Praktische Tipps fur Funkamateuere

Praktische Tipps für den Funkamateur 

Von Werner Frieß, DL3PJ 

Eine unvollständige Sammlung technisch-physikalischer Tipps 

aus 60 Jahren Amateurfunk 

Herausgegeben vom Ortsverband C01 Vaterstetten 

im 

Deutschen Amateur Radio Club 

1948 2008

1 


Von Werner Frieß, DL3PJ 

Tipps und Informationen für den Funkamateur 

Dies ist eine unvollständige Sammlung einiger gelegentlich gebrauchter 

Tipps und Informationen für den Funkamateur, die bei Bedarf nicht immer 

gleich zur Hand sind. Ihre hier meist verkürzten Darstellungen auf den 

folgenden Blättern erfordern gewisse Grundkenntnisse mathematischer 

sowie elektro- und schaltungstechnischer Zusammenhänge, die zum 

Verständnis und auch zur praktischen Anwendung nötig sind. Dies kann 

aber bei den Betreibern unseres technisch anspruchsvollen Hobbys 

vorausgesetzt werden. So sind die einzelnen Tipps nicht mit der 

Ausführlichkeit eines Kochbuches beschrieben, sondern sollen nur den 

Ah-ja-Effekt auf die Frage „wie war denn das noch mal?“ bewirken. 

Kaum einem OM sind diese knowhows fremd, mindestens hat er sich für 

die Amateurfunkprüfung damit beschäftigt und erinnert sich noch recht oder 

schlecht daran. Doch hat jeder auch schnell parat, wie man etwa den 

Ladekondensator eines kleinen Netzteils dimensioniert, wie einen 

Koppelkondensator, ein Dämpfungsglied, einen Nebenschlusswiderstand 

für ein Drehspulinstrument, wie eine Spannungsverdopplerschaltung 

aussieht? Auf die Darstellung von diversen Oszillatorschaltungen und 

0-V-1-Empfängern wurde verzichtet, heute baut sich keiner mehr seine 

Funkgeräte selbst, schon gar nicht die SSB-Filter dazu. Wenn man jedoch 

mal einen Sperrkreis für eine KW-Frequenz bräuchte – wie war das noch 

gleich mit der Thomsonschen Schwingungsformel? Oder weiß man auch, 

was der Wellenwiderstand wirklich ist, was ein SWR von 2 für einen 

Schaden anrichtet, was mein Antennenkabel für eine Dämpfung hat und 

wie ich einen N-Stecker ordnungsgemäß montiere? Und schließlich, wie 

mein Stehwellenanzeiger, der Richtkoppler da drin, wirklich funktioniert? 

Das und ein wenig mehr findet sich in diesen Blättern, manches andere 

Wünschenswerte sicher auch nicht, kann aber nachgetragen werden. 

In diesem Sinn – mal durchschauen und sich bei Bedarf daran erinnern. 

Werner Frieß 

20.06.2008


Inhalt 

Seite 

Einführung 1 

Gebräuchliche Werte 2 

Formeln 1 3 

Formeln 2 4 

Verlustfaktor und Güte 5 

Kabelwerte 6 

Kabeldiagramme 7 

N-Stecker auf RG 58 montieren 8 

N-Stecker auf RG 213 montieren 9 

PL-Stecker montieren 10 

Der Wellenwiderstand 11 

Anpassung von Leitungen 12 

Steh- und Mantelwellen 13 

Richtkoppler (Text) 14 

Richtkoppler (Schaltung) 15 

Gleichrichterformen 16 

Leistungsnetzteile hierzu 16-1 

Induktivitäten 17 

Transformatoren 18 

Readme hierzu 18-1 

Ersatzschaltbild von Übertragern 19 

Die elektromagnetischen Feldgrößen 20 

Feldstärkemessung im freien Wechselfeld 21 

Bestimmung der Wickelkapazität von Spulen 22 

Elektrische Leiter 23 

HF-Tastkopf 24 

Umgang mit HF-Ferriten I 25 

Umgang mit HF-Ferriten II 25-1

2 


Gebräuchliche Werte 

Gebräuchliche dB-Werte 

dB U 1 /U 2 P 1 /P 2 

0,1 1,01 1,02 

1 1,12 1,26 

3 1,4 2 

5 1.78 3,17 

6 2 4 

10 3,16 10 

20 10 100 

30 31,6 1000 

40 100 10000 

60 1000 10 6 

dB (U 1 /U 2 ) = 20log(U 1 /U 2 ) 

dB (P 1 /P 2 ) = 10log(P 1 /P 2 ) 

U 1 /U 2 = 10 dB/20 

P 1 /P 2 = 10 dB/10 

Einige Anpassungswerte 

s (U max /U min ) r (U rück /U vor ) % P reflektiert % Rückflussdämpfung a (dB) 

1 0 0 

1,1 4,8 0,23 26,4 

1,2 9,1 0,83 21 

1,5 20 4 14 

2,0 33 11 9,5 

2,5 43 18 7,5 

3,0 50 25 6,0 

1 

r 

s 

1 

r 

r 

s 1 

s 1 

 

refl 

s 1 

P = (U rück /U vor )² a = 20log 

s 1 

S-Meter Anzeige nach DARC: 

Der Abstand zwischen zwei S-Stufen ist allgemein 6 dB. S9 ist auf KW bei 50 V und auf UKW bei 5 V, 

jeweils als Spannung am Antenneneingang definiert. Die Skalierung darüber bis Endausschlag ist 

üblicherweise 20, 40 und 60 dB. 

Die Abgleichanweisungen von industriellen Empfängern und Transceivern der verschiedenen Gerätehersteller 

weichen von diesen Festlegungen unterschiedlich ab: 

KW: S9 liegt bei 30…35 dBμV, entsprechend 31…56 μV EMK, Stufung ist 5 dB entsprechend 1,78 

oder 6 dB entsprechend 2 (gelegentlich wird auch Vollausschlag +60dB auf 100dBμV eingestellt, dann wird S9 zu 

100μV EMK). V/UHF: S9 liegt bei 20 dBμV entsprechend 10 μV EMK, Stufung ist 5 dB entsprechend 1,78. 

Erfahrungsgemäß zeigen S-Meter bis S9 meist mehr oder weniger linear an, so dass ihr Ausschlag eher der 

Orientierung dient und nur eine nützliche Abstimmhilfe ist. Amateurfunkempfänger sind keine Feldstärkemessgeräte!

3 


Die wichtigsten Formeln 1 

Das Ohmsche Gesetz: 

U 

R I 

U 2 

= 1; P = = I 2 R ; U= P R ; I = 

R 

P 

R 

Reihenschaltung von Widerständen: R ges = R 1 + R 2 + R 3 + … R n 

Parallelschaltung von Widerständen: R ges = 

1 

R 

1 1 1 

; 

1 

R2 

R3 

Rn 

R 

 

R 

1 

1 

R 

R 

2 

2 

Gesucht: parallel zu schaltender Widerstand: R parallel = 

Reihenschaltung von Kondensatoren und Parallelschaltung von (nicht koppelnden!) Induktivitäten sind zu 

behandeln wie Parallelschaltung von Widerständen, jedoch mit C bzw. L anstelle R; 

Parallelschaltung von Kondensatoren und Reihenschaltung von (nicht koppelnden!) Induktivitäten sind zu 

behandeln wie Reihenschaltung von Widerständen, jedoch mit C bzw. L anstelle R 

R 

R 

1 

1 

R 

R 

ges 

ges 

Reihenschaltung von R und X: 

Z = R + jX 

Z 

 

R 

2 

X 

2 

R = Wirkwiderstand, X = Blindwiderstand, Z = (Betrag von) Scheinwiderstand 

Bei Parallelschaltung Kehrwerte (Leitwerte) einsetzen. 

