Application Manual Power Semiconductors - Deutsche ... - Semikron

7 Software als Dimensionierungshilfe
Mit den berechneten Verlusten können dann Stromquellen der thermischen Ersatzschaltungen
gespeist werden (Bild 7.2.3). Die Widerstände entsprechen den R th
-Werten der thermischen Impedanzen.
Die Kapazitäten werden aus C th
= t/R th
berechnet. Die Temperatur wird wiederum auf
die Schaltungsparameter zurückgekoppelt und beeinflusst Schaltverluste und Durchlassspannung
der Modelle. Für den PWM-Wechselrichter ist die Berechnung der Verluste und Temperaturen für
einen IGBT und eine Diode wegen der symmetrischen Verhältnisse ausreichend.
R thI1
C thI1
P FWD
T jD
R thD2
R thD1
C thD1
30
T jI
20
R thI2
C thI2
C thD2
T jD
10
R thI3
C thI3
R thD3
P IGBT
T jI
0
C thD3
0 100ms 200ms 300ms 400ms 500ms
Bild 7.2.3 Thermische Ersatzschaltung und Beispiel für den berechneten Temperaturverlauf eines PWM-
Wechselrichters bei 2 Hz Ausgangsfrequenz
7.2.3 Physikalisch-basierte und Verhaltensmodelle
Beide Modellvarianten erheben den Anspruch, das Schaltverhalten in Abhängigkeit der Ansteuer-
und Lastbedingungen wirklichkeitsnah wiederzugeben. Sie sind vor allem geeignet, einzelne
Schaltvorgänge zu untersuchen. Wegen der Unterschiede in den Zeitdomänen (einige 10 -9 s für
einen Schaltvorgang ↔ Erwärmung in 100 s ) sind diese Modelle nicht geeignet um Erwärmungsvorgänge
zu simulieren. Selbst einige Perioden einer Umrichterausgangsfrequenz erfordern schon
erhebliche Rechenzeiten.
Während physikalische Modelle auf Gleichungen der Halbleiterphysik zurückgreifen, beschreiben
die Verhaltensmodelle die Halbleiter eher in Form einer Blackbox. Mischformen in allen Ausbaustufen
sind auch denkbar. Für die halbleiterphysikalischen Modelle ist das Hauptproblem die Parametergewinnung,
so dass sie für den Anwender meist recht unhandlich sind. Sie bieten den Vorteil,
dass sie über einen großen Arbeitsbereich gültige Ergebnisse liefern. Verhaltensmodelle sind
leichter mit Datenblattwerten und gemessenen Schaltvorgängen zu parametrisieren, aber dafür
meist nur für einen beschränkten Gültigkeitsbereich. Für beide Modelle gilt, dass das Schaltverhalten
wesentlich durch parasitäre Elemente (L S
) aus der Umgebung der Halbleiter mitbestimmt
wird. Die Güte der Modelle ist deshalb nur so gut wie es gelingt auch die (Gehäuse)-Elemente mit
zu modellieren.
Ein Beispiel für ein Verhaltensmodell ist in Bild 7.2.4 dargestellt [84]. Das statische Verhalten wird
mit Hilfe zweier Kennlinien, der Sättigungskennlinie und der Transferkennlinie nachgebildet. Die
Sättigungskennlinie ist der Diode D1 zugeordnet und verursacht den Spannungsabfall V CE
=f(I C
).
Die Transferkennlinie steuert die Stromquelle parallel zu D2 in Abhängigkeit der angelegten Gatespannung.
In dem Maße wie die Gate-Emitterkapazität C GE
über das Gate geladen oder entladen
wird, steigt und sinkt auch der Strom im IGBT. Wichtigstes Element für die Modellierung des dynamischen
Verhaltens ist die nichtlineare Millerkapazität, die für die Rückkopplung der Kollektor-
Emitterspannung auf das Gate sorgt.
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