander Dackiewicz<br />
Krzysztof Kluszczyński<br />
Romuald Kotowski<br />
(sekretarz naukowy)<br />
Andrzej Krawczyk<br />
(koordynator)<br />
Jerzy Paweł Nowacki<br />
Anna Pławiak-Mowna<br />
Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
Komitet organizacyjny<br />
Aleksander Dackiewicz – przewodniczący<br />
Agnieszka Byliniak<br />
Ryszard Jedliński<br />
WORLINY, 21 – 24 czerwca 2009
PROGRAM <strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
PROGRAMME OF 19 TH SYMPOSIUM <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
15:00 – Rejestracja uczestników / Registration<br />
18:00 – Kolacja / Dinner<br />
8:00 – Śniadanie / Breakfast<br />
NIEDZIELA / SUNDAY (21.06.2009)<br />
PONIEDZIAŁEK / MONDAY (22.06.2009)<br />
9:00 – Otwarcie <strong>Sympozjum</strong> / Opening ceremony<br />
9:15 – 11:00<br />
SESJA I<br />
SESJA OTWIERAJĄCA / OPENING SESION<br />
(Chairman: Iliana Marinova)<br />
Masateru Ikehata<br />
Zmiany mutagenności w wyniku ekspozycji na pola magnetyczne średniej częstotliwości<br />
w badaniach in vitro<br />
Evaluation of mutagenicity by exposure to intermediate frequency magnetic fields<br />
by in vitro test systems<br />
Roman Kubacki, Marian Wnuk<br />
Ekstremalnie wysoko-mocowe impulsy elektromagnetyczne jako broń nieśmiercionośna<br />
Extremely high power electromagnetic pulses as non-lethal weapon<br />
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
Czy nieśmiercionośna elektromagnetyczna broń stanowi zagrożenie dla zdrowia?<br />
Are electromagnetic non-lethal weapon harmless?<br />
Marek Bielski<br />
Innowacyjność w przemyśle elektrotechnicznym – szanse i bariery<br />
Innovations in electrical engineering – challenges and barriers<br />
Mitsuhiko Toho, Andrzej Krawczyk<br />
Japanese mathematics and engineering during the Edo period<br />
Japońska matematyka i inżynieria w epoce Edo<br />
11:00 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee Break<br />
5
11:30 – 13:30<br />
SESJA II<br />
ZASTOSOWANIA MEDYCZNE / MEDICAL APPLICATIONS<br />
(chairman: Romuald Kotowski)<br />
Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk<br />
Zastosowania technologii RFID w medycynie<br />
Applications of RFID technology in medicine<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
Temperature dependence in human body from model parameters in RF hyperthermia<br />
Zależność temperaturowa w ciele człowieka otrzymana z parametrów modelowych<br />
w hipertermii mikrofalowej<br />
Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Bochniak, Andrzej Krawczyk<br />
Zastosowanie tomografii mikrofalowej do detekcji guza gruczołu piersiowego<br />
Application of microwave tomography to detection of a tumor in gland of breast<br />
Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk<br />
Planning of magnetotherapy in the healing of arthritis<br />
Planowanie magnetoterapii w leczeniu artretyzmu<br />
Joanna Michałowska-Samonek, Andrzej Wac-Włodarczyk, Arkadiusz Miaskowski<br />
Numeryczne modele gruczołu piersiowego<br />
Numerical models of breast gland<br />
Wanda Stankiewicz, Paweł Szymański, Marek P. Dąbrowski, Wojciech Witkowski<br />
Immunocorrective effects of magnetotherapy administered in patients with thermal injury<br />
Efekt immuno- korekcyjny w magnetoterapii ordynowanej pacjentom z ranami<br />
termicznymi<br />
Andrzej J. Turski, Barbara Atamaniuk<br />
Bariera krew-mózg, wywołane fale mózgowe i rezonanse Schumann’a – przegląd<br />
Blood brain barrier, evoked brain waves and Schumann resonances – a review<br />
Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz<br />
Pole elektromagnetyczne niskiej częstotliwości a układ nerwowy – przegląd aktualnych<br />
wyników badań<br />
Extremaly low frequency electromagnetic field and nervous system – review of recent<br />
results<br />
13:30 – Obiad / Lunch<br />
15:00 – Rejs po Kanale Elbląskim / Cruise along Elbląg Canal<br />
19:00 – Kolacja przy grillu / Barbecue dinner<br />
6
8:00 – Śniadanie / Breakfast<br />
9:00 – 11:00<br />
SESJA III<br />
MATERIA I FALE / MATTER AND WAVES<br />
(chairman: Anna Pławiak-Mowna)<br />
WTOREK / TUESDAY (23.06.2009)<br />
Barbara Atamaniuk, Andrzej J. Turski<br />
Dusty plasma in space, laboratory and industry<br />
Plazma pyłowa w przestrzeni, laboratorium i przemyśle<br />
Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski<br />
Propagacja fal akustycznych w kryształach piezoelektrycznych<br />
Propagation of acoustic waves in piezoelectric crystals<br />
Zygmunt J. Grabarczyk<br />
Limitation of usage of relaxation time of low-conducting materials for estimation<br />
of electrostatic charge dissipation time<br />
Ograniczenia użyteczności czasu relaksacji w materiałach słabo przewodzących<br />
do szacowania czasu rozpraszania ładunku elektrostatycznego<br />
Barbara Grochowicz, Witold Kosiński<br />
Lagrangean method for solving long line and hyperbolic heat conduction equations<br />
Metody lagranżowskie w rozwiązywaniu równań linii długiej i przewodnictwa cieplnego<br />
Ryszard Jedliński, Henryk Małecki<br />
Wykorzystanie zjawiska luminescencji w technice i medycynie<br />
Application of luminescence in technology and medicine<br />
Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Rafał Przesmycki<br />
The possibility of electric and magnetic parameters measurements of non-solid materials<br />
in coaxial lines<br />
Możliwość pomiarów elektrycznych i magnetycznych parametrów niestałych materiałów<br />
w liniach współosiowych<br />
Miklós Kuczmann<br />
Vector hysteresis measurement and simulation<br />
Pomiar histerezy wektorowej i symulacja<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
A numerical analysis of forces imposed on particles in AC dielectrophoresis<br />
Analiza numeryczna sił działających na cząsteczki w dielektroforezie zmiennoprądowej<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Direct Preisach hysteresis models for finite element analysis of eddy current field<br />
Modele bezpośrednie Preisacha do analizy prądów wirowych metodą elementów<br />
skończonych<br />
7
11:00 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee Break<br />
11:30 – 13:30<br />
SESJA IV<br />
MASZYNY I URZĄDZENIA ELEKTRYCZNE, CZ. 1 / ELECTRICAL MACHINERY, PART 1<br />
(chairman: Andrzej Krawczyk)<br />
Wojciech Burlikowski<br />
Wpływ zmian konstrukcyjnych na przebieg kątowy momentu elektromagnetycznego<br />
reluktancyjnego wzbudnika drgań<br />
Influence of construction changes on angle course of electromagnetic moment<br />
in reluctance generator of vibrations<br />
Miklós Kuczmann<br />
Identification of dynamic hysteresis model<br />
Identyfikacja dynamicznego modelu histerezy<br />
Janez Leskovec, Mykhaylo Zagirnyak, Franci Lahajnar, Damijan Miljavec<br />
Transverse flux motor coupled with voltage-source inverter<br />
Silnik ze strumieniem poprzecznym sprzężony z falownikiem<br />
Tine Marčič, Bojan Štumberger, Gorazd Štumberger, Miralem Hadžiselimović,<br />
Peter Virtic, Peter Pišek<br />
Braking performance of line-start interior permanent magnet synchronous machines<br />
Praca hamownicza maszyn synchronicznych z magnesami trwałymi<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Nonlinear two-dimensional motional finite element modeling of a rotational eddy current<br />
field problems<br />
Nieliniowy dwuwymiarowy model elementowo-skończeniowy w problemach<br />
wiroprądowych<br />
Zoltán Pólik, Miklós Kuczmann<br />
Potential formulations for solving TEAM problem 27<br />
Sformułowania potencjałów dla rozwiązania problemu TEAM 27<br />
Renato Pulko, Miralem Hadžiselimović, Bojan Štumberger, Ivan Zagradišnik<br />
Magnetically nonlinear dynamic model of single-phase transformer<br />
Nieliniowy dynamiczny model magnetyczny w transformatorze jednofazowym<br />
Bojan Štumberger, Viktor Goričan, Gorazd Štumberger, Miralem Hadžiselimović,<br />
Tine Marčič, Mladen Trlep<br />
Performance evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive<br />
Ewaluacja działania silnika synchronicznego reluktancyjnego w napędzie BLDC<br />
Paweł Surdacki<br />
Wpływ energii zaburzenia na stabilność cylindrycznego uzwojenia nadprzewodnikowego<br />
Influence of distortion energy on the stability of cylindrical superconducting winding<br />
8
13:30 – Obiad / Lunch<br />
14:30 – 16:00<br />
SESJA V<br />
DOZYMETRIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO / DOSIMETRY OF ELEKTROMAGNETIC FIELD<br />
(chairman: Roman Kubacki)<br />
Włodzimierz Adamczewski, Ryszard Jedliński, Andrzej Krawczyk<br />
Badanie temperatury wybranego miejsca głowy w trakcie używania telefonu<br />
komórkowego – wstępne wyniki<br />
Measurement of temperature of a selected place of head while using mobile phone –<br />
preliminary results<br />
Paweł Bieńkowski<br />
Sieć sensoryczna do monitoringu pola elektromagnetycznego<br />
Sensoric network for monitoring of electromagnetic field<br />
Paweł Bieńkowski<br />
Wybrane charakterystyki metrologiczne mierników PEM i metody ich wyznaczania<br />
Selected metrological characteristics of EMF dosimeters and methods of their<br />
determination<br />
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
Pomiary prądów indukowanych w ciele operatorów radiostacji plecakowych<br />
Induced current measurements in the body of manpack radio operators<br />
Paweł A. Mazurek<br />
Pomiary pól wysokiej częstotliwości w środowisku zurbanizowanym<br />
Measurements of high frequency electromagnetic field in urban environment<br />
Paweł A. Mazurek, Andrzej Wac-Włodarczyk, Tobiasz Parys, Jacek Rojek,<br />
Krzysztof Staroński, Bartłomiej Solecki, Marcin Wójcik, Michał Stępniewski<br />
Wybrane zagadnienia pomiarów natężeń pól elektrycznych i magnetycznych niskiej<br />
częstotliwości na przykładzie miasta Lublin<br />
Selected problems of measurements of magnetic and electric field strengths of low<br />
frequency in the city of Lublin<br />
16:00 – 16:30 – Przerwa na kawę / Coffee Break<br />
16:30 – 18:00<br />
SESJA VI<br />
MASZYNY I URZĄDZENIA ELEKTRYCZNE, CZ. 2 / ELECTRIC AL MACHINERY, PART 2<br />
(chairman: Karol Bednarek)<br />
Miralem Hadžiselimović, Peter Pišek, Peter Virtič, Tine Marčič, Bojan Štumberger,<br />
Ivan Zagradišnik<br />
Analytical and numerical calculation of forces acting on transformer windings<br />
Analityczne i numeryczne obliczenia sił działających na uzwojenia transformatora<br />
9
Gergely Kovács, Miklós Kuczmann<br />
Analyzing surface cracks by a MFL tester<br />
Analizowanie szczeliny powierzchniowej w testerze MFL<br />
Marcin Szczygieł, Tomasz Trawiński, Zbigniew Pilch, Krzysztof Kluszczyński<br />
Modelowanie stanowiska badawczego dla przetworników elektromechanicznych<br />
o dwóch stopniach swobody ruchu<br />
Modelling of investigation workplace for electromechanical converters of two levels<br />
of movement freedom<br />
Tomasz Trawiński, Paweł Kielan, Wojciech Burlikowski<br />
Koncepcja układu sterowania i zasilania reluktancyjnego generatora drgań skrętnych<br />
Concept of system of control and supply of reluctance generator for torsion vibrations<br />
Peter Virtič, Peter Pišek, Bojan Štumberger, Miralem Hadžiselimović, Tine Marčič,<br />
Zdravko Praunseis<br />
Winding design of coreless stator axial flux permanent magnet synchronous machines<br />
Projekt uzwojenia bezrdzeniowych maszyn synchronicznych z magnesami trwałymi<br />
o strumieniu osiowym<br />
Mykhaylo V. Zagirnyak, Mariya Yu. Branspiz<br />
Optimization problems for one-turn coil<br />
Problemy optymalizacji jednozwojnej cewki<br />
Agnieszka Wosiak, Piotr Lipiński, Marceli Kaźmierski, Igor Kersz<br />
Korzyści wynikające z wykorzystania modułu optymalizacji układu chłodzenia<br />
w systemie nadzorującym pracę transformatorów sieciowych<br />
Benefits from usage of optimisation module of cooling system in the supervision<br />
of network transformers<br />
19:30 – Obiad konferencyjny / Conference dinner<br />
8:00 – Śniadanie / Breakfast<br />
9:00 – 11:00<br />
SESJA VII<br />
ŚRODA / WEDNESDAY (24.06.2009)<br />
SYMULACJE KOMPUTEROWE / COMPUTER SIMULATIONS<br />
(chairman: Katarzyna Ciosk)<br />
Karol Bednarek, Jarosław Jajczyk<br />
Analiza efektywności metod optymalizacyjnych w procesie projektowania<br />
silnoprądowych urządzeń przesyłowych<br />
Analysis of effectivness of optimization methods in desining process by means of parallel<br />
algorithms<br />
10
Adam Ciarkowski<br />
Rola jednostajnej asymptotyki w przybliżonych rozwiązaniach zagadnień dyfrakcji<br />
i propagacji fal elektromagnetycznych<br />
A role of monotonic asymptotic in approximate solutions of difraction and propagation<br />
of electromagnetic waves.<br />
Leszek Kasprzyk, Karol Bednarek<br />
Zwiększanie efektywności obliczeń elektromagnetycznych i optymalizacyjnych przez<br />
stosowanie algorytmów równoległych<br />
An increase of effectivness of electromagnetic and optimization computing by means<br />
of parallel algorithms<br />
Eva Katona, Miklos Kuczmann<br />
Analysis and design of electrical circuits<br />
Analiza i projektowanie obwodów elektrycznych<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Dynamic model building of anatomical objects<br />
Dynamiczny model obiektów anatomicznych<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Inverse approach for reconstruction of current density vectors<br />
Podejście odwrotne w rekonstrukcji wektorów gęstości prądu<br />
Krzysztof Polakowski, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora, Tomasz Rymarczyk<br />
Jakość obrazowania w tomografii wielościeżkowej<br />
A quality of imaging in multipath tomography<br />
Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora, Krzysztof Polakowski<br />
A piecewise-constant minimal partition problem of the Mumford-Shah algorithm in EIT<br />
Wieloodcinkowy minimalny problem partycji do algorytmu Mumford-Shaha w tomografii<br />
impedancyjnej<br />
Jacek Starzyński, Robert Szmurło, Stanisław Wincenciak, Bartosz Sawicki,<br />
Przemysław Płonecki<br />
Numerical prototyping of vagus nerve stimulator<br />
Numeryczny prototyp stymulatora nerwu błędnego<br />
11:00 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee Break<br />
11:30 – 13:00<br />
SESJA VIII<br />
ELEKTROMAGNETYZM I PROCEDURY / ELECTROMAGNETICS IN PROCEDURES<br />
(chairman: Mitsuhiko Toho)<br />
Aleksandra Chodak, Mariusz Najgebauer, Andrzej Krawczyk<br />
Metodyka i historia powstawania systemu normatywnego w ograniczaniu pola<br />
elektromagnetycznego<br />
Mothodology and history in creating of electromagnetic standards and norms<br />
11
Katarzyna Ciosk<br />
A study on SAR in spheroidal models of human body<br />
Badania współczynnika SAR w ciele ludzkim<br />
Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk<br />
Bezprzewodowe monitorowanie pacjenta– technologie, standardy i zagrożenia<br />
Wireless patent monitoring of patients – technology, standards and hazards<br />
Andrzej Kaczor, Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
Ocena zgodności wyrobów z wymaganiami zasadniczymi w zakresie kompatybilności<br />
elektromagnetycznej<br />
Assesment of products concerning the fundamental requirements in the area<br />
of electromagnetic compatibility<br />
Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk, Adam Lusawa, Małgorzata Farnik<br />
Relacje a jakość usług terapeutycznych w polu elektromagnetycznym<br />
Relations and quality of therapeutical service in electromagnetic field<br />
Mariusz Najgebauer, Sławomir Sobieraj<br />
Bezprzewodowe sieci internetowe w zastosowaniach domowych – porównanie<br />
standardów 802.11b i 802.11g<br />
Wireless Internet Network in home usage – comparison of standards 802.11b<br />
and 802.11g<br />
Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk<br />
Electromagnetic awareness and education of cardiac implant patients<br />
Świadomość elektromagnetyczna i edukacja pacjentów z implantami kardiologicznymi<br />
12
SPIS REFERATÓW<br />
Włodzimierz Adamczewski, Ryszard Jedliński, Andrzej Krawczyk<br />
Badanie temperatury wybranego miejsca głowy w trakcie używania telefonu<br />
komórkowego – wstępne wyniki ......................................................................................................... 19<br />
Barbara Atamaniuk, Andrzej J. Turski<br />
Dusty plasma in space, laboratory and industry .............................................................................. 21<br />
Karol Bednarek, Jarosław Jajczyk<br />
Analiza efektywności metod optymalizacyjnych w procesie projektowania<br />
silnoprądowych urządzeń przesyłowych ........................................................................................... 23<br />
Marek Bielski<br />
Innowacyjność w przemyśle elektrotechnicznym – szanse i bariery ................................................. 27<br />
Paweł Bieńkowski<br />
Wybrane charakterystyki metrologiczne mierników PEM i metody ich wyznaczania ...................... 31<br />
Paweł Bieńkowski, Hubert Trzaska, Bartłomiej Zubrzak<br />
Sieć sensoryczna do monitoringu pola elektromagnetycznego ......................................................... 35<br />
Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski<br />
Propagacja fal akustycznych w kryształach piezoelektrycznych ...................................................... 39<br />
Wojciech Burlikowski<br />
Wpływ zmian konstrukcyjnych na przebieg kątowy momentu elektromagnetycznego<br />
reluktancyjnego wzbudnika drgań ..................................................................................................... 41<br />
Aleksandra Chodak, Mariusz Najgebauer, Andrzej Krawczyk<br />
Metodyka i historia powstawania sytemu normatywnego w ograniczaniu pola<br />
elektromagnetycznego ........................................................................................................................ 43<br />
Adam Ciarkowski<br />
Rola jednostajnej asymptotyki w przybliżonych rozwiązaniach zagadnień dyfrakcji<br />
i propagacji fal elektromagnetycznych .............................................................................................. 45<br />
Katarzyna Ciosk<br />
A study on SAR in spheroidal models of human body ....................................................................... 47<br />
13
Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk<br />
Bezprzewodowe monitorowanie pacjenta – technologie, standardy i zagrożenia ............................. 49<br />
Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk<br />
Zastosowania technologii RFID w medycynie .................................................................................. 51<br />
Zygmunt J. Grabarczyk<br />
Limitation of usage of relaxation time of low-conducting materials for estimation<br />
of electrostatic charge dissipation time ............................................................................................ 53<br />
Barbara Grochowicz, Witold Kosiński<br />
Lagrangean method for solving long line and hyperbolic heat conduction equations ...................... 57<br />
Miralem Hadžiselimović, Peter Pišek, Peter Virtič, Tine Marčič, Bojan Štumberger,<br />
Ivan Zagradišnik<br />
Analytical and numerical calculation of forces acting on transformer windings ............................ 59<br />
Masateru Ikehata, Satoshi Nakasono, Yukihisa Suzuki, Kanako Wake,<br />
Sachiko Yoshie, Masao Taki<br />
Evaluation of mutagenicity by exposure to intermediate frequency magnetic fields<br />
by in vitro test systems ...................................................................................................................... 61<br />
Ryszard Jedliński, Henryk Małecki<br />
Wykorzystanie zjawiska luminescencji w technice i medycynie ......................................................... 65<br />
Andrzej Kaczor, Andrzej Wac-Włodarczyk<br />
Ocena zgodności wyrobów z wymaganiami zasadniczymi w zakresie kompatybilności<br />
elektromagnetycznej .......................................................................................................................... 67<br />
Leszek Kasprzyk, Karol Bednarek<br />
Zwiększanie efektywności obliczeń elektromagnetycznych i optymalizacyjnych<br />
przez stosowanie algorytmów równoległych ..................................................................................... 71<br />
Eva Katona, Miklos Kuczmann<br />
Analysis and design of electrical circuits ......................................................................................... 75<br />
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
Are electromagnetic non-lethal weapons harmless? ........................................................................ 79<br />
Gergely Kovács, Miklós Kuczmann<br />
Analyzing surface cracks by a MFL tester ........................................................................................ 81<br />
14
Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Rafał Przesmycki<br />
The possibility of electric and magnetic parameters measurements of non-solid materials<br />
in coaxial lines .................................................................................................................................. 83<br />
Roman Kubacki, Marian Wnuk<br />
Ekstremalnie wysokomocowe impulsy elektromagnetyczne ............................................................. 85<br />
Miklós Kuczmann<br />
Identification of dynamic hysteresis model ........................................................................................ 87<br />
Miklós Kuczmann<br />
Vector hysteresis measurement and simulation ................................................................................ 89<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
Temperature dependence in human body from model parameters in RF hyperthermia ................... 91<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
A numerical analysis of forces imposed on particles in AC dielectrophoresis ................................. 97<br />
Janez Leskovec, Mykhaylo Zagirnyak , Franci Lahajnar, Damijan Miljavec<br />
Transverse flux motor coupled with voltage-source inverter ......................................................... 103<br />
Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk, Adam Lusawa, Małgorzata Farnik<br />
Relacje a jakość usług terapeutycznych w polu elektromagnetycznym ........................................... 107<br />
Tine Marčič, Bojan Štumberger, Gorazd Štumberger, Miralem Hadžiselimović,<br />
Peter Virtič, Peter Pišek<br />
Braking performance of line-start interior permanent magnet synchronous machines ................. 109<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Direct Preisach hysteresis models for finite element analysis of eddy current field ...................... 111<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Nonlinear two-dimensional motional finite element modeling of a rotational eddy current<br />
field problems .................................................................................................................................. 113<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Dynamic model building of anatomical objects .............................................................................. 115<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Inverse approach for reconstruction of current density vectors ..................................................... 117<br />
15
Paweł A. Mazurek<br />
Pomiary pól wysokiej częstotliwości w środowisku zurbanizowanym ............................................ 121<br />
Paweł A. Mazurek, Andrzej Wac-Włodarczyk, Tobiasz Parys, Jacek Rojek, Krzysztof<br />
Staroński, Bartłomiej Solecki, Marcin Wójcik, Michał Stępniewski<br />
Wybrane zagadnienia pomiarów natężeń pól elektrycznych i magnetycznych niskiej<br />
częstotliwości na przykładzie miasta Lublin .................................................................................. 125<br />
Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Bochniak, Andrzej Krawczyk<br />
Zastosowanie tomografii mikrofalowej do detekcji raka gruczołu piersiowego ............................. 129<br />
Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk<br />
Planning of magnetotherapy in the healing of arthritis ................................................................. 131<br />
Joanna Michałowska-Samonek, Andrzej Wac-Włodarczyk, Arkadiusz Miaskowski<br />
Numeryczne modele gruczołu piersiowego ..................................................................................... 133<br />
Mariusz Najgebauer, Sławomir Sobieraj<br />
Bezprzewodowe sieci internetowe w zastosowaniach domowych –<br />
porównanie standardów 802.11b i 802.11g .................................................................................... 135<br />
Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk<br />
Electromagnetic awareness and education of cardiac implant patients ......................................... 137<br />
Krzysztof Polakowski, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora, Tomasz Rymarczyk<br />
Jakość obrazowania w tomografii wielościeżkowej ........................................................................ 139<br />
Zoltán Pólik, Miklós Kuczmann<br />
Potential formulations for solving TEAM problem 27 .................................................................... 141<br />
Renato Pulko, Miralem Hadžiselimović, Bojan Štumberger, Ivan Zagradišnik<br />
Magnetically nonlinear dynamic model of single-phase transformer ............................................ 143<br />
Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora, Krzysztof Polakowski<br />
A piecewise-constant minimal partition problem of the Mumford-Shah algorithm in EIT ............. 147<br />
Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek<br />
Induced current measurements in the body of manpack radio operators ....................................... 149<br />
Wanda Stankiewicz, Paweł Szymański, Marek P. Dąbrowski, Wojciech Witkowski<br />
Immunocorrective effects of magnetotherapy administered in patients with thermal injury .......... 151<br />
16
Jacek Starzyński, Robert Szmurło, Stanisław Wincenciak, Bartosz Sawicki,<br />
Przemysław Płonecki<br />
Numerical prototyping of vagus nerve stimulator .......................................................................... 153<br />
Bojan Štumberger, Viktor Goričan, Gorazd Štumberger, Miralem Hadžiselimović,<br />
Tine Marčič, Mladen Trlep<br />
Performance evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive ................................... 155<br />
Paweł Surdacki<br />
Wpływ energii zaburzenia na stabilność cylindrycznego uzwojenia<br />
nadprzewodnikowego ..................................................................................................................... 157<br />
Marcin Szczygieł, Tomasz Trawiński, Zbigniew Pilch, Krzysztof Kluszczyński<br />
Modelowanie stanowiska badawczego dla przetworników elektromechanicznych<br />
o dwóch stopniach swobody ruchu ................................................................................................. 161<br />
Mitsuhiko Toho , Andrzej Krawczyk<br />
Japanese mathematics and engineerings during the Edo period .................................................... 163<br />
Tomasz Trawiński, Paweł Kielan, Wojciech Burlikowski<br />
Koncepcja układu sterowania i zasilania reluktancyjnego generatora drgań skrętnych ............... 165<br />
Andrzej J. Turski, Barbara Atamaniuk<br />
Blood brain barrier, evoked brain waves and Schumann resonances revisited ............................. 167<br />
Peter Virtič, Peter Pišek, Bojan Štumberger, Miralem Hadžiselimović,<br />
Tine Marčič, Zdravko Praunseis<br />
Winding design of coreless stator axial flux permanent magnet synchronous machines ............... 169<br />
Agnieszka Wosiak, Piotr Lipiński, Marceli Kaźmierski, Igor Kersz<br />
Korzyści wynikające z wykorzystania modułu optymalizacji układu chłodzenia w systemie<br />
nadzorującym pracę transformatorów sieciowych ........................................................................ 173<br />
Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz<br />
Pole elektromagnetyczne niskiej częstotliwości a układ nerwowy –<br />
przegląd aktualnych wyników badań .............................................................................................. 175<br />
Mykhaylo V. Zagirnyak, Mariya Yu. Branspiz<br />
Optimization problems for one-turn coil ........................................................................................ 177<br />
17
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
BADANIE TEMPERATURY<br />
WYBRANEGO MIEJSCA GŁOWY<br />
W TRAKCIE UŻYWANIA TELEFONU KOMÓRKOWEGO –<br />
WSTĘPNE WYNIKI<br />
Włodzimierz Adamczewski 1 , Ryszard Jedliński 2 , Andrzej Krawczyk 3<br />
1 Termopomiar, Warszawa<br />
2 POLKOMTEL, Olsztyn<br />
3 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny<br />
Obawy związane z używaniem telefonii bezprzewodowej mają dwie przyczyny: anteny bazowe,<br />
które budzą niepokój przez ich wielkość (duży obiekt niesie duże zagrożenie) oraz terminale<br />
doręczne, które są niepokojące przez ich bliskość z człowiekiem, a co bardziej niepokojące,<br />
ze strefą mózgowia. O ile stacje bazowe wywołuję bardziej niepokój społeczny o tyle<br />
telefony niepokoją pojedynczych ich użytkowników właśnie przez fizyczne związanie ich z<br />
organizmem ludzkim i propagowaną w środkach masowego przekazu możliwość „podgrzania”<br />
mózgu.<br />
Istnieją metody w obszarze symulacji komputerowych, służące badaniu przyrostu temperatury<br />
w głowie osoby wystawionej na działania telefonu komórkowego. Jednak ze względu na złożoność<br />
obiektu, trudności w uwzględnieniu wszystkich czynników procesu termofizycznego<br />
(np. perfuzji krwi), a także niepewność w doborze wielkości parametrów organizmu, wyniki<br />
tego typu badań mogą być uznane za niepewne. Wydaje się, że bardziej przekonujące są badanie<br />
bezpośrednie temperatury.<br />
Pomiar temperatury ciała za pomocą termowizji jest praktykowanym szeroko bezinwazyjnym<br />
pomiarem temperatury. W prezentowanej pracy wykorzystano kamerę termowizyjną Flir<br />
T400 o rozdzielczościach: graficznej 320x240 pixeli i termicznej 0,06 K.<br />
W referacie pokazano wyniki pomiaru temperatury części głowy zbliżonej do naręcznego<br />
terminala (aparatu komórkowego) w trakcie przeprowadzania rozmowy i w warunkach braku<br />
połączenia. Eksperyment został przeprowadzony w miejscu na tyle odległym od stacji bazowej,<br />
że można założyć, iż moc emitowanego sygnału była zbliżona do maksymalnej mocy<br />
telefonu.<br />
19
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Przeprowadzono dwa półgodzinne cykle pomiarowe. W obu cyklach dokonywano pomiaru<br />
temperatury ucha uczestnika eksperymentu (rys. 1).<br />
37,0°C<br />
21,0°C<br />
35<br />
30<br />
25<br />
20<br />
Rys. 1. Ustawienie próby i przykładowe wyniki<br />
Przyrost temperatury w przypadku prowadzenia rozmowy różnił się w sposób znikomy od<br />
tego, który zaistniał podczas symulacji rozmowy. Spostrzeżenie to pozwala na wysunięcie<br />
wniosku, ze nagrzewanie ucha wynika z innych przyczyn aniżeli pole elektromagnetyczne,<br />
nie jest objawem swoistym (Tab. 1). Przeprowadzono też pomiar nagrzewania się samego telefonu<br />
komórkowego w trakcie działania – przyczyną zaobserwowanego wzrostu temperatury<br />
okazał się przepływ prądu zasilania.<br />
Badania, których wyniki są komentowane w niniejszej pracy mogą być uznane za pilotażowe,<br />
ponieważ nie zostały zabezpieczone wszystkie procedury kontrolne. Dalsze badania będą<br />
prowadzone.<br />
Tab. 1. Przyrosty temperatury<br />
Próba z rozmową Próba bez rozmowy<br />
Czas (minuty)<br />
Temperatura (stopnie<br />
Celsjusza)<br />
czas (minuty)<br />
Temperatura (stopnie<br />
Celsjusza)<br />
0 36,0 0 35,6<br />
5 36,0 5 35,4<br />
10 36,1 10 35,6<br />
15 36,2 15 35,7<br />
20 36.6 20 36,0<br />
25 36,8 25 36,0<br />
30 36,9 30 36.2
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
DUSTY PLASMA IN SPACE,<br />
LABORATORY AND INDUSTRY<br />
Barbara Atamaniuk, Andrzej J. Turski<br />
Space Research Center, PAS, Bartycka 18A, 00-716, Warsaw, Poland<br />
Institute of Fundamental Technological Research, PAS, Świętokrzyska 21, 00-049 Warsaw, Poland<br />
batama@ippt.gov.pl , aturski@ippt.gov.pl<br />
Dusty plasmas have become a topic of great interest because they give an excellent tool for<br />
exploring many of the fundamental assumptions used in plasma physics. A dusty plasma is<br />
collection of solid objects with diameters ranging from a few nanometers to a few<br />
micrometers immersed in a plasma consisting of electrons, ions, and neutrals. Most often,<br />
these small objects or dust particles are electrically charged. They exist naturally in space: in<br />
the low Earth orbit region, planetary rings, comet tails, and in planetary nebulae. From its<br />
early beginnings with observations of astrophysical phenomena, this area of plasma physics<br />
research has grown to encompass industrial plasma, space plasma, and basic plasma issues<br />
ranging from strongly coupled systems, to transport, to waves and instabilities. In the<br />
laboratory, experiments have evolved from observations of the behavior of the microparticles<br />
in the plasma to direct manipulation of the microparticles and use of the microparticles<br />
themselves for plasma diagnosis.<br />
Electrical charge accumulation on the surface of an insulating particle is the basic mechanism<br />
by which particle matter interacts with plasma. In the space environment, this charge<br />
accumulates via photoionization, secondary electron emission due to impacts with energetic<br />
particles, and collisions with the background thermal plasma. For the laboratory experiments<br />
on dusty plasmas, the principle charging mechanism will be the flux of charged particles from<br />
the plasma to dust particles residing on a plasma-exposed surface.<br />
In this presentation we make brief overview: of dusty plasma:<br />
– what is a dusty plasma and where are they found<br />
– Basic processes in dusty plasmas<br />
– Waves and instabilities in dusty plasma.<br />
21
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ANALIZA EFEKTYWNOŚCI<br />
METOD OPTYMALIZACYJNYCH<br />
W PROCESIE PROJEKTOWANIA SILNOPRĄDOWYCH<br />
URZĄDZEŃ PRZESYŁOWYCH<br />
Wstęp<br />
Karol Bednarek, Jarosław Jajczyk<br />
Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej<br />
Projektowanie oraz konstruowanie nowoczesnych układów i urządzeń elektrycznych związane<br />
jest ze stosowaniem skomplikowanych obliczeń elektromagnetycznych i elektrodynamicznych<br />
oraz wykorzystaniem odpowiednich technik optymalizacyjnych. W pracy przeanalizowano<br />
rezultaty obliczeń uzyskane podczas optymalizacji geometrii trójfazowego nieekranowanego<br />
toru wielkoprądowego o izolacji stałej. Zastosowano metody deterministyczne: Gaussa-Seidela,<br />
gradientu prostego, gradientu sprzężonego oraz jako niedeterministyczną zmodyfikowaną<br />
metodę algorytmu genetycznego i badano ich efektywność w rozwiązywaniu postawionego<br />
zadania. Przedstawiono model obliczeniowy wielkości elektrodynamicznych opisujących<br />
stan układu, stanowiących ograniczenia włączone do funkcji celu. Zamieszczono<br />
wyniki obliczeń i skomentowano uzyskane rezultaty.<br />
Zarys obliczeń elektrodynamicznych i optymalizacyjnych<br />
Obiektem podlegającym procesowi optymalizacji jest tor wielkoprądowy płaski, zbudowany<br />
z trzech przewodów fazowych o przekroju prostokątnym w izolacji z żywic epoksydowych.<br />
Celem optymalizacji jest minimalizacja kosztów zużycia materiałów w procesie produkcji<br />
i kosztów strat energii podczas eksploatacji tych urządzeń. Funkcja celu jest funkcją zmiennych<br />
geometrycznych, które wpływają na wielkość pola przekroju poprzecznego szynoprzewodu<br />
(nakłady inwestycyjne kinwest.) oraz na wartość strat mocy czynnej w określonym czasie<br />
ich użytkowania (koszty eksploatacyjne keksploat.). Ograniczeniami (włączonymi do funkcji<br />
celu) w procesie optymalizacyjnym są dopuszczalne parametry elektrodynamiczne w układzie<br />
(temperatury przewodów TCmax i izolatora TImax, naprężenia elektryczne Emax, siły elektrodynamiczne<br />
Fmax) oraz wymagania norm.<br />
23
Punktem wyjścia do wszelkich<br />
obliczeń elektromagnetycznych<br />
i elektrodynamicznych<br />
związanych<br />
z torami wielkoprądowymi<br />
[1,2] (pozwalających określić<br />
wartości ograniczeń<br />
zawartych w funkcji celu)<br />
jest wyznaczenie rozkładu<br />
gęstości prądu J(x,y)<br />
w przewodach roboczych.<br />
Uzyskuje się go na podstawie<br />
układu równań całkowych<br />
Fredholma (1):<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
⎧<br />
jωµγ<br />
p<br />
⎪J<br />
( x,<br />
y)<br />
− J(<br />
x0L1,<br />
y0L1)<br />
+<br />
⎪<br />
2π<br />
⎪<br />
⎪dla<br />
: ( x,<br />
y)<br />
∈ SL1<br />
⎪<br />
⎪<br />
jωµγ<br />
p<br />
J(<br />
x,<br />
y)<br />
− J(<br />
x0L<br />
2,<br />
y0L2<br />
) +<br />
⎪<br />
2π<br />
⎪<br />
⎪dla<br />
: ( x,<br />
y)<br />
∈ SL2<br />
⎪<br />
⎪<br />
jωµγ<br />
p<br />
⎨J<br />
( x,<br />
y)<br />
− J(<br />
x0L3,<br />
y0L3)<br />
+<br />
⎪<br />
2π<br />
⎪<br />
dla : ( x,<br />
y)<br />
∈ S<br />
⎪<br />
L3<br />
⎪ ( ) =<br />
⎪∫∫<br />
J x',<br />
y'<br />
dx'dy'<br />
I L1<br />
SL1<br />
⎪<br />
⎪ ( ) =<br />
⎪∫∫<br />
J x',<br />
y'<br />
dx'dy'<br />
I L2<br />
SL<br />
2<br />
⎪<br />
⎪∫∫<br />
J(<br />
x',<br />
y')<br />
dx'dy'=<br />
I L3<br />
⎪SL<br />
3<br />
⎩<br />
24<br />
∫∫<br />
SL1+<br />
SL<br />
2+<br />
SL3<br />
∫∫<br />
SL1+<br />
SL<br />
2+<br />
SL3<br />
∫∫<br />
SL1+<br />
SL<br />
2+<br />
SL3<br />
J(<br />
x',<br />
y')<br />
ln<br />
J(<br />
x',<br />
y')<br />
ln<br />
J(<br />
x',<br />
y')<br />
ln<br />
2<br />
2<br />
( x0L1<br />
− x')<br />
+ ( y0L1<br />
− y')<br />
dx'dy'<br />
= 0<br />
2<br />
2<br />
( x − x')<br />
+ ( y − y')<br />
2<br />
2<br />
( x0L<br />
2 − x')<br />
+ ( y0L2<br />
− y')<br />
dx'dy'<br />
= 0<br />
2<br />
2<br />
( x − x')<br />
+ ( y − y')<br />
2<br />
2<br />
( x0L3<br />
− x')<br />
+ ( y0L3<br />
− y')<br />
dx'dy'<br />
= 0<br />
2<br />
2<br />
( x − x')<br />
+ ( y − y')<br />
(1)<br />
gdzie: ω – pulsacja, µ – przenikalność magnetyczna materiału przewodu, γ – konduktywność<br />
przewodu; (x, y) – punkt obserwacji; (x’, y’) – punkt źródłowy, SL1, SL2, SL3 – przekroje przewodów<br />
dla faz L1, L2, L3, (x0L1, y0L1), (x0L2, y0L2), (x0L3, y0L3) – punkty odniesienia dla faz L1,<br />
L2, L3, natomiast IL1, IL2, IL3 – prądy w fazach L1, L2, L3.<br />
Na podstawie gęstości prądu obliczane są temperatury przewodów i izolatora oraz oddziałujące<br />
siły elektrodynamiczne. Wyznaczane są też naprężenia elektryczne w układzie.<br />
W analizach optymalizacyjnych zastosowano następujące metody [1-3]: a) Gaussa-Seidela<br />
(GS) – minimum funkcji poszukuje się wzdłuż kolejnych kierunków ortogonalnej bazy; b)<br />
gradientu prostego (GP) – przyjmuje się w niej zawsze kierunek poszukiwań wzdłuż gradientu<br />
funkcji kryterialnej; c) gradientów sprzężonych (GS) – kierunek poszukiwań jest tworzony<br />
na podstawie gradientu funkcji kryterialnej, a każdy następny wyznaczany kierunek jest<br />
sprzężony do poprzednich; d) algorytmu genetycznego (AG) – niedeterministyczna – wykorzystano<br />
w niej zmodyfikowane operacje genetyczne: selekcję wg reszt bez powtórzeń, liniowe<br />
skalowanie przystosowania oraz przenoszenie najlepszego osobnika, a w celu przyśpieszenia<br />
obliczeń dokonano ich zrównoleglenia.<br />
Wyniki obliczeń<br />
Obliczenia optymalizacyjne wykonano dla trójfazowego, nieekranowanego toru prądowego<br />
w izolacji stałej o napięciu znamionowym 10 kV i prądzie 4 kA. W tabeli 1 zamieszczono<br />
minimalne i uśrednione z dziesięciu powtórzeń czasy obliczeń i koszty jednostkowe toru prądowego,<br />
uzyskane różnymi metodami optymalizacyjnymi. Metody deterministyczne (w celu<br />
wyznaczenia optimum globalnego) łączy się często z metodami losowymi. W pracy przeanalizowano<br />
również funkcjonowanie każdej z opisywanych metod deterministycznych w połączeniu<br />
z metodą Monte Carlo (MC) i porównano z rezultatami uzyskanymi metodą algorytmu<br />
genetycznego. Wyniki obliczeń zamieszczono w tabeli 2.
Tabela 1. Koszty jednostkowe i czasy<br />
trwania obliczeń dla poszczególnych metod<br />
Metoda<br />
Algorytm<br />
gene-<br />
tyczny<br />
Gradient<br />
sprzężony<br />
Gradient<br />
prosty<br />
Gaussa-<br />
Seidela<br />
Uwagi i wnioski<br />
Minimalny<br />
koszt jednostkowy<br />
[EUR]<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Średni<br />
koszt jednostkowy<br />
[EUR]<br />
Średni czas<br />
obliczeń<br />
[s]<br />
3734 3784 21353<br />
(* 2337)<br />
25<br />
Tabela 2. Koszty jednostkowe i czasy<br />
trwania obliczeń dla metod łączonych z<br />
metodą MC<br />
Metody<br />
Gradient<br />
sprzężony<br />
i MC<br />
3819 4944 3683 Gradient<br />
prosty<br />
i MC<br />
Minimalny<br />
koszt jednostkowy<br />
[EUR]<br />
Średni<br />
koszt<br />
jednostkowy<br />
[EUR]<br />
Średni<br />
czas<br />
obliczeń<br />
[s]<br />
3722 3729 38136<br />
3723 3731 40509<br />
3930 5636 8294 Gaussa-<br />
Seidela<br />
z MC<br />
3812 4816 34216<br />
3892 6527 2784<br />
* czas uzyskany po zrównolegleniu obliczeń<br />
W złożonych obliczeniach optymalizacyjnych (dla funkcji wielomodalnych) metody deterministyczne<br />
mogą być stosowane wyłącznie w połączeniu z metodami losowymi. Stosowane<br />
samodzielnie nie dają pewności, że zostanie uzyskane optimum globalne. Dzięki połączeniu<br />
metod deterministycznych z metodą losową (MC) uzyskuje się w obliczeniach optimum globalne,<br />
jednakże znacząco zwiększa się wtedy czas trwania obliczeń. Uwzględniając wszelkie<br />
aspekty efektywności metod optymalizacyjnych najkorzystniejszą okazuje się metoda algorytmów<br />
genetycznych. W wyniku jej zastosowania uzyskuje się punkt optymalny globalnie<br />
w stosunkowo krótkim czasie, a dzięki łatwości w zrównoleglaniu obliczeń czas trwania poszukiwań<br />
optymalizacyjnych można wielokrotnie skrócić.<br />
Literatura<br />
1. Bednarek K., Electrodynamic Calculations and Optimal Designing of Heavy-Current Lines,<br />
Przegląd Elektrotechniczny, nr 12, 2008, s. 138-141.<br />
2. Bednarek K., Jajczyk J, Nawrowski R., Tomczewski A., Optimization of rectangular shielded<br />
three-phase heavy current busways, WSEAS Transactions on Power Systems, Issue 6, vol. 1,<br />
June 2006, p. 1028-1035.<br />
3. Findeisen W., Szymanowski J., Wierzbicki A., Teoria i metody obliczeniowe optymalizacji,<br />
PWN, W-wa 1977.
