Analoge Schaltungstechnik Labor - Institut für Elektronik, TU-Graz

ANALOGESCHALTUNGSTECHNIKLABORInstitut für Elektronik der Technischen Universität in GrazReferenzquellenÜbungsinhalt:• Konstantspannungsquellen• KonstantstromquellenVorausgesetzte Kenntnisse:• Übungsunterlagen Referenzquellen• Kennlinien, Funktion und Grundschalungen von:Z-Diode, Bipolar-Transistor, Feldeffekt-Transistor• Grundschaltungen von ReferenzquellenLiteratur:• Hartl, H. et. al.:Elektronische Schaltungstechnik

RQ 1 / 151 SPANNUNGSREFERENZENSpannungsreferenzen liefern eine genau bekannte Spannung für die Verwendung inelektronischen Schaltungen oder Systemen. Jeder Fehler der Referenz wirkt sich auf dieGenauigkeit des Gesamtsystems aus.1.1 AnwendungsbereichReferenzen werden verwendet in digitalen Multimetern, digitalen Kommunikationssystemen, intragbaren Instrumenten zur Präzisionsmessung und Kalibrierung elektronischer Thermometer,Präzisionsschaltregler - auch benötigt jedes digitale System oder Subsystem oder Schaltung mitanalogen Ein- oder Ausgängen zumindest eine genaue Referenz.1.2 Wünschenswerte Eigenschaften einer Spannungsreferenz• Genaue Ausgangsspannung• Geringe Temperaturdrift (Temperaturkoeffizient, TK)• Gutes Verhalten bei Laständerungen (Load Regulation)• Gutes Verhalten bei Versorgungsspannungsänderungen (Line Regulation)• Gute Langzeitstabilität1.3 Arten von Referenzquellen1.3.1 Zener-Dioden-ReferenzDie am weitesten verbreitete Referenzschaltung ist die temperaturkompensierte Zenerdiode. AlsZenerdioden werden alle Dioden bezeichnet, die im Durchbruchsmodus arbeiten, unabhängigdavon, ob es sich um einen Zener-, Lawinen- oder gemischten Durchbruchsmechanismushandelt. Die in einer Schaltung befindlichen Zener-Dioden erzeugen einen konstantenSpannungsabfall, wenn sie mit einem relativ konstanten Strom betrieben werden. InSchaltungen, die zur Arbeitspunktstabilisierung dienen, werden sie oft mit Operationsverstärkern(OP, OPV, Operational Amplifier, OPAMP) verwendet, oder sie übersetzen Spannungen inStrom oder man verwendet sie als Schutzdioden gegen Überspannung usw.1.3.1.1 ArbeitsweiseA-U Z∆U D∆I DI DU DU UF DI DKAbbildung 1: Allgemeine Strom-/Spannungskennlinie einer Zener-DiodeDer aktive Teil einer Zenerdiode besteht aus einem in Sperrrichtung betriebenen P-N-Halbleiterübergang. Wird die Diode in Durchlassrichtung betrieben (Spannung im P-Gebiet istpositiver als im N-Gebiet), dann wird dem Stromfluss nur ein sehr geringer Widerstandentgegengesetzt; die Zenerdiode verhält sich wie eine normale hochleitfähige Silizium-Diode(Abbildung 1).Beim Betrieb in Sperrrichtung fließt nur ein sehr geringer Strom, wenn die angelegte Spannungkleiner ist als U Z (Durchbruch- oder Zenerspannung). Dieser geringe Leckstrom bleibt in diesemAusgabe 2009

