Der WILDCAT Bassman Plus (PDF, 7,2 MB) - EMSP

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der WILDCAT BASSMAN PLUS
Von Jorgos Estrella, Sebastian Gonzales, Markus Haag, Thomas Schmidt und Henry Westphal
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Der FENDER Bassman 5F6-A
Der FENDER Bassman 5F6-A ist DER Gitarrenverstärker schlechthin, er ist bis heute die absolute
Referenz für Gitarrenverstärker überhaupt.
So ist er der bevorzugte Verstärker von Stevie Ray Vaughan, Buddy Guy, B.B.King, T-Bone Walker, Jeff
Beck und vielen anderen bekannten Gitarristen.
Die Markteinführung war 1959, jedoch als Bassverstärker für E-Bass und Kontrabass. Seine untere
Grenzfrequenz beträgt jedoch 90 Hz, das ist über eine Oktave über der unteren Hörgrenze von 40 Hz.
Das ist ein sehr hoher Wert für einen Bassverstärker, stellte aber 1959 die Grenze des technisch
Machbaren dar.
Bald war jedoch mit Nachfolgemodellen eine tiefere Grenzfrequenz möglich. Daraus folgte die
schnelle "Weitergabe" der 5F6-A-Verstärker an Gitarristen, die dann schnell den besonderen Klang
entdeckten.
Die Produktion des 5F6-A wurde bereits 1961 wieder eingestellt.
Die Schaltung des 5F6-A wurde bis heute tausendfach kopiert. Die bekannteste Kopie ist der Marshall
JTM-45. Auch alle auf ihn folgenden Marshall-Verstärker basierten auf dem FENDER Bassman 5F6-A.
Die frühen Marshall-Verstärker klingen jedoch, trotz identischer elektrischer Schaltung, anders als der
FENDER Bassman 5F6-A, da diese eine geschlossene Lautsprecherbox besitzen, während die Box des
FENDER Bassman hinten offen ist. Der versuchsweise Anschluß einer Marshall-Box an unseren
Bassman-Prototyp erbrachte dann auch sofort den typischen „Marshall-Sound“
Der FENDER Bassman 5F6-A
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Der legendäre, durch den FENDER Bassman 5F6-A geprägte Gitarrensound ist also unbeabsichtigt ,
durch einen Zufall der Geschichte, entstanden.
Die eigentlich vorgesehene Anwendung des FENDER Bassman als Bassverstärker: Bill Black und Elvis
Presley Live on Stage 1956, Bill Black spielt über ein frühes Bassman-Modell Kontrabaß. Quelle:
www.scottymoore.net
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Das innovative, schaltungstechnische Moment des FENDER Bassman 5F6-A war die erstmalige
Verwendung einer Phasenumkehrstufe in Differenzverstärkertechnik ("Long Tail") bei
Instrumentalverstärkern. Diese Stufe trägt wesentlich zu der den Klang des Bassman prägenden
besonderen Charakteristik der Endstufenverzerrung bei.
Das folgende Bild zeigt das „Innenleben“ eines FENDER Bassman 5F6-A, der jedoch nachträglich mit
einer zusätzlichen Modifikation versehen wurde.
Der FENDER Bassman 5F6-A von Innen, mit einer nachträglich eingebauten Modifikation
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Der FENDER Bassman 5F6-A: Der Verstärker von Hank Garland
Der Gitarrist Hank Garland wurde bereits im Kapitel „Einführung“ erwähnt.
Er ist einer der meistgehörtesten und einflußreichsten Gitarristen überhaupt, auch wenn sein Name in
der breiten Öffentlichkeit kaum bekannt ist.
Hank Garland hat mehr im Hintergrund als Session-Gitarrist in Nashville gewirkt. Hierbei hat er auch
über einen FENDER Bassman 5F6-A gespielt.
Hank Garland lebte von 1930 bis 2004. 1949 brachte er im Alter von 19 Jahren seinen ersten
Millionseller, das Instrumental "Sugar Foot Rag" heraus. Von 1950 bis 1961 wirkte er als gefragter
Studio-Gitarrist in Nashville bei vielen Welthits mit. Er spielte bei Aufnahmesessions mit Elvis Presley, Roy
Orbison, den Everly Brothers, Patsy Cline und vielen anderen Künstlern eine bedeutende Rolle.
Parallel dazu begann er eine zweite Karriere als Jazz-Gitarrist in New York, er spielt gemeinsam mit
Charlie Parker und nimmt etliche Jazz-Platten auf.
1961 endet seine Karriere auf tragische Weise. Hank Garland wird bei einem Autounfall
lebensgefährlich verletzt und fällt ins Koma. Er erwacht nach einiger Zeit, hat aber einen Großteil
seiner motorischen Fähigkeiten für immer eingebüßt. Ein Jahrhunderttalent ging damit verloren.
Hank Garland und Elvis Presley live on Stage
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Die bekannteste Aufnahme, die Hank Garland mit dem FENDER Bassman 5F6-A gespielt hat ist "Little
Sister" mit Elvis Presley. Der Song wurde 1961 im RCA-Studio B in Nashville aufgenommen.
Hierzu ist das folgende Zitat überliefert:
"That's the late great Hank Garland who played the lead guitar that drives Elvis' "Little Sister", with
Scotty Moore on rhythm guitar. For the session, Mr. Garland wasn't satisfied with the sound of his
usual Gibson ES-355, or the Byrdland that he helped design with Billy Byrd, so he borrowed Harold
Bradley's brand new 1961 Fender Jazzmaster (white cream colored). It was after 4:00 a.m.,
following the recording of "(Marie's the name) His Latest Flame", when they began cutting "Little
Sister". Hank "Sugarfoot" Garland plugged the Jazzmaster into an old Fender (tube) tweed Bassman
amp and cranked the volume way up, as he improvised the song's distinctive lick on the spot.
According to engineer Bill Porter, it was the loudest he ever heard a guitar played in RCA's studio in
Nashville. By take 4 of the song, they nailed it to Elvis' satisfaction -- the magic was captured on a 3track
tape machine, with Elvis singing through a Telefunken U-47 microphone, a Neuman KM-46 on
Mr. Garland's Bassman amp, and Mr. Porter balancing the levels on the fly!"
Quelle: http://tbgb.nl/guestbook/index.php
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Der FENDER Bassman 5F6-A heute
Der FENDER Bassman 5F6-A ist auch heute noch (oder auch wieder) sehr populär. Der Ebay-Preis für
einen Original FENDER-Bassman ist im Herbst 2006 in den USA 6000 US$. Alle Originalteile wie
Transformatoren, Röhren und Lautsprecher werden heute noch (oder auch wieder) hergestellt und
sind überraschend einfach zu bekommen.
Es ist zudem hervorragende Dokumentation und Literatur über den FENDER Bassman 5F6-A
vorhanden. Besonders interessant ist die komplette, tiefgehende Schaltungsanalyse im Buch "The
Fender Bassman 5F6-A" von Richard Kuehnel (Verlag Pentode Press) www.pentodepress.com
Das Buch von Richard Kuehnel
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Ein Blick in das Buch von Richard Kuehnel
Auch FENDER selbst hat ein „Reissue“ des Bassman 5F6-A herausgebracht. Allerdings handelt es sich
hier nicht um eine exakte Nachbildung, nach Aussagen von dem Verfasser bekannten Musikern ist
das klangliche Ergebnis enttäuschend, offensichtlich wurden aus Gründen der Kosteneinsparung
Kompromisse gegenüber dem Original-Bassman gemacht.
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Der WILDCAT Bassman Plus
In seiner Grundeinstellung stellt der WILDCAT Bassman plus eine exakte Entsprechung zum FENDER
Bassman 5F6-A dar.
Wir haben jedoch einen (abschaltbaren) Federhall und verschiedene Einschleifschnittstellen
hinzugefügt. Damit ergibt sich eine vielseitige Verwendbarkeit in verschiedenen Musikstilen.
Die zu ihm gehörende , von der Firma TAD speziell angefertigte, Lautsprecherbox mit 10"-Jensen-
Lautsprecher entspricht in ihren akustischen Parametern exakt dem Originalgerät FENDER Bassman
5F6-A.
Der vorliegende Prototyp wurde in Leiterplattentechnik aufgebaut und in einem einfachen
Metallgehäuse untergebracht. Die geplante Weiterentwicklung wird dagegen mit einem dem
Originalgerät entsprechenden Combo-Gehäuse mit Tweed-Finish und in klassischer Handverdrahtung
realisiert.
Auf der folgenden Seite ist der Prototyp des WILDCAT Bassman Plus abgebildet.
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Der fertiggestellte Prototyp des WILDCAT Bassman Plus
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Die Schaltungsbeschreibung
Die Beschreibung der Originalschaltung
Auf der folgenden Seite ist die Originalschaltung des FENDER Bassman 5F6-A gezeigt.
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Es stehen vier Eingänge zur Verfügung, jeweils zwei Eingänge sind einer Eingangsstufe zugeordnet,
die Ausgangssignale beider Eingangsstufen werden am Gitter der Treiberstufe summiert.
Die beiden zu einer Eingangsstufe gehörenden Eingänge unterscheiden sich dadurch, daß bei
einem der Eingänge das von der Gitarre kommende Signal mit seinem vollen Pegel an das Gitter der
Eingangsröhre gelangt, während das Signal des anderen Eingangs in seinem Pegel halbiert wird.
Hierbei ist die Funktion der Schaltkontakte der Eingangs-Klinkenbuchsen maßgeblich.
Man erkennt, daß wenn das Gitarrenkabel in den Eingang „1“ gesteckt wird die beiden 68-kOhm-
Widerstände parallelgeschaltet zwischen dem Eingangssignal und dem Gitter liegen, das Signal wird
nicht abgeschwächt, die Widerstände bilden jedoch im Zusammenwirken mit der Miller-Kapazität der
Eingangsstufe einen Tiefpaß, der hochfrequente Störsignale unterdrückt.
Bei Stecken des Gitarrenkabels in den Eingang „2“ arbeiten die beiden 68-kOhm-Widerstände als
Spannungsteiler, der das Eingangssignal um den Faktor 2 herunterteilt. Die auf das Gitter bezogenen
Quellimpedanz des Spannungsteilers entspricht er Parallelschaltung beider Widerstände, so daß sich
die Grenzfrequenz des mit der Miller-Kapazität gebildeten Tiefpasses nicht ändert.
Die masseseitigen Kontakte der Klinkenbuchsen sind im Originalschaltplan nicht eingezeichnet.
Die mit der Röhre 12AY7 aufgebaute Eingangsstufe führt, für beide Eingangskanäle, eine
Spannungsverstärkung durch. Die beiden Eingangskanäle arbeiten mit einem gemeinsamen
Kathodenwiderstand zur Gittervorspannungserzeugung.
Die Ausgangssignale der Eingangsstufe gelangen über die Lautstärkeregler (VOL. 1M) und die
Summationswiderstände (270K) an das Gitter der mit der Röhre 12AX7 aufgebauten Treiberstufe. Der
„obere“ Lautstärkeregler ist mit einem Kondensator (0.0001uF) überbrückt, damit ergibt sich bei
kleineren Lautstärken eine Höhenanhebung, daher die Bezeichnung „BRIGHT“ für den „oberen“
Eingang.
In der Treiberstufe findet eine weitere Spannungsverstärkung statt. Das Ausgangssignal der Treiberstufe
gelangt dann an die Kathodenfolgerstufe, die mit dem anderen System der Röhre 12AX7 aufgebaut
ist. Diese Stufe ist ein Impedanzwandler, sie hat eine Spannungsverstärkung von nahe 1. Der
Ausgangswiderstand dieser Stufe ist sehr gering.
Die Kathodenfolgerstufe steuert, über das zwischengeschaltete Klangregelnetzwerk mit getrennten
Einstellmöglichkeiten für Tiefen (BASS), Mitten (MIDDLE) und Höhen (TREBLE), die Phasensplitterschaltung
an.
Die Phasenspiltterschaltung ist eine Differenzverstärkerstufe, sie verstärkt die Differenz zwischen dem
aus dem Klangregelnetzwerk kommende Eingangssignal und dem vom Lautsprecherausgang
abgenommenen Ausgangssignal. Die Phasensplitterschaltung erzeugt zwei zueinander
komplementäre Ausgänge, die dann die Endröhren der Gegentaktendstufe ansteuern. Die
Phasensplitterschaltung ist mit einer weiteren Röhre 12AX7 aufgebaut. Die Stärke der mit dieser Stufe
erzeugten Gegenkopplung wird mit dem PRESENCE-Potentiometer eingestellt. Dreht man dieses
„ganz nach oben“ ist keine Gegenkopplung mehr vorhanden. Eine Besonderheit ist, daß das zur
Gegenkopplung rückgeführte Signal nicht nur auf das Gitter des „unteren“ Röhresystems wirkt,
sondern auch, durch Einkopplung in den beiden Röhrensystemen gemeinsamen Kathodenpfad,
einen Gleichtaktanteil im Ausgangssignal verursacht, mit dem in der Stufe vorhandene Unsymmetrien
ausgeglichen werden.
Diese Phasensplitterschaltung, in Verbindung mit dem niederohmig angesteuerten, ihr
vorgeschalteten Klangregelnetzwerk, ist das innovative Moment des damaligen FENDER Bassman
5F6-A, nie zuvor wurde eine derartige Phasenumkehrstufe in einem Gitarrenverstärker verwendet.
Dieser Schaltungsteil ist für den einzigartigen Klang des Bassman maßgeblich. Experimente, bei
denen selektiv Vor- oder Endstufenverzerrung herbeigeführt wurde {Master-Volume 1M log zwischen
Klangregelnetzwerk und Phasensplitterstufe) haben gezeigt, daß die besonderen, intensiven,
energiegeladenen Obertöne nur bei Herbeiführung der Endstufenverzerrung entstehen.
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Der PRESENCE-Regler hat einen erheblichen Einfluß auf das Klangbild, weniger Gegenkopplung führt
zu einem „härteren“, aggressiveren und höhenbetonterem Klang, da sich dann der
Ausgangswiderstand der Endstufe erhöht. Die Impedanz der Lautsprecher steigt bei höheren
Frequenzen an, bei Abwesenheit der Gegenkopplung führt dies zu einer Erhöhung der Spannung
über den Lautsprechern, womit sich dann die beschriebene Akzentuierung der Höhen ergibt.
Die Gegentakt-Endstufe, aufgebaut mit zwei Röhren 5881, stellt die Ausgangsleistung von ca. 40W
bereit. Der Ausgangsübertrager paßt den hochohmigen Ausgangswiderstand der Röhrenstufe an die
2 Ohm-Lastimpedanz der vier parallelgeschalteten 10“-Lautsprecher an. Der Grund für diese
ungewöhnliche Konfiguration ist die Dämpfung von Resonanzen im unteren Baßbereich. Es wurden,
anstelle eines großen Lautsprechers vier kleinere Lautsprecher eingesetzt, die Parallelschaltung dieser
Lautsprecher hat wahrscheinlich eine bessere Resonanzdämpfung als die eher naheliegende
Serien/Parallelschaltung, mit der sich wieder die Impedanz eines einzelnen Lautsprechers von 8 Ohm
ergeben hätte. Die Gittervorspannung für die Endröhren wird aus dem Netzteil zugeführt, die
Schirmgitter sind über zwei Widerstände mit der Spannung +430V verbunden.
Die Gleichrichtung der Anodenspannung geschieht mit einer Gleichrichterröhre GZ34. Die
gleichgerichtete Spannung wird mit den beiden parallelgeschalteten Ladekondensatoren (20uF
600V) geglättet, die Versorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für die Vor- und
Treiberstufen werden mit einer Siebdrossel weiter geglättet. Es fällt auf, daß die Werte der Lade- und
Siebkondensatoren, für heutige Verhältnisse, recht klein sind. Ausführliche Untersuchungen im
Rahmen dieses Projekts haben gezeigt, daß das Zusammenspiel der durch sie gegebenen
Zeitkonstanten mit dem Innenwiderstand des Netztrafos und der Gleichrichterröhre zu einem ganz
bestimmten „Einbrechen“ der Spannungsversorgung bei Lastsprüngen führt, das für das Klangbild von
entscheidender Wichtigkeit ist.
Wenn man die Höhe dieses Spannungseinbruchs durch Stabilisierungsmaßnahmen reduziert, dann
führt dies zum Verlust der „Leichtigkeit“ (Touch Sensitivity) des Klangs, das Spielen ermüdet dann
schnell. Auch die Entfernung des auf der Anodenversorgung der Endstufe noch vorhandenen 100 Hz-
Brumm bei Beibehaltung der Dynamik des Spannungseinbruchs führte überraschenderweise zu einer
Verschlechterung des Klangbilds, der Klang verliert seine Durchdringungsfähigkeit, seine „Bizzeligkeit“.
Die Gittervorspannung für die Endröhren wird aus einer Anzapfung der Anodenwicklung des Netztrafos
gewonnen und mit einer Halbleiterdiode gleichgerichtet.
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Die Beschreibung der Modifikationen der Originalschaltung beim
WILDCAT Bassman Plus
Diese Beschreibung bezieht sich auf das Schaltbild des WILDCAT Bassman Plus.
In seiner Grundeinstellung entspricht der WILDCAT Bassman Plus so gut wie vollständig dem FENDER
Bassman 5F6-A. Es bestehen lediglich kleinere Abweichungen:
- Die Gittervorspannungen für die Endröhren wurden einstellbar gestaltet. Hierzu wurden die
Potentiometer P2001 und P2002 vorgesehen.
- Parallel zum Lautsprecherausgang wurde ein Widerstand 100 Ohm/3W vorgesehen, um bei einer
Unterbrechung der Lautsprecherzuleitung einen, wenn auch geringen, Sekundärstrom am
Ausgangsübertrager zu ermöglichen um primärseitigen Spannungüberhöhungen im Leerlauffall
entgegenzuwirken.
- Die Null-Ohm-Brücken BR1001 bis BR1004 ermöglichen die Umpolung der Trafo-Primärwicklung
um eine phasenrichtige Gegenkopplung sicherzustellen. Die „richtige“ Belegung der Trafo-
Anschlüsse ist nicht dokumentiert. Es sind entweder BR1001 und BR1004 oder BR1002 und BR1003
bestückt.
Alle im folgenden beschriebenen Modifikationen und Ergänzungen sind abschaltbar. Sie werden
zudem aus einem unabhängigen Netzteil versorgt, so daß die für den Klang sehr wichtige Dynamik
der Anodenversorgungsspannung nicht durch zusätzliche Verbraucher am vorhandenen Netzteil
beeinträchtigt wird.
Der Kondensator C1004, der die für die „BRIGHT“-Funktion maßgebliche Höhenanhebung bewirkt ist
über das Relais K1004 schaltbar gemacht worden.
Über das Relais K1005 kann die Federhall-Stufe in den Signalweg zwischen Treiberstufe und
Kathodenfolgerstufe geschaltet werden. Die Schaltung dieser Stufe stammt aus dem FENDER Twin
Reverb. Da sich im Twin Reverb die Klangregelung vor der Hallstufe befindet, wurde diese Möglichkeit
auch hier geschaffen, sie kann über K1002 zwischen Eingangs- und Treiberstufe geschaltet werden.
Da die Hintereinanderschaltung von Zwei Klangregelnetzwerken, auch wenn eines der beiden sich in
Neutralstellung befindet, zu störenden Phasenfehlern führt, wurde die Möglichkeit geschaffen, das
„ursprüngliche“ Klangregelnetzwerk mittels K1006 zu überbrücken.
Die Schaltung der Federhall-Stufe ist in einem separaten Kapitel beschrieben. Im WILDCAT Deluxe Plus
wird eine identische Federhall-Stufe eingesetzt.
Mit K1007 besteht die Möglichkeit, den Ausgang der Hallstufe unter Umgehung des Kathodenfolgers
direkt an den Eingang der Phasensplitterstufe zu schalten. Dies wurde aus experimentellen Gründen
vorgesehen. In der „Normalstellung“ gelangt das Anodenpotential von +180V er Treiberstufe, „an der
Hallstufe vorbei“ über R3002 und R5003 zur Kathodenfolgerstufe, C3004 vermeidet eine ungewollte
wechselspannungsmäßige Verkopplung der ein- und Ausgänge der Hallstufe.
Die Erfahrung hat gezeigt, daß der über K1002 zuschaltbare Klangregler zwischen Eingangs- und
Treiberstufe keinen Nutzen bringt. Die Überbrückung der Kathodenfolger-Stufe bringt dagegen einen
interessanten „Boost“-Effekt, man hat eine starke Endstufenübersteuerung, die sich besonders dafür
eignet, wenn man durchdringungskräftige Soli spielen will.
Weiterhin wurden drei Einschleifpunkte vorgesehen, die in „Normalstellung“ kurzgeschlossen sind. Mit
dem Relais K1001 ist eine Einschleifung vor dem Gitter der Eingangsstufe schaltbar. Mit dem Relais
K1003 ist eine Einschleifung zwischen Eingangs- und Treiberstufe möglich. Mit Relais K1008 ist eine
Einschleifung zwischen Klangregelnetzwerk und Phasensplitterstufe schaltbar.
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In der Praxis hat sich gezeigt, daß insbesondere die Einschleifung direkt vor der Phasensplitterstufe
nützlich ist, man kann an dieser Stelle vorteilhaft das WILDCAT Overdrive-Effektgerät einkoppeln. Die
Einschleifung vor der Eingangsstufe zeigte keinen praktischen Nutzen, man kann auch den Ausgang
eines vorgeschalteten Effektgerätes direkt in die Eingangbuchse des Verstärkers stecken.
Bei der Einschleifung zwischen der Eingangs- und der Treiberstufe fehlt ein Kathodenfolger, die
Kapazität des Anschlußkabels würde zu starker Höhendämpfung führen. Daher wurde diese
Einschleifung bisher nicht praktisch genutzt.
Die Relais K1001 bis K3001 werden von an der Frontplatte angebrachten Kippschaltern gesteuert, sie
werden mit der +12V-Hilfsspannung aus dem zusätzlichen Netzteil versorgt, daß auch die Federhall-
Stufe versorgt, dieses Netzteil ist im Kapitel „Federhall“ beschrieben. Ein Durchschalten der an J1014
zur Frontplatte geführten Steueranschlüsse nach Masse führt zum Schalten der Relais.
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Die Analyse der Eingangsstufe
Es soll zunächst der Arbeitspunkt der Eingangsstufe bestimmt werden.
Die Versorgungsspannung der Stufe kann aus dem Original-Schaltplan zu 325V abgelesen werden.
Die beiden Röhrensysteme der 12AY7 besitzen einen gemeinsamen Katodenwiderstand. Da beide
Systeme identisch beschaltet sind, kann man davon ausgehen, daß die durch sie fließenden Ströme
glich groß sind. Daher kann man ein einzelnes Röhrensystem für sich betrachten, wenn man den
dazu Wert des Kathodenwiderstandes verdoppelt. Die so gewonnen Ergebnisse lassen sich dann auf
die miteinander verkoppelten Systeme übertragen.
Zunächst wird die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen. Der tatsächliche Arbeitspunkt der
Röhre muß auf dieser Gerade liegen.
Hierzu kann der Kathodenwiderstand vernachlässigt werden.
Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, an der Anode
würde die volle Versorgungsspannung von 325V anliegen.
Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung an der Anode 0V, es würde
325V / 100kOhm = 3,25mA fließen.
Die Arbeitsgerade ist dann durch die Punkte (325V / 0mA) und (0V / 3,25mA) definiert.
Auszug Datenblatt 12AY7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)
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Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. Die
Gittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hier
der Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier wirksame Kathodenwiderstand ist 2 * 820
Ohm = 1640 Ohm.
Wenn man eine Gitterspannung von –5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Masse positiv
ist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 5V / 1640 Ohm = 3,0mA fließen.
Wenn man eine Gitterspannung von –2V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 2V /
1640 Ohm = 1,2mA fließen.
Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –5V mit der
3,0mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –2V und der 1,2mA-Achse
aufgespannt.
Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:
- Anodenstrom 1,6mA, hieraus folgt eine Gittervorspannung von 1,6mA * 1640 Ohm = 2,6V
- Anodenspannung 155V => Anodenpotential: 155V + 2,6V = 158V
Die soeben ermittelte Anodenspannung stimmt hinreichend mit der im Originalschaltbild zu
findenden Angabe von 150V überein.
Bei der Betrachtung beider Stufen ist wiederum ein halbierter Kathodenwiderstand bei doppeltem
Strom wirksam, die ermittelten Werte können also einfach für die Betrachtung der tatsächlichen
Schaltung übernommen werden.
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Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand des
entsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µ
und der Innenwiderstand rp abgelesen. Hierbei wird auf die Kurvenzüge für eine Anodenspannung
von 150V Bezug genommen.
Auszug Datenblatt 12AY7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung des
Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands
Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 45 abgeschätzt werden
Der Innenwiderstand rp kann mit 30 kOhm abgeschätzt werden.
Um die Verstärkung der Stufe zu bestimmen, wird das folgende Kleinsignal-Ersatzschaltbild verwendet:
Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Stufe
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Die Verstärkung bestimmt sich dann wie folgt:
Diese Formel kann wie folgt anschaulich erklärt werden:
Man geht von einer Modellierung der verstärkenden Funktion der Röhre in Form einer
spannungsgesteuerten Spannungsquelle aus, deren Ausgangsspannung ist dann µ * vi, mit Vi als
Eingangsspannung.
Die damit (theoretisch vorhandene) ausgangsseitige Signalspannung, µ * vi wird durch einen
Spannungsteiler aus rp und Rl heruntergeteilt, bevor man sie tatsächlich abgreifen kann.
Vor Anwendung der Formel muß noch der äußere Widerstand Rl bestimmt werden. Dies ist die
Parallelschaltung des Anodenwiderstandes (100kOhm) und des Lautstärkereglers (1MOhm),
entsprechend 91kOhm, der Einfluß des „Bright“-Kondensators C1004 und des Zweiges über R1010 /
R1012 wird vernachlässigt.
45*
91kΩ
= −
( 91kΩ
+ 30kΩ)
v = -34
Der Ausgangswiderstand der Stufe ist rp parallel Rl, das ist 23 kOhm
Mit der nun bekannten Verstärkung der Stufe kann die Miller-Kapazität und damit die Grenzfrequenz
abgeschätzt werden.
Die Kapazität zwischen Anode und Gitter der 12AY7 ist 1,3pF. (Quelle: Datenblatt General Electric)
Es erscheint sinnvoll, die Parallelschaltung einer durch die Verdrahtung entstehenden Kapazität von
1pF anzunehmen. Damit ergibt sich eine Gesamtkapazität von 2,3pF.
Diese Kapazität wird nun um den Faktor (1 - Verstärkung) multipliziert, um die wirksame Miller-Kapazität
zu erhalten. Es ergibt sich ein Wert von 2,3pF * (1 – {- 34}) = 2,3pF * ( 1 + 34) = 81pF.
Diese Kapazität bildet einen Tiefpaß mit den 68kOhm Gittervorwiderständen. Hierbei ist zu beachten,
daß diese entweder parallelgeschaltet sind oder aber als Spannungsteiler wirksam sind, in beiden
Fällen ist der Wert 68kOhm / 2 = 34kOhm als Quellwiderstand wirksam.
Damit ergibt sich eine obere Grenzfrequenz von 60 kHz.
Die untere Grenzfrequenz der Stufe resultiert (näherungsweise) aus der Parallelschaltung des
Kathodenwiderstands (820 Ohm), mit dem Kathodenkondensator (250uF), es folgt eine untere
Grenzfrequenz von 0,8 Hz.
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Nun sollen die rechnerisch abgeschätzten und die am Prototyp gemessenen Werte
gegenübergestellt werden:
Wert Wert
Berechnet/angenommen Berechnet/angenommen Gemessen
Versorgungsspannung +325V 325V 350V
Anodenpotential V1001/1 158V 174V
Anodenpotential V1001/6 158V 180V
Kathodenpotential V1001 2,6V 2,9V
Verstärkung (1kHz) 34 29
Obere Grenzfrequenz (-3dB) 60 kHz 60 kHz
Der gegenüber der als Grundlage verwendeten Angabe aus dem Schaltbild höhere tatsächliche
Wert der Versorgungsspannung bewirkt eine Verschiebung des Arbeitspunktes zu einem höheren
Anodenstrom hin. Die Abweichungen liegen jedoch trotzdem innerhalb der für Röhrenschaltungen
üblichen Größenordnungen.
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Die Analyse der Treiberstufe
Hier findet sich die Vorgehensweise wieder, die bereits bei der Eingangsstufe angewendet wurde.
Die im Originalschaltbild angegebene Versorgungsspannung der Treiberstufe ist 325V. Auf diesem
Wert beruht die folgende Analyse der Stufe.
Es soll nun der Arbeitspunkt der Treiberstufe bestimmt werden.
Zunächst wird die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen. Der tatsächliche Arbeitspunkt der
Röhre muß auf dieser Gerade liegen.
Hierzu kann der Kathodenwiderstand vernachlässigt werden.
Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, an der Anode
würde die volle Versorgungsspannung von 325V anliegen.
Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung an der Anode 0V, es würde
325V / 100kOhm = 3,25mA fließen.
Die Arbeitsgerade ist dann durch die Punkte (325V / 0mA) und (0V / 3,25mA) definiert.
Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)
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Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. Die
Gittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hier
der Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier vorhandene Kathodenwiderstand ist 820
Ohm.
Wenn man eine Gitterspannung von –1,5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Masse
positiv ist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1,5V / 820 Ohm = 1,8mA fließen.
Wenn man eine Gitterspannung von –1V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1V / 820
Ohm = 1,2 mA fließen.
Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –1,5V mit der
1,8mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –1V und der 1,2mA-Achse
aufgespannt.
Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:
- Anodenstrom 1,4 mA, hieraus folgt eine Gittervorspannung von 1,4mA * 820 Ohm = 1,15V
- Anodenspannung 180V => Potential der Anode 180V + 1,15V = 181V
Die soeben ermittelte Anodenspannung stimmt mit der Angabe „180V“ im Originalschaltplan
überein.
Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand des
entsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µ
und der Innenwiderstand rp abgelesen.
Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung des
Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands
Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zur
Verfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca.180V beträgt. Es werden jedoch
die hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung des
Innenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.
Seite 3-23