Wprowadzenie<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
INNOWACYJNOŚĆ W PRZEMYŚLE<br />
ELEKTROTECHNICZNYM – SZANSE I BARIERY<br />
Marek Bielski<br />
Redakcja „Urządzenia dla Energetyki”,<br />
ul. Długa 44/50, 00-241 Warszawa<br />
e-mail: marek.w.bielski@o2.pl<br />
Efektywne wykorzystanie wiedzy nabiera w XXI wieku zasadniczego znaczenia dla funkcjonowania<br />
społeczeństw. Nowa era cywilizacyjna, zwana także epoka gospodarki cyfrowej<br />
wymaga od wszystkich uczestników gry rynkowej wysoce sprawnego zagregowania danych<br />
oraz kreatywnego wykorzystania nowotworzonego zasobu informacji. Informacje – będące<br />
podstawą uzyskania nowej wiedzy – są traktowane w kategoriach czysto rynkowych towarów<br />
i zarazem najważniejszych narzędzi osiągania przewagi konkurencyjnej oraz pozyskania nowych<br />
klientów we wszystkich obszarach aktywności gospodarczej.<br />
Zarys problematyki<br />
W prasie naukowo-technicznej znajdujemy bardzo wiele cząstkowych informacji<br />
o nowych wdrożeniach w dziedzinie elektrotechniki, lecz niestety, nie opublikowano dotychczas<br />
monograficznego opracowania dotyczącego zagadnień innowacyjności w sektorze energetycznym<br />
i przemyśle elektrotechnicznym. Nadal brak jest też całościowego syntetycznego<br />
kompendium z dziedziny metodyki proinnowacyjnej w odniesieniu do elektroenergetyki<br />
i elektrotechniki.<br />
Referat stanowi próbą zasygnalizowania podstawowych obszarów problemowych, których<br />
szczegółowe opracowanie w przyszłości mogłoby służyć optymalizowaniu procesu modelowania<br />
transformacji wiedzy proinnowacyjnej na potrzeby przemysłu elektroenergetycznego<br />
i elektrotechnicznego.<br />
Istota innowacyjności w gospodarce rynkowej<br />
Innowacja (łac. innovatio – odnowienie) najczęściej rozumiany jest po prostu, jako nowość.<br />
Współcześni autorzy przypisują pojęciu innowacyjności różny zakres semantyczny.<br />
27
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Innowacja postrzegana jest jako idea, pomysł we wdrażaniu nowych technologii oraz tworzenie<br />
nowych systemów organizacji, w tym także wszelkiego typu instytucji, które zajmują się<br />
wdrażaniem innowacji.<br />
Innowacje technologiczne dzielone są na produktowe – wprowadzanie do produkcji nowych<br />
wyrobów i usług, oraz procesowe – zastosowanie nowych technik i technologii uzyskiwania<br />
tychże nowych wyrobów. Natomiast transformacją innowacyjną nazywamy przekształcenie<br />
wiedzy w projekt, konstrukcję, prototyp, produkt, proces, technologię, strukturę organizacyjną,<br />
czy np. system komputerowy. Zasadniczym celem proinnowacyjnej transformacji wiedzy<br />
jest wykorzystanie wyników badań naukowych do osiągnięcia postępu technicznego.<br />
Innowacyjność w zrozumieniu powszechnym jest najczęściej rozumiana, jako zdolność danej<br />
firmy do tworzenia tzw. wartości dodanej, ale najwyżej jest oceniana zdolność innowacyjna<br />
do kreowania nowych produktów, mogących znaleźć nabywców na rynku. Proces wdrażania<br />
innowacji jest immanentnie związany zarówno z postępem naukowo-technicznym, jak i organizacyjnym<br />
oraz różnymi formami, często agresywnymi – przedsiębiorczości<br />
Inicjatorzy projektu ustawy o wspieraniu działalności innowacyjnej w uzasadnieniu swej propozycji<br />
podkreślali, że polski przemysł ma jeden z najniższych w Europie wskaźników nowoczesności,<br />
a większość MŚP – powstających w ostatnich latach – nie zajmuje się produkcją w<br />
sferze zaawansowanych technologii, czy nowoczesnymi usługami. Taki stan rzeczy skutkuje<br />
w konsekwencji małym udziałem w rynku globalnym i niewielką rentownością przedsiębiorstw.<br />
Z dostępnych danych – przytaczanych w/w uzasadnieniu – wynika, że w Polsce w latach<br />
1995-1999 udział firm wprowadzających nowości w skali świata (a zatem kształtujące nowe<br />
rynki) stanowił zaledwie 1,9% badanych przedsiębiorstw, w przypadku 14% przedsiębiorstw<br />
były to nowości w skali kraju. Natomiast wg przeprowadzonych w przed ośmiu laty badań, aż<br />
90% przedsiębiorstw krajowych nie współpracuje z ośrodkami naukowo-badawczymi.<br />
Inną bowiem wartość intelektualną i rynkową mają własne rozwiązania innowacyjne. Niestety,<br />
tylko 10% średnich i dużych przedsiębiorstw posiada własne rozwiązania innowacyjne,<br />
stworzone w firmie patenty lub sprzedawane opracowane przez siebie licencję lub know-how.<br />
W grupie tej faktycznie jednak dominują przede wszystkim duże przedsiębiorstwa.<br />
W krajach UE oraz USA natomiast nie należą do rzadkości małe firmy, które powstały na<br />
bazie np. jednego pomysłu innowacyjnego.<br />
17% ankietowanych firm deklarowało, że na cele badawcze przeznacza rocznie kwotę ponad<br />
1 mln złotych. W 37% firm małych i średnich kwoty te wynoszą rocznie są niewielkie<br />
i nie przekraczają 20.000 zł. Najprawdopodobniej jednak skala tych wydatków faktycznie jest<br />
dużo niższa gdyż, jak wynika z zeznań podatkowych podmiotów gospodarczych, sięgają one<br />
średnio zaledwie 0,2% ich rocznego przychodu. Ma to wysoce negatywny wpływ na badania<br />
naukowe w Polsce, zwłaszcza te z dziedzin nauk technicznych.<br />
Zaledwie 20% firm dużych i średnich deklarowało współpracę z ośrodkiem naukowym, instytutem<br />
badawczym, czy uczelnią. Ta współpraca w 21% dotyczyła modernizacji lub opracowania<br />
nowej technologii, zaś w 18% konsultingu. Z tych przedsiębiorstw najwięcej, bo 35,5%<br />
deklarowało współpracę z jednostkami badawczo-rozwojowymi.<br />
28
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Próba przeprowadzona była na 348 małych firmach zatrudniających do 5 pracowników oraz<br />
483 przedsiębiorstwach średnich i dużych. W momencie zbierania danych nie miałem dostępu<br />
do materiałów źródłowych w/w ankiety i stąd nie można stwierdzić, czy i w jakiej ilości były<br />
w niej reprezentowane firmy sektora elektroenergetycznego.<br />
Zagrożenia i szanse działalności proinnowacyjnej<br />
Z danych GUS wynika, że spadają nakłady na innowacyjność w polskim przemyśle. Ta niekorzystna<br />
tendencja nadal się pogłębia. Wciąż maleją nakłady na badania i rozwój<br />
w przedsiębiorstwach polskich, a w innych krajach rosną. Wiążę się to też bezpośrednio,<br />
z coraz mniejszym angażowaniem polskiego potencjału naukowego do kreowania innowacyjności<br />
w firmach działających na terenie polski, ale należących do koncernów zagranicznych.<br />
Stowarzyszenia Elektryków Polskich widząc te zagrożenia wyraziło swoją opinię,<br />
w oficjalnie przedstawionym stanowisku – twierdząc, że w wypadku prywatyzacji dużych<br />
przedsiębiorstw przemysłowych, spadek popytu na prace naukowo-badawcze był do przewidzenia,<br />
biorąc pod uwagę, że większość koncernów wykupujących polskie fabryki była i jest<br />
zainteresowana przede wszystkim polskim rynkiem zbytu. Także ekonomiści podkreślają, że<br />
wysoce niekorzystny wpływ na wzrost dynamizmu innowacyjnego ma brak większego zainteresowania<br />
ze strony koncernów i firm zagranicznych działających na rynku polskim współpracą<br />
z polskimi centrami naukowymi i ośrodkami badawczo-rozwojowymi.<br />
W Polsce w szerszej skali mamy do czynienia ze zjawiskiem innowacji-imitacji,<br />
w której wdrożenie jest zapożyczone lub zakupione. Tym bardziej, że w naszym kraju zaledwie<br />
22% naukowców pracuje w jednostkach badawczo-rozwojowych oraz 6% w przemyśle<br />
pozostali na uczelniach i w placówkach PAN. Taka struktura zatrudnienia kadry naukowej<br />
wprost przekłada się wprost na niski poziom innowacyjności.<br />
Jak szacują eksperci Izby Gospodarczej Przemysłu Elektrotechnicznego w optymalnym wariancie<br />
rozwoju sektora elektrotechnicznego w Polsce wartość produkcji aktualnie mogłaby<br />
wynieść 20 mld dolarów, a nawet więcej (wartość produkcji z 1979 r. wartości<br />
3,5 mld dolarów), a przemysł elektrotechniczny mógłby hipotetycznie zatrudniać ok.200 tys.<br />
pracowników. (Proporcjonalnie wyliczono potencjalną wartość kwotową, liczbę porównując<br />
liczbę ludności Polskę i Niemcy).<br />
Wnioski<br />
Wnioski, jakie płyną z przedstawionych rozważań dają się sprowadzić do kilku stwierdzeń:<br />
• Komercjalizacja nauki staje się powszechnym zjawiskiem.<br />
• Wartość efektu innowacyjnego mierzona jest wyłącznie skalą sprzedaży. Idea jest<br />
tyle warta, ile ktoś chce za nią zapłacić, a nauka traktowana jak towar.<br />
• Innowacje w większości przypadków mają w sensie intelektualnym charakter interdyscyplinarny,<br />
a w sensie organizacyjnym międzyresortowy.<br />
• Innowacje rynkowe powstają dzięki współdziałaniu różnych uczestników, badaczy,<br />
inżynierów, przemysłowców i finansistów.<br />
29
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
• Sukces naukowy nie równa się sukcesowi komercyjnemu. Komercjalizacja decyduje<br />
o efekcie finansowym i handlowym.<br />
• Często postawy handlowe wypierają postawy akademickie, a cele komercyjne są<br />
już trwale obecne w programach naukowo-badawczych.<br />
• Coraz częściej zdolności techniczne sprowadzają się do kreatywnego kojarzenia<br />
najnowszych rozwiązań technicznych i technologicznych w nowe funkcjonalne<br />
całości w sposób w takim stopniu twórczy, że nie narusza to istniejących zastrzeżeń<br />
patentowych.<br />
• Firmy sektora elektrotechnicznego powinny przeprowadziły na swój użytek badania<br />
w dziedzinie innowacyjności.<br />
• Powinny one dać m.in. odpowiedź na szereg zasygnalizowanych wyżej problemów<br />
związanych z wdrażaniem innowacji.<br />
30
Wstęp<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WYBRANE CHARAKTERYSTYKI METROLOGICZNE<br />
MIERNIKÓW PEM I METODY ICH WYZNACZANIA<br />
Paweł Bieńkowski<br />
Politechnika Wrocławska<br />
Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego<br />
Znajomość oraz umiejętność prawidłowej interpretacji charakterystyk metrologicznych jest<br />
jednym z podstawowych wymogów dla prawidłowego doboru oraz stosowania aparatury pomiarowej<br />
do określonego rodzaju pomiarów. Dotyczy to szczególnie mierników pola elektromagnetycznego<br />
i samych pomiarów PEM. Są one jednymi z najmniej dokładnych pomiarów<br />
w fizyce, co wynika zarówno z dostępnych metod pomiaru jak i z możliwości technicznych<br />
sprzętu. Szacuje się, że składowa niepewności pomiarów związana z określonością charakterystyk<br />
metrologicznych mierników jest na poziomie nawet połowy całkowitej niepewności<br />
pomiarów PEM.<br />
Charakterystyki metrologiczne mierników PEM<br />
Dla mierników PEM można wyróżnić trzy grupy charakterystyk: dynamiczne, częstotliwościowe<br />
i czasowe. Waga każdej z charakterystyk zależała będzie w dużej mierze od rodzaju<br />
miernika i jego przeznaczenia.<br />
Charakterystyka dynamiczna<br />
Pod pojęciem charakterystyk dynamicznych rozumie się odpowiedź miernika na zmiany wartości<br />
(amplitudy, natężenia, mocy) mierzonej wielkości. Najważniejszym parametrem opisującym<br />
charakterystykę dynamiczną jest liniowość – maksymalne odchylenie w zakresie pomiaru<br />
mierzonej wielkości od najbliższej prostej odniesienia, zdefiniowanej w danym przedziale<br />
[def. na podstawie normy PN/EN-50361]. Definicja ta wymaga pewnego komentarza.<br />
Norma mianem liniowości określa odchylenie od charakterystyki liniowej, co intuicyjnie kojarzy<br />
się raczej z pojęciem nieliniowości, a tym samym im wartość liniowości jest niższa, tym<br />
sonda jest bardziej liniowa. Dla dobrego miernika liniowość nie powinna przekraczać 5%. Na<br />
rysunku 1 przedstawiono wyniki pomiarów liniowości dla trzech różnych sond. Optymalne<br />
parametry ma sonda E2.<br />
31
C d<br />
1,60<br />
1,40<br />
1,20<br />
1,00<br />
0,80<br />
0,60<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
E1<br />
E2<br />
0,40<br />
1,0 10 100 E [V/m]<br />
wz<br />
Rys. 1. Liniowość wybranych sond pola elektrycznego<br />
Parametry uzupełniające charakterystykę dynamiczną to czułość, próg wykrywalności, zakres<br />
pomiaru (dynamika) i ostatni, bardzo istotnym parametr – izotropowość sondy (dla sond bezkierunkowych)<br />
lub symetria (dla sond kierunkowych). Pod tym pojęciem rozumieć będziemy<br />
odchylenie wartości pomiarowej ze względu na różne kąty padania mierzonej fali. Izotropowość<br />
zależy zwykle od częstotliwości oraz może zależeć od natężenia pola. Na rys. 2. przedstawiono<br />
przykładowe wyniki pomiaru izotropowości dwóch sond pola elektrycznego wykonane<br />
w różnych warunkach.<br />
δ [dB]<br />
1<br />
0,5<br />
0<br />
-0,5<br />
-1<br />
-1,5<br />
Sonda 1 - 5V/m<br />
Sonda 1 - 150V/m<br />
Sonda 2 - 200MHz<br />
Sonda 2 - 8GHz<br />
0 90 180 270 360 o<br />
Rys. 2. Izotropowość sond PEM wyznaczona dla różnych warunków<br />
Typowo izotropowość sond PEM waha się między 0.2 dB dla częstotliwości niskich do nawet<br />
4dB dla zakresu wysokich mikrofal. Dla wyznaczenia izotropowości bada się reakcje sondy<br />
dla różnych położeń w polu o stałej wartości, obracając sondy wokół osi, zdefiniowanej różnie<br />
w zależności od przyjętej metody. Ponieważ charakterystyki wyznaczone w różnych położeniach<br />
sondy mogą się różnić, powinno się wraz z wynikami podać sposób wyznaczania<br />
parametrów sondy. Liniowość jest praktycznie niezależna od częstotliwości i wyznacza się ją<br />
zwykle dla jednej częstotliwości, umieszczając sondę w polu wzorcowym o natężeniu między<br />
progiem wykrywalności a wartością maksymalną dopuszczalną dla sondy. Ostatnim zagadnieniem<br />
przy wyznaczaniu charakterystyki dynamicznej jest sposób wyznaczenia wskazania<br />
sondy na pobudzenie polem o zadanym natężeniu. Jako wynik można przyjąć wskazanie<br />
maksymalne – odpowiadające wartości maksymalnej uzyskanej przy różnych ustawieniach<br />
sondy albo wartość średnią ze wskazania maksymalnego i minimalnego dla sond izotropo-<br />
32<br />
E3
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
wych lub z dwu symetrycznych położeń dla sond kierunkowych. Wynikiem wyznaczania<br />
charakterystyki dynamicznej jest wskaźnik Cd, zdefiniowany jako stosunek wartości prawdziwej<br />
(wzorcowej) Ww do wartości wskazywanej przez miernik Wm. Miarą liniowości będzie<br />
wtedy różnica między minimalną a maksymalną wartością Cd.<br />
Charakterystyka częstotliwościowa<br />
Charakterystyka częstotliwościowa to zmiany odpowiedzi miernika na różne częstotliwości<br />
mierzonego PEM przy jego stałym natężeniu (lub zmiany natężenia PEM, które są niezbędne<br />
do utrzymania stałej odpowiedzi miernika przy zmianie częstotliwości). Te definicje jednocześnie<br />
opisują dwie metody wyznaczania charakterystyki częstotliwościowej:<br />
– metoda stałego pobudzenia (np. stałego natężenia pola) – w metodzie tej utrzymuje<br />
się stałą wartość wielkości mierzonej i bada reakcję sondy na pobudzenie przy<br />
różnych częstotliwościach. Metoda ta jest wygodniejsza do realizacji praktycznej<br />
(nie wymaga sprzężenia zwrotnego z sondą), ale w przypadku sond o dużej wartości<br />
liniowości może być niezbędne korygowanie błędu liniowości.<br />
– metoda stałego wskazania – dla każdej częstotliwości utrzymuje się stałe wskazanie<br />
sondy, dostosowując odpowiednio wartość pobudzenia. W metodzie tej eliminuje<br />
się błąd liniowości sondy, a tym samym wyniki są bardziej miarodajne.<br />
Typowo charakterystyka częstotliwościowa jest niezależna od poziomu mierzonego pola,<br />
zwłaszcza w podstawowym paśmie pracy, gdzie charakterystyka ta jest zbliżona do płaskiej.<br />
Pozwala to na wyznaczenie tej charakterystyki dla jednego poziomu mierzonego pola<br />
i przyjęcie jej jako obowiązującej dla całego zakresu dynamicznego sondy. Wyznacznikiem<br />
charakterystyki częstotliwościowej jest współczynnik korekcyjny Cf zdefiniowany analogicznie<br />
do Cd. Korzystnym jest unormowanie Cf względem częstotliwości, dla której wyznaczono<br />
charakterystykę dynamiczną. Wtedy oba współczynniki można bezpośrednio wykorzystać<br />
jako współczynniki poprawkowe i wartość poprawną pomiaru Wp wyznacza się zgodnie<br />
z zależnością:<br />
Charakterystyki czasowe<br />
W = W ⋅C<br />
⋅C<br />
p<br />
m<br />
Charakterystyki w dziedzinie czasu opisują reakcję miernika na zmiany obwiedni sygnału<br />
pobudzającego. Charakterystyki te istotne są szczególnie przy wykorzystaniu sond<br />
i mierników do pomiarów pola modulowanego (w tym impulsowego). Do parametrów istotnych<br />
punktu widzenia charakterystyki czasowej zalicza się między innymi czas reakcji – parametr<br />
istotny w przypadku stosowania miernika w pomiarach, gdzie sygnał pojawia się na<br />
bardzo krótki okres i stałą czasową określającą reakcję miernika na pobudzenie impulsowe.<br />
Parametry te typowo nie zależą od częstotliwości mierzonego pola, ale w sposób zdecydowany<br />
od parametrów modulacji (częstotliwości i wypełnienia) i natężenia mierzonego pola. Powinny<br />
więc być wyznaczane dla określonych warunków pomiaru i tworzą zwykle rodzinę<br />
charakterystyk.<br />
Ostatecznym rezultatem wyznaczania charakterystyk metrologicznych jest zestawienie wyznaczonych<br />
parametrów w postaci tabelarycznej, krzywych korekcyjnych bądź zakresu<br />
zmienności poszczególnych parametrów, zawarte zwykle w świadectwie wzorcowania.<br />
33<br />
d<br />
f
Wstęp<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
SIEĆ SENSORYCZNA DO MONITORINGU<br />
POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
Paweł Bieńkowski, Hubert Trzaska, Bartłomiej Zubrzak<br />
Politechnika Wrocławska,<br />
Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego<br />
Jednym ze skutków dynamicznego rozwoju technik radiokomunikacyjnych jest ciągły wzrost<br />
ilości źródeł pola elektromagnetycznego (PEM), a tym samym natężenia tegoż w środowisku.<br />
Mimo, że typowo poziom PEM w miejscach dostępnych dla ludności jest wielokrotnie niższy<br />
od wartości dopuszczalnych (zwykle jest to kilka rzędów wielkości poniżej normatywów), to<br />
informacje o rzeczywistym poziomie PEM są coraz częściej „pożądane społecznie”. Pojedyncze<br />
pomiary w otoczeniu źródeł mogą być dla tego celu niewystarczające, stąd koncepcja<br />
realizacji sieci monitoringu PEM. Dane zebrane w takim systemie powinny dać odpowiedź na<br />
pytania o trendy zmian natężenia PEM w środowisku – od krótkoterminowych po wieloletnie.<br />
Można również wykorzystać taką sieć do badania zmian środowiska elektromagnetycznego<br />
po uruchomieniu inwestycji radiokomunikacyjnych (zwłaszcza spornych).<br />
Idea proponowanej sieci przedstawiona jest na schemacie z rysunku 1.<br />
Sensor<br />
Interfejs<br />
Sensor<br />
Interfejs<br />
Serwer<br />
Baza danych Analizy<br />
35<br />
Sensor<br />
Interfejs<br />
Rys. 1. Idea sieci sensorycznej do monitoringu PEM<br />
Sensor<br />
mobilny GPS<br />
Pamieć<br />
Sensor<br />
mobilny GPS<br />
Pamieć<br />
Przewiduje się stosowanie dwóch klas sensorów: stacjonarnych oraz mobilnych. Dane z sensorów<br />
będą przesyłane w czasie rzeczywistym do centrum analiz lub gromadzone w pamięci
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
sensora i przetwarzane w trybie off-line. Przedstawiona koncepcja sieci jest uniwersalna<br />
i będzie implementowana również do monitoringu innych czynników w środowisku.<br />
Metody pomiaru PEM dla celów monitoringu<br />
Przed przystąpieniem do projektowania sieci monitoringu, niezbędna jest odpowiedź na pytanie,<br />
co będzie przedmiotem tego monitoringu. Pole elektromagnetyczne charakteryzuje szereg<br />
parametrów, które można poddawać analizie. Parametry te można sklasyfikować<br />
w trzech grupach (aczkolwiek jest to klasyfikacja umowna): widmo, amplituda i polaryzacja.<br />
Do parametrów związanych z widmem zaliczymy: częstotliwość, szerokość pasma zajmowanego<br />
przez sygnał i rodzaj modulacji. Z amplitudą związane są: natężenie pola (w tym natężenie<br />
składowej elektrycznej E, składowej magnetycznej H i ewentualnie gęstość mocy S)<br />
oraz modulacja (zależnie od rodzaju, modulacja wpływa zarówno na widmo, jak i amplitudę).<br />
Polaryzacja pola niesie informację o położeniu wektora E i H w przestrzeni i zmianach tego<br />
położenia. W systemach radiokomunikacyjnych mamy do czynienia z polaryzacją liniową lub<br />
elipsoidalną, a w przypadku polaryzacji liniowej: poziomą, pionową, lub coraz powszechniej<br />
stosowaną w systemach telefonii komórkowej, polaryzacją ±45 o . W przypadku propagacji<br />
wielodrogowej czy też występowaniu wtórnych źródeł PEM musimy się liczyć z dużym nieuporządkowaniem<br />
polaryzacyjnym PEM w miejscu pomiaru. Z punktu widzenia monitoringu<br />
środowiska podstawowe znaczenie mają informacje o natężeniu PEM w określonych zakresach<br />
częstotliwości, najlepiej tożsamych z podanymi w przepisach ochronnych. Wstępnie<br />
można przyjąć, że informacja o polaryzacji i modulacji PEM nie jest istotna (wyłączając uwarunkowania<br />
techniczne związane z metodyką pomiarów). Uszczegóławiając dane, można, na<br />
podstawie pasm pracy, identyfikować klasy źródeł PEM (np. w radiokomunikacji: radiodyfuzja<br />
i radiokomunikacja ruchowa itp.).<br />
W zależności od oczekiwanych rezultatów (i możliwości technicznych) stosuje się różne<br />
techniki pomiaru. Metodą powszechnie stosowaną w pomiarach ochronnych (zarówno dla<br />
celów BHP jak i ochrony środowiska) są pomiary szerokopasmowe miernikami przystosowanymi<br />
do pomiarów w bezpośrednim otoczeniu źródeł (szeroko rozumiane pole bliskie) jak<br />
i w polu dalekim. Zaletą takich pomiarów jest uzyskanie pojedynczego wyniku odpowiadającemu<br />
wypadkowemu natężeniu PEM wszystkich źródeł z zakresu pomiarowego sondy. Skutkuje<br />
to stosunkowo małą ilością danych do transmisji między sensorem a serwerem danych.<br />
W miernikach szerokopasmowych dobrze opanowano realizację charakterystyki wszechkierunkowej<br />
(sferycznej) sond oraz kształtowanie charakterystyki częstotliwościowej. Podstawową<br />
wadą tej techniki jest stosunkowo wysoki próg detekcji ograniczony czułością detektorów<br />
i długością anteny do minimalnego poziomu mierzalnego poziomie ok. 1 V/m do<br />
0.1 V/m w rozwiązaniach specjalnych przy dynamice sondy nie przekraczającej 60 dB. Obiecującym<br />
kierunkiem rozwoju technik szerokopasmowych w monitoringu jest wykorzystanie<br />
szerokopasmowych detektorów aktywnych, ale pojawia się wtedy problem kształtowania charakterystyki<br />
częstotliwościowej systemów antenowych.<br />
Znacznie niższy próg detekcji i dużo większą dynamikę można uzyskać wykorzystując techniki<br />
pomiarów selektywnych znanych z typowych pomiarów propagacyjnych. System złożony<br />
z anteny oraz odbiornika pomiarowego (np. analizatora widma, choć nie jest to najlepsze<br />
rozwiązania) pozwala uzyskać czułość na poziomie nawet µV/m przy dynamice dochodzącej<br />
nawet do 140 dB. Podstawową wadą tej techniki w zastosowaniu do sieci monitoringu jest<br />
stopień komplikacji układu (a tym samym wysoka cena), bardzo duża ilość danych do trans-<br />
36
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
misji oraz dalszej analizy a także trudności w doborze układu antenowego i uzyskaniu charakterystyki<br />
sferycznej.<br />
Kompromisem łączącym zalety pomiarów szerokopasmowych i selektywnych, a po części<br />
eliminującym ich wady może być zastosowanie mierników pasmowych. Mogą one być zrealizowane<br />
na różne sposoby, ale ogólna zasada jest następująca: szerokopasmowy pomiar<br />
(detekcja) PEM w ściśle określonym paśmie częstotliwości przy zachowaniu czułości zbliżonych<br />
do układów selektywnych.<br />
Propozycję jednego z możliwych rozwiązań takiego miernika przedstawiono na rysunku 2.<br />
Filtry<br />
pasmowe<br />
37<br />
.<br />
.<br />
.<br />
.<br />
A/D<br />
A/D<br />
Układ przetwarzania danych<br />
I/O<br />
Rys. 2. Schemat blokowy pasmowego czujnika PEM<br />
Sygnał z anteny (lub układu antenowego zapewniającego charakterystykę sferyczną) jest<br />
wzmacniany (uzyskanie dużej czułości) i podawany na szereg filtrów (zapewnienie pasmowości),<br />
z których wyjścia sygnał poddawany jest detekcji szerokopasmowej. Pasma pracy<br />
poszczególnych filtrów można dopasować np. do typowych systemów radiokomunikacyjnych.<br />
Przykładowy podział pasm może wyglądać następująco: radiofonia i radiokomunikacja<br />
UKF (80-170 MHz), TV-VHF (170-250 MHz), radiokomunikacja UHF (250-470 MHz),<br />
TV-UHF (470-860), pasma GSM (900, 1800, niezależnie uplink i downlink), UMTS (2100)<br />
oraz pasma dostępowe i WiFi (2500 – 6000 MHz). Przy zachowaniu kompaktowych rozmiarów,<br />
szacunkowa czułość takiego miernika nie powinna być gorsza niż pojedyncze mV/m<br />
przy dynamice ok. 40 – 60 dB.<br />
Praca zrealizowana w ramach projektu: „Czujniki i sensory do pomiarów czynników stanowiących zagrożenia<br />
w środowisku – modelowanie i monitoring zagrożeń” (Umowa o dofinansowanie nr POIG.01.03.01-02-002/08-00)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
PROPAGACJA FAL AKUSTYCZNYCH<br />
W KRYSZTAŁACH PIEZOELEKTRYCZNYCH<br />
Małgorzata Błasiak 1 , Romuald Kotowski 2<br />
1 Politechnika Świętokrzyska,<br />
2 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych<br />
W ciągu ostatnich dziesięcioleci obserwujemy bardzo szybki rozwój wielu gałęzi przemysłu,<br />
ale szczególnie spektakularny postęp nastąpił w radio- i telekomunikacji, w badaniach nieniszczących<br />
materiałów oraz w inżynierii biomedycznej. Na rynku pojawiły się urządzenia<br />
pracujące na częstotliwościach radiowych oraz na częstotliwościach pośrednich, występujące<br />
w różnych układach komunikacyjnych takich jak: odbiorniki satelitarne, urządzenia zdalnie<br />
sterowane, systemy wejścia bez klucza, telewizory, telefony komórkowe i inne. We wszystkich<br />
tych urządzeniach istotną rolę odgrywają powierzchniowe fale akustyczne. Na całym<br />
świecie produkcja urządzeń generujących takie fale sięga setek milionów rocznie. Ich budowa<br />
staje się z roku na rok coraz bardziej złożona, a ich wydajność pracy jest coraz lepsza. Użycie<br />
takich urządzeń w bezprzewodowych układach komunikacyjnych wymaga wyższych częstotliwości<br />
roboczych, większej szerokości pasma oraz mniejszych rozmiarów. Istotną rolę we<br />
wszystkich tych urządzeniach odgrywają urządzenia aktywnie wykorzystujące zjawisko piezoelektryczne,<br />
odkrytym przez braci Piotra i Jakuba Curie jeszcze w <strong>XIX</strong> wieku. Istnieje<br />
zatem potrzeba stałego ulepszania technik wytwarzania urządzeń, których zasada działania<br />
opiera się na tym efekcie.<br />
Prosty efekt piezoelektryczny polega na pojawieniu się na powierzchni niektórych kryształów<br />
poddanych działaniu zewnętrznych naprężeń mechanicznych σ ładunków elektrycznych,<br />
których wartość jest wprost proporcjonalna do wartości tych naprężeń<br />
Pi= e σ<br />
ijk jk<br />
(1)<br />
gdzie i P − polaryzacja elektryczna na jednostkę powierzchni, e − moduły piezoelektrycz-<br />
ijk<br />
ności, σ − tensor naprężenia. Natomiast odwrotny efekt piezoelektryczny polega na po-<br />
jk<br />
wstawaniu odkształceń kryształu piezoelektrycznego pod wpływem przyłożonego zewnętrznego<br />
pola elektrycznego.<br />
S = e E<br />
(2)<br />
gdzie<br />
S − tensor odkształcenia,<br />
jk<br />
i<br />
39<br />
jk ijk<br />
E − pole elektryczne.<br />
i
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Współczynniki (moduły) piezoelektryczne, określające zależność indukowanej<br />
w krysztale polaryzacji elektrycznej pod wpływem zewnętrznych naprężeń mechanicznych<br />
w prostym efekcie piezoelektrycznym, są równe odpowiednim współczynnikom określającym<br />
w efekcie odwrotnym zależność deformacji kryształu od wartości natężenia zewnętrznego<br />
pola elektrycznego.<br />
Najbardziej popularne materiały piezoelektryczne to kwarc (SiO2), układ tytanian ołowiucyrkonian<br />
ołowiu (PZT), tytanian baru (BaTiO3), tytanian ołowiu (PbTiO2) oraz polimery<br />
(polifluorek winylidenu PVF2). Piezoelementy wykorzystywane w urządzeniach piezoelektrycznych<br />
dzielimy na następujące grupy:<br />
• Przetworniki energii mechanicznej w elektryczną: akceleratory, detonatory,<br />
przyciski do fotolamp, zapalniczki piezoelektryczne, mikrofony, głowice w adapterach<br />
itp.<br />
• Przetworniki energii elektrycznej w mechaniczną: ultradźwiękowe linie opóźniające,<br />
bramki elektromechaniczne, słuchawki i aparaty słuchowe, głośniki wysokiej<br />
częstotliwości, sterylizatory, bimorfy, itp.<br />
• Przetworniki energii elektrycznej w mechaniczną i odwrotnie: ultradźwiękowe<br />
urządzenia kontroli przepływu cieczy i gazów, urządzenia z zastosowaniem fal<br />
powierzchniowych, rezonatory, filtry, transformatory i inne.<br />
Efektywność przetwarzania energii elektrycznej na energię mechaniczną oraz prędkość propagującej<br />
się w materiale fali akustycznej zależą od rodzaju materiału oraz typu<br />
i kierunku propagacji fali. W kryształach piezoelektrycznych występuje wiele rodzajów fal,<br />
a w szczególności są to:<br />
• Fale objętościowe – AFO (fale qasipodłużne), występuje dominująca składowa<br />
wzdłuż kierunku propagacji oraz składowa prostopadła do tego kierunku.<br />
• Fale powierzchniowe – AFP, rozchodzą się wzdłuż swobodnej powierzchni<br />
kryształu (występuje przy tym pofalowanie powierzchni kryształu), głębokość<br />
wnikania równa w przybliżeniu długości fali, prędkość nieco mniejsza od prędkości<br />
fali poprzecznej rozchodzącej się w tym samym kierunku, silny wpływ warunków<br />
elektrycznych na powierzchni kryształu na parametry fali.<br />
Materiały piezoelektryczne poddane elektrycznym i mechanicznym ładunkom mogą nie spełniać<br />
pokładanych w nich nadziei z powodu różnych wad materiałowych powstających podczas<br />
procesów ich wytwarzania. W teorii deformacji ciał stałych plastyczne właściwości<br />
kryształów tłumaczone są obecnością w nich defektów sieci krystalicznych, z których największą<br />
rolę w uplastycznieniu ciał odgrywają dyslokacje czyli defekty liniowe sieci i ich<br />
oddziaływanie z elementarnymi wzbudzeniami kryształu, takimi jak fonony, elektrony, magnony<br />
czy polarony.<br />
Defekty sieci krystalicznej wpływają również w sposób istotny na zjawiska przewodnictwa<br />
cieplnego i elektrycznego. Istnieje również sytuacja odwrotna, gdzie elementarne wzbudzenia<br />
kryształu wywierają wpływ na dynamikę defektów. Należy tu wspomnieć chociażby o zjawisku<br />
hamowania dyslokacji pod wpływam oddziaływania jej z fononami sieci krystalicznej. Defekty<br />
niekorzystnie wpływają na pracę urządzeń piezoelektrycznych. Ważne jest zatem, żeby wiedzieć<br />
w jaki sposób pęknięcia mikroskopowe, dyslokacje, szczeliny czy niejednorodności, zaburzają<br />
zmienne pola elektryczne i generowane naprężenia. Ważne jest również analizowanie<br />
zachowania takich defektów zarówno pod wpływem ładunków elektrycznych jak i przyłożonych<br />
naprężeń mechanicznych, z punktu widzenia jakości działania takich urządzeń.<br />
40
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WPŁYW ZMIAN KONSTRUKCYJNYCH NA PRZEBIEG KĄTOWY<br />
MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
RELUKTANCYJNEGO WZBUDNIKA DRGAŃ<br />
Streszczenie<br />
Wojciech Burlikowski<br />
Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki<br />
e-mail: wojciech.burlikowski@polsl.pl<br />
Badania własności dynamicznych złożonych układów napędowych wymagają wykorzystania<br />
odpowiednich metod pomiarowych pozwalających na wyznaczenie związanych z nimi parametrów,<br />
w tym podstawowych częstotliwości drgań własnych. Najpopularniejszą wśród nich<br />
jest wykorzystanie analizy częstotliwościowej, polegającej na poddaniu układu działaniu zewnętrznego<br />
momentu o regulowanych parametrach (częstotliwość, amplituda) i badaniu jego<br />
odpowiedzi w stanie ustalonym lub quasi-ustalonym [5]. W artykule zostanie przedstawiona<br />
analiza koniecznych zmian konstrukcyjnych których zastosowanie pozwoli wykorzystać tradycyjną<br />
maszynę reluktancyjną (Rys. 2) jako moduł wibracyjny. Idea budowy wzbudnika<br />
drgań z wykorzystaniem silnika reluktancyjnego stanowi kontynuację wcześniejszych prac<br />
prowadzonych w Katedrze Mechatroniki Politechniki Śląskiej [5]. Wiązały się one z analizą<br />
zjawisk pasożytniczych w maszynach elektrycznych, zarówno indukcyjnych [2] jak i reluktancyjnych<br />
[3]. Na bazie tych doświadczeń zaproponowano modułową strukturę wzbudnika<br />
(Rys. 1), tworzoną przez:<br />
• moduł napędowy MN – zapewniający stabilizację prędkości obrotowej układu,<br />
• moduł wibracyjny MW – zapewniający generację składowej przemiennej momentu<br />
elektromagnetycznego.<br />
Rys. 1. Układ z elektromagnetycznym<br />
wzbudnikiem drgań<br />
Podstawowym celem zmian konstrukcyjnych była minimalizacja pulsacji momentu elektromagnetycznego<br />
związanych z obustronnym użłobkowaniem rdzenia silnika (Rys. 2,3).<br />
W ramach prac projektowych przyjęto wykorzystanie standardowego stojana i wirnika silnika<br />
RSg 80-4B produkowanego przez firmę BESEL. Najistotniejszą zmianą w stosunku do konstrukcji<br />
wyjściowej było zastosowanie wirnika jawnobiegunowego o konstrukcji segmentowej<br />
(Rys. 4) oraz wprowadzenie klinów magnetycznych w żłobkach stojana [1,6].<br />
41
Rys. 2. Przykładowy rozkład pola magnetycznego w<br />
wyjściowej konstrukcji wzbudnika (FEMM)<br />
Rys. 4. Ostateczny kształt rdzenia wirnika z segmentami<br />
przesuniętymi względem siebie o 2,5 stopnia,<br />
symetryczny wzg. płaszczyzny środkowej<br />
Literatura<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
42<br />
Rys. 3. Moment elektromagnetyczny w wyjściowej<br />
konstrukcji wzbudnika przy zasilaniu 2 faz stojana<br />
Rys. 5. Moment elektromagnetyczny po wprowadzeniu<br />
klinów do stojana (µr=10) i zastosowaniu segmentowej<br />
konstrukcji wirnika<br />
1. Bianchi N., Bolognani S., Bon D., Dai Pr´e M.: Torque Harmonic Compensation<br />
in a Synchronous Reluctance Motor, IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION,<br />
VOL. 23, NO. 2, JUNE 2008, pp. 466-473.<br />
2. Kłapyta G., Kluszczyński K.: Tłumienie synchronicznych momentów pasożytniczych w silniku<br />
klatkowym z wirnikiem podzielonym na podpakiety. Cz. I Zasada tłumienia momentów<br />
i model matematyczny silnika. Proceedings of XLI International Symposium on Electrical<br />
Machines, Poland, Opole-Jarnołtówek, 2005, s. 68-73.<br />
3. SZYMAŃSKI D., Użłobkowanie stojana i wirnika maszyny elektrycznej jako przyczyna:<br />
odkształcenia pola magnetycznego w szczelinie powietrznej oraz generowania dodatkowych<br />
momentów elektromagnetycznych. Rozprawa doktorska. Politechnika Śląska. Wydział Elektryczny.<br />
Gliwice, 2001.<br />
4. Touzhu Li , Slemon G.: Reduction of cogging torque in permanent magnet motors, IEEE<br />
Transactions on Magnetics, vol. 24, Issue: 6, Nov. 1988, pp. 2901-2903.<br />
5. TRAWIŃSKI T., PILCH Z., BURLIKOWSKI W., KLUSZCZYŃSKI K., Elektromagnetyczny<br />
generator drgań skrętnych cz. I – podstawy teoretyczne, koncepcja i możliwości zastosowań.<br />
Wybrane Zagadnienie Elektrotechniki i Elektroniki, WZEE’2004, Rzeszów, 2004.<br />
6. M. Wardach.: Badanie maszyny elektrycznej z magnesami trwałymi i klinami magnetycznymi,<br />
Zeszyty Problemowe Maszyny Elektryczne Nr 77, 2007, wyd. BOBRME Komel, s. 155-159.<br />
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2008–2010 jako projekt badawczy N N510<br />
348434”
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
METODYKA I HISTORIA<br />
POWSTAWANIA SYTEMU NORMATYWNEGO<br />
W OGRANICZANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO<br />
Aleksandra Chodak 1 , Mariusz Najgebauer 2 , Andrzej Krawczyk 3<br />
1 Student, Wydział Elektryczny, Politechnika Częstochowska<br />
2 Instytut Elektroenergetyki, Politechnika Częstochowska<br />
3 Instytut Elektrotechniki Przemysłowej, Politechnika Częstochowska<br />
Pole elektromagnetyczne towarzyszy człowiekowi od chwili, kiedy w sposób kontrolowany<br />
wykorzystano zjawiska odkryte przez Oersteda, Faradaya i matematycznie opisane układem<br />
równań Maxwella.<br />
Wprowadzanie norm i standardów ma długą historię i jest związane z upowszechnianiem się<br />
elektrotechnicznych urządzeń. Ale erupcja norm nastąpiła stosunkowo niedawno, do czego<br />
przyczynił się rozwój elektroenergetyki (masowość występowania linii wysokonapięciowych)<br />
oraz telekomunikacji (masowość i widoczność masztów radiowych i stacji bazowych telefonii<br />
komórkowej).<br />
Co stanowi naukowy background dla tworzenia norm? Skąd się biorą takie a nie inne wartości?<br />
Odpowiedzi na te pytania należy poszukiwać w historycznych uwarunkowaniach,<br />
a także w przyjętej metodyce, opartej na założeniach biofizycznych. Można postawić tezę, że<br />
podstawowym źródłem dla współczesnych unormowań w obszarze niskich częstotliwości jest<br />
artykuł opublikowany w 1988 roku, autorstwa J. Bernhardta [1]. Po raz pierwszy sklasyfikował<br />
on negatywne skutki zdrowotne pola elektromagnetycznego, uzależniając je od wielkości<br />
prądu indukowanego w organizmie człowieka (Tab. 1). A zatem klasyfikacja ta jest ważna<br />
zarówno dla wymuszenia o charakterze indukcyjnym, jak i pojemnościowym.<br />
Tab. 1.<br />
Gęstość prądu [mA/m 2 ] Przewidywane efekty<br />
Mniej niż 1 Brak efektów<br />
1-10 Nieistotny wpływ<br />
10-100 Udokumentowane efekty: magnetofosfeny, możliwy<br />
wpływ na centralny system nerwowy, możliwy<br />
wpływ na peryferyjny system nerwowy, przyspieszenie<br />
w gojeniu złamań<br />
100-1000 Zmiany w wzbudzeniach w centralnym układzie<br />
nerwowym, stymulacja tkanek, możliwości zagrożenia<br />
zdrowia<br />
Więcej niż 1000 Zagrożenie życia<br />
43
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Metodyka tworzenia norm dla niskich częstotliwości jest następująca: należy odnieść się do<br />
wartości 1 mA/m 2 i wykorzystać prawo Faradaya (1) dla znalezienia strumienia magnetycznego<br />
czy indukcji magnetycznej dla takiej wartości prądu indukowanego.. W ogólnym przypadku<br />
zagadnienie to sprowadza się do rozwiązania całki powierzchniowej, co może wymagać<br />
użycia procedur numerycznych. Problem ten jednak został mocno uproszczony, albowiem<br />
jako obiekt, w którym indukują się prądy wirowe wzięto dwa dyski o promieniach r<br />
i R, reprezentujące głowę i korpus człowieka. Jeśli dysk wstawiony jest na prostopadłe działanie<br />
pola magnetycznego, wówczas prądy wirowe, jakie się w nim generują opisane są znaną<br />
zależnością<br />
jmax – maksymalna wartość gęstości prądów wirowych<br />
r – promień dysku<br />
f – częstotliwość<br />
γ – przewodność elektryczna<br />
B – indukcja magnetyczna – wartość dopuszczalna<br />
W dziedzinie wysokich częstotliwości mamy podobną sytuacja a mianowicie rolę liczby kardynalnej<br />
pełni tutaj 1 o C jako dopuszczalny przyrost temperatury a wielkością limitowaną jest<br />
wskaźnik absorpcji energii w tkance SAR (ang. Specific Absorption Rate). Wyraża się on<br />
wzorem (2) i przekształcając go nieco otrzymujemy:<br />
2<br />
σ ( ω)<br />
E<br />
SAR = [ W / kg]<br />
, (2)<br />
ρ<br />
gdzie: E – wektor natężenia pola elektrycznego [V/m],<br />
σ(ω) – przewodność uogólniona [S/m],<br />
ρ – gęstość tkanki [kg/m 3 ],<br />
ω – pulsacja,<br />
a po przekształceniu może być przedstawiony jako funkcja przyrostu temperatury (3):<br />
SAR = ∆T/ ∆t cw<br />
(3)<br />
gdzie:<br />
∆T – przyrost temperatury,<br />
∆ t – przyrost czasu,<br />
cw – ciepło właściwe.<br />
W tym wypadku dopuszczalna wartość SAR wynika z przyjętego przyrostu czasu i założenia<br />
liniowości wzrostu temperatury w czasie, a zatem jest to procedura mocno arbitralna.<br />
Literatura<br />
j =<br />
πrfγB<br />
max<br />
[1] Bernhardt J.H., The Establishment of Frequency Dependent Limits for Electric and Magnetic<br />
Fields and Evaluation of Indirect Effect, Radiation and Environmental Biophysics, No.<br />
27,1988<br />
[2] Krawczyk A., Bioelektromagnetyzm, Instytut Naukowo-Badawczy ZTUREK, Warszawa 2002<br />
44<br />
max<br />
(1)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ROLA JEDNOSTAJNEJ ASYMPTOTYKI<br />
W PRZYBLIŻONYCH ROZWIĄZANIACH ZAGADNIEŃ<br />
DYFRAKCJI I PROPAGACJI<br />
FAL ELEKTROMAGNETYCZNYCH<br />
Adam Ciarkowski<br />
SGGW<br />
Wydział Zastosowań Informatyki i Matematyki<br />
Rozwiązania analityczne wielu zagadnień dyfrakcji i propagacji fal elektromagnetycznych<br />
zachodzących w nieograniczonej przestrzeni wyraża się przez dosyć złożone wzory zawierające<br />
całki konturowe, zdefiniowane na płaszczyźnie zmiennej zespolonej. Zaledwie<br />
w niewielu przypadkach udało się wyrazić takie wzory przy pomocy znanych funkcji specjalnych.<br />
W większości przypadków podobna reprezentacja jest niemożliwa i aby wydobyć<br />
z tych wzorów pożyteczną informację – tę o zachodzących w konkretnym zagadnieniu zjawiskach<br />
fizycznych i tę użyteczną dla inżyniera – wzory te upraszczamy. Typowym podejściem<br />
jest zastosowanie metod asymptotycznych. Pozwalają one otrzymać wzory analityczne,<br />
o dużej dokładności i postaci pozwalającej na interpretacje fizyczną zachodzących zjawisk.<br />
Ich użycie na ogół sprowadza się do przybliżonego, ale wciąż analitycznego przybliżenia<br />
występujących w rozwiązaniach złożonych całek. Najczęściej używaną metodą jest<br />
metoda najszybszego spadku. Jej stosowanie jest usprawiedliwione, gdy funkcja podcałkowa<br />
ma postać wolno zmieniającej się funkcji amplitudy i czynnika wykładniczego, w którym<br />
funkcja fazy ma prosty punkt siodłowy. (W tym punkcie pierwsza pochodna funkcji<br />
fazy jest równa zeru, natomiast wyższe pochodne są niezerowe.) Taka sytuacja odpowiada<br />
polom elektromagnetycznym w obszarach, gdzie różne rodzaje fal są dobrze zdefiniowane<br />
i wyodrębnione spośród innych. Jednakże często występują sytuacje, gdzie pola elektromagnetyczne<br />
mają złożoną postać, a wtedy funkcja podcałkowa nie spełnia warunków do stosowania<br />
prostej metody punktu siodłowego (lub stacjonarnej fazy). Przykładami takiej sytuacji<br />
są: opis czoła prekursora Sommerfelda w problemie propagacji fal w ośrodku dyspersyjnym<br />
i opisu początkowej części prekursora Brillouina w tym samym problemie. Wówczas<br />
punkty siodłowe w funkcji podcałkowej są wyższego rzędu niż jeden. Innym przykładem<br />
jest opis pola w otoczeniu granic cienia fal i ostrych krawędzi. Mamy wówczas do<br />
czynienia z szybko zmieniającą się funkcja amplitudy w wyrażeniu podcałkowym. Aby poradzić<br />
sobie z takimi sytuacjami rozszerzono określenie rozwinięcia asymptotycznego na<br />
tzw. rozwinięcia jednostajne, tj. jednostajnie słuszne, niezależnie od zachowania funkcji<br />
podcałkowej w otoczeniu jej tzw. punktów krytycznych. Do tych punktów należą punkty<br />
osobliwe funkcji podcałkowej. Dzięki użyciu takich rozwinięć, reprezentacja przybliżona<br />
pól na nich oparta pozostaje słuszna niezależnie od tego, czy punkt obserwacji znajduje się<br />
w obszarze „uporządkowanych” pól, czy też nie. W referacie zostaną przedstawione przykłady<br />
niedostatków związanych z użyciem prostych, niejednostajnych metod asymptotycz-<br />
45
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
nych, a następnie pokazane będą rezultaty eliminacji tych niedostatków poprzez zastosowanie<br />
metod asymptotyki jednostajnej.<br />
Literatura<br />
1. L.B. Felsen i N. Marcuvitz, Radiation and Scattering of Waves, Prentice-Hall, 1973.<br />
2. N. Bleistein i R. Handelsman, Asymptotic Evaluation of Integrals, Holt,Rinehart and Winston,<br />
1975.<br />
46
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
A STUDY ON SAR IN SPHEROIDAL MODELS<br />
OF HUMAN BODY<br />
Katarzyna Ciosk<br />
Faculty of Electrical Engineering, Automatics and Computer Science,<br />
Kielce University of Technology<br />
The recent development of mobile communication and wireless networking of computer units<br />
has resulted in an increasing public concern about the biological effects of electromagnetic<br />
fields on the human body and about the possible impact of electromagnetic field on health.<br />
The commonly adopted measure for the absorbed energy in biological tissues is the specific<br />
absorption rate (SAR). Value of SAR depends on incident field parameters such the intensity,<br />
polarization [1] and frequency [2] and on parameters of the body. Protection from potential<br />
dangers is based on established safety guidelines, which propose maximum permissible<br />
values for the SAR, in order to exclude or minimize the possibility of overexposure. The level<br />
and distribution of radiofrequency energy absorbed in a child's body compared to those in an<br />
adult body has been a controversial issue in recent years. It has been suggested that SAR has<br />
higher value in children due to their smaller body size.<br />
This paper presents the computation of the whole-body averaged SAR distribution inside a<br />
prolate spheroidal model of human body exposed to far-field electromagnetic fields. The aim<br />
of the paper is to investigate how the body parameters, such as size and parameters can<br />
influence the energy absorption in biological matter. Apart from the effect of the body size,<br />
the effect of higher values of the child tissues electrical properties on whole body SAR in<br />
spheroidal biological model is examined. The focus of the present study is the effect of<br />
polarization of incident electromagnetic waves on the SAR in different models. This is<br />
because previous studies investigated the SAR for plane-wave exposure with H polarization<br />
[4]. The electric field strength distribution inside the body were obtained by semi-analytical<br />
method [3] and the whole-body specific absorption rate inside the spheroidal models ware<br />
calculated. Time-harmonic fields with the time-dependence e jωt as a uniform plane wave were<br />
suppressed. The external medium was assumed to be free space. The simulations were done<br />
for frequencies ranging from 900 MHz to 3000 MHz. The absorption has been investigated<br />
for 20 different dielectric prolate spheroidal human body models corresponding to dimensions<br />
of human body. The spheroidal body dimensions taken into account are corresponding to<br />
statistical data availabled on human height and weight of body. The electromagnetic<br />
parameters are fitted to these models. The spheroid is an isotropic lossy dielectric. The<br />
relative permittivity ε’-jε” and the conductivity of tissue depend on frequency. European<br />
Standard EN-50361 establishes values of ε, γ for fantom liquid at mobile frequency band<br />
