III. Gm-C Filtering - Epublications - Université de Limoges

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APPENDIX C.............................................................................................................................................. - 200 - C.1 GYRATOR-C FILTERING ........................................................................................................................- 201 - C.2 GM-C FILTERING ...............................................................................................................................- 203 - C.3 RM-C FILTERING ................................................................................................................................- 205 - C.4 LC FILTERING WITH PASSIVE COMPONENTS..............................................................................................- 206 - C.5 REFERENCES......................................................................................................................................- 207 - C.5.a Gyrator-C filtering ................................................................................................................... - 207 - C.5.b Gm-C filtering .......................................................................................................................... - 208 - C.5.c Rm-C filtering........................................................................................................................... - 210 - C.5.d LC filtering with passive components ...................................................................................... - 210 - APPENDIX D ............................................................................................................................................. - 212 - D.1 MOS DIFFERENTIAL PAIR ....................................................................................................................- 212 - D.1.a Transfer Characteristic ............................................................................................................ - 212 - D.1.b Linearity Computation............................................................................................................. - 214 - D.2 MOS DEGENERATED COMMON-SOURCE CIRCUIT....................................................................................- 215 - D.3 LINEARITY ENHANCEMENT OF AN EMITTER-FOLLOWER..............................................................................- 216 - D.3.a Initial Linearity......................................................................................................................... - 216 - D.3.b Enhancement by Means of a Feedback Loop .......................................................................... - 218 - D.4 REFERENCES......................................................................................................................................- 220 - PERSONAL BIBLIOGRAPHY ....................................................................................................................... - 222 - TABLE OF FIGURE ..................................................................................................................................... - 224 - TABLE OF TABLES ..................................................................................................................................... - 228 - - 6 -
French Introduction Les signaux TV sont transmis de manière analogique. Une modulation, soit analogique ou digitale, de ces signaux leur permet de porter le codage notamment des pixels, de la couleur et du son. La présente thèse se place dans le cadre la réception de signaux transmis par voie terrestre et par câble, ce qui représente un spectre fréquentiel s’étalant de 42 à 1002MHz par canaux d’une largeur de 6 à 8MHz selon le standard utilisé. La réception des signaux TV est constituée de deux étapes. D’abord la réception du signal RF, qui nécessite l’amplification du signal et le filtrage d’un canal désiré parmi tous ceux reçus. Cette étape doit limiter au maximum les dégradations supplémentaires du signal. Cela signifie que cette étape doit être réalisée avec un faible bruit pour pouvoir recevoir des signaux de faible puissance, et une forte linéarité pour être capable de recevoir le canal désirés malgré la présence d’interféreurs forts. Ces contraintes de dynamique se retrouvent sur chacun des blocs qui constituent le récepteur TV. Son rôle est donc de fournir le canal désiré le plus propre possible pour réaliser la démodulation, qui est la seconde étape, dans de bonnes conditions. Toute dégradation du signal peut en effet mener à des erreurs de démodulation, comme un pixel affiché dans une mauvaise couleur sur l’écran de télévision par exemple. Aujourd’hui, l’architecture des récepteurs TV est constituée d’un amplificateur faible bruit (LNA) suivi d’un mélangeur pour pouvoir filtrer le canal désiré à plus basse fréquence. Cela permet de filtrer le canal de manière plus précise. Cependant, un filtrage RF est aussi nécessaire pour assurer la qualité de la réception, protéger le mixeur et réaliser un premier filtrage du spectre reçu. Pour relâcher ses contraintes en termes de dynamique, le filtre RF peut être placé entre le LNA et le mélangeur, pourvu que le LNA soit assez performant. En plus de bonnes performances en bruit et en linéarité, le filtre RF doit être accordable en fréquence pour pouvoir être centré sur le canal désiré partout dans la bande 42 – 1002MHz. Il doit également être sélectif pour réaliser un premier filtrage des signaux non-désirés forts qui peuvent dégrader la qualité de la réception. Ces signaux peuvent être de trois natures différentes. Il s’agit d’abord de rejeter les fréquences d’harmoniques impaires. En effet, le mélangeur utilise un oscillateur local à signal carré et provoque la conversion à basse fréquence des harmoniques impaires du spectre RF reçu. D’autre part, les canaux adjacents au canal désirés doivent être atténués dès le début de la chaîne de réception pour assurer la compatibilité avec les standards internationaux comme l’ATSC A/74. Enfin, les signaux non-TV situés dans la bande 42 – 1002MHz doivent aussi être rejetés. On peut citer comme exemple les signaux FM ou TETRA. Habituellement, des résonateurs LC assurent sur ce filtrage RF. Pour ce faire, ils utilisent des varactors ou des bancs de capacités mis en parallèle d’inductance. Cependant, atteindre le bas de la bande VHF à 42MHz nécessite l’utilisation de valeurs d’inductance d’environ 100nH. Alors, l’intégration de ces inductances sur silicium s’avère compliquée. De plus, les inductances en composants discrets ou intégrées sur silicium sont soumises à des - 7 -
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Another paper [II.7] provides a FOM
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A parallel self resonating circuit
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This gives the following values for