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 100 abgeschätzt werden
Der Innenwiderstand rp kann mit 56kOhm abgeschätzt werden.
Die Spannungsverstärkung der Schaltung wird mit dem folgenden Kleinsignal-Ersatzschaltbild
genauer bestimmt:
v i
RG
vg
Rk’
R k
rp Ra vo
-
+
i
µ·vg
Das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Kathodynstufe
Es ist hier zu beachten, daß der Kathodenwiderstand nicht durch einen Kondensator überbrückt ist, er
hat somit eine gegenkoppelnde Wirkung.
Wir erhalten für die Spannungen:
( R + R ) ⋅ i − ⋅ v = 0
rp + a k μ g und mit vg vi
− Rk
⋅ i
i
p
μ v
+ R + ( 1+
μ)
R
a
k
= für den Strom:
i
= , mit rp = Ri , = 56kΩ als Innenwiderstand
r
Die Ausgangsspannung ist:
v =
i ⋅ R
o
a
und Ra = 100 kΩ
sowie Rk = 820Ω
Seite 3-24

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Wenn i mit dem obigen Ausdruck ersetzt wird, dann folgt:
μ v
i
vo =
⋅
rp
+ Ra
+ ( 1+
μ)
Rk
R
a
Die Verstärkung erhält man bei Teilung durch die Eingangsspannung:
v
μ
A =
⋅
v
o =
Ra
i rp
+ Ra
+ ( 1+
μ)
Rk
Nach Einsetzen der Werte erhält man eine Verstärkung von 42 42. 42
Die Ausgangsimpedanz der Stufe ist: R r + ( μ + 1)
[ R ] = 58,
5 Ω
Ro a p
k
= k
Die obere Grenzfrequenz der Stufe wird wie folgt abgeschätzt:
Die Kapazität zwischen Anode und Gitter der 12AX7 ist 1,7pF. (Quelle: Datenblatt General Electric)
Es erscheint sinnvoll, die Parallelschaltung einer durch die Verdrahtung entstehenden Kapazität von
1pF anzunehmen. Damit ergibt sich eine Gesamtkapazität von 2,7pF.
Diese Kapazität wird nun um den Faktor (1 - Verstärkung) multipliziert, um die wirksame Miller-Kapazität
zu erhalten. Es ergibt sich ein Wert von 2,7pF * (1 – {- 42}) = 2,7pF * ( 1 + 42) = 116pF.
Nun muß noch die Quellimpedanz abgeschätzt werden. Wenn beide Lautstärkeregler ganz
heruntergedreht sind, dann ist diese 270kOhm /2 = 135kOhm, womit sich eine –3dB-Grenzfrequenz
von 10kHz ergibt. Wenn die Lautstärkeregler „hochgedreht“ werden, dann reduziert sich die
Grenzfrequenz.
Seite 3-25

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Das folgende Diagramm zeigt den rechnerisch ermittelten Frequenzgang der Eingangs- und der
Treiberstufe bei verschiedenen Einstellungen der Lautstärkeregler. Der „Bright-Kanal“ (C1004
zugeschaltet) ist durchgezogen dargestellt. Der „Normal“-Kanal ist gestrichelt dargestellt. Das
Diagramm ist dem Buch „The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel entnommen.
Rechnerisch ermittelter Frequenzgang der Eingangs- und Treiberstufe für verschiedenen
Lautstärkeeinstellungen, mit durchgezogener Linie für den „Bright“-Kanal und mit gestrichelter Linie
für den „Normal“-Kanal. Quelle The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel
Nun sollen die rechnerisch abgeschätzten und die am Prototyp gemessenen Werte
gegenübergestellt werden:
Wert Wert
Berechnet/angenommen Berechnet/angenommen Gemessen
Versorgungsspannung +325V 325V 352V
Anodenpotential 181V 198V
Kathodenpotential 1,15V 1,25
Verstärkung 42 39,4
Obere Grenzfrequenz (-3dB) 10kHz 13,5 kHz
Der gegenüber der als Grundlage verwendeten Angabe aus dem Schaltbild höhere tatsächliche
Wert der Versorgungsspannung bewirkt eine Verschiebung des Arbeitspunktes zu einem höheren
Anodenstrom hin. Die Abweichungen liegen jedoch trotzdem innerhalb der für Röhrenschaltungen
üblichen Größenordnungen.
Seite 3-26

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Analyse der Kathodenfolgerstufe
Zunächst wird der Arbeitspunkt bestimmt.
Die im Originalschaltbild angegebene Versorgungsspannung der Treiberstufe ist 325V. Im vorherigen
Abschnitt wurde ein Potential der Anode der ansteuernden Treiberstufe von 181V abgeschätzt. Auf
diesen Wert beruht die folgende Analyse der Stufe.
Da die Gittervorspannung der Röhre klein gegenüber dem Gitterpotential ist, kann sie vernachlässigt
werden. Der Anodenstrom ist dann: 181V / 100kOhm = 1,8 mA.
Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand des
entsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden.
Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung des
Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands
Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zur
Verfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca. 170V beträgt. Es werden jedoch
die hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung des
Innenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.
Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 100 abgeschätzt werden
Der Innenwiderstand rp kann mit 50kOhm abgeschätzt werden.
Seite 3-27