300 – 3000MHz to be used in SAR calculations. The conductivity and permeability of tissues<br />
of young organism are higher comparing to the adult organism. It is assumed that the decrease<br />
in the dielectric properties values with age may be due to changes in the water content and the<br />
47
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
organic composition of tissues with age. The SAR for different configuration have been<br />
calculated. Comparison also were made with SAR calculated in the children model when<br />
using adult human electromagnetic parameters values. It is shown that in similar conditions,<br />
the SAR calculated for the children is higher than that for the adults. The values of the SAR<br />
are higer for young person and they correspond to higer values of conductivity and<br />
permeability of tissues of young organism comparing to the adult organism.<br />
References<br />
[1] Ciosk K., Krawczyk A., Kubacki R.: The influence of the electromagnetic wave parameters on<br />
SAR coefficient, in: Electromagnetic Fields in Mechatronics, Electrical and Electronic<br />
Engineering (eds. A. Krawczyk, S. Wiak, X.M. Lopez-Fernandez), IOS Press, Amsterdam<br />
2006.<br />
[2] Ciosk K., Krawczyk A.: The influence of the electromagnetic wave frequency on SAR in<br />
biological object., EHE’06, Madeira, pp.2.97-2.100.<br />
[3] K. Ciosk, A. Krawczyk, R. Kubacki, The comparison of phantom model and simulation<br />
results in SAR analysis , in: Computer Engineering in Applied Electromagnetism (eds. S.<br />
Wiak, A. Krawczyk, M. Trlep), Springer, 2005.<br />
[4] Ciosk K: Calculation of SAR in biological objects with different parameters, Przegląd<br />
elektrotechniczny 12, 2008.<br />
48
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
BEZPRZEWODOWE MONITOROWANIE PACJENTA<br />
– TECHNOLOGIE, STANDARDY I ZAGROŻENIA<br />
Agnieszka Duraj 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Instytut Informatyki, Politechnika Łódzka<br />
2 Instytut Elektrotechniki Przemysłowej, Politechnika Częstochowska<br />
Współczesna technika komunikacji bezprzewodowej spowodowała ogromny postęp<br />
w telediagnostyce i monitorowaniu stanów zdrowotnych na odległość. W literaturze<br />
przedmiotu można odnaleźć szerokie zastosowanie bezprzewodowego monitorowania. Prace<br />
dotyczą zarówno bezprzewodowej diagnostyki pacjenta z chorobami kardiologicznymi,<br />
w tym stymulatorów i implantowanych kardiowerterów-defibrylatorów[1], jak również<br />
ciągłego monitorowania glikemii.<br />
Systemy bezprzewodowego monitoringu wykorzystują transmisje radiową następującego<br />
typu:<br />
• WWAN (ang. Wireless Wide Area Network) – rozległa sieć bezprzewodowa.<br />
Stosowane technologie GSM[2], GPRS[3] oraz UMTS[3].<br />
• WLAN (ang. Wireless Local Area Network) – lokalna sieć bezprzewodowa<br />
o zasięgu kilkuset metrów. Do tej grupy należy technologia 802.11[4] (Wi-Fi,<br />
WLAN, IEEE 802.11)<br />
• WPAN (ang. Wireless Personal Area Network) – osobista sieć bezprzewodowa<br />
o najmniejszym zasięgu (rzędu kilkudziesięciu metrów).<br />
Obecnie zdefiniowano zakres częstotliwości, dopuszczalne moce dla urządzeń transmisyjnych<br />
oraz sformułowano standardy dla dwóch rodzajów transmisji tj.:<br />
• MICS (medical implant communication service) – systemy o bardzo małej mocy<br />
• WMTS (wireless medical telemetry service).<br />
Europejska Komisja ds. Komunikacji (ECC) zdefiniowała ponadto parametry dla aktywnych<br />
implantów medycznych (AMI). Podstawę dla uniwersalnych standardów wymiany informacji<br />
i usług sieciowych stanowią także normy tj.:<br />
• Extensible Markup Language (XML)<br />
• XML Schema Definition Language (XSD).<br />
• Język WSDL – język oparty na XML definiujący usługi sieciowe, opisuje<br />
używane protokoły oraz formaty, pozwala na opisanie usług sieciowych na dwóch<br />
poziomach, ogólnym (abstrakcyjnym) oraz szczegółowym (rzeczywistym).<br />
• Protokół SOAP – protokół zdalnego dostępu do obiektów zapewniający<br />
niezależne jednokierunkowe przesyłanie komunikatów. Do kodowania wywołań<br />
wykorzystuje język XML, natomiast do ich przenoszenia – protokół HTTP.<br />
49
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
• Rejestr UDDI – wykorzystywany do konstruowania rejestrów usług sieciowych.<br />
• HL7 Clinical Document Architecture (HL7 CDA) – definiujący strukturę oraz<br />
semantykę zawartych w EHR dokumentów klinicznych, (notatki z konsultacji,<br />
streszczenia wypisu ze szpitala).<br />
• Digital Imaging and Communications in Medicine (DICOM) – dotyczy wymiany<br />
obrazów medycznych np. obrazów tomografii komputerowej wraz z opisem<br />
sprzętu z którego dany obraz pochodzi, danymi pacjenta oraz lekarza<br />
wykonującego badanie.<br />
• DICOM Structured Reporting (DICOMSR) – definiujący sposób tworzenia,<br />
szyfrowania oraz prezentowania treści zawartych w różnego rodzaju raportach<br />
medycznych, Itd.<br />
Systemy bezprzewodowego monitoringu wymagają użycia bardzo zaawansowanych<br />
technologii informatycznych zarówno w zakresie przesyłania danych, przechowywania, jak<br />
i wizualizacji. W niniejszym opracowaniu dokonujemy przeglądu zarówno stosowanych<br />
technologii, wymagań, jak i zdefiniowanych standardów. Podajemy również zagrożenia<br />
bezprzewodowej technologii monitorującej stany zdrowotne pacjentów.<br />
Bibliografia<br />
[1] Pławiak-Mowna A., Krawczyk A., Duraj A., Electromagnetic Field and Home Monitoring in<br />
Cardiac Device Technology, Przegląd Elektrotechniczny, nr 12, 2008, str. 224-226<br />
[2] Redl S M., Matthias K. Weber, M. W. Oliphant, An Introduction to GSM, Artech House, Inc.<br />
Norwood 1995.<br />
[3] Christensen G., Florack P. G., Duncan R., Wireless Intelligent Networking, Artech House, Inc.<br />
Norwood 2001.<br />
[4] Specyfikacja 802.11 http://grouper.ieee.org/groups/802/11/<br />
50
Wprowadzenie<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ZASTOSOWANIA TECHNOLOGII RFID<br />
W MEDYCYNIE<br />
Agnieszka Duraj 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Instytut Informatyki, Politechnika Łódzka<br />
2 Instytut Elektrotechniki Przemysłowej, Politechnika Częstochowska<br />
RFID (ang. Radio Frequency IDentification) to technologia automatycznej identyfikacji wykorzystująca<br />
fale radiowe w celu przekazywania i odbierania danych między identyfikatorem<br />
(zwanym również tagiem lub etykietą) a czytnikiem (ang. reader). Identyfikator, który składa<br />
się z chipa z pamięcią i anteny, może być umieszczony na towarach, zwierzętach, ludziach.<br />
Zadaniem czytnika jest prawidłowe odebranie informacji wysyłanej przez identyfikator. Dodatkowo<br />
należy podkreślić, iż większość identyfikatorów nie posiada źródła zasilania. Pobierają<br />
one energię z pola elektromagnetycznego wytwarzanego przez czytnik<br />
z anteną. Cały przepływ informacji dokonuje się bez udziału człowieka. Schemat działania<br />
pokazano na Rys. 1.<br />
Rys. 1. Schemat działania RFID<br />
Do zalet technologii RFID można zaliczyć m.in.: pełną automatyzację (nie wymaga udziału<br />
człowieka), usprawnienie kontroli przepływu obiektów (towarów, osób) w czasie rzeczywistym,<br />
przyśpieszenie procesów logistycznych, brak wpływu na warunki atmosferyczne, dokładność,<br />
szybkość, możliwość wielokrotnego zapisu danych<br />
Zastosowanie technologii RFID<br />
Dotychczas identyfikacja za pomocą fal radiowych wykorzystywana była głownie w różnego<br />
rodzaju zastosowaniach służb wojskowym. Obecnie RFID dostarcza ogromnych możliwości<br />
51
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
dla zastosowań komercyjnych. Największe zastosowanie znalazła w handlu, motoryzacji oraz<br />
logistyce. W logistyce wspomaga zarządzanie, usprawnia działanie organizacji a przede<br />
wszystkim znacznie zmniejsza straty. Przykładem bardzo dobrze funkcjonujących urządzeń<br />
RFID jest np.:<br />
• obsługa przekazywania bagażu na lotnisku w Hong Kongu<br />
• usprawnienie procesu wchodzenia i wychodzenia kibiców na teren obiektów sportowych<br />
podczas igrzysk w Pekinie 2008 roku. Jednocześnie organizatorzy ograniczyli<br />
możliwość sfałszowania biletów<br />
• lokalizacja wielu obiektów (dzieci) na dużym obszarze w jednym z największych<br />
Legolandów dla dzieci w Danii, itp.<br />
W niniejszym artykule przedstawiamy możliwości zastosowania technologii RFID w medycynie.<br />
Brana jest pod uwagę infrastruktura medyczna (poprawa zarządzania wyposażeniem,<br />
kontrola zaopatrzenia i dostaw), jak również opieka nad pacjentem. W ostatnich latach pojawiła<br />
się odmiana znaczników RFID tzw. implanty RFID, które mogą być umieszczane w postaci<br />
miniaturowej ampułki pod skórą człowieka. Umożliwiają automatyczną identyfikacje<br />
pacjenta, szybki dostęp do historii choroby i udzielenie natychmiastowej pomocy. Przykład<br />
implantu RFID pokazano na Rys. 2.<br />
Rys. 2. Implant RFID w porównaniu do ziarna ryżu. Źródło [4]<br />
Oczywiście stosowanie tego rodzaju implantów u ludzi rodzi bardzo wiele pytań zarówno<br />
natury medycznej, prawnej, jak i etycznej. W pracy wskazujemy na zagrożenia stosowanej<br />
technologii RFID w medycynie. Jednak, jak się wydaje, badania w tym zakresie powinny być<br />
kontynuowane. Obecnie sektor medyczny, jak podaje [3], jest drugim, co do wielkości rynkiem<br />
wdrożeń rozwiązań technologii identyfikacji radiowej.<br />
Bibliografia<br />
[1] RFID for dummies, Patrick J.Sweeney II, Wiley Publishing Inc. Indiana 2005.<br />
[2] RFID Handbook: Fundamentals and Applications in Contactless Smart Cards and Identification,<br />
[wyd.2], Klaus Finkenzeller, John Wiley & Sons, 2003.<br />
[3] www.kaloramainformation.com/RFID-Opportunities-Healthcare-1432856.<br />
[4] http://earthhopenetwork.net/RFID_hand.jpg.<br />
52
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
LIMITATION OF USAGE OF RELAXATION TIME<br />
OF LOW-CONDUCTING MATERIALS FOR ESTIMATION<br />
OF ELECTROSTATIC CHARGE DISSIPATION TIME<br />
Introduction<br />
Zygmunt J. Grabarczyk<br />
Central Institute for Labour Protection – National Research Institute<br />
Laboratory of Electrostatics<br />
Electrostatic discharges (ESD) constitute serious problems in the plants and other<br />
organization, in which the explosive atmospheres or explosives are used or can appear<br />
unexpectedly. The energy of ESDs can excess the ignition energy of the explosive media.<br />
In case of ESD the available amount of the electric charge (cumulated on the surface of<br />
electrified solid body or inside the volume of bulk or liquid materials) and the energy<br />
cumulated in the electrostatic field is finite. Energy is usually limited up to the order of 1 J or<br />
less. For that ESDs are short current pulses in the thin plasma channels. The plasma can be<br />
generated only if the electric field intensity E is high enough to start the air ionization. The<br />
ESD in the normal atmospheric conditions can occur if the electric field intensity E locally<br />
achieves at least (at the surface of one or both electrodes) approximate value 3 MV/m. The<br />
most of electrostatic discharges like spark, brush, cone or propagating brush, are able to ignite<br />
almost all mixture of flammable gases and vapours and, excluding brush – a wide range of<br />
dusts. For that reason, the possibility of fast dissipation of electrostatic charge is of a great<br />
importance in the explosion prevention.<br />
A lot of guidance and technical standards (e.g. Britton, PN-E-05204) demand to let electrified<br />
bulk or liquid materials for charge relaxation during a time not less than a few relaxation time<br />
constants. As it was shown in the paper, the real time of charge dissipation can be<br />
significantly longer than simple material relaxation time constant.<br />
Method<br />
It is well known charge decay rate relation:<br />
d Q<br />
Q = − ,<br />
dt τ<br />
(1)<br />
where Q = Q(t) is a electrostatic charge and τ is a relaxation time constant of the material,<br />
usually defined as τ = ε/γ, where ε = ε0 εr and γ is the volume conductivity of material.<br />
It must be take under consideration, that the real time constant of the charge decay in real<br />
system equals to material relaxation time constant τ only if all electric flux vector (D) from<br />
53
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
the charge cumulated in analyzed electrified material is contained in this material (Taylor and<br />
Secker). So it can be used for assessment of charge decay time only for vessels, reactors,<br />
pipes etc. completely filled with the analyzed material. In opposite case, if the container is<br />
filled partially, the relaxation time constant is a complex function of the relaxation time<br />
constant and geometry of the system and always is longer that the material time constant.<br />
This problem was investigated earlier for some researchers (eg. Johns and Chan), who<br />
computed time dependence of the surface charge in grounded metallic vessels or silos<br />
partially filled or with bulk materials electrified in whole volume.<br />
This problem was analyzed in the paper using the simplified model of the cylindrical pipe (or<br />
vessel) of unlimited length, partially filled with the lossy dielectric uniformly electrified in<br />
whole volume (close to the bulk material, e.g. dielectric powder). The model was shown in<br />
Fig. 1.<br />
Figure 1. Model of charge relaxation in partially filled metallic container<br />
In the model there is air gap around the dielectric material, but it can be replaced by dielectric<br />
lining also.<br />
There made simplifying assumption as follow:<br />
− the volume conductivity and dielectric constant of the lossy dielectric is uniform in the<br />
whole volume,<br />
− the analysis is begun at the moment t = 0, when the accumulated charge distribution is<br />
uniform,<br />
− the length L of the vessel is infinite.<br />
The charge is dissipated by the current I0 flowing through the material to the grounded<br />
metallic cord in the center of the vessel. The charge dissipation rate can be described with the<br />
relation:<br />
dQ/dt = - I0 = S j0 = 2πr0 L γ E0 (2)<br />
The current is forced by the electric field E of the cumulated charge Q. At surface of the core<br />
(r = r0) the field intensity E0 is the function of the electric charge Qi 0 induced in the core by<br />
the volume charge of material.<br />
54
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
In the coaxial system of conductors, the charge qi induced in the inner metallic cylinder by the<br />
charge placed between the conductors at the distance r from central ax is (Price):<br />
q i<br />
( r / R)<br />
( r / R)<br />
ln<br />
= q<br />
(3)<br />
ln<br />
0<br />
Integrating (3) through the whole lossy material value, the induced charge value was<br />
obtained:<br />
where ks = rs/R and k0 = r0/R.<br />
2<br />
2 2<br />
( ln(<br />
ks<br />
) −1)<br />
− k0<br />
( ln(<br />
k0<br />
) −1)<br />
2 2<br />
2<br />
( k − k ) ln(<br />
1/<br />
k )<br />
2<br />
ks<br />
Q = Q<br />
, (4)<br />
i<br />
s<br />
0<br />
Substituting (4) to (2), the time dependence of the cumulated charge was obtained:<br />
() t Q(<br />
t = ) exp(<br />
− t / )<br />
c<br />
0<br />
Q = 0 τ , (5)<br />
where τc is the relaxation time constant of the whole system.<br />
The relaxation time constant of the model is greater than the constant of the material:<br />
Conclusions<br />
τ<br />
2 2 2<br />
( ks<br />
− k0<br />
) ln(<br />
k0<br />
)<br />
2<br />
2 2<br />
( ln(<br />
k ) −1)<br />
− k ( ln(<br />
k ) −1)<br />
c = −τ<br />
(6)<br />
2<br />
ks<br />
s<br />
0 0<br />
τ c/τ m<br />
10<br />
1<br />
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5<br />
k s =r s/R<br />
0,6 0,7 0,8 0,9 1<br />
Figure 2. Dependence of increasing of the relaxation time constant of lossy dielectric partially filling<br />
the metallic container<br />
Presented analysis confirmed that the real value of the time constant of charge decay by<br />
dissipation can be longer that relaxation time constant of the bulk or liquid lossy dielectric<br />
material.<br />
55<br />
k0=0,01<br />
k0=0,02<br />
k0=0,05<br />
k0=0,1<br />
k0=0,2<br />
k0=0,5<br />
k0=0,9
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The depedance of the increse of the relaxation time contsant of the analysed system on the<br />
step of the fulfilment of the vessel or silo, was shown in Fig. 2. As was shown, the relaxation<br />
time constant can even about 10 – fold of the constant of the material alone.<br />
Since that, the resting time of the material in relaxator, should be chosen very carefuly.<br />
References<br />
Britton, L. G., Avoiding static hazards in chemical operations. Center for Chemical Process Safety of<br />
the American Institute of Chemical Engineers, New York, 1999,<br />
Jones T. B., Chan S. (1989), Charge relaxation in partially filled vessels. J. Electrostatics (22),<br />
185-197<br />
Jones T. B., Chan S. (1989), Charge relaxation in vessels with insulating liners. J. Electrostatics (22),<br />
199-212<br />
Jones T. B., King J.L. Powder handling. Understanding and preventing hazards. Lewis Publishers,<br />
Inc. Chelsea 1991<br />
Price, W.J. Nuclear Radiation Detection, (McGraw-Hill, New York, 1958).<br />
Taylor, D.M., Secker P.E. Industrial Electrostatics. Fundamentals and measurements. Research<br />
Studies Press Ltd. Taunton, 1994<br />
PN-E-05204:1994 Ochrona przed elektrycznością statyczną – Ochrona obiektów, instalacji i urządzeń<br />
– Wymagania (Polish Standard: Protection against the static electricity – protection of the objects,<br />
installations and devices – Requirements)<br />
56
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
Lagrangean method for solving long line<br />
and hyperbolic heat conduction equations<br />
Barbara Grochowicz and Witold Kosiński<br />
University of Technology, Opole, Poland<br />
Polish-Japanese Institue of Information Technology, Warszawa, Poland<br />
Kazimierz Wielki University, Bydgoszcz, Poland<br />
e-mail: bgrochowicz@wp.pl, wkos@pjwstk.edu.pl<br />
Abstract A new method of deriving long line (telegraph) equation is proposed which is based<br />
on a variational principle of stationary action. The same method is used in showing that a<br />
semi-linear governing equation appearing in the hyperbolic model of heat conduction, proposed<br />
by the second author, can be derived as well, as the Euler-Lagrange equation of the variational<br />
principle. The main idea is based on the observation, that for dissipative systems the variation<br />
of time derivatives of a field is different from the time derivative of the variation of the field.<br />
Hence from the same action integral containing a density of a Lagrangean and known for a<br />
conservative system, equations of a dissipative system may be obtained by the variational<br />
principle, provided a particular form of the non-commutativity of operations: variation and<br />
time differentiation, is assumed. Then a new solution method for both equations: long line and<br />
hyperbolic heat conduction ones, both written as a telegraph equation, however, with different<br />
material coefficients, is proposed and applied.<br />
Keywords<br />
Telegraph equation, long line equation, hyperbolic heat conduction, Lagrangean density,<br />
variational principle, solution method<br />
W liniach telekomunikacyjnych i w wysokonapięciowych liniach elektroenergetycznych znacznej<br />
dlugości, trzeba uwzględniać falowy charakter zjawisk elektrycznych. Równania opisujące zjawiska<br />
związane z rozprzestrzenieniem się fali elektromagnetycznej w środowisku otaczającym przewody<br />
linii są równaniami różniczkowymi cząstkowymi, a zmiennymi niezależnymi w tych równaniach są<br />
wspólrzedne przestrzeni trójwymiarowej i czas. W przypadku wspomnianych linii można przyjąć,<br />
że fala elektromagnetyczna rozchodzi się w jednym tylko kierunku wytyczonym przez linię, a<br />
więc równania różniczkowe są równaniami dwóch zmiennych - czasu t i odleglości x liczonej od<br />
początku lub od końca linii. W takim przypadku można mówić o parametrach rozlożonych wzdluż<br />
linii. Jeśli parametry linii są równomiernie rozlożone wzdluż linii, to linię taką nazywamy linią<br />
dlugą jednorodną. Linie elektryczne, w których można zauważyć wplyw rozlożenia parametrów na<br />
przebiegi prądów i napięć, nazywamy liniami dlugimi. Należą do nich linie, których dlugość l nie<br />
jest pomijalnie mala w porównaniu z dlugością fali elektromagnetycznej λ odpowiadającej danej<br />
częstotliwości f.<br />
Linię dwuprzewodową, jednorodną, symetryczną o zadanej dlugości l charakteryzują cztery<br />
parametry jednostkowe, dwa parametry podlużne: rezystancja R0, indukcyjność L0 oraz dwa<br />
parametry poprzeczne: pojemność C0i uplywność G0. Korzystajac z obu praw Kirchhoffa<br />
wyprowadza się dla napięcia u(x, t) oraz prądu i(x, t) uklad dwóch równań różniczkowych<br />
1
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
�<br />
�<br />
�<br />
�<br />
cząstkowych dwóch zmiennych: czasu t i odleglości od początku linii x:<br />
∂u(x, t)<br />
∂x<br />
=<br />
∂i(x, t)<br />
−R0i(x, t) − L0<br />
∂t<br />
∂i(x, t)<br />
∂x<br />
=<br />
∂u(x, t)<br />
−G0u(x, t) − C0 ,<br />
∂t<br />
(1)<br />
który nosi nazwę równań linii dlugiej. Jeśli przyjmiemy w dotychczas wyprowadzonych równaniach<br />
R0 = 0, to po zróżniczkowaniu obu równań względem drugiej zmiennej i wyeliminowaniu drugiej<br />
pochodnej mieszanej prądu, otrzymamy równanie drugiego rzędu dla napięcia<br />
∂2u(x, t)<br />
∂x2 ∂u(x, t) ∂<br />
= L0G0 + C0L0<br />
∂t<br />
2u(x, t)<br />
∂t2 . (2)<br />
Równanie to nosi czasam nazwe równania telegrafistów, albo telegrafu.<br />
Z drugiej strony w modelu zaproponowanym przez drugiego autora (W.K.) dla opisy dynamicznych<br />
efektów przewodnictwa ciepla przy bardzo niskich temperaturach, gdzie eksperymentalnie<br />
jest obserwowane zjawisko drugiego dźwięku, tj. falowy charakter przewodnictwa ciepla,<br />
wychodzi się z zalożenia, że stan ciala (przy zaniedbaniu efektów mechanicznych) jest opisywany<br />
przez temperaturę bezwględną ϑ i termiczną wewnętrzną zmienną stanu β, dla której przyjmuje się<br />
tzw. kinetyczne równanie ewolucji. W przypadku liniowym to równanie, wzbogacane o równanie<br />
konstytutywne dla strumienia ciepla q, które mówi o jego proporcjonalności do gradientu β, tzn.<br />
q = −κ∇β, wraz równaniem bilansu energii, prowadzą do ukladu dwóch równań rózniczkowych<br />
∂β<br />
∂ϑ<br />
= γ(ϑ − β) , cv<br />
∂t ∂t = κ∂2 β<br />
, (3)<br />
∂x2 gdzie cv reprezentuje pojemność cieplną, κ wspólczynnik przewodnictwa ciepla, zaś γ = 1/τ0 jest<br />
odwrotnością termicznego czasu relaksacji τ0. Jeśli zróżniczkujemy pierwsze równanie względem<br />
czasu i wyrugujemy pochodna czasową ϑ z drugiego równania, to otrzymamy równanie drugiego<br />
rzędu dla β<br />
∂2β(x, t)<br />
∂t2 ∂β(x, t)<br />
= −γ<br />
∂t<br />
+ c2 ∂<br />
t<br />
2β(x, t)<br />
∂x2 , (4)<br />
gdzie ct = ± � κ/cvτ0 jest characterystyczną prędkością propagacji fali termicznej, tzw. drugim<br />
dźwiękiem.<br />
Bezpośrednia inspekcja obu równań: (2) oraz (4) wskazuje na ich pelne podobieństwao z dokladnością<br />
do stalych materialowych (wspólczynników). Pytanie postawione w niniejszej prezentacji<br />
jest, czy jest możliwe ich otrzymanie jako konsekwencji pewnej zasady wariacyjnej w postaci<br />
wynikowych równań Eulera-Lagrange’a. Podejmując spostrzeżenie Vujanovica z [1], który zauważyl,<br />
że zasada wariacyjnej stacjonarnego dzialania sformulowana dla ukladu zachowawczego<br />
może być przeniesiona dla ukladu dyssypatywnego, o ile się zauważy, że dla tego drugiego nie<br />
zachodzi przemiennośc operacji brania wariacji czasowej pochodnej pola a różniczkowaniem względem<br />
czasu vwariacji pola. W szczególności, klasyczne równanie falowe (u,tt = c2u,xx ) jest konsekwencja<br />
zasady wariacyjnej, w której gęstość Lagrangianu jest dobrze określona (L(u, u,t , u,x ) =<br />
(u,t ) 2 − (cu,x ) 2 ). Odrzucając jednak przemienność tych operacji i postulując, że<br />
∂u(x, t) δu(x, t)<br />
δ �= (5)<br />
∂t ∂t<br />
i wyprowadzając z zasady stacjonarnego dzialania odpowiadajace jej równanie Eulera-Lagrange’a,<br />
otrzymujemy równanie telegrafistów. Ta nowa, wariacyjna metoda wyprowadzenia tego typu równań<br />
jest wykorzystana do poszukiwania szczególnych i nowych rozwiązań.<br />
[1] B. Vujanovic : A Variational Principle for Non-Conservative Dynamical Systems, ZAMM<br />
- Zeitschrift für Angewandte Mathematik und Mechanik, 55 (6), 321–331, 1975.<br />
submitted to <strong>XIX</strong> SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE <strong>PTZE</strong>, Ostróda , czerwiec 2009<br />
2
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ANALYTICAL AND NUMERICAL CALCULATION<br />
OF FORCES ACTING ON TRANSFORMER WINDINGS<br />
Miralem Hadžiselimović 1 , Peter Pišek 2 , Peter Virtič 2 , Tine Marčič 2 ,<br />
Bojan Štumberger 1 , Ivan Zagradišnik 1<br />
1 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science<br />
Smetanova ul. 17, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: miralem.h@uni-mb.si<br />
2 TECES, Research and Development Centre for Electric Machines, Maribor, Slovenia<br />
Pobreška cesta 20, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: peter.pisek@teces.si<br />
The technically useful transformer was developed at the end of the 19th century. The<br />
transformer is a static electromagnetic device with relatively simple geometry and it is used<br />
for transforming primary electrical energy via magnetic field to secondary energy. The rated<br />
values of primary voltages and currents are usually different to the secondary values which<br />
depend on the intended usage of the transformer. Based on Faraday’s induction law, the<br />
frequency of primary and secondary voltages and currents is the same. It is usual that the<br />
consumption of electric energy in the electric power system is quite variable or in some<br />
unwanted cases it is also possible that faults appear which cause the increase of transformer<br />
currents. The worst fault case is the shorting (short-circuit) of secondary windings, where the<br />
transformer’s currents increase rapidly. Due to the Lorentz force law; these short-circuit<br />
currents lead to enormous forces inside the transformer’s windings (Fig. 1). From the theory<br />
of transformers it is well known that three types of forces act on the windings inside an<br />
operating transformer. This paper deals with analytical and numerical calculation of the<br />
aforementioned forces.<br />
F F F<br />
F<br />
a) b)<br />
Fig. 1. Forces on conductors a) opposite current direction b) same current direction<br />
The largest force inside transformer is the normal force F n [1], which acts between the<br />
primary and secondary winding in a manner which tends to increase the air-gap thickness δ<br />
or maximize the air space between the windings (1):<br />
ˆ<br />
ˆ Bσsc<br />
Fn = Iscs N Cm<br />
() 1<br />
2<br />
where Î scs is the short-circuit shock current, N is the winding’s number of turns, ˆB σ sc is the<br />
short-circuit leakage magnetic flux density and C m is the middle circumference of the<br />
winding. The normal force loads a low voltage winding which is placed nearer the pillar with<br />
pressure. On the contrary, the normal force loads the outer high voltage winding with stretch.<br />
59
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The second type of the transformer winding forces is the contraction force F c , which acts on<br />
the conductors inside the winding (Fig. 1b). It acts in manner which tends to decrease the<br />
winding height h w (Fig. 2). This force is right-angled on the aforementioned normal force and<br />
causes the consideration worth pressure on the windings. For the design of primary and<br />
secondary windings, the sum of primary contraction force F c1 and secondary contraction force<br />
F c2 is of interest (2):<br />
axis of cilindric winding<br />
Fn<br />
δ ⎛ 1 ⎞<br />
F = F + F = F ⎜2− ⎟<br />
2<br />
h ⎝ k ⎠<br />
a)<br />
c12 c1 c2 n<br />
w<br />
60<br />
( )<br />
where F c12 is the sum of both contraction forces and<br />
δ is the air-gap thickness between the primary and<br />
secondary winding. In the case of different primary<br />
winding height h w1 and secondary winding height<br />
h w2 there exists also a third kind of force, the socalled<br />
shear-strain force F s (Fig. 2).<br />
Fig. 2. Presentation of normal, contraction<br />
and shear-strain force in transformer<br />
Fig. 3. Three-dimensional finite element method model of transformer a) model b) mesh<br />
The transformer must be designed in a manner that prevents eventual damages caused by<br />
forces in short-circuit state. Besides the analytical approach for force calculation also the<br />
numerical approach can be conducted. A 3D finite element model for force determination was<br />
built (Fig. 3a and 3b). In the full paper the comparison between results obtained by the<br />
analytical and the numerical calculation will be presented.<br />
References<br />
Fc2<br />
Fc2<br />
a<br />
Fs<br />
Fc1<br />
Fc1<br />
b δ 2<br />
1 b<br />
Fn<br />
Bσsc hw<br />
[1] I. Zagradišnik, B. Slemnik, Izbrana poglavja iz transformatorjev, University of Maribor, 2007.<br />
b)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
EVALUATION OF MUTAGENICITY BY EXPOSURE<br />
TO INTERMEDIATE FREQUENCY MAGNETIC FIELDS<br />
BY IN VITRO TEST SYSTEMS<br />
Masateru Ikehata 1 , Satoshi Nakasono 2 , Yukihisa Suzuki 3 , Kanako Wake 4 ,<br />
Sachiko Yoshie 1 , Masao Taki 3<br />
1 Railway Technical Research Institute, Kokubunji, Tokyo, Japan<br />
2 Central Research Institute of Electric Power Industry, Abiko, Chiba, Japan<br />
3 Tokyo Metropolitan University, Hachioji, Tokyo, Japan<br />
4 National Institute of Information and Communications Technology, Koganei, Tokyo, Japan<br />
1. Introduction<br />
Last 25 years, intensive research has been conducting to examine whether electric and<br />
magnetic fields affect human health or not, especially in 50/60 Hz extremely low frequency<br />
magnetic fields as power frequency and radio frequency (0.8-2.45 GHz) in mobile phone<br />
technology. However, the biological effects of intermediate frequency (IF; from 300 Hz to<br />
10 MHz) MFs have not been studied enough to estimate its health risk, although several<br />
technologies and equipments such as IH cooking hobs, RFID, EAS, etc, that generate IF-MFs<br />
have already used in public and occupational environments. Therefore, in the WHO EHC<br />
monograph No. 232 of time-varying (
2.2 IF-MFs exposure devices<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Two exposure systems used in this study. An IF-MFs exposure device (Fig. 1), which has<br />
a resin CO2 incubator (inside dimension of 200mm x 200mm x 200mm, water-jacket for<br />
temperature control) mounted over a plain coil (diameter of 160mm) was used. Plain coil was<br />
driven by bi-polar amplifier (BP4620, NF block, Japan). Sinusoidal IF-MFs were generated<br />
using this device and maximum density of magnetic field within exposure area was up to<br />
0.8 mT at 2 kHz, 10 kHz and 20 kHz, respectively. Another exposure system was to generate<br />
0.91 mT rms at 2 kHz, 1.1 mT<br />
rms at 20 kHz, respectively [1].<br />
2.3 Experimental procedure<br />
For Ames test, cultured<br />
bacterial cells were poured on<br />
minimal glucose agar plates<br />
with a trace of histidine and<br />
biotin. These test plates<br />
divided into two groups and<br />
one group was incubated<br />
under IF-MF (2 and 20 kHz)<br />
Fig. 1 IF-MFs exposure device<br />
and the other group was incubated without IF-MF as control. After 48 hours, revertant<br />
colonies were scored.<br />
For MLA, cells were inoculated in a T-25 flask filled with 5 ml of RPMI1640 medium with<br />
10% horse serum (2.5x10 5 cells/ml) and were exposed to a IF-MF (2, 10 and 20 kHz) for<br />
48 hr in 5% CO2 at 37 o C with single dilution after 24 hr. Unexposed control cells were<br />
incubated in a conventional incubator. After exposure period, plate efficiency and frequency<br />
of TFT resistant cells as tk -/- mutant was determined.<br />
For in vitro micronucleous test, The Chinese hamster V79 cells were exposed to a IF-MF<br />
(2, 10 and 20 kHz) for 24h in 35mm Petri dishes. After the exposure, cells were treated with<br />
cytochalasin B. Then cells were fixed 24h later after the cytochalasin B treatment. The ratios<br />
of micronucleus formation rates were estimated by counting micronucleus in approximately<br />
1,000 binucleous cells.<br />
3. Results and Discussion<br />
In Ames test, no statistically significant<br />
difference in mutation frequency was<br />
observed between exposed and control<br />
groups in both TA98 and TA100 strain.<br />
In the MLA, the plate efficiency that is<br />
representative index of acute toxicity was not<br />
affected by exposure to all IF-MFs<br />
conditions. In addition, the mutation<br />
frequency at tk allele (tk +/- to tk -/- ) is almost same between an IF-MF exposed and unexposed<br />
cells in all IF-MFs exposure conditions. Fig. 2 shows mutation frequency by exposure to<br />
62<br />
Mutation Frequency (×10-6 Mutation Frequency (×10 cells) -6 cells)<br />
C ontrol Exposure MMS<br />
1000<br />
900<br />
800<br />
700<br />
*<br />
600<br />
500<br />
400<br />
300<br />
200<br />
100<br />
0<br />
Treatm ent<br />
Fig. 2 Mutation frequency by exposure to 0.8 mT,<br />
20 kHz IF MF.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
0.8 mT, 20 kHz IF-MF, respectively as typical results. All of other condition also did not<br />
show any difference between control and exposure (Data not shown).<br />
In in vitro micronucleus test, neither<br />
significant nor reproducible difference<br />
between MF exposed and unexposed<br />
control cells was found in the<br />
micronucleus formation rates in 2 kHz,<br />
0.8 mT IF-MF and also 20 kHz,<br />
0,8 mT IF-MF(Fig. 3), respectively.<br />
These results suggest that exposure to<br />
2 kHz, 10 kHz and 20 kHz, up to<br />
1 mT sinusoidal IF-MFs did not<br />
induced gene mutations, larger scale<br />
chromosomal changes, recombination, aneuploidy and others that could be detected by<br />
genotoxicity test systems in this study. Thus, our results suggest that sinusoidal IF-MFs (2, 10<br />
and 20 kHz) did not have mutagenic potential even in the MF strenghth was exceeded<br />
100 times of the reference level in general public exposure of ICNIRP guideline.<br />
4. Conclusion<br />
Experimental results suggest that exposure to 2, 10 and 20 kHz, up to 1 mT sinusoidal IF-MFs<br />
did not have any potential to induce genetic damages that could be detected by Ames assay,<br />
MLA and in vitro micronucleus test.<br />
References<br />
Micronucleus form ation /1000 cells)<br />
100<br />
90<br />
80<br />
70<br />
60<br />
50<br />
40<br />
30<br />
20<br />
10<br />
0<br />
[1] NAKASONO S, et al., “Intermediate frequency magnetic fields do not have mutagenic,<br />
co-mutagenic or gene conversion potentials in microbial genotoxicity tests”, Mut. Res.<br />
(2008) Vol. 649, 187-200.<br />
63<br />
*<br />
Treatm ent<br />
Fig. 3 Result of micronucleus formation in 20 kHz,<br />
0.8 mT magnetic field<br />
*<br />
C ontrol<br />
Exposure<br />
C ontrol (MMC)<br />
Exposure (M M C)<br />
*; p
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WYKORZYSTANIE ZJAWISKA LUMINESCENCJI<br />
W TECHNICE I MEDYCYNIE<br />
Ryszard Jedliński, Henryk Małecki<br />
POLKOMTEL S.A., Wyższa Szkoła Informatyki w Łodzi<br />
„Luminescencja to emisja promieniowania elektromagnetycznego, o natężeniu większym od<br />
promieniowania cieplnego w danej temperaturze i o czasie trwania dłuższym od okresu drgań<br />
emitowanej fali świetlnej” [1].<br />
Rozróżnia się wiele typów luminescencji, zależnie od sposobu wzbudzania (fotoluminescencja,<br />
elektroluminescencja, radioluminescencja, termoluminescencja, tryboluminescencja) lub<br />
w zależności od natury przejścia promienistego i stanu wzbudzonego układu emitującego.<br />
W tej pracy zajmować się będziemy fotoluminescencją obejmującą świecenia, których energia<br />
czerpana jest z energii jakiegoś innego promieniowania.<br />
Odróżniamy dwa rodzaje fotoluminescencji, mianowicie fluorescencję i fosforescencję.<br />
Za fluorescencję uważamy emisję światła wywołaną poprzez naświetlanie, kiedy emisja ta<br />
występuje natychmiast po naświetleniu, nie wykazuje żadnej dostrzegalnej bezwładności.<br />
Dokładniejsze zbadanie tego zjawiska za pomocą fluorometru, pozwalającego mierzyć odstępy<br />
czasu rzędu 10 -10 s, wykazuje, że np., fluorescencja roztworów barwników organicznych<br />
trwa przeciętnie przez czas rzędu 10 -8 s po naświetleniu, a więc przez czas bardzo krótki, ale<br />
mierzalny.<br />
Fluorescencję wykazują niektóre gazy, pary, roztwory pewnych barwników organicznych<br />
i pewne kryształy.<br />
Charakterystyczna cecha fluorescencji jest to, że jej widmo bardzo wyraźnie różni się od<br />
widma – promieniowania pobudzającego.<br />
Skuteczność świetlna fluorescencji jest na ogół zawsze mniejsza od 100%. Jest to zrozumiałe<br />
gdyż część pochłoniętej energii zostaje zawsze zmieniona na ciepło.<br />
Pochłanianie światła i jego emisja odbywa się fotonami, przy czym okazuje się, że wydajność<br />
kwantowa, czyli stosunek liczby emitowanych, do liczby fotonów pochłoniętych może sięgać<br />
100%. Obserwuje się jednak i o wiele mniejsze wydajności kwantowe. W przypadku wydajności<br />
kwantowej 100% musi być spełniony warunek, że kwant emitowany niesie energię nie<br />
większą niż kwant pochłonięty.<br />
Fluorescencja występuje w związku ze wzbudzeniem elektronów w cząsteczkach pod wpływem<br />
światła, bądź też zmianami stanów drgań i obrotów cząsteczek pod wpływem pochłaniania<br />
światła. Jest to więc zjawisko wewnątrzcząsteczkowe. Znana jest również fluorescencja<br />
atomowa, do której zalicza się np. świecenia rezonansowe par sodu czy rtęci.<br />
Fosforescencja różni się od fluorescencji swą bezwładnością. Emisja światła fosforescencji<br />
następuje dopiero po pewnym czasie po pochłonięciu światła wzbudzającego.<br />
Obserwuje się fosforescencje trwające nawet szereg dni po naświetleniu.<br />
Mechanizm świecenia fosforescencji jest inny niż fluorescencji. Nie jest to zjawisko wewnątrzcząsteczkowe,<br />
lecz między cząsteczkowe.<br />
65
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Specjalnie spreparowane substancje wykazujące zwykle silne własności luminescencyjne<br />
noszą nazwę luminoforów.<br />
Zjawisko luminescencji znalazło wiele praktycznych zastosowań w życiu codziennym, technice<br />
i nauce.<br />
W technice oświetleniowej znalazła powszechne zastosowanie lampa fluorescencyjna, która<br />
zwykle stanowi rurę szklaną pokryta wewnątrz fotoluminoforem i wypełniona np. argonem i<br />
parami rtęci.<br />
Pod wpływem elektrycznego wyładowania w gazie wzbudzone pary rtęci wysyłają promienie<br />
ultrafioletowe, które pobudzają fotoluminofor do wysyłania promieniowania z zakresu widzialnego.<br />
Barwa wysyłanego światła zależy od rodzaju zastosowanego luminoforu. W telewizorach<br />
lampy kineskopowe są pokryte wewnątrz katodoluminoforem, który świeci pod<br />
wpływem bombardującej go wiązki elektronów.<br />
Zjawisko luminescencji znalazło również zastosowanie do badania wad materiałów konstrukcyjnych.<br />
Jest to tak zwana metoda defektoskopii luminescencyjnej. Badany element pokrywa<br />
się fotoluminoforem, który przenika w głąb – niewidzialnych gołym okiem – pęknięć. Po<br />
usunięciu luminoforu z powierzchni elementu, oświetla się go promieniowaniem ultrafioletowym,<br />
w świetle którego stają się widoczne zarysy pęknięć.<br />
Radioluminofory zwane scyntylatorami, stosuje się w fizyce jądrowej do detekcji promieniowania<br />
jądrowego. Cząsteczki naładowane padające na scyntylator wywołują błyski świetlne<br />
(scyntylacja), które w odpowiednich układach są rejestrowane [2].<br />
W niektórych badaniach fizykochemicznych jest stosowana tzw. analiza luminescencyjna.<br />
Polega ona na określeniu stężeń danego luminofora w badanej substancji na podstawie widma<br />
jaskrawości i czasu trwania świecenia. Ta metodą daje się określić stężenie rzędu 10 -12 luminofora<br />
na 1g badanej substancji. Analiza luminescencyjna jest tez stosowana w badaniach<br />
fizjologicznych do określenia stężenia hormonów w żywych organizmach, bowiem ze względu<br />
na małe stężenie nie mogą one być określane metodami chemicznymi.<br />
Wiele ośrodków w kraju wykorzystuje w diagnostyce metodę laserowo indukowanej fluorescencji.<br />
Jest ona używana do analizy stanu tkanek biologicznych w diagnostyce miażdżycy,<br />
kamicy nerkowej i moczowej oraz wczesnych faz nowotworów. Okazuje się, ze niektóre<br />
barwniki wiążą się silniej z komórkami neoplazmatycznymi niż ze zdrowymi i akumulują<br />
w nich dłużej niż w zdrowych.<br />
Promieniowanie laserowe wzbudzające fluorescencję, jest doprowadzone światłowodem do<br />
analizowanego obszaru. Drugim światłowodem lub wiązką światłowodów jest odbierane<br />
promieniowanie emitowane przez wzbudzone tkanki. Promieniowanie to rozszczepieniu jest<br />
następnie analizowane. Zmiany w widmach emisji chorych tkanek są spowodowane różnicą<br />
ilościową i jakościową występujących w organizmie barwników tzw. fluoroforów. Fluorescencja<br />
w tkankach pochodzi od takich miedzy innymi związków jak endogenne porfiryny,<br />
melanina, beta-karoten, białka zawarte w elastynie i kolagenie, pochodne pirydoksyny. Metoda<br />
laserowo wzbudzonej fluorescencji nie jest inwazyjna, a umożliwia wykrycie chorobowo<br />
zmienionych tkanek [3].<br />
Literatura<br />
[1] Encyklopedia fizyki, PWN Warszawa 1973.<br />
[2] G.C. Lowenthal and P.Airey, Practical applications of radioactivity and nuclear radiations.<br />
Cambridge 2001.<br />
[3] H.Sherk, Lasers in orthopedics. London 2005.<br />
66
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
OCENA ZGODNOŚCI WYROBÓW<br />
Z WYMAGANIAMI ZASADNICZYMI W ZAKRESIE<br />
KOMPATYBILNOŚCI ELEKTROMAGNETYCZNEJ<br />
Andrzej Kaczor 1 , Andrzej Wac-Włodarczyk 2<br />
1 Urząd Komunikacji Elektronicznej Delegatura w Lublinie<br />
ul. Zana 38c, 20-601 Lublin, e-mail: a.kaczor@uke.gov.pl<br />
2 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
ul. Nadbystrzycka 38a, 20-618 Lublin, e-mail: a.wac-wlodarczyk@pollub.pl<br />
Urządzenia elektryczne i elektroniczne wprowadzane do obrotu handlowego lub oddawane do<br />
użytku na terytorium UE (EFTA) podlegają obowiązkowej ocenie zgodności z wymaganiami<br />
zasadniczymi dotyczącymi kompatybilności elektromagnetycznej (EMC). Wymagania zasadnicze<br />
wraz z procedurą oceny zgodności zawarte są w dyrektywie nowego podejścia<br />
nr 2004/108/WE [3]. Głównymi celami dyrektywy jest ułatwienie swobodnego przepływu<br />
aparatury na terenie UE oraz stworzenie akceptowalnego środowiska elektromagnetycznego<br />
we wspólnocie. Dyrektywa ta obowiązuje od 20 lipca 2007 r. we wszystkich krajach członkowskich<br />
UE i zastępuje poprzednią dyrektywę EMC nr 89/336/EWG, która może być jeszcze<br />
stosowana do 20 lipca 2009 r. Powyższe wskazuje, że zarówno „stara” jak i „nowa” dyrektywa<br />
w chwili pisania artykułu jest obowiązująca, a podmiot dokonuje oceny zgodności<br />
zgodnie z zapisami jednej z dwóch powyżej wymienionych dyrektyw. Część producentów<br />
urządzeń już za kilka miesięcy będzie musiała dla wyrobów wprowadzanych do obrotu na<br />
nowo dokonać oceny zgodności zgodnie z zapisami „nowej” dyrektywy EMC. Dalsza część<br />
publikacji odnosi się wyłącznie do zasad dokonywania oceny zgodności z wymaganiami zasadniczymi<br />
dotyczącymi EMC określonymi przez „nową” dyrektywę EMC 2004/108/WE,<br />
która wdrożona została do polskiego systemu prawnego przez ustawę o kompatybilności elektromagnetycznej<br />
[1] oraz ustawę o systemie oceny zgodności [2].<br />
Aparatura – tak będziemy nazywać urządzenia które podlegają obowiązkowej ocenie zgodności<br />
z EMC – musi spełniać wymagania zasadnicze określone w przepisach [1] jako:<br />
• niewywoływania w swoim środowisku zaburzeń elektromagnetycznych<br />
o wartościach przekraczających odporność na te zaburzenia innego urządzenia występującego<br />
w tym środowisku;<br />
• posiadania wymaganej odporności na zaburzenia elektromagnetyczne.<br />
Dyrektywa nie określa jakie rodzaje urządzeń podlegają ocenie zgodności z wymaganiami<br />
zasadniczymi EMC, lecz tylko wskazuje jakie urządzenia nie podlegają takiej ocenie. Do grupy<br />
tej należy zaliczyć urządzenia które nie są zdolne do wywoływania w swoim środowisku<br />
zaburzeń elektromagnetycznych o wartościach przekraczających odporność na te zaburzenia<br />
innych urządzeń występujących w tym środowisku oraz są odporne na zaburzenia elektroma-<br />
67
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
gnetyczne występujące zwykle podczas ich używania zgodnie z przeznaczeniem. Dyrektywy<br />
nie stosuje się do urządzeń, które są wyłączone ze stosowania tej dyrektywy oraz do urządzeń,<br />
które podlegają innej dyrektywie regulującej w swym zakresie zagadnienia kompatybilności<br />
elektromagnetycznej w całości lub części [6], [7].<br />
Procedurze oceny zgodności z wymaganiami zasadniczymi EMC podlega również instalacja<br />
ruchoma, komponent oraz instalacja stacjonarna zdefiniowane przez dyrektywę [1], [3]. Instalacja<br />
ruchoma oraz komponent traktowana jest jako rzecz ruchoma i podlega takim samym<br />
wymaganiom, procedurom oceny zgodności oraz oznaczeniu jak aparatura. Instalacja stacjonarna<br />
podlega również ocenie zgodności, lecz nie podlega oznakowaniu. Instalacja stacjonarna<br />
nie była wskazana w dyrektywie 89/336/EWG jako urządzenie podlegające procedurze<br />
oceny zgodności z wymaganiami zasadniczymi dotyczącymi EMC.<br />
Ocenę zgodności z wymaganiami zasadniczymi wyrobu 1 może dokonać producent lub jego<br />
upoważniony przedstawiciel posiadający upoważnienie pisemne producenta, a dla instalacji<br />
stacjonarne jej instalator [1]. Oceny zgodności nie może dokona importer [6]. Przed przystąpieniem<br />
do oceny zgodności wyrobu należy przeanalizować czy nie jest on wyłączony spod<br />
stosowania dyrektywy EMC, a następnie dokonać jej oceny zgodnie z modułami zapisanymi<br />