Komplexer Spannungsteiler 

C (oder L) entsprechend X C(L) in Reihe zu R, Eingangsspannung zu 1 gesetzt: 

Koppelglied oder Hochpass 

Siebglied oder Tiefpass 

U 

R 

 

X 

2 

R 

R 

2 

 

R 

Z 

U 

X 

 

R 

2 

X 

X 

2 

 

X 

Z 

Faustregel für Spannung an R bei X:R = Faustregel für Spannung an X bei R:X = 

1:1 ca. 0,7; 1/3 ca. 0,95; 1/10 ca. 0,995 1:1 ca. 0,7; 3/1 = 0,316; 10/1 ca. 0,1 

X C = 

1 

C 

; X L = L ; 

2f 

(f = Frequenz)

4 


Die wichtigsten Formeln 2 

 

Zeitkonstante eines R-C(L)-Gliedes: R C L ; U e ; T = betrachteter Zeitraum 

Abfall U gegen Null (entladen); Anstieg gegen Endwert (laden) 

für T= 37(63)%; für T=2 14(86)%; für T= 3 5(95)%; für T= 5 0,7(99,3)% 

 

T 

 

% 

Zeitkonstante 

100 

90 

80 

70 

60 

50 

40 

30 

20 

10 

0 

0 1 2 3 4 5 

T/tau 

Dämpfungsglieder: Dämpfung d = U ein /U aus = 10 dB/20 ; Z ein = Z aus = Z; a(dB) = 20log (U ein /U aus ) 

T-Glied: R 1 = Längswiderstände, R 2 = Querwiderstand: 

R 1 

d 1 

Z ; 

d 1 

2d 

Z 

d 1 

R2 

2 

-Glied: R 3 = Längswiderstand, R 4 = Querwiderstände: R 3 = 

d 

2 1 

Z ; 

2d 

R 4 

d 1 

Z 

d 1 

2 

Thomsonsche Formel: L 

C 1; 

f 

1 

; 

2 L C 

1 

2 

4 

f C 

; 

L 

2 

 

4 

1 

f 

C 

2 2 

L 

Umrechnung Frequenz in Freiraum-Wellenlänge: 

c(m / s) 

f(Hz) ; 

(m) 

c(m / s) 

8 

( m) ; c = Lichtgeschwindigkeit = 3 10 m / s 

f(Hz)

5 


Verlustfaktor und Güte 

Der Verlustfaktor oder die Güte einer Sache, hier eines (passiven) Bauelements, gibt das Verhältnis an 

zwischen dem, was es bestimmungsgemäß tun soll und was nicht, was schädlich ist. Also, ein 

Kondensator soll eine möglichst reine Kapazität, einen reinen Blindwiderstand aufweisen und möglichst 

kleine schädlichen (Wirk)Verluste in Form von längs- oder parallel geschaltet zu sehenden Wirkwiderständen. 

Solche Wirkverluste mindern bei Kondensatoren und Induktivitäten (Spulen) die Qualität von 

deren eigentlicher Aufgabe und so die Qualität des Schaltkreises, in dem sie eingebaut sind. 

Üblicherweise wird dieser Wert bei Kondensatoren als das Verhältnis von in Reihe geschaltetet zu 

denkender Summe verschiedenartig verursachter Verlustwiderstände R und reinem Blindwiderstand X C 

berechnet und als 

Verlustfaktor tanδ = R/X c = RωC 

bezeichnet, weil dieser Wert die Phasenverschiebung abweichend von 90 o angibt. Je kleiner dieser Wert, 

desto „besser“ ist das Bauelement. Der Wert ist frequenzabhängig und wird wesentlich von den 

komplexen Eigenschaften des Dielektrikums bestimmt. Kunstfolien- und Keramikkondensatoren weisen in 

den für sie vorgesehenen Frequenzbereichen, erstere bis zu einigen MHz, die andern bei höheren 

Frequenzen, Werte um die 10 -4 auf. Ihre Solleigenschaften sind also 10.000 mal besser als die 

unerwünschten. 

Die Messung des Verlustwinkels ist schwierig und erfordert komplizierte Messeinrichtungen. 

Entsprechendes gilt für Spulen (Induktivitäten), deren Qualität als 

Güte Q = X L /R = ωL/R, 

dem Verhältnis von Soll- zu unerwünschter Eigenschaft angegeben werden, also normiert als gedachte 

Reihenschaltung von Blindwiderstand X L und Verlustwiderstand R. Hier setzen sich die Verluste 

zusammen aus dem ohmschen Widerstand der Wicklung und ggf. den magnetischen Verlusten eines 

Eisen(Pulver)kernes. Auch die Gütemessung erfordert komplizierte Messgeräte. Spulen (Induktivitäten) 

erreichen im Mittel- und Kurzwellenbereich typisch nur Gütewerte um die 100 bis 300. Bei V/UHF und 

eisenlosen Spulen können Werte bis zu 1000 und darüber erreicht werden. Daher wird die 

Schwingkreisgüte allgemein wesentlich durch die Güte der Spule bedingt. 

Sind eine Kapazität und eine Induktivität zu einem Schwingkreis zusammengeschaltet, bestimmt die 

Summe beider Verluste die Kreisgüte. Diese lässt sich jetzt verhältnismäßig leicht messen als Verhältnis 

der Resonanzfrequenz des Kreises zu seiner Bandbreite: 

Kreisgüte Q = f/Δf 

gemessen also von -3dB (0,707) über den Resonanzpunkt nach wieder -3dB Spannung, der so 

genannten Halbwertsbreite (der Leistung). Hierbei ist jedoch darauf zu achten, dass die Einkopplung der 

Erregungsleistung und die Ankopplung des Spannungsmessers keine verfälschenden Verluste 

einbringen. 

Aus dieser Formel errechnet sich der reelle Resonanzwiderstand eines Schwingkreises für den 

Parallelkreis zu R res = L 

Q und für den Serienkreis zu ( res L)/ Q . 

res

6 


Eigenschaften der gebräuchlichen Koaxial-Kabel 

RG58C/U RG213 aircell 7* 

Wellenwiderstand Z 50 50 50 

Toleranz von Z +/- 2% +/- 2% ? 

Kapazität C 101 pF/m 101 pF/m 75 pF/m 

r der Isolation 2,3 2,3 (1,45) 

Verkürzungsfaktor V 0,66 0,66 0,83 

Dämpfung (100MHz) 15 dB/100 m 6 dB/100 m 7 dB/100 m 

Zulässige Leistung (100MHz) 250 W 1000 W 90 W (?) 

Innenleiter (Durchmesser) 0,9/19x0,18 mm, Cu/Sn 2,26/7x0,75 mm, Cu 19x? 

Isolation Polyäthylen Polyäthylen Schaum-PE 

Schirmung 1x Cu-Geflecht 1x Cu-Geflecht Cu-Folie+Geflecht 

Außendurchmesser 4,95 mm 10,3 mm 7,3 mm 

Mantelmaterial PVC PVC PVC 

Typische Kabeldämpfungen für 10m Kabellänge 

f 10MHz 145MHz 435MHz 

RG58 0,45dB 1,8dB 3dB 

RG210 0,2dB 0,7dB 1,3dB 

Aircell 7 0,22dB 0,76dB 1,36dB 

*) Das Aircellkabel ist bei fast gleich guten Eigenschaften wie denen des RG213 sehr viel handlicher. 

Allerdings erfordert der ungewöhnliche Durchmesser eigene Steckverbinder, besonders der N-Type. 

Feinmechanisch ausgerüstete OM’s können RG-58-Stecker entsprechend aufbohren. 

Achtung: der innere Folienschirm ist auf der Innenseite isoliert, so dass bei der Kontaktierung zum 

Steckergehäuse Vorsicht geboten ist! Die geringe zulässige Leistung ist wohl der geschäumten Isolation 

zuzuschreiben, wo in den Luftporen schädlich hohe Feldstärkewerte auftreten können. Das Kabel ist 

demnach eher für VHF/UHF geeignet und nicht für größere Leistungen wie bei Kurzwelle. 

Der Verkürzungsfaktor V einer Kabelsorte ist die Quadratwurzel aus der (effektiven) Dielektrizitätskonstante 

r des (massiven) Isoliermaterials zwischen Innen- und Außenleiter. Der Wert gibt an, um 

welchen Faktor die mechanische Länge eines Leitungsstückes kürzer sein muss als die gewünschte 

„elektrische“ Länge. Soll also etwa mit dem Kabel RG58 ein /4 Stück für die Frequenz 7MHz, also 

10,7m, hergestellt werden, so muss es auf das mechanische Maß von 10,7m x 0.66 = 7,7m gebracht 

werden.