RQ 2 / 15Bereich bei gleichbleibender Temperatur nahezu konstant. Wird die Sperrspannung bis zurDurchbruchspannung erhöht, kann der Sperrstrom bei kleinen Spannungsänderungen starkansteigen und die Diode zerstören. Daher wird eine Zenerdiode immer in Serie mit einemWiderstand oder einer Stromquelle betrieben (Abbildung 2). Der in die Last fließende Strom I Lbewirkt in diesem Fall eine Änderung der Ausgangsspannung U OUT .-U IN-U OUTI Z-U OUT'I LI L -U INII Z'URI LU INI ZU OUTAbbildung 2: Zenerdiode mit Widerstand zur Strombegrenzung (Schaltung und Kennlinie)1.3.1.2 DurchbruchsmechanismenEs bestehen zwei grundsätzlich verschiedene Durchbruchsmechanismen: Zener- und Lawinen(Avalanche)-Durchbruch. Die Art des Durchbruchs hängt von der Dotierung in den P- und N-Materialien ab.-V -VR25°C65°CZenerdurchbruch65°C 25°CLawinendurchbruch-I -IAbbildung 3: Temperaturverhalten beim Zener- und beim Lawinen-DurchbruchBeim Zener-Durchbruch (Abbildung 3, links), einem Niederspannungsphänomen, sinkt dieDurchbruchspannung mit steigender Halbleitertemperatur (negativer TK). Beim Lawinen-Durchbruch steigt die Durchbruchspannung mit steigender Halbleitertemperatur (positiver TK).Zener-Durchbruch: Ein PN-Übergang, der ein schmales Verarmungsgebiet besitzt, wird durchdie hohe Feldstärke bei relativ niedrigen Spannungen durchbrechen, da Elektronen und Löcheraus ihren Atomverbindungen herausgerissen werden, und so die Ladungsträger für dieLeitfähigkeit bilden. Ein hohes elektrisches Feld unterstützt die Energie, die erforderlich ist umdas Energieband zu überspringen. Es werden die Elektronen angeregt, aus dem Valenzband indas Leitungsband überzuwechseln. Ein Ansteigen der Temperatur erhöht die Energie derValenzelektronen und reduziert damit die Durchbruch- oder Zenerspannung.Lawinen-Durchbruch: Der Zenereffekt nimmt mit größer werdendem Verarmungsgebiet ab.Bei Zenerspannungen um 6 V überwiegt der Lawinendurchbruch (Avalanche-Effekt). DieElektronen werden im Leitungsband auf ihrer freien Weglänge so stark beschleunigt, dass sieStoßionisation durchführen und sich lawinenartig vermehren. Da die mittlere freie Weglänge mitder Temperatur abnimmt, hat der Lawineneffekt einen positiven Temperaturkoeffizienten (TK).1.3.1.3 Zener-Dioden-AusführungenZenerdioden sind erhältlich im Spannungsbereich zwischen 2 bis 200 V; Toleranzbereich 10 %bis 20 % und Verlustleistungen von 0,25 bis 50 Watt.Ausgabe 2009

1.3.1.4 NachteileRQ 3 / 15Die Spannungstoleranz ist - außer bei teureren Versionen - generell schlecht. Außerdemrauschen sie stark und sind sehr stark abhängig von Strom- und Temperaturschwankungen.Zenerdioden, die im 5,6 V-Bereich liegen, weisen sowohl Lawinen- als auch Zenerdurchbruchauf und besitzen entweder positive oder negative TKs, abhängig davon, welcher Effektüberwiegt. Aus diesem Grunde eignen sie sich am besten für temperaturunabhängigeReferenzen, da sich der positive und der negative TK bei einem bestimmten Stromgegeneinander aufheben können (Abbildung 4, aus: MOTOROLA - TVS/Zener, Device Data).Abbildung 4: Temperaturkoeffizient als Funktion von Zenerspannung und StromTemperaturkompensation:Für eine gegebene Zenerspannung überwiegt bei niedrigen Strömen der Zenerdurchbruch, derTK ist negativ; bei höheren Strömen der Lawineneffekt, der TK ist nun positiv. Da beide Effektedurch den Strom gesteuert werden, variiert auch der TK mit dem Strom. Bei einem bestimmtenStrom sind jedoch beide Temperaturkoeffizienten gleich groß und heben sich auf. So kann mandurch einen geeigneten Sperrstrom den TK für einen Durchbruch bei einer bestimmtenSpannung justieren.Eine Möglichkeit der Temperaturkompensation bietet auch die Serienschaltung einer Zenerdiodemit positivem Temperaturkoeffizienten und Dioden in Durchlassrichtung mit negativemTemperaturkoeffizienten.+NegativerTemperaturkoeffizientPositiverTemperaturkoeffizientNullTemperaturkoeffizient-Abbildung 5: Temperaturkompensation mit Dioden in DurchlassrichtungDie Zenerspannung wird so gewählt, dass der TK der in Durchlassrichtung betriebenen Diodeeliminiert wird. Die in Abbildung 5 gezeigte Schaltung ist als ZENER IC (Referenzdiode)erhältlich. Benötigt man eine Zenerdiode als Anwendung für hohe Stabilität, und ist der genaueSpannungswert nicht entscheidend, schaltet man eine 5,6 V Zenerdiode in Reihe mit einernormalen Diode.Ausgabe 2009

