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7 Software als Dimensionierungshilfe Mit den berechneten Verlusten können dann Stromquellen der thermischen Ersatzschaltungen gespeist werden (Bild 7.2.3). Die Widerstände entsprechen den R th -Werten der thermischen Impedanzen. Die Kapazitäten werden aus C th = t/R th berechnet. Die Temperatur wird wiederum auf die Schaltungsparameter zurückgekoppelt und beeinflusst Schaltverluste und Durchlassspannung der Modelle. Für den PWM-Wechselrichter ist die Berechnung der Verluste und Temperaturen für einen IGBT und eine Diode wegen der symmetrischen Verhältnisse ausreichend. R thI1 C thI1 P FWD T jD R thD2 R thD1 C thD1 30 T jI 20 R thI2 C thI2 C thD2 T jD 10 R thI3 C thI3 R thD3 P IGBT T jI 0 C thD3 0 100ms 200ms 300ms 400ms 500ms Bild 7.2.3 Thermische Ersatzschaltung und Beispiel für den berechneten Temperaturverlauf eines PWM- Wechselrichters bei 2 Hz Ausgangsfrequenz 7.2.3 Physikalisch-basierte und Verhaltensmodelle Beide Modellvarianten erheben den Anspruch, das Schaltverhalten in Abhängigkeit der Ansteuer- und Lastbedingungen wirklichkeitsnah wiederzugeben. Sie sind vor allem geeignet, einzelne Schaltvorgänge zu untersuchen. Wegen der Unterschiede in den Zeitdomänen (einige 10 -9 s für einen Schaltvorgang ↔ Erwärmung in 100 s ) sind diese Modelle nicht geeignet um Erwärmungsvorgänge zu simulieren. Selbst einige Perioden einer Umrichterausgangsfrequenz erfordern schon erhebliche Rechenzeiten. Während physikalische Modelle auf Gleichungen der Halbleiterphysik zurückgreifen, beschreiben die Verhaltensmodelle die Halbleiter eher in Form einer Blackbox. Mischformen in allen Ausbaustufen sind auch denkbar. Für die halbleiterphysikalischen Modelle ist das Hauptproblem die Parametergewinnung, so dass sie für den Anwender meist recht unhandlich sind. Sie bieten den Vorteil, dass sie über einen großen Arbeitsbereich gültige Ergebnisse liefern. Verhaltensmodelle sind leichter mit Datenblattwerten und gemessenen Schaltvorgängen zu parametrisieren, aber dafür meist nur für einen beschränkten Gültigkeitsbereich. Für beide Modelle gilt, dass das Schaltverhalten wesentlich durch parasitäre Elemente (L S ) aus der Umgebung der Halbleiter mitbestimmt wird. Die Güte der Modelle ist deshalb nur so gut wie es gelingt auch die (Gehäuse)-Elemente mit zu modellieren. Ein Beispiel für ein Verhaltensmodell ist in Bild 7.2.4 dargestellt [84]. Das statische Verhalten wird mit Hilfe zweier Kennlinien, der Sättigungskennlinie und der Transferkennlinie nachgebildet. Die Sättigungskennlinie ist der Diode D1 zugeordnet und verursacht den Spannungsabfall V CE =f(I C ). Die Transferkennlinie steuert die Stromquelle parallel zu D2 in Abhängigkeit der angelegten Gatespannung. In dem Maße wie die Gate-Emitterkapazität C GE über das Gate geladen oder entladen wird, steigt und sinkt auch der Strom im IGBT. Wichtigstes Element für die Modellierung des dynamischen Verhaltens ist die nichtlineare Millerkapazität, die für die Rückkopplung der Kollektor- Emitterspannung auf das Gate sorgt. 437
7 Software als Dimensionierungshilfe Collector L C Miller capacitance log C GC Gate V GC E CGC R Gin C GC Transfer char. I C V GE C tail C GE D1 V CE C CE Saturation char. D2 R tail L E1 I C Auxiliary Emitter Emitter L E2 Bild 7.2.4 Beispiel für ein IGBT-Verhaltensmodell mit Ersatzschaltelementen [84] Die Modelle lassen sich immer für bestimmte Arbeitspunkte optimieren, so dass sie Schaltzeiten und Schaltverluste richtig wiedergeben. Sie beschreiben aber nicht in ausreichender Güte das Schaltverhalten unter beliebigen Schaltungsbedingungen bis hin zu Störfällen, so dass der hohe Modellierungsaufwand nicht gerechtfertigt ist. Hinzu kommt, dass für die aktuellen Trench-IGBT- Generationen noch keine speziell angepassten Modelle existieren, sich aber das Schaltverhalten doch erheblich von der Vorgängergeneration der NPT-IGBT unterscheidet. Aus diesem Grund bietet SEMIKRON gegenwärtig keine derartigen Halbleitermodelle für Schaltungssimulatoren an. 438
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