7 


Eigenschaften der gebräuchlichen Koaxial-Kabel 

Kabeldämpfung über der Frequenz 

100 

Kabeldämpfung a (dB/100m) 

10 

1 

RG 58 

RG 213 

Aircell 

0,1 

3 10 30 100 300 1000 

Frequenz (MHz) 

Kabeldämpfungen für Frequenzzwischenwerte ergeben sich zu f f (f 

) 

x 

n 

n 

10000 

HF-Leistung über der Frequenz 

1000 

RG 213 

HF-Leistung (W) 

100 

RG 58 

10 

3 10 30 100 300 1000 

Frequenz (MHz) 

Die ausgezogenen Linien gelten für Litze-Innenleiter, die strichlierten für massiven Innenleiter.

8 


Montageempfehlung für N-Stecker auf Koax-Kabel RG58

9 


Montageempfehlung für N-Stecker auf Koax-Kabel RG213

10 


PL-Steckverbinder 

PL-Steckverbinder sind nicht so schlecht wie ihr Ruf. Sie sind billig, leicht zu verarbeiten, wenn man’s 

richtig macht und dann strapazierfähig. Ihr Wellenwiderstand liegt bei etwa 40und infolge der kurzen 

elektrischen Länge von etwa 4cm gegen /4 selbst bis ins 2m-Band (/4 -> 50cm) machen sie sich als 

Stoßstelle kaum bemerkbar. Bei VHF-Anwendung sollte das Isoliermaterial weiß sein (Polyäthylen, 

Polystyrol oder Teflon). Die elektrische Kontaktierung ist jedenfalls einwandfrei. Nicht umsonst sind 

handelsüblichen Geräte bis 2m stets mit PL-Antennenanschlüssen ausgerüstet. Und richtig montiert man 

die entsprechenden PL-Stecker auf RG58, RG210 und ähnliche Kabel folgendermaßen: 

1. Stecker vorbereiten: Bohrung im Innenleiter mit Spiralbohrer 2,5mm sauber machen. 

Mit nicht zu schwachem Lötkolben und geeigneter Spitze Bohrung innen verzinnen. 

Hierzu schnell ordentlich Wärme zuführen, damit die Isolation nicht zu weich wird. Bohrung sollte mit 

Lötzinn volllaufen, dieses dann noch im flüssigen Zustand wieder „wegschlenzen“, so dass Bohrung, jetzt 

innen verzinnt, wieder frei wird. 

2. Kabelmantel auf 23mm entfernen, dabei darunter liegenden Schirm schonen. Diesen nun gleichmäßig 

aufdröseln, umstülpen und auf den Kabelmantel zurückstreifen. 

- Innenisolation auf 20mm entfernen, dabei jetzt Innenleiter schonen. 2mm Innenisolation sollten nun vor 

dem umgestülpten Schirm stehen bleiben. 

- Innenleiter verzinnen, überschüssiges Zinn wieder „wegschlenzen“. Innenleiter sollte jetzt gerade und 

schlank sein. 

3. Nun Kabel mit dem umgestülpten Schirm in den Stecker schrauben und, durch die seitlichen Löcher 

beobachtend, Innenleiter in die Bohrung des Steckerinnenleiters einfädeln und soweit einschrauben, dass 

der Kabelinnenleiter an der Spitze des Steckerinnenleiters zum Vorschein kommt. Dann die beiden von 

vorn sauber verlöten. Nun sind Innen- und Außenleiter bestens kontaktiert. 

Bei dieser Manipulation ist es hilfreich, wenn man den umgestülpten Außenleiter am Kabel leicht mit Vaseline oder 

Paraffinöl einfettet oder ölt, zur Not tut’s auch ein Hauch Fahrradöl (das gilt gleichermaßen für alle gleitenden Teile 

und Gewinde bei Steckern allgemein, wo auch der völlig verflüchtigende Spiritus durchg Glättung der 

Metalloberflächen in ähnlichewr Weise nützlich sein soll). 

4. Abschließend ein entsprechendes (vorher schon aufgefädeltes!) Stück Schrumpfschlauch 10-12 

mm über Steckerende und Kabel schieben und schrumpfen. Gibt man vorher noch ein wenig Klebstoff 

(UHU plus oder Patex) auf die betreffenden Flächen, ist das Kabel für ewig im Stecker fixiert und das 

Ganze schaut auch noch ordentlich aus. Mit einiger Praxis ist die Arbeit in 10 Minuten erledigt 

Merke: Vorverzinnen ist bei etwas problematischen Lötarbeiten immer von Vorteil!

11 


Der Wellenwiderstand 

Der Wellenwiderstand ist eine virtuelle Größe, die man mit einem Ohmmeter nicht messen kann. Er ist 

ein typisches Merkmal eines Leitersystems und von dessen Geometrie und elektrischen Eigenschaften 

abhängig. Sein jeweiliger Wert ist bei der Dimensionierung einer Übertragungsstrecke für elektrische 

Energie streng zu beachten. 

Wellenwiderstand allgemein: 

Z 

0 

377 

 

4 

12 

0 

; 0 

(H / cm) 

; 0,08854 10 (F / cm) 

9 

0 

 

10 

0 

Wellenwiderstand von verlustfreien koaxialen Leitungen (Kabeln): 

L' 

Z ; 

C' 

L' 

or 

 

2 

ln 

D 

d 

; 

C' 

2 0 

D 

ln 

d 

r 

; 

60 D 

Z ln ; 

d 

darin sind L’ und C’ bezogen auf dasselbe Leitungsstück, 

r 

= relative Dielektrizitätskonstante der 

inneren Isolation, D = Innendurchmesser Außenleiter, d = Außendurchmesser Innenleiter 

und ist hier mit 1 anzusetzen. 

r 

Beispiel: 

Das R&S-Dezifix-B-System, luftisoliert: D = 21mm, d = 9,126mm, r 1 

r 

Z 

60 

1 

ln 

21 

9,126 

60 0,833 50 

Der Wellenwiderstand eines Leitungssystems kann auch nach der Strom-Spannungsmethode bestimmt 

werden: Man misst den Strom bei einer bestimmten Frequenz und bei einer gegebenen Spannung einmal 

bei am Ende offener und dann bei kurzgeschlossener Leitung mit U/I zu Z offen und Z kurz , dann ist deren 

Wellenwiderstand 

Z 

Z offen 

Z kurz 

Die Methode ist jedoch ziemlich unpraktikabel, da die Messung von Wechselströmen, besonders bei 

höheren Frequenzen, schwierig und der Unterschied der Widerstandswerte einer praktikabel langen 

Leitung bei offenem und kurzgeschlossenem Ende erheblich ist. Der Vollständigkeit halber soll aber 

auch dieses theoretische Verfahren erwähnt werden. 

* * * 

Elektrische Werte einiger gebräuchlicher Isolierstoffe bei 10 6 Hz, ca. r tan (10 -4 ) 

Bakelit 4,5 300 

Pertinax IV 5,0 13 

Plexiglas* 2,7 200 

Polyäthylen 2,2

12 


Anpassung und Stehwellen 

Stehwellen treten in einem Leitersystem auf, wenn an dessen Ende nicht alle ankommende Energie reell 

verbraucht wird (Wanderwellen), sondern ein Teil davon reflektiert, zurückgeschickt wird. Dieser Teil 

überlagert sich der vorlaufenden Spannung, so dass sich stehende Wellen bilden und die Spannung (der 

Strom) längs der Leitung abhängig vom Ort unterschiedlich ist. Dies tritt auf, wenn der Widerstand am 

Ende der Leitung nicht gleich deren Wellenwiderstand Z und/oder nicht vollständig reell ist. Würde man 

mit einer Spannungssonde den Innenleiter abtasten können, erhielte man folgende Bilder:

13 


Fehlanpassung, SWR 

Ein „schlechtes“ Stehwellenverhältnis, etwa größer als 1,5, verhindert, dass die zur Verfügung stehende 

Sendeleistung vollständig an die Antenne zur Abstrahlung gelangt. Durch entspre chende Fehlanpassung 

wird ein Teil der „vorlaufenden“ Leistung wieder zurück zum Sender reflektiert und geht damit als effektive 

Strahlungsleistung verloren. Betrachtet man jedoch die Zahlenwerte, so erkennt man, dass selbst bei 

einem (V)SWR (voltage standing wave ratio) von 2 nur 11 % der Leistung oder 33 % der Spannung 

wieder zurückkommen, das macht empfangsseitig nur den Bruchteil einer S -Stufe ( 80%) aus. 