RQ 4 / 15R 3R 515 VI z15 VU outU z=6,2 VR 1R 2U⎛ RU⎜1 + 1⎝ Rout =z2⎟ ⎞⎠Abbildung 6: Spannungsreferenz mit Zenerdiode und OPVDer Operationsverstärker in Abbildung 6 dient dazu, einen konstanten Strom für die Zenerdiodebereitzustellen, sie zu puffern und der Referenzschaltung zu ermöglichen, Strom zu ziehen undzu liefern und die Zenerspannung auf eine gewünschte Ausgangsspannung zu verstärken. R 5liefert den Startstrom für die Diode. Der Strom fließt durch R 3 und die Diode - der StromI Z = (U OUT - U z )/R 3 - und wird auf diesem Wert gehalten, unabhängig von der Versorgungsspannung,der Verstärkerbelastung und - in erster Annäherung - von der Temperatur. R 3 wirdgewählt, um den gewünschten Bias-Strom für die Zenerdiode zu erhalten, und wird aus derDifferenz von U z und (l + R 1 /R 2 )U z bestimmt: I z = (R 1 U z )/(R 2 R 3 ).1.3.2 Burried-Zener-ReferenzDie geringe Langzeitstabilität von Zenerdioden kann wesentlich verbessert werden, wenn derZenerdurchbruch unter die Oberfläche des Substrates gelegt wird, wo er von Feldeffektenbeweglicher Oberflächenionen, Verunreinigungen und Oxidation geschützt ist. MitIonenimplantation ist es möglich, eine hochdotierte stabile und reproduzierbare Zenerdiode unterdie Oberfläche zu legen.1.3.3 Temperaturstabilisierte ReferenzenHier werden die Referenzen auf konstanter Temperatur gehalten - daher temperaturstabilisiert,nicht temperaturkompensiert. Solche Bausteine beinhalten auf dem Chip einen Temperaturstabilisator(Ofen) und eine Referenzschaltung. Der Ofen hält die Referenz unabhängig von derUmgebungstemperatur auf konstanter Temperatur, und zwar bis zur vorgegebenenStabilisationstemperatur. Bei höheren Temperaturen ist keine Kühlung möglich. Aus diesemGrunde hat man es hier mit zwei grundsätzlich verschiedenen Temperaturkoeffizienten für diebeiden auftretenden Umgebungstemperaturbereiche zu tun (Umgebungstemperatur oberhalb undunterhalb der Ofentemperatur).1.3.4 Bandgap-ReferenzDie Bandgap-Methode ist eine andere populäre Design-Technik bei monolithischen Schaltungenberuhend auf der physikalischen Eigenschaft der Basis-Emitterspannung eines in Durchlassrichtungbetriebenen Silizium-Transistors.Der TK der Basis-Emitterspannung im aktiven Bereich beträgt –2 mV/°C; der genaue Werthängt von der Größe der Basis-Emitterspannung (U BE ) ab; er ist für einen gegebenen Transistorimmer gleich, sodass er als linearer Temperatursensor verwendet werden kann, wenn derEmitterstrom proportional zur Temperatur gemacht wird.Ausgabe 2009