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Nun soll die Spannungsverstärkung der Stufe unter Zuhilfenahme des nachfolgend abgebildeten
Kleinsignalmodells bestimmt werden:
Anwenden des Kirchhoffschen Gesetzes liefert:
( rp + Rk
) i = μ ⋅v
g
und mit = v − R i ergibt sich für den Strom:
vg i k
i =
r
p
μ ⋅vi
+
( μ + 1)
Rk
Kleinsignalmodell des Kathodenfolgers
Die Wechselspannungsverstärkung beträgt, unter Vernachlässigung der Impedanz des von dieser
Stufe angesteuerten Klangregelnetzwerkes:
v
A =
v
o
i
= Rki
=
r
p
μR
+
k
( μ + 1)
Die Ausgangsimpedanz der Stufe beträgt:
R
o
⎡ rp
⎤
= Rk
⎢ ⎥ = 540Ω
⎣(
μ + 1)
⎦
R
k
=
0,
984
Die niedrige Ausgangsimpedanz der Stufe wird genutzt um eine Fehlanpassung zwischen der
Treiberstufe und dem Klangregelnetzwerk bzw. der Endstufe zu vermeiden. Das Klangregelnetzwerk
hat im „worst case“ eine Eingangsimpedanz von 46kΩ.
Nun sollen die rechnerisch abgeschätzten und die am Prototyp gemessenen Werte
gegenübergestellt werden:
Wert Wert
Berechnet/angenommen Berechnet/angenommen Gemessen
Versorgungsspannung +325V 325V 352V
Kathodenpotential 181V 198V
Spannungsverstärkung 0,98 Praktisch 1
Seite 3-28

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der gegenüber der als Grundlage verwendeten Angabe aus dem Schaltbild höhere tatsächliche
Wert der Versorgungsspannung bewirkt eine Verschiebung des Arbeitspunktes zu einem höheren
Anodenstrom hin. Die Abweichungen liegen jedoch trotzdem innerhalb der für Röhrenschaltungen
üblichen Größenordnungen.
Seite 3-29

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Analyse der Klangregelnetzwerke
Das folgende, abstrahierte, Schaltbild des Klangregelnetzwerks ist die Grundlage für dessen Analyse.
Die Potentiometer als gewichtete Widerstände dargestellt.
Mit dem Kirchhoffschen Gesetz folgt:
R ( i
= v
1
1 − i2
) + ZC
3(
i1
− i3)
+ cRM
i1
R1 C
( i2
− i1)
+ ZC1i2
+ RTi
2 + Z 2 ( i2
− i3)
= 0
bRBi3 C
+ ( 1−
c)
RM
i3
+ ZC
3(
i3
− i1)
+ Z 2 ( i3
− i2
) = 0
Die Gleichungen werden nach den Stromkomponenten geordnet:
( R = v
1 + cR M + Z C 3 ) i1
+ ( − R1
) i2
+ ( − Z C 3 ) i3
( −R1 ) i1
+ ( R1
+ RT
+ Z C1
+ Z C 2 ) i2
+ ( −Z
C 2 ) i3
= 0
i
( bR + ( 1−
c)
R + Z + Z ) = 0
( −Z C3
) i1
+ ( −Z
C 2 ) i2
+ B
M C 2 C3
i3
In Matrixnotation ergibt sich:
oder
⎡R
+ cRM
+ Z
⎢
⎢
− R1
⎢⎣
− ZC
3
1
− R
− Z
C1
C 2
+ Z
C 2
i
− ZC
3 ⎤⎡i1
⎤ ⎡v
⎤
− Z
⎥⎢
⎥
=
⎢ ⎥
C 2 ⎥⎢
i2
⎥ ⎢
0
⎥
+ ( 1−
c)
R + + ⎥⎦
⎢⎣
⎥⎦
⎢⎣
0 ⎥
M ZC
2 ZC
3 i3
⎦
1 C3
1
i
ZI =
V
R + R + Z
T
bR
B
Seite 3-30

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Ströme können durch Multiplikation der obigen Gleichung mit Z-1 berechnet werden.
Z
ZI = Z
−1
−1
I = Z
−1
V
Die Ausgangsspannung vo beträgt:
V
[ bR + ( 1−
c)
R ] i3
vo = cRM
i1
+ aRT
i2
+ B
M
= [ cR aR bR + ( 1−
c)
R ]I
vo M T B
M
−1
[ cR aR bR + ( 1−
c)
R ] Z V
vo = M T B
M
v
o
=
[ cR aR bR + ( 1−
c)
R ]
Die Übertragungsfunktion lautet:
M
T
B
M
Z
−1
⎡vi
⎤
⎢ ⎥
⎢
0
⎥
⎢⎣
0 ⎥⎦
vo
H ( s)
= = M T B
M
v
i
[ cR aR bR + ( 1−
c)
R ]
Es ist offensichtlich, daß eine „händische“ Analyse hier aufgrund des Rechenaufwands nicht sinnvoll
ist. Mit geeigneter Analysesoftware ist es jedoch auf einfache Weise möglich den Frequenzgang in
dB
20log(|H(j2πf)|)
grafisch darzustellen.
Z
−1
⎡1⎤
⎢ ⎥
⎢
0
⎥
⎢⎣
0⎥⎦
Hierzu ist z.B. das Programm „Tonestack-Calculator“, zum Download unter
http://www.duncanamps.com/tsc/ verfügbar geeignet.
Durch Doppelclic auf die Bauteile im Schaltbild können deren Werte beliebig geändert werden.
Für das zwischen Eingangs- und Treiberstufe befindliche Klangregelnetzwerk ergeben sich die
folgenden Frequenzgänge:
Seite 3-31

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Eingangs- und Treiberstufe
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Eingangs- und Treiberstufe
Seite 3-32

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Eingangs- und Treiberstufe
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Eingangs- und Treiberstufe
Seite 3-33

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Für das zwischen Kathodenfolger- und Endstufe liegende Klangregelnetzwerk ergeben sich die
folgenden Frequenzgänge:
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Kathodenfolger- und Endstufe
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Kathodenfolger- und Endstufe
Seite 3-34

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Kathodenfolger- und Endstufe
Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Kathodenfolger- und Endstufe
Seite 3-35

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Analyse der Phasensplitterstufe
Der besseren Übersicht wegen ist die Schaltung der Stufe, unter Weglassung einiger nebensächlicher
Bauteile, hier noch einmal dargestellt.
Eingangssignal
rückgeführtes
Signal
R1029
27K
PRESENCE
5K
Die Phasensplitterstufe
C1009
0.022uF 400V
R1019
10K
R1020
1M
R1021
1M
C1010
0.1uF 200V
C1014
0.1uF 200V
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
R1023
82K
V1003B
12AX7
7
+385V
3 1
8
6
R1024
100K
+385V
C1012
0.1uF 600V
C1013
0.1uF 600V
Seite 3-36

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Im ersten Schritt wird der Arbeitspunkt ermittelt.
Da die Schaltung etwas unübersichtlich ist, wird sie zunächst auf ihre Gleichstrompfade reduziert
dargestellt.
R1029
27K
PRESENCE
5K
R1019
10K
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
V1003B
12AX7
7
R1023
82K
+385V
3 1
8
6
R1024
100K
+385V
Reduktion der Schaltung auf ihre Gleichstrompfade
Im nächsten Schritt wird die Schaltung vereinfacht, um nur ein einzelnes Röhrensystem betrachten zu
müssen. Als erster Schritt wird eine Gleichheit der Anodenwiderstände herbeigeführt, für beide
Widerstände wird der Mittelwert beider Widerstandswerte (100K + 82K) / 2 = 91kOhm angenommen.
Die Abweichung zu den „wirklichen“ Widerstandswerten ist mit +/- 10% im Bereich der ohnehin
vorhandenen Toleranzen, ändert also nichts an der Aussagekraft der folgenden Abschätzung.
Weiterhin werden die kathodenseitigen Widerstände zeichnerisch zusammengefasst.
Seite 3-37

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Es ergibt sich dann die folgende zeichnerische Darstellung:
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
V1003B
12AX7
7
R1023
91K
+385V
3 1
8
6
R1024
91K
+385V
Angleichung der Anodenwiderstände und Zusammenfassung der kathodenseitigen Widerstände
Unter dieser Annahme kann von identischen Anodenströmen in beiden Röhrensystemen der 12AX7
ausgegangen werden. Dann kann man aber, ohne Änderung der Resultate, ein einziges
Röhrensystem betrachten, wenn man die Widerstandswerte im Kathodenzweig verdoppelt, dann
ergeben sich bei halbem Strom nach wie vor die gleichen Spannungen wie bei der tatsächlichen
Schaltung.
Seite 3-38

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Es ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:
28K4
R1020
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
940R
R1023
91K
+385V
3 1
Reduktion auf die Betrachtung eines einzelnen Röhrensystems
Man kann die anoden- und kathodenseitigen Widerstände noch zusammenfassen:
R1020
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
940R
R1023
119K4
+385V
3 1
Weitere Zusammenfassung von Widerständen
Nun kann die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen werden:
Es wird die im Originalschaltplan eingetragene Versorgungsspannung von +385V als Grundlage
genommen.
Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, über der Röhre
würde die volle Versorgungsspannung von 385V anliegen.
Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung über der Röhre 0V, es würde
385V / (119,4 + 0,94)kOhm = 3,2 mA fließen.
Seite 3-39

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Arbeitsgerade ist dann durch die Punkte (385V / 0mA) und (0V / 3,2mA) definiert.
Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)
Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. Die
Gittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hier
der Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier vorhandene Kathodenwiderstand ist 940
Ohm.
Wenn man eine Gitterspannung von –1,5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Masse
positiv ist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1,5V / 940 Ohm = 1,6mA fließen.
Wenn man eine Gitterspannung von –1V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1V / 940
Ohm = 1,06 mA fließen.
Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –1,5V mit der
1,6mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –1V und der 1,06 mA-Achse
aufgespannt.
Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:
- Anodenstrom 1,5 mA
- Anodenspannung 210V
Seite 3-40

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Hieraus können nun die Potentiale der Röhrenanschlüsse in der tatsächlichen Schaltung
rückgerechnet werden:
Gitterpotential: 1,5mA * 28,4kOhm = 42,6V
Anodenpotential: 385V – (1,5mA * 91K) = 249V
Das Kathodenpotential ist dann das Gitterpotential plus die aus dem Kennlinienfeld abgelesene
Gittervorspannung von 1,4V, das ist dann 42,6V + 1,4V = 44V.
Hier fallen Unterschiede zu den Spannungsangaben im Originalschaltplan auf:
Das Kathodenpotential ist mit +34V angegeben, das hier abgeschätzte Kathodenpotential liegt mit
42,6V um 25% darüber. Es fällt aber ins Auge, daß das Potential am Verbindungspunkt der
Gitterableitwiderstände mit 32,5V angegeben ist, während das Potential an den Gitteranschlüssen
mit 22 bzw. 23B angegeben ist. Hier kann es sich nur um einen Meßfehler aufgrund des
Innenwiderstandes des verwendeten Voltmeters handeln.
In dem Buch „The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel wurde, unter Angleichung der
Anodenwiderstände auf den Wert 100kOhm, ein Anodenstrom von 1,44mA abgeschätzt, womit sich
dann ein Kathodenpotential von 40,9V ergäbe.
Es besteht also Konsistenz zwischen der theoretischen Betrachtung von uns und von Kuehnel, aber
ein Widersprich zu den Spannungsangaben im Schaltbild.
Am Prototyp wurden die folgenden Meßergebnisse ermittelt:
Versorgungsspannung: ca. 388V unsere Annahme: 385V
Kathodenpotential: ca. 44V unsere Berechnung : 44V
Anodenpotentiale: ca. 255V unsere Berechnung : 249V
Es ist damit eindeutig, daß die Spannungsangaben im Originalschaltplan unrichtig sind!
Seite 3-41

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand des
entsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µ
und der Innenwiderstand rp abgelesen.
Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung des
Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands
Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zur
Verfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca. 205V beträgt. Es werden jedoch
die hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung des
Innenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.
Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 100 abgeschätzt werden
Der Innenwiderstand rp kann mit 50kOhm abgeschätzt werden.
Nun soll er Verstärkungsfaktor für den Fall abgeschätzt werden, daß beide Anodenwiderstände nach
wie vor den Wert 91kOhm besitzen. Es wird zunächst wieder nur ein einzelnes Röhrensystem
betrachtet. Es wird zunächst unterstellt, daß sich das Kathodenpotential nicht ändert, man kann das
mit einer kapazitiven Überbrückung der Kathodenwiderstände modellieren. Es wird später gezeigt,
daß diese, zunächst unsinnig scheinende, Annahme bei der Hinzunehme der Betrachtung des
zweiten Röhrensystems Sinn ergibt.
Seite 3-42

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Man erhält die folgende zeichnerische Darstellung:
Vin
28K4
R1020
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
940R
R1023
91K
+385V
Erster Ansatz zur Berechnung der Verstärkung
3 1
Vout
Im bestimmten Arbeitspunkt ergibt sich, unter Vernachlässigung der Gitterableitwiderstände der
Endstufe:
μ * Ra
v = −
( R + R )
a
100 * 91kΩ
= −
( 91kΩ
+ 50kΩ)
i
v = -64,5
Seite 3-43

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Wenn man nun das zweite Röhrensystem hinzunimmt und dieses betragsgleich und gegenphasig
ansteuert, dann ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:
-
Vin
+
+ -
Vin
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
R1022
470R
V1003B
12AX7
7
R1023
91K
R1024
91K
+385V
8
6
+385V
Hinzunahme des zweiten Röhrensystems
2
3 1
Vout 1
Vout 2
Die vorhin gedachten Kondensatoren wurden wieder weggenommen. Es soll nun begründet werden,
daß das Kathodenpotential (in der Theorie, unter der Voraussetzung exakter Symmetrie beider Zweige
der Schaltung und bei absolut linearen Ug/Ia-Kennlinien) auch ohne diese Kondensatoren konstant
bleibt.
Gehen wir vom Nulldurchgang der ansteuernden Spannung aus. Es ist sofort offensichtlich, daß sich
dann am den Kathoden das bereits bestimmte Ruhepotential einstellt. Wenn nun die
Ansteuerspannung des „oberen“ Röhrensystems um einen bestimmten Betrag positiver wird, dann
wird die Ansteuerspannung des „unteren“ Röhrensystems zeitgleich um exakt den gleichen Betrag
negativer. Es ist sofort offensichtlich, daß sich diese entgegengesetzt wirkenden Einflüsse in Bezug auf
das Kathodenpotential gegenseitig aufheben.
Das Kathodenpotential bleibt also (theoretisch) bei der beschriebenen gegenphasigen Ansteuerung
zeitlich konstant.
Auf die „obere“ Triode wirkt die Eingangsspannung Vin, damit ergibt sich an ihrer Anode die
Ausgangsspannung –V* Vin = -64,5 * Vin.
Auf die „untere“ Triode wirkt die Eingangsspannung -Vin, damit ergibt sich an ihrer Anode die
Ausgangsspannung –V* Vin = 64,5 * Vin.
Seite 3-44

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Ohne Änderung der elektrischen Eigenschaften der beschriebenen Schaltung kann die ansteuernde
Spannungsquelle auch potentialfrei wirken:
-
+
Vin
-Vin
+
-
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
R1023
91K
V1003B
12AX7
7
+385V
3 1
8
6
R1024
91K
+385V
Vout 1
Vout 2
Andere Darstellung der Eingangsspannungsquelle
Es ist jedoch offensichtlich, daß man dann auch eine einzige Spannungsquelle mit der Spannung
2Vin zeichnen könnte. Diese wirkt dann als differentielle Ansteuerung.
Man erhält dann die folgende Verstärkung von der differentiellen Eingangsspannung zu den
jeweiligen , auf Masse bezogenen Ausgangsspannungen:
V = Vin / Vout = 2 * Vin / 64,5 Vin = 32,2
Dieser Wert stimmt mit dem von Kuehnel (Seite 88) ermittelten Wert von 32 sehr gut überein, obwohl
Kuehnel einen völlig anderen, sehr viel aufwendigeren Rechenweg über eine Matritzengleichung
benutzt.
Nun soll untersucht werden, wie sich die in der Realität vorhandene Krümmung der Kennlinien
auswirkt. Nehmen wir an der Momentanwert der Ansteuerspannung sei in der Nähe ihres
Scheitelwerts, dann sei das Gitter der oberen Triode im Vergleich zum Ruhepotential bereits sehr
positiv, während das Gitter der unteren Triode bereits sehr negativ ist. Eine weitere betragsgleiche Zubzw.
Abnahme der Gitterpotentiale führt dann, aufgrund der Krümmung der Kennlinie, zu ungleichen
Zu- bzw. Abnahmen des Anodenstroms in beiden Trioden.
Die Zunahme des Stromes in der „oberen“ Triode sei größer, als die Abnahme des Stromes in der
„unteren“ Triode. Damit nimmt die Summe des Stroms durch beide Röhren zu. Das führt aber zu einer
Anhebung des Kathodenpotentials. Damit wird die resultierende Ansteuerspannung der „oberen“
Triode kleiner, während sie bei der „unteren“ Triode zunimmt. Der Aufsteuerung der „oberen“ Triode
wird entgegengewirkt, dem Sperren der „unteren Triode wird ebenfalls entgegengewirkt, womit das
Kathodenpotential wiederum nicht übermäßig ansteiget. Die Zusammenschaltung der beiden
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Röhrensysteme stellt also eine starke Gegenkopplung für alle Einflüsse, die in beiden Zweigen
gleichermaßen vorhanden sind dar, während auf die Zweige unterschiedlich wirkende Einflüsse
verstärkt am den Ausgängen erscheinen.
Bei einer unsymmetrischen Ansteuerung beider Trioden stellt sich (theoretisch) der Mittelwert des
Momentanwerts beider Steuerspannungen zuzüglich des Ruhepotentials als Kathodenpotential ein.
Nun stellt sich die Frage, wie die Schaltung auf ein Ansteuersignal reagiert, daß auf beide Eingänge
gleichermaßen wirkt. Man denke sich hierzu beide Eingänge der Schaltung miteinander verbunden:
-
Vin
+
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
R1023
91K
V1003B
12AX7
7
3 1
8
6
R1024
91K
+385V
+385V
Vout 1
Vout 2
Schaltung zur Untersuchung der Gleichtaktverstärkung
Wenn die Ansteuerspannung positiver wird, dann führt dies zu einer Anhebung des Katodenpotentials,
damit nimmt die Summe des Stromes durch beide Trioden gleichermaßen zu. Das bewirkt eine
identische Abnahme des Anodenpotentials beider Trioden.
Es sei, im Hinblick auf andere mögliche Anwendungen der Schaltung, bemerkt, daß die differentiell
abgenommene Ausgangsspannung, also die Spannung zwischen beiden Ausgängen auch im Zuge
dieses Vorgangs Null bleibt.
Es ist zudem, ebenfalls im Hinblick auf andere Anwendungen, sofort offensichtlich, daß dann, wenn
anstelle des kathodenseitigen Widerstandes eine Stromquelle wirksam wäre, die stets eine konstante
Summe des Stromes durch beide Trioden erzwingt, ein derartiges Signal nicht an den Ausgängen
wirksam wäre.
Unter der nach wie vor gültigen Annahme der Symmetrie kann die weitere Untersuchung wieder an
einem einzelnen Röhrensystem erfolgen, dessen kathodenseitige Widerstandswerte gedoppelt
werden.
Seite 3-46