w załącznikach II i III do dyrektywy [3]. Do zadań podmiotu wykonującego ocenę zgodności<br />
z wymaganiami zasadniczymi należy poprawnie wykonać dokumentacje techniczną zgodnie z<br />
zapisami dyrektywy [1], [3]. Jeżeli podmiot wykonujący ocenę zgodności zdecydował się na<br />
udział w procedurze oceny jednostki notyfikowanej w zakresie EMC do dokumentacji technicznej<br />
powinno być dołączone oświadczenie laboratorium w zakresie dokonywanej przez<br />
niego ocenie zgodności. Dokumentacja techniczna musi być przechowywana przez podmiot<br />
który wprowadził wyrób do obrotu przez okres 10 lat od dnia wyprodukowania ostatniego<br />
egzemplarza wyrobu [1]. Dla instalacji stacjonarnej właściciel instalacji powinien przechowywać<br />
dokumentację techniczną przez czas jej użytkowania, a każda modyfikacja powinna<br />
być wskazana w tej dokumentacji wraz z wykazaniem jej wpływu na EMC.<br />
Jedną z najczęściej wybieranych dróg oceny zgodności – a zarazem wskazywana przez producentów<br />
jako najprostsza – jest zastosowanie norm zharmonizowanych [8] w zakresie EMC.<br />
Zastosowanie odpowiednich norm zharmonizowanych zapewnia domniemanie zgodności<br />
z wymaganiami zasadniczymi EMC oraz zapewnia możliwość prostej weryfikacji wyników<br />
pomiarów. Wybór norm zharmonizowanych powinien być odpowiednio dobrany<br />
w zależności od rodzaju wyrobu, środowiska w jakim będzie wyrób pracował oraz zjawiska<br />
jakie zachodzą przy użytkowaniu wyrobu. Normy powinny by dobierane zgodnie z piramidą<br />
norm [4]. Na początek producent lub jego upoważniony przedstawiciel – a dla instalacji instalator<br />
– powinien zapoznać się czy istnieją normy przedmiotowe dla danego typu wyrobu, jeżeli<br />
takich norm nie ma należy odszukać czy są normy podstawowe dla grup wyrobów a jeżeli<br />
i takich nie znajdzie powinien stosować normy środowiskowe np. PN-EN 61000-6-1:2008,<br />
PN-EN 61000-6-2:2008, PN-EN 61000-6-3:2008, PN-EN 61000-6-4:2008. Dla każdego wyrobu<br />
należy dobrać odpowiednią grupę norm zarówno dotyczących emisji elektromagnetycznej<br />
przewodzonej i promieniowanej dla odporności i emisji elektromagnetycznej [7]. Należy<br />
uwzględnić różne zjawiska elektromagnetyczne, które mogą pochodzić od badanego urządzenia<br />
i wpływać na inne urządzenia, oraz zjawiska elektromagnetyczne które mogą pogorszyć<br />
działanie badanego urządzenia. Aparatura, która jest przeznaczona do używania w instalacji<br />
stacjonarnej nie musi być poddawana oddzielnej procedurze zgodności, jednak w takim przy-<br />
1 Za wyrób uważana jest aparatura, komponent, instalacja ruchoma oraz instalacja stacjonarna.<br />
68
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
padku musi być uwzględniona w ocenie zgodności instalacji stacjonarnej w której będzie pracować.<br />
Szczególnym przypadkiem gdzie aparatura nie musi mieć przeprowadzonej oceny<br />
zgodności oraz nie musi posiadać deklaracji zgodności i oznakowania CE jest jej prezentacja<br />
na targach. W sytuacji takiej wystawca jest zobowiązany do umieszczenia w widocznym<br />
miejscu informacji że prezentowane urządzenie nie może być wprowadzane do obrotu ani<br />
oddane do użytku do czasu przeprowadzenia oceny zgodności. Wystawca jest zobowiązany<br />
również do podjęcia działań zabezpieczających przed powstaniem zaburzeń elektromagnetycznych<br />
podczas takich prezentacji [1], [6].<br />
Po przeprowadzeniu procedury oceny zgodności wyrobu i otrzymaniu pozytywnego wyniku<br />
producent lub jego upoważniony przedstawiciel powinien wystawić deklaracje zgodności dla<br />
kontrolowanego wyrobu oraz oznaczyć go znakiem CE [1]. Wystawienia deklaracji zgodności<br />
oraz oznakowania CE nie wymaga instalacja stacjonarna.<br />
Deklaracja zgodności jest „oświadczeniem” podmiotu, który dokonał oceny zgodności, a brak<br />
któregokolwiek z jej elementów wskazanych w przepisach [1] może być podstawą do stwierdzenia<br />
nieważności deklaracji zgodności lub uchybień w jej zapisie.<br />
Deklaracje zgodności należy dołączyć do dokumentacji technicznej i przechowywać przez<br />
okres co najmniej 10 lat od daty wyprodukowania (wprowadzenia do obrotu) ostatniego egzemplarza<br />
wyrobu [2], [5]. Deklaracja zgodności musi być każdorazowo udostępniona na<br />
żądanie organu kontroli. Producent lub jego upoważniony przedstawiciel może również dołączyć<br />
deklarację zgodności do urządzenia lub udostępnić zainteresowanym osobom, lecz nie<br />
ma takiego obowiązku prawnego.<br />
Oznakowanie CE musi być naniesione w sposób czytelny (dla użytkownika wyrobu) i trwały<br />
na wyrób zgodnie ze wzorem oznakowania [1]. Jeżeli nie ma możliwości umieszczenia takiego<br />
oznakowania na wyrobie oznakowanie CE należy umieścić na opakowaniu, instrukcji obsługi<br />
i karcie gwarancyjnej. Dla większości urządzeń oznakowanie jest nanoszone w formie<br />
wytłoczenia na obudowie wyrobu lub nadruku na tabliczce znamionowej. Dopuszczalne jest<br />
również naklejenie oznaczenia CE oddzielnie ma wyrobie.<br />
Jeżeli dla wyrobu były przeprowadzone procedury oceny zgodności określone w kilku dyrektywach<br />
producent lub jego upoważniony przedstawiciel wystawia dla wszystkich dyrektyw<br />
jedną deklaracje zgodności rozszerzoną o zapisy wymagane przez wszystkie dyrektywy i stosuje<br />
jedno oznakowanie znakiem CE. Obok oznakowania CE może znajdować się inne oznakowanie<br />
wymagane przez inne dyrektywy lub przepisy krajowe, pod warunkiem że nie<br />
zmniejszy widoczności oznakowania CE [5].<br />
Procedura oceny zgodności z wymaganiami zasadniczymi podlega kontroli przez organy wyspecjalizowane.<br />
Organem wyspecjalizowanym w zakresie dyrektywy EMC jest Prezes Urzędu<br />
Komunikacji Elektronicznej oraz w zakresie urządzeń przeznaczonych do stosowania w<br />
zakładach górniczych – Prezes Wyższego Urzędu Górniczego [1], [6]. W przypadku gdy organ<br />
wyspecjalizowany stwierdzi, że wyrób nie spełnia wymagań zasadniczych lub innych<br />
wymagań organ wyspecjalizowany może nakazać podmiotowi, który wprowadził kontrolowany<br />
wyrób do obrotu m.in. wycofanie wyrobu z obrotu wraz z odkupieniem wyrobu na żądanie<br />
strony postępowania. Jeżeli strona postępowania usunie niezgodność wyrobu, lub wycofa<br />
wyrób z obrotu, postępowanie zostaje umorzone. Koszty związane z badaniem wyrobu<br />
w laboratorium w przypadku gdy wyrób nie spełnia wymagań zasadniczych ponosi osoba,<br />
69
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
która wprowadziła wyrób do obrotu. Ustawodawstwo polskie [2] przewiduje również kary za<br />
niespełnienie wymagań zasadniczych lub innych przez kontrolowany wyrób.<br />
Podsumowanie<br />
Wśród osób zajmujących się problematyką zastosowań elektromagnetyzmu, a w szczególności<br />
kompatybilności elektromagnetycznej istotnym problemem jest właściwa interpretacja<br />
i umiejętność stosowania przepisów wdrażających dyrektywę 2004/108/WE. Nieodzowne<br />
w dokonywaniu oceny zgodności jest również połączenie przepisów prawa z wymaganiami<br />
technicznymi i „dobrą praktyką inżynierską”. Znajomość takich zagadnień pozwoli producentom<br />
oraz ich upoważnionym przedstawicielom na dokonanie oceny zgodności zgodnie z „duchem”<br />
dyrektywy, co zapewni bezpieczne używanie wyrobów elektrycznych i elektronicznych.<br />
Literatura<br />
[1] Ustawa z dnia 13 kwietnia 2007 r. o kompatybilności elektromagnetycznej (Dz.U.<br />
z 2007 r., nr 82, poz. 556).<br />
[2] Ustawa z dnia 30 sierpnia 2002 r. o systemie oceny zgodności (Dz.U. z 2004 r.,<br />
nr 204, poz. 2087 z póź. zm.).<br />
[3] Dyrektywa 2004/108/WE Parlamentu Europejskiego i Rady z dnia 15 grudnia 2004 r. w sprawie<br />
zbliżenia ustawodawstw Państw Członkowskich odnoszących się do kompatybilności elektromagnetycznej<br />
oraz uchylającej dyrektywę 89/336/EWG (Dz. Urz. UE L 390 z 31.12.2004,<br />
str. 24).<br />
[4] Borowiec J., Jóskiewicz Z. „Przygotowanie programu badań oraz urządzeń do badań EMC”<br />
Wybrane problemy kompatybilności elektromagnetycznej. Oficyna Wydawnicza Politechniki<br />
Wrocławskiej. V Krajowe Warsztaty Kompatybilności Elektromagnetycznej. Wrocław 2005.<br />
[5] Wdrażanie dyrektyw opartych na koncepcji nowego i globalnego podejścia. Przewodnik.<br />
2001.<br />
[6] Dyrektywa kompatybilności elektromagnetycznej 2004/108/WE. Projekt Bliźniaczy<br />
[7]<br />
PL2005/IB/EC-01. Warszawa 2008.<br />
Guide for the EMC Directive 2004/108/EC. Maj 2007.<br />
[8] www.pkn.pl.<br />
70
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ZWIĘKSZANIE EFEKTYWNOŚCI OBLICZEŃ<br />
ELEKTROMAGNETYCZNYCH I OPTYMALIZACYJNYCH<br />
PRZEZ STOSOWANIE ALGORYTMÓW RÓWNOLEGŁYCH<br />
Wstęp<br />
Leszek Kasprzyk, Karol Bednarek<br />
Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej<br />
Rozwój nowoczesnych technologii, oszczędność surowców i energii, a także względy ekonomiczne<br />
oraz ekologiczne wpływają na poprawę jakości i sprawności produkowanych urządzeń<br />
stosowanych we wszystkich dziedzinach techniki. Przyczynia się to do intensyfikacji<br />
prac nad zwiększaniem dokładności obliczeń realizowanych na etapie ich projektowania. Prace<br />
te doprowadziły do powstania wielu nowoczesnych metod obliczeniowych, wykorzystywanych<br />
w analizach pól elektromagnetycznych. Skomplikowaniu i poprawie dokładności<br />
obliczeń towarzyszy znaczący wzrost czasu ich realizacji. Naprzeciw temu wychodzą producenci<br />
komputerów, udostępniający coraz szybsze procesory, współpracujące z dużą ilością<br />
pamięci operacyjnej. Niezwykle cennym elementem w takich przypadkach jest też zastosowanie<br />
algorytmów równoległych, które działając na maszynach wieloprocesorowych lub klastrach<br />
komputerowych, mogą skutecznie skrócić czas obliczeń.<br />
W pracy zaprezentowano wyniki zrównoleglenia obliczeń rozkładu strumienia świetlnego w<br />
obiekcie przemysłowym oraz obliczeń optymalizacyjnych dla trójfazowych torów wielkoprądowych.<br />
Opisano efektywność zastosowania algorytmów równoległych.<br />
Obliczenia elektromagnetyczne i optymalizacyjne dla szynoprzewodów<br />
Jednym z analizowanych w pracy przypadków są aluminiowe tory wielkoprądowe zbudowane<br />
z trzech przewodów fazowych w postaci rur o przekroju owalnym, rozmieszczonych symetrycznie<br />
co 120˚ wewnątrz cylindrycznej osłony.<br />
Równaniami wyjściowymi w analizach<br />
ich parametrów elektrodynamicznych (stanowiących<br />
ograniczenia w procesie optymalizacji)<br />
są zależności na rozkład gęstości<br />
prądu w przewodach i osłonie – układ<br />
równań całkowych Fredholma. Stosując<br />
metodę momentów sprowadza się go do<br />
układu równań algebraicznych (1).<br />
71<br />
⎡ l<br />
...... ⎤ ⎡ ⎤ ⎡0<br />
1,1 l1,2<br />
l1,3<br />
l1,<br />
N J ⎤<br />
1<br />
⎢<br />
⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥<br />
⎢ l<br />
......<br />
⎥ ⎥ ⎢<br />
0<br />
2,1 l2,2<br />
l2,3<br />
l2,<br />
N ⎢<br />
J 2 ⎥<br />
⎢ l<br />
...... ⎥ ⎢ ⎥ ⎢0<br />
⎥<br />
3,1 l3,2<br />
l3,3<br />
l3,<br />
N J 3<br />
⎢<br />
⎥ ⎢ ⎥ = ⎢ ⎥<br />
⎢<br />
......... ......... ......... .......... .. ......... � �<br />
⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥<br />
⎢ l l l ...... l ⎥ ⎢J<br />
⎥ ⎢ 0<br />
N-1,1<br />
N-1,2<br />
N-1,3<br />
N-1,<br />
N N-1<br />
⎥<br />
⎢<br />
⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥<br />
⎢⎣<br />
∆S ∆S<br />
∆S<br />
...... ∆S<br />
⎥⎦<br />
⎣J<br />
N ⎦ ⎣I<br />
1 2 3<br />
N<br />
⎦<br />
(1)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
gdzie: 3<br />
l = − δ + jω<br />
µ γ [ K(r',<br />
ϕ'<br />
, r , ϕ ) − K(r',<br />
ϕ'<br />
, r , ϕ ) ] dr' dϕ'<br />
(2)<br />
m, n<br />
δ m, n N, n<br />
O C<br />
4π<br />
∫<br />
∆Sm<br />
dla: m = 1,2,3,...,N-1 oraz n = 1,2,3,...,N, δ m,n – symbol Kroneckera, K – jądro<br />
równania całkowego.<br />
Znajomość rozkładu gęstości prądu umożliwia obliczanie strat mocy oraz temperatur w przewodach<br />
i osłonie, a także oddziałujących sił elektrodynamicznych. Dokonuje się również obliczeń<br />
naprężeń elektrycznych w układzie. Szczegóły zawarto w pracy [1].<br />
Celem optymalizacji jest minimalizacja kosztów produkcji i eksploatacji torów dla zadanych<br />
wartości napięcia, prądu oraz parametrów materiałowych. Podczas procesu optymalizacji wykorzystano<br />
metodę algorytmów genetycznych [1]. Zastosowano zrównoleglenie obliczeń,<br />
polegające na wyznaczaniu funkcji przystosowania (obliczenia polowe dla poszczególnych<br />
osobników w populacji) przy wykorzystaniu kilku procesorów.<br />
Obliczenia równoległe rozkładu strumienia świetlnego<br />
Kolejnym przykładowym zagadnieniem, w którym ze względu na czas obliczeń zastosowano<br />
algorytmy równoległe, jest analiza pola świetlnego. Model obliczeniowy bazuje na tym, że<br />
całkowity strumień świetlny Φ padający na powierzchnię jest równy sumie składowej bezpośredniej<br />
Φ' i pośredniej Φ". Zakładając, że światło w pomieszczeniu odbija się w sposób idealnie<br />
rozproszony oraz wykorzystując definicję współczynnika sprzężenia dwóch elementów<br />
powierzchniowych wyznaczyć można układ równań liniowych (3), umożliwiający obliczenie<br />
całkowitego strumienia świetlnego na wszystkich powierzchniach elementarnych w rozpatrywanym<br />
wnętrzu [2]. Powstały układ charakteryzuje się dużą liczbą równań, dlatego jego<br />
wyznaczanie jest bardzo czasochłonne.<br />
Proces zrównoleglenia opisanych<br />
obliczeń możliwy jest na trzech etapach<br />
algorytmu: obliczeń składowej<br />
bezpośredniej strumienia świetlnego,<br />
obliczeń współczynników wykorzystania<br />
oraz na etapie rozwiązywania<br />
układu równań [2].<br />
Wyniki obliczeń<br />
72<br />
m<br />
m<br />
N<br />
⎡ S10<br />
S20<br />
SN0<br />
⎤<br />
⎢ 1+<br />
ρ1<br />
f1N<br />
− ( ρ2f21−ρ2f<br />
2N)<br />
.. −ρN<br />
fN1−1<br />
S<br />
⎥<br />
' '<br />
1 S2<br />
SN<br />
⎢<br />
⎥⎡Φ<br />
1 ⎤ ⎡Φ<br />
− ⎤ 1 ΦN<br />
⎢ S10<br />
S20<br />
SN0<br />
⎥⎢<br />
⎥ ⎢ ' ' ⎥<br />
− ( ρ − +<br />
− − ⎢ 2 ⎥ ⎢ 2 −<br />
1f12<br />
ρ1f<br />
1N)<br />
1 ρ2<br />
f2N<br />
.. ρ Φ Φ Φ<br />
N fN2<br />
1<br />
N<br />
⎢ S<br />
⎥ = ⎥<br />
1<br />
S2<br />
SN<br />
⎢<br />
⎥⎢<br />
... ⎥ ⎢ ... ⎥<br />
⎢ ...<br />
... .. ... ⎥⎢<br />
⎥ ⎢ ⎥<br />
⎢<br />
S<br />
S<br />
S<br />
⎥⎣Φ<br />
N⎦<br />
⎢⎣<br />
Φzr<br />
⎥<br />
10<br />
20<br />
N0<br />
⎦<br />
1-ρ1<br />
1-ρ2<br />
.. 1-ρN<br />
⎢<br />
⎣<br />
S<br />
⎥<br />
1<br />
S2<br />
SN<br />
⎦<br />
Obliczenia optymalizacyjne dla torów wielkoprądowych realizowano dla danych: Un = 15 kV,<br />
In = 3,5 kA, temperatura otoczenia 30˚C. Parametry algorytmu genetycznego: 40 osobników<br />
w populacji, obliczenia dla 60 pokoleń, prawdopodobieństwo krzyżowania 0.8, a mutacji<br />
0.005. W przypadku analiz rozkładu strumienia świetlnego przyjęto następujące dane: obiekt<br />
o wymiarach 150x100x15 m, w którym rozmieszczono 300 opraw oświetleniowych typu<br />
OPH 400 ze źródłami o strumieniu 32000 lm każde. Efekty zrównoleglenia obliczeń dla obu<br />
przypadków przedstawiono na rys. 1 oraz 2.<br />
N<br />
(3)
Rys. 1. Czas obliczeń w funkcji liczby procesorów<br />
Wnioski<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
73<br />
Rys. 2. Współczynnik przyspieszenie<br />
w funkcji liczby procesorów<br />
Wykorzystanie algorytmów równoległych umożliwia znaczące skrócenie całkowitego czasu<br />
obliczeń. Istotnym elementem w tym przypadku jest również dobór liczby jednostek liczących,<br />
ponieważ jej nadmierne zwiększenie może prowadzić w określonych przypadkach do<br />
zmniejszenia współczynnika przyspieszenia obliczeń.<br />
Literatura<br />
1. Bednarek K., Thermal Parameters of Heavy-current Lines in the Process of Formulation of<br />
Optimal Design of These Devices, WSEAS Transactions on Heat and Mass Transfer, Issue 1,<br />
vol. 4, January 2009, p. 11-22.<br />
2. Kasprzyk L., Nawrowski R., Tomczewski A., Application of a Parallel Virtual Machine for<br />
the Analysis of a Luminous Field, Proc. PVMMPI, Vol. 2474, Springer-Verlang Berlin–<br />
Heilderberg–N. York 2002, p. 122-129.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ANALYSIS AND DESIGN OF ELECTRICAL CIRCUITS<br />
Eva Katona, Miklos Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
e-mail: eva.katona@inbox.com<br />
The full paper deals with a software developed by the first author, which presents all the<br />
comfortable functions as the other networks and systems analyzing applications, but it gives<br />
a user friendly interface – what presented in Fig. 1 – in front of the other older ones [1].<br />
Fig. 1. Graphical User Interface (GUI) of ANA<br />
The program, called ANA (Advanced Network Analysis) would like to give an easy to use<br />
working branch to the users, all the students and all the industrial workers, engineers and<br />
researchers as well. All the common functions are included, what were got used to in the other<br />
programs (for example SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) [2],<br />
ICAPS (Interactive Circuit Analysis Program Selector) [3], EWB (Electronics Workbench)<br />
[4], a Hungarian developed TINA (Toolkit for Interactive Network Analysis) [5] and the<br />
educational aimed BEL).<br />
The Berkley SPICE has been developed since the early 80’s years. To our days it has become<br />
the biggest industrial standard between the circuit analyzer applications. It can be found on<br />
the Internet as an open source application, and it is used for industrial and educational aims as<br />
well.<br />
75
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Similar to the SPICE, ANA’s most important development purpose is the educational usage,<br />
and after that the industrial one. The student’s work is supported by an easy to use GUI<br />
(Graphical User Interface) (Fig. 1), which includes components of standard linear and nonlinear<br />
networks (for example resistor, coil, capacitor, generators and so on), components of<br />
standard electrical systems (for example summator, delay, multiplier, amplifier) and more<br />
complex components (for example controlled sources, gyrator, ideal transformer) as well. It<br />
can be used for resolving and checking exercises in the universities (e.g. calculating nodal<br />
potentials). The exercises can be understood easily, if the user can read the equations and<br />
explanations on the console interface step by step during the analysis. The program can be<br />
used in learning of Theoretical and Fundamentals of Electromagnetism, Networks and<br />
Systems and Signals and Systems subjects [6,7].<br />
The aim of this research is to implement the next types of analysis: calculating nodal<br />
potentials, select output pair in a Kirchhoff type network, state space variable description,<br />
system equation, calculate output for a given input, calculate impulse-, and step response,<br />
transfer characteristics, transfer function, spectral analysis, shape preserving signal<br />
transmission, Fourier-, Laplace-, z-transform, Bode plot, and Nyquist plot. In the future, the<br />
application will be improved with many other services. For example to convert a system<br />
model to network model, and vice versa, modeling and using own, new components, create<br />
network and system models from equation forms, and some other, more complex type of<br />
analysis [8,9].<br />
ANA’s first implemented analysis points are: calculate nodal potentials, voltages, currents<br />
and powers of the components, calculate the state variable description and display the result<br />
plots of voltages, currents, capacitances and inductances of the state variable description [10].<br />
Calculations are based on matrix operations. The results are calculated by using a network<br />
topology matrix equation [11].<br />
Fig. 2. The first implemented GUI of the state variable description<br />
76
Acknowledgement<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund.<br />
References<br />
[1] É. Katona, M. Kuczmann: ANA – Advenced Network Analysis Java Software Package for<br />
Analizing, Designing, and Real Time Testing Networks and System, Proceedings of the 2ND<br />
Symposium on Applied Electromagnetics, SAEM’08, ZAMOŚĆ, Poland, June 1 – 4, 2008, PP.<br />
83-86, CD Proceedings<br />
[2] http://bwrc.eecs.berkeley.edu<br />
[3] http://en.wikipedia.org/wiki/Intusoft<br />
[4] http://www.electronicsworkbench.com<br />
[5] http://www.tina.com<br />
[6] K. Simonyi, L. Zombory: Theoretical Electromagnetism, Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 2000.<br />
[7] M. Kuczmann: Signals and Systems, Universitas – Győr Kht. Győr 1999.<br />
[8] K. Géher: Linear Networks, Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1972.<br />
[9] Gy. Fodor: Signals, Systems and Networks, Akadémiai Kiadó, Budapest, 2006.<br />
[10] Gy. Fodor: Nodal Analysis of Electrical Networks (Studies in Electrical and Electronic<br />
Engineering), Elsevier Science Ltd, 1988.<br />
[11] Gy. Fodor: Networks and Systems, Műegyetemi Kiadó, Budapest, 2006.<br />
77
Introduction<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ARE ELECTROMAGNETIC NON-LETHAL<br />
WEAPONS HARMLESS?<br />
Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech<br />
Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Warsaw<br />
Electromagnetic weapons are the means and systems that generate and direct electromagnetic<br />
energy in order to degrade the enemy activities or destruct the enemy equipment. The<br />
employment of electromagnetic weapons has many advantages over conventional systems. That<br />
are for example: 1) very rapid effect against the targets, 2) threat to underground target, 3)<br />
destruction or denial of activities of electronic assets at selected levels of warfare [7]. Moreover<br />
there are only scraps of information how these weapons interact with human body and as a<br />
result of that a common opinion was born electromagnetic weapon does not severely harm<br />
people and without remorse can be used even on the high populated area behind enemy lines.<br />
How does the electromagnetic weapon work?<br />
The fundamental idea of the electromagnetic weapon directed against electronic equipment is<br />
that it produces a powerful pulsed or CW electromagnetic field, particularly within the<br />
vicinity of the weapon. The field can be sufficiently strong to create transient voltages of<br />
kiloVolts on exposed electrical conductors, such as conductive tracks on printed circuit<br />
boards and this leads to irreversible damage to a wide range of electrical and electronic<br />
devices, particularly computers and radio or radar receivers [4].<br />
The technology base which may be applied to the design of electromagnetic weapons is<br />
diverse. Electromagnetic energy can be produced with Flux Compression Generators (FCG),<br />
Magneto-Hydrodynamic (MHD) generators and a range of High Power Microwave (HPM)<br />
devices (relativistic klystrons, magnetrons, slow wave devices, reflex triodes, spark gap<br />
devices and vircators). The technology is chosen according to the information of the<br />
anticipated target. Its possible front- and back door coupling mechanisms, size and<br />
distribution, vicinity of other technical devices that cannot be neutralized determine the<br />
frequency range and the electric intensity the weapon produces. In the frequency range below<br />
1 MHz the most popular are Flux Compression Generators. The FCGs work with peak power<br />
levels of the order of TeraWatts [4]. The pulsed power levels achieved in experiments with<br />
HPM sources are 40 GigaWatts over frequencies spanning the decimetric and centimetric<br />
bands [4] and the reality is that today used HPMs are limited to the range of 1 GW for<br />
a microsec pulses and 10 GW for 100 nsec pulses with repetition below 100 Hz [1].<br />
Both the FCGs and the HPMs are nowadays parts of electromagnetic bombs and<br />
electromagnetic missiles. They may be carried at the target and produce one, a few or a train<br />
of high energy pulses. The alternative way is to use the FCGs or the HPMs in the sabotage<br />
79
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
action against enemy infrastructure. The HPMs have been used also as a directed<br />
electromagnetic energy systems. An example of an application is Vigilant Eagle, a groundbased<br />
microwave system protecting aircraft from shoulder-launched surface-to-air missiles.<br />
The system radiates a tailored electromagnetic waveform to confuse missile targeting [1].<br />
Above mentioned devices have been designed to destroy enemy radars, radios and computers.<br />
There also exist systems which aim is to neutralize enemy soldiers. That is for example Mob<br />
Excess Deterrent Using Silent Audio (MEDUSA) which exploits the microwave audio effect,<br />
in which short microwave pulses rapidly heat tissue, causing a shockwave inside the skull that<br />
can be detected by the ears. The device is aimed for military or crowd-control applications<br />
[3]. Another example of anti-crowd directed electromagnetic energy weapon is the Active<br />
Denial System (ADS) which uses millimeter electromagnetic waves to produce heating of the<br />
skin surface to painful levels that quickly reach the limits of pain tolerance, causing targeted<br />
individuals or groups to retreat or take cover [1, 5].<br />
Health risk of electromagnetic weapons<br />
We do not have precise information of health risk of electromagnetic weapons, but we can<br />
estimate electromagnetic field intensity in the proximity of the given weapon and via analogy<br />
to known biological effects of similar exposition conditions predict this health risk. An<br />
example is HPM bomb of a pulse power of 10 GW and frequency 5 GHz. This e-bomb will<br />
result in pulsed field strengths of several kV/m within the diameter of 400 to 500 m. The<br />
pulsed electric field intensity slightly exceeds permissive levels [6] but true RMS value is<br />
expected to be at the level of several V/m. So we may expect the health risk of e-bomb similar<br />
to that of short time exposition in the very proximity of high-finder radars. Anti-missile<br />
systems are not potentially dangerous to human unless he is exposed on the main beam of an<br />
antenna. Microwave-audio-effect devices work effectively if the pulsed energy density<br />
exceeds 0,4 J/m 2 [2] that means at the plain wave conditions electric field strength of only<br />
2,7 kV/m for a 20 microscec pulses (acceptable), but 40 kV/m for a 100 nsec pulses<br />
(potentially dangerous). Authors of [5] claim the Active Denial System (ADS) is harmless to<br />
the people but it may cause a skin burns. Moreover the contact lenses have been prohibited to<br />
use by volunteers the system has been tested on. Is it because of potential eyes damage?<br />
References:<br />
1. Benford J., Swegle A., Schamiloglu E., High Power Microwaves, CRC Press, Boca Raton, 2007<br />
2. Guy A. W., Chou C. K., Lin J. C., Christensen D., Microwave-Induced Acoustic Effects in<br />
Mammalian Auditory Systems and Physical Materials, NYASA, 1975, vol. 247, pp. 194-218<br />
3. Hambling D., Microwave ray gun controls crowds with noise, Newscientist, 2008, available<br />
at: internet<br />
4. Kopp C., Electromagnetic Bomb – a Weapon of Electrical Mass Destruction, Air & Space<br />
Power Journal – Chronicles Online Journal, available at internet<br />
5. Narrative Summary and Independent Assessment of the Active Denial System, Joint Non-<br />
Lethal Weapons Program, available at: www.jnlwp.com<br />
6. Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 29 listopada 2002 r. w sprawie<br />
najwyższych dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia<br />
w środowisku pracy.<br />
7. Valouch J., Electromagnetic Directed Energy Weapons for Eliminating Electronic Systems,<br />
available at: internet<br />
80
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ANALYZING SURFACE CRACKS BY A MFL TESTER<br />
Gergely Kovács, Miklós Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
e-mail: kovacs.gergely1984@gmail.com<br />
The aim of nondestructive testing methods is to obtain some information about the specimen<br />
under test without any physical impression of the material. Here, only ferromagnetic materials<br />
have been used in the measurements. One of these methods is the so-called Magnetic Flux<br />
Leakage (MFL) method [1], which detects the gaps, cracks and flaws by the help of the<br />
magnetic field supplied by a current source. It is well known that the ferromagnetic materials<br />
drive the magnetic flux, but the generated flux emerges the gaps, and this effect can be<br />
measured by the appropriate sensor, such as using a little coil or a Hall type sensor.<br />
The magnetic flux leakage method is a type of nondestructive testing methods. MFL signals<br />
can be measured in the vicinity of a material inhomogeneity. In this case only surface cracks<br />
have been analyzed. The research has two parts. The first one is to build up a nondestructive<br />
testing system in our laboratory; the second is to measure manufactured gaps in a specimen,<br />
and to simulate this system by the Finite Element Method (FEM) [2, 3, 4].<br />
Fig. 1. The measure apparatus<br />
An apparatus has been built up, which can be used as a magnetic flux leakage tester (see Fig.<br />
1). This measurement system is based on National Instruments Data Acquisition card (NI-<br />
DAQ) and National Instruments LabVIEW software package [5]. The specimen can be<br />
positioned in the x-y plane by using LabVIEW commands; the manufactured cracks are<br />
81
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
placed on the inner surface of the specimen. Inner surface means that the detecting sensor and<br />
the crack are on the same side. A U-shaped yoke placed above the specimen is used to<br />
generate the magnetic field inside the specimen. The current of coil wounded around the yoke<br />
can be a direct current or an alternating current supplied by a computer controlled current<br />
amplifier. The function of current can be set by LabVIEW functions.<br />
Fig. 2. Result of the simulation and the measurement<br />
The paper presents the building of a computer controlled measurement system based on<br />
National Instruments (NI) Data Acquisition card and NI LabVIEW software package. The<br />
aim of this research is to detect manufactured surface cracks on steels by applying a magnetic<br />
flux leakage method. A finite element procedure based on edge elements and on the magnetic<br />
vector potential has been implemented. The full paper will show a comparison between<br />
measured and simulated data. Fig. 2 presents an example about simulated and measured data.<br />
Acknowledgement<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund.<br />
References<br />
[1] G. Kovács, M. Kuczmann, Simulation of a Magnetic Flux Leakage System, Proceedings of the<br />
2nd Symposium on Applied Electromagnetics, SAEM08, Zamosc, Poland, June 1-4, 2008,<br />
pp. 97-100, CD Proceedings.<br />
[2] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetism, Akadémiai Kiadó,<br />
Budapest, 2008.<br />
[3] O. Bíró, Edge Element Formulations of Eddy Current Problems, Comput. Meth. Appl., Mech.<br />
Engrg., vol. 169, 391-405, 1999.<br />
[4] O. Bíró, CAD in Electromagnetism, Advances in Electronics and Electron Physics, vol. 82,<br />
pp. 1-96, 1991.<br />
[5] National Instruments. LabVIEW, Basics Manual. 2000.<br />
82
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
THE POSSIBILITY OF ELECTRIC AND MAGNETIC<br />
PARAMETERS MEASUREMENTS OF NON-SOLID<br />
MATERIALS IN COAXIAL LINES<br />
Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Rafał Przesmycki<br />
Military University of Technology, Warsaw, Poland<br />
With the increasing of quantity of devices emitting of the electromagnetic radiation there is a<br />
need to develop and introduce into practice materials and techniques to protect against<br />
unwanted radiation. This is important for EMC purposes as well as for people protection<br />
against the harmful radiation. The ideal absorber should have low reflectivity and high value<br />
of absorption of the incident electromagnetic energy. There are many possible way to obtain<br />
minimal value of reflected power, eg. pyramidal layer surface or λ/4 thickness of the layer.<br />
Unfortunately, such structures operate correctly rather at higher (microwave) frequencies. At<br />
frequencies lower than 10 MHz there is a need to develop another materials or technique to<br />
reduce reflection coefficient with good parameters of absorption. Such materials should have<br />
not only electric but also magnetic parameters. Monolithic ferrite materials guarantee good<br />
absorption properties, however in many practical use such solid form of absorber can not be<br />
introduce. There is a need to developed much flexible form of substrate. For such form of<br />
materials waveguide or coaxial methods of measuring are not practical. The important thing<br />
also is to assess electric and magnetic parameters of components of the substrate, which are<br />
mainly in powder form.<br />
The method describe in the paper allows to measure complex relative permittivity εr and<br />
permeability µr of non solid (mainly powder) substrate in wide band of frequency – from few<br />
tens kHz till few GHz. The technique of measurement has been based on method developed<br />
for coaxial transmission line where solid material under test must have toroidal form. In<br />
proposed method substrate under test is inserted into coaxial line between two plastic walls as<br />
is showed in Fig.1 and values of electric and magnetic parameters of measured powder<br />
substrate are extracted in mathematical evaluation<br />
measured powder<br />
plastic walls<br />
from measured data of whole sample.<br />
Fig. 1. The sketch of coaxial line with a simple of material under test<br />
Mathematical evaluation which allows to extract<br />
electromagnetic data of measured powder substrate<br />
from measured data of whole sample has been derived<br />
on the base of scattering parameters describing twoport<br />
networks as is presented in Fig. 2.<br />
83
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Fig.2. Scattering parameters of plastic walls (Eik) and substrate under test (Sik)<br />
Taking into account the reciprocal and source-free networks the scattering matrix satisfies:<br />
Sik=Ski. In our case for symmetrical two-port networks: S11=S22, S12=S21 and also E11=E22,<br />
E12=E21. For each network it is possible to formulate the following scattering equations<br />
⎡b1<br />
⎤ ⎡S<br />
⎢ ⎥ = ⎢<br />
⎣b2<br />
⎦ ⎣S<br />
11<br />
21<br />
S<br />
S<br />
12<br />
22<br />
⎤ ⎡a1<br />
⎤<br />
⎥ ⎢ ⎥<br />
⎦ ⎣a2<br />
⎦<br />
Scattering equations (1) refer to single networks and for sample composed of 3 layers such<br />
equations become a bit complicated. To receive mathematical formulas which allow to extract<br />
scattering parameters of networks representing the powder substrate the so called graph<br />
method of calculation has been introduce. The graph method has been derived from the theory<br />
of power flow in the networks branches. As a example how to use graph method in practice<br />
the reflection coefficient in the gate A-A (Fig.2) has been presented in Fig. 3.<br />
A<br />
E21<br />
E22 S22<br />
E22<br />
E11 Eik<br />
S11 Sik<br />
E11 Eik<br />
S22<br />
ΓA S11 Sik E11 Eik<br />
A<br />
S21<br />
S12<br />
A<br />
84<br />
Fig.3. The graph method used for exampled<br />
analyzing of the reflection coefficient in the gate<br />
A-A.<br />
The final formulas of SWik of whole sample (substrate under test and 2 plastic walls) are as<br />
follow:<br />
2<br />
( 1−<br />
E11S11)<br />
S11<br />
+ E11S21<br />
SW11<br />
= E11<br />
+ E21<br />
(2)<br />
2 2 2<br />
( 1 − E S ) − E S<br />
E<br />
2<br />
S<br />
S21<br />
11<br />
21 21<br />
SW21<br />
= (3)<br />
2 ( 1− E11S11)<br />
− E11S<br />
21<br />
where:<br />
SWik – scattering parameters of whole sample<br />
Values of unknown parameters of ε’, ε”, µ’ µ” can be obtained by solving the above complex<br />
equations (2 and 3).<br />
Receive data of complex relative permittivity εr and permeability µr of ferrite powders in<br />
function of frequency will be presented.<br />
11<br />
11<br />
21<br />
E21<br />
E12 S12<br />
E21<br />
A<br />
(1)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
EKSTREMALNIE WYSOKOMOCOWE<br />
IMPULSY ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
Roman Kubacki, Marian Wnuk<br />
Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki<br />
Ponad 20 lat temu pojawiła się koncepcja opracowania „humanitarnej” broni masowego<br />
rażenia, która mogłaby okresowo obezwładniać przeciwnika i nie niszczyć terytorium<br />
i infrastruktury. Bronią taką jest broń elektromagnetyczna, której istotą działania jest wytwarzanie<br />
impulsów promieniowania elektromagnetycznego o gigantycznej mocy sięgającej<br />
miliarda i więcej watów. Moce te są setki a nawet tysiące razy większe aniżeli moce<br />
najsilniejszych obecnie źródeł jakimi są radary. Energia elektromagnetyczna tych impulsów<br />
oddziałuje destrukcyjnie na sprzęt i elektronikę w urządzeniach, czyniąc je niezdolnymi<br />
do użytkowania. Przy współczesnej sztuce walki, tak bardzo uzależnionej od komputerów<br />
i sprawnej sieci łączności, broń która może unieszkodliwiać te elementy, staje<br />
się bezcenną. Łatwo również zauważyć, że wojska które nie dysponują możliwościami<br />
zabezpieczenia się przed takimi niszczącymi impulsami są praktycznie bezbronne. Broń<br />
elektromagnetyczna nazywana jest często „bombą E”, a wytwarzane impulsy elektromagnetyczne<br />
o ekstremalnych mocach nazywane są skrótowo HPM (z ang. High Power<br />
Microwave). Początkowo bomba E nastawiona była na wytwarzanie impulsów promieniowania<br />
z zakresu mikrofalowego, tj. powyżej 300 MHz, jednakże obecnie konstruowane<br />
są również urządzenia generujące wysokomocowe impulsy promieniowania w zakresie<br />
poniżej 300 MHz, ale również w zakresie 90 GHz. W zależności od częstotliwości<br />
można wykorzystywać taką broń do niszczenia określonych celów, a nawet urządzeń<br />
znajdujących się pod ziemią w bunkrach, które są niemożliwe do zniszczenia konwencjonalnymi<br />
środkami.<br />
Oddzielnym problemem jest oddziaływanie wysokoenergetycznych impulsów bomby E<br />
na ludzi. W przypadku bardzo wysokich częstotliwości, tj. 90 GHz, wysokomocowe impulsy<br />
promieniowania elektromagnetycznego nie mają dostatecznej energii aby zabić<br />
człowieka, ale ze względu na pewne efekty oddziaływania, głównie termicznego, powodują<br />
gwałtowną konieczność natychmiastowej ucieczki z zajmowanego terenu. W przypadku<br />
impulsów mikrofalowych oraz niskoczęstotliwościowych w analizie oddziaływania<br />
HPM na organizmy należy uwzględnić skutki oddziaływania częstotliwości nośnych,<br />
ale również wyższych i niższych harmonicznych, które mogą penetrować głębiej do wnętrza<br />
organizmu. Oddzielnym problemem, który nie został dotychczas zbadany jest wpływ<br />
ekstremalnie wysokiej energii elektromagnetycznej na implanty, jak również zbadanie<br />
medycznych skutków uszkodzenia rozruszników serca osób, które znalazły się w zasięgu<br />
oddziaływania. Największym wyzwaniem w badaniach skutków oddziaływania impulsów<br />
HPM na ludzi będzie konieczność określania poziomu ekspozycji. Trudności metrologiczne<br />
w pomiarach impulsów o ekstremalnie wysokich mocach i niezwykle krótkich<br />
czasach trwania, rzędu nanosekund, są oczywiste.<br />
85
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Biorąc pod uwagę postęp technologiczny przy wytwarzaniu urządzeń generujących wysokomocowe<br />
impulsy promieniowania elektromagnetycznego, broń taka może być obecnie<br />
wykorzystana do działań terrorystycznych. W takim przypadku można spodziewać<br />
się unieszkodliwienia zasilania energetycznego w danym rejonie, blokady systemów<br />
bankowych itd. Jak podają niektóre źródła można łatwo przypuścić atak na magazyny<br />
z materiałami biologicznymi i chemicznymi, a następstwa takiego ataku są trudne do<br />
określenia.<br />
86
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
IDENTIFICATION OF DYNAMIC HYSTERESIS MODEL<br />
Miklós Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
email: kuczmann@sze.hu<br />
From electrical engineering point of view, measuring the hysteresis characteristics of<br />
ferromagnetic materials aims the numerical implementation and identification of hysteresis<br />
models. The realized model can be inserted into an electromagnetic field simulation procedure<br />
based on the Finite Element Method [1,2].<br />
Unfortunately, the measured curves are sometimes noisy, and some postprocessing is needed<br />
after the measurements, which procedure may be time consuming. The aim of this work is to<br />
remove any noise automatically in the measurement stage, and generate as fine hysteresis<br />
curves as possible, i.e. to make the identification task easier. The proposed noise removal<br />
technique is based on the Fourier transform of the measured signals. A simple but efficient<br />
method is proposed to reach distorted flux pattern by controlling the excitation current. The<br />
block representation of<br />
the well-known scalar<br />
hysteresis measurement<br />
system can be seen in<br />
Fig. 1 [2].<br />
87<br />
Fig. 1. The block diagram<br />
of the measurement system<br />
After measurements, the static scalar Preisach model can be identified from the measured<br />
concentric minor loops (Fig. 2).<br />
Dynamic behavior can be modeled by using an excess loss term [3]. The static Preisach model<br />
can be identified from static measurements, and the excess loss term can be identified by<br />
using the data according to the higher frequency of excitation current (Fig. 3).<br />
This identification task will be explained in the full paper.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The hysteresis model represents the constitutive relation between the magnetic field intensity<br />
and the magnetic flux density, which can be represented by the polarization formulation [2].<br />
Through this formula, the hysteresis characteristics can be implemented into a Finite Element<br />
Method based algorithm, and the resulting nonlinear system of equations can be solved by<br />
using the fixed point technique, or by a modified version of the Newton-Raphson technique<br />
[4].<br />
The aim of this work is to implement and to identify a dynamic Preisach hysteresis model,<br />
and to use it in FEM simulations and to compare measured and simulated data.<br />
Fig. 2. Concentric minor loops Fig. 3. Measured dynamic hysteresis curves<br />
Acknowledgement<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund (OTKA PD 73242), and by Hungarian Science and Technology<br />
Foundation (OMFB-00725/2008).<br />
References<br />
[1] E.D. Torre, Magnetic hystereis, IEEE Press, New York, 1999.<br />
[2] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetics, Akadémiai Kiadó,<br />
Budapest, 2008.<br />
[3] E. Dlala, "A Simplified Iron Loss Model for Laminated Magnetic Cores", IEEE Trans. on<br />
Magn., vol. 44, 2008, pp. 3169-3172.<br />
[4] M. Kuczmann, "Newton-Raphson Method in the Polarization Technique to Solve Nonlinear<br />
Static Magnetic Field Problems", submitted to IEEE Trans. on Magn.<br />
88
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
VECTOR HYSTERESIS MEASUREMENT<br />
AND SIMULATION<br />
Miklós Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
e-mail: kuczmann@sze.hu<br />
The RRSST (Round shaped Rotational Single Sheet Tester) system is one of the possible<br />
arrangements to measure the two dimensional vector hysteresis properties. In this case, the<br />
specimen has a round shape, and consequently it can be put into a rearranged induction motor<br />
[1-3].<br />
The numerical analysis of this measurement system has been performed by using the Finite<br />
Element Method (FEM). The vector hysteresis properties of the specimen have been taken<br />
into account by a vector Preisach hysteresis model [2]. The magnetic field intensity, the<br />
magnetic flux density as well as eddy currents inside the specimen have been determined, and<br />
the behavior of these field quantities helped in the design of the measurement system. This<br />
paper presents the investigated vector hysteresis measurement system, which aims the<br />
identification of the vector<br />
Preisach hysteresis model. The<br />
block diagram of the<br />
measurement system can be<br />
seen in Fig. 1.<br />
89<br />
Fig. 1. The block diagram of the<br />
measuremen system<br />
The RRSST system is an induction motor, which rotor has been removed and the round<br />
shaped specimen has been installed in this place. The magnetic field inside the specimen can<br />
be generated by a special two-phase winding. The two orthogonal components of the<br />
magnetic field intensity or of the magnetic flux density can be controlled by two independent<br />
current generators and the waveform of the currents can be set by a program developed in<br />
LabVIEW running on a PC. The two orthogonal components of H(t) and of B(t) inside the<br />
specimen can be measured by a sensor system. The tangential component of H(t) can be<br />
measured by a system of four coils placed onto the surface of the specimen, B(t) inside the
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
specimen can be measured by two coils slipped into holes of the specimen. These six signals<br />
can be measured by a NI-DAQ card installed on a PC, and a LabVIEW based software<br />
controls the measurements. The implemented controller can be used to generate any kind of<br />
magnetic flux density pattern. Fig. 2 presents the magnetic field intensity and the magnetic<br />
flux density in the case of circular magnetic flux. Higher harmonics can also be generated by<br />
the implemented controller. The measurement system, the sensors, and the program will be<br />
presented in the full paper.<br />
Acknowledgement<br />
Fig. 2. Loci of the magnetic field intensity and the magnetic flux density<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund (OTKA PD 73242), and by Hungarian Science and Technology<br />
Foundation (OMFB-00725/2008).<br />
References<br />
[1] M. Kuczmann, Numerical analysis of a 2D vector hysteresis measurement system under<br />