Die rücklaufende Spannung kann jedoch bei entsprechender Phasen lage am Sender zu einer 

Überhöhung führen, welche bei modernen Transceivern ein Zurückregeln der Ausgangsspannung durch 

die ALC (automatic level control) zum Schutz der spannungsempfindlichen Transistor -Endstufen bewirkt 

und damit die Ausgangsleistung meist stark reduziert. Daher ist es schon nützlich, Speiseleitungen mit 

„schlechtem“ SWR durch externe oder interne Anpassungs netzwerke (Matchboxen, Tuner) so zu 

korrigieren, dass der Sender wenigstens seine volle Leistung abgeben kann. Bei extrem schlechten 

SWR-Werten der Speiseleitung (etwa >2,5) ist durch die Welligkeit dort mit zunehmenden Verlusten zu 

rechnen, was im VHF/UHF-Bereich schon spürbar werden kann. 

Es ist also bei unserem Hobby nicht nötig, sich beim SWR mit der zweiten Stelle hinter dem Komma nach 

der Eins zu beschäftigen. Viel wichtiger sind eine ordentliche Antenne mit guten Abstrahlverhältnissen, 

verlustarme Speiseleitungen und bei Kurzwelle die Ausbreitungsbedingungen, dann macht ein SWR von 

2 immer noch einen guten Job!. 

Mantelwellen 

Wenn auf einem Leitersystem, einem Koax -Kabel, längs des Außenleiters eine Spannung der 

Speise(Sende-)frequenz zu beobachten ist, spricht man von Mantelwellen. Man merkt das etwa durch 

kleine Funkenbildung während des Sendens bei Berührung von metallische n geerdeten(?) Teilen der 

Sendeanlage. Unter Umständen können Mantelwellen auch nachgewiesen werden, wenn man eine 

kleine Niederspannungsglühlampe fest am Schraubsockel hält und mit dem Mittelkontakt eben diese 

Metallteile berührt , sie wird aufleuchten. 

Mantelwellen haben nichts mit Fehlanpassung, also mit einem schlechtem Stehwellenverhältnis zu tun! 

Sie entstehen dann, wenn nicht aller HF-Strom, der den Innenleiter des Kabels an dessen Ende verlässt, 

auch wieder über den Außenleiter zurückkehrt. Das ist der Fall, bei unsauberem Anschluss der Last an 

das Leitungssystem, wie etwa, wenn man einen Strahler („Vertikal“) nur an den Innenleiter der 

Speiseleitung anschließen würde. Nur wenn der Außenleiter völlig HF -geerdet ist oder wenigstens 

ordentlich abgestimmte Radiale erhält, werden Mantelwellen verhindert oder minimiert. Auch wenn die 

Koax-Ableitung eines Dipol -Baluns nicht gut genug rechtwinklig zu den Strahlern erfolgt, kann eine 

Dipolhälfte auf den Kabelmantel einwirken. Es ist also falsch, Mantelwellenzuerst mit so genannten 

Mantelwellensperren zu bekämpfen. 

Ein klassischer Fall von Antennenmurks in diesem Sinn ist die „endgespeiste“ Antenne, früher auch 

weniger vornehm Langdraht - oder L-Antenne genannt. Sie arbeitet gegen den Schutzleiter, die 

Raumkapazität der daran angeschlossenen Geräte und schließlich gegen das Stromnetz als 

Gegengewicht, mit all den daraus resultierenden Störeffekten aktiver und passiver (aufnehmender) Art. 

An einer solchen Station kann man auch eine 100Watt-Glühlampe am Trans ceivergehäuse zum 

Leuchten bringen und es sind Fälle bekannt, dass beim Betätigen der Taste (heute PTT hi) im 

Schlafzimmer der benachbarten Wohnung die Deckenbeleuchtung angeht.

14 


Das Geheimnis des Richtkopplers 

Zum allgemeinen Verständnis 

Das Geheimnis eines Richtkopplers, der Kernschaltung eines Stehwellenmessgerätes, ist doch, 

dass dieser "weiß", in welche Richtung sich die ihn durchfließende Wechselstromleistung 

bewegt. Bei Gleichstrom ist das ja ganz einfach. Bei Wechselstrom müssen jedoch die beiden 

leistungsbestimmenden Größen Strom und Spannung in gleichartige Größen umgewandelt und 

deren Augenblickswerte in Beziehung gesetzt werden. Üblicherweise wird die Stromkomponente 

in Spannung umgesetzt und in richtigem Maßstab mit der aktuellen Spannung in 

Beziehung gebracht. In der Funktechnik herrschen zwei Ausführungsformen des Richtkopplers 

vor (siehe Bilder). 

Der Transformator-Richtkoppler 

Der Transformator-Richtkoppler wird wegen seiner technologischen Realisierbarkeit bevorzugt 

in niederfrequenten Anwendungen und bis zum Ende des Kurzwellenbereiches verwendet. 

Der stromdurchflossene Innenleiter einer Koaxialleitung durchdringt als Primärwicklung einen 

Ferritringkern, an dessen Sekundärwicklung eine stromproportionale Spannung U(J) erzeugt 

wird. Die dabei am Innenleiter gegen den Außenleiter (Masse) stehende Spannung U wird über 

R1/R2 zu U(U) geteilt und der Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Trafos zugeführt. An 

den beiden Enden der Sekundärwicklung steht eine jeweils zur Mitte gegenphasige Spannung 

U(J). Je nach augenblicklicher Polarität von Strom und Spannung im und am Innenleiter 

addieren oder subtrahieren sich die Augenblickswerte beider Spannungskomponenten am 

einen und am anderen Ende der Sekundärwicklung. Sie werden dort gleichgerichtet, und die 

durch die Ladekondensatoren integrierten Beträge sind dann proportional der vor- beziehungsweise 

der rücklaufenden Leistung. 

Der Antennen-Richtkoppler 

Der Antennen-Richtkoppler funktioniert im Prinzip so wie der Transformator-Richtkoppler. Nur 

ist die mechanisch-geometrische Ausführung an die entsprechenden Bedingungen bei höheren 

und hohen Frequenzen angepasst. Da die Antennenlänge die Auskoppel- und damit die 

gleichzurichtende Messspannung bestimmt, aber nicht beliebig ausgedehnt werden kann und 

zudem die Auskoppelspannung mit abnehmender Frequenz fällt, ist diese Richtkopplerart mehr 

für die höheren Frequenzbereiche, also oberhalb der Kurzwelle geeignet. Die Antennenlänge 

muss stets kleiner als /4 bleiben, um quasistationäre Verhältnisse zu erhalten. 

In einem Abstand zum Innenleiter eines Koaxialsystems sind "Antennen" angeordnet, in die ein 

Teil der Innenleiterspannung U(U) durch die natürliche Kapazität CK eingekoppelt und an deren 

Enden der durch den Innenleiter fließende Strom eine Spannung U(J) induziert. Die Antennen 

bilden mit der umgebenden Geometrie ein eigenes Koaxialsystem mit dem Wellenwiderstand 

ZAnt, mit dem jede Antenne einseitig abgeschlossen sein muss. Die am offenen Ende vor der 

Diode auftretende Spannung ist wieder die Summe beziehungsweise Differenz aus U(U) und 

U(J), wie bereits bekannt. Weiter gilt auch hier das schon beim Transformator-Richtkoppler 

Gesagte sinngemäß.

15 


Das Funktionsprinzip von Richtkopplern 

Der Transformator-Richtkoppler 

1,5 bis 30 MHz 

Ein 

Aus 

R1 

R2 

R Last 

Der Antennen-Richtkoppler 

Antennenlänge < /4 

C K 

C Lin 

Ein 

Aus 

R Z Ant

16 


Größe des Ladekondensators für eine Brummspannung U s (Spitze) von etwa 10% [V, μF, mA] 

70 I 

30 I 

für Einweggleichrichter: C 1 Lade 

; für Zweiweggleichrichter: C 2 Lade 

U U 

 

Merke: Die zulässige Sperrspannung der Dioden muss stets größer als das 2,8fache des Effektivwertes 

der Wechselspannung sein, bei Brückengleichrichtern die Hälfte!