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Es wird davon ausgegangen, daß der Presence-Regler voll „heruntergedreht“ ist, also die
Gegenkopplung voll wirksam ist, sich der Wert des Potentiometers also zum kathodenseitigen
Widerstand hinzugerechnet werden kann.
Es ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:
-
Vin
+
28K4
R1020
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
940R
R1023
91K
+385V
3 1
Vout 1
Rückführung der Gleichtaktverstärkung auf ein Röhrensystem
In Bezug auf den kathodenseitigen Anschluß von R1022 arbeitet die Schaltung als Kathodenfolger, es
wurde bereits gezeigt, daß die Spannungsverstärkung eines mit er 12AX7 aufgebauten
Kathodenfolgers mit ungefähr 0,99 praktisch 1 ist.
Damit ruft eine Spannungsänderung an der Quelle Vin eine gleich große Änderung des
Kathodenpotentials hervor, die zu einer Stromänderung um den Wert di = dVin / (28K4 + 940R) =
dVin / 29,34kOhm führt. Diese Stromänderung wird auch an R1023 wirksam und ruft an diesem eine
Spannungsänderung di * 91kOhm = dVin * 91kOhm / 29,34kOhm = 3,1 * dVin hervor.
Somit läßt sich eine Gleichtaktverstärkung von -3,1 abschätzen.
Dies stimmt nicht mit dem Ergebnis von Kuehnel, -4,4 (Seite 89) überein, das auf anderem Wege
ermittelt wurde. Das soeben ermittelte Ergebnis erscheint den Verfassern jedoch plausibel, da ein
Ergebnis von -4,4 eine größere Anodenstromänderung als die dazugehörige
Kathodenstromänderung bedingen würde.
Seite 3-47

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Nun soll die Wirkungsweise des „dritten Eingangs“ im Kahodenpfad untersucht werden. Auch hier wird
von einem „voll heruntergedrehtem“ Presence-Regler ausgegangen. Es ergibt sich die folgende
zeichnerische Darstellung:
-
Vin
+
10K 14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
R1023
91K
V1003B
12AX7
7
+385V
3 1
8
6
R1024
91K
+385V
Schaltung zur Untersuchung des „dritten Eingangs“
Auch diese Schaltung kann, da Symmetrie herrscht, wieder auf ein einziges Röhrensystem
zurückgeführt werden:
-
Vin
+
28K4 20K
R1020
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
940R
R1023
91K
+385V
Rückführung auf ein einziges Röhrensystem
3 1
Vout 1
Vout 2
Vout 1
Seite 3-48

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Zunächst ist zu beachten, daß durch die im Gitterkondensator gespeicherte Ladung das
Gitterpotential praktisch konstantgehalten wird.
Wenn die Spannung Vin sich im Nulldurchgang befindet, dann stellen sich die bereits bekannten
Ruhepotentiale ein. Wenn nun die Spannung Vin positiver wird, dann bleibt, aufgrund des
konstantgehaltenen Gitterpotentials und der Wirkungsweise der Schaltung als Kathodenfolger das
Kathodenpotential zunächst auch näherungsweise konstant. Das bedeutet, daß die
Spannungsdifferenz über den kathodenseitigen Widerständen geringer wird. Damit geht der Strom
durch die Röhre zurück. Das bedeutet eine Anhebung des Anodenpotentials. Wenn man die
vollständige Schaltung mit zwei Röhrensystemen betrachtet, dann ist sofort einsichtig, daß diese
Potentialanhebung an beiden Ausgängen gleichermaßen wirksam wird.
Umgekehrt bewirkt natürlich das negativer werden der Spannung Vin eine Vergrößerung der
Spannungsdifferenz über den kathodenseitigen Widerständen und damit eine Zunahme des Stroms
durch die Röhre.
Eine Spannungsänderung dVin ruft eine Stromänderung dVin / (20K + 940R) = dVin / 20,94kOhm
führt. Diese Stromänderung wird auch an R1023 wirksam und ruft an diesem eine
Spannungsänderung di * 91kOhm = dVin * 91kOhm / 20,94 kOhm = 4,3 * dVin hervor.
Somit läßt sich eine Gleichtaktverstärkung von +4,3 abschätzen.
Kuehnel kommt hier, bei Berücksichtigung unterschiedlicher Anodenwiderstände, was bei obiger
Betrachtung nicht der Fall ist, auf Werte von 3,9 und 4,14 (Seite 98).
Nun soll er Fall untersucht werden, daß die Schaltung nur an einem Eingang angesteuert wird,
während der andere Eingang sich auf konstantem Potential befindet.
Man kann diese Situation auch als eine Überlagerung einer differentiellen Ansteuerung mit einer
Gleichtaktansteuerung beschreiben:
Unter Beibehaltung der „oberen“ und „unteren“ Position der Röhrensysteme in Bezug zum Schaltplan
wäre dies der Fall, wenn gar keine Gegenkopplung vorhanden wäre, der Presence-Regler so
eingestellt wäre, daß C1014 das rückgeführte Signal vollständig kurzschließen würde.
-
Vin
+
A
"oberes Gitter"
B
"unteres Gitter"
=
-
Vin/2
+
Vin/2
Vin/2
+
-
+
-
A
"oberes Gitter"
"unteres Gitter"
Zerlegung der einseitigen Ansteuerung in eine Überlagerung einer differentiellen und einer
Gleichtaktansteuerung
B
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-
Vin
+
A
B
"oberes Gitter"
"unteres Gitter"
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
V1003B
12AX7
7
R1023
91K
+385V
3 1
8
6
R1024
91K
+385V
Verdeutlichung der einseitigen Ansteuerung bei Abwesenheit des rückgeführten Signals
Aus der differentiellen Ansteuerung folgen die Ausgangsspannungsänderungen dU –32,2 Vin an der
„oberen“ Anode und +32,2 Vin an der „unteren“ Anode. (Bezug: positiver werden der tatsächlichen,
einseitig wirkenden Spannung Vin)
Aus der Gleichtaktansteuerung folgen die Änderungen der Ausgangssignale dU –3,1 * Vin an beiden
Anoden.
Da wir hier von einem , idealisierten, linearen Verhalten ausgehen, können beide Einflüsse auch an
den Ausgängen summiert werden:
Die Spannungsänderung an der „oberen“ Anode ist (-32,2 – 3,1) Vin = -35,3 Vin
Die Spannungsänderung an der „unteren“ Anode ist ( 32,2 – 3,1) Vin = 29,1 Vin
Das Verhältnis der Beträge der Spannungsänderungen ist 29,1 / 35,3 = 0,824.
Da man aber zwei betragsmäßig gleiche Ausgangssignale der Stufe braucht, denn die Endstufe
muß ja zwingend symmetrisch angesteuert werden, wird die vorgefundene Ungleichheit dadurch
kompensiert, daß nicht beide Anodenwiderstände den Wert 91kOhm haben, sondern der „obere“
Anodenwiderstand, R1023, den Wert 82kOhm bekommt, womit sich die Verstärkung reduziert und
der „untere „ Anodenwiderstand, R1024, den Wert 100kOhm bekommt, womit sich die Verstärkung
erhöht. Man hat also in Folge der Ungleichheit der Widerstände dann symmetrische
Ausgangssignale, wenn das zur Gegenkopplung rückgeführte Signal nicht vorhanden ist oder
erheblich schwächer ist als das „eigentliche“ Eingangssignal der Stufe.
Die Tatsache, daß sich mit den von uns ermittelten Werten der Gleichtaktverstärkung exakt das auch
von Fender gewählte Widerstandsverhältnis ergibt, bestärkt unser Vertrauen in die Richtigkeit dieser
Werte, auch wenn sie nicht mit den Werten von Kuehnel übereinstimmen.
Vout 1
Vout 2
Seite 3-50

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Nun müssen die bereits ermittelten Verstärkungsfaktoren noch an die „neuen“, der tatsächlichen
Schaltung entsprechenden Werte der Anodenwiderstände näherungsweise angepaßt werden:
Differentielle Verstärkung, zur „oberen“ Anode: 32,2 * 82/91 = 29,0
Differentielle Verstärkung zur „unteren“ Anode: 32,2 * 100/91 = 35,4
Gleichtaktverstärkung zur „oberen“ Anode {gittergekoppelt}: - 3,1 * 82/91 = - 2,8
Gleichtaktverstärkung zur „unteren“ Anode {gittergekoppelt}: - 3,1 * 100/91 = - 3,4
Gleichtaktverstärkung zur „oberen“ Anode {kathodengekoppelt}: 4,3 * 82/91 = 3,9
Gleichtaktverstärkung zur „unteren“ Anode {gkathodengekoppelt}: 4,3 * 100/91 = 4,7
Ohne weitere Maßnahmen hätte man aber nun eine Unsymmetrie, wenn das rückgeführte Signal
nahezu gleich groß wie das "„eigentliche“ Eingangssignal wäre. Da die Verstärkung der Endstufe weit
kleiner als Unendlich ist, wird dieser Grenzfall in der Praxis nie eintreten. Um die folgende Betrachtung
zu vereinfachen, gehen wir jetzt aber davon aus, daß die Endstufe eine Verstärkung von nahe
unendlich hätte, das bedeutet, daß die rückgeführte Spannung nahezu gleich der
Eingangsspannung wäre, es würde lediglich ein unendlich kleines Differenzsignal verbleiben, daß zu
Aussteuerung der Endstufe ausreichen würde.
Dann kann man im Sinne der folgenden Betrachtung die Eingänge auch direkt miteinander
verbinden und an die gedachte Signalquelle anschließen, um die interessierende Situation
vereinfacht „nachzustellen"
Wir gehen zunächst davon aus, daß der „dritte Eingang“ nicht beschaltet ist.
Seite 3-51

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Es ergibt sich dann die folgende Schaltung, die bereits mit gleichen Werten der Anodenwiderstände
untersucht wurde:
-
Vin
+
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
R1023
82K
V1003B
12AX7
7
R1024
100K
+385V
3 1
8
6
+385V
Schaltung zur Untersuchung des Verhaltens bei annährend gleichen Eingangssignalen an beiden
Eingängen
Aufgrund der nun, in Folge der unterschiedlichen Anodenwiderstände, unterschiedlichen Werte für
die Gleichtaktverstärkung, von 2,8 und 3,4, ergibt sich nunmehr wieder ungefähr die die
Unsymmetrie, die man gerade im letzten schritt, für das andere Extrem des Verhältnisses der
Eingangsspannungen zueinander, beseitigt hat.
Es wird nun eine Kompensationsmöglichkeit gesucht, deren Wirkung proportional zur (relativen)
Amplitude des rückgeführten Signals ist.
Genau dies kann durch die Verbindung des rückgeführten Signals mit dem „dritten Eingang“ erreicht
werden.
Es wurde gezeigt, daß die über ihn wirksame Gleichtaktverstärkung, in ihrem Wert festgelegt durch
das Verhältnis der anoden- und kathodenseitigen Widerstände, zur über die Gitter bewirkten
Gleichtaktverstärkung betragsmäßig gleich und vorzeichenmäßig entgegengesetzt ist. Wenn man
also die rückgeführte Spannung auch an den „dritten Eingang“ anlegt, dann ergibt sich im hier
betrachteten Fall eine gegenseitige Aufhebung der beiden Gleichtaktverstärkungsmechanismen,
man hat auch bei unterschiedlichen Werten der Anodenwiderstände im betrachteten Fall kein
Ausgangssignal, im realen Fall ein symmetrisches Ausgangssignal.
Vout 1
Vout 2
Seite 3-52

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
-
Vin
+
10K
14K2
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
Verwendung des „dritten Eingangs“
V1003B
12AX7
7
R1023
82K
+385V
3 1
8
6
R1024
100K
+385V
Es ist sofort zu erkennen, daß mit der Verbindung der Eingangsspannung mit dem Fußpunkt des
Kathodenkreises eine Änderung der Eingangsspannung im selben Maße auf die Gitter wie auf den
Kathodenkreis wirkt, die Spannung über den kathodenseitigen Widerständen ist daher zeitlich
konstant, damit ist auch das Potential an beiden Anoden zeitlich konstant. (Die ist natürlich eine
Näherung, die Abhängigkeit des Anodenstroms von der Anodenspannung wird hier vernachlässigt)
Vout 1
Vout 2
Seite 3-53

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Abschließend ergibt sich die folgende Konstellation
Eingangsspannung
-
+
rückgeführte Spannung
-
+
14K2 10K
R1020
1M
R1021
1M
V1003A
12AX7
2
R1022
470R
V1003B
12AX7
7
R1023
82K
+385V
3 1
8
6
R1024
100K
+385V
Die Verbindung der Schaltung mit der Eingangsspannung und der rückgeführten Spannung
Mit diesem genialen Schaltungstrick hat Fender erreicht, daß sich über eine große Spannweite des
Verhältnisses von Eingangsspannung und rückgeführter Spannung stets eine symmetrische
Ansteuerung der Endstufe ergibt. Dies ist wiederum die Voraussetzung dafür, daß man mit dem
Presence-Regler die, musikalisch wichtige, Möglichkeit hat, das Gegenkopplungsverhältnis in weiten
Grenzen einstellen zu können.
Der Fall, daß die rückgeführte Spannung größer als die Eingangsspannung ist, braucht nicht
berücksichtigt werden, da er prinzipbedingt niemals vorkommen kann.
Vout 1
Vout 2
Nun sollen noch einige Details der Stufe betrachtet werden.
Mit C1011 (47pF) wird die obere Grenzfrequenz der Stufe festgelegt. Es ergibt sich ein Tiefpaß mit der
Parallelschaltung aus dem Innenwiderstand der Trioden von 50kOhm und deren Anodenwiderstand
von 100 kOhm (bzw. 82kOhm, was nicht weiter betrachtet wird), was 33kOhm ergibt und dem
doppelten der vorhandenen Kapazität von 47pF, da diese nicht gegen Masse, sondern gegen das
gegenphasige Signal geschaltet ist. Es ergibt sich eine Grenzfrequenz von 50kHz, das zeigt das dieser
Kondensator in erster Linie zur Unterdrückung möglicher HF-Selbsterregungen vorgesehen ist.
Seite 3-54

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Wenn der Presence-Regler auf minimale Gegenkopplung eingestellt ist, dann wird das rückgeführte
Signal durch C104 kurzgeschlossen. Die untere Grenzfrequenz der Parallelschaltung von C1014 mit
der Quellimpedanz aus dem Presence-Regler und R1029 (4,2kOhm) ist 400 Hz.
Es soll die Amplitude des rückgeführten Signals abgeschätzt werden:
Die Ausgangsleistung des Bassman ist laut Literaturangaben ungefähr 40W. Das entspricht einer
Spannung von 8,94V an 2 Ohm.
Diese Spannung wird mit R1029 und dem Presence-Potentiometer (5kOhm) heruntergeteilt, wenn,
wie hier betrachtet, das Presence-Potentiometer so eingestellt ist, daß C1014 unwirksam ist.
Die in den Kathodenkreis eingekoppelte Spannung ist dann, bei 40W Ausgangsleistung, 8,94V * 5K /
(5K +27K) = 1,4V.
Seite 3-55

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Analyse der Endstufe
Allgemeines
In der Endstufe findet die für das Treiben des Lautsprechers notwendige Leistungsverstärkung statt. In
Analogie zu der Schaltung des Bassman 5F6-A wie auch den allermeisten anderen
Gitarrenverstärkerschaltungen ist die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus eine Klasse-AB-
Gegentaktendstufe. Sie hebt sich von dem Eintaktverstärker (z. B. Kathodenschaltung) im
Wesentlichen durch einen höheren Wirkungsgrad und eine bessere Ausnutzung der magnetischen
Eigenschaften des Transformatorkerns ab.
In den folgenden Abschnitten sollen nun zunächst Funktionsweise und Besonderheiten von Röhren-
Gegentaktendstufen geschildert werden. Anschließend wird dann die Endstufe des Bassman im
Speziellen behandelt.
Die prinzipielle Funktionsweise einer Gegentaktendstufe
In der folgenden Abbildung ist die Prinzipschaltung einer Gegentakt-Endstufe dargestellt. Der
Ausgangstransformator TR1 hat entweder zwei identische Primärwicklungen oder eine Wicklung mit
Anzapfung in der Mitte. Im Arbeitspunkt fließt durch beide Wicklungen ein geringer Ruhestrom. Da der
Ruhestrom durch die beiden Teile der Primärwicklung jeweils in entgegen gesetzter Richtung fließt,
heben sich die zugehörigen Magnetfelder auf und der Transformatorkern ist feldfrei. Es ist keine
Vormagnetisierung vorhanden, der Trafokern kann symmetrisch und mit größtmöglicher Amplitude
ausgesteuert werden.
Besitzt der Transformator eine genügend große Primärinduktivität, sodass bei der unteren
Grenzfrequenz des Verstärkers der Magnetisierungsstrom noch gering ist, kann er näherungsweise als
idealer Spannungsübersetzer angesehen werden.
Eingang
Phasensplitter
direkter
Ausgang
invertierter
Ausgang
Prinzip der Gegentaktendstufe
V1
5
V2
5
8 3
8
3
4
4
+Ub
+Ub
+Ub
P1
P2
SEC
LOAD
Seite 3-56