RQ 5 / 151,5 Vkonstante Summenspannung fürbeide Bauelemente1,205 VDurchlass-Spannung1,0 V0,5 VU BEals Funktion derTemperatur für zwei typischeBauelemente (I Eprop. T)ErforderlicheKompensationsspannung -gleiche Bauelemente0 V-273°C0 K-200°C73 K-100°C173 KTemperatur0°C273 K100°C373 KAbbildung 7: Basis-Emitter-Spannung, Temperatur und Bandgap-Spannung für zwei BauelementeIn Abbildung 7 sind die U BE Werte für verschiedene Bausteine in Abhängigkeit von derTemperatur dargestellt und zum absoluten Nullpunkt (-273,2°C) extrapoliert; die Geraden habenverschiedene Steigungen, sie schneiden sich jedoch alle beim selben Spannungswert: 1,205 V.Dies ist die Bandgap-Spannung von Silizium bei 0°Kelvin. Wenn es möglich ist eine Spannungzu erzeugen, die proportional mit der Temperatur im selben Maße ansteigt wie U BE absinkt, dannist die Summe der beiden Spannungen bei jeder Temperatur konstant gleich 1,205 V. DieseSpannung kann man erhalten, wenn man den Spannungsunterschied zwischen den U BE zweierähnlicher Transistoren, die bei verschiedenen Stromdichten arbeiten verstärkt: I S1 und I S2 in derEbers-Moll-Gleichung sind proportional dem elektrisch wirksamen Basisquerschnitt desTransistors. Für gleiches Halbleitermaterial gilt daher für Transistoren mit unterschiedlichenAbmessungen, dass die Sättigungsstromdichten J S1 = I S1 /A 1 und J S2 = I S2 /A 2 gleich groß sindI1AJJ112∆UI=A= eBES11q=e;( U −U)BE1kTqqUkTBE1kTBE 2JlnJ12J=1= e= Jq∆UkTkTqBES1e⎛ Iln⎜⎝ IqU12BE1kTA2⎞⎟A1⎠undIA22I=AS 22eqUBE 2kT;J2= JS 2eqUBE 2kTkqT∆UBEBoltzmannkonstante== 86,14 µV/KElementarladung= Absolute Temperatur=Basis - Emitter - Spannungsdifferenz (prop. zu T,wenn J1/J2konstant)Diese Spannung wird dann so verstärkt, dass sie mit U BE , bei gleicher Temperatur summiert,1,205 V ergibt und ist theoretisch temperaturunabhängig.Ausgabe 2009

RQ 6 / 15R8R7I 2> I 1R4R4U OUT= U Z(1 + )R5T2 T18A AU Z= U BE+R12 ∆U BE= 1,205 VR2∆U BER2R1U 1= 2 ∆UR2 BER1R5Abbildung 8: Bandgap-Grundschaltung mit OPVBesitzen R 7 und R 8 den gleichen Widerstandswert, dann müssen durch beide Widerständegleiche Ströme fließen und daher auch durch die Kollektoren und Emitter der Transistoren T 1und T 2 mit sehr hoher Stromverstärkung β. Die Emitterfläche von T 2 ist 8 mal so groß wie dievon T 1 , daher ist die Stromdichte J 2 = 1/8J 1 , und ∆U BE ist (k⋅T/q)⋅ln8 oder 179,2⋅T⋅10 -6 [V/°K].Der Widerstandswert von R 2 wird von der gewünschten Stromstärke durch T 1 und T 2 bestimmt;dieser Strom (= ∆U BE /R 2 ) fließt auch durch R 1 , und da I 1 =I 2 , ist der totale Strom 2⋅∆U BE /R 2 unddie Spannung über R 1 ist U 1 = (2R 1 ⋅k⋅T⋅ln8)/(R 2 q).Bei geeigneter Wahl des Verhältnisses R 1 /R 2 ist die Summe der beiden Spannungen U 1 + U BE1gleich der Bandgap-Spannung von 1,205 V, welche wiederum mit dem Verhältnis (l+R 4 /R 5 )verstärkt wird, um die gewünschte Ausgangsspannung U OUT zu erhalten.Durch die Genauigkeit des Herstellungsprozesses bei integrierten Schaltungen lässt sich U BEvorhersagen und R 1 /R 2 vorausbestimmen. Die Widerstände werden in Dünnfilmtechnik mitgeringem Temperaturkoeffizienten hergestellt und auf den Chip aufgebracht. Bei erhöhtenGenauigkeitsanforderungen erfolgt eine Lasertrimmung.Monolithische Bandgap-Referenzen sind, teils als Reglerverstärker mit Spannungsausgang, mitdrei Anschlüssen, teils als synthetische Zenerdiode mit zwei Anschlüssen erhältlich, und vieleTypen kann man für beide Anwendungen gebrauchen. Auch sind sie oft auf einem Chip miteiner anderen Schaltung integriert.Die Vorteile der Bandgap-Referenz sind geringes Rauschen und gute Langzeitstabilität, da U BEsehr stabil und unempfindlich gegen Oberflächeneffekte ist. Die Nachteile sind im allgemeineneine höhere Temperaturdrift und Fehler, die durch ein Temperaturgefälle in der Schaltunghervorgerufen werden, da die Bandgap-Referenz aus mehreren Bauelementen besteht.1.3.5 Diskrete Bandgap-ReferenzAuch hier wird die U BE des Transistors T 3 (siehe Abbildung 9) auf 1,205 V ergänzt. Und zwarwird der negative TK der U BE von T 3 durch Addition einer Spannung mit pos. TK kompensiert(U 2 ).Ausgabe 2009