161 


Leistungs-Netzteile 

mit integriertem Leistungs-Spannungsregler 

Für Ausgangsspannungen von 5 bis 24V und Strömen bis zu einigen Ampères wird unter Verwendung 

integrierter Leistungs-Spannungregler dies die Schaltung der Wahl sein. Mit geringem Aufwand erreicht 

man nicht nur eine stabile Ausgangsspannung sondern auch deren saubere Glättung. 

mit Selbstbau-Hochleistungsregler 

Zur Versorgung etwa von 100W-Transceivern werden schon 15 bis 20 Ampères mit 12 V benötigt. Das 

leistet nur eine Reglerschalung mit mehreren Leistungstransistoren vom Schlage des 2N3055, die so 

nicht fertig zu haben ist. Da ist also Selbstbau angesagt. 

mit Drosseleingang 

Eine Besonderheit für Netzteile mit höherern Anforderungen bildet der Drosseleingang. Er benötigt keinen 

Ladekondensator und belastet den Transformator und die Gleichrichter nicht impulsmäßig sondern mit 

einem Stromflusswinkel von 180°, also vollständig gleichstrommäßig. Es entsteht der lineare Mittelwert 

der Wechselspannung, abzüglich Kupferverlusten. Darüberhinaus ist die Ausgangsspannung oberhalb 

einer kritischen, von der „Lade“-Drossel abhängigen Stromentnahme (Grundlast), weitgehend 

lastunabhängig. Vorzüglich eignet sich diese Schaltung etwa für die Hochspannungsversorgung von 

Röhrenendstufen, wo Transistorregelungen kaum einsetzbar sind. 

U 

DC 

U 0,9 R I 

(V,A (zusätzlich abzüglich Spannungsabfall an den Gleichrichterdioden) 

eff 

i 

DC 

L 50Hz = U DC /I kritisch (H,V,mA) 

Wegen der Gleichstrombelastung ist die Drossel mit Luftspalt zu versehen und die Magnetisierung zu beachten.

17 


Spule, Induktivität oder Selbstinduktion? 

Bei dieser Frage kommen wir um eine kleine Lektion über Begriffe nicht herum. Die drei Basiselemente 

der Elektrotechnik unterliegen alle den verschiedenen Begrifflichkeiten: 

1. Die Körperlichkeit: der Widerstand der Kondensator die Spule 

2. Das physikalische Phänomen: der Widerstand die Kapazität die Selbstinduktion 

3. Die physikalische Größe: der Widerstand die Kapazität die Induktivität 

4. Die (SI-)Einheit: das Ohm () das Farad (F) das Henry (H) 

5. Das Formelzeichen: R C L 

Beim Widerstand gibt es in der Wortwahl kaum Probleme, im Laborjargon hört man dagegen schon mal 

Lade-C wenn man den „Elko“ im Netzteil meint. Aber ist das Ding da im Stromlauf nun eine Spule, eine 

Induktivität oder eine Selbstinduktion (inductio lat. Hineinführung)? Hier kommt es also genau darauf an, 

was gemeint ist! Zwar werden sich die Sprachgepflogenheiten durch diesen Ausflug in die Semantik 

kaum ändern, will den Spaß auch nicht verderben, aber man sollte wenigstens wissen, wovon man redet. 

Und warum heißt das Phänomen überhaupt „Selbst-induktion“? 

Ausgehend vom Induktionsgesetz erzeugen von außen einwirkende, zeitlich veränderliche magnetische 

Flüsse in Leiterschleifen elektrische Spannungen. Aber auch der magnetische Fluss, der durch einen 

Strom durch die Spule selbst entsteht, wirkt auf die Spule ein. Ändert sich die Stromstärke durch die 

Spule, so ändert sich das von ihr selbst erzeugte Magnetfeld und induziert dadurch in ihr selbst eine 

Spannung, die der Stromstärkeänderung entgegen gerichtet ist. Dieser Umstand wird allgemein als 

Selbstinduktion bezeichnet. Sie ist unter anderem (der Windungszahl der Spule etwa) der Grund für die 

Größe „Induktivität“, welche das Verhalten der Spule in Wechselstromkreisen beschreibt. 

* * * 

Berechnung einer einlagigen Zylinderspule ohne Eisenkern 

2 

4 w F 

L und 

3 

M10 

w 

L M 

10 

4 F 

3 

; darin sind: 

L in H, D = Spulendurchmesser in cm, F = Spulenfläche in cm 2 , w = Windungszahl, M = s + D/2, s = mechanische Spulenlänge 

Wie aus der Formel ersichtlich, verhält sich die Induktivität L einer Spule stets proportional zu ihrer 

Windungszahl im Quadrat unter der Voraussetzung, dass alle Windungen untereinander den Kopplungsfaktor 

1 aufweisen, dass also alle Windungen von allen erzeugten magnetischen Feldlinien gleichermaßen 

durchdrungen werden. Dann nimmt auch die Induktivität um den Faktor r , der relativen Permeabilität 

des Kernwerkstoffes, zu, sofern der gesamte Feldverlauf von einem entsprechenden Material erfüllt wird. 

Da die Forderung nach totalem Kopplungsfaktor in der Praxis kaum erreichbar ist und Kopplungsfaktoren 

18 


Transformatoren 

ü 

U 

ü 

U 

prim 

sec 

W 

 

W 

prim 

sec 

I 

 

I 

sec 

prim 

 

R 

R 

prim 

sec 

 

L 

L 

prim 

sec 

R 

R 

prim 

sec 

L 

 

L 

prim 

sec 

W 

 

 

W 

prim 

sec 

 

 

 

2 

Die Formeln gelten für alle Arten von Transformatoren mit und ohne Eisenkern, bei allen Frequenzen und 

bei Belastung unter der Bedingung, dass der Kopplungsgrad zwischen allen Wicklungen gleich 1 ist, dass 

also alle Windungen der Sekundärseite von den gleichen magnetischen Feldlinien erfüllt sind, die von der 

Primärseite ausgehen, dass also keine „Streuinduktivität“ vorhanden ist. Diese Forderung wird umso 

besser erfüllt, je enger die Wicklungen beieinander liegen, etwa sogar die Wicklungsdrähte parallel 

geführt sind. Am günstigsten sind so genannte Toroidformen, also Ringkerntransformatoren, wenn auch 

dort die Wicklungen gleichmäßig über den ganzen Umfang verteilt sein müssen. 

Bei der Bemessung der primären Windungszahl ist wenigstens diejenige Induktivität zu erreichen, deren 

Blindwiderstand bei der niedrigsten zu übertragenden Frequenz bezüglich der Belastung der 

Spannungsquelle noch vertretbar ist. Die Induktivitätskonstante H/w 2 einer Spulenkonfiguration, mit der 

diese Windungszahl bestimmt werden kann, hängt von vielerlei Einflüssen ab und ist entweder 

entsprechenden Tabellen zu entnehmen oder durch eine Probewicklung zu ermitteln. 

Sofern Spulen zur Erhöhung der Induktivitätskonstante mit einem Eisenkern versehen sind, ist auch die 

zulässige Magnetisierung (magnetische Flussdichte B = magnetische Feldstärke H mal ) des 

ferromagnetischen Materials zu beachten. Deren Stärke – in Tesla gemessen - ergibt sich aus der 

Ampèrewindungszahl AW und weiteren Form- und Materialfaktoren. Ihre Bestimmung ist kompliziert; die 

Werte, in Windungen pro Volt oder dem Kehrwert davon, die Windungsspannung, müssen daher den 

entsprechenden Datenblättern entnommen werden. Diese Werte bestimmen bei gegebener 

Windungszahl einer „eisenhaltigen“ Spulenkonfiguration also die maximal beaufschlagbare 

Spitzenspannung! 