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Es wird zunächst der sogenannte B-Betrieb betrachtet, der bei größeren Ausgangsleistungen auftritt:
In der positiven Halbwelle des Eingangssignals ist V1 leitend, während V2 gesperrt ist. Es fließt dann
ein dem Eingangssignal proportionaler Strom durch die Primärwicklung P2 des Ausgangstrafos, der
dann, um das Übersetzungsverhältnis des Trafos vergrößert durch den Lastwiderstand fließt. Die am
Lastwiderstand abfallende Spannung erscheint dann, um das Übersetzungsverhältnis des Trafos
vergrößert, zwischen der Versorgungsspannung +Ub und der Anode von V1.
Der Transformator übernimmt die Anpassung zwischen der hohen Impedanz der Röhrenstufe (sie
arbeitet mit hohen Spannungen und kleinen Strömen) und der geringen Impedanz des
Lautsprechers, der große Strömen bei kleinen Spannungen benötigt.
In der negativen Halbwelle des Eingangssignals drehen sich die Verhältnisse um: V1 ist nun gesperrt,
während V2 leitend ist, nun ist die andere Hälfte der Primärwicklung, P2 stromdurchflossen. Die
Polarität des im Kern erzeugten Magnetfelds ist umgekehrt, als dies beim Stromfluß durch P1 und V1
der Fall war. Damit ergibt sich auch ein nun umgekehrter Stromfluß durch die Sekundärwicklung und
die Last.
An P2 ist die positive Versorgungsspannung am Wicklungsanfang (durch Punkt gekennzeichnet)
angeschlossen, während sie bei P1 am Wicklungsende angeschlossen ist. Daraus resultiert die
unterschiedliche Wirkrichtung der von beiden Wicklungen verursachten magnetischen Flüssen im
Kern.
In der Praxis muß man die Endröhren stets mit einem Ruhestrom betreiben, um Verzerrungen in der
Nähe des Nulldurchgangs des zu verstärkenden Signals zu vermeiden. Diese Ruheströme sind für
beide Endröhren identisch. Aufgrund der bereits besprochenen entgegengesetzten Wirkrichtungen
der von P1 und P2 verursachten magnetischen Flüsse heben sich die durch die Ruheströme
erzeugten magnetischen Flüsse gegenseitig auf.
Bei geringer Aussteuerung der Gegentakt-Endstufe wird keine der beiden Röhren vollständig gesperrt,
der Strom in der positiv angesteuerten Röhre nimmt um genau den Betrag zu, um den der Strom in
der negativ angesteuerten Röhre abnimmt. Dies ist der sogenannte A-Betrieb.
Es ist zu beachten, daß, sowohl im A- als auch im B-Betrieb, bedingt durch die magnetische
Kopplung der Primärwicklungen P1 und P2, die Spannung an Anode der gesperrten oder weniger
leitenden Röhre höher als die Versorgungsspannung ist, da sich die Differenzspannung zwischen
Anode und Versorgungsspannung der „anderen“ Röhre, entgegengesetzt gepolt, zur
Versorgungsspannung addiert.
Betrachtung des Ausgangswiderstands und der Gegenkopplung
Es werden hier Pentoden als Endröhren verwendet. Durch das zwischen Anode und Steuergitter
befindliche Schirmgitter ist der Anodenstrom bei gegebener Steuergitter- und Schirmgitterspannung
weitgehend von der Anodenspannung unabhängig. Die Pentode arbeitet somit im Sinne einer
spannungsgesteuerten Stromsenke. (Die in den Vorstufen verwendeten Trioden arbeiten dagegen als
steuerbarer Widerstand)
Als Beispiel dient die Kennlinie der häufig in Gitarrenverstärkern verwendeten Pentode 6L6GC: Die
Röhre wirkt bei einer Gitterspannung von 10V nur bis zu einer Anodenspannung von ca. 25V als
(geringfügig steuerbarer) Widerstand und geht oberhalb von 25V in den Stromsenkenbetrieb über.
Wie man sieht, hängt der Anodenstrom bei konstanter Schirmgitterspannung hauptsächlich von der
Gitterspannung ab und nur geringfügig von der Anodenspannung (fast waagerechte Kennlinie).
Seite 3-57

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Kennlinie der Röhre 6L6GC zur Verdeutlichung der Wirkungsweise als spannungsgesteuerte
Stromsenke. Quelle: Datenblatt General Electric.
Man könnte die Endstufe also auch wie folgt abstrahiert darstellen, indem man die Endröhren durch
ideale spannungsgesteuerte Stromsenken ersetzt:
Eingang
Phasensplitter
direkter
Ausgang
invertierter
Ausgang
V1
V2
Abstrahierte Darstellung der Endstufe mit idealen Stromsenken
+Ub
P1
P2
SEC
LOAD
Seite 3-58

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Bei weiterer Abstraktion kann man die gesamte Endstufe als eine Spannungsgesteuerte
Wechselstromquelle betrachten:
Eingang
P2
Weiter abstrahierte Darstellung der Endstufe
SEC
Auch der, als ideal angenommene, Übertrager kann „wegabstrahiert“ werden, man denke sich dann
an dessen Stelle eine steilere Strom/Spannungskennline der Stromquelle.
Eingang
Noch weiter abstrahierte Darstellung der Endstufe
Bei obiger Darstellung eist die Spannung über der Last stets der Eingangsspannung proportional.
Um die klanglichen Konsequenzen einer als Stromquelle arbeitenden Endstufe näher zu betrachten,
ist es wichtig, die bisher angenommene Modellierung er als Last vorhandenen Lautsprecher als
ohmschen Widerstand zu hinterfragen.
Tatsächlich handelt es sich hier um eine komplexes Zusammenwirken verschiedener, auch
komplexer, Impedanzanteile mit ausgeprägten Eigenresonanzen. Eine akustische Eigenresonanz,
etwa in Verbindung mit dem Lautsprechergehäuse, hat auch Rückwirkungen auf die Impedanz, da
jede Bewegung der Membrane ihrerseits eine Spannung in die Schwingspule induziert. Dieses
Resonanzverhalten wird in der folgenden Skizze, stark vereinfacht, als ein zur ohmschen Last
parallelgeschalteter LC-Schwingkreis dargestellt:
Eingang
Vereinfachte Darstellung der tatsächlich vorhandenen Lautsprecherlast mit resonanten
Eigenschaften
LOAD
LOAD
LOAD
Seite 3-59

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Wenn man nun einen Strom in diese Last einprägt, dann wird der Resonanzkreis durch die
Stromquelle in seiner durch die Energiezufuhr angestoßenen Eigenschwingung nicht bedämpft, denn
der Ausgangswiderstand einer Stromquelle ist unendlich. Es findet lediglich eine Dämpfung durch
den ohmschen Anteil der Last selbst statt. Damit ergibt sich im Resonanzfall eine
Spannungsüberhöhung über der Last.
Die im akustischen System vorhandenen Resonanzeigenschaften machen sich bei geringerer
Dämpfung stärker im Klangbild bemerkbar.
Klanglich hat Stromeinprägung zur Folge, dass die Bewegungen der Lautsprechermembran deutlich
stärker von den dynamischen Eigenschaften der Lautsprechers selbst und des Gehäuses beeinflusst
werden. Da der Rückgang des Stromes durch die Schwingspule bei höheren Frequenzen, bedingt
durch deren Induktivität, durch eine Zunahme der Ausgangsspannung der Verstärkers kompensiert
wird, ergibt sich durch die Stromeinprägung ein „spitzes“, höhenbetontes Klangbild.
Die üblichen HiFi- oder Transistorendstufen arbeiten dagegen mit Spannungseinprägung, sie
entsprechen prinzipiell einer Spannungsquelle mit vernachlässigbarem Innenwiderstand:
Eingang U
Vereinfachte Darstellung einer „üblichen“ Endstufe mit Spannungseinprägung
Der geringe Ausgangswiderstand der Spannungsquelle führt dazu, daß die Eigenschwingungen des
lastseitigen Resonanzkreises bedämpft werden. Die Spannung über der Last ist von der Frequenz
unabhängig, im Resonanzfall ergibt sich ein Minimum des Stromflusses durch die Last.
Die induktivitätsbedingte Zunahme der Impedanz der Schwingspule bei höheren Frequenzen führt,
aufgrund der konstantgehaltenen Spannung, zu einem geringeren Stromfluß bei höheren
Frequenzen.
Die im Lautsprecher gespeicherte mechanische Energie induziert beim Rückkehren der Membran in
ihre Ruheposition eine Spannung in die Schwingspule. Wenn die ansteuernde Endstufe einen
geringen Ausgangsgwiderstand hat, dann wird die Schwingspule praktisch kurzgeschlossen, der
damit in der Schwingspule entstehende Stromfluß wirkt der Rückbewegung der Membran entgegen.
Letztendlich wird die gespeicherte Energie in der Endstufe in Wärme umgesetzt. Bei der Ansteuerung
mit Stromeinprägung führt dagegen die in die Schwingspule induzierte Spannung zu keinem
zusätzlichen Stromfluß, die Bewegung der Membran wird nicht gebremst.
In der Praxis wird der tatsächlich wirksame Ausgangswiderstand einer Endstufe durch den Grad der
angewendeten Spannungsgegenkopplung bestimmt. Je größer der Gegenkopplungsgrad, desto
kleiner ist der resultierende Ausgangswiderstand der Endstufe. Dies ist sofort einsichtig, wenn man sich
vergegenwärtigt, daß eine Spannungsüberhöhung am Ausgang der Endstufe, etwa durch eine
Resonanz verursacht, über den Gegenkopplungspfad die resultierende Steuerspannung am Eingang
der Endstufe reduziert, womit dem Anstieg der Ausgangsspannung entgegengewirkt wird.
Eine „von sich aus“ als Stromquelle arbeitenden Endstufe wird also, durch das Hinzufügen einer
Gegenkopplung, im Extremfall zu einer als Spannungsquelle arbeitenden Endstufe.
LOAD
Seite 3-60