RQ 7 / 15Rn 1RU 2T3T2U einT1U refRn 2U 1Abbildung 9: Diskrete Bandgap-ReferenzEine solche Spannung wird erzeugt, indem man die Differenz der Basis-Emitterspannungenzweier Transistoren bildet, die mit verschiedenen Strömen betrieben werden.IIIUC1C1C 21U== n= Uref1BE1− UR / n1− UBE1BE 2,= UTIC 2IlnIU=C1C 2ref(unabhängig von U=− URkTqrefBE3)ln n1,Uref≈ 60 mV= 1,205VDamit U 1 positiv wird, muss n 1 > 1, also I C1 > I C2 gewählt werden (z.B.: n 1 = 10).∂UTK =∂ ϑkqU11 T= ln n1= ln n1=TU T1Für T = 300°K beträgt der TK = +2 mV/K; um die Kompensationsspannung U 2 mit dembenötigten TK von +2 mV/K zu erhalten, muss U 1 um den Faktor 10 verstärkt werden, d.h.n 2 = 10. Daraus ergibt sich U 2 = 600 mV.U ref = U BE3 + U 2 = U BE3 + U T ⋅n 2 ⋅ln n l ≈ 1,2V.1.3.6 Integrierte SpannungsreglerSie ermöglichen den problemlosen Aufbau von hochwertigen Stromversorgungen. Auf einemChip im Gehäuse eines Transistors befinden sich die Referenzspannungsquelle, dieRegelschaltung, Schutzschaltungen gegen Übertemperatur und Kurschluss und dieLeistungstransistoren.1.3.6.1 Spezifikationen bei SpannungsreglernAnfangsgenauigkeit (Initial Accuracy):Anfangsgenauigkeit oder Spannungsfehler, oder Ausgangsspannungs-Toleranz ist dieAbweichung von der nominellen Ausgangsspannung bei 25°C und einer spezifiziertenEingangsspannung. Sie ist bei einigen Bausteinen trimmbar.Ausgangsspannungsdrift:Ausgangsspannungsänderungen in Abhängigkeit von der Temperatur, oder Ausgangsspannungs-Temperaturkoeffizientoder Spannungsdrift, ist die Ausgangsspannungsänderungbezogen auf den Wert bei 25°C, und zwar unabhängig von der Änderung derArbeitsbedingungen.Ausgabe 2009