Eisenkerne für Transformatoren und Spulen (Drosseln) bestehen für Netz- und Tonfrequenzen (etwa bis 

100 kHz) entweder aus lamellierten dünnen Blechschnitten aus Dynamoblech 4, für NF-Anwendungen 

auch aus hochpermeablen „Mumetall“, Permalloy, oder, für höhere und hohe Frequenzen aus 

Eisenpulver verschiedener Qualitäten. Die Bleche wie die Pulverpartikel sind zur Vermeidung induzierter 

Wirbelströme im Eisen meist durch Oxydation ihrer Oberflächen gegeneinander isoliert. 

Die Magnetisierung B ergibt sich aus der magnetischen Feldstärke H und der Permeabilität r 

deren Verlauf über der Feldstärke durch die „Hyst´eresiskurve“ ( hystereo gr. später kommen) dargestellt 

wird. Während Dynamoblech einen verhältnismäßig „weichen“ Verlauf B(H) aufweist, ist bei hochpermeablen 

Materialien ein scharfer Knick am Übergang zum Sättigungsbereich vorhanden. Gelangt man also 

durch zu hohe Spannungen in diesen Bereich, treten massive Formverzerrungen des angelegten Signals 

auf, was stets sorgfältig zu vermeiden ist. Bei Netztransformatoren würde der Leerlaufstrom bei Erhöhung 

der Nennspannung deutlich überproportional ansteigen. Im NF-Bereich wäre ein zunehmender Klirrfaktor 

zu beobachten. Im Amateurfunk zeigt sich das Problem bevorzugt bei Symmetrieübertragern zur 

Antennenspeisung (Baluns), wenn bei größeren Sendeleistungen hohe Spannungen auftreten. Empirisch 

kann man hier eine „Eisenübersteuerung“ nur durch Beobachtung der Kurvenform des über die Antenne 

abgestrahlten HF-Signals, an einer künstlichen Antenne mit einem HF-Oszilloskop oder durch eine 

Messung der Oberwellen feststellen. Eisenübersteuerung ist immer ein Problem am unteren 

Frequenzende eines Übertragungsbereiches. Es nimmt mit steigender Frequenz wegen des proportional 

zunehmenden Blindwiderstandes der Wicklung (die Ampèrewindungen werden kleiner) rasch ab.

181 


„Readme“ zu Trafos: I leer , L, AW, w/V 

Bei „eisenhaltigen“ Trafos, besonders Netztrafos, ist einmal die kernspezifische Windungszahl pro Volt 

oder deren Kehrwert, die Windungsspannung zu berücksichtigen, um die zulässige Magnetisierung 

(B = x H) nicht zu überschreiten. Sie ergibt sich allein aus der Ampèrewindungszahl w x I leer bei der 

Betriebs- oder der unteren Grenzfrequenz Die Magnetisierung ist weiter nicht mehr von der 

Leistungsbelastung des Trafos abhängig! Weiter muss in Anwendungen mit Signalen endlichen 

Innenwiderstandes die Primärimpedanz bei der unteren Frequenzgrenze beachtet werden. Sie ergibt sich 

aus dem AL-Wert der Kernkonfiguration mit H/w 2 . Auf den ersten Blick scheint das wegen der teils 

quadratischen, teils linearen Zusammenhänge nicht zusammen zu passen. Aber: 

Doppelte Windungszahl = vierfache Impedanz bei doppelter Spannung = halber Strom, halber Strom bei 

doppelter Windungszahl = immer gleiche Ampèrewindungszahl und damit immer gleiche w/V! 

* * * 

Magnetisierungskurven 

X = magnetische Feldstärke H, Y = magnetische Flussdichte B 

Dynamoblech 4 bei bestimmungsgemäßer 

Magnetisierung, ca. 1,8 Tesla im Maximum 

Permalloy, bereits in der Begrenzung, 

Magnetisierung unbekannt 

Schaltung zur Darstellung der Hysterese am Oszilloskop 

Prüfling 

Dimensionierung: Spannung an R1 1/C zur genauen Phasendrehung von 90°. Die Sekundärbeschaltung des Prüflings darf zu 

keinem merklichen Anstieg des Primär-(Leerlauf-)stromes führen. Netztrennung ist nur erforderlich, wenn 

Potentialfreiheit zum Oszi hergestellt werden muss. > heißt hier: mindestens 10x.

19 


Das Ersatzschaltbild von Übertragern 

Ersatzschaltbild eines Trafos mit Eisenkern 

Das Ersatzschaltbild eines Eisenkern-Trafos zeigt alle parasitären Einflussgrößen einer praktischen 

Ausführung. Die Wicklungswiderstände R erzeugen, zusammen mit den Eisen-(Ummagnetisierungs-) 

Verlusten R-fer Wirkverluste, welche die übertragenen Spannungen und Leistungen reduzieren. Die 

weitgehend unvermeidbaren Streuinduktivitäten sigma (sind fast* immer unerwünscht, weil in 

mehrfacher Hinsicht schädlich. Sie bilden zusammen mit entsprechenden Quell- und Lastimpedanzen ein 

Tiefpassverhalten aus (Bild unten) und begrenzen so den Frequenz-Übertragungsbereich nach oben. In 

Verbindung mit den Wicklungskapazitäten C-wickl entstehen zudem unübersichtliche Resonanzverhältnisse. 

Die nach außen wirkenden Streufelder können benachbarte Schaltkreise, Spulen, Transformatoren 

und Leiterschleifen beeinflussen. Die Induktivität der Primärwicklung L-tr begrenzt den übertragbaren 

Frequenzbereich nach unten und die Spannungsbelastbarkeit durch die Magnetisierungsgrenzen des 

Kernmaterials. So wird ein Übertrager schließlich stets zu einem Bandpass mit unterer und oberer 

Grenzfrequenz. 

Auf die Streuinduktivität reduziertes Ersatzschaltbild 

Streuinduktivitäten werden umso kleiner sein - wie schon bei „Transformatoren“ erwähnt - wenn die 

Wicklungen so eng wie möglich beieinander liegen, etwa sogar die Wicklungsdrähte parallel geführt sind. 

Am günstigsten sind so genannte Toroidformen, also Ringkerntransformatoren, wenn auch dort die 

Wicklungen gleichmäßig über den ganzen Umfang verteilt werden. Hohe Streuung erreicht man – als 

negatives Beispiel -, wenn auf einem Doppelschenkelkern die Primärwicklung auf dem einen und die 

Sekundärwicklung auf dem andern Schenkel angebracht ist. 

Schließt man die (alle) Sekundärwicklung(en) eines Transformators kurz, so lässt sich die Summe der 

Streuinduktivitäten primärseitig mit einem geeigneten Induktivitätsmessgerät und bei geeigneter Frequenz 

(Blindwiderstand der Streuinduktiviät groß gegen Wicklungswiderstände aber Achtung auf Eisenverluste) 

ermitteln. 

Wenn man bei einem sekundärseitig ebenfalls kurzgeschlossenen Netztransformator auf der Primärseite 

Spannung mit der Nennfrequenz einspeist bis der primäre Nennstrom erreicht ist, erhält man dort die so 

genannte Kurzschlussspannung, aus der der gesamte Spannung- und Leistungsverlust als Verhältnis zur 

Nennspannung bestimmbar ist. 

*) Bei Schweiß- und Spielzeugtrafos sowie bei mit Gleichstrom vorbelasteten Trafos und Drosseln werden Streuinduktivitäten durch 

besondere Luftspalte im Eisenkern vorsätzlich erzeugt, um verlustarme Kurzschlussfestigkeit (Blindstrom) beziehungsweise 

Reduzierung der Eisenvormagnetisierung zu bewirken.

20 


Die Elektromagnetischen Feldgrößen 

Die magnetischen Feldgrößen 

Magnetische Feldstärke H [A/m] 

Magnetische Flußdichte B [Vs/m², Tesla] 

Magnetischer Fluß [Vs, Wb] 

Magnetische Feldkonstante µ 0 = 4 . 10 -7 [Vs/Am] 

B = µ 0 . H 

Die elektrischen Feldgrößen 

Elektrische Feldstärke E [V/m] 

Elektrische Flußdichte D [As/m², C/m²] 

Elektrischer Fluß [As] 

Elektrische Feldkonstante 08.854 . 10 -12 [As/Vm] 

D = 0 . E 

Ausgehend vom Begriff der Spannung kann man die elektrische Feldstärke auffassen als die Spannung 

zwischen zwei Punkten einer geraden Feldlinie, die um die Längeneinheit voneinander entfernt sind. 