construction, Journal of Electrical Engineering, Vol. 57, No. 8/S, 2006, pp. 44−47.<br />
[2] M. Kuczmann, Simulation of a vector hysteresis measurement system taking hysteresis into<br />
account by the vector Preisach model,Physica B, vol. 403, 2008, pp. 433-436.<br />
[3] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetics, Akadémiai Kiadó,<br />
Budapest, 2008.<br />
90
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
TEMPERATURE DEPENDENCE IN HUMAN BODY<br />
FROM MODEL PARAMETERS IN RF HYPERTHERMIA<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
AGH University of Science and Technology<br />
Deptartment of Electrical and Power Control Engineering<br />
al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków, Poland<br />
e-mail: kurgan@agh.edu.pl, piotr.gas@agh.edu.pl<br />
Abstract: Knowledge of the temperature distribution in human body is of great importance in hyperthermial<br />
treatment of tumors. First distribution of induced current density in tissues is calculated and next bioheat equation is<br />
solved. Dependence of sensitivity of the maximum temperature distribution in the body from different model<br />
parameters are calculated.<br />
Keywords: hyperthermia, Specific Absorption Rate, finite element method.<br />
Introduction<br />
Electromagnetically induced current in radiofrequency range has recently become the<br />
preferred mode of energy delivery for the tumor destruction or sensitization. The high current<br />
density near the tumor generates heat which rapidly increases the tissue temperature, causing<br />
desiccation and protein structural change in macromolecules. In comparison with other<br />
methods as, for example, high-energy direct-current, the advantages of radiofrequency<br />
radiation therapy are that energy can be delivered in a graded manner by changing exciting<br />
current density, it does not require general anesthesia, it can produce a homogeneous region<br />
of necrosis. The synergistic behavior between hyperthermia and chemo- and radiotherapy is a<br />
well-known phenomenon and in the last time hyperthermia experiences increasing attention<br />
of medical world [1].<br />
In this article distribution of the electromagnetic field components and temperature are<br />
calculated. Knowledge of temperature distribution in human body is of great importance in<br />
hyperthermial treatment of tumors. First distribution of induced current density in tissues is<br />
calculated and next bioheat equation is solved. Computed temperature distribution allow as<br />
optimal determination of electric parameters exciting coil in such a way that temperature attain<br />
its maximum value in the tumor and surrounding tissues.<br />
Main equations<br />
Around the human body a cylindrical coil with excitation current is placed as in Figure 1.<br />
91
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
human<br />
body<br />
92<br />
excitation<br />
coil<br />
Figure 1. Schematic view of human body surrounded by wire with excitation current.<br />
Dimensions are given in meters.<br />
The human body is considered as homogeneous medium with averaging material parameters.<br />
The current in exciting wire is flowing in counter clock-wise direction. The radius of this coil<br />
has value r1. The exciting current in the coil generates sinusoidal electromagnetic field, which<br />
next induces eddy currents in human body. These currents are sources of heat and after some<br />
transient time, a temperature distribution in body is established. In order to calculate<br />
temperature, first distribution of electromagnetic field generated by circular coil with exciting<br />
current has to be calculated. Following partial differential equation should be solved:<br />
⎛ 1 ˆ ⎞ 2<br />
∇× ( ωε jωσ)<br />
ˆ ˆ<br />
⎜ ∇× A⎟− + A = J i<br />
(1)<br />
⎝µ ⎠<br />
In two dimensions we assume symmetry with respect to coordinate φ, so magnetic vector<br />
potential can be written as ˆ A = Aϕ (, rz)<br />
e ϕ and Jˆ i = Jie φ thus equation (1) can be written in simpler<br />
form<br />
( rAφ) ( rAφ)<br />
⎡<br />
∂ ⎛ 1 ∂ ⎞ ∂ ⎛ 1 ∂ ⎞⎤<br />
2<br />
− ⎢ ⎜ ⎟+ ⎜ ⎟⎥−<br />
( ωε+ jωσ) Aφ= J<br />
⎢∂r⎜µ r ∂r ⎟ ∂z⎜µ r ∂z<br />
⎟<br />
⎝ ⎠ ⎝ ⎠<br />
⎥<br />
⎣ ⎦<br />
As boundary condition we assume zero potential on symmetry axis z. The above equation is<br />
solved by finite element method over given computational domain. If σ >> ωε then<br />
displacement current can be neglected. Unlike the computation of the electric currents in<br />
body, for which agreement exists accordingly a derived physical model, no clear consensus<br />
exists for an appropriate mathematical model for the evaluation of temperature field<br />
distribution in biological tissues. An extremely important work in the modeling of heat<br />
transfer in biological tissues was done over half a century ago by Pennes [2, 3]. The equation,<br />
which he derived, is named bioheat equation, and it can be derived from the classical Fourier<br />
law of heat conduction. This model is based on the simple assumption of the energy exchange<br />
between the blood flowing in vessels and the surrounding the tumor tissues. Pennes model<br />
may provide suitable information on temperature distributions in whole body, organ under<br />
consideration, and tumor analysis under study.<br />
Pennes model states, that the total heat exchange between tissue surrounding a vessel and<br />
blood flowing in it, is proportional to the volumetric heat flow and the temperature difference<br />
between the blood and the tissue. The expression of Pennes bioheat equation in a body with<br />
uniform material properties in steady state is given by [4]<br />
i<br />
(2)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
( ) ρ ω ( )<br />
∇ −k∇ T = C T − T + Q + Q<br />
(3)<br />
b b b b ext met<br />
where T is body temperature [K], k − the tissue thermal conductivity [W/(m·K)], ωb − the<br />
blood perfusion rate [1/s], Cb − the blood specific heat, Tb − the blood vessel temperature,<br />
Qmet − the metabolic heat generation rate [W/m 3 ], and Qext − the external heat sources [W/m 3 ].<br />
The usual boundary condition associated with the heat transfer process in the context of<br />
hyperthermia can be given by<br />
n ⋅( −k∇ T) = h( T −T)<br />
(4)<br />
air<br />
on boundary Γ, where h is the heat transfer coefficient [W/(m 2 ·K)], Tair is the temperature of<br />
the surrounding air [K].<br />
Computational results<br />
The hyperthermia arrangement in two dimensions as given in Fig. 1 is considered. The<br />
dimensions and physical parameters of the model are given in following tables (Tables 1 − 2)<br />
[4, 5, 6]:<br />
Table 1. Physical parameters of tissues taken into numerical model<br />
Tissue εr<br />
σ<br />
[S/m]<br />
k<br />
[W/(m·K)]<br />
Qmet<br />
[W/m 3 ]<br />
Human body 29.6 0.053 0.22 300<br />
Table 2. Physical parameters of blood taken into bioheat equation<br />
ρb<br />
Cb<br />
Tissue<br />
[kg/m 3 ] [J/(kg·K)] [K]<br />
ωb<br />
[1/s]<br />
Blood 1060 3639 310.15 in body 0.005<br />
The whole computational domain was divided into triangular finite elements and appropriate<br />
boundary conditions were introduced. The exciting current in the coil is Imax = 4.5 [A], and<br />
frequency is f = 100 [MHz]. Moreover, the heat transfer coefficient is h = 10 [W/(m 2 ·K)] [25],<br />
and the air temperature surrounding the body is Tair = 293.15 [K]. Radius of the exciting coil<br />
with current Imax has value r = 0.6 [m].<br />
93<br />
Tb
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Figure 2. Equipotential lines of total current density (left)<br />
and equipotential lines of resistive heating (right).<br />
First magnetic vector potential Aφ is calculated from the equation (2), and next<br />
modulus of the electric field strength Eφ, computed with formula Eφ = jω·Aφ. Total induced<br />
current density in human body is calculated from the equation Jz = (ω 2 ε + jω)·Aφ and then<br />
resistive heat source Qext = 0.5 Re[Jφ (Eφ * + σ −1 Jiφ * )] (Fig. 2). At the end bioheat equation was<br />
solved. At Fig. 3 six temperature distributions for different blood perfusion rates ωb and exciting<br />
current Imax are shown. Calculations were made for frequency f = 500 [kHz] with condition that<br />
in every case maximal temperature has the value Tmax = 46 o C.<br />
94<br />
Lines ωb [1/s] Imax [A]<br />
a 0.000005 545<br />
b 0.00001 720<br />
c 0.00002 925<br />
d 0.00005 1240<br />
e 0.0002 2060<br />
f 0.005 8450<br />
Figure 3. Temperature distribution along path from (0, 0.85) to (0.2386, 0.85).<br />
Next dependence of maximum value of temperature from different model parameters was<br />
computed. In Fig. 6 and 7 sensitivities of the maximum temperature Tmax along path from (0,<br />
0.85) to (0.2386, 0.85) from exciting frequency f, exciting current in the coil Imax, perfusion rate<br />
ωb and surface heat transfer coefficient h are shown.
Maximum temperature T [ 0 C]<br />
Maximum temperature T [ 0 C]<br />
90<br />
80<br />
70<br />
60<br />
50<br />
40<br />
30<br />
80<br />
70<br />
60<br />
50<br />
40<br />
30<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
0 40 80 120 160 200<br />
Exciting frequency f [MHz]<br />
95<br />
Maximum temperature T [ 0 C]<br />
56<br />
52<br />
48<br />
44<br />
40<br />
36<br />
0 1 2 3 4 5 6 7<br />
Exciting current Imax [A]<br />
Figure 6. Maximum temperature distribution along path from (0, 0.85) to (0.2386, 0.85)<br />
from frequency (left) and value of exciting current Imax (right).<br />
0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01<br />
Blood perfusion rate ω b [1/s]<br />
Maximum temperature T [ 0 C]<br />
47<br />
46.8<br />
46.6<br />
46.4<br />
46.2<br />
46<br />
0 4 8 12 16 20<br />
Heat transfer coefficient h [ W/(m 2 K)]<br />
Figure 7. Maximum temperature distribution along path from (0, 0.85) to (0.2386, 0.85) from<br />
perfusion rate (left) and maximum temperature from heat transfer coefficient (right).<br />
These plots give us sensitivity assessment of influence of crucial simulation parameters on<br />
temperature distribution in human body in RF hyperthermia. This allows quick correction of this<br />
parameters in order to correct temperature to required level.<br />
From the above figures one can see that exciting frequency has great influence on maximum<br />
temperature for values ω > 160 MHz. Below 60 Mhz this dependence is neglect. Exciting current<br />
has almost linear influence on temperature distribution. Only in range of low current values this<br />
effect is moderate. Blood perfusion rate ωb has crucial influence on temperature distribution.<br />
Usually tumor has grater ωb what creates great problems with adequate modeling temperature<br />
distribution in tumor itself and its neighborhood. This is caused by greater blood supply to the<br />
tumor as to surrounding tissues. Despite this, it is possible relatively exactly to model thermal<br />
effects in the tumor and in the vicinity of it, and from this calculation deduce adequate<br />
conclusion regarding hyperthermia treatment.
Conclusions<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The developed procedure is general and could be used to evaluate temperature distributions for<br />
arbitrary coils configurations, also in the case when coils are placed at different angels compared<br />
with human body, have different radius and different conducting currents. The described method<br />
could be used to optimize the position, exciting current amplitude and phases of coils, and to<br />
give better control to the temperature distributions throughout the tumor volume. Numerical<br />
results show that there is a considerable variation of the temperature parallel to the coil plane,<br />
which signifies the importance of the two-dimensional model employed in this paper. This<br />
approach is expected to be valuable in improving optimal distribution of the temperature in<br />
tumor and surrounding tissues when tumor is placed deep in body. There is direct proportionality<br />
between relative temperature and exciting frequency ω. Thus through frequency change one can<br />
adjust temperature in the body. Exciting current Imax has influence on body temperature, when it<br />
is greater than 0.3. Blood perfusion rate generally diminishes body temperature and heat transfer<br />
coefficient h has not visible influence on temperature distribution.<br />
References<br />
[1] Astrahan, M. A., A localized current field hyperthermia system for use with 192-iridium<br />
interstitial implants, Med. Phys., Vol. 9, pp 419-424, 1982.<br />
[2] Gerner, E. W., Connor, W. G., Boone, L. M., Doss, J. D., Mayer, E. G. and Miller, R. C., The<br />
potential of localized heating as an adjunct to radiation therapy, Radiology, Vol. 116, pp 433-439,<br />
1975.<br />
[3] Strohbehn, J. W., Temperature distributions from interstitial RF electrode hyperthermia systems:<br />
Theoretical predictions, Int. J. Radiut. Oncol. Biol. Phys., Vol. 9, pp 1655-1667, 1983.<br />
[4] Doss, J. D., Calculation of electric fields in conductive media, Med. Phys., Vol 9, pp 566-73,<br />
1982.<br />
[5] Spiegel, R. J., A review of numerical models for predicting the energy deposition and resultant<br />
thermal response of humans exposed to electromagnetic fields, IEEE Trans. Microwave Theory<br />
Tech., Vol. 32, No. 8, pp 730-746, 1984.<br />
[6] Caorsi, S., Electromagnetic heating of layered biological systems with nonlinear<br />
thermoregulatory properties, Radio Sci., Vol. 19, pp 1199-1204, 1984.<br />
96
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
A NUMERICAL ANALYSIS OF FORCES IMPOSED<br />
ON PARTICLES IN AC DIELECTROPHORESIS<br />
Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas<br />
AGH University of Science and Technology<br />
Deptartment of Electrical and Power Control Engineering<br />
al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków, Poland<br />
e-mail: kurgan@agh.edu.pl, piotr.gas@agh.edu.pl<br />
Abstract: This paper analyzes the forces, induced by the external AC field generated by interdigitated<br />
electrodes, imposed on the particles in AC conventional dielectrophoresis in a two-dimensional mathematical<br />
model. The conditions for the positive and negative dielectrophoresis are presented. Interdigitated electrodes are<br />
commonly used within such devices to generate the non-uniform electric fields that induce particle movement.<br />
Among other parameters, the magnitude of the DEP force depends upon the gradient of the square of the electric<br />
field that is generated by such arragements. By understanding the effect that the dimensions of the electrodes<br />
have on this quantity, micro-fluidic devices can be designed to produce the most effective dielectrophoretic<br />
effect on the biological and other physicalparticles. This article examines the relationship between the geometry<br />
of the interdigitated electrodes and the magnitude of the DEP force. This is done by obtaining and analyzing an<br />
equation for the gradient of the square of the electric field.<br />
Keywords: dielectrophoresis, polarization of particles, finite element method.<br />
Introduction<br />
In praxis knowledge of mechanism for the micro-fluidic transport and separation of small<br />
biological samples such as cells, proteins, and DNA is very important. For practical problems<br />
interdigitated electrodes are commonly used to generate the non-uniform electric fields. This<br />
field induces dipole moment and next the force resulting from this is the cause of particle<br />
movement. Among other factors, the magnitude of the dielectropho-retic force depends upon<br />
the gradient of the square of the magnitude of electric field that is generated by such<br />
electrodes. All materials from electrical point of view is composed of positive and negative<br />
charges which experience an electrostatic force when is placed in an electric field. In a<br />
uniform electric field, electrically neutral particles experience a dielectric polarization, but no<br />
net force. In a nonuniform electric field, however, forces acting on polarised charges are not<br />
balanced, and a motion called dielectrophoresis (DEP) occurs.<br />
Main equations<br />
When a particle is placed in an electrical field, it experiences a dielectrophoretic force given by<br />
[1, 2, 3]<br />
1<br />
F = qE+<br />
( m∇ ) E+ ∇( Q: ∇ E ) + ... (1)<br />
el<br />
6<br />
The first term in the above equation describes the coulombic interaction between the single<br />
charge q of the particle and the electrical field E and embodies all electrophoretic phenomena.<br />
97
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
This force part vanishes in the absence of a net charge occuring in the particle or in the case of<br />
an alternating field whose time average is zero. The additional force terms arise from the<br />
interaction of dielectric polarization components induced in the particle by the electric field<br />
with spatial inhomogeneities in that field.<br />
These additional dielectric force terms only vanish if the field is spatially homogeneous that is<br />
when ∇E = 0. Pohl [10] was first one who recognize and explore the use of dielectric forces<br />
for the manipulation of different particles, particularly living cells, and he named the<br />
movement of particles induced by themby term dielectrophoresis (DEP). DEP is the electric<br />
analog of the other phenomenon named magnetophoresis, the familiar force that collects<br />
metal particles at magnet poles (because magnetic monopoles do not exist, there is no<br />
magnetic analog of electrophoresis). Although Pohl identified DEP with the real part of the<br />
second term of (1), the expressions dielectrophoresis and DEP have since broadened to mean<br />
particle translation resulting from all force components embodied in Eq. (1) including<br />
quadrupole Q and higher order phenomena as well as traveling wave effects arising from<br />
translation of the electric field distribution with time.<br />
DEP enables controlling by excitation voltage trapping, focusing, translation, fractionation<br />
and characterization of particulate mineral, chemical, and biological segregation within a fluid<br />
suspending medium. Because the dielectric properties of these particles depend on both its<br />
geometric shape, structure and composition, dielectrophoretic forces allow investigation a<br />
much richer set of particle properties than electrophoresis. DEP is particularly well suited to<br />
applications and analysis at the small scales of microfluidic devices and chips, is open to to<br />
integration by inexpensive fabrication methods, is easily and directly interfaced to<br />
conventional electronics, and can reduce or eliminate the need for complex and expensive. On<br />
a larger, preparative scale, DEP methods are applicable to the purification, enrichment, and<br />
characterization of a wide range of environmental, biological and clinical components and<br />
significant progress has been made in developing technologies in these areas.<br />
In the frequency domain, the induced particle dipole moment is given by [4]<br />
m E (2)<br />
3<br />
( ω) = 4 πε mr fCM<br />
( ω)<br />
where ω is the angular frequency of the applied field, r the particle radius, and fCM the<br />
polarization factor (Clausius–Mossotti factor) defined as<br />
* here, ε p and *<br />
m<br />
respectively.<br />
* *<br />
ε p − ε m<br />
fCM<br />
( ε p , εm)<br />
= (3)<br />
* *<br />
ε p + 2ε<br />
m<br />
ε are the complex permittivities of the particle and its suspending medium,<br />
*<br />
p<br />
p p j σ<br />
ε = ε − (4)<br />
ε<br />
ε = ε − (5)<br />
ε<br />
* m<br />
m m j σ<br />
However, by utilizing the fact that the mixed partial derivatives of the field with respect to<br />
space and time must obey the Swartz relationships for the field to remain continuous, we<br />
98
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
recently derived the time-averaged dielectrophoretic force for the general electric field case as<br />
[1], [2]<br />
( ) ( )( 0 0 0 )<br />
3 2 2 2 2<br />
F () t = 2πε mr ⎡RefCM ∇ Erms + Im⎡<br />
fCM Ex ∇ ϕx + Ey ∇ ϕ y + Ez<br />
∇ϕ⎤⎤<br />
⎣ z<br />
⎣ ⎦ (6)<br />
⎦<br />
where Erms is the rms value of the electric field strength. Ei0 and φi (i = x, y, z) are the<br />
magnitude and phase, respectively, of the field components in the principal axis directions.<br />
This expression can be used to investigate the forces arising from any form of applied field. It<br />
contains two terms that allow an appreciation that there are two independent force<br />
contributions to DEP motion. The first term correspond to the real component of the induced<br />
dipole moment in the particle and to the spatial nonuniformity of the field magnitude. This<br />
force directs the particle toward strong or weak field regions, depending upon whether is<br />
positive or negative. This is the conventional cDEPterm. The second term corresponds to the<br />
imaginary component of the induced dipole moment and to spatial nonuniformity of the field<br />
phases ∇φx, ∇φy, ∇φz. Depending on the polarity of this force directs the particle toward<br />
regions where the phases of the field components are larger or smaller in other words, against<br />
or with the direction of travel of the electric field.<br />
Another approach to dielectrophoretic force calculation employed by Sauer and Schloegl is<br />
based on the Maxwell stress tensor formulation where the stress tensor T is integrated over<br />
the surface particle [5, 6]:<br />
�<br />
FDEP () t = � ∫ ( T⋅n) dS<br />
(7)<br />
where n is the unit vector normal to the surface. This method is regarded as the most general<br />
approach to computation of the field induced forces. The Maxwell stress tensor is given by<br />
1 * 1 2<br />
( ( ) ) Re( )<br />
2 2 E<br />
ε<br />
� � ⎛ � ⎞<br />
T= DE+ ED− E⋅ D U = ⎜EE− U⎟(8)<br />
⎝ ⎠<br />
where ε * = ε − σ/jω. Only real part of the medium permittivity appears in the stress tensor. For<br />
the applied harmonic electric field the Maxwell stress tensor is given by<br />
� 1 * * * 1<br />
�<br />
* *<br />
T= Re( ε ) ( E+ E )( E+ E ) − ⎡( ) ( ) ⎤<br />
4 2⎣<br />
E+ E ⋅ E+ E<br />
⎦<br />
U =<br />
1 � * * * 2 1 * ⎡⎛ * * 1<br />
�<br />
* * ⎞⎤<br />
= Re( ε ) ⎡( EE + E E− E U) ⎤+<br />
Re( ε ) ⎜ + − ( ⋅ + ⋅ ) ⎟<br />
4 ⎣ ⎦ 4<br />
⎢ EE E E E E E E U<br />
2<br />
⎥<br />
⎣⎝ ⎠⎦<br />
The first term in the above expression is time-averaged stress tensor the second term vanishes<br />
under time averaging. The time averaged net DEP force on particle can be now written as [9]<br />
1 * * * 2<br />
DEP Re( m) ( m m m m Em ) dS<br />
4<br />
ε<br />
�<br />
F = � ∫ E E + E E − U ⋅n<br />
(10)<br />
In our case the field is described by set of following well known equations [8]:<br />
( σ jωε) V 0<br />
∇⋅ + ∇ = (11)<br />
99<br />
(9)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
and electric field strength is calculated as E = −∇V. Boundary conditions on the<br />
computational problem boundary are Neuman’s or Dirichlet’s type. On the bottom and top<br />
insulating substrate current cannot flow into this boundary, so Neuman’s conditions here<br />
apply. Periodic boundary conditions are present on the left and right sides A-B and C-D of the<br />
model boundary to simulate the presence of neighboring electrodes. It is assumed that all<br />
computational cells are of the same type. Using typical fabrication procedures, the thickness<br />
of the deposited metal that forms the interdigitated electrodes is in most cases less than 1µm.<br />
Simulation results<br />
The finite element calculations was done for following geometrical dimensions: A-B = 60<br />
µm, A-C = 160 µm, a = 40 µm, b = 40 µm, h = 4 µm. Spherical dielectric particle has radius r<br />
= 5 µm and relative permittivity ε2 = 80. The fluid, where particle moves has permittivity ε1 =<br />
4. Simulation was carried out for frequency ω = 50 kHz.<br />
A<br />
∂ ϕ<br />
= 0<br />
∂n<br />
B<br />
particle<br />
∂ ϕ<br />
= 0<br />
∂n<br />
ε2<br />
substrate<br />
F DEP<br />
100<br />
substrate<br />
fluid with known ε 1<br />
electrodes with known voltages<br />
a a<br />
h ϕ = U z<br />
ϕ = 0<br />
b<br />
0.5a<br />
C<br />
∂ ϕ<br />
= 0<br />
∂n<br />
Fig. 1. Cross section of the electrode arrangement with one pair of electrodes<br />
and moving biological particle is depicted.<br />
Fig. 2. Equipotential lines in computational domain (left) and electric displacement D<br />
in vector form (right).<br />
The total force acting on particle computed from (10) has the value<br />
( x y)[<br />
]<br />
FDEP = 21.09a −50.65a<br />
pN/m (12)<br />
D
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Modulus of this force has value FDEP = 54.86 pN/m.<br />
Fig. 1. Equivalue lines of the modulus of the electric field strength E (left)<br />
and dielectrophoretic force FDEP acting on particle<br />
in different points of the computational domain (right).<br />
Fig. 4. Force acting on particle boundary calculated on basis Maxwell stress tensor (10) [N/m 2 ] (left)<br />
and the same force in vector form (right).<br />
Conclusions<br />
In this article computation of dielectrofoertic force acting on dielectric particle immersed in<br />
dielectric fluid and utilizing finite element method is presented. It was shown how to compute<br />
dependence of the FDEP from fluid and particle permittivitis and particle dimensions.<br />
References<br />
[1] Wang X.-B., Huang Y., Becker F .F., Gascoyne P. R. C, “A unified theory of dielectrophoresis<br />
and travelling wave dielectrophoresis,” J. Phys. D, Appl. Phys., vol. 27, pp. 1571–1574, 1994.<br />
[2] Wang X.-B., Hughes M. P., Huang Y., Becker F. F., Gascoyne P. R. C., “Non-uniform spatial<br />
distributions of both the magnitude and phase of AC electric fields determine dielectrophoretic<br />
forces,” Acta Biochim. Biophys., vol. 1243, pp. 185–194, 1995.<br />
101
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
[3] Wang X.B., Huang Y., Gascoyne P.R.C., Becker F.F., Dielectrophoretic manipulation of<br />
particles, IEEE Transactions on Industry Applications, 33, pp. 660–669, 1997.<br />
[4] N. Flores-Rodriguez, G.H. Markx, Improved levitation and trapping of particles by negative<br />
dielectrophoresis by the addition of amphoteric molecules, Journal of Physics D: Applied<br />
Physics, 37, pp. 353–361, 2004.<br />
[5] Li W.H., Du H., Chen D.F., Shu C., Analysis of dielectrophoretic electrode arrays for<br />
nanoparticle manipulation, Computational Materials Science, 30, pp. 320–325, 2004<br />
[6] Doh I., Cho Y.H., A continuous cell separation chip using hydrodynamic dielectrophoresis (DEP)<br />
process, Sensors and Actuators A 121, pp. 59–65, 2005.<br />
[7] Crews N., Darabi J., Voglewede P., Guo F., Bayoumi A., An analysis of interdigitated electrode<br />
geometry for dielectrophoretic particle transport in microfluidics, Sensors and Actuators,<br />
B: Chemical, 125, pp. 672–679, 2007.<br />
[8] Chen D.F., Du H., Li W.H., A 3D paired microelectrode array for accumulation and separation of<br />
microparticles, Journal of Micromechanics and Microengineering, 16, pp. 1162–1169, 2006.<br />
[9] Chen D.F., Du H., Li W.H., Bioparticle separation and manipulation using dielectrophoresis,<br />
Sensors and Actuators A, 133, pp. 329–334, 2007.<br />
[10] Pohl H A, Dielectrophoresis, Cambridge Univesty Press, 1978.<br />
102
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
TRANSVERSE FLUX MOTOR COUPLED<br />
WITH VOLTAGE-SOURCE INVERTER<br />
Janez Leskovec 1 , Mykhaylo Zagirnyak 2 , Franci Lahajnar 1 , Damijan Miljavec 3,4<br />
1 Kolektor, Idrija, Slovenija,<br />
2 Kremenchuk State Polytechnic University , Kremenchuk, Ukraine,<br />
3 University of Ljubljana, Faculty of electrical engineering, Trzaska 25, Ljubljana, Slovenia,<br />
4 Corresponding author: Tel.: +386 1 4768 281; E-mail: miljavec@fe.uni-lj.si<br />
Abstract. The aim of this paper is to present the optimization of outer rotor permanent magnet transverse flux<br />
motor (TFM) using design of experiments. The magneto-static finite-element analysis (FEA) is used to calculate<br />
cogging torque regarding variation of TFM geometric parameters. Further, in 3-D time-stepping finite-element<br />
analysis the TFM model is coupled with a voltage-source inverter. The main objectives of TFM geometry<br />
optimization are minimization of cogging torque, maximization of mean electromagnetic torque and<br />
minimization of permanent-magnet's volume. All three optimization targets are realized in one TFM design.<br />
1. Introduction<br />
The development of soft magnetic composite materials increase the interest in<br />
electromagnetic structures with 3-D guided magnetic flux, such as transverse flux motor<br />
shown in Fig. 1 [1, 2, 3, 4]. Developed and here presented TFM is composed of inner stator<br />
pressed from soft magnetic composite powder, outer non-magnetic rotor joke with permanent<br />
magnets and flux concentrators. The three phase coils are in form of ring and positioned in<br />
stator slots. The stator poles of each phase are shifted for 120 0 electrical degrees<br />
circumferentially regarding each phase.<br />
This paper deals with the use of design of experiment (DOE) methodology to optimize TFM<br />
performance. Used methodology is belonging to robust design and is based on orthogonal<br />
array recommended by Taguchi [5]. TFM performance calculations needs the 3-D FEM<br />
analyze and it is time consuming, so the use of Taguchi DOE methodology is an optimal<br />
choice. The main purposes of TFM geometry optimization are minimization of cogging<br />
torque Tcogg, maximization of mean value of nominal electromagnetic torque Tmean and<br />
minimization of permanent-magnet's volume. All three optimization goals must be achieved<br />
in one TFM design. So, to take into account all desired optimization goals the use of 3-D<br />
magneto-static and 3-D time-stepping finite-element analysis is needed [6].<br />
103
H_zob<br />
2. TFM geometry optimization<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Kot_zob<br />
Fig. 1. 3-D finite element model of transverse flux motor.<br />
104<br />
D_mag<br />
Kot_konc<br />
In the process of TFM geometry optimization the main changeable geometric parameters are:<br />
axial length of pole shoe (H_zob), pole-shoe width (Kot_zob) at the air gap side, thickness of<br />
flux concentrator (Kot_konc) and permanent magnet radial height (D_mag). All other<br />
geometric parameters of TFM are kept constant. The outer rotor radius and the overall length<br />
of TFM are fixed at 180 mm and 100 mm, respectively. The parameters such as stator slot<br />
dimensions of 14x12 mm 2 , stator yoke width of 7 mm, air-gap width of 0.5 mm, number of<br />
pole pairs 30 and the 20 number of turns per phase are kept constant during optimization. The<br />
values of these fixed parameters were established during stator material magnetic loading and<br />
induced voltage analyze.<br />
2.1 Taguchi Method and Application<br />
To realize the optimization procedure based on variable parameters the Taguchi orthogonal<br />
array L9(3 4 ) is used. The parameter variations are shown in Table 1 and they define DOE<br />
design area.<br />
Table 1. Variation of each parameter<br />
Parameter Description Values [mm]<br />
name_1 name_2 name_3<br />
axial length of pole shoe H_zob [mm] 29 22 15<br />
pole-shoe width Kot_zob [mech. deg.] 3.6 2.8 2.2<br />
thickness of flux concentrator Kot_konc [mech. deg.] 2.5 3.45 4.4<br />
magnet radial height D_mag [mm] 4 6 8
2.2 Cogging Torque Minimization<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The cogging torque amplitudes for each combination of L9 orthogonal array is calculated with<br />
3-D magneto-static finite element analyzes using virtual work principle.<br />
2.3 Electromagnetic Torque Maximization and Minimization of Permanent-magnet's<br />
volume<br />
The 3-D time-stepping finite-element analysis, where the finite element model is connected to<br />
an external voltage-source inverter is used to analyze the TFM performance at nominal speed<br />
of 70 rpm and battery voltage Uaccu = 36 V. Voltage-source inverter was simulated as imposed<br />
currents to the TFM [7].<br />
In the full paper, the optimization methodology will be described in details. Also, the<br />
optimized TFM geometry and measuring results will be presented.<br />
References<br />
[1] A. Masmoudi, A. Njeh, A. Mansouri, H. Trabelsi, A. Elantably “Optimizing the overlap<br />
Between the Stator Teeth of a Claw Pole Transverse-Flux permanent-Magnet Machine”, IEEE<br />
Transactions on Magnetics, vol. 40, no. 3, pp. 1573-1578, May 2004.<br />
[2] J.Y. Lee, J.P. Hong, J.H. Jang and D.H. Kang "Calculation of inductances in permanent<br />
magnet type transverse flux linear motor", International Journal of Applied Electromagnetics<br />
and Mechanics, Volume 20, Numbers 3-4/2004, pp. 117-124.<br />
[3] A. Abdelli, B. Sareni and X. Roboam, Optimization of a small passive wind turbine generator<br />
with multiobjective genetic algorithms, International Journal of Applied Electromagnetics<br />
and Mechanics, Volume 26, Number 3-4 / 2007, pp. 175-182<br />
[4] G. Henneberger, I.A. Viorel, R. Blissenbach, A. D. Popan “On the Parameters comutation of<br />
Single Sided Transverse Flux Motor” Workshop on Elect. Mach. Param., Cluj-Napoca, pp.<br />
35-40, May. 2001.<br />
[5] G. Taguchi, S. Chowdhury and S. Taguchi, “Robust Engineering”, New York: McGraw-Hill,<br />
2000.<br />
[6] FLUX3D, software for electromagnetic design from CEDRAT, 2008.<br />
[7] Vanja Ambrožič, Rastko Fiser, David Nedeljkovic, "Direct current control – a new current<br />
regulation principle" IEEE trans. power electron., jan. 2003, vol. 18, no. 1, str. 495-503.<br />
105
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
RELACJE A JAKOŚĆ USŁUG TERAPEUTYCZNYCH<br />
W POLU ELEKTROMAGNETYCZNYM<br />
Mira Lisiecka-Biełanowicz 1 , Andrzej Krawczyk 2 ,<br />
Adam Lusawa 1 , Małgorzata Farnik 3<br />
1<br />
Zakład Profilaktyki Zagrożeń Środowiskowych i Alergologii,<br />
Warszawski Uniwersytet Medyczny<br />
2<br />
Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy<br />
3 Klinika Pneumonologii, Śląski Uniwersytet Medyczny<br />
Wstęp<br />
Jakość usług zdrowotnych w placówkach ochrony zdrowia cechuje zmienność czynników<br />
kształtujących proces świadczenia usługi zdrowotnej. Czynniki wpływające na przebieg procesu<br />
świadczenia usługi zdrowotnej ukierunkowywane są obecnie przede wszystkim na takie<br />
wartości psychosocjologiczne jak: potrzeba wiarygodności, zaufania czy poczucia bezpieczeństwa<br />
pacjenta.[2]. Stąd też organizacje ochrony zdrowia koncentrują obecnie swoje działania<br />
na kształtowaniu odpowiednich relacji z klientami w tym m. in. z pacjentami korzystającymi<br />
z terapii oraz terapeutami świadczącymi usługi terapeutyczne w ramach organizacji.<br />
Celem opracowania jest próba rozważenia znaczenia wpływu relacji „pacjent – terapeuta” na<br />
jakość świadczonych usług terapeutycznych i vice versa – wpływu jakości otrzymywanych<br />
przez pacjenta usług terapeutycznych w polu elektromagnetycznym na jego relację z terapeutą.<br />
Praca oparta jest na porównaniu, dwóch różnych badań ankietowych prowadzonych w latach<br />
2006-2008 w jednostce organizacyjnej podległej Centrum Kształcenia i Rehabilitacji Inwalidów<br />
w Warszawie.<br />
Charakterystyka badań – materiał i metoda<br />
Badania przeprowadzono na grupie osób uczestniczących w procesie terapeutycznym. W większości<br />
przypadków terapia polem elektromagnetycznym była jednym z elementów procesu fizykoterapeutycznego<br />
realizowanego u tych pacjentów zgodnie z przyjętym w Polsce modelem<br />
rehabilitacji wg W. Degi [4].<br />
Przy użyciu pierwszego narzędzia badawczego pacjenci poddawani terapii określili swoje potrzeby<br />
w zakresie usług zdrowotnych poprzez udzielenie odpowiedzi na pytania w skali czterostopniowej:<br />
1–nieistotne, 2-dość ważne, 3-ważne i 4-bardzo ważne (N=39, średni wiek – 53 lata).<br />
W ramach badania za pomocą drugiej ankiety grupa osób uczestnicząca w procesie terapeutycznym<br />
wypełniała ankietę dotyczącą stanu zdrowia i satysfakcji pacjenta, gdzie odpowiadali<br />
na pytania w skali dziesięciostopniowej 1-minimum, 10-maximum. Konstrukcję drugiej ankiety<br />
oraz uzyskane wyniki badań omówiono w poprzednich pracach [1],[3]. Ankietowani<br />
byli proszeni o wypełnienie ankiety przed i po terapii polem elektromagnetycznym (N=102,<br />
średni wiek – 53 lata). Ankieta ta została przeskalowana odpowiednio do skali pierwszej ankiety<br />
wypełnianej przez pacjentów tego samego ośrodka terapeutycznej. W analizie statystycznej<br />
wykorzystano test U Manna-Whitneya.<br />
107
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Wyniki badań i analiza wyników<br />
Z przeprowadzonej analizy badań wynika m.in. iż:<br />
• Częstość udzielania odpowiedzi wskazujących na przypisywanie znaczenia renomie<br />
ośrodka (p=0,88) istnotnie różni się wobec oceny skuteczności leczenia. Jako „ważne”<br />
i „bardzo ważne” renomę ośrodka oceniło 74,4% ankietowanych, natomiast skuteczność<br />
leczenia w tym zakresie 62,8% pacjentów.<br />
• Podobnie do oceny subiektywnej skuteczności leczenia ankietowani oceniali ważność<br />
stopnia nukowego terapeuty lekarza 52,7% (p=0,013) oraz wsparcie ze strony personelu<br />
śreniego 84,6% (p=0,013).<br />
• Jako równie ważne ankietowani wskazywali na znaczenie terminowości 82% (p=0,003)<br />
oraz krótszego czasu oczekiwania na wykonanie badania 92,1% (p=0,0005).<br />
• Ankietowani równie często wskazywali na istotność poziomu wykształcenia personelu<br />
jak i udzielania wyczerpujących, ale też i krótkich, fachowych pod względem medycznym,<br />
zrozumiałych informacji, co oznacza że terapeuta zostanie odebrany jako<br />
profesjonalista jeśli komunikacja spełni te wymogi, natomiast na taką ocenę wpływu<br />
nie ma postawa emocjonalna – uspokajający sposób przekazywania informacji.<br />
Wnioski<br />
Jakość w relacjach jest jakością relacyjną ze względu na pacjenta. Poprzez wbudowanie usług<br />
zdrowotnych w relacyjny kontekst możliwe staje się przekształcenie jakości w desygnat wartości.<br />
Z analizowanych danych w powyższym badaniu wynika, iż ważniejsze jest profesjonalna realizacja<br />
procedury przez personel medyczny (a więc m.in.: wykształcenie terapeuty, jego sposób komunikacji,<br />
terminowość, czas oczekiwania) niż jego postawa emocjonalna lub renoma ośrodka.<br />
Wymiar czasowy jakości sprawia, iż w usługach nie może być ona zredukowana tylko do końcowego<br />
wyniku , ale uwzględniać powinna również trwanie, a więc to, co dzieje się w trakcie wykonania<br />
usługi czyli powstawania określonego modelu interakcji w odpowiedzi na przedstawiane<br />
przez pacjenta potrzeby w zakresie terapii. Przy takim rozumieniu potrzeb podstawowych można<br />
je wszystkie potraktować jako potrzeby zdrowotne. Jakość relacyjna stawia na pewien nie uregulowany<br />
obszar kompromisu i otwartej wymiany doświadczeń z pacjentem-klientem.[5],[6]. Taki<br />
kierunek kształtowania kontaktów z pacjentem sprawi, iż klient – pacjent będzie chętnie współtworzył<br />
określoną jakość relacji w zakresie prowadzonych procesów terapeutycznych.<br />
Literatura<br />
1. Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Próba weryfikacji skuteczności terapii w polu elektromagnetycznym,<br />
Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12, 2007<br />
2. Drummond H., „W pogoni za jakością. Total Quality Management.”, Dom Wydawniczy ABC,<br />
Warszawa, 1998, str. 99.<br />
3. Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A, Kulikowski J.: „Influence of therapeuticalenvironment<br />
on effectivness of electromagnetic therapy” Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12, 2008<br />
4. Dega W. (red), Ortopedia i Rehabilitacja, Tom I, PZWL, Warszawa, 1983 r., str. 14<br />
5. Lisiecka-Biełanowicz M.: „Interakcje firmy z klientem podstawą współtworzenia wartości usług”<br />
w: „Sposoby utrzymywania przewagi konkurencyjnej firmy ” (red. Krystyna Lisiecka), Wydawnictwo<br />
Akademii Ekonomicznej im. Karola Adamieckiego w Katowicach, Katowice, 2006<br />
6. Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A.: „Ewaluacja jakości relacji w procesie świadczenia<br />
usług w systemie ochrony zdrowia” w: „Bioelektromagnetyzm – teoria i praktyka (red. Andrzej<br />
Krawczyk i Tomasz Zyss), Wydawnictwa CIOP Warszawa, 2006<br />
Publikacja opracowana na podstawie wyników zadania realizowanego w ramach programu wieloletniego pn. „Poprawa<br />
bezpieczeństwa i warunków pracy”, etap I dofinansowywanego w zakresie służb państwowych przez Ministerstwo Pracy i<br />
Polityki Społecznej w latach 2008-2010.<br />
Główny wykonawca i koordynator: Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy.<br />
108
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
BRAKING PERFORMANCE OF LINE-START INTERIOR<br />
PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES<br />
Tine Marčič 1 , Bojan Štumberger 2,1 , Gorazd Štumberger 2,1 ,<br />
Miralem Hadžiselimović 2,1 , Peter Virtič 1 , Peter Pišek 1<br />
1 TECES, Research and Development Centre for Electric Machines,<br />
Pobreška cesta 20, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: tine.marcic@teces.si<br />
2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science,<br />
Smetanova ulica 17, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: bojan.stumberger@uni-mb.si<br />
Introduction<br />
With the present large scale industrialization of line-start interior permanent magnet<br />
synchronous machines (LSIPMSMs); their applications get more and more affordable.<br />
LSIPMSMs are distinguished by a very robust<br />
construction due to the presence of a squirrelcage,<br />
which among others protects the buried<br />
permanent magnets (PMs) from sudden load<br />
changes and consequently irreversible<br />
demagnetization. Fig. 1 presents a LSIPMSM<br />
rotor.<br />
Fig. 1. LSIPMSM rotor structure<br />
When the LSIPMSM’s rotor is externally rotated (e.g. by its mechanical load or another<br />
motor), the rotating PMs induce voltages in the stator windings and the LSIPMSM acts as a<br />
generator. The voltage depends mainly on the rotational speed and the PM flux linkage. If a<br />
stator winding is connected to an electric load, then the resulting winding current will interact<br />
with the PM flux linkage and consequently produce braking torque on the LSIPMSM shaft.<br />
The winding current can be controlled by the load (e.g. resistors in series with the stator<br />
windings) and/or by usage of power electronics. Thus, the LSIPMSM’s braking torque can be<br />
controlled and exploited in drives where short stopping transients and braking energy<br />
recuperation is of importance.<br />
LSIPMSM braking performance analysis<br />
LSIPMSMs are manufactured as three- and single-phase versions; this means that they have a<br />
either a three-phase or a two-phase (main and auxiliary phase) stator winding. The aim of the<br />
109
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
paper is the presentation of LSIPMSM braking performance characteristics and the feasibility<br />
of its usage in passive brake systems, based on experimental data.<br />
Experiments were conducted on LSIPMSMs with symmetrical three-phase and two-phase<br />
phase stator windings, and by using with the same rotor. The full paper is going to present an<br />
in-depth analysis of current- and speed-dependant as well as current- and position-dependant<br />
characteristics of the tested LSIPMSMs, thus emphasizing important LSIPMSM braking<br />
performance attributes.<br />
Fig. 2 presents the phase A voltage, current, electrical output power and total electrical output<br />
power variation in dependence of the tested three-phase LSIPMSM braking torque.<br />
110<br />
Fig. 2. Phase A voltage,<br />
current, electrical output<br />
power and total electrical<br />
output power variation in<br />
dependence of the tested threephase<br />
LSIPMSM braking<br />
torque<br />
Fig. 3 presents the different stopping transients of a large-inertia drive (which was 25-times<br />
larger than the tested LSIPMSM rotor inertia) in dependence of the tested three-phase<br />
LSIPMSM braking torque.<br />
Fig. 3. Variation<br />
of the stopping<br />
transients of<br />
a large-inertia drive<br />
in dependence of the<br />
tested three-phase<br />
LSIPMSM braking<br />
torque
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
DIRECT PREISACH HYSTERESIS MODELS<br />
FOR FINITE ELEMENT ANALYSIS<br />
OF EDDY CURRENT FIELD<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Széchenyi István Egyetem, Laboratory of Electromagnetic Fields<br />
Egyetem tér 1, Győr, H-9026, Hungary<br />
The full paper deals with the numerical analysis of the Problem No. 32 of TEAM Workshops<br />
[1] based on the eddy current field computation taking the ferromagnetic hysteresis account.<br />
The direct (H-based) scalar Preisach hysteresis model [2,4] is integrated on a two-dimensional<br />
time-stepping finite element analysis [2,3,4]. The interface between the Preisach model and<br />
the finite element eddy current field formulation is the Fixed-Point iterative technique [2-5],<br />
which seems to be the most widely used numerical scheme for handling the nonlinearities<br />
introduced by the magnetic hysteresis phenomenon. Here, the problem is a nonlinear eddy<br />
current field problem.<br />
The two-dimensional time-stepping eddy current field potential formulations is the T,Φ – Φ -<br />
potential formulation [3] with direct model of nonlinear constitutive relations. The T,Φ – Φ -<br />
formulation is make it possible the direct model of constitutive relations [2,4], because of the<br />
primary quantity of this formulation is the magnetic field intensity H. In this formulation the<br />
nonlinear constitutive relations between H and B is the following<br />
B µ H + R , (1)<br />
= FP<br />
where µFP is a properly chosen constant, the ideal permeability (Fixed-Point coefficient), and<br />
R is a residual nonlinearity (Fixed-Point residual), which has to be determined iteratively.<br />
The geometry situation of three<br />