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Vb - 63 - M1 M2 Zin Figure 76. Anot
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when given, reported noise figures
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In all publications dedicated to Gm
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II.4.c Second Order Bandpass Filter
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Figure 87. Biquad Schematic The Gm-
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Vin Rm - 73 - C Vout Figure 89. Der
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Figure 93 depicts the RF performanc
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A second advantage of advanced BiCM
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II.7 Conclusion As a conclusion, th
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[II.13] C. Andriesei, L. Goras, and
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III.I Theoretical Study III. Gm-C F
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g V m3 in III.1.b Linearity Conside
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Assuming an ideal input transconduc
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Figure 102. Linearity of the filter
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Furthermore, a Gm-C circuit is not
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In terms of noise, the Flicker nois
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Table 7 summarizes the specificatio
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Idiff (A) levels reached with this
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III.2.e Unbalanced Differential Pai
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Hence, the combination of the expon
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Technique Current Increase Source D
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Using this structure and considerin
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The dimensioning of the transistors
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III.3.c Gm-cells with MGTR III.3.c.
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Furthermore, the high sensitivity t
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Figure 136. Filter in-band IIP3 ver
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III.4 Comparison of the filters III
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III.5 Conclusion Once the Gm-C seco
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IV. Rauch Filtering IV.1 Sallen-Key
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Thus, an equation linking Q and Gai
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IV.1.c.ii Proposed positive feedbac
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For both Rauch and Sallen-Key filte
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The high sensitivity to passive com
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Furthermore, it should also be take
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IV.2.b Innovative Implementation of
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esulting gain K, constituted of the
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Table 25. Sum-up of the OA specific
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Figure 153. OA voltage gain versus
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Filtering in the mirror, by means o
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However, this feedback makes the fi
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Figure 160. OA Gain and phase versu
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IV.3.c Implemented Filter and Test
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Figure 165 depicts the layout of th
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Figure 169. PVT variations of the f
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IV.4 Rauch Filter Performances: Mea
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Figure 178. IIP3 versus input power
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IV.4.c Performances Sum-up The filt
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Table 30. Frequency Limitations of
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IV.7 References [IV.1] Y. Tsividis
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V. A Perspective for Future Develop
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V.2 4-path Filter Simulations V.2.a
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The frequency tunability is ensured
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V.3 State-of-the-Art V.3.a 4-path F
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V.4 Conclusion In this chapter, it
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IEEE International, 2009, pp. 222-2
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RF selectivity challenges In this t
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The positive feedback Rauch filter
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It is worth highlighting that FOM1
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étudiée. Il s’avère que la lin
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It is worth noticing that S0 only d
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A.3 Signal-to-Noise Ratio These dif
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A.5 Friis’ Formula In case of mul
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A.7 References [A.1] Friis, H.T., N
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To estimate the influence of the di
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Now, let’s have a look to the cub
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Figure 200. Third order intercept p
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B.2 RF Filter Linearity Measurement
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B.2.c IIP2 measurement To measure t
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C.1 Gyrator-C filtering year Ref. f
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C.2 Gm-C Filtering year Ref. f0 (MH
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year C.3 Rm-C filtering Ref. f0 (MH
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C.5 References C.5.a Gyrator-C filt
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[C.23] J. De Lima and C. Dualibe,
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D.2 MOS Degenerated Common-Source C
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⎛ I s ⎞ Vout = Vin + U T ln ⎜
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Computing, this leads to: V out + v
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FIGURE 54. H3 AND N+5 REJECTIONS AC
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FIGURE 168. PVT VARIATIONS OF THE F
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