Der Betrag der elektrische Feldstärke in V/m in einem Plattenkondensator ergibt sich somit aus der 

Spannung U und dem Plattenabstand s, also E [V/m] = U/s, unter der Voraussetzung eines homogenen 

Feldes. Dies wird angenähert, wenn der Plattenabstand klein gegen die Plattengröße ist. 

Ist der Abstand zwischen zwei Potentialpunkten jedoch sehr groß gegen deren Ausdehnungsflächen, so 

wird nur die mittlere Feldlinie auf direktem Weg die beiden Potentialpunkte verbinden und der obigen 

Bedingung folgen. Alle äußeren Feldlinien werden zunehmend weitere Wege haben oder sich vor 

Erreichen des gegenüberliegenden Potentialpunktes anderen Potentialpunkten zuwenden. 

Mißt man also im freien Raum die von einem Potentialpunkt ausgehenden und auf einer Flächenelektrode 

auftreffenden Feldlinien als an dieser Elektrode hervorgerufene Spannung, so wird diese 

Spannung einen Mittelwert darstellen gemäß den unterschiedlichen Weglängen aller auf die 

Gesamtfläche der Elektrode auftreffenden Feldlinien. Dadurch ergibt sich eine stark überproportionale 

Abnahme der mittleren Feldstärke mit dem gegenseitigen Abstand der Elektroden wegen der 

zunehmenden Ausdehnung des Streufeldes und der damit verbundenen überproportio-nalen Zunahme 

der äußeren Feldlinienumwege.

21 


Feldstärkemessung im freien elektromagnetischen Wechselfeld 

Es kann entweder die magnetische Komponente aus der Ausgangsspannung einer Leiterschleife, die 

auch in einen Resonanzkreis einbezogenen sein kann (Rahmenantenne), oder die elektrische 

Komponente aus der Fußpunktspannung eines Halbwellendipols frequenzselektiv bestimmt werden. Die 

Feldstärke wird in beiden Fällen in V/m ausgedrückt. 

Messung mit elektrisch abgeschirmter und auf die Bezugsfrequenz abgestimmter Rahmenantenne bis 

etwa 30 MHz: 

E = 

E c 

G n F 

= 

G h 

eff 

E 

Rahmen 

 

 

G n F 

 

E = E = E G h eff 

(Rahmen) 

c 

(Der Ausdruck G entfällt bei nicht abgestimmtem Rahmen) 

Messung mit abgestimmtem Halbwellendipol ab etwa 30 MHz 

E = 

E 

c 

= 

h 

eff 

E 

Dipol 

 

 

E = E c = E h eff 

(Dipol) 

 

 

Darin bedeuten: 

E = elektrische Feldstärke in V/m 

E = Ausgangs-EMK des Rahmens bzw. Dipols in Volt 

heff = effektive Antennenhöhe (Dipol) = c / 

heff = effektive Antennenhöhe (Rahmen) = n . F . / c 

F = Rahmenfläche in m² 

n = Windungszahl der Rahmenantenne 

G = Schwingkreisgüte Q 

= Kreisfrequenz 2 f 

f = Bezugsfrequenz in Hz [1/s] 

c = Lichtgeschwindigkeit = 3 . 10 8 [m/s] 

Feldwellenwiderstand des freien Raumes: 

Z 0 

 

 

 

0 

0 

 

7 

4 10 

Vs Vm 

12 

8,854 10 

Am As 

377

22 


Bestimmung der Wicklungskapazität von Spulen 

2 

f 

2 

Cwickl 

 

C3 

(C1 

C2 

) 

f 

 

1 

Messverfahren: Prüfling mit möglichst kleiner Kapazität C 1 an Generator (Z> C 1 (ca. 100 x C 1 ) zusätzlich anschließen. 

Resonanzfrequenz f 2 bestimmen und C wickl nach obiger Formel ausrechnen. Zur Resonanzmessung 

Spannungsmesser mit kleiner Eingangsbelastung (Tastkopf mit nur wenigen pF, C 2 ) an Spule ankoppeln.

23 


Elektrische Leiter 

Der elektrische Widerstand eines elektrischen Leiters bestimmt sich zu 

R 

l 

q 

, 

darin ist R der elektrische Widerstand des Leiters in und der spezifische Widerstand des 

Leitermaterials, definiert als der Widerstand eines Drahtes der Länge 1m und des Querschnittes 1mm², 

l die Länge des Leiters in m und q der Drahtquerschnitt in mm². 

Elektrische Eigenschaften der wichtigsten elektrotechnischen Leitermaterialien 

Material ->Cu Tk (10 -3 /K) 

mm 2 

m 

Silber 0,016 0,95 3,9 

Kupfer 0,017 1 3,8 

Aluminium 0,028 1,6 4,0 

Messing CuZn37 0,065 3,8 1,3 

Eisen (Stahl) 0,12 7,0 5,7 

Bronze CuSn7 0,12 7,0 0,65 

Zinn 0,12 7,0 4,2 

Manganin 0,43 25 0,01 

Metallfilmwiderstand - 0,05 

Kohleschichtwiderstand * - – 0,35 

* Kohle gehört zur Stoffgruppe der Halbleiter 

Die Standard-Stromquelle EMK – U – R i 

Jede Stromquelle ist zu denken mit der „Urspannung“ EMK (Elektromotorische Kraft) des Quellwiderstandes 

0, einem in Reihe dazu wirkenden Innenwiderstand R i und der Klemmenspannung U. Die 

Klemmenspannung U ist außer von der EMK auch abhängig von der Last und dem Innenwiderstand R i . 

Dieser lässt sich bestimmen zu 

R 

i 

U 

J 

Last1 Last2 

U / J 

 

; 

Last1 

U 

J 

Last2 

nimmt man für Last1 U = Leerlauf und J = 0, so ergibt sich 

U 

Ri 

 

J 

Last 

(U 

 

Leer 

U 

U 

Last 

Last 

) R 

Last

24 


Selbstbau-Hf-Tastkopf 

Für Messungen an HF-Quellen ist schon bei niedrigen Frequenzen, also etwa ab Lang- bis Mittelwelle, 

ein Tastkopf unerlässlich, da sonst übliche Wechselspannungsmessgeräte undefinierte Eingangswiderstände 

und –kapazitäten aufweisen, ihre obere Grenzfrequenz schnell überschritten ist und die 

Ankopplung über Messleitungen HF-mäßig unübersichtlich wird. Ein Tastkopf kann mit seinem HFrelevanten 

Teil ganz nahe an die Quelle herangebracht werden, weist eine kleine Eingangskapazität und 

ausreichend hohen Eingangwiderstand auf und ist, je nach Aufbau und verwendeter Gleichrichterdiode, 

bis zu hohen Frequenzen, gut etwa bis zum 2-m-Band, zur boßen Anzeige und mit geeigneter Diode 

auch bis 70cm einsetzbar. 

Das Bild zeigt die Standard-Schaltung eines HF-Tastkopfes, ausgelegt für eine untere Grenzfrquenz von 

etwa 100 kHz. Diese bestimmt sich durch das Verhältnis des Blindwiderstandes des Koppelkondensators 

(der zur Gleichspannungstrennung nötig ist) zur dahinter liegenden Wirklast. Sie beträgt hier, bezogen 

auf die Messung an einem Schwingkreis in Resonanz, etwa 100kDie obere Grenzfrequenz ergibt sich 

durch den geometrischen Aufbau – möglichst kurz und klein - und die Eigenschaften der verwendeten 

Diode. Für Kurzwelle taugen Standard-Spitzendioden gut, für höhere Frequenzen wären HP-Schottky- 

Dioden 28xx eine gute Wahl. Achtung! Immer, aber besonders bei Schottky-Dioden, ist die 

Sperrspannungsgrenze (U max eff x 2,8), die zwischen 30 und 70V dc liegt, zu beachten. 