Line Regulation:RQ 8 / 15Line Regulation oder Stabilisierungsfaktor ist die Änderung der Ausgangsspannungnormalerweise spezifiziert als % pro Volt oder µV pro Volt Eingangsspannungsänderung. Es istein Maß für die Versorgungsspannungsunterdrückung (Power Supply Rejection) und wird beiGleichspannung gemessen.Line Transient Response:Die Line Transient Response gibt das transiente Verhalten der Ausgangsspannung bei einersprunghaften Änderung der Versorgungsspannung wieder.Ripple Rejection:Ripple Rejection, Brummunterdrückung oder Störspannungsunterdrückung ist das Verhältnisvon Eingangsstörspannung zur Ausgangsstörspannung in dB.Load Regulation:Load Regulation, Lastregulierung oder Genauigkeit unter sich ändernden Lastbedingungen, istdie Änderung der Ausgangsspannung für einen bestimmten DC-Wechsel des Laststromes. Siewird normalerweise in µV/mA ausgedrückt, und manchmal in Ω des Ausgangswiderstandes. Siebeinhaltet die Auswirkung der Selbsterwärmung, verursacht durch angestiegene Verlustleistungbei hohen Lastströmen.Load Transient Response:Die Load Transient Response gibt das transiente Verhalten der Ausgangsspannung nach sprunghafterLaständerung wieder.Langzeitstabilität:Langzeitstabilität wird normalerweise angegeben in ppm pro 1000 Stunden bei einer bestimmtenTemperatur. Diese Spezifikation ist schwierig zu verifizieren und wird generell als typischbezeichnet, beruhend auf den charakteristischen Daten.Die Langzeitdrift von Zenerdioden ist in der ersten Zeit am größten. Sie wird mit zunehmenderBetriebsdauer geringer und erreicht schließlich einen Punkt, wo nur mehr kleine Änderungenauftreten, ähnlich wie beim 1/f Rauschen. Da dies unter Umständen jahrelang dauern kann,werden die Präzisionsreferenzen künstlich gealtert (Burn in), und zwar im Betrieb bei einerhohen Temperatur, um den Alterungsprozess zu beschleunigen (Abbildung 10).Drift[ppm]0-20-40-60-80-1001 2 3 4JahreDropout Voltage:Abbildung 10: Typische 1N829-Drift als Funktion der ZeitBei zu niedriger Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang wird dieFunktion des Reglers beeinträchtigt. Als Dropout Voltage wird jene minimal notwendigeSpannungsdifferenz zwischen Eingang und Ausgang bezeichnet, die für einen korrekten Betriebdes Spannungsreglers notwendig ist.Ausgabe 2009

RQ 9 / 151.3.6.2 Die Bandgap-Referenz LT1019Der LT1019 soll als zentrales Element der Übung genutzt werden. Es handelt sichum eine Bandgap-Referenz, welche eine fixe Ausgangsspannung von 2,5V, 4,5V, 5V,10V liefert (je nach Ausführung). Für den Laboraufbau wird die Spannungs-ReferenzLT1019-5 verwendet, welche eine Ausgangsspannung von Uout = 5V liefert.Abbildung 11: Blockschaltbilder des LT1019 mit Außenbeschaltung zur Ausgangsspannung-TrimmungDie Line Regulation sowie die Load Regulation des LT1019 sind sehr gut. Ein 10V Sprung derEingangsspannung führt lediglich zu einer Änderung von 5ppm am Ausgang (Line Regulation).Eine Änderung des Laststroms führt am Ausgang lediglich zu einer Spannungsänderung um die100µV.Ausgabe 2009

RQ 10 / 15Auszug aus dem Datenblatt des LT1019:MESSUNGEN: Übungsdurchführung nach Angabe des Betreuers.a) Line Regulationb) Line Transient Responsec) Load Regulationd) Load Transient Responsee) Dropout VoltageAusgabe 2009

RQ 11 / 151.3.6.3 LT1014 OperationsverstärkerDer LT1014 ist ein Vierfach-Präzisions-Operationsverstärker. Die maximale Betriebsspannungliegt bei U Bmax = ±22V. Ein unipolarer Betrieb ist mit diesem Operationsverstärkermöglich. Durch die maximale Differenzspannung an den Eingängen von U Dmax = ±30V ist einEinsatz als Komparator möglich.1.3.6.4 LM2901 KomparatorBeim LM2901 handelt es sich um einen Vierfach-Präzisions-Komparator. In denÜbungen wird dieser Komparator als Spannungsbegrenzer eingesetzt. Abbildung 12zeigt einen Auszug aus dem Datenblatt.Abbildung 12 Auszug aus dem Datenblatt LM29011.3.6.5 Pt-100 TemperaturfühlerPt-100-Sensoren sind Temperaturfühler, die auf der Widerstandsänderung von Platin unterTemperatureinfluss basieren. Diese Widerstandsthermometer sind Kaltleiter (PTC). Sie werdenzur Temperaturmessung im Bereich von -100°C bis 850°C verwendet.Die Sensoren werden entweder in der Bauform eines Platindrahtes oder einer Platinschichtgenutzt. Die Platin-Temperatursensoren werden durch ihren Nennwiderstand R 0 bei einerTemperatur von 0°C und drei weiteren Koeffizienten α, β und γ charakterisiert.Ausgabe 2009