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Im Bassman kann, mittels Variation des Gegenkopplungsfaktors über den Presence-Regler, der
Ausgangswiderstand der Endstufe in weiten Grenzen eingestellt werden. Diese Einstellung ist von
hoher musikalischer Wichtigkeit, je weniger man gegenkoppelt, desto „härter“ und durchdringender
wird der Klangeindruck.
Die Schaltung der Endstufe des WILDCAT Bassman Plus im Detail
Das folgende Bild zeigt die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus im Detail:
Gegenkopplung
In+
In-
C1012
0.1uF 600V
R1025
220K
R1026
220K
C1013
0.1uF 600V
V1004A
5881
-BIAS1
-BIAS2
5
5
V1005A
5881
8 3
8
3
4
4
+430V
+430V
R1027
470R / 1W
R1028
470R / 1W
BR1001 0R0
BR1002 0R0
BR1003 0R0
BR1004 0R0
Die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus
+432V
3
6
9
J1011
AUSGANGSTRAFO
HT rot
A2 braun
Mate-n-Lok
A1 blau 8 Ohm grün
CON9
4 Ohm gelb / grün
2
2 Ohm weiß
5
0 schwarz
1
4
7
8
BR1005
0R0
1
2
3
4
R1030
100/3W
J1012
CON4
Mate-n-Lok
Die Eingangssignale gelangen, wechselspannungsgekoppelt über C1012 und C1013 an die Gitter
der Endröhren. Über die Gitterableitwiderstände R1025 und R1024 wird die negative
Gittervorspannung von –48V an die Gitter der Röhren geführt. Im Gegensatz zum Originalgerät kann
man die exakte Höhe der Gittervorspannung im Netzteil einstellen.
Die Schirmgitter sind über R1027 und R1026 an die, „hinter“ der Siebdrossel im Netzteil abgegriffenen,
daher brummfreien, Versorgungsspannung +430V angeschlossen. Durch die Widerstände ist eine
geringfügige Rückwirkung des Schirmgitterstroms auf die Schirmgitterspannung vorhanden, man
kann hier aber trotzdem von einem „reinen“ Pentodenbetrieb der Röhren ausgehen.
Der Ausgangstrafo ist über den Stecker J1011 mit der Endstufenplatine verbunden. Die Anoden der
Röhren treiben die beiden Enden der Primärwicklung, deren Mittelanzapfung an Hochspannung liegt.
Die Null-Ohm-Brücken BR1001 bis BR1004 ermöglichen die Umpolung der Trafo-Primärwicklung um
eine phasenrichtige Gegenkopplung sicherzustellen. Die „richtige“ Belegung der Trafo-Anschlüsse ist
nicht dokumentiert. Es sind entweder BR1001 und BR1004 oder BR1002 und BR1003 bestückt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Lautsprecher werden an J1012 angeschlossen. Parallel zum Lautsprecherausgang wurde ein
Widerstand 100 Ohm/3W vorgesehen, um bei einer Unterbrechung der Lautsprecherzuleitung einen,
wenn auch geringen, Sekundärstrom am Ausgangsübertrager zu ermöglichen um primärseitigen
Spannungüberhöhungen im Leerlauffall entgegenzuwirken.
Bestimmung des Arbeitspunktes der Endröhren
Für die Ermittlung des Arbeitspunktes kann man den Ausgangsübertrager als Kurzschluß ansehen. Da
die Schirmgitterversorgungsspannung (430V) praktisch der Anodenspannung (432V) entspricht, kann
man die Kennlinie für die Triodenschaltung (meint: Schirmgitter und Anode miteinander verbunden)
benutzen.
Da der äußere Widerstand (für Gleichspannung) praktisch Null ist, steht die Arbeitsgerade hier
senkrecht:
Auszug aus dem Datenblatt 5881 von Tung-Sol mit eingetragener Arbeitsgeraden (pink)
Da die Gittervorspannung durch eine externe Spannungsquelle bestimmt ist, muß zur Ermittlung des
Anodenstromes der Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der zur vorgegebenen Gittervorspannung
gehörenden Kurve gesucht werden. Da keine Kurve für –48V vorhanden ist, wird von der Kurve für –
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
45V ausgehend extrapoliert, man erhält einen Anodenstrom von ca. 30mA. Dies ist der sogenannte
Ruhestrom.
Ermittlung des Ausgangs-Kennlinienfelds der 5881 für ein Schirmgitterspannung von 430V
Für die Ermittlung der Ausgangsleistung wird ein Ausgangs-Kennlinienfeld benötigt, daß sich auf die
tatsächlich vorhandene Schirmgitterspannung von 430V bezieht. Die Kennlinienfelder im Datenblatt
der 5881 beziehen sich auf eine Schirmgitterspannung von 200V.
Es ist also notwendig, das Ausgangs-Kennlinienfeld des Datenblatts entsprechend zu skalieren. Die
Skalierung von 200V auf über 400V ist sehr groß und die im Folgenden angewendeten
Vereinfachungen und Linearisierungen führen daher durchaus zu Approximationsfehlern. Dennoch
reichen die Daten für eine grobe Abschätzung der Verhältnisse aus.
Das Verhalten einer Pentode lässt sich in weiten Bereichen durch die Formel
I
A
+ I
S
⎛
= K
⎜
⎜U
⎝
G
U ⎞ S +
⎟
μS
⎠
3
2
beschreiben, wobei I A, I S, U G und U S Ströme und Spannungen an der Anode, bzw. dem Schirmgitter
sind. K ist ein Proportionalitätsfaktor, der von dem inneren Aufbau der Röhre abhängt. Die Annahme
von K als Konstante ist nur im Kleinsignalbereich möglich. In der folgenden Rechnung soll jedoch
vereinfachend angenommen werden, dass K unabhängig von der Anodenspannung sei. Die
Abhängigkeiten zwischen K und der Gitterspannung müssen allerdings berücksichtigt werden. Die
Konstante μ S ist die Abschnür-Spannungsverstärkung der Röhre bezüglich des Schirmgitters. Sie
bezeichnet den Quotienten aus Schirmgitterspannung und der maximalen Gitterspannung, bei der
noch kein Anodenstrom fließt. In der folgenden Abbildung ist die Herleitung von μ S aus den Daten der
Röhre 5881 dargestellt. Es ergibt sich ein Wert von μ S = 6,55.
Herleitung der Abschnür-Spannungsverstärkung (μμμμ S) von Gitter und Schirmgitter aus dem
Kennlinienfeld der Röhre 5881 in Triodenschaltung.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Um separate Formeln für den Schirmgitter- und den Anodenstrom zu erhalten, sei weiterhin
angenommen, dass diese in einem festen Verhältnis zueinander stehen. Der Faktor K kann dann in KA + KS = K zerlegt werden, so das gilt:
I
I
S
A
=
K
K
S
A
.
Damit lässt sich das Verhalten der Röhre wie folgt ausdrücken:
⇒
und
I
I
I
A
A
S
+ I
S
= K
A
=
( K + K )
⎛
⎜
⎜U
⎝
⎛
= K
⎜ S U
⎝
G
G
A
S
U ⎞ S +
⎟
μS
⎠
U ⎞ S +
⎟
μS
⎠
⎛
⎜
⎜U
⎝
3
2
3
2
.
G
U ⎞ S +
⎟
μS
⎠
Der Faktor K A lässt sich nun abhängig von der Gitterspannung berechnen:
K
A
=
⎛
⎜
⎜U
⎝
G
I
A
( ref )
U S
+
μ
( ref )
S
⎞
⎟
⎠
3
2
,
3
2
wobei IA(ref) und US(ref) die Werte für Anodenstrom und Schirmgitterspannung aus dem Datenblatt der
Röhre sind. US(ref) ist hier konstant 200V (siehe die im folgenden abgebildete von der italienischen
Firma Audiomatica aufgenommene Kennlinie der 5881).
Setzt man KA in die Modellformel ein, ergibt sich
und analog
I
I
3
S
2
G
I A(
ref ) ⎛ U ⎞ S ⎜ μS
=
3 ⎜
⎟
A =
⋅ UG
+ I A(
ref )
2
⎜
⎛ U ( ) ⎞ ⎝ μS
⎠
U S
S ref
⎜ +
⎜
⎜U
+ ⎟
UG
G
μ
⎝ μS
S
=
⎝
I
( ref )
⎠
⎛ U S ⎜ U G +
⎜ μS
⎜
S
⎜U
G +
⎝ μS
S S U
( ref )
⎞
⎟
3
2
⎟
⎟
⎟
⎠
.
⎛
⎜
U
U
+
( ref )
⎞
⎟
3
2
⎟
⎟
⎟
⎠
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Jede einzelne Kurve der Kennlinienschar wird also skaliert mit einem Faktor, der von der
Gitterspannung und den Schirmgitterspannungen abhängt. Als Ausgangsbasis wurde das
Kennlinienfeld von Audiomatica (folgende Abbildung) verwendet:
Von der Firma Audiomatica (www. Audiomatica.com) aufgenommenes Kennlinienfeld der 5881,
das als Grundlage für die Extrapolation auf 430V Schirmgitterspannung verwendet wurde
Die Berechnungen und die grafischen Darstellung wurde mit einer wenig bekannten Spezialfunktion
von Microsoft Power Point durchgeführt. Es ergab sich das folgende Kennlinienfeld:
Das für 430V Schirmgitterspannung extrapolierte Kennlinienfeld
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Ermittlung der Ausgangsleistung
Der Ausgangsübertrager besitzt, wie durch Messung an dem verwendeten Replacement-Übertrager
von TAD festgestellt wurde, ein Übersetzungsverhältnis von 2x22:1, d. h. jede der beiden primären
Teilwicklungen übersetzt mit dem Verhältnis 22:1 auf die Sekundärseite. Ein Lastwiderstand von 2Ω,
der hier als rein ohmsch angenommen werden soll, bildet für eine Endstufenröhre also einen
Anodenwiderstand von 2Ω * 22 2 = 968Ω. Diese Betrachtung gilt nur für den B-Betrieb, der aber im
Bereich der hier interessierenden oberen Leistungsgrenze von Bedeutung ist.
Die dem Lastwiderstand von 968 Ohm entsprechende Arbeitsgerade, mit den Punkten (430V / 0mA )
und (0V / 444mA) wird ins Kennlinienfeld eingezeichnet (grün). Zusätzlich wird noch die Lasthyperbel
für die maximal zulässige Anodenverlustleistung von 46W eingetragen. Hierbei wird der Tatsache
Rechnung getragen, daß die Röhre nur während einer Halbwelle der Signalspannung leitet, während
sie in der anderen Halbwelle gesperrt ist. Daher kann die zulässige statische Anodenverlustleistung
von 23W (Quelle: Datenblatt Tung-Sol) verdoppelt werden. Die thermische Zeitkonstante der Anode ist
weit oberhalb der Periodendauer von Audiosignalen.
Ausgangskennlinienfeld einer Endstufenröhre mit Lastgerade des transformierten
Ausgangswiderstandes (grün) und Leistungshyperbel (rot). In einer Halbwelle dürfen 2x23W = 46W
Anodenverlustleistung an der Röhre auftreten, da sie in der anderen Halbwelle stromlos ist (B-
Betrieb).
Man erkennt, dass über der Röhre mindestens 134,66V abfallen, wenn die Gitterspannung die 0V-
Grenze nicht überschreiten soll (oberste Kurve der Schar). Damit fällt an der Last eine
Spitzenspannung von
= 432V
−135V
= 297V
U s(max)
ab, und es ergibt sich eine effektive Leistung von
P
eff
=
( U
s(max)
2 ⋅ R
last
)
2
=
2
( 297V
)
= 46W
2 ⋅ 968Ω
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Außerdem muss an dieser Stelle noch erwähnt werden, dass der Innenwiderstand der
Spannungsversorgung dazu führt, dass die berechnete Leistung nur kurzzeitig am Ausgang verfügbar
ist, da dann die Versorgungsspannung einbricht. Auf dieses Phänomen wird in der Beschreibung des
Netzteils näher eingegangen.
Die Ermittlung der Anodenverlustleistung
Die in einer Endstufenröhre umgesetzte Verlustleistung setzt sich aus Ruhestrom- und
Laststromverlusten zusammen. Die folgende Abbildung gibt einen Überblick über die Spannungen
und Ströme rund um eine Endstufenröhre. Der Widerstand R ist der transformierte Lastwiderstand und
L P die Primärinduktivität des Ausgangsübertragers unter Vernachlässigung der Streuinduktivität. L P
überbrückt den Lastwiderstand für Gleichstrom, kann aber in Bezug auf die im Verstärker auftretenden
Frequenzen als unendlich groß angenommen werden. Der über R 1027 fließende Schirmgitterstrom
führt zusätzlich einen Teil des Last- und Ruhestromes. Für die Berechnung der Verlustleistung wird
angenommen, dass dieser ebenfalls über die Anode fließe. Durch diese Vereinfachung entsteht ein
Fehler, da sich die Schirmgitterspannung im Gegensatz zur Anodenspannung bei Signaleinwirkung im
Wesentlichen nicht ändert. Mit Rücksicht auf die Toleranzen der übrigen Parameter ist es jedoch
sinnvoll, diese geringe Abweichung in Kauf zu nehmen.
Ersatzschaltbild zur Betrachtung der Anodenverlustleistung. Der Transformator wurde durch sein
Niederfrequenz-Ersatzschaltbild ersetzt, der Lastwiderstand wurde in den Primärkreis transformiert.
Für ein Sinusförmiges Signal u s = U S sin(t) berechnet sich die momentane Verlustleistung in einer
einzelnen Röhre bei der Vorsorgungsspannung U HT und dem Ruhestrom I Q an dem (transformierten)
Anodenwiderstand R als Produkt aus i A und u A (vgl. obige Abbildung):
p
( ) ⋅u
( t)
( t)
= iA(
t)
⋅u
A(
t)
= iL
( t)
+ IQ
=
⎛ uS
( t)
+ I
⎞
⋅(
U − u ( t)
)
=
⎜
⎝ R
⎛U
S ⋅sin
⎜
⎝ R
Q
( t)
⎟
⎠
+ I
Q
HT
⎞
⎟⋅
⎠
S
( U −U
⋅sin(
t)
)
HT
S
A
.
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Die mittlere Verlustleistung in einer Röhre ergibt sich dann gemäß
P
1 ⎛U
s
= ⋅ ⎜ ⋅
⋅ ∫ sin
2 π ⎝ R
=
2 ⋅U
π
HT
0
⋅
( t)
+ I ⋅ ( U −U
⋅ sin(
t)
)
( π ⋅ I ⋅ R + 2 ⋅U
) − 4 ⋅ I ⋅ R ⋅U
− π ⋅ ( U )
Q
Q
⎞
⎟
⎠
s
HT
4 ⋅π
⋅ R
Vereinfachend wurde hierbei angenommen, dass die Verluste in einer einzelnen Röhre ausschließlich
innerhalb der positiven Halbperiode auftreten (Ruhestromverluste treten u. U. auch an den Rändern
der negativen Halbwelle auf).
Die Verlustleistung hat bezüglich der Signalamplitude ein Maximum, wenn die Scheitelspannung des
Anodensignals einen Wert von
annimmt.
U
s(max)
=
=
=
2⋅
2⋅
( U − I ⋅ R)
( 430V
− 30mA⋅
968Ω)
255V
HT
π
Q
π
Die Verlustleistung in einer Röhre während der leitenden Halbperiode beträgt dann
P
d (max)
=
=
=
2⋅
2⋅
2
2
( U ) + U ⋅ I ⋅ R(
π − 4)
+ 2⋅
( I ⋅ R)
HT
Q
2
2
( 432V
) + 432V
⋅0,
03A⋅
968Ω
⋅(
π − 4)
+ 2⋅
( 0,
03A
⋅968Ω)
23,
5W
HT
Q
2
2⋅π
⋅ R
s
Q
2
2⋅π
⋅968Ω
Die maximal zulässige Verlustleistung pro Röhre (23W) wird also auch im schlimmsten Fall gerade
noch eingehalten Hierzu ist zu bedenken, daß der Fall einer kontinuierlichen sinusförmigen
Ansteuerung in der Praxis nicht vorkommt, die Gitarrentöne enthalten stets auch Passagen mit
geringeren Lautstärken. Röhren verkraften zudem kurzzeitige Überlastungen problemlos.
Die Gesamtverlustleistung beider Endröhren ist dann 2 x 23,5W = 47W. Damit ist ein Wirkungsgrad der
Endstufe in der Größenordnung nahe 50% zu erwarten. Sämtliche Verluste außerhalb der Röhren
wurden hierbei vernachlässigt, da viele hierfür relevanten Parameter, wie z. B. die magnetischen
Eigenschaften des Transformators, ohnehin nicht bekannt sind.
s
2
dt
s
2
.
2
.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Analyse des Netzteils
Allgemeines
Es wurde bereits erwähnt, daß das Netzteil, im Gegensatz zur sonst üblichen Betrachtungsweise, keine
stabile, bei wechselnder Belastung konstante, Ausgangsspannung für die Anodenversorgung
bereitstellen soll. Im Fall der Belastung soll sich ein Spannungseinbruch in ganz bestimmter Höhe und
mit einem ganz bestimmten zeitlichen Verhalten ergeben, um den gewünschten klanglichen Effekt
zu erzeugen.
Das Netzteil stellt die folgenden Spannungen bereit:
- Anodenversorgungsspannung für die Endstufe
- Weiter geglättete Anodenversorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für die
Vor- und Treiberstufen
- Negative Gittervorspannung für die Endstufe
- Heizspannung für die Vor- und Endröhren
Das folgende Übersichtsschaltbild zeigt das Netzteil in seiner Gesamtheit:
Das Übersichtsschaltbild des Netzteils
Zu den Heizfäden
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der Netztransformator, ein dem Original-Trafo entsprechendes Replacement der Firma TAD, hat drei
Sekundärwicklungen:
- die separate Heizwicklung für die Gleichrichterröhre mit einer Spannung von 5V
- Die Wicklung für die Anodenversorgung mit Mittelanzapfung und einer weiteren Anzapfung für die
Gewinnung der negativen Gittervorspannung
- Die Heizwicklung für die Vor- und Endröhren mit einer Spannung von 6,3V
Die Heizwicklung 6,3V hat eine Mittelanzapfung, die an Masse gelegt ist, dadurch hat man, im
Massebezug gesehen, zwei gegenphasige Heizspannungen, deren Felder sich, bei vorhandener
Symmetrie in der Anordnung der Verkabelung und der Röhrenelektroden gegenseitig aufheben.
Damit wird das durch die Heizspannung in den Signalweg eingebrachte Brummen reduziert.
Mit der Gleichrichterröhre V2001 (GZ34) erfolgt die Zweiweggleichrichtung der
Anodenversorgungsspannung. Mit dem Standby-Schalter kann die Anodenversorgung, unter
Beibehaltung der Röhrenheizung, unterbrochen werden.
C2002 und C2003 bilden, mit zusammen 40uF, den Ladekondensator. Dieser Wert ist, für heutige
Verhältnisse recht klein, so daß sich schon bei geringen Ausgangsleistungen eine recht hohe
Brummspannung ergibt. Bei kleinen Ausgangsleistungen arbeitet die Endstufe im Klasse-A Betrieb.
Schwankungen der Versorgungsspannungen wirken sich so kaum auf das Signal aus, da sie zu
gleichen Stromänderungen in beiden Wicklungen des Ausgangstrafos führen und damit nicht zu
einer Änderung des magnetischen Flusses in seinem Kern beitragen. Beim Übergang in den B-Betrieb
zeigt sich dagegen eine deutlich sichtbare 100 Hz-Modulation des Ausgangssignals.
Wie ausführliche, im Kapitel „Das WILDCAT Low-Noise Netzteil“ beschriebenen, Untersuchungen
zeigen, führt die Wegnahme dieses Brumms, bei gleichzeitiger exakter Reproduktion des
Spannungseinbruchs, jedoch zu einem eher „langweiligen und braven“ Klang, die „Bizzeligkeit“ und
das Durchdringungsvermögen fehlen. Offensichtlich ist die 100 Hz-Modulation bei größeren
Ausgangsleistungen als ein klangbildendes Merkmal und nicht als ein Störeinfluß zu betrachten.
Die Versorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für die Vorstufen werden mit der
Siebdrossel (10H) geglättet, so daß an diesen praktisch kein 100 Hz-Brumm mehr vorhanden ist. Es
schließt sich eine weitere Filterkette, bestehend aus einzelnen R/C-Filtern an. Da die einzelnen
Filterelemente Grenzfrequenzen im Bereich von 10Hz besitzen (die RC-Filter für die Vorstufen sogar im
Bereich von 1,5Hz) und bei Zweiweggleichrichtung Störfrequenzen über 100Hz auftreten, kann davon
ausgegangen werden, dass die Brummunterdrückung an den Schirmgittern besser als 20dB ist und
für die Vorstufen besser als 40dB.
Die Gittervorspannungen der Endstufenröhren müssen zwar stabil sein, es wird aber praktisch keine
Leistung benötigt. Die Widerstände R 1025 und R 1026 in der Endstufenschaltung bilden einen Tiefpass mit
C 2009 und C 2010. Die Grenzfrequenz liegt mit 0,7Hz deutlich unterhalb der unteren Grenzfrequenz des
Verstärkers. Man kann daher davon ausgehen, dass das Verstärkersignal an den Schleifern der
Potentiometer P 2001 und P 2002 (fast) vollständig gedämpft ist. Das bedeutet, daß, wie in der
Originalschaltung, der dynamische Innenwiderstand der Gitterspannungsquelle im Audio-
Signalbereich vernachlässigbar ist. Dies ist für das Verhalten im Overdrive-Betrieb von Bedeutung, bei
dem kurzzeitig Gitterstrom fließen kann. Der Widerstand R 2003 bildet mit C 2008 und dem
nachfolgenden Netzwerk (näherungsweise ein 60kΩ Widerstand) einen Tiefpass mit einer
Grenzfrequenz von 1,3Hz. Damit ist eine Brummunterdrückung von fast 40dB an C 2008 zu erwarten, die
dann von dem zuvor genannten Tiefpass noch auf über 60dB verbessert wird.
Außerdem bildet R 2003 zusammen mit dem nachfolgenden Widerstandsnetzwerk einen
Spannungsteiler, der die auf den negativen Scheitelwert gleichgerichtete Transformatorspannung
(ca. -60V) durch 1,25 teilt, sodass an C 2008 eine Gleichspannung von -48V zu erwarten ist. Über die
Potentiometer können die beiden Gittervorspannungen einzeln von -40V bis -48V eingestellt werden.
Damit lassen sich die Ruheströme in den Endstufenröhren getrennt voneinander zwischen 27mA und
57mA (ermittelt aus Kennlinienfeld 5881 im Triodenbetrieb) einstellen. Die einstellbare
Gittervorspannung stellt eine Abweichung von der Original-Bassman Schaltung dar. Die Motivation
Seite 3-70

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
hierfür ist die Möglichkeit einer exakten Symmetrieeinstellung der Ruheströme, da bei
unsymmetrischen Ruheströmen der Transformatorkern im Arbeitspunkt nicht gleichfeldfrei ist.
Das statische Verhalten der Anodenversorgung im Ruhezustand
Im folgende ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der Anodenversorgung dargestellt. Die darin
verwendeten Parameter wurden wie folgt ermittelt:
- Sekundärspannung des Netztrafos: 2 x 325V, aus Kuehnel, Seite 148
- Ohmscher Widerstand des Netztrafos: Sekundär 2 x 49 Ohm, primär 2 Ohm, aus Kuehnel, Seite
148
- Ohmscher Widerstand der Netzdrossel: 107 Ohm, aus Kuehnel, Seite 148
- Induktivität der Netzdrossel: 10H, aus Kuehnel, Seite 148
- Anodenstromaufnahme der Endstufe 2 x 30mA = 60mA aus vorstehender eigener Berechnung
- Schirmgitterstromaufnahme der Endstufe 2 x 0,6mA = 1,2mA aus Kuehnel, Seite 148
- Stromaufnahme der Eingangsstufe: 2 x 1,6mA = 3,2mA aus vorstehender eigener Berechnung
- Stromaufnahme der Treiberstufe: 1,4mA aus vorstehender eigener Berechnung
- Stromaufnahme der Kathodenfolgerstufe: 1,8mA aus vorstehender eigener Berechnung
- Stromaufnahme Phasensplitter: 2 x 1,5mA = 3mA aus vorstehender eigener Berechnung
Alle genannten Stromaufnahmen beziehen sich auf den Ruhezustand ohne Signal
230V
2R
49R
49R
6
4
GZ34
2
8
+
40uF
Endstufe
Anoden
107R
60mA
Endstufe
Schirmgitter
Ersatzschaltbild der Anodenversorgung mit Strömen im Ruhezustand ohne Signal
10H
4K7
1,2mA
Phasensplitter
Im ersten Schritt soll der primärseitige Widerstand des Netztransformators auf die Sekundärseite
transformiert werden. Man erhält ein Windungsverhältnis n von 325 / 230 = 1,41, damit ergibt sich ein
sekundärseitig wirksamer Widerstand von 2 Ohm * n 2 = 2 Ohm * 2 = 4 Ohm, der resultierende
Gesamtwiderstand ist 49 Ohm + 4 Ohm = 53 Ohm.
Im folgende Schritt soll der stromabhängige Spannungsabfall an der Gleichrichterröhre
näherungsweise als ohmscher Widerstand modelliert werden. Hier kann jedoch nicht einfach die
statische Kennlinie der Röhre betrachtet werden, da nur während eines bestimmten Teils der
Halbwelle der Netzspannung ein Strom fließt, der dann ein dem Kehrwert des Zeitanteils des
Stromflusses proportionalen Wert hat. Der Zeitanteil hängt aber wiederum vom Spannungsabfall an
der Röhre und am Innenwiderstand des Netztrafos ab.
20uF
+
20uF
+
10K
3mA
+
10uF
Seite 3-71
6,4mA
Eingangsstufe
Treiberstufe
Kathodenfolger