limbed ferromagnetic core with two<br />
windings are placed on the external<br />
limbs can be seen in Fig. 1. The<br />
windings has 90 turns and it is<br />
connected to the voltage source<br />
through a 11.74Ω resistance. In Fig. 1,<br />
σ is the conductivity, and permeability<br />
µFP is the Fixed-Point coefficient.<br />
Figure 1. Structure of the core with<br />
windings<br />
111
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The symmetrical hysteresis loops of ferromagnetic core which made of non-oriented Si-Fe<br />
3.2% wt can be seen in the Fig. 2. The magnetic flux distribution of the three limbed<br />
ferromagnetic core can be seen in Fig. 3, at t=0.075sec.<br />
Figure 2. B-H relationship of the<br />
ferromagnetic core.<br />
112<br />
Figure 3. Magnetic flux distribution of the<br />
core at t = 0.0075 sec.<br />
The full paper will present the solution of this problem by using a 2D finite element method<br />
with direct hysteresis handled by Fixed-Point iterative technique.<br />
Acknowledgements<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund (OTKA PD 73242), and by Hungarian Science and Technology<br />
Foundation (OMFB-00725/2008).<br />
References<br />
[1] O. Bottauscio, M. Chiampi, C. Ragusa, L. Rege, M. Repetto, "Description of TEAM Problem<br />
32:<br />
A Test-Case for Validation of Magnetic Fields Analysis with Vector Hysteresis”,<br />
http://www.compumag.co.uk/.<br />
[2] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetics, Akadémiai Kiadó,<br />
Budapest, 2008.<br />
[3] J. Saitz, "Newton-Raphson Method and Fixed-Point Technique in Finite Element Computation<br />
of Magnetic Field Problems in Media with Hysteresis", IEEE Trans. on Magn., vol. 35, 1999,<br />
pp. 1398-1401.<br />
[4] E. Dlala, J. Saitz, A. Arkkio, “Inverted and Forward Preisach Model For Numerical Analysis<br />
of Electromagnetic Field Problem,” IEEE Trans. on Magn., vol. 42, pp. 1963-1973, 2006.<br />
[5] M. Chiampi, M. Repetto, D. Chiarabaglio, “An Improved Technique for Nonlinear Magnetic<br />
problems,” IEEE Trans. on Magn., vol. 30, pp. 4332-4334, 1994.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
NONLINEAR TWO-DIMENSIONAL MOTIONAL<br />
FINITE ELEMENT MODELING<br />
OF A ROTATIONAL EDDY CURRENT FIELD PROBLEMS<br />
Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
e-mail: marcsadaniel@yahoo.co.uk<br />
The full paper deals with the numerical simulation taking ferromagetic hysteresis into account<br />
of the modified version of the Problem No. 30a of TEAM Workshops [1].<br />
A computation method for the eddy current field simulations of two rotating electrical<br />
machines by means of different two-dimensional motional time-harmonic finite element<br />
formulations [2,3,4] have been implemented. These formulations are the the A* – A –<br />
potential formulation [2,3,4] and by the T,Φ – Φ – potential formulation [2] with motion<br />
voltage term [3,5].<br />
The incorporation of a vector hysteresis model into a two-dimensional field solution in terms<br />
of the magnetic vector potential is accomplished by the Fixed-Point technique [2,3].<br />
The problem arrangement is shown in Fig. 1. At the left hand side the single-phase motor, and<br />
the other side the three-phase motor can be seen.<br />
The windings are not embedded in slots. In Fig. 1, σ is the conductivity, and permeability µFP<br />
is the Fixed-Point coefficient. The stator steel is laminated and its conductivity has been<br />
selected as σ = 0. The rotation of the rotor is counterclockwise.<br />
The range of computation of single-phase induction motor for rotor angular velocities is from<br />
0 to 358 rad/s (0.95% of peak field speed). In the case of the three-phase induction motor, the<br />
rotor angular velocity is ranging from 0 to 1200 rad/s. It is roughly three times faster than the<br />
angular velocity of the stator field (377 rad/s).<br />
The nonlinear problems have been solved by the two potential formulations, and the solutions<br />
of them have been compared.<br />
A comparison of convergence rate, computation time, number of iterations, number of<br />
unknowns, number of elements, and how they can work when coupling with motion voltage<br />
term and with the Fixed-Point technique.<br />
The used methods has been applied to compute the eddy current field, the rotor loss and the<br />
steel loss [3,6] of the single-phase and the three-phase induction motor. The rotor loss is<br />
computed as a sum of the eddy current loss of rotor steel and rotor aluminum.<br />
113
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Fig. 1. The analyzed induction motors arrangement<br />
Fig. 2. The nonlinear characteristics of the simulated problems<br />
Acknowledgement<br />
114<br />
The nonlinear characteristics presented in Fig.<br />
2 have been used, and the curve has been<br />
approached by a simple piecewise linear<br />
approximation. This characteristic is the<br />
nonlinerar curve of a soft iron.<br />
The full paper will present and compare two<br />
potential formulations to solve nonlinear eddy<br />
current field problems by applying the Fixed-<br />
Point iterative technique. The formulations<br />
are the T,Φ – Φ – potential formulation and<br />
the A* – A – potential formulation of 2D<br />
time-stepping finite element analysis.<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund.<br />
References<br />
[1] K.R. Davey, “Induction Motor Analysis – International TEAM Workshop Problem 30”,<br />
http://www.compumag.co.uk/.<br />
[2] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetism, Akadémiai Kiadó, Budapest, 2008.<br />
[3] J.P.A. Bastos, N. Sadowski, Electromagnetic Modeling by Finite Element Methods, Marcel Dekker Inc.,<br />
New York – Basel, 2003.<br />
[4] E. Dlala, A. Arkkio, “Analysis of the Convergence of the Fixed-Point Method Used for Solving Nonlinear<br />
Rotational Magnetic Field Problems,” IEEE Transaction on Magnetics, vol. 44, pp. 473-478, 2008.<br />
[5] B. Davat, Z. Ren, M. Lajoie-Mazenc, “The movement in the field modeling,” IEEE Transaction on<br />
Magnetics, vol. MAG-21, no. 6, November 1985, pp. 2296-2298.<br />
[6] Ivanyi A. Magnetic field computation with R-functions, Akadémia Kiadó, Budapest, 1997.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
DYNAMIC MODEL BUILDING OF ANATOMICAL OBJECTS<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Technical University of Sofia, Department of Electrical Apparatus,<br />
1756 Sofia, 8 Kliment Ohridski St., Bulgaria,<br />
e-mail: iliana@tu-sofia.bg, vmateev@tu-sofia.bg<br />
Abstract<br />
In this paper we develop a method for automatic 3D/4D model building. These models are suitable for<br />
electromagnetic field distribution investigations with Finite Element Method (FEM). Models are made by time<br />
sequence of mesh structures and specific electromagnetic material properties for each tissue type. Mesh is built<br />
according to specific FEM criteria for achieving good solution accuracy. Software tool employing the method is<br />
developed. The method is applied for part of cardiac muscle.<br />
Introduction<br />
New generation of diagnostic medical equipment can acquire rich data sets. This information<br />
must be processed for visualisation purposes and also may be very useful for forward and<br />
inverse calculations of diagnostic and therapy simulations. [1-5]<br />
In this paper we apply a method for automatic dynamic 3D/4D model building. These models<br />
are suitable for electromagnetic field distribution investigations with FEM. Models are made<br />
by time sequence of mesh structures and specific electromagnetic material properties for each<br />
tissue type. Mesh is built according to specific FEM criteria for achieving good solution<br />
accuracy. Software tool employing the method is developed.<br />
The method is applied for part of cardiac muscle.<br />
Model building<br />
3D models are built by sequence of 2D slices acquired by diagnostic ultrasound scan. Image<br />
segmentation is made semi-automatic, where operator must recognize and filter the tissue by<br />
its density. Some of used slices are shown in Fig.1-a. After that slices are arranged in 3D<br />
space, Fig.1-b.<br />
(a) (b)<br />
Fig. 1. Slices stack<br />
115
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Slices are connected to 3D volume, Fig.2-a. Volume is meshed by Delaney triangulation<br />
algorithm. Supported are first and second order elements. The achieved list of elements is<br />
imported in ANSYS, Fig.2-b.<br />
Tissue electromagnetic material properties are applied for every element in the list.<br />
a) (b)<br />
4D models contain a time<br />
sequence of 3D models (Fig.3).<br />
All models in the sequence have<br />
common mesh which is deformed<br />
for each time step object shape.<br />
Fig. 3. 4D model time sequence<br />
Implementation<br />
116<br />
Fig. 2. Reconstructed volume<br />
The developed method and software tool was effectively applied for part of cardiac muscle<br />
reconstruction. Achieved models are suitable for electromagnetic field distribution<br />
calculations with FEM.<br />
References<br />
[1] R. Hartley. Projective Reconstruction and Invariants from Multiple Images. IEEE PAMI Vol.<br />
16, No. 10, 1994, pp. 1036-1041.<br />
[2] T. McInerney, D. Terzopoulos. Deformable models in medical image analysis: a survey,<br />
Medical Image Analysis. 1996<br />
[3] D. Pham, C. Xu, J. Prince, Current Methods in Medical Image Segmentation, Annu. Rev.<br />
Biomed. Eng. 2000. Vol. 2, 315–37<br />
[4] I. Marinova, Modelling, Simulation and Visualization of Electromagnetic Interaction in<br />
Human Body, Ashikaga, Japan, June 2000<br />
[5] I. Marinova, V. Mateev. Virtual Dynamic Visualization of Field Distributions in Human<br />
Body. International Symposium on Electrical Apparatus and Technologies – SIELA 2005,<br />
Proceedings, Vol. 2, 2-3 June 2005, Plovdiv, Bulgaria.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
INVERSE APPROACH FOR RECONSTRUCTION<br />
OF CURRENT DENSITY VECTORS<br />
Iliana Marinova, Valentin Mateev<br />
Technical University of Sofia, Department of Electrical Apparatus,<br />
1156 Sofia, 8 Kliment Ohridski St., Bulgaria,<br />
e-mail: iliana@tu-sofia.bg, vmateev@tu-sofia.bg<br />
Abstract<br />
In this paper we apply an inverse approach for 3D current sources reconstruction using measured magnetic field<br />
data. The reconstruction approach is based on the 3D Green’s function of Poisson and Helmholtz equations. The<br />
developed approach was effectively applied for current source distribution reconstruction of coil in linear nonmagnetic<br />
media.<br />
Introduction<br />
Current source distributions in biological structures are extremely important for medical<br />
diagnosis and therapy treatments in various applications.<br />
Magneto CardioGraphy (MCG) and Magneto EncephaloGraphy (MEG) process measured<br />
magnetic field data outside the human body, near the chest or head, for inside current imaging<br />
used for medical diagnoses.<br />
In magnetic stimulation therapy applications, current pulses are supplied to the coil to produce<br />
a strong magnetic field to stimulate nerve fibres. Magnetic stimulation occurs as result of the<br />
current flow and the accompanying electric field induced in the tissue by an externally applied<br />
magnetic field. Determination of magnetic field and current distributions in the tissue in order<br />
to generate prescribed stimulation effect is an inverse source problem.<br />
The current density distribution is basic part in coil design optimisation and electromagnetic<br />
systems syntheses.<br />
In this paper we apply an inverse approach for 3D current sources reconstruction using<br />
measured magnetic field data. The reconstruction approach uses 3D Green’s function. The<br />
magnetic fields are measured in a surface mesh over the tested object region. These data are<br />
used for field source reconstruction in inaccessible for direct measurements region.<br />
The developed reconstruction approach is effectively applied for current source distribution<br />
reconstruction of a circular coil in linear non-magnetic media.<br />
Inverse approach<br />
The magnetic field distribution can be described through the Green’s (1, 2) functions of<br />
Poisson(3) and Helmholtz(4) equations for magnetic vector potential(MVP) and complex<br />
MVP. [1, 4, 5]<br />
117
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
1<br />
G(<br />
r)<br />
=<br />
4πr<br />
(1)<br />
icr<br />
e<br />
G(<br />
r,<br />
ω)<br />
=<br />
4πr<br />
(2)<br />
∇ 2<br />
A = −µ<br />
J<br />
2<br />
∇ A�<br />
− jωσµ<br />
A�<br />
= −µ<br />
J�<br />
Distribution of static and quasi-static magnetic field in 3D<br />
free space created by circular coil is analyzed. Fig.1.<br />
Reconstructed source current densities and coil shape are<br />
shown in Fig. 2.<br />
Conclusion<br />
Fig. 1. Geometry structure<br />
Fig. 2. Reconstructed source current densities and coil shape.<br />
The proposed approach can be used in many practical activities for electrical current<br />
determination and visualisation in inaccessible region only by measured external magnetic<br />
field. Also activities in NDT, bio-magnetic applications, magnetic field experimental studies,<br />
coil optimisation or education studies could be realized by this approach.<br />
The developed approach can be used also for coil optimization. By achieved inverse<br />
reconstruction the searched optimal coil size and position can be reached for specific 3D<br />
model requirements.<br />
118<br />
(3)<br />
(4)
References<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
[1] M. Epton and B. Dembart,Multipole translation theory for the three-dimensional Laplace and<br />
Helmholtz equations, SIAM J. Sci. Comput., 16(4), 1995, pp 865-897<br />
[2] I. Marinova, Modelling, Simulation and Visualization of Electromagnetic Interaction in<br />
Human Body, Ashikaga, Japan, June 2000<br />
[3] Tamburrino, A., G. Rubinacci, M. Soleimani, W. Lionheart. A Noniterative Inversion Method<br />
For Electrical Resistance, Capacitance And Inductance Tomography For Two Phase<br />
Materials. proceedings of 3rd World congress on Industrial Process Tomography, The<br />
Rockies, Alberta, Canada, 2003.<br />
[4] I. Marinova, H. Endo, Y. Saito. Electromagnetic field visualization by image processing,<br />
Proceedings of the SIELA 2001, Vol. II, Plovdiv, Bulgaria, 31.05-1.06, 2001, pp 84-88<br />
[5] I. Marinova, H. Endo, S. Hayano, Y. Saito, Inverse Electromagnetic Problems by Field<br />
Visualization, IEEE Trans. Magn. Vol. 40, No. 2, 2004<br />
119
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
POMIARY PÓL WYSOKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI<br />
W ŚRODOWISKU ZURBANIZOWANYM<br />
Paweł A. Mazurek<br />
Politechnika Lubelska<br />
Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
Naturalne pola elektromagnetyczne towarzyszą ludziom od zawsze. Obecnie jednak w naszym<br />
środowisku naturalnym dominują, zmienne pola elektromagnetyczne wytworzone<br />
sztucznie, a ich natężenia wielokrotnie przewyższają natężenia pól pochodzenia naturalnego.<br />
Powodem tego jest rozwój przemysłu, w tym przede wszystkim rozwój przemysłu telekomunikacyjnego.<br />
Urządzenia zasilane z sieci energetycznej i przetwarzające energię elektryczną tworzą wokół<br />
siebie pole elektromagnetyczne. Szczególnie ostatnie dwudziestolecie przyniosło prawdziwą<br />
rewolucję w mobilnej komunikacji osobistej, co wiąże się z wprowadzaniem do użytkowania<br />
coraz większej ilości stacji bazowych, dla których nośnikiem informacji jest pole elektromagnetyczne<br />
– rozwój od analogowych systemów łączności komórkowej do systemów cyfrowych.<br />
Pole elektromagnetyczne oddziałuje z obiektami biologicznymi, w tym z organizmem człowieka<br />
i może powodować szkodliwe skutki związane z indukowaniem prądów elektrycznych<br />
płynących wewnątrz ciała człowieka lub wzrostem temperatury eksponowanych tkanek. Oddziaływanie<br />
na ludzi uzależnione jest od natężenia tego pola i charakterystyki jego zmienności<br />
w czasie, częstotliwości pól oraz od warunków i czasu trwania ekspozycji człowieka.<br />
Z prawnego punktu, formalne zasady ochrony środowiska przed polami elektromagnetycznymi<br />
zostały określone w ustawie Prawo ochrony środowiska [2] (artykuły 121 – 124), dodatkowe<br />
przepisy znaleźć można w [3,4,5]. Zgodnie z tą ustawą, ochrona przed polami elektromagnetycznymi<br />
polega na zapewnieniu jak najlepszego stanu środowiska poprzez utrzymanie<br />
poziomów pól elektromagnetycznych poniżej dopuszczalnych, lub co najmniej na tych<br />
poziomach, a także poprzez zmniejszanie poziomów pól elektromagnetycznych, co najmniej<br />
do dopuszczalnych, gdy poziomy te nie są dotrzymane. Oprócz krajowych przepisów, jako<br />
kraj członkowski UE, obowiązuje nas również dyrektywa 1999/519/EC, dotycząca ochrony<br />
przed polami elektromagnetycznymi. W rekomendacji tej określone zostały ograniczenia podstawowe<br />
i poziomy odniesienia dla pól elektromagnetycznych, które mogą oddziaływać na<br />
ludność [1].<br />
Istniejące przy Instytucie IPEiE Laboratorium Kompatybilności Elektromagnetycznej posiada<br />
aparaturę pomiarową umożliwiającą przeprowadzenie pomiarów ekspozycji pól elektromagnetycznych<br />
wysokiej częstotliwości. Do pomiarów terenowych wykorzystywany jest miernik<br />
TES92 (rys.1), natomiast w przypadku dokładnej analizy obecności pól elektromagne-<br />
121
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
tycznych na danym terenie podaje się analizę widmową uśrednionego natężenia PEM dla występujących<br />
częstotliwości w postaci wykresu E = f (f) przy wykorzystaniu zestawu pomiarowego<br />
złożonego z analizatora FSP30 (9k Hz ÷ 30G Hz) i zestawu anten (HK116, HL223,<br />
HF906) 20 MHz ÷ 18 GHz.<br />
Rys. 1. Typowe źródła emisji elektromagnetycznej wysokiej częstotliwości<br />
(masz radiowo-telewizyjny, antena stacji bazowej telefonii komórkowej), miernik TES 92<br />
Powszechnie stosuje się metody pomiarowe oparte na bezpośrednim pomiarze przy pomocy<br />
mierników natężeń pól, w wybranych punktach wyznaczonych np. na podstawie charakterystyki<br />
lokalnego otoczenia. Jako miejsce pomiarów wybrano miasto Lublin. Prezentowane<br />
w artykule punkty pomiarowe wyznaczono na terenach ogólnodostępnych dla ludności,<br />
w rejonie oddziaływania źródeł emisji PEM (stacje bazowe telefonii komórkowej, stacje radiowe<br />
i telewizyjne). Pomiary wykonano w kilkudziesięciu punktach miasta. Wybrane punkty<br />
wraz z otrzymanymi wartościami prezentują wykresy na rysunku 2 i 3.<br />
3000<br />
2500<br />
2000<br />
1500<br />
1000<br />
500<br />
emisja elektromagnetyczna<br />
0<br />
Cienista Inżynierska Bursztynowa Raabego Nałęczowska a. Kraśnicka a. Warszaw ska Altanowa Hutnicza Turystyczna<br />
Żeglarska Diamentow a Janow ska Jutrzenki Głęboka Biskupińska Podhalańska a. Solidarności a. W. Witosa Mełgiew ska<br />
Rys. 2. Pomiary natężenia pola elektrycznego i magnetycznego –<br />
wybrane punkty pomiarowe w Lublinie<br />
122<br />
Składow a elektryczna mV/m<br />
składow a magnetyczna uA/m
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Rys. 3. Pomiary gęstości mocy – wybrane punkty pomiarowe w Lublinie<br />
Na podstawie przeprowadzonych pomiarów nie stwierdzono przekroczenia dopuszczalnych<br />
poziomów pól elektromagnetycznych w żadnym punkcie pomiarowym.<br />
Własne badania oraz prowadzone w województwie lubelskim badania kontrolne i monitoringowe<br />
pól elektromagnetycznych [6] wykazują, że nie są przekraczane dopuszczalne poziomy<br />
określone przez prawodawstwo krajowe. Obserwacje poziomów natężeń pól elektromagnetycznych<br />
pozwalają na stwierdzenie, iż planowanie oraz budowa inwestycji emitujących do<br />
środowiska pola elektromagnetyczne prowadzone są z należytą starannością i dbałością<br />
o dotrzymanie, wymaganych prawem limitów. Niestety, ciągle nasze społeczeństwo ma małą<br />
świadomość na temat źródeł i zasięgu oddziaływania pól elektromagnetycznych oraz ich<br />
wpływu na stan zdrowia człowieka (ze studentami uczelni technicznych włącznie!).<br />
Bibliografia<br />
1800<br />
1600<br />
1400<br />
1200<br />
1000<br />
800<br />
600<br />
400<br />
200<br />
gęstość mocy<br />
0<br />
Cienista Inżynierska Bursztynow a Raabego Nałęczowska a. Kraśnicka a. Warszaw ska Altanowa Hutnicza Turystyczna<br />
Żeglarska Diamentow a Janow ska Jutrzenki Głęboka Biskupińska Podhalańska a. Solidarności a. W. Witosa Mełgiew ska<br />
[1] Council of the European Union Recomendation of 12 July 1999 on the limitation of exposure<br />
of the general public to electromagnetic fields (0 Hz to 300 GHz), 1999/519/EC. Off. J. Eur.<br />
Communities, L 199/59, 1999.<br />
[2] Ustawa z 27 kwietnia 2001 r. Prawo ochrony środowiska. DzU nr 52, poz. 627, 2001.<br />
[3] Rozporządzenie Ministra Ochrony Środowiska, Zasobów Naturalnych i Leśnictwa z dnia<br />
11-08-1998 r. w sprawie szczegółowych zasad ochrony przed promieniowaniem szkodliwym<br />
dla ludzi i środowiska, dopuszczalnych poziomów promieniowania, jakie mogą występować<br />
w środowisku oraz wymagań obowiązujących przy wykonywaniu pomiarów kontrolnych<br />
promieniowania. DzU nr 107, poz. 676, 1998.<br />
[4] Rozporządzenie Rady Ministrów z dnia 24 września 2002 r. w sprawie określenia rodzajów<br />
przedsięwzięć mogących znacząco oddziaływać na środowisko, oraz szczegółowych kryteriów<br />
związanych z kwalifikowaniem przedsięwzięć do sporządzenia raportu o oddziaływaniu<br />
na środowisko. DzU nr 179, poz. 1490, 2002.<br />
[5] Rozporządzenie Ministra Środowiska z dnia 30 października 2003 r. w sprawie dopuszczalnych<br />
poziomów pól elektromagnetycznych w środowisku oraz sposobów sprawdzania tych<br />
pomiarów, (Dz. U. Nr 192, poz. 1883).<br />
[6] Kaczmarski M., Kobiela K., Kosiba M., Moczulski M., Zaworska-Matuga W., Zarzycki J.,<br />
Program ochrony środowiska województwa lubelskiego na lata 2008-2011 z perspektywą do<br />
roku 2015, Arcadis Sp. z o.o., Lublin 2008, Uchwalony przez Sejmik Województwa Lubelskiego<br />
(27.X.2007).<br />
123<br />
uW/m2
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WYBRANE ZAGADNIENIA POMIARÓW NATĘŻEŃ<br />
PÓL ELEKTRYCZNYCH I MAGNETYCZNYCH NISKIEJ<br />
CZĘSTOTLIWOŚCI NA PRZYKŁADZIE MIASTA LUBLIN<br />
Paweł A. Mazurek 1 , Andrzej Wac-Włodarczyk 1 , Tobiasz Parys 2 , Jacek Rojek 2 ,<br />
Krzysztof Staroński 2 , Bartłomiej Solecki 2 , Marcin Wójcik 2 , Michał Stępniewski 2<br />
1 Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii<br />
Politechnika Lubelska<br />
2 ELMECOL Studenckie Koło Elektroekologów<br />
Politechnika Lubelska<br />
W dzisiejszych czasach w naszym środowisku występują pola elektromagnetyczne naturalne,<br />
generowane z przestrzeni kosmicznej lub z wnętrza ziemi, jak również pola elektromagnetyczne<br />
sztuczne generowane do środowiska, w wyniku działalności człowieka. Głównymi<br />
źródłami sztucznych pól elektromagnetycznych, mającymi istotny wpływ na poziom pól<br />
w środowisku, są linie elektroenergetyczne służące do przesyłu energii elektrycznej, a także<br />
instalacje radiokomunikacyjne służące do przekazu informacji (nadajniki radiowotelewizyjne,<br />
stacje bazowe telefonii komórkowej) oraz urządzenia radionawigacyjne i radiolokacyjne<br />
(radary).<br />
Występowanie pól elektromagnetycznych można rozpatrywać w dwóch aspektach: zagrożeń<br />
zdrowia w wyniku bezpośredniego działania pola oraz zagrożeń związanych<br />
z bezpieczeństwem i zdrowiem w wyniku wpływu pola na urządzenia techniczne. W związku<br />
z licznymi w ostatnim czasie, publicznymi dyskusjami w Lublinie dotyczącymi<br />
oddziaływania pól elektromagnetycznych na ludzi powstała idea pomiarowego<br />
zweryfikowania tezy o istniejącym „smogu elektromagnetycznym”. Badań podjęli się<br />
pracownicy Instytutu Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii oraz studenci koła<br />
naukowego działającego przy wspomnianym instytucie.<br />
Do realizacji badań wykorzystano miernik ESM100 Maschek (rys. 1a). Miernik wyposażony<br />
jest w izotropowy czujnik pola elektromagnetycznego, co umożliwia wykonanie pomiarów<br />
zarówno składowej pola elektrycznego jak i składowej magnetycznej w paśmie częstotliwości<br />
od 5 Hz do 400 kHz w trzech kierunkach przestrzennych Ex, Ey, Ez, Hx, Hy, Hz oraz łącznie E,<br />
H.<br />
125
a) b)<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Rys. 1. Miernik MESCHEK100 (a), mapa Lublina z punktami pomiarowymi (b)<br />
Prezentowane w artykule punkty pomiarowe wyznaczono losowo na terenach<br />
ogólnodostępnych dla ludności, w rejonie oddziaływania źródeł emisji PEM (rozdzielnie WN,<br />
podstacje energetyczne, rejony wokół linii WN, trakcji kolejowej i trolejbusowej).<br />
Lokalizację wszystkich punktów pomiarowych przedstawia mapka na rysunku 1b. Pomiary<br />
wykonano w pierwszych dniach kwietnia, w kilkudziesięciu punktach miasta. Rzeczywisty<br />
widok kilku punktów pomiarowych prezentują zdjęcia na rys. 2, a uzyskane wartości<br />
pomiarów prezentują wykresy na rysunku 3 i 4.<br />
Rys. 2. Zdjęcia z wybranych punktów pomiarowych (od lewej, rozdzielnia na ul. Mełgiewskiej,<br />
rozdzielnia na ul. Głębokiej, osiedle domków jednorodzinnych - ul. Biskupińska)<br />
250<br />
200<br />
150<br />
100<br />
50<br />
0<br />
Inżynierska, parking EC1<br />
Rys. 3. Przebieg zmian natężenia pola E i H w czasie, w wybranym punkcie pomiarowym<br />
(pomiar 1050 rekordów, ul. Inżynierska)<br />
126<br />
H-Field 3D [nT]<br />
E-Field 3D [V/m]
1000<br />
100<br />
10<br />
H-Field 3D [nT]<br />
E-Field 3D [V/m]<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Natężenia pól elektrycznego i magnetycznego 5Hz-400kHz<br />
1<br />
Biskupińska Cienista Głęboka Inżynierska Jutrzenki Mełgiew ska Nałęczowska Raabego Turystyczna Warszaw ska<br />
Altanow a Bursztynowa Diamentow a Hutnicza Janow ska Kraśnicka Nadbystrzycka Podhalańska Solidarności W. Witosa Żeglarska<br />
Rys. 4. Uśrednione wartości natężeń pola elektrycznego i magnetycznego w wybranych dwudziestu<br />
punktach pomiarowych (mapka rys.1b)<br />
Pomiary realizowano w słoneczne dni (śr. temp. 13,59 °C, wilgotność 28,31%). W wyniku<br />
przeprowadzonej analizy uzyskanych wartości pomiarowych, nie stwierdzono przekroczenia<br />
dopuszczalnych wartości natężeń pól elektrycznych i magnetycznych. W trakcie realizacji<br />
pomiarów nie zaobserwowano zbyt dużego zainteresowania pomiarami osób postronnych.<br />
Natomiast, umiejscowienie aparatury pomiarowej blisko jezdni, odnosiło wyraźniejszy efekt<br />
– zwalnianie prędkości samochodów (miernik na trójnogu :) ! ).<br />
Pełna wersja artykułu będzie rozszerzona o analizę wszystkich punktów pomiarowych, wraz<br />
ze szczególnym uwzględnieniem natężeń tylko składowej 50 Hz. Uzyskane wyniki<br />
pomiarowe emisji EM, wraz z dokumentacją fotograficzną, zostaną umieszczone na stronach<br />
koła naukowego ELMECOL. Planowane są dalsze pomiary, zwiększające liczbę punktów<br />
pomiarowych w celu powstania „emisyjnej” mapy Lublina.<br />
127
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ZASTOSOWANIE TOMOGRAFII MIKROFALOWEJ<br />
DO DETEKCJI RAKA GRUCZOŁU PIERSIOWEGO<br />
Arkadiusz Miaskowski 1 , Andrzej Bochniak 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Uniwersytet Przyrodniczy w Lublinie<br />
Katedra Zastosowań Matematyki i Informatyki<br />
ul. Akademicka 13, 20-950 Lublin<br />
2 Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy<br />
ul. Czerniakowska 16, 00-701 Warszawa<br />
Abstract<br />
The aim of this paper is the application of microwave tomography to breast cancer detection. In order to investigate<br />
the problem, the authors assumed that the model of breast is homogeneous and its electrical parameters i.e.<br />
dielectric constant and conductivity are described (approximately) by Debye’s formula. The model, its dimensions<br />
and electrical parameters calculated for frequency of 6 GHz are shown in Fig. 1. On the basis of synthetic<br />
data recorded at twenty five points as shown in Fig. 1 (the transmitter – receiver points are marked by Tx/Rx) the<br />
authors received twenty five signals. According to these scattered signals and confocal microwave imaging algorithm<br />
the authors were able to reconstruct the dimensions and the location of cancer. Moreover, the authors investigated<br />
the influence of electric parameters of the model on the just mentioned algorithm.<br />
Praca niniejsza ma na celu przedstawienie możliwości, jakie daje zastosowanie tomografii<br />
mikrofalowej do detekcji raka gruczołu piersiowego. W celu uproszczenia zagadnienia założono,<br />
że model piersi kobiecej jest homogeniczny, a jego parametry elektryczne (przenikalność<br />
elektryczna względna i konduktywność) opisane są równaniem Debye’a. Model numeryczny,<br />
jego wymiary, jak i parametry elektryczne przeliczone dla częstotliwości 6 GHz<br />
przedstawiono na rys. 1.<br />
Numeryczną analizę rozkładu pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości przeprowadzono<br />
metodą różnic skończonych w dziedzinie czasu, przy następujących warunkach:<br />
• wielkość voxela – 0,0005 [m];<br />
• częstotliwość – 6 GHz;<br />
• absorpcyjny warunek brzegowy PML – 20 warstw PML;<br />
• wymuszenie – dipol Hertza.<br />
Na podstawie wygenerowanych danych syntetycznych, rejestrowych w dwudziestu pięciu<br />
punktach (na rys. 1 oznaczono je Tx/Rx), otrzymano zależności natężenia pola elektrycznego<br />
od czasu. Na tej bazie wykonano rekonstrukcję obrazu w oparciu o ogniskujący algorytm radarowy.<br />
W rezultacie, autorzy byli w stanie określić położenie i wymiary raka. Ponadto wykonano<br />
analizę efektywności algorytmu rekonstrukcji obrazu w funkcji parametrów elektrycznych<br />
modelu gruczołu piersiowego.<br />
129
Rys. 1. Rozpatrywany model (rysunek poglądowy)<br />
Fig. 1. Schematically drawn idea of microwave<br />
imaging with parameters.<br />
Literatura<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Rys. 2. Model numeryczny (u góry) i obraz<br />
otrzymany po rekonstrukcji<br />
Fig. 2. The numerical model (upper) and reconstructed<br />
image (lower)<br />
[1] D. W. Winters, E. J. Bond, B. D. Van Veen, and S. C. Hagness, “Estimation of the frequencydependent<br />
average dielectric properties of breast tissue using a time-domain inverse scattering<br />
technique, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 54, pp. 3517-3528, 2006.<br />
[2] X. Li, E. J. Bond, B. D. Van Veen, and S. C. Hagness, “An overview of ultrawideband microwave<br />
imaging via space-time beamforming for early-stage breast cancer detection,” IEEE<br />
Antennas and Propagation Magazine, vol. 47, no. 1, pp. 19-34, Feb. 2005.<br />
[3] M. Lazebnik at al., A large-scale study of the ultrawideband microwave dielectric properties of<br />
normal breast tissue obtained from reduction surgeries, Physics in Medicine and Biology, Vol.<br />
52, pp. 2637-2656, 2007.<br />
[4] A. Giannopoulos, Modelling ground penetrating radar by GprMax, Journal of Construction<br />
and Building Materials, Vol. 19, pp. 755-762, 2005.<br />
130
Introduction<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
PLANNING OF MAGNETOTHERAPY<br />
IN THE HEALING OF ARTHRITIS<br />
Arkadiusz Miaskowski 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 University of Life Sciences in Lublin,<br />
Akademicka 13, 20-950 Lublin, Poland,<br />
arek.miaskowski@up.lublin.pl<br />
2 Central Institute of Labour Protection – National Research Institute<br />
Czerniakowska 16, 00-701 Warsaw, Poland,<br />
ankra@ciop.pl<br />
Nowadays one of the main diseases is the one of movement organs especially that connected<br />
with legs and knee joints, like arthritis or pseudo-arthritis. According to American statistics<br />
about 15% of Americans suffer from orthopedic diseases and more than 7 million need to be<br />
hospitalized because of orthopedic dysfunctions [1].<br />
There are many conventional methods of treatment in such cases, but for 20-25 years the<br />
method of magnetotherapy is being developed [2,3]. There is some fundamental research on<br />
the method and its effects in human organisms but the parameters of physical treatment are<br />
still selected by intuition rather than from the bank of proved data. In the paper we show the<br />
analysis of the resultant agent which is the effect of the stimulation, namely the eddy current<br />
distribution inside the knee joint. The value of current density can help in planning the<br />
treatment.<br />
Mathematical Model and Results<br />
It is obvious that it is the case with magnetic component of EMF<br />
dominated, so the excitation is taken as magnetic component which<br />
is uniform and directed towards the stimulator (leg) (Fig.2). The<br />
value of exciting field is not important as long as the case is<br />
considered linear.<br />
Fig. 2. The numerical model of the knee joint<br />
131<br />
The typical stimulator and<br />
stimulation used for<br />
orthopeadic applications are<br />
shown in Fig. 1.<br />
Fig. 1. The typical stimulator<br />
for magnetotherapy and<br />
treatment
The usual stimulation is done by magnetic field which varies periodically with frequency<br />
10-100 Hz in various forms. The material parameters were taken from Gabriels’ data [4]<br />
which are as follows:<br />
Tab. 1 Parameters of biological materials<br />
Material<br />
Conductivity<br />
[S/m]<br />
Density<br />
[g/cm 3 ]<br />
Body fluid 1.50000e+000 1.01<br />
Fat 2.00131e-002 0.916<br />
Lymph 5.21683e-001 1.04<br />
Nerve (spine) 2.76552e-002 1.038<br />
Muscle 2.41783e-001 1.047<br />
Blood vessel 2.64757e-001 1.04<br />
Bone (cortical) 2.00557e-002 1.99<br />
Skin 2.00000e-004 1.125<br />
Bone (cancellous) 8.08320e-002 1.92<br />
132<br />
Fig. 3. The distribution of eddy currents in the<br />
bones and tissues surrounding knee joint<br />
Calculations have been made by the use of frequency scaled FDTD algorithm [5]. The results<br />
of calculation are shown in Fig.3.<br />
As it can be seen from this exemplary calculation the biggest value of eddy current density is<br />
just in the vicinity of the joint, so it can help in some process of therapy. Translating the<br />
value of H = 1 A/m to the real value of magnetic flux density typical for stimulators – 10 mT,<br />
we obtain the maximum eddy current density as 10 - 20 µA/m 2 . It should be noticed that this<br />
value does not overcome the value of limited current density 1 mA/m 2 , which is the base for<br />
almost all standardization systems. Sometimes the magnetic field used in magnetotherapy is<br />
much higher and it reaches 100 mT. Further calculations will help in predicting the necessary<br />
current shape and the excitement coil.<br />
Bibliography<br />
[1] www.ortopedics.about.com<br />
[2] C.A.L. Basset, S.N. Mitchell, S.R. Gaston, Pulsing electromagnetic field treatment in ununited<br />
fractures and failed arthrosis, Journal of the American Medical Association, 1982, No. 247,<br />
623-628.<br />
[3] S. Gabriel, R.W. Lau and C. Gabriel, The dielectric properties of biological tissues: III.<br />
Parametric models for the dielectric spectrum of tissues, Phys. Med. Biol. 41 (1996), 2271-2293.<br />
[4] R. Cadossi, G.C. Traina, Orthopaedic Clinical Application of Biophysical Stimulation in<br />
Europe, in Bioelectromagnetic Medicine (eds. P.J. Rosch, M.S. Markov), Taylor and Francis,<br />
2004, 391-409.<br />
[5] A. Miaskowski, A. Krawczyk, Finite Difference Time Domain Method for High Resolution<br />
Modeling of Low Frequency Electric Induction in Humans, Electrical Review 11/2007,<br />
pp. 225-227.<br />
Publikacja opracowana na podstawie wyników zadania realizowanego w ramach programu wieloletniego pn.<br />
„Poprawa bezpieczeństwa i warunków pracy”, etap I dofinansowywanego w zakresie służb państwowych przez<br />
Ministerstwo Pracy i Polityki Społecznej w latach 2008-2010.<br />
Główny wykonawca i koordynator: Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
NUMERYCZNE MODELE GRUCZOŁU PIERSIOWEGO<br />
Joanna Michałowska-Samonek 1 , Andrzej Wac-Włodarczyk 1 ,<br />
Arkadiusz Miaskowski 2<br />
1 Politechnika Lubelska, Wydział Elektryczny, Lublin<br />
2 Uniwersytet Przyrodniczy, Katedra Matematyki, Lublin<br />
W Polsce nowotwory złośliwe są pierwszą przyczyną zgonu kobiet w wieku poniżej 65 lat.<br />
Wśród tych nowotworów pierwsze miejsce zajmuje rak piersi.<br />
Rys. 1. Zachorowania na nowotwory złośliwe wśród kobiet w Polsce.<br />
Przedstawiona praca ma na celu ułatwienie w badaniach nad nowotworem raka piersi.<br />
Do podstawowych zalet tomografii mikrofalowej w stosunku do mammografii należą [5]:<br />
– brak narażenia pacjentki na działanie promieniowania jonizującego<br />
– brak ucisku piersi<br />
– szacuje się, że metoda umożliwi wykrycie guzków o średnicy mniejszej niż 5 mm,<br />
– oczekuje się że będzie tańsza niż badanie MRI<br />
– tą metodą będą mogły być badane kobiety poniżej 40 roku życia.<br />
Wykorzystanie pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości w celach diagnostycznych<br />
jest znane od dawna. Prace badawcze prowadzone są w tym celu na całym świecie. Na<br />
podstawie badań przeprowadzanych przez University of Wisconsin, USA budowę anatomiczną<br />
piersi można przedstawić za pomocą modeli. Modele podzielone są na cztery główne<br />
klasy:<br />
133
Literatura<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
1 – prawie wyłącznie tłusta 2 – rozproszona włóknisto-gruczołowo<br />
( 75% gruczołów).<br />
1] www.rakpiersi.pl<br />
[2] M. Zhao, J.D. Shea, S.C. Hagness, D.W. van der Weide, B.D. Van Veen, and T. Varghese,<br />
“Numerical study of microwave scattering in breast tissue via coupled dielectric and elastic<br />
contrasts,” IEEE Antenn Wirel PR, vol. 7, pp. 247-250, 2008.<br />
[3] E. Zastrow, S.K. Davis, M. Lazebnik, F. Kelcz, B.D. Van Veen, S.C. Hagness „Database of<br />
3D Grid-Based Numerical Breast Phantoms for use In Computational Electromagnetics Simulations”<br />
University of Wisconsin 3 rd ed.,2005.<br />
[4] E. Zastrow, S.K. Davis, M. Lazebnik, F. Kelcz, B.D. Van Veen, and S.C. Hagness,<br />
“Development of anatomically realistic numerical breast phantoms with accurate dielectric<br />
properties for modeling microwave interactions with the human breast,” IEEE Trans Bio-med<br />
Eng, vol. 55, no. 12, pp. 2792-2800, Dec. 2008.<br />
[5] A. Miaskowski, A. Krawczyk, A. Wac-Włodarczyk „Zastosowanie promieniowania mikrofalowego<br />
w detekcji raka gruczołu piersiowego” Warszawa, CIOP-PIB 2007.<br />
134
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
BEZPRZEWODOWE SIECI INTERNETOWE<br />
W ZASTOSOWANIACH DOMOWYCH –<br />
PORÓWNANIE STANDARDÓW 802.11B I 802.11G<br />
Mariusz Najgebauer 1 , Sławomir Sobieraj 2<br />
1 Instytut Elektroenergetyki, Politechnika Częstochowska<br />
2 Absolwent Wydziału Elektrycznego Politechniki Częstochowskiej<br />
Idea współpracy ze sobą kilku stacji roboczych (komputerów) stworzyła zupełnie nowe możliwości<br />
wykorzystania zasobów komputerowych i współdzielenia informacji. Jej celem było<br />
umożliwienie i ułatwienie komunikacji między użytkownikami (przesyłanie wiadomości, plików),<br />
współdzielenie różnych zasobów (np. drukarek i innych urządzeń zewnętrznych, oprogramowania<br />
i baz danych), jak również prowadzenie rozproszonych obliczeń wykorzystujących<br />
wspólną moc procesorów. Bez względu na to, czy były to sieci lokalne, rozległe sieci<br />
stworzone do celów rozrywkowych, poważnych badań naukowych, czy też celów militarnych,<br />
potrzebowały medium przepływu informacji między stacjami roboczymi i serwerami.<br />
W początkowym okresie nośnikami danych były kable, a budowa sieci wiązała się z licznymi<br />
uciążliwymi pracami budowlami.<br />
W drugiej połowie lat 90-tych ubiegłego stulecia powstały pierwsze sieci bezprzewodowe<br />
WLAN (ang. Wireless Local Area Network). W sieci bezprzewodowej wykorzystuje się fale<br />
elektromagnetyczne (radiowe lub podczerwone) do przesyłania danych z punktu dostępowego<br />
A do punktu B, z wykorzystaniem medium, jakim jest atmosfera ziemska. Wadą takiego rozwiązania<br />
jest ograniczony obszar działania. Ponadto, wraz ze wzrostem liczby przeszkód na<br />
drodze między urządzeniami (ścian gipsowych, ceglanych, betonowych i konstrukcji stalowych),<br />
ograniczony zostaje rzeczywisty zasięg sieci, który jest głównym czynnikiem<br />
uwzględnianym przy jej projektowaniu [1-4].<br />
W 1997 roku Komitet Elektryków i Elektroników (IEEE, ang. Institute of Electrical and Electronics<br />
Engineers) zaproponował dla sieci bezprzewodowych standard 802.11. Umożliwia on<br />
budowę sieci równorzędnych (ad-hoc) oraz infrastrukturalnych. Standard ten wykorzystuje<br />
częstotliwości z zakresu 2,4-2,4835 GHz oraz zapewnia prędkość transmisji danych w zakresie<br />
1 ÷ 11 Mbit/s. Maksymalna odległość pomiędzy urządzeniami nadawczymi ściśle zależy<br />
od jakości podzespołów, a także od warunków, w jakich pracują urządzenia (zabudowana czy<br />
otwarta przestrzeń). Standard ten doczekał się wielu modyfikacji, z których do najbardziej<br />
popularnych należą 802.11b i 802.11g [1-5].<br />
Standard 802.11b został wprowadzony do użytku 16 września 1999 r. (w Polsce od końca<br />
2000 roku) i do dziś jest jednym z bardziej powszechnych standardów. Pozwala osiągnąć zasięg<br />
do 45 m w pomieszczeniach zamkniętych oraz do 95m w otwartej przestrzeni. Jednak<br />
wzrost odległości od nadajnika powoduje ograniczenie szybkości transmisji danych. Standard<br />
135
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
802.11b jest niemal siedmiokrotnie szybszy od standardu 802.11, a jego prędkość maksymalna,<br />
dzięki użyciu innej modulacji częstotliwości, wynosi do 11 Mbit/s [1-5].<br />
Pod koniec czerwca 2003 roku wprowadzono do użytku standard 802.11g. Stanowi on połączenie<br />
standardów 802.11a (technika modulacji) oraz 802.11b (pasmo pracy). Standard<br />
802.11g działa paśmie 2,4G Hz z prędkością maksymalna 54 Mbit/s. Jest całkowicie zgodny<br />
z 802.11b i wykorzystuje te same anteny, jednakże wykorzystanie starszych urządzeń 802.11b<br />
powoduje ograniczenie prędkości. Utrzymanie maksymalnej prędkości standardu 802.11g<br />
wymaga stosowania anten o większej mocy [1-5].<br />
W pracy zostaną przedstawione badania dotyczące dwóch najbardziej popularnych standardów<br />
komunikacyjnych w amatorskich i profesjonalnych sieciach komputerowych,<br />
a mianowicie standardu 802.11b i standardu 802.11g. Do pomiarów użyto urządzeń firmy<br />
Edimax: Access Point’a AR-7084gA i karty sieciowej USB EW-7318Ug. Badania przeprowadzono<br />
na terenie domu jednorodzinnego oraz w jego otoczeniu. W analizie uwzględniono<br />
wpływ rozmieszczenia urządzeń na jakość i moc sygnałów sieci bazujących na tych standardach.<br />
Analizując wyniki pomiarów dla standardów 802.11b i 802.11g, przeprowadzone w<br />
rożnych punktach budynku i poza nim, stwierdzono duży wpływ rozmieszczenia punktu dostępowego<br />
na działanie domowej sieci bezprzewodowej.<br />
Na podstawie pomiarów stwierdzono, że standard 802.11b jest lepszym wyborem dla sieci<br />
domowych zlokalizowanych w dużych budynkach, w których sygnał natrafia na wiele przeszkód<br />
i ścian. Standard 802.11b zapewniał prędkości zbliżone do maksymalnych<br />
w każdym miejscu, do którego dociera sygnał urządzenia. Natomiast standard 802.11g okazał<br />
się dobrym rozwiązaniem w mniejszych sieciach czy małych domach, gdzie użytkownikowi<br />
nie zależy na dużym zasięgu, a tylko na prędkości przesyłu danych. Sygnał tego standardu był<br />
bardzo podatny na ograniczenia przez różnego rodzaju przeszkody, a przewidziane dla niego<br />
transfery maksymalne uzyskiwane były na bardzo małych odległościach. Przy większych odległościach,<br />
albo przy dużej liczbie przeszkód na drodze sygnału, transfery standardu 802.11g<br />
spadały znacznie poniżej prędkości oferowanych przez standard 802.11b [6].<br />
Szczegółowe wyniki badań, porównujących jakość i siłę sygnału dla urządzeń pracujących<br />
w standardach 802.11b i 802.11g, zostaną przedstawione w pełnej wersji pracy.<br />
Literatura<br />
[1] Heltzel P., Domowe sieci bezprzewodowe, Wydawnictwo HELION, Gliwice, 2004.<br />
[2] Plumley S., Sieci komputerowe w domu i biurze – Biblia, Wydawnictwo HELION, Gliwice,<br />
2001.<br />
[3] Lowe S., Sieci domowe. Nieoficjalny podręcznik, Wydawnictwo HELION, Gliwice, 2006.<br />
[4] Zieliński B., Bezprzewodowe sieci komputerowe, Wydawnictwo HELION, Gliwice, 2000.<br />
[5] Gast M.S., 802.11. Sieci bezprzewodowe. Przewodnik encyklopedyczny, Wydawnictwo<br />
HELION, Gliwice, 2003.<br />
[6] Sobieraj Sł., Bezprzewodowe sieci internetowe w zastosowaniach domowych, Praca inżynierska,<br />
Wydział Elektryczny, Politechnika Częstochowska, Częstochowa, 2009.<br />
136
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
ELECTROMAGNETIC AWARENESS<br />
AND EDUCATION OF CARDIAC IMPLANT PATIENTS<br />
Introduction<br />
Anna Pławiak-Mowna 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1<br />
University of Zielona Gora, Faculty of Electrical Engineering, Computer Science<br />
and Telecommunications, Institute of Computer Engineering and Electronics<br />
2 Central Institute of Labour Protection – National Research Institute, Warsaw<br />
The number of people whose work or live exposes them to artificial (man-made)<br />
electromagnetic fields is growing. The awareness of coexistence EMF sources within the<br />
healthcare and everyday environment is rising. The national and international associations<br />
(institutions, legislatures) have assigned different limit values for electromagnetic radiation<br />
levels in various standards and regulations.<br />
Everybody is exposed to electromagnetic radiation, for example radiofrequency radiation<br />
from cellular antennas, cellular towers, broadcast transmission towers. Cardiac implant<br />
wearers are special group of society, because of there is possibility of harmful interference.<br />
Cardiac device implant patients are interested in direct access to real and actual information<br />
about living with implanted device (in aspects of medical and health care areas, implantation<br />
procedures and therapy and products overview). That information can be available through<br />
specialized webpage. The authors demonstrate the basic specification of education cardiac<br />