Das Pt-100 Temperaturfühler ist kein linearer Sensor. Der Widerstand bei einer bestimmtenTemperatur wird wie folgt berechnet:RQ 12 / 15R 0 = 100Ω…Nennwiderstand T. . .Temperatur in °CDie Koeffizienten für einen Standard Pt-100 Sensor sind in der IEC 60751 angegeben:Zur Berechnung des Widerstandswertes werden zwei verschiedene Temperaturbereiche und dazugehörige Abwandlungen der Gleichung verwendet.• Temperaturen größer als 0°C :In diesem Bereich wird der γ-Term Null gesetzt. Es wird nur mit dem α-Term und demβ-Term gerechnet.Wenn man den Fühler vereinfacht und mit einem linearen Widerstandsanstieg vonrechnet, wird die Abweichung vom tatsächlichen Sensorwiderstand mit steigenderTemperatur immer größer und beträgt bei 100°C ca. 1,5 Ω. Dies entspricht einemTemperaturfehler von ca. 3,8°C !• Temperaturen kleiner 0°C:Sinkt die Temperatur unter 0°C ab, sind alle drei Terme von Bedeutung und zurWiderstandsberechnung wird die oben genannte Gleichung verwendet.Käufliche Sensoren weichen entsprechend ihrer Genauigkeit (Preis) mehr oder weniger von denNormwerten ab. Für genaue Messungen müssen daher der Widerstand und die Koeffizienten fürjeden Fühler eigens bestimmt werden.1.3.6.6 DisplayUm eine Visualisierung der Schaltungen zu erhalten wird ein Display benötigt. DasAnzeigeelement HED282 der Firma Falcon kann mit 5V bzw. 9V Gleichspannung betriebenwerden, stellt 3 1/2 bit dar und bietet die Möglichkeit, verschiedene Einheiten (°C, Ω, etc.)darzustellen. Da bei den Übungen überwiegend mit einer Spannung von 5V gearbeitet wird, wirdauch diese als Versorgung für die Anzeige gewählt.Ausgabe 2009

RQ 13 / 15KONSTANTSTROMQUELLEN1.4 Ideale StromquelleDiese prägt einem Verbraucher R V einen Strom ein, der unabhängig vom Spannungsabfall an R Vist. Die einfachste Möglichkeit einer Konstantstromquelle bietet eine (Konstant-)Spannungsquellemit hohem Innenwiderstand R i :R iI aU 0DCR VU aU −U=R0 aIa= I0−iI 0UR... KurzschlussstromaiAbbildung 13: Konstantstromquelle mit hohem InnenwiderstandAus obiger Gleichung sieht man sofort, dass der Strom bei großem R i beinahe unabhängig vonU a wird. Der Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass man für größere Ströme I a eine hoheSpannung U 0 benötigt (im kV-Bereich)!ABHILFE: Man begnügt sich damit, nur für einen kleinen Ausgangsspannungsbereich einengroßen Widerstand zu verlangen. In diesem Bereich muss dann lediglich der differenzielleInnenwiderstand r i = -dU a /dI a groß sein, während der statische Innenwiderstand klein sein kann.Diese Eigenschaft besitzen die Ausgangskennlinien eines Bipolar-Transistors (Bipolar JunctionTransistor, BJT) oder eines Feldeffekt-Transistors (FET). Der differenzielle Innenwiderstandlässt sich durch Gegenkopplung noch um einige Zehnerpotenzen erhöhen.1.5 Bipolar-Transistor-StromquelleDie Emitterschaltung mit Emitterwiderstand R E wirkt in Bezug auf den Kollektorwiderstand R Lals Stromquelle. Der differenzielle Innenwiderstand dU a /dI a liegt im MΩ-Bereich. Wird R 2 durcheine Zenerdiode ersetzt, kann der Innenwiderstand der Stromquelle noch verbessert werden.R 1R LI aR 1I QR LI aU aR 1R LI aU aR 2R EI QU aR EU BU BU BU EU EU ER 2R EKonstantstromquellemit SpannungsteilerKonstantstromquellemit Spannungsteilerund U BE-KompensationKonstantstromquellemit Zener-DiodeAusgangsstrom :Ausgangswiderstand :IaU=REEU=dUara= −dIaB= r−URCEEBE⎡⎢1+⎣β R ⎤E⎥( R R ) + r + R ⎦Abbildung 14: Stromquellen mit Bipolar-Transistoren12BEEAusgabe 2009