Die Proportionalität der Ausgangsgleichspannung U dc zur Eingangswechselspannung U eff einer solchen Schaltung 

geht unterhalb von 3V eff in eine quadratische Funktion über. Da aber gerade die kleineren Spannungen von 

Interesse sind und dem Normalfunkamateur die Berücksichtigung der zunehmenden Nichtlinearität durch individuelle 

Skalenzeichnung oder gar Prozessor gesteuert nur selten möglich sein wird, muss dieser sich für zuverlässige 

Messungen mit Korrekturkurven etwa der folgenden Art begnügen. 

Richtspannung gegen Eingangsspannung 

100 

10 

Udc (V) 

1 

Germanium 

0,1 

Schottky 

Silizium 

0,01 

10 3 1 0,3 0,1 

Ueff (V) 

Praktische Ausführung eines HF-Tastkopfes nach obiger Schaltung, eingebaut in ein Kunststoffröhrchen und mit 

Kupferfolie gegen Nebeneinstrahlung abgeschirmt.

25 


Wicklungsdimensionierung von HF-Ferritringkernen I 

Allgemeines, Gütefaktor und Windungszahl 

Ein Breitband-Balun mit Ferritringkern muss bestimmte Bedingungen bezüglich seiner magnetischen und 

induktiven Eigenschaften erfüllen: 

- Die Spulengüte im Übertragungsbereich sollte nirgends schlechter als 10 sein, da sonst Übertragungsverluste 

eintreten. 

- Der Blindwiderstand L der Primärwicklung sollte bei der unteren Grenzfrequenz mehrere Male 

größer als der Widerstand der Quelle sein um auch bis dorthin ein ordentliches Stehwellenverhältnis 

zu halten. 

- Der Blindwiderstand L der primär gemessenen (Streu-)Induktivität gegen die kurzgeschlossene 

Sekundärwickung sollte bei der oberen Grenzfrequenz einige Male kleiner als der Quellwiderstand sein. 

- Bei voller Spannungsbelastung darf bei der unteren Grenzfrequenz keine größere magnetische 

Übersteuerung auftreten. 

Es gelten also prinzipiell die gleichen Dimensionierungskriterien wie sie für Netz-, NF- und auch HF- 

Übertrager bekannt sind. 

Es soll die Primärwindungszahl eines Baluns für Kurzwelle und für eine HF-Leistung von 100 Watt bei 

einem Quellwiderstand des Senders von 50 berechnet werden. Die Spannungsbelastung beträgt dabei 

N R = 70,7V eff entsprechend 100V spitze . 

Bei einem unbekannten Kern ermittelt man zuerst die erreichbare Kreis-(Spulen-)güte zur Beurteilung 

seiner Eignung. Dazu bringen wir eine Probewicklung mit 10 Windungen auf, die gleichmäßig über den 

Ringkern verteilt werden. Aus dem gemessenen Induktivitätswert L lässt sich bereits die Induktivitätskonstante 

A L (H/w²) aus L/w² bestimmen. Mit den 10 Probewindungen wurden an dem vorgesehenen 

Kern 8H gemessen. Daraus ergibt sich ein A L -Wert von 8/10² = 0,08H/w². Jetzt bilden wir mit einem 

Kondensator von 100pF einen Schwingkreis mit Resonanzfrequenz im Übertragungsbereich, hier 

f = 1/(2 LC ) ca. 5,8 MHz in der Schaltung unten. In dieser messen wir die Band-(Halbwerts-)breite 

des Kreises und dividieren f res /f zur Kreisgüte Q. 

Die EMK des HF-Generators wird zweimal etwa durch 10 (genau 11) geteilt, damit transformieren sich die 

50Belastung durch die Quelle mit rund 100² auf 500k. Die Tastkopfkapazität transformiert ihre Wirklast von 

100k mit (200/100)² = 4 auf 400k. Bei einer angenommenen Güte des Kreises von 100 ist dessen 

Resonanzwiderstand etwa L x Q also etwa 29k, so dass Quellen- und Messbelastung sowie die Verluste der 

Kondensatoren für die hier anzustrebende Messgenauigkeit vernachlässigt werden können. Sollte bei sehr hoher 

Kreisgüte die Dämpfung des Messtatstkopfes doch störend wirken, empfiehlt sich eine eigene Auskopplungswicklung 

mit einer oder zwei Windungen, welche den Einfluss um den Faktor 25 bis 100 reduziert und auch die Messspannung 

zu Schutz der Tastkopfdiode entsprechend reduziert. Als HF-Quelle dient komfortabler Weise ein Messsender, sonst 

auch der eigene Transceiver mit Dummy und geeignetem Spannungsteiler. 

AusL, angesetzt mit 3 x Z Q = 150 bei 3,5 MHz, wird mit dem oben ermittelten A L -Wert von 8/10² = 

0,08H/w² 

150 

Lprim 

6,82 H 

; 

L 6,82 

w 

6 

prim 

9, 23 

2 3.5 10 

A 0,08 

Wir runden auf 9 Windungen ab und erhalten für L prim = 9² x 0,08H = 6,48H. 

L

251 


Wicklungsdimensionierung von HF-Ferritringkernen II 

Fortsetzuung: Streuinduktivität und Magnetisierung 

Bei kurzgeschlossener Sekundärwicklung wird auf der Primärseite des Prüflings die Streuinduktivität 

gemessen. Ihr Blindwiderstand L sollte am oberen Frequenzende des Übertragungsbereiches einige 

Male kleiner sein als die Impedanz der Quelle, hier 50, da sonst die Anpassung, das Stehwellenverhältnis, 

gestört wird und zu übertragende Leistung verloren geht. Praktisch bemisst sich die 

Obergrenze des Übertragungsbereichs nach der Frequenz, bei der L der Streuinduktivität größer als 

etwa 15wird 

 

Schließlich erfordert auch noch die magnetische Aussteuerung des Ferrits an der unteren Frequenzgrenze 

bei der höchsten vorgesehenen Spannungsbelastung Beachtung. Sie ist jedoch mit einfachen 

Mitteln schwer zu beobachten. Folgende Möglichkeiten kommen in Betracht: 

Darstellung der Magnetisierungskurve mit X-Y-Oszilloskop entsprechender Frequenzbandbreite 

mit KW-Sender bei maximal vorgesehener primärer Spannungsbelastung, hier 100V spitze 

Beobachtung der HF-Kurvenform auf der Sekundärseite des Baluns mit Y-t-Oszilloskop und 

KW-Sender bei Erhöhung der Spannungsbelastung bis zur vorgesehenen Grenze 

Wiederempfang des abgestrahlten HF-Signals über Antenne und Darstellung mit Y-t-Oszilloskop 

bei Erhöhung der Sendeleistung bis zur vorgesehenen Grenze 

Werden bei diesen Maßnahmen Nichtlinearitäten, also veränderliche Formverzerrungen beobachtet, kann 

von einer Eisenübersteuerung ausgegangen werden, deren Heftigkeit die Audioqualität der Sendung 

entsprechend beeinträchtigt und HF-Oberwellen produziert. Auch hier bemisst sich die Untergrenze des 

Übertragungsbereiches nach der Frequenz, bei der diese Verzerrungen noch nicht oder nur vertretbar 

mäßig auftreten. 

Das Thema Ferromagnetismus und „Eisenübertrager“ kann und sollte an dieser Stelle in Bezug auf Werte 

und Grenzwerte stellenweise nur überschlägig behandelt werden. Gerade im Bereich Amateurfunk sind 

technische oder qualitative Grenzen fließend und von individuellen Gesichtspunkten und Maßstäben 

abhängig. Hinzu kommt, dass die ferromagnetischen Eigenschaften von der magnetischen Aussteuerung 

abhängig sind, also B=f(H) beziehungsweise f(H), wie die Hysteresekurven der verschiedenen 

Materialien zeigen. Wollte man hier genau sein, müsste man zu viele Parameter berücksichtigen, was 

den Rahmen dieser Blätter sprengen und den praktisch vorgehenden Funkamateur nur verschrecken 

würde. Dies sollte vermieden werden. 

Ferrit-Ringkerne mit Probewicklungen 

Die genauen Wickelkonfigurationen eines Symmetriertransformators oder Baluns können entsprechend 

den gewünschten Übersetzungsverhältnissen den vielen bekannten Vorlagen entnommen werden.

Praktische Tipps fur Funkamateuere

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