device implant wearers about electromagnetism and specially electromagnetic interferences.<br />
The Pacemaker Patients Education – Web Pages Review<br />
In a high-tech age the expectation of pacemaker-wearers for better healthcare is rising.<br />
A variety of public education materials are available in consulting-room/ hospital/etc and<br />
there is a possibility to take brochures/folders/etc home. Nowadays, Web portals are being<br />
used in patient education.<br />
Many active specialized web pages present general information about pacemakers, about the<br />
procedure and the care afterwards [2,3], about devices that may interfere with pacemakers<br />
[1,4,5,6]. Patients need to be an active participant in their education (for example by<br />
interactive tutorial [7]). Medical staff need the tools to help patients understand their diseasestate,<br />
treatment options and living with disease (and implant).<br />
137
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The Pacemaker Patients Education – Initial Project Review<br />
Pacemaker wearers need to be educated not only in living with disease, but also in living with<br />
device (in awareness of threats). The number of people (cardiac implant wearers) whose work<br />
or live exposes them to artificial (man-made) electromagnetic fields is growing. The<br />
awareness of coexistence EMF sources within the healthcare and everyday environment is<br />
rising. That information can be available through specialized webpage. System (ePacemaker)<br />
described a problem of exposing pacemaker wearers (cardiac pacemaker) to EMF. The basic<br />
specification of education cardiac device implant wearers about electromagnetism and<br />
specially electromagnetic interferences are:<br />
(1) provide information about device malfunction and its consequences,<br />
(2) include family members in education.<br />
The initial version of ePacemaker system will allow medical staff to show patients<br />
educational materials featuring problem of exposing pacemaker wearers to electromagnetic<br />
field. This will provide patients with a better understanding of interaction pacemaker-EMF.<br />
Summary<br />
Trend in pacemakers malfunction rates due to EMI in real-life situation that is the problem.<br />
Patients are interested in estimation of risk and they want to know the relation between the<br />
level of risk and technical parameters of exposure is a prevalent aspect of the everyday life.<br />
Authors suggest future plans focusing on realization specialized system (as a part of<br />
specialized webpage). Project will be focused on popularization knowledge of EMF<br />
interference. This will provide patients with a better understanding of kind of interaction<br />
pacemaker-EMF.<br />
References<br />
[1] http://www.americanheart.org/presenter.jhtml?identifier=33, accessed: March 15th, 2009.<br />
[2] http://www.cardiologyassociatespc.com/handler.cfm?event=practice,template&cpid=5929,<br />
accessed: March 15 th , 2009.<br />
[3] http://www.nursingcenter.com/library/JournalArticle.asp?Article_ID=841499, accessed: March<br />
15 th , 2009.<br />
[4] http://mkt.medselfed.com/asp/prodDisplay.asp?prodId=399&partnerId=mkt&id=&cachedate=<br />
&emailId=&affId=&campId=&hideNav= , accessed: March 15 th , 2009.<br />
[5] http://www.nlm.nih.gov/medlineplus/tutorials/pacemakers/htm/index.htm, accessed: March<br />
15 th , 2009.<br />
[6] http://www.nlm.nih.gov/medlineplus/pacemakersandimplantabledefibrillators.html, accessed:<br />
March 15 th , 2009.<br />
[7] http://www.nlm.nih.gov/medlineplus/tutorials/pacemakers/htm/_no_50_no_0.htm, accessed:<br />
March 15 th , 2009.<br />
138
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
JAKOŚĆ OBRAZOWANIA<br />
W TOMOGRAFII WIELOŚCIEŻKOWEJ<br />
Krzysztof Polakowski 1 , Stefan F. Filipowicz 2, 4 , Jan Sikora 3, 4 , Tomasz Rymarczyk 4<br />
Wstęp<br />
1 Politechnika Warszawska, Instytut Maszyn Elektrycznych,<br />
Pl. Politechniki 1, 00-661 Warszawa, e-mail: kp@zkue.ime.pw.edu.pl,<br />
2 Politechnika Warszawska, Instytut Elektrotechniki Teoretycznej I Technik Informacyjnych,<br />
Pl. Politechniki 1, 00-661 Warszawa, e-mail: 2xf@nov.iem.pw.edu.pl,<br />
3 Politechnika Lubelska, Wydział Elektroniki,<br />
Nadbystrzycka 38d, 20-618 Lublin, e-mail: j.sikora@iel.waw.pl,<br />
4 Instytut Elektrotechniki,<br />
ul. Pożaryskiego 28, 04-703 Warszawa, e-mail: Tomasz@rymarczyk.com<br />
Praca jest kolejnym etapem tworzenia algorytmów konstrukcji obrazu w tomografii wielościeżkowej<br />
(ultradźwiękowej, optycznej itp.) wykorzystującej algorytmy z grupy metod algebraicznych,<br />
bazujących na aproksymacji funkcji przez szeregi o skończonej długości. Badany<br />
obszar dyskretyzowany jest w postaci kwadratowych komórek, które traktowane są, jako piksele<br />
w odtwarzanym obrazie [1, 2].<br />
Wyniki symulacji komputerowej<br />
W pracy zamieszczono wyniki obrazowania obiektów obrazujących przepływ o skomplikowanym<br />
profilu. Odtworzenie profilu przepływu w badanej płaszczyźnie polegało na wyznaczeniu<br />
estymat skończonego zbioru nieznanych wartości, które można określić, jako f(x, y).<br />
W przypadku tomografii, na podstawie pomiarów impulsów penetrujących badany obszar<br />
sygnałów można uzyskać scałkowane wartości badanego parametru na drogach i-tych ścieżek<br />
pomiarowych (zwanych promieniami), które są określane rzutami (lub projekcjami).[3, 4].<br />
Na rys. 1a przedstawiono modelowany profil a zarazem obraz uzyskany w wyniku symulacji,<br />
który dokładnie odzwierciedla założenia. Eksperyment numeryczny został przeprowadzony na<br />
niezaszumionych danych syntetycznych bez filtracji. Algorytm konstrukcji obrazu bazuje na nadokreślonym<br />
układzie równań, umożliwiającym uzyskanie precyzyjnego rozwiązania [5].<br />
Do uzyskania prawidłowego wyniku najwygodniej jest skorzystać z wykresu<br />
( k )<br />
r = f<br />
( k )<br />
f , gdzie k są wartościami osobliwymi, który jest przedstawiony na rys. 2.<br />
{ }<br />
139
a) b)<br />
45<br />
40<br />
35<br />
30<br />
25<br />
20<br />
15<br />
10<br />
5<br />
5<br />
10<br />
15<br />
20<br />
25<br />
30<br />
5 10 15 20 25 30<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Rys. 1. Badany obiekt (typu „T”): a) obiekt i jego obraz symulacyjny b) profil tomograficzny<br />
10 2<br />
10 0<br />
10 -2<br />
0<br />
0 20 0 400 60 0 800 1000 1200<br />
140<br />
9<br />
8<br />
7<br />
6<br />
5<br />
4<br />
3<br />
2<br />
1<br />
0<br />
35<br />
30<br />
25<br />
20<br />
15<br />
10<br />
5<br />
0<br />
0<br />
Rys. 2. Residualna norma wektora reszt w funkcji<br />
normy wektora rozwiązań (oś Y liniowa i logarytmiczna)<br />
Reprezentacja logarytmiczna pokazuje osiągnięcie prawidłowego rozwiązania, które znajduje<br />
się na pionowym załamaniu wykresu.<br />
Literatura<br />
10<br />
0 200 40 0 600 80 0 10 00 1 200<br />
-4<br />
[1] Kak A., C., Slaney M.: Principles of Computerized Tomographic Imaging, IEEE Press, 1999<br />
[2] Lawson C. L., Hanson R. J.: Solving Least Squares Problems”, Classics in Applied<br />
Mathematics 15, SIAM, 1995<br />
[3] Polakowski K., Filipowicz F.S., Filipowicz Z.: 2,5D tomographic imaging for ultrasonic<br />
investigations, Przegląd Elektrotechniczny, nr 2, 2007, pp. 113-115<br />
[4] Polakowski K., Sikora J., Filipowicz F.S.: SVD for image construction in ultrasound<br />
tomography, The International Conference on “Computer as a Tool” EUROCON, Warszawa,<br />
2007, pp. 276-281<br />
[5] Polakowski K., Sikora J.: Visualization and image analysis problems in multipath ultrasonic<br />
tomography, 5th World Congress on Industrial Process Tomography WCIPT5, Bergen, 2007,<br />
pp. 941-948<br />
5<br />
10<br />
15<br />
20<br />
25<br />
30<br />
35
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
POTENTIAL FORMULATIONS<br />
FOR SOLVING TEAM PROBLEM 27<br />
Zoltán Pólik, Miklós Kuczmann<br />
Laboratory of Electromagnetic Fields,<br />
Széchenyi István University, H-9026, Egyetem tér 1, Győr, Hungary<br />
e-mail: polikzoltan@gmail.com<br />
In the case of many applications, for example NDT and NDE systems, but the most devices<br />
based on electromagnetic discipline, the exact modelling is very important during the<br />
development stage.<br />
The problem 27 of TEAM Workshops provides experimental and numerical solutions of a<br />
known problem [1]. It is a useful example to test the efficiency and the speed of different<br />
numerical methods.<br />
The built up of the arrangement can be seen in Fig. 1, which is implemented in the frame of<br />
the COMSOL Multiphysics software package.<br />
Fig. 1. The finite element mesh of the arrangement<br />
Above an aluminum cylinder there are a „pancake coil” and two sensors which are able to<br />
measure the horizontal radial component of the magnetic flux density. Below one of the<br />
sensors there can be three different flaws. The measured quantity – HDFD (Horizontal<br />
Differential Flux Density) – is the difference between the tensions provided by the two<br />
sensors during a current turn-off effect [2]. The simulated results of the problem by the<br />
International TEAM Workshop can be seen in Fig. 2.<br />
In the present, a three dimensional finite element model has been built up to simulate the<br />
HDFD of the above arrangement in the case of the three defined flaws by using the A,V – A<br />
potential formulation with vector finite elements [3,4].<br />
141
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The goal of the project is to implement several models by using different potential<br />
formulations and to find the fastest, the most efficient and most accurate one to solve the<br />
TEAM problem 27.<br />
Fig. 2. Horizontal differential flux density in the case of<br />
the flaws<br />
In the full paper some numerical simulations by using different potential formulations to solve<br />
the variation of the horizontal differential flux density in the defined current turn-off case will<br />
be shown. The applied potential formulations will be described, as well. Finally, the results of<br />
the simulations will be compared considering the time of the solutions, the number of the<br />
mesh elements, the number of the unknowns and the accurancy of the results. The results of<br />
the simulations will be compared with other papers, as well [5].<br />
Acknowledgement<br />
This paper was supported by the János Bolyai Research Scholarship of the Hungarian<br />
Academy of Sciences (BO/00064/06), by Széchenyi István University, and by the Hungarian<br />
Scientific Research Fund (OTKA PD 73242), and by Hungarian Science and Technology<br />
Foundation (OMFB-00725/2008).<br />
References<br />
[1] F. Thollon, “Eddy Current NDT and Deep Flaws – International TEAM Workshop Problem<br />
27”, http://www.compumag.co.uk/.<br />
[2] D.N. Dyck, G. Gilbert, B. Forghani, J.P. Webb, “An NDT Pulse Shape Study With TEAM<br />
Problem 27” IEEE Transaction on Magnetics, vol. 40, No. 2. pp. 1406-1409, 2004.<br />
[3] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetism, Akadémiai Kiadó,<br />
Budapest, 2008.<br />
[4] J.L. Rasolonjanahary, F. Thollon, N. Burais, „Study of Eddy Currents Non Destructive<br />
Testing System in Riveted Assemblies”, IEEE Transaction on Magnetics, vol. 32, No. 3. pp.<br />
1585-1588, 1996.<br />
[5] M. Kaltenbacher, S. Reitzinger, „Nonlinear Three-Dimensional Magnetic Field Computations<br />
Using Lagrange Finite-Element Functions and Algebraic Multigrid”, IEEE Transaction on<br />
Magnetics, vol. 38, No. 3. pp. 1489-1496, 2002.<br />
142
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL<br />
OF SINGLE-PHASE TRANSFORMER<br />
Renato Pulko, Miralem Hadžiselimović, Bojan Štumberger, Ivan Zagradišnik<br />
University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science<br />
Smetanova ul. 17, 2000 Maribor, Slovenia<br />
e-mail: renato.pulko@uni-mb.si<br />
phone: (+3862) 2207 039, fax: (+3862) 2207 272<br />
Transformer is a static device which converts one or more systems of primary voltages and<br />
currents into one or more systems of secondary voltages and currents usually of different<br />
voltage and current levels and the same frequency. Most of the time transformers operates<br />
with constant voltage, current and power (sinusoidal steady-state operation). However, in the<br />
electric power distribution systems sometimes appear faults or rapid changes of power<br />
consumption. In these cases different dynamic changes occurred, which after a certain time<br />
settle down to the sinusoidal steady state. Such dynamic operation can be analyzed only by<br />
developing a suitable dynamic model [1,2]. A transformer incorporates the magnetically<br />
nonlinear iron core, which should be integrated into nonlinear dynamic model of transformer<br />
in order to achieve the best agreement between transformer model transient response and<br />
transient response of real transformer. The proposed paper deals with the determination of the<br />
magnetic nonlinear characteristic of shell-type transformer core material, which is an essential<br />
part of transformer. Voltage balance equation of transformer’s primary winding considering<br />
Faraday’s law can be described by (1):<br />
( )<br />
dψ i ∂ψ<br />
di<br />
u = Ri + ⇒ u = Ri +<br />
∂<br />
1 1 1 1<br />
1 1<br />
dt 1 1<br />
i1dt where R represents the ohmic resistance of the primary winding, u1 the primary voltage, i1 the<br />
primary current and ψ (i1) represent the primary magnetic flux linkage.<br />
The primary and the secondary windings are wounded around the middle column, which<br />
cross-section is two times greater then cross-section of left and right side column in order to<br />
make good usage of inserted windings. Because of this type core geometry the main magnetic<br />
flux of the middle column is divided into the two equal parts which is presented in Fig. 1.<br />
143<br />
() 1
u1<br />
i1<br />
N1<br />
u2<br />
i2<br />
N2<br />
um<br />
i<br />
m<br />
Nm<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
144<br />
Φ 2<br />
u1<br />
u2<br />
i1<br />
i2<br />
N1<br />
N2<br />
Fig. 1: Single-phase shell-type transformer<br />
Φ 2<br />
Nm m i<br />
For determination of the magnetically nonlinear characteristic of iron core in form of the flux<br />
linkage characteristic [3], the numerical integration of measurement voltage and current<br />
waveforms must be conducted:<br />
t<br />
( t) = ( u( ) −Ri(<br />
) ) d ( 2)<br />
∫<br />
ψ τ τ τ<br />
0<br />
The measured voltage u1(t) and responding current i1(t) recorded during tests are shown in<br />
Fig. 2 a) and b). The calculated flux linkage and corresponding nonlinear hysteresis-loop<br />
characteristics ψ 1 = f ( i1)<br />
for different supplied voltages are shown in Fig. 3a. A uniform<br />
nonlinear magnetic characteristic determined from peaks of hysteresis-loops is shown in Fig.<br />
3b.<br />
u[V]<br />
200<br />
150<br />
100<br />
50<br />
0<br />
-50<br />
-100<br />
-150<br />
-200<br />
0 100 200 300 400<br />
t[s]<br />
500 600 700 800<br />
i[A]<br />
0.4<br />
0.3<br />
0.2<br />
0.1<br />
0<br />
-0.1<br />
-0.2<br />
-0.3<br />
um<br />
-0.4<br />
0 100 200 300 400<br />
t[s]<br />
500 600 700 800<br />
Fig. 2a: Time waveform of primary voltage u1(t) Fig. 2b: Time waveform of primary current i1(t)<br />
Ψ[Vs]<br />
0.5<br />
0.4<br />
0.3<br />
0.2<br />
0.1<br />
0<br />
-0.1<br />
-0.2<br />
-0.3<br />
-0.4<br />
-0.5<br />
-0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0<br />
i[A]<br />
0.1 0.2 0.3 0.4<br />
Ψ[Vs]<br />
1<br />
0.9<br />
0.8<br />
0.7<br />
0.6<br />
0.5<br />
0.4<br />
0.3<br />
0.2<br />
0.1<br />
0<br />
0 0.5 1 1.5 2 2.5<br />
i[A]<br />
3 3.5 4 4.5 5<br />
Fig. 3a: Hysteresis-loop characteristics ψ1 (i1) Fig. 3b: Nonlinear magnetic characteristics ψ1<br />
(i1)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The whole family of hysteresis-loop characteristics f ( i )<br />
ψ 1 = 1 presented in Fig. 3a was<br />
experimentally determined at 10 different voltages. Taking into account the modeling of the<br />
secondary winding nonlinear characteristic ψ 2 = f ( i2)<br />
together with the nonlinear<br />
characteristics ψ 2 = f ( i1, i2)<br />
and ψ 1 = f ( i1, i2)<br />
, the complete magnetically nonlinear dynamic<br />
model can be developed. The modeling method for the primary and for the secondary winding<br />
considering real coefficient of coupling and the simulation results obtained by the developed<br />
nonlinear dynamic transformer model will be presented in the full paper for different transient<br />
phenomena.<br />
References<br />
[1] M. Hadžiselimović, G. Štumberger, T. Marčič, B. Štumberger, I. Zagradišnik, Magnetically<br />
nonlinear dynamic model of synchronous motor with permanent magnets. J. magn. magn.<br />
mater. 2007, vol. 316, pp. e257-e260.<br />
[2] M. Hadžiselimović, B. Štumberger, P. Virtič, P. Pišek, T. Marčič, G. Štumberger.<br />
Determining parameters of a two-axis permanent magnet synchronous motor dynamic model<br />
by finite element method. Prz. Elektrotech., 2008, vol. 84, no. 1, pp. 77-80.<br />
[3] M. Hadžiselimović, G. Štumberger, T. Marčič, B. Štumberger, I. Zagradišnik, Measurement of<br />
magnetic nonlinear characteristics of DC electromagnetic brake. Prz. Elektrotech., 2006, vol.<br />
82, no. 12, pp. 76-79.<br />
145
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
A PIECEWISE-CONSTANT<br />
MINIMAL PARTITION PROBLEM<br />
OF THE MUMFORD-SHAH ALGORITHM IN EIT<br />
Tomasz Rymarczyk 2 , Stefan F. Filipowicz 1, 2 , Jan Sikora 2, 3 , Krzysztof Polakowski 4<br />
Introduction<br />
1 Warsaw University of Technology, Institute of the Theory of Electrical Engineering,<br />
Measurement and Information Systems<br />
Pl. Politechniki 1, 00-661 Warszawa, e-mail: 2xf@nov.iem.pw.edu.pl<br />
2 Electrotechnical Institute, ul. Pożaryskiego 28, 04-703 Warszawa, e-mail: tomasz@rymarczyk.com<br />
3 Lublin University of Technology, Department of Electronics, Nadbystrzycka 38d, 20-618 Lublin<br />
4 Warsaw University of Technology, Institute of Electrical Machines<br />
Pl. Politechniki 1, 00-661 Warszawa, e-mail: kp@zkue.ime.pw.edu.pl,<br />
In this paper was proposed a method based on the level set idea and the Mumford-Shah<br />
algorithm to solve the inverse problem in the electrical impedance tomography. Several of<br />
numerical techniques with different advantages have been proposed to solve the problem. The<br />
level set idea was proposed here. The representation of the shape of the boundary and its<br />
evolution during an iterative reconstruction process is achieved by the level set method<br />
[4,5,6,7]. The conductivity values in different regions are determined by the finite element<br />
method [1]. The extension methodology discussed earlier is used to build a velocity field<br />
through the narrow band, which is then used to update the level set function which advances<br />
the void boundary. Numerical algorithm is a combination of the level set method for<br />
following the evolving step edges and the finite element method for computing the velocity.<br />
The Mumford-Shah functional was extended to the electrical impedance tomography problem<br />
[1,2]. In addition to minimizing the objection function of the difference between the potential<br />
due to the applied current and the measured potential.<br />
Mumford-Shah Algorithm in EIT<br />
The Mumford-Shah functional was proposed in the iterative algorithm [3,8]. The proposed<br />
model follows and fully generalizes works [8], where there was proposed an active contour<br />
model without edges based on a 2-phase segmentation and level sets. The piecewise-constant<br />
segmentation of images allows for some segments using a new multi-phase level set<br />
formulation and partition of the image domain. There was used two different materials with<br />
piecewise constant conductivities γ 1 and γ 2 . Then γ is representing following:<br />
γ = γ 1H<br />
( φ ) + γ 2(<br />
1−<br />
H(<br />
φ ) )<br />
(1)<br />
where H is the Heaviside function<br />
Problem reduces to determine functional minimum:<br />
147
p<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
F = 0.<br />
5 ∑( Φ − V0<br />
) ( Φ − V0<br />
)<br />
(2)<br />
j=<br />
1<br />
where p is the number of the projection angles.<br />
The derivative of F with respect to γ is given by<br />
∂F<br />
p<br />
= − ∑ ∇ϕ<br />
j∇ϕ<br />
j (3)<br />
∂γ<br />
j=<br />
1<br />
T<br />
Figures 1 presents an image reconstruction by using the level set methods and the finite<br />
element method.<br />
a) b)<br />
c) d)<br />
Fig.1. Images reconstruction with Mumford-Shah algorithm: a) eps=0.0001, b) eps=0.001 with the<br />
reinitialization, c) eps=0, d) eps=0.001 with the reinitialization and nu=0,0005.<br />
References<br />
[1] Filipowicz S.F., Rymarczyk T.: Tomografia Impedancyjna, pomiary, konstrukcje i metody<br />
tworzenia obrazu. BelStudio, Warsaw 2003.<br />
[2] Filipowicz S.F., Rymarczyk T., Sikora: J. Level Set Method for inverse problem solution in<br />
electrical impedance tomography. XII ICEBI & V EIT Conference. Gdańsk 2004.<br />
[3] Mumford D., Shah J.: Optimal approximation by piecewise smooth functions and associated<br />
variational problems. Comm. Pure Appl. Math., (42):577–685, 1989.<br />
[4] Osher S., Fedkiw R.: Level Set Methods and Dynamic Implicit Surfaces. Springer, New York<br />
2003.<br />
[5] Osher S., Sethian J.A.: Fronts Propagating with Curvature Dependent Speed: Algorithms<br />
Based on Hamilton-Jacobi Formulations. J. Comput. Phys. 79, 12-49, 1988.<br />
[6] Osher, S., Fedkiw, R.: Level Set Methods: An Overview and Some Recent Results. J. Comput.<br />
Phys. 169, 463-502, 2001.<br />
[7] Sethian J.A.: Level Set Methods and Fast Marching Methods. Cambridge Univeristy Press<br />
1999.<br />
[8] Vese L. Chan T.: A new multiphase level set framework for image segmentation via the<br />
Mumford and Shah model. CAM Report 01-25, UCLA Math. Dept., 2001.<br />
148
Introduction<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
INDUCED CURRENT MEASUREMENTS<br />
IN THE BODY OF MANPACK RADIO OPERATORS<br />
Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek<br />
Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Warsaw<br />
Modern army cannot operate without huge variety of technical devices such as radars, radios or<br />
electronic-warfare systems. Moreover there is a constant need to equip every single private with<br />
more and more radio-gadgets which help him to better communicate with his commander, to<br />
receive orders in the real time and collect, preserve and transmit battlefield data.<br />
Soldiers who need to communicate only on the fireteam or squad level use transceivers of<br />
frequency band slightly higher than cell phones. Exposition on electromagnetic fields<br />
generated by these radios is similar to that from cell phones. It is a local exposition of body<br />
parts in the nearness of the radio (head, hand or arm). The communication on the level of<br />
platoon or company in the range of few kilometers is realized inter alia with manpack radios<br />
of HF, VHF and sometimes of UHF bands.<br />
To provide a proper communication conditions the manpack radio works with transmitted<br />
power as big as 20 W (in comparison fireteam radios – 0,4 W). The manpack radio is used<br />
during movement or in the trench. In both cases the operator is in the proximity of an antenna.<br />
It means that he is exposed on electromagnetic field as high as 150 V/m.<br />
Problem<br />
Taking into account above mentioned conditions the electric field intensity criterion (given in<br />
regulations [4]) limits the total transmission time of the manpack radio to less than 10 minutes<br />
per day, what is highly insufficient. Whereas EU/ICNIRP regulations [1] suggest firstly to<br />
measure currents induced in the body exposed on RF field, and if they exceed permissive<br />
level, secondly to measure electromagnetic field intensities.<br />
There are two main ways to measure these currents. One way is to use low profile platform<br />
consisting of two parallel conductive plates isolated from each other and one located above the<br />
other. Human is placed on the upper plate of the platform. A voltage drop on a resistor placed<br />
between the plates provides a measure of the induced current which flows through both the<br />
human and the meter. The second way is to use clamp-on current probe placed on the ankle.<br />
Researchers try to give the answer which method gives a more reliable results [5]. They<br />
concentrate their attention on comparison of both methods when experiment conditions are<br />
changing. But they only differ ground conductivity and ground surface texture the exposed<br />
human stands on. They do not give hints whether the height of exposed person affect the<br />
induced current measurements. Does his silhouette and body composition matter? How big is<br />
the difference of induced current when exposed person stands or squats near the radio?<br />
149
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Finally they do not give us information how important are all objects placed in the proximity<br />
of exposed person. Moreover standards and accepted procedures do not specify these<br />
conditions. IEEE recommends [2] to use a Human Equivalent Antenna what is the proper<br />
solution at the plane wave condition [3]. Person with manpack radio on his shoulders is<br />
always in the near field region of the antenna. Because of that the Human Equivalent Antenna<br />
is useless for measurements of induced currents caused by manpack radio.<br />
Solution<br />
The goal of this study was to set conditions for induced current measurements in the body of<br />
manpack radio operator. The measurements have been performed with clamp-on current probe.<br />
The clamp-on current probe has been chosen because it is less responsive for ground<br />
conductivity and ground surface texture than platform meter. The induced currents have been<br />
measured in both ankles of three volunteers operating a few FM manpack radios in the<br />
frequency range 1,5 – 100 MHz. Exposed persons differ in height from 1,60 to 1,85 m. The<br />
currents have been measured in three typical for radio operator body configurations: 1) radio on<br />
the shoulders, 2) radio on the ground, operator stands beside, 3) radio on the ground, operator<br />
squats or kneels beside. Additionally we have examined if the grounding of the radio matters<br />
and how the object placed in the proximity of the radio disturbs the measurements. These<br />
objects were a concrete wall, a tree and a car.<br />
Conclusion<br />
There is no need to look for a special or average person to measure induced currents in his<br />
ankles, we do not see meaningful differences between our radio operators.<br />
The position of operator during the transmission has a great impact on current induced in his<br />
body, the values of currents in standing positions were almost twice as big as in squatting<br />
position or kneeling.<br />
The grounding of the radio is the key factor, the values of currents induced in the ankles<br />
dropped three to four times after the radio had been grounded.<br />
The objects in the nearness are not important unless they are conductors, but the<br />
measurements in the proximity of the car showed that we should keep distance of 3 to 5<br />
meters from such objects.<br />
References<br />
1. Directive 2004/40/EC of The European Parliament and of The Council of 29 April 2004 on<br />
the minimum health and safety requirements regarding the exposure of workers to the risks<br />
arising from physical agents (electromagnetic fields).<br />
2. IEEE C95.3-2002 Recommended Practice for Measurements and Computations of Radio<br />
Frequency Electromagnetic Fields with Respect to Human Exposure, 100 kHz-300 GHz.<br />
3. Poljak D., Choy Y. T., Gandhi O., Sarolic A., Human equivalent antenna model for transient<br />
electromagnetic radiation exposure, IEEE/EMC Transactions 2003, vol. 45, iss. 1, pp. 141 – 145<br />
4. Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 29 listopada 2002 r. w sprawie<br />
najwyższych dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia<br />
w środowisku pracy.<br />
5. Wilen J., Mild K.H., Paulsson L-E., Anger G., Induced current measurements in whole body<br />
exposure condition to radio frequency electric fields, Bioelectromagnetics, 2001, vol. 22 iss. 8,<br />
pp. 560 – 567.<br />
150
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
IMMUNOCORRECTIVE EFFECTS OF MAGNETOTHERAPY<br />
ADMINISTERED IN PATIENTS<br />
WITH THERMAL INJURY<br />
Introduction<br />
Wanda Stankiewicz 1 , Paweł Szymański 2 ,<br />
Marek P. Dąbrowski 1 , Wojciech Witkowski 2<br />
1 Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Warsaw<br />
2 Military Medical Institute, Warsaw<br />
The severe thermal injuries comprising more than 20% of body surface lead to the generalized<br />
reaction of the organism described as a „systemic inflammatory reaction syndrome” (SIRS).<br />
This kind of injury represents a strong signal for the immune system. The way of immune<br />
response depends on the range and intensity of the injuring signal and on the potential<br />
reactive abilities of the system. If the both elements are reciprocally balanced and the intensity<br />
of signal does not exceed the potential defensive abilities of immune system, the healing of<br />
injury proceeds without severe complications and the health status of patient may gradually<br />
improve. The immunoregulatory activity of thymic-dependent Treg lymphocytes represents<br />
one of the most important mechanisms by which the immune system may supervise and<br />
control the intensity of posttraumatic inflammation.<br />
The recent observations [1] describing the immunocorrective influence of low-frequency<br />
magnetic field seem to indicate that the magnetotherapy can be considered as a potential<br />
valuable component in the treatment of severe burn injuries.<br />
Aim of investigations<br />
The study was aimed to determine the influence of magnetotherapy (Viofor JPS) on the<br />
immunoregulatory functions of immune system, including the activity of Treg lymphocytes,<br />
in patients suffering from burn injuries.<br />
Material and methods<br />
The group of 40 patients (25 men and 15 women, age from 20 to 55 years with burn skin<br />
injuries in range from 20 to 50% of body surface) was enrolled to the study. 20 of them were<br />
treated on the conventional way and the remaining 20 received in addition the<br />
magnetotherapy [2], (Viofor JPS magnetic field generator, 14 daily expositions, 15 min each,<br />
according to M1P2 programme, with the use of a large ring applicator. The induced<br />
homogenous magnetic field represented basic pulses frequency of 180 – 190 Hz and magnetic<br />
induction B = 3,2 µT, mean, and = 40 µT at the peak of pulse). The control group consisted of<br />
20 healthy men.<br />
151
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
The immunological tests conducted before the treatment and after 3 months of therapy were<br />
performed on the mononuclear cells separated from the blood (PBMC) [3]. The cells were<br />
functionally tested in the microculture system (response to PHA and to Con A, production of<br />
cytokines IL-1β, IL-1ra, IL-6, IL-10 and TGF-β) and qualitatively/quantitatively analysed by<br />
cytometry for the presence of chosen phenotypes CD3 + , CD19 + , CD16 + CD56 + , CD4 + , CD8 +<br />
and CD4 + CD25 high with co-expression of CD152-PE, CD69-PC5, CD62L-FITC molecules.<br />
Results<br />
After magnetotherapy the reactivity of T lymphocytes to PHA and to ConA increased<br />
significantly, the production of pro-inflammatory cytokines IL-1β and IL-6 decreased and the<br />
production of anti-inflammatory cytokine IL-1ra considerably increased. The production of<br />
immunoregulatory cytokines IL-10 i TGFβ increased also after magnetotherapy. In addition,<br />
in this group of patients the increase of the percentage of T CD4 + lymphocytes has been<br />
observed. No such a changes were observed in the group of patients treated on the<br />
conventional way.<br />
The mean percentage values of Treg lymphocytes (CD4 + CD25 high ) in the both groups of<br />
patients were significantly lower before the treatment than in the control group. These values<br />
increased considerably after magnetotherapy. The similar changes were observed for the<br />
subpopulation of lymphocytes CD4 + CD25 high with co-expression of CD152 and CD62L<br />
receptors which are characteristic for regulatory T lymphocytes (Treg). The percentage values<br />
of lymphocytes CD4 + CD25 high with co-expression of CD69 + receptors were significantly<br />
higher in the both groups of patients before the treatment than in the control group, and<br />
further increased after magnetotherapy.<br />
Conclusion<br />
The administration of magnetotherapy in patients with severe burn injuries improves<br />
immunoregulatory capacity of immune system, including the actrivity of Treg lymphocytes<br />
and contributes for better therapeutic results.<br />
References<br />
[1]. Sieroń A. (ed.), Application of electromagnetic fields in medicine (in polish), α-Medica Press,<br />
Bielsko-Biała, 2002.<br />
[2]. Dąbrowski M.P., Stankiewicz W., Witkowski W. et al., Clinical and immunological effects of<br />
magnetostimulation in children with recurrent infections of respiratory tracts. Przegląd<br />
Techniczny, 12, 2008, 155-56.<br />
[3]. Dabrowski M.P., Stankiewicz W., Kubacki R. et al., Immunotropic effects in cultured human<br />
blood mononuclear cells pre-exposed to low-level 1300 MHz pulse-modulated microwave<br />
field. Electromagnetic Biol. Med., 22, 2003, 1-13.<br />
152
Introduction<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
NUMERICAL PROTOTYPING<br />
OF VAGUS NERVE STIMULATOR<br />
Jacek Starzyński, Robert Szmurło, Stanisław Wincenciak,<br />
Bartosz Sawicki, Przemysław Płonecki<br />
Warsaw University of Technology<br />
The authors aim was to analyze the feasibility of a magnetic stimulation device for vagus<br />
nerve. Due the costs of medical experiments, a numerical simulator was chosen as the primarily<br />
tool for such study.<br />
Numerical model allows fast prototype verification and even optimal design of the best possible<br />
construction.<br />
The design goal and the field model<br />
To formulate the optimum criteria the authors of the paper have evaluated several models of<br />
neural tissue activation. The activation of peripheral nerves can be described by the following<br />
nonlinear cable equation:<br />
2<br />
dV ⎛ d V ⎞<br />
m<br />
m dEz<br />
( t)<br />
Cm<br />
+ Iion<br />
− G ⎜ ⎟<br />
a = −G<br />
2<br />
a<br />
dt ⎜ dz ⎟<br />
,<br />
⎝ ⎠ dz<br />
where Iion is the nonlinear component of ionic currents (simulated with Hodgkin-Huxley<br />
membrane model adapted to vagus nerve), G a is the internodal axoplasmic conductance, C m<br />
is the transmebrane nodal capacitance and Ez (t)<br />
is the electric field component along the<br />
nerve.<br />
The threshold value necessary to stimulate a human, myelinated, peripheral nerve was proposed<br />
as fT=6820 V/m 2 . It was used as a goal for the optimal design problems presented here.<br />
Thanks to small conductivity of human tissue (less than 0.33 S/m for considered frequency<br />
range) the model can neglect displacement currents and magnetic field due to eddy currents<br />
induced in the human body. With these simplifications the electric field induced in tissue can<br />
be described with combination of electric scalar potential and with magnetic vector potential.<br />
Such model is simple to implement and optimal in terms of numerical costs. Finite element<br />
model is restricted to the head only. The external field expressed with the magnetic vector<br />
potential is calculated with help of Biot-Savart law.<br />
153
Optimal design environment<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
To design the stimulating coils we have constructed a distributed optimization environment. It<br />
uses hybrid local area network resources to solve computationally expensive inverse problems<br />
of bioelectromagnetism. Built on the basis of the mature, sophisticated research environment<br />
ECJ, our system contains the whole functionality of it, especially the rich, universal set of<br />
optimization algorithm: genetic algorithms, evolutionary strategies, multiobjective optimization,<br />
particle swarm optimization and many others. Our main focus was to adapt ECJ for<br />
computationally challenging field problems, which are usually implemented in other, than<br />
Java, programming languages. In most of our applications Java RMI is used as a bridge between<br />
ECJ and our C++ field simulators, running in parallel on many computers simultaneously.<br />
Results<br />
Three possible geometries of the stimulating coil have been tested: single solenoid, figure-ofeight<br />
coil, and a pair of solenoids. All coils were fed with current density 367.5 A/mm 2 corresponding<br />
to currents up to 4000 A depending on the construction details. The figure-ofeight<br />
coil was able to generate the highest value of the stimulating field, but the obtained result<br />
was at the level of fT/2. These values are too small to stimulate the nerve, but more sophisticated<br />
cooling systems and eventually better (long lasting) stimulus can allow successful<br />
magnetic stimulation.<br />
It has been shown, that the use of electric scalar potential in hybrid FEM-integral model allows<br />
the computationally effective simulation of such phenomena and may be use for optimal<br />
design of the stimulator. Magnetic stimulation of the vagus nerve is extremely difficult, but<br />
worth of further investigations.<br />
154
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
PERFORMANCE EVALUATION OF SYNCHRONOUS<br />
RELUCTANCE MOTOR IN BLDC DRIVE<br />
Bojan Štumberger 1 , Viktor Goričan 1 , Gorazd Štumberger 1 ,<br />
Miralem Hadžiselimović 1 , Tine Marčič 2 , Mladen Trlep 1<br />
1<br />
University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science,<br />
Smetanova ulica 17, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: bojan.stumberger@uni-mb.si<br />
2<br />
TECES, Research and Development Centre for Electric Machines,<br />
Pobreška cesta 20, SI-2000 Maribor, Slovenia<br />
Introduction<br />
While the use of permanent magnet synchronous motors in brushless DC (BLDC) drives and<br />
brushless AC (BLAC) drives is frequent, the use of synchronous reluctance machines (SRM)<br />
is generally limited to application in BLAC drives. In ideal conditions with three-phase<br />
distributed stator windings and sinusoidal excitation, the stator excitation generated revolving<br />
MMF in BLAC drive, while the quasi-rectangular stator excitation produced MMF which<br />
travels in discrete steps in BLDC drive.<br />
The rotor iron core of SRM is usually compounded of high permeability electrical steel and<br />
low permeability flux-barriers, which cause highly anisotropic magnetic behavior of the rotor<br />
iron core according to the rotor position in respect to the direction and level of stator<br />
excitation [1, 2]. The behavior of SRM with rotor flux-barriers and their performance<br />
evaluation in the BLDC drive is not well described in the literature, therefore the goal of this<br />
work is the first attempt to fill the gap in this field.<br />
Method of analysis and results<br />
The BLDC motor drive is actually an integrated system consisting of motor, shaft position<br />
sensor (usually Hall-effect device), switch logic controller and transistor bridge inverter. The<br />
BLDC motor performance characteristic is similar to a separately excited commutator dc<br />
motor, i.e. speed control is implemented by the increase or decrease of armature impressed<br />
voltage [3].<br />
The tested synchronous reluctance motor was made from IEC 56 induction motor stator frame<br />
(stator winding: three-phase distributed winding in Y connection) and four pole rotor with<br />
three-barriers per pole. The motor was equipped on the B-side of the motor with four pole<br />
ring magnet and three 120 electrical degree shifted Hall-effect sensors in order to establish<br />
simple shaft position sensor system. The input supply voltage of the inverter was constant,<br />
while the level of output voltage of the inverter in the 120 electrical degree conducting mode<br />
155
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
was simply changed by changing the duty-cycle. The motor shaft was connected with passive<br />
load system and the motor characteristics were measured in the range of speed 4000 rpm-<br />
10000 rpm. Results of measurements were presented in Fig. 1-Fig. 4.<br />
Fig. 1. Dependency of phase current (RMS value)<br />
in dependency on applied phase voltage (RMS<br />
value) for different speed levels.<br />
Fig. 3. Efficiency in dependency on applied phase<br />
voltage (RMS value) for different speed levels.<br />
Conclusion<br />
156<br />
Fig. 2. Dependency of output power in<br />
dependency on applied phase voltage (RMS value)<br />
for different speed levels.<br />
Fig. 4. Phase current and line-to-line voltage<br />
waveform at 4000 rpm and output power 160 W.<br />
From the presented results it can be concluded that synchronous reluactance motor has been<br />
successfully applied in the BLDC drive system. The motor performance is strongly dependent<br />
on the level of supply voltage. This statement is valid for low and higher speed level as well.<br />
Achieved efficiency is comparable to the efficiency level of the permanent magnet BLDC<br />
motor of the similar size, especially at the higher load level.<br />
References<br />
[1] B. Štumberger et al., Design and finite-element analysis of interior permanent magnet<br />
synchronous motor with flux barriers, IEEE Trans. Magn., 44 (2008), 4389-4392.<br />
[2] G. Štumberger et al., Magnetically nonlinear and anisotropic iron core model of synchronous<br />
reluctance motor, JMMM, 254-255 (2003), 618-620.<br />
[3] B. Štumberger et. al., Permanent magnet brushless DC motor; Integrated motor drive<br />
electricaly subsystem simulation, Prz. Elektrotech., 83 (2007), 135-138.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WPŁYW ENERGII ZABURZENIA NA STABILNOŚĆ<br />
CYLINDRYCZNEGO UZWOJENIA<br />
NADPRZEWODNIKOWEGO<br />
Paweł Surdacki<br />
Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii,<br />
ul. Nadbystrzycka 38a, 20-618 Lublin, e-mail: p.surdacki@pollub.pl<br />
Uzwojenia nadprzewodnikowe mogą być elementami silnoprądowych urządzeń nadprzewodnikowych<br />
takich, jak zasobniki energii (SMES) lub ograniczniki prądu (SFCL) typu indukcyjnego.<br />
Niezbędnym etapem projektowania warunków<br />
pracy uzwojenia nadprzewodnikowego<br />
jest analiza jego stabilności w sytuacji wystąpienia<br />
zewnętrznego zaburzenia energetycznego,<br />
które może spowodować lokalną utratę nadprzewodzenia.<br />
W pracy podjęto analizę procesu dyfuzji cieplnej,<br />
którego efektem jest propagacja strefy rezystywnej<br />
w cylindrycznym uzwojeniu nawiniętym<br />
Rys. 1. Model numeryczny cylindrycznego<br />
kompozytowym drutem złożonym z cienkich uzwojenia nadprzewodnikowego Nb-Ti/Cu<br />
włókien nadprzewodnika Nb-Ti umieszczonych w<br />
matrycy miedzianej pełniącej funkcję stabilizatora cieplnego i elektrycznego.<br />
Analiza zanikania nadprzewodzenia opiera się na rozwiązywaniu niestacjonarnego równania<br />
przewodnictwa cieplnego w układzie cylindrycznym<br />
2 2<br />
∂T ⎛∂ T 1 ∂T ∂ T ⎞<br />
Cv( T) = k( T) ⎜ + + g ( , , ) , ,<br />
2 2 ⎟+<br />
q rzt+ gd rzt<br />
∂t ⎝ ∂r r ∂r ∂z<br />
⎠<br />
157<br />
( )<br />
gdzie: lewa strona równania (1) reprezentuje szybkość zmian gęstości energii cieplnej,<br />
Cv(T) – objętościowo uśredniona pojemność cieplna przewodu, k(T) – objętościowo uśredniona<br />
przewodność cieplna przewodu, gq(T) – gęstość mocy cieplnej generowanej w strefie rezystywnej,<br />
gd – gęstość energii zewnętrznego zaburzenia.<br />
(1)
Rys. 2. Aproksymacja<br />
powierzchni krytycznej Tp(B,J)<br />
nadprzewodnika Nb-Ti<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Rys. 3. Niejednorodny niestacjonarny rozkład pola magnetycznego w<br />
cewce cylindrycznej B(r,z), powodujący niejednorodny niestacjonarny<br />
rozkład temperatury Tp(t,z,t) przejścia do stanu rezystywnego<br />
Równanie (1) jest sprzężone z równaniem obwodu elektrycznego uzwojenia nadprzewodnikowego<br />
poprzez model stanu krytycznego nadprzewodnika (rys. 2), model podziału prądu przewodu kompozytowego<br />
pomiędzy nadprzewodnik i stabilizator miedziany [1] oraz niejednorodne i niestacjonarne<br />
rozkłady indukcji (rys. 3) i temperatury przejścia nadprzewodnika do stanu rezystywnego<br />
w uzwojeniu cylindrycznym.<br />
Silnie niejednorodny i zmieniający się w czasie rozkład temperatury w uzwojeniu powoduje czasowa<br />
i przestrzenną zmienność rezystywności, przewodności cieplnej i pojemnosci cieplnej (rys. 4). Powiązanie<br />
tych wszystkich procesów zostało zrealizowane w modelu numerycznym, w którym równanie<br />
dyfuzji cieplnej o zmieniających się współczynnikach ρ(T), k(T), Cν(T) i funkcji wydajności cieplnej<br />
gq(r,z,t) rozwiązywane jest metodą naprzemiennych kierunków ADI z jednorodnymi warunkami brzegowymi<br />
Neumanna (proces adiabatyczny).<br />
a.<br />
ρ(Ωm)<br />
1.6e-008<br />
1.4e-008<br />
1.2e-008<br />
1e-008<br />
8e-009<br />
6e-009<br />
4e-009<br />
2e-009<br />
0<br />
0 50 100 150 200 250 300<br />
T(K)<br />
b.<br />
k[Wm-1K-1]<br />
10000<br />
1000<br />
100<br />
1 10 100<br />
T[K]<br />
Rys. 4. Aproksymacja zależnych od temperatury: a) rezystywności miedzi oraz uśrednionych objętościowo:<br />
b) przewodności cieplnej i c) pojemności cieplnej. Rozkłady tych parametrów zmieniają się<br />
w przestrzeni uzwojenia w czasie trwania stanu zanikania nadprzewodzenia<br />
Proces zanikania nadprzewodzenia został wywołany poprzez dostarczenie zewnętrznego impulsu<br />
energii o określonej wielkości i czasie trwania. Dla jednakowego czasu trwania impulsu równego<br />
0,1 ms doprowadzano energię o wartościach od 0,1 J do 0,2 J (rys. 5).<br />
158<br />
c.