1.6 Feldeffekt-Transistor-StromquelleRQ 14 / 15FET-Stromquellen lassen sich ähnlich aufbauen wie jene mit Bipolar-Transistoren. Verwendetman selbstleitende FETs kann die Schaltung als Zweipol ausgeführt werden.+IInnenwiderstand :r = r +iDS( 1 SR )SR SS ... Steilheit1.7 Stromspiegel-Abbildung 15: JFET-Konstantstromquelle ohne HilfsspannungDer einfache 2-Transistor Stromspiegel in Abbildung 16 (a) versucht an seinem Ausgang B eineidentische Kopie des Eingangsstromes an A zu produzieren, wobei unerwünschteStrom-Spannungsbeeinflussungen minimiert werden. Und zwar steuert ein Eingangstransistor,der als Diode geschaltet ist, einen Ausgangstransistor mit einer angepasstenBasis-Emitterspannung U BE an, der einen identischen Ausgangsstrom produzieren soll.ABBABI inI outAI inI outI inI outT3 T3 T4T1 T2 T1 T2T1T2CC(a) (b) (c)Abbildung 16: Stromspiegelschaltungen mit Bipolar-TransistorenVerwendet man einen Transistorarray (z.B. CA3046), dann hat man zwei gematchte Transistorenzur Verfügung. Der Eingangsanschluss A befindet sich immer auf einer fixen Spannung, imGegensatz zum Anschluss B, welcher eine Spannung annehmen wird, die von denLastbedingungen abhängig ist.STROMÜBERTRAGUNGSMASS: λ = I out /I in sollte konstant bleiben, unabhängig von Spannungs-und Stromänderungen. Es kann auch für andere Werte als 1 ausgelegt werden, wenn mandie Transistoren entsprechend verdoppelt. Die Abweichung vom Einheitsstromübertragungsmaßwird für 2 Transistoren mit λ 2 angegeben, wobei β der Stromverstärkungsfaktor, und U OS derUnterschied in der Basis-Emitter-Spannung ist, der notwendig ist, um gleiche Ströme zuerhalten, U T = 26 mV, U ∆Q ist der Unterschied der Kollektor-Basis-Spannung und (U I ) Q ist dieEarly-Spannung.Durch Hinzufügen eines dritten Transistors kann der Stromspiegel wesentlich verbessert werden.(Wilson Stromspiegel, Abbildung 16 (b)). T 3 erfüllt zwei Aufgaben: erstens puffert er T 2 vorCAusgabe 2009

RQ 15 / 15Änderungen in der Kollektorspannung und vermindert die spannungsempfindliche Komponenteim Stromübertragungsmaß λ. Zweitens bewirkt er die bessere Aufteilung der Basisströme,wodurch λ sehr viel näher an 1 heranreicht. β ist die mittlere Stromverstärkung der dreiTransistoren, ∆β repräsentiert die Streuung der Stromverstärkungen und (U I ) 0,7 ist dieEarly-Spannung, bei einer U CB von 0,7 V ermittelt.Ein noch besseres Ergebnis kann mit einem aus vier Transistoren aufgebauten Stromspiegelerzielt werden (Abbildung 16 (c)).Eine formelmäßige Zusammenfassung der Stromübertragungsmaße für die Stromspiegelschaltungenin Abbildung 16 ist nachstehend aufgelistet. Einen Vergleich des Stromübertragungsmaßesvon Stromspiegeln mit 3 und 4 Transistoren zeigt Tabelle 1.λλλ2342= 1 ±β2∆β= 1 ±2βU±U2∆β= 1 ±2βOSTU±UU±UU−( U )OSTOST∆QIQU−( U )IBE0,7I in U BÜbertragungsmaßλ 3 λ 4100 µA2 V 0,995 1,00110 V 0,996 1,0011 mA2 V 0,990 0,99910 V 0,991 1,00010 mA2 V 0,886 0,99110 V 0,890 0,994Tabelle 1: Stromübertragungsmaß für verschiedene Stromspiegel und BelastungenAusgabe 2009