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Daher findet sich im Datenblatt der GZ34 eine „typische Anwendungsschaltung“, für die die
gesuchten Werte direkt aus einem Kennlinienfeld abgelesen werden können:
Typische Anwendungsschaltung der GZ34 mit Kennlinienfeld mit interpolierter Kennlinie für den
Netztrafo des Bassman. Quelle: Datenblatt Philips
Die Übereinstimmung der Parameter des im Datenblatt angegebenen typischen Transformators und
des im Bassman vorhandenen Transformators ist so exakt, daß eine Interpolation im Kennlinienfels
problemlos möglich ist. An die interpolierte Kennlinie wird dann eine Tangente angelegt, um eine
vereinfachte Modellierung mit einem ohmschen Widerstand darzustellen.
Der hier angenommene Wert des Ladekondensators ist jedoch 50% größer als der tatsächlich im
Bassman vorhandene Ladekondensator.
Es ergibt sich, für die kombinierte Wirkung der Gleichrichterröhre und des Innenwiderstandes des
Netztrafos, ein Widerstand von:
R = ΔU/ΔI = (440V - 325V) / 250mA = 460Ω.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Nun kann ein weiter vereinfachtes Ersatzschaltbild gezeichnet werden:
460Vdc
460R 107R 10H
+
40uF
Endstufe
Anoden
60mA
20uF
+
Endstufe
Schirmgitter
Weiter vereinfachtes Ersatzschaltbild der Anodenversorgung
4K7
1,2mA
20uF
+
Phasensplitter
Die Spannung der hier modellierten Gleichspannungsquelle entspricht dem Scheitelwert der
Leerlaufspannung des Netztrafos, sie ist 325V * 1,41 = 460V.
Nun können die Ruhepotentiale der einzelnen Ausgänge des Netzteils bestimmt werden:
Endstufe Anoden:
U = 460V – 460 Ohm * (60mA + 1,2mA + 3mA + 6,4mA)
U = 460V – 460 Ohm * 70,6mA
U = 469V – 32,5V
U = 427,5V
Angabe im Originalschaltplan: 432V
Endstufe Schirmgitter:
U = 427,5V – 107 Ohm * ( 1,2mA + 3mA + 6,4mA)
U = 427,5V – 107 Ohm * 10,6mA
U = 427,5V – 1,1V
U = 426,4V
Angabe im Originalschaltplan: 430V
Phasensplitter:
U = 426,4V – 4,7 kOhm * ( 3mA + 6,4mA)
U = 426,4V – 4,7k Ohm * 9,4mA
U = 426,4V – 44,2V
U = 382,2V
Angabe im Originalschaltplan: 385V
Eingangs-, Treiber- und Kathodenfolgerstufe:
U = 382,2V – 10k Ohm * 6,4mA
U = 382,2V – 64V
U = 318,2V
Angabe im Originalschaltplan: 325V
10K
3mA
+
10uF
6,4mA
Eingangsstufe
Treiberstufe
Kathodenfolger
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Übereinstimmung mit den Spannungsangaben im Originalschaltplan ist gegeben
Es fällt jedoch auf, daß die Messungen am Prototyp deutlich höhere tatsächliche Spannungswerte
ergeben:
Die tatsächliche Trafo-Leerlaufspannung ist nicht 460V sondern 522V.
Daraus folgen dann rechnerisch die nachstehenden Netzteil-Ausgangsspannungen:
Endstufe Anoden:
U = 522V – 460 Ohm * (60mA + 1,2mA + 3mA + 6,4mA)
U = 522V – 460 Ohm * 70,6mA
U = 522V – 32,5V
U = 489,5V {Spitzenwert}
Messung am Prototyp: 481V (Spitzenwert) / 463V (Tiefstwert) Amplitude des 100 Hz-Brumms 18Vpp
Die Übereinstimmung ist nun, mit einem Fehler von –1,7% gegeben. Damit ist die Modellierung der
Zusammenschaltung der Gleichrichterröhre und des Netztrafos bestätigt.
Aufgrund der Wirkung der Drossel muß mit dem Mittelwert 472V weitergerechnet werden.
Endstufe Schirmgitter:
U = 472V – 107 Ohm * ( 1,2mA + 3mA + 6,4mA)
U = 472V – 107 Ohm * 10,6mA
U = 472V – 1,1V
U = 471V
Messung am Prototyp: 466V
Phasensplitter:
U = 471V – 4,7 kOhm * ( 3mA + 6,4mA)
U = 471V – 4,7k Ohm * 9,4mA
U = 471V – 44,2V
U = 427V
Messung am Prototyp: 422V
Eingangs-, Treiber- und Kathodenfolgerstufe:
U = 427V – 10k Ohm * 6,4mA
U = 427V – 64V
U = 363V
Messung am Prototyp 352V
Man erkennt, daß die einzige signifikante Abweichung zwischen der anfänglichen Modellierung des
Netzteils und dem tatsächlichen Verhalten des aufgebauten Netzteils in der unterschiedlichen
Leerlaufspannung des nach Literaturangeben angenommenen und des tatsächlichen Netztrafos
besteht. Wenn man die tatsächliche Leerlaufspannung in das Modell einbringt, dann erhält man
hinreichend übereinstimmende Ergebnisse.
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Das statische Verhalten der Anodenversorgung im Belastungszustand
Nun soll die Ausgangsspannung der Anodenversorgung bei Belastung rechnerisch abgeschätzt
werden. Da diese Rechnung vor dem Aufbau des Prototypen vorgenommen wurde, bezieht sie sich
noch auf die ursprünglich angenommene Trafo-Sekundärspannung von 460Vp im Leerlauf.
Wird der Verstärker mit einem Signalausgesteuert, dann fließt der Laststrom von der hier modellierten
idealen Gleichspannungsquelle über den Innenwiderstand des Netzteils, die Last und die Anoden der
Endröhren. Die maximale Leistung an der Last ist, wie bereits erläutert, abhängig von der
Versorgungsspannung und der Anoden-Restspannung. Letztere ist von der Schirmgitterspannung, und
damit wiederum von der Versorgungsspannung abhängig: Sinkt die Versorgungsspannung, so
verringert sich die maximal mögliche Leistung an der Last. Gleichzeitig verändert sich jedoch auch
die Anoden-Restspannung, die wiederum die Leistung an der Last beeinflusst. Die tatsächliche
Anodenspannung, die sich bei statischer Leistungsabgabe einstellt, lässt sich hier wieder durch eine
Fixpunktrechnung ermitteln: In jeder Iteration wird die Leistung am Lastwiderstand bei einer
bestimmten, initial festgelegten Anodenspannung berechnet (unter Berücksichtigung der Anoden-
Restspannung, die sich bei der gegebenen Anodenspannung einstellt). Der daraus resultierende
Spannungsabfall am Innenwiderstand der Spannungsversorgung wird im jeweils darauf folgenden
Schritt berücksichtigt. Die Iteration wird so lange durchgeführt, bis sich das Ergebnis hinreichend
genau stabilisiert hat. Die Ergebnisse der Rechnung sind in der folgenden Abbildung dargestellt.
Verhältnisse in der Endstufe unter Berücksichtigung des Innenwiderstandes des Netzteils bei Abgabe
der maximalen unverzerrten Sinusleistung, es wird noch von der ursprünglich angenommenen
Leerlaufspannung von 460Vp der Anodenwicklung des Netztrafos ausgegangen.
Die Rechnung gilt nur für den statischen, eingeschwungenen Zustand, denn nur dann kann der
Einfluss der Siebdrossel vernachlässigt werden. Außerdem stellt das Ergebnis lediglich eine sehr grobe
Näherung dar, da einige Effekte, wie z. B. der nichtlineare Innenwiderstand der
Spannungsversorgung, Einflüsse von Oberschwingungen, die durch die Verzerrung bei beginnender
Übersteuerung auftreten, sowie Veränderungen der Verstärkung des Gesamtsystems, vernachlässigt
wurden. Unter den genannten Bedingungen und Vereinfachungen ist mit einer Anodenspannung von
350V und einer Leistungsabgabe von 30W (RMS) an einer ohmschen Last zu rechnen.
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Die Anodenspannung sinkt somit (wieder unter der Annahme von 460Vp Leerlaufspannung des
Netztrafos) um 432V – 350V = 82V ab. Diese Größenordnung des Spannungseinbruchs wurde durch
Messungen am Prototyp bestätigt. Die Spannung (Mittelwert) sank von ca. 470V auf ca. 390V ab.
Am Prototyp wurde eine Dauerleistung (Definition: es setzt gerade noch keine Begrenzung des
Sinussignals ein) von 25,6W gemessen. Man erkennt, daß die Größenordnung mit der berechneten
Leistung übereinstimmt. Die, trotz der in der Realität höheren Trafo-Leerlaufspannung, geringere
tatsächliche Leistung ist zum einen auf die leichte Fehlanpassung durch den zu geringen
Lastwiderstand (1,8 Ohm statt 2 Ohm) und auch durch die ohmschen Verluste in den Zuleitungen
und in der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers bedingt.
Wenn man diese zuätzlichen Widerstände mit 0,2 Ohm abschätzt und eine „Hochrechnung“ der
Gesamtleistung durchführt, dann ergäbe sich eine Leistung von 28,4W, die die Verlustleistung an den
parasitären Widerständen mit einschließt.
Das dynamische Verhalten der Anodenversorgung bei Lastwechsel
Aufgrund des nicht unerheblichem Rechenaufwands wird auf eine „händische“ Berechnung
verzichtet, stattdessen wurde eine Simulation der Ersatzschaltung mit PSPICE durchgeführt. Es wurde
von einer aus dem Ruhezustand heraus durchgeführten Ansteuerung des Verstärkers mit einem
sprunghaft zugeschalteten, dann in seiner Amplitude konstantbleibenden, Signal ausgegangen.
Die Ergebnisse der, ebenfalls noch von 460Vp Leerlaufspannung ausgehenden, Simulation sind in
der folgenden Abbildung dargestellt:
Die Simulationsergebnisse für einen Lastsprung aus dem Ruhezustand heraus mit Bezug auf eine
Trafo-Leerlaufspannung von 460Vp
Auffällig ist das, durch die Eigenresonanz des aus der Siebdrossel und den Sieb- und Ladeelkos
gebildeten Schwingkreises hervorgerufene Überschwingen. Die Induktivität der Siebdrossel ist 10H
(Quelle: Kuehnel, The Fender Bassman 5F6-A Seite 148). Die wirksame Kapazität entspricht der
Serienschaltung aus dem Ladekondensator (2 x 20uF)und dem Siebkondensator (20uF), das ist
13,3uF. Damit ergibt sich rechnerisch eine Eigenfrequenz von 13,3 Hz. Dies stimmt näherungsweise
mit der in obigen Simulationsergebnissen ablesbaren Frequenz überein.
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Das folgende Oszillogramm zeigt die Verhältnisse an der Schirmgitterversorgung bei einem
Lastsprung am Prototyp. (100ms/DIV, 200V/DIV, GND unterer Bildrand).
Messung des Einbruchs der Schirmgitterversorgung am Prototyp (100ms/DIV, 200V/DIV, GND unterer
Bildrand).
Die Spannung bricht von 470V auf 400V ein, das ist ein Einbruch um 70V, in der Simulation wurde ein
Einbruch um 60V ermittelt, der Unterschied ist auf die nicht exakt identische Ausgangsleistung bei
Messung und Simulation zurückzuführen. Der Spannungseinbruch erreicht bei Simulation und
Messung nach etwa 50ms seinen Endwert. Die Dämpfung der Eigenresonanz ist in der Realität
wesentlich stärker als in der Simulation, das Überschwingen bei Beginn der Belastung ist in der Realität
deutlich schwächer ausgeprägt. Bei der Messung ist jedoch ein deutliches Überschwingen bei der
Rückkehr in den Ruhezustand festzustellen, es kann hier eine Frequenz von 12,5 Hz abgelesen
werden, das ist angesichts der üblichen Toleranzen von Elektrolytkondensatoren als hinreichende
Übereinstimmung zu werten.
Die klanglichen Konsequenzen des dynamischen Verhaltend der Anodenversorgung
Festzuhalten ist nun, daß nur im ersten Moment nach Beginn der Belastung die volle
Versorgungsspannung bereitsteht. Daher gibt der Verstärker zunächst die bereits berechnete Leistung
von ca. 47W an den Lautsprecher ab. Nach 150ms ist die Schirmgitterspannung und die
Anodenspannung auf ihr Minimum abgesunken, das hier näherungsweise dem Wert des
eingeschwungenen Zustandes gleichgesetzt werden kann. Der Verstärker liefert dann also nur noch
ca. 30W. Wenn der Verstärker so ausgesteuert wird, daß er zu Beginn der Ansteuerung eine gerade
noch unverzerrte Ausgangsspannung bei 47W Leistung liefert, dann führt die Reduktion der
Anodenspannung unter Belastung dazu, daß die Endstufe dann das Signal bereits begrenzt, es
kommen also Oberschwingungen zum Grundton hinzu.
Musikalisch betrachtet klingt durch dieses Phänomen der Saitenanschlag klarer und 1,9 dB lauter als
der Rest des Tones, was insgesamt zu einem prägnanteren Klang führt.
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Die 1,9dB führen beim Verklingen der Saite zusätzlich zu einer Klangverlängerung (Kompressor-Effekt),
da die Gesamtverstärkung zusammen mit der Versorgungsspannung wieder ansteigt. Betrachtet
man die mittlere Leistung zweier exponentiell abklingender Signale, so lässt sich die
Klangverlängerung daran messen, um welchen Betrag ein bestimmter Punkt auf der Kurve durch die
Kompression verzögert wird. Exemplarisch sei hier als Bezugspunkt die Stelle gewählt, an der der
Funktionswert auf -10dB abgesunken ist:
f
1
t
−
τ ( t)
= e ⇔ t = −τ
⋅ln(
−10dB)
−
τ
( t)
= ⋅e
⇔ t = −τ
⋅ln
( −10dB)
0
t
0
47W
⎛
f2
1 ⎜
30W
⎝
⎛ 30W
⎞
Δt
= t1
− t0
= −τ
⋅ln⎜
⎟
⎝ 47W
⎠
⎛ 30W
⎞
ln⎜
⎟
Δt
⎝ 47W
k
⎠
Release -10dB
= = = 19,
5%
t ln
( −10dB)
30W
⎞
⋅ ⎟
47W
⎠
Modellhafte Darstellung der abgegebenen Leistung über die Zeit bei einem sprunghaft
beginnenden und dann exponentiell abnehmenden Verlauf der Amplitude des Eingangssignals
unter Berücksichtigung des Einbruchs der Anodenversorgung.
Hierbei modelliert f 1(t) die mittlere Leistung an der Last bei minimaler Verstärkung und f 2(t) die Leistung
bei maximaler Verstärkung. In dem obigen Diagramm sind die Zusammenhänge für einen
Saitenanschlag mit exponentiellem Verklingen grafisch dargestellt. Vor dem Anschlag befindet sich
der Verstärker in Ruhe und besitzt seine höchste Spannungsverstärkung. Nach dem Anschlag sinkt die
Leistung stark ab und folgt der Kurve f 1(t) (Verstärkung im belasteten Zustand). Anschließend erholt
sich die Versorgungsspannung, die Verstärkung steigt wieder an und die Lautsprecherleistung folgt
f 2(t). Durch die Erholphase wird das Verklingen um ca. 20% verzögert.
.
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Abschließend ist noch anzumerken, dass sich aufgrund der transienten Oszillation Klangfarbe und
Lautstärke während des Einschwingvorgangs periodisch ändern. Allerdings ist es äußerst fraglich, ob
derart leichte Nuancen tatsächlich wahrgenommen werden.
Bei lang anhaltender Belastung kann auch die Vorstufenversorgung einbrechen (unterste Kurve in
obigen Diagramm), was sich ebenfalls als Kompression und Übersteuerung bemerkbar macht.
Genau genommen verändert sich der Klang des Verstärkers also ständig in Abhängigkeit von den
gespielten Noten und verleiht dem Stück dadurch eine lebhafte und charakteristische Färbung.
Die detaillierte Untersuchung des Verhaltens der Anodenversorgung bei Lastwechsel durch
Messung am Prototyp
Die folgenden Messungen wurden am Verstärker „WILDCAT Bassman Plus“ vorgenommen, der in der
gewählten Konfiguration vollständig mit dem FENDER Bassman 5F6-A identisch ist.
Es wurde im ersten Schritt der statische statische Innenwiderstand Innenwiderstand der Anodenversorgung wie folgt ermittelt:
Zunächst wurde die Höhe des Spannungseinbruchs bestimmt, wenn man den Verstärker im Leerlauf
betreibt und anschließend bis zur maximalen Leistung aufsteuert.
Am Ausgang des Verstärkers wurde ein Lastwiderstand 2,0 Ohm als Dummy-Load angeschlossen.
Der Presence-Regler wurde auf „1“ gestellt.
Die drei Klangregler wurden auf „10“ gestellt.
Der Verstärker wurde in der „Original Bassman“ Einstellung betrieben.
Als Eingangssignal wurde ein 1kHz-Sinussignal angelegt.
Kontrolle der Ausgangsleistung bei Ansteuerung: „Harter“ Overdrive am Ausgang, Rechteck mit +/-
10,8V über 2 Ohm => P = 58W.
Betrieb ohne Eingangssignal:
Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 472V / Brumm 18Vpp
Spannung Anoden GZ34: 496 Vp
=> Spannung über GZ34: 15V {Im Scheitelpunkt der Trafo-Sekundärspannung}
Stromflußzeit durch GZ34 / Halbwelle: 2,3 ms
Betrieb mit maximaler Aussteuerung („Harter“ Overdrive)
Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 386V / Brumm 42Vpp
Spannung Anoden GZ34: 448 Vp
=> Spannung über GZ34: 41V {Im Scheitelpunkt der Trafo-Sekundärspannung}
Stromflußzeit durch GZ34 / Halbwelle: 3,4 ms
Nun werden die beiden so ermittelten Punkte auf der Arbeitskennlinie des Netzteils mit ohmschen
Widerständen anstelle des tatsächlichen Verstärkers „nachgestellt“, damit man den Wert des
Innenwiderstandes in Ohm bestimmen kann. Auf diese Weise wird die möglicherweise
fehlerbehaftete Messung eines impulsförmigen Stromes umgangen.
Anstelle des Verstärkers wird eine Parallelschaltung aus dem Widerstand R und einem
parallelgeschalteten Ladekondensator C = 40uF zwischen Kathode GZ34 und Masse geschaltet.
(Das Kabel zum Standby Switch wird entfernt, an dessen Stelle wird die RC-Kombination
versorgungsseitig angeschlossen)
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Mit R = 1,5 kOhm: ( entspricht: Betrieb mit max. Aussteuerung)
Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 390V / Brumm 44Vpp
Spannung Anoden GZ34: 450 Vp
Strom durch R: 390V / 1K5 = 260 mA
Mit R = 6,87 kOhm: ( entspricht: Betrieb ohne Eingangssignal)
Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 472V / Brumm 18Vpp
Spannung Anoden GZ34: 498 Vp
Strom durch R: 472V / 6K87 = 68 mA
Zusätzlich wurde noch die Leerlaufspannung ermittelt:
Mit R = 100 kOhm: ( Leerlauf)
Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 516V / Brumm nicht meßbar
Spannung Anoden GZ34: 522 Vp
Strom durch R: 516V / 100K = 5 mA
Aus diesen drei Meßpunkten kann nun der Innenwiderstand abgeschätzt werden:
Innenwiderstand („zwischen“ „ohne Eingangssignal“ und „max. Aussteuerung“)
du / di = (472-390) V / ( 260 – 68) mA = 82V / 192 mA = 472 Ohm
Innenwiderstand („zwischen“ „Leerlauf“ und „ohne Eingangssignal“)
du / di = (516-472) V / ( 68 – 5) mA = 44V / 63 mA = 698 Ohm
Es zeigt sich ein nichtlineares Verhalten des Innenwiderstandes, es kann ihm also kein direkter
Zahlenwert zugeordnet werden.
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Im folgenden Schritt wird das Verhalten Verhalten Verhalten der der der Anodenversorgung Anodenversorgung bei dynamischem dynamischem Lastwechsel
untersucht. Hierzu wird sie wieder mit dem WILDCAT Bassman Plus-Verstärker, in seiner bereits
vorstehend beschriebenen Einstellung, verbunden. Der Verstärker wird mit einem Sinusburst mit der
Frequenz 1kHz und einer Wiederholrate von 0,5 Hz angesteuert.
Alle nachstehend abgebildeten Messungen wurden mit einem Tastkopf 1 zu 100 durchgeführt. Das
GND-Potential ist stets die Bildschirmmitte
Zunächst wurde mit „cleaner“ Aussteuerung gemessen.
Die Schwankungen der Versorgungsspannungen mit der Aussteuerung sind nur sehr klein.
Dementsprechend ist auch die Hüllkurve der Verstärker-Ausgangsspannung über die Zeitdauer des
Bursts praktisch „eben“.
Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load = 2 Ohm bei „cleaner“ Aussteuerung.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Aussteuerung wurde erhöht, sie ist aber nach wie vor „clean“, ohne Clipping:
Nun ist schon eine deutliche Modulation der Hüllkurve zu erkennen.
Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm bei noch „cleaner“, aber im Vergleich zum
vorherigen Bild erhöhter Aussteuerung.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-82