Tmax(K)<br />
24<br />
20<br />
16<br />
12<br />
8<br />
4<br />
0 0.0004 0.0008 0.0012 0.0016 0.002<br />
t(s)<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
0.1 J<br />
0.15 J<br />
0.175 J<br />
0.19 J<br />
0.195 J<br />
0.2 J<br />
Rys. 5. Wpływ energii impulsu zaburzenia<br />
cieplnego na przebieg temperatury maksymalnej<br />
Tmax(t) cewki przy czasie trwania impulsu<br />
0,1 ms<br />
Tmax(K)<br />
20<br />
16<br />
12<br />
8<br />
4<br />
159<br />
0 0.0002 0.0004 0.0006 0.0008 0.001<br />
t(s)<br />
ti = 0.01 ms<br />
ti = 0.02 ms<br />
ti = 0.05 ms<br />
ti = 0.1 ms<br />
ti = 0.2 ms<br />
ti = 0.5 ms<br />
Rys. 6. Wpływ czasu trwania impulsu zaburzenia<br />
cieplnego cieplnego na przebieg temperatury maksymalnej<br />
Tmax(t) cewki przy energii impulsu 0,19 J<br />
Energia o wartości 0,19 J jest minimalną energią, której dostarczenie powoduje wzrost chwilowej<br />
maksymalnej temperatury w przestrzeni uzwojenia i rozpoczęcie procesu propagacji strefy rezystywnej<br />
w uzwojeniu. Zwiększanie wartości doprowadzanej energii nie prowadzi do znaczącego wzrostu<br />
temperatury maksymalnej cewki, gdyż energia ta jest niewielka w stosunku do energii wydzielanej<br />
podczas zanikania nadprzewodzenia w uzwojeniu.<br />
Dla wartości minimalnej energii utraty nadprzewodzenia [2] uzyskano maksymalny czas 0,1 ms trwania<br />
impulsu (rys. 6), przy którym następuje wzrost czasowy maksymalnej temperatury uzwojenia,<br />
świadczący o procesie propagacji strefy rezystywnej i zanikaniu nadprzewodzenia w uzwojeniu.<br />
Opracowany model numeryczny zanikania nadprzewodzenia może zostać wykorzystany do analizy<br />
parametrów stabilności cylindrycznego uzwojenia nadprzewodnikowego.<br />
Literatura<br />
[1] Surdacki P., Resistive disturbance location influence on superconducting winding quench<br />
performance, IEEE Trans. on Magnetics, 38 (2002), no. 2, 909-912.<br />
[2] Surdacki P., Kryteria stabilności w analizie nadprzewodników silnoprądowych, Przegląd<br />
Elektrotechniczny, 84 (2008), 5, 99-102.
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
MODELOWANIE STANOWISKA BADAWCZEGO<br />
DLA PRZETWORNIKÓW ELEKTROMECHANICZNYCH<br />
O DWÓCH STOPNIACH SWOBODY RUCHU<br />
Marcin Szczygieł, Tomasz Trawiński, Zbigniew Pilch, Krzysztof Kluszczyński<br />
Streszczenie<br />
Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki<br />
e-mail: krzysztof.kluszczynski@polsl.pl, zbigniew.pilch@polsl.pl,<br />
tomasz.trawinski@polsl.pl, marcin.szczygiel@polsl.pl<br />
Rozwój robotyki i automatyki przemysłowej stawia coraz większe wyzwania powszechne<br />
stosownym klasycznym silnikom. Alternatywą dla klasycznych napędów (obrotowych lub<br />
liniowych) mogą być silniki o dwóch stopniach swobody (obrotowo – liniowe). W Katedrze<br />
Mechatroniki, Politechniki Śląskiej zaprojektowano stanowisko badawcze z prototypem silnika<br />
indukcyjnego obrotowo – liniowego (rys.1) [1,2]. W artykule przedstawione zostaną modele<br />
polowe elementów stanowiska pomiarowego siły i momentu dla indukcyjnego silnika<br />
obrotowo-liniowego. Analiza polowa przeprowadzona zostanie pod kątem wyznaczenia parametrów<br />
kinematycznych stanowiska pomiarowego reprezentowanego poprzez zespół skupionych<br />
mas bezwładnościowych połączonych sprężyście [3,4]. Korpus silnika traktowany<br />
będzie jako masa bezwładnościowa o pięciu stopniach swobody ruchu (dwa stopnie dla ruchu<br />
liniowego i trzy dla ruchów obrotowych). Korpus silnika będzie zamocowany do podstawy<br />
stanowiska poprzez osiem elementów sprężystych – reprezentujących belki tensometryczne<br />
układu pomiarowego. Wygląd jednego z czterech zespołów pomiarowych, złożonego<br />
z dwóch belek tensometrycznych przedstawiono na rysunku 2.<br />
Rys. 1. Silnik obrotowo – liniowy na stanowisku pomiarowym:<br />
(1) – twornik ruchu liniowego, (2) – twornik<br />
ruchu obrotowego, (3) – tensometryczne zespoły<br />
pomiarowe, (4) – część wtórna silnika<br />
161<br />
Rys. 2. Widok tensometrycznego zespołu pomiarowego<br />
siły i momentu. (1) – belki tensometryczne,<br />
(2) – element mocujący, (3) – sworzeń
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Wstępne obliczenia polowe wykonano w programie Comsol Multiphisics i module Analiza<br />
Naprężeń programu Autodesk Inventor. Przykładowe wyniki obliczeń polowych – pozwalających<br />
na wyznaczenie sztywności zespołu pomiarowego – przy obciążeniu siłą działającą<br />
w kierunku osi „x” przedstawiono na rysunku 3 i rysunku 4. Rysunek 3 przedstawia rozkład<br />
naprężeń w poszczególnych podobszarach modelu zespołu pomiarowego, natomiast rysunek<br />
4 prezentuje jego odkształcenie.<br />
Rys. 3. Naprężenia materiałowe w zespole pomiarowym przy obciążeniu końcówki sworznia składową<br />
siły Fx=100 N : a ) wynik Comsol Multiphisics, b) wynik Autodesk Inventor<br />
Rys. 4. Odkształcenie zespołu pomiarowego przy obciążeniu końcówki sworznia składową siły<br />
Fx=100 N : a ) wynik Comsol Multiphisics, b) wynik Autodesk Inventor<br />
Literatura<br />
1. Kluszczyński K., Kowol P., Szczygieł M., Pilch Z.: Stanowisko do badania napędów o ruchu<br />
obrotowo–liniowym – aspekty obliczeniowe i projektowe. XVI <strong>Sympozjum</strong> Środowiskowe<br />
<strong>PTZE</strong> Zastosowania Elektromagnetyzmu w nowoczesnych Technikach i Informatyce,<br />
25-27 września 2006, Wisła.<br />
2. Szczygieł M.: Dobór konstrukcji silnika indukcyjnego obrotowo – liniowego do zadanej<br />
charakterystyki elektromechanicznej przy wykorzystaniu metod polowych. XVIII <strong>Sympozjum</strong><br />
Środowiskowe <strong>PTZE</strong>, 01-04.06.2008, Zamość.<br />
3. Kciuk S., Pilch Z., Szczygieł M., Trawiński T.: VCM motor for active vibroisolation – theoretical<br />
backgrounds. Międzynarodowe XV <strong>Sympozjum</strong> Mikromaszyny i Serwosystemy,<br />
17-21.09.2006, Soplicowo.<br />
4. Trawiński T., Cioska A.: Silnik indukcyjny z pomocniczym uzwojeniem zwartym –<br />
implementacja modelu polowo-obwodowego w programie Femlab/Matlab, Przegląd<br />
elektrotechniczny, s. 35-38, ISSN 0033-2097, R.83, Nr 01/2007.<br />
162
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
JAPANESE MATHEMATICS<br />
AND ENGINEERINGS DURING THE EDO PERIOD<br />
Mitsuhiko Toho 1 , Andrzej Krawczyk 2<br />
1 Polish Japanese Institute of Information Technology, Warsaw, Poland<br />
2 Czestochowa University of Technology, Częstochowa, Poland<br />
Mathematics developed in Japan during the Edo period (1603 – 1868) is called wasan. Japan<br />
was closed and isolated from the rest of the world in that period. Therefore the style of wasan<br />
is very different from European. However, some ideas of Japanese mathematicians are very<br />
close to which developed in Europe. Wasan owed its big part to Chinese mathematics but<br />
mathematicians of each countries developed in different way.<br />
Good examples can be found in works of the most eminent Japanese mathematician Seki<br />
Takakazu (1642?-1708) (Fig.1).<br />
In 1674 Seki published “Hatsubi sanpo” in which he solved 15<br />
problems given by Sawaguchi Kazuyuki in his book “Kokon<br />
sanpo ki” in 1671. Seki solved, for example, high order<br />
algebraic equations with several variables using a method<br />
known today as the Newtonean method, an application of<br />
differential calculus. Seki also calculated surfaces and volumes<br />
of geometrical figures such as circles, elipses, spheres<br />
developing ideas of integration. The method of differentiation<br />
and integration was established by Newton and Leibniz almost<br />
the same time in Europe. Seki’s accuracy of π reached to the<br />
11 th decimal place which was the world record at that time.<br />
Fig. 1. Seki Takazaku<br />
Seki and other Japanese mathematicians solved problems numerically. They used counting<br />
rods sangi and abacus soroban to operations of algebraic formulae and numerical calculations<br />
respectively. Soroban was imported from China not later than the middle of the16 th century. It<br />
became more and more popular in Japan up to today.<br />
Before the Edo period in Japan traditional mathematicians concerned with astronomy and<br />
astrology to make calendars which fit agriculture. All mathematical ideas and tools were<br />
introduced from China. When the monetary economy was developed at the end of 16 th<br />
163
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
century, it needed to learn mathematics for business such as simple arithmetics for accounting,<br />
inventory or transportation.<br />
Another application of mathematics was to land survey and map drawing – today’s civil<br />
engineering. Seki was a land surveyor himself. He was intereted strongly in geometry and its<br />
application to land survey. He studied trigonometry and later one of his followers Takebe<br />
Katahiro (1664 - 1739) tried to develop functions sin(x) and arcsin(x) in power series. Takebe<br />
made a table of sinusoidal functions. Takebe also calculated π up to the 41 st decimal place<br />
using an extrapolation method “ruihen zoyaku jutsu” which was proposed in Europe by Lewis<br />
F. Richardson (1881 – 1953) around 1910.<br />
Seki and his followers formulated the bigest school of wasan called Seki ryu. Masters handed<br />
diplomas over disciples. Their mathematical results or contributions were kept rather in secret.<br />
Sometimes Japanese treated wasan as a sort of game or puzzle. Many mathematicians, not<br />
only professionals but also amateurs, competed their skil and wisdom. One anounced<br />
unsolved problem, then the other solved it. Some problems were controversial in which many<br />
people were involved.<br />
Japanese mathematicians published their works writing books. Another way of publication<br />
was sangaku, mathematical tablets which were hung in the Buddhist temples or Shinto shrines<br />
as offerings to the gods or buddhas. The primary meaning of sangaku was to appreciate<br />
mathematicians success, later on it changed to challenges to the congregants.<br />
Seki Takazaku discovered around the year 1680 a method of solving set of simultaneous<br />
equations (elimination theory) which made him closer to computational electromagnetics<br />
where such a procedure is very common. It is a pity that the Eastern and Western<br />
mathematicians had not been in contact as it would have advanced mathematics worldwide<br />
[5].<br />
References<br />
1. Smith David E., Mikami Yoshio, A History of Japanese Mathematics, Dover Pubn. Inc., 2004<br />
(first edition 1914)<br />
2. Ueno Kenji et. al “Seki Takakazu ron josetsu” (Introductory discussions on Seki Takakazu),<br />
Iwanami, Tokyo 2008<br />
3. Gemma Koichi „Wasan ka monogatari – Seki Takakazu to Koshu no monka tachi” (Japanese<br />
mathematicians – Seki Takakazu and his followers in Koshu), Sogensha, Tokyo 2008<br />
4. Tohoku University Wasan Portal (http://www2.library.tohoku.ac.jp/wasan/)<br />
5. Normile Dennis, Samurai Mathematician Set Japan Ablaze with Brief, Bright Light, Science,<br />
10 October 2008, vol. 322<br />
164
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
KONCEPCJA UKŁADU STEROWANIA I ZASILANIA<br />
RELUKTANCYJNEGO GENERATORA DRGAŃ SKRĘTNYCH<br />
Tomasz Trawiński, Paweł Kielan, Wojciech Burlikowski<br />
Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny,<br />
Katedra Mechatroniki<br />
e-mail: tomasz.trawinski@polsl.pl, pawel.kielan@polsl.pl, wojciech.burlikowski@polsl.pl<br />
Streszczenie<br />
W niniejszym artykule przedstawiona zostanie koncepcja układu zasilania elektromagnetycznego<br />
wzbudnika drgań skrętnych oraz wyniki badań układu prototypowego. Elektromagnetyczny<br />
wzbudnik drgań skrętnych do wytworzenia momentu przemiennego wykorzystuje<br />
harmoniczne przestrzenne permeancyjne – złożony jest z dwóch przetworników reluktancyjnych,<br />
jeden pracujący jako silnik, natomiast drugi – jako generator momentu przemiennego<br />
[1]. Oba przetworniki docelowo wykonane zostaną we wspólnej obudowie. Prototyp układu<br />
regulacji wykonany zostanie na bazie dwóch kart z procesorami sygnałowymi dSpace 1104<br />
[2]. Każda karta docelowo współpracować będzie z dwoma niezależnymi końcówkami mocy<br />
– zasilającymi silnik i generator. Tego rodzaju rozwiązanie umożliwi niezależne nastawianie<br />
prędkości obrotowej wzbudnika oraz wartości momentu przemiennego, co może być szczególnie<br />
przydatne w diagnostyce układów napędowych przykładowo: w zakresie określania ich<br />
częstotliwości drgań własnych, w badaniach zmęczeniowych [3].<br />
Struktura pojedynczego układu zasilania i sterowania (dla wzbudnika drgań – części silnikowej<br />
lub generatorowej) przedstawiona jest na rys.1.<br />
-<br />
6<br />
3<br />
3f en<br />
αβ<br />
γ<br />
αβ<br />
xy 1/s<br />
Zadany<br />
prąd<br />
u d<br />
SS SS SSSS<br />
2π<br />
SG SG SGSG<br />
Wzbudnik<br />
Zadana<br />
częstotliwość<br />
dSpace1104<br />
Badany układ<br />
napędowy<br />
Rys. 1. Struktura układu sterowania i zasilania<br />
wzbudnikiem drgań<br />
Rozważane będą różne warianty zasilania wzbudnika drgań:<br />
1. Zasilanie falą MSI – bez sprzężeń zwrotnych,<br />
2. Zasilanie prądowe z histerezową regulacją prądu – zamknięta pętla pomiarowa<br />
prądów (rys. 1).<br />
165
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Zasadnicze elementy układu sterowania (bloki transformacji układów współrzędnych, regulatory<br />
histerezowe, zadajniki itp.) implementowane zostaną w karcie procesorów sygnałowych<br />
dSpace 1104. Wypracowane sygnały bramkowe (w blokach histerezowych) sterować będą<br />
tranzystorami przekształtnika energoelektronicznego. Schemat blokowy przedstawiający<br />
strukturę przekształtnika przedstawiono na rys. 2.<br />
Rys. 2. Schemat blokowy przekształtnika<br />
W torach pomiarowych prądu zastosowano przetworniki prądu firmy LEM oraz jednocześnie<br />
zastosowano układ galwanicznej separacji sygnałów pomiędzy układami przetwarzającymi<br />
a obwodami wejściowymi karty procesorów sygnałowych. Układ separatora przedstawiono<br />
na rys. 3.<br />
Literatura<br />
Rys. 3. Schemat ideowy obwodu separatora dla pojedynczego toru pomiarowego prądu<br />
[1]. Burlikowski W., Kielan P., Kluszczyński K., Kowol P., Pilch Z., Trawiński T.: Koncepcja<br />
elektromagnetycznego, reluktancyjnego wzbudnika drgań harmonicznych skrętnych do<br />
badania parametrów częstotliwościowych układów napędowych. Seria: Studia i Materiały Nr<br />
28, Zagadnienia maszyn, napędów i pomiarów elektrycznych, Oficyna Wydawnicza<br />
Politechniki Wrocławskiej, Wrocław, 2008, str. 512–519.<br />
[2]. Pilch Z., Kluszczyński K., Trawiński T., Burlikowski W.: Electromagnetic generator of<br />
controlled mechanical torsional oscillations, 4th International Symposium on Automatic<br />
Control, Wismar, Germany, 22-23 September 2005,<br />
[3]. Trawiński T., Pilch Z., Burlikowski W., Kluszczyński K.: Elektromagnetyczny generator<br />
drgań skrętnych cz. I – podstawy teoretyczne, koncepcja i możliwości zastosowań, Wybrane<br />
Zagadnienie Elektrotechniki i Elektroniki, WZEE’2004, Rzeszów, 26-28 kwietnia 2004r.<br />
„Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach 2008-2010 jako projekt badawczy N N510<br />
348434”<br />
166
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
BLOOD BRAIN BARRIER, EVOKED BRAIN WAVES<br />
AND SCHUMANN RESONANCES<br />
REVISITED<br />
Andrzej J. Turski, Barbara Atamaniuk<br />
Space Research Center, PAS, Bartycka 18A, 00-716, Warsaw, Poland<br />
Institute of Fundamental Technological Research, PAS, Świętokrzyska 21, 00-049 Warsaw, Poland<br />
aturski@ippt.gov.pl batama@ippt.gov.pl<br />
The blood-brain barrier (BBB) is a metabolic or cellular structure in the central nervous<br />
system (CNS) that restricts the passage of various chemical substances and microscopic<br />
objects (e.g. bacteria) between the bloodstream and the neural tissue itself, while still allowing<br />
the passage of substances essential to metabolic function (e.g. oxygen).<br />
The blood-brain barrier has been shown to be affected by radiation in animal studies. There<br />
is a lot of uncertainty about whether this happens in humans. There has been shown that some<br />
biological effects are caused by EM signals of selected parameters (windows). If it did happen<br />
it could lead to disturbances, (particularly in case of medicine and drug taking), such as<br />
headaches, feeling tired or problems with sleeping. A study by a Swedish research group even<br />
suggested it could lead to Alzheimer’s disease.<br />
On the other hand there can be a problem of drugs targeting the brain. Overcoming the<br />
difficulty of delivering therapeutic agents to specific regions of the brain presents a major<br />
challenge to treatment of most brain disorders. In its neuroprotective role, the blood-brain<br />
barrier functions to hinder the delivery of many potentially important diagnostic and<br />
therapeutic agents to the brain. Therapeutic molecules and genes that might otherwise be<br />
effective in diagnosis and therapy do not cross the BBB in adequate amounts.<br />
Apart of the natural waves of the human brain (alpha, beta, theta and delta waves) the other<br />
potentials can be noticed. The brain works by a series of nerve impulses, which cause<br />
electrical signals within the brain. These signals (also called brainwaves) can be recorded<br />
through the scalp. When a part of the body is stimulated, for instance, the eyes by a flashing<br />
light, or the ears by a clicking sound, the brain responds to this stimulation. This response is<br />
called an ‘evoked potential’. The response is often very small, but it can be recorded using<br />
special techniques. Usually, we repeat each stimulus a number of times so that plenty of<br />
responses are recorded. The computer then averages these to show how the nerve pathways<br />
are working. There are various types of evoked potential, each with a different method of<br />
stimulation.<br />
• A visual evoked potential (VEP) test looks at the pathway from the optic nerve to<br />
the part of the brain where images are interpreted and turned into pictures.<br />
167
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
• A brainstem auditory evoked potential (BAEP) test looks at the pathway from the<br />
ear to the part of brain that interprets sound.<br />
• A somatosensory evoked potential (SEP) test looks at the pathway from the<br />
peripheral nerves in the arms and legs to the sensory part of the brain.<br />
Patric Suppes and his research group (1997-99) conducted research on brain-wave<br />
(VEP&BAEP) recognition of words, simple sentences and images. Statistical analysis of<br />
evoked signal FFT, filters, inverse- FFT and least-square analysis shows that evoked brain<br />
signals can be recognized and related to a proper denotation.<br />
The Schumann resonances (SR) are a set of spectrum peaks in the extremely low frequency<br />
(ELF) region of the Earth's electromagnetic field spectrum. Schumann resonances are global<br />
electromagnetic resonances, excited by lightning discharges in the cavity formed by the Earth<br />
surface and the ionosphere. The resonances are the principal background in the<br />
electromagnetic spectrum between 3-69 Hz, and appear as distinct peaks at extremely low<br />
frequencies (ELF) around 7.83, 14.3, 20.8, 27.3 and 33,8 Hz.<br />
Effects on Schumann resonances have been reported following geomagnetic and ionospheric<br />
disturbances. More recently, discrete Schumann resonance excitations have been linked to<br />
transient luminous events – sprites, elves, jets, and other upper-atmospheric lightning. A new<br />
field of interest using Schumann resonances is related to short-term earthquake prediction.<br />
Interest in Schumann resonances extends beyond the domain of geophysics where it initially<br />
began, to the fields of medicine, art and music, and to bioenergetics, acupuncture, and<br />
psychobiology. The ideas are highly controversial. The first documented observations of what<br />
were speculated to be global electromagnetic resonances were made by Nikola Tesla in 1905<br />
and formed the basis for his scheme for wireless energy transmission.<br />
168
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
WINDING DESIGN OF CORELESS STATOR AXIAL FLUX<br />
PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES<br />
Peter Virtič 1 , Peter Pišek 1 , Bojan Štumberger 2,1 , Miralem Hadžiselimović 2,1 ,<br />
Tine Marčič 1 , Zdravko Praunseis 2<br />
1 TECES, Pobreška cesta 20, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: peter.virtic@teces.si<br />
2 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Hočevarjev trg 1, SI-8270 Krško, Slovenia,<br />
Faculty of Electrical Engineering and Computer Science,<br />
Smetanova ulica 17, SI-2000 Maribor, Slovenia, e-mail: bojan.stumberger@uni-mb.si<br />
Introduction<br />
Axial flux permanent magnet synchronous machines (AFPMSMs) which are also called disc<br />
machines, in many cases replace their radial flux cylindrical shaped counterparts. Disc-shaped<br />
AFPMSMs can be built into the applications, where conventional machines cannot be applied<br />
due to the lack of space in the axial direction. With the appropriate design including housing<br />
adjusted to particular application the AFPMSM can reach very high power density and<br />
compact construction. In contrast to radial flux machine the AFPMSMs can be designed as<br />
single or double sided, with double external stator or rotor and single or multiple stators and<br />
rotors on the same shaft. Internal stator of double sided AFPMSM can be designed with iron<br />
core or entirely without the iron. In this paper the double sided AFPMSM topology with<br />
coreless stator is presented (Fig. 1) and the influence of two winding designs (Fig. 2) on static<br />
characteristics of coreless stator AFPMSM are investigated. The characteristics of AFPMSM<br />
have been calculated by using analytical method via magnetic vector potential and verified by<br />
finite element method (FEM) and measurements. The verification with FEM and<br />
measurements will be presented in full version of this paper.<br />
Fig. 1. Topology of double sided coreless stator AFPMSM.<br />
As distinguished from the AFPMSM with stator iron the torque of coreless stator AFPMSM<br />
depends mainly on the amount of copper in AFPMSM. Moreover, the AFPMSM<br />
169
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
characteristics depend on the winding design, as well. In case of the design presented in Fig.<br />
2b, more copper material can be placed in the active part of AFPMSM. The active part<br />
presents the part of the machine, where the influence of magnetic flux density on the<br />
AFPMSM characteristic is not negligible. On the other hand, it is not always necessary to<br />
place as much copper as possible in the coreless stator, especially when constructing<br />
AFPMSMs with larger diameters, where plenty of space is available. For this reason the<br />
winding design presented in Fig. 2a is often chosen.<br />
ro-ri<br />
ro-ri<br />
Fig. 2. Winding designs of AFPMSM.<br />
Influence of winding design on static characteristics of AFPMSM<br />
Right-hand side of Fig. 3 presents the electrical current, current density, copper wire crosssection<br />
and the number of turns in dependency on the coil and stator width. On the left-hand<br />
side of Fig. 3 the comparison of analytically calculated back EMF for both winding designs<br />
(Fig. 2) is presented. Fig. 4 presents the comparison of static torque and normal force<br />
according to displacement at 5A/mm 2 and 4,94A/mm.<br />
Back EMF (V)<br />
Fig. 3. Left: Back EMF according to displacement.<br />
Right: electrical and dimensional parameters in dependency on coil and stator width.<br />
I (A), J (A/mm 2 ), S (mm 2 ), N (turns)<br />
170
M (Nm)<br />
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
Fig. 4. Left: Static torque according to displacement. Right: Normal force according to displacement.<br />
The comparisons between static characteristics on Fig. 3 and Fig. 4 show that the topology in<br />
Fig. 2a gives better resultant characteristics at the same copper wire cross-section and the<br />
same number of turns. This ascertainment is relevant only with declared geometrical winding<br />
parameters in this digest. Moreover, the tendencies of AFPMSM characteristics according to<br />
the parameters of winding design will be presented in full paper.<br />
171<br />
F (N)
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
KORZYŚCI WYNIKAJĄCE Z WYKORZYSTANIA<br />
MODUŁU OPTYMALIZACJI UKŁADU CHŁODZENIA<br />
W SYSTEMIE NADZORUJĄCYM PRACĘ<br />
TRANSFORMATORÓW SIECIOWYCH<br />
Agnieszka Wosiak 1 , Piotr Lipiński 1 , Marceli Kaźmierski 2 , Igor Kersz 2<br />
1 Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki<br />
2 Instytut Energetyki Oddział Transformatorów w Łodzi<br />
Wykorzystanie systemów informatycznych w połączeniu z coraz nowszymi narzędziami<br />
i technologiami znacząco zwiększa możliwości związane z ograniczeniami kosztów eksploatacji<br />
urządzeń technicznych. Działanie tego typu systemów dzięki analizie sygnałów pochodzących<br />
z urządzenia pozwala na efektywną kontrolę pracy transformatora.<br />
System opracowany przez autorów pracy wdrożony został na stacji Piotrków. gdzie pracuje<br />
od stycznia 2006 roku [1]. Po uruchomieniu systemu, w reakcji na poszukiwania sposobów<br />
obniżenia kosztów eksploatacji [2], zaproponowano opracowanie nowoczesnego systemu<br />
sterowania układami chłodzenia z zastosowaniem płynnej regulacji obrotów pomp i wentylatorów<br />
w zależności od temperatury najgorętszego punktu w uzwojeniach.<br />
Konwencjonalne, stosowane dotychczas układy chłodzenia sterowane są zasadniczo w oparciu<br />
o temperaturę oleju w górnej warstwie oraz – niekiedy – przy wykorzystaniu prądu obciążenia.<br />
Sterowanie ogranicza się do włączania i wyłączania całych zespołów chłodnic lub grup<br />
chłodnic. Temperatura transformatora zmienia się w dużym zakresie.<br />
Rozwiązanie takie posiada zasadnicze wady:<br />
– relatywnie duże zmiany temperatury transformatora ułatwiają wnikanie wilgoci do<br />
jego wnętrza [3, 5]<br />
– niewielkie wahania obciążenia mogą prowadzić do częstego włączania i wyłączania<br />
poszczególnych grup chłodnic powodując szybkie zużycie łączników i elementów<br />
chłodzenia<br />
– występujące w takich układach zjawisko przeregulowania prowadzi do nadmiernego<br />
zużycia energii na potrzeby własne.<br />
Przedstawiony system sterowania chłodnicami transformatora umożliwia bardziej płynną regulację<br />
układem chłodzenia oraz lepsze dostosowanie tego układu do aktualnego obciążenia<br />
i warunków atmosferycznych. Dzięki temu temperatura transformatora może być utrzymywana<br />
na wyższym poziomie, a jej zmiany są mniejsze niż przy systemie konwencjonalnym.<br />
Korzyści techniczne będące konsekwencja zastosowania systemu sterowania z płynną regulacją<br />
obrotów pomp i wentylatorów są następujące:<br />
173
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
– zmniejszenie zużycia energii elektrycznej przez układ chłodzenia<br />
– zwiększenie niezawodności transformatorów<br />
– wydłużenie czasu życia<br />
– zmniejszenie kosztów eksploatacji oraz ograniczenie czasu planowanych wyłączeń<br />
związanych z czyszczeniem chłodnic.<br />
Ponadto wdrożenie inwestycji przyczyni się również do ograniczenia wpływu na środowisko<br />
poprzez:<br />
– ograniczenie hałasu emitowanego przez chłodnice transformatora [4]<br />
– zmniejszenie emisji zanieczyszczeń związane z ograniczeniem poboru energii<br />
przez układ chłodzenia.<br />
W celu realizacji systemu zaprojektowano i wykonano odpowiednie układy. Rozszerzono<br />
również funkcjonalność istniejącego systemu monitoringu w celu zintegrowania go z modułem<br />
sterującym. Część aplikacji odpowiedzialna za sterowanie układem chłodzenia wykorzystuje<br />
bieżące dane o obciążeniu transformatora, zmierzoną temperaturę oleju w górnej warstwie<br />
oraz bazę danych transformatora. W zależności od zadanych wartości maksymalnych<br />
wartości hot spot, zostają uruchomiane lub wyłączane poszczególne stopnie chłodzenia.<br />
Analiza kosztów związanych z inwestycją oraz szacunkowe korzyści ekonomiczne pozwalają<br />
zakładać, że zwrot kosztów inwestycji tego typu może nastąpić w przeciągu 6 lat. Dodatkowe<br />
korzyści związane z ograniczeniem szkodliwego wpływu pracy urządzeń na środowisko naturalne<br />
sprawia, że podjęcie decyzji o wdrożeniu systemu nie powinno budzić wątpliwości.<br />
Literatura<br />
1. Byczkowska-Lipińska L., Kaźmierski M., Kersz I., Wosiak A.: Korzyści ekonomiczne wynikające<br />
z zastosowania systemów monitoringu transformatorów energetycznych, Przegląd Elektrotechniczny<br />
nr 12 / 2007<br />
2. Kaźmierski M., Kersz I., Wosiak A.: System monitoringu stanu transformatorów energetycznych,<br />
wstępne doświadczenia eksploatacyjne, Przegląd Elektrotechniczny, Konferencje, 2006,<br />
nr 1, ss. 121 - 124<br />
3. Guide for Life Management Techniques for Power Transformers, CIGRE 2003, Broszura<br />
nr 227.<br />
4. Borowski K., Eckholz, K. Krause, J. Viereck. K., Loss of life optimisation and noise reduction<br />
by means of intelligent controlling of AF cooled power transformers., CIGRE 1996, Rep. 12 −<br />
109.<br />
5. Krause Ch., Prevost M., Woodcock D., The effects on winding clamping pressure due to<br />
changes in moisture, temperature and insulation age, 67 th Annual International Conf. of Doble<br />
Clients, March 2000<br />
174
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
POLE ELEKTROMAGNETYCZNE<br />
NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI A UKŁAD NERWOWY –<br />
PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ<br />
Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz<br />
Zakład Biofizyki, Uniwersytet Mikołaja Kopernika,<br />
ul. Gagarina 9, 87-100 Toruń<br />
e-mail: jwyszk@umk.pl<br />
Ze względu na powszechność występowania w środowisku, w którym żyjemy, instalacji<br />
i urządzeń elektroenergetycznych o różnych napięciach, jednym z istotnych kierunków badań<br />
jest określenie oddziaływania na człowieka pól elektromagnetycznych o częstotliwości 50 Hz.<br />
U podstaw zaburzeń obserwowanych na poziomie całego organizmu leżą zakłócenia procesów<br />
życiowych na poziomie pojedynczych komórek. Szczególne znaczenie mają tutaj zmiany<br />
zachodzące w układzie nerwowym, których efekty są najszybciej zauważalne.<br />
Badania nad wpływem pola elektromagnetycznego o ekstremalnie niskiej częstotliwości<br />
(1 - 300 Hz, ELF - EMF) na żywe organizmy można podzielić na obszerne działy takie jak:<br />
badania epidemiologiczne, doświadczenia na ludziach, doświadczenia na zwierzętach oraz<br />
doświadczenia in vitro. Efektem ich są ogromne ilości publikacji ukazujące się każdego roku.<br />
Wyniki badań naukowych dotyczących oddziaływania promieniowania elektromagnetycznego<br />
na organizmy są systematycznie monitorowane przez m.in. Światową Organizację Zdrowia<br />
(WHO), Międzynarodowe Stowarzyszenie Inżynierów Elektryków i Elektroników<br />
(IEEE), Międzynarodową Komisję Promieniowania Niejonizującego (ICNIRP), ekspertów<br />
Komisji Europejskiej (EMFNET). Organizacje te publikują regularnie opracowania przeglądowe<br />
z tego zakresu oraz prowadzą bogate serwisy internetowe. Celem tych opracowań jest<br />
kategoryzacja prac na bardziej godne zaufania, ważniejsze dla postępu wiedzy lub też prace<br />
podające wyniki budzące wątpliwości, lub mało wnoszące do aktualnego stanu wiedzy na<br />
temat wpływu pola EM na nasze życie. Następnie wyniki prac zakwalifikowanych jako znaczące<br />
są podsumowywane i próbuje się wysuwać bardziej ogólne wnioski. Wnioski te mają<br />
stanowić podstawę do stwierdzenia czy wpływ pola EM jest ujemny czy dodatni lub czy<br />
w ogóle nie istnieje na zachowanie się zwierząt, na dany proces fizjologiczny, na określone<br />
zmiany patologiczne. Jeżeli wpływ wydaje się być udowodniony, wtedy zaczynają się próby<br />
wyjaśnienia jego mechanizmów. Jednakże jak dotąd trudno w literaturze znaleźć jednoznaczne<br />
stwierdzenia; takie stwierdzenia, które by powstały na podstawie prac przeprowadzonych<br />
w różnych pracowniach, na różnym materiale, różnymi metodami. Bardzo często są to wyniki<br />
sprzeczne, bądź nieporównywalne lub też trudne do logicznego wytłumaczenia. W tej sytuacji<br />
w pracy zostaną przedstawione tylko przykłady badań prowadzonych nad wpływem ELF –<br />
EMF na żywe organizmy i zostaną podane niektóre wnioski z nich wynikające jednak bez<br />
próby podawania wniosków ogólnych i ostatecznych.<br />
175
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
OPTIMIZATION PROBLEMS FOR ONE-TURN COIL<br />
Mykhaylo V. Zagirnyak 1 , Mariya Yu. Branspiz 2<br />
1 Kremenchuk Mykhaylo Ostrogradskiy State Polytechnic University,<br />
Department of Electric Machines and Devices,<br />
39614, Kremenchuk, Ukraine, e-mail: mzagirn@polytech.poltava.ua<br />
2 East-Ukrainian Volodymyr Dal National University, Department of Electromechanics,<br />
91034, Lugansk, Ukraine, e-mail: mbranspiz@ukr.net<br />
I. Introduction<br />
Nowadays, when a measuring device coil is computed, as a rule, special attention is paid to<br />
the problems of computation of this coil magnetic field. The solution of these problems does<br />
not present any difficulties now that corresponding software exists. Possibilities of modern<br />
computing machinery also significantly simplified the solution of the problems of the thermal<br />
computation of measuring coils. However, when measuring coils meeting certain optimization<br />
requirements are being synthesized, the results of their optimization taking into account<br />
thermal phenomena are not known yet. Thereupon, it should be noted that the modern<br />
solution to optimization problems for circular coils, in fact, is based on the solution of these<br />
problems which was already obtained by Maxwell [1], who also lacked for taking into<br />
consideration the thermal phenomena whose influence on the relevant measuring devices<br />
serviceability is evident.<br />
II. Problem statement<br />
This paper poses and solves the problem of optimization computations of a live one-turn coil,<br />
taking into account the availability of heat equilibrium in it (Fig. 1) which is intended for<br />
creation (function condition) of a magnetic field of strength H A in a certain point situated at a<br />
certain distance x 0 from the plane of the turn on its symmetry axis.<br />
Fig. 1. One-turn coil geometrical diagram (a) and electrical circuit (b)<br />
There are seven parameters altogether for the system under consideration: c d , k r , x 0 , U , i ,<br />
H . These parameters should meet the one-turn coil function condition representing an<br />
R 1 , A<br />
2 rk<br />
d c<br />
A A<br />
•<br />
H<br />
x 0<br />
177<br />
U<br />
а) б)<br />
i<br />
R 1
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
analytical form of the known expression for magnetic field strength on a circular turn axis [2]:<br />
2 2 ( x + r )<br />
−1.<br />
5<br />
2<br />
H A = 0.<br />
5irk<br />
0 k . Besides, these parameters are interconnected by the regularities of<br />
direct current flow (Ohm’s law and resistance of the turn as a cylindrical conductor of the<br />
cross-section of<br />
2<br />
. 25π<br />
d and the length of 2 πrk<br />
): i = U / R1<br />
, R = ρr<br />
/<br />
2<br />
.<br />
0 c<br />
178<br />
1<br />
8 k dc<br />
Thus, for seven parameters of the system there are three relations which can be regarded as<br />
three coupling equations connecting these parameters. Admission of the condition of thermal<br />
equilibrium for the turn gives another additional coupling equation for the parameters. And<br />
admission of the condition of extremum for a certain criterion also gives one equation, which<br />
makes it possible to determine all the parameters of the considered system unambiguously<br />
(the number of the equations is equal to the number of the unknown parameters). The analysis<br />
of corresponding solutions for various criteria was the problem of this paper.<br />
III. Thermal equilibrium equation for a one-turn coil<br />
The condition of thermal equilibrium means that the quantity of the released heat (heat release<br />
2<br />
power Pi = i R1<br />
) is equal to the quantity of the heat taken off the turn surface during cooling<br />
(heat dissipation power P θ ): Pi = Pθ<br />
. If specific power q of heat dissipation from a cooling<br />
surface unit is included into the consideration, the mentioned condition of thermal equilibrium<br />
can be written down in the form of the following expression for the turn current<br />
1.<br />
5<br />
= 0 . 5πd<br />
q ρ .<br />
i c<br />
IV. Coupling equations system for one-turn coil parameters<br />
It is demonstrated in the paper that all the coupling equations of the coil parameters can be<br />
brought to two equations of the following form:<br />
1.<br />
5<br />
2 2 2 −1.<br />
5<br />
U = 4 πr<br />
ρq<br />
d , H ( π 4)<br />
d ( q ρ)<br />
r ( x + r ) .<br />
k<br />
c<br />
A = c<br />
k 0 k<br />
Thus, if parameters A H and x 0 are known, as well as the condition of extremum for a certain<br />
criterion of the optimization problem, it is possible to determine all the other turn parameters.<br />
V. Minimization of the consumed power<br />
As an example, the results of the solution of the problem of minimization of power consumed<br />
by the turn are shown here, when the function of purpose can be presented as the function of<br />
3 4 2 2 2 2<br />
one variable r k (Fig. 1.): P 3<br />
i = 2 16π<br />
q ρH<br />
( x0<br />
+ rk<br />
) / rk<br />
. To be exact, the solution of the<br />
mentioned problem resulted in getting the following relations:<br />
0. 447x<br />
2 2<br />
rk = 0 , d 12. 0573<br />
c<br />
H Ax0<br />
2<br />
ρ<br />
2 x<br />
= , 3<br />
0<br />
U = 0.<br />
7234 ρq<br />
, i = 13. 145H<br />
Ax0<br />
.<br />
q<br />
H<br />
A
<strong>XIX</strong> <strong>Sympozjum</strong> <strong>PTZE</strong>, Worliny 2009<br />
In addition to the described problem, the paper also deals with the solution of the problems of<br />
minimization of the turn material mass and determination of the turn parameters with<br />
maximum strength at the assigned distance for three cases: the turn wire diameter is assigned;<br />
the turn medium radius is assigned; the voltage of direct current source is assigned.<br />
Relations among geometrical and electrical parameters have been obtained for all these<br />
problems.<br />
It has been demonstrated that the known tendency to increase the heat dissipation from the<br />
surface of electric devices makes it possible not only to improve power characteristics of<br />
these devices, but it also provides the possibility for increase of the range of solutions to<br />
optimization problems.<br />
VI. Conclusions<br />
1. Optimization problems for an electromagnetic system in the form of a one-turn coil<br />
are brought to the problems to find the function extremum of one variable if thermal<br />
processes in the turn are taken into account.<br />
2. Intensification of heat dissipation of electromagnetic systems enables optimization of<br />
their power characteristics due to enlargement of the range of existence of solutions to<br />
respective optimization problems.<br />
References<br />
[1] J.C. Maxwell, A Treatise on Electricity and Magnetism, Vol. 2 – New York: Dover, (1991),<br />
531p.<br />
[2] E.M. Purcell, Electricity and Magnetism: Berkerely Physics Course. Vol. 2 – New York:<br />
McGraw-Hill Science/Engineering/Math, (1984), ISBN: 0070049084.<br />
179
Change language