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Das folgende Bild zeigt den dazugehörigen Verlauf der Anodenversorgungsspannung, man erkennt
bereits einen Einbruch der Spannung durch die Belastung bei Ansteuerung des Verstärkers.
Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung zu vorigem Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-83

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der Spannungseinbruch ist auch „hinter“ er Siebdrossel, an der Versorgungsspannung für die Vor- und
Treiberstufe sowie die Schirmgitter, zu erkennen. Auffällig ist das, durch die Eigenresonanz des aus der
Siebdrossel und den Sieb- und Ladeelkos gebildeten Schwingkreises hervorgerufene Überschwingen
nach dem Abklingen des Sinusbursts.
Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung zu vorigem Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Die Periodendauer dieser gedämpften Schwingung kann auf dem obigen Oszillogramm mit 80 ms
= 1/ 12,5 Hz abgeschätzt werden.
Die Induktivität der Siebdrossel ist 10H (Quelle: Kuehnel, The Fender Bassman 5F6-A Seite 148). Die
wirksame Kapazität entspricht der Serienschaltung aus dem Ladekondensator (2 x 20uF)und dem
Siebkondensator (20uF), das ist 13,3uF. Damit ergibt sich rechnerisch eine Eigenfrequenz von 13,3 Hz,
was sehr gut mit dem beobachteten Wert von ca. 12,5 Hz übereinstimmt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Aussteuerung wurde soweit erhöht, daß ein Clipping stattfindet, aber noch kein „Rechtecksignal“
aus dem Verstärker kommt. Der Verstärker arbeitet im „leichten „leichten Overdrive“
Overdrive“
Man erkennt, daß die Amplitude des Ausgangssignals zu Beginn des Bursts maximal ist und dann
abfällt.
Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm, deutlich ist der Amplitudenabfall zu Beginn des
Bursts zu sehen.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-85

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Bei zeitlicher Dehnung fällt die 100 Hz-Welligkeit des Ausgangssignals auf:
Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm, entsprechend vorheriger Messung aber zeitlich
gedehnt, deutlich ist der 100 Hz-Brumm zu sehen.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-86

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Das folgende Oszillogramm zeigt den Einbruch der Anodenversorgungsspannung in Folge der
Ansteuerung mit dem Sinusburst. Man erkennt, daß die Höhe des Spannungseinbruchs mit stärkerer
Aussteuerung zunimmt.
Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigem Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-87

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der Spannungseinbruch in der Versorgungsspannung für die Vorstufen/die Schirmgitter nimmt
erwartungsgemäß ebenfalls zu:
Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-88

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Aussteuerung wurde weiter erhöht, in den Bereich des „harten“ Overdrives“
Man erkennt eine Zunahme des Spannungsabfalls und vor allem der 100 Hz-Welligkeit:
Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-89

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Bei zeitlicher Dehnung der Darstellung der Ausgangsspannung ist die starke 100 Hz-Modulation
deutlich zu erkennen:
Ausgangssignal parallel zu Rl = 2 Ohm, gedehnt, zur Sichtbarmachung des 100 Hz-Brumms.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-90

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Auch die Versorgungsspannung ist bei dieser hohen Aussteuerung noch stärker mit der 100 Hz-
Brummspannung überlagert:
Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-91

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die Versorgungsspannung für die Vorstufen/die Schirmgitter ist jedoch nach wie vor praktisch
brummfrei:
Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-92

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Auch hinter dem „ersten“ Siebwiderstand, an der Versorgungsspannung für die Treiberstufe, kann ein
Spannungseinbruch beobachtet werden:
Spannung über C2005, hinter dem „ersten“ Siebwiderstand, bei identischer Aussteuerung wie beim
vorherigen Bild.
Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte
Seite 3-93

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Aufbau, Test und Inbetriebnahme
Der erste elektrische Test und die Inbetriebnahme verliefen zügig und ohne größere Schwierigkeiten.
Die gemessenen Werte erwiesen sich als hinreichend mit den vorangegangenen theoretischen
Überlegungen übereinstimmend, die Gegenüberstellung der theoretisch ermittelten und der
gemessenen Werte erfolgte bereits bei den Beschreibungen der einzelnen Schaltungsteile.
Die folgenden Bilder sollen einen Eindruck vom Aufbau und von der ersten Inbetriebnahme des
WILDCAT Bassman Plus vermitteln.
Die Leiterplatte des WILDCAT Bassman Plus von der Oberseite gesehen
Das Bild auf der Folgeseite zeigt die Unterseite der Leiterplatte des WILDCAT Bassman Plus. Es wurden
hochwertige, dem Originalgerät weitgehend entsprechende passive Bauteile eingesetzt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Seite 3-95

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die einzelnen, fertiggestellten Komponenten vor dem Zusammenbau. (Die linksseitigen Leiterplatten
gehören zum WILDCAT Dynamic Compressor) Alle Leiterplatten wurden in doppelter Ausfertigung
gebaut, um den Effekt von Modifikationen durch schnellen A/B-Vergleich testen zu können.
Seite 3-96

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der erste Testaufbau
Seite 3-97

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Messung von Arbeitspunkten am Prototyp
Seite 3-98

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Verfolgung des Gitarrensignals durch den Prototyp
Seite 3-99

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der Klangeindruck stellt alle Beteiligten zufrieden
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Die ersten klanglichen Ergebnisse
Als erster Musiker testete der Berliner Rock- und Bues-Gitarrist Charlie Dieht den WILDCAT Bassman Plus.
Charly Diehl spielt über den WILDCAT Bassman Plus
Er machte eine interessante Beobachtung: Ihm fiel sofort die „Bizzeligkeit“ des Klangs auf, wenn er
alleine spielte, fand er sie ein wenig unangenehm. Aber dann, im Zusammenspiel mit einem
Bassisten, war die „Bizzeligkeit“ nicht mehr störend wahrnehmbar. Stattdessen äußerte sie sich ein
einem besonders guten Durchdringungsvermögen der Gitarre.
Wahrscheinlich ist diese Eigenschaft des Bassman auf die Modulation des Ausgangssignals mit einer
100 Hz-Welligkeit zurückzuführen, die mit der Übersteuerung der Endstufe einsetzt.
Er spielte sehr gerne über den Bassman, der Klang gefiel ihm, das Zuhören war für alle Beteiligten ein
Genuss.
Seite 3-101

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Es folgte ein weiterer Test mit dem Gitarristen Axel Praefcke von der Band „Ike and the Capers“. Er war
vom Klang des Bassman spontan begeistert, was sich dann in einem etwa fünfminütigen Gitarrensolo
äußerte, das wohl allen Zuhörenden für immer im Gedächtnis bleiben wird.
Axel Praefcke spielt über den WILDCAT Bassman Plus
Seite 3-102

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Auf der Langen Nacht der Wissenschaften am 09.06.2007 wurden unsere WILDCAT-Verstärker das
erste Mal der Öffentlichkeit präsentiert. Die Band "Ike an the Capers" und Sänger/innen des "Deutsch-
Französische Chors" spielten ein authentisches 1950's/1960's-Programm mit Elvis-Songs über unsere
Verstärker.
In der zweiten Hälfte des Konzerts kam der WILDCAT Bassman Plus zum Einsatz. Die Sänger/innen des
"Deutsch-Französischen Chores" übernahmen den Part der legendären "Jordanaires". Es wurden
Songs aus der Zeit von 1957 bis 1961 gespielt, bei denen Hank Garland mitgespielt hatte.
Der zweite Teil des Live-Konzerts ( v. l. n. r.: Axel Praefcke, Christiane Klein, Corinne Kirchhoffer, Kim
Schott, Susanne Stöhr, Jürgen Devrient, Steffen Raphael Schwarzer, nicht sichtbar Thorsten Peukert,
Ike Stoye, Michael Kirscht )
Besondere Höhepunkte waren die Songs "A Fool such as I" mit seinem faszinierenden
Spannunsgbogen zwischen dem raffinierten Chorsatz und den ausdrucksstarken Gitarrenriffs und der
Song "Little Sister", bei dessen Originalaufnahme im Studio B in Nashville Hank Garland mit einer Solid-
Body-Gitarre über einen FENDER Bassman 5F6-A seine markanten Gitarrenriffs gespielt hat. Die
absolut perfekte Übereinstimmung des Klangbilds der E-Gitarre zwischen dem 1961 (also 46 Jahre
vorher) aufgenommenen Original und der Live-Darbietung war absolut verblüffend.
Man kann diese Übereinstimmung gut heraushören, da es in dem Stück Stellen gibt, an denen nur
die Gitarre Hank Garlands spielt Die Referenzaufnahme wurde direkt vom Masterband von 1961
digitalisiert, sie ist erst vor wenigen Jahren auf der neu erschienen Elvis-CD "Such a Night" in dieser
grandiosen Qualität veröffentlicht worden Es wurde sowohl bei der Aufnahme als auch beim Konzert
eine Solid-Body-Gitarre von Fender verwendet
Seite 3-103

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
Der systematische klangliche Test und die daraus entstandenen
Schlußfolgerungen für die Weiterentwicklung des WILDCAT
Bassman Plus
Allgemeines
Am 20.08. 2007 wurde der WILDCAT Bassman Plus gemeinsam mit Axel Praefcke im Tonstudio von
LIGHTNING RECORDERS Berlin ausführlich getestet.
Schritt 1: Test der „Original Bassman“-Konfiguration
Die auf der Folgeseite abgebildete Einstellung erwies sich als optimal:
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN
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Die Gitarre wurde direkt an den Verstärker angeschlossen, nichts war dazwischengeschaltet.
Es klang genauso wie bei Hank Garland, ähnlich wie bei Little Sister und A Big Hunk Of Love,
„bizzelig“, bluesig angezerrt, mit Nadelstichen, der Verfasser spürte einen starken Impuls aufzustehen
und zu tanzen. Der Klang ging mehrdimensional auf, blieb dabei klar und durchsichtig. Es erinnerte
den Verfasser an das Solo in der deutschen Version von „I Got Stung“ von Ted Herold. Es war absolut
authentischer „Late 50‘s“- Gitarrensolo-Klang. Der Verfasser hatte die Empfindung „10'000 Ameisen
laufen meinen Rücken herunter“.
Hierbei wurde über die untere, nicht spannungsteilende Buchse gespielt, die obere Buchse mit 1 zu 2
Spannungsteiler bräuchte man eigentlich nicht, wenn man weniger Verzerrung der Eingangsstufe will,
dann kann man das auch über den Lautstärkeregler an der Gitarre machen. Interessant war auch,
der Unterschied zwischen der Verwendung der beiden Eingangsbuchsen, wenn Axel Praefcke im Stil
von Johnny Cash spielte, also rhythmisch, gedämpft, auf den unteren Saiten. Dann bekam der Klang
es, wenn er über die nicht spannungsgeteilte Eingangsbuchse spielte eine mitreißende Dynamik, die
man bei der oberen Buchse so nicht hatte. Der Anschlag wurde sehr perkussiv.
Der zweite Eingangskanal wurde auch getestet. Eine gegenseitige Beeinflussung der Kanäle durch
Stellung der Lautstärkeregler, so wie beim DELUXE ist praktisch nicht vorhanden. Als sehr wichtig hat
sich der BRIGHT-Schalter herausgestellt. Damit kann man Solis noch „nadelstichiger“ spielen. Die
Empfindung des Verfassers: „Wenn man das hört, dann kann man nicht mehr ruhig stehenbleiben. Es
ist, also ob die Töne ohne jeden Umweg direkt das Gefühlszentrum im Gehirn erreichen. Eine
unglaubliche Intensität“. Bei gleichzeitigem Anschlag mehrerer Saiten entstanden ab einer gewissen
Lautstärke faszinierende Obertöne, wahrscheinlich ein Mischprodukt durch das nichtlineare Verhalten
des übersteuerten Verstärkers, die dem ansonsten glasklaren Klang eine bittersüße, bluesige
Untermalung gaben. Es erinnerte den Verfasser von der Empfindung her an den sich ebenfalls nicht
vordergründiger Harmonieerwägung beugenden bitteren Geschmack eines Ingwerstäbchens.
Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Man kann die 1 zu 2 geteilten Eingänge
weglassen. Auch ein zweiter Kanal ist eigentlich nicht erforderlich. Der zweite Kanal ist nur historisch
bedingt, man hat früher oft zwei Instrumente über einen Verstärker gespielt.
Schritt 2: Test mit zugeschaltetem Federhall
Die Hallintensität wurde als stärker als bei sonst üblichen Verstärkern wahrgenommen, das wurde als
ein Plus des WILDCAT Bassman Plus empfunden. Die zuschaltbare Klangregelung vor der Hallspirale
„verdarb“ den Klang ein wenig, sie bringt keinen Vorteil. Die Klangregelung vor der Endstufe,
entsprechend dem Original-Bassman reicht aus.
Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Die Klangregler in der Vorstufe mitsamt
Umschaltrelais und Schalter können wegfallen. Der Hall soll mit einem Fußschalter clicfrei ein- und
ausschaltbar sein.
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Schritt 3: Test mit Bypass des endstufenseitigen Klangreglers (Boost-
Funktion)
Wenn man den Klangregler überbrückt und die Endstufe direkt ansteuert, dann gerät diese schon bei
geringeren Lautstärken in die Verzerrung. Das ist für Axel Praefcke ein nettes Extra, man kann es seiner
Meinung nach gut gebrauchen, wenn man in kleinen Clubs spielt. Zudem dringt die Gitarre auf diese
Weise schon bei kleineren Lautstärken besser durch. Da man den Klangregler dann nicht mehr zur
Verfügung hat, sollte dieses Feature seiner Meinung nach per Fußschalter clicfrei zuschaltbar sein,
also z.B. nur kurzzeitig für ein Solo.
Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Das Boost-Feature ist ein nettes Extra, daß den
WILDCAT Bassman von anderen Verstärkern unterscheidet. Es muß jedoch per Fußschalter clicfrei
zuschaltbar sein.
Schritt4: Vergleich von Vorstufen- und Endstufenvezerrung / Master
Volume
Die Vorstufe wurde „voll aufgedreht“ und das externe Master Volume, eingeschleift in „Loop3“,
zurückgedreht. Der Klang änderte sich dann stark, das „glasige“, intensive Moment verschwand. Das
Klangbild wurde kompakter, aber auch ein wenig mulmig. Aber es entsteht eine interessante Art der
Verzerrung. Es klingt genauso wie bei Chuck Berry und bei den ersten R&B-Coveraufnahmen der
Rolling Stones, wie etwa Route 66.
Hierbei ist zu beachten, daß die gegenwärtige Ausführung des Master Volumes schaltungstechnisch
an der falschen Stelle sitzt, die Quellimpedanz für den Endstufeneingang wird durch das 1 MOhm-
Poti erhöht, womit insbesondere die Höhen geschwächt werden.
Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Master-Volume überarbeiten, ggf. vor
Kathodenfolger setzen, bei Platzmangel kann es aber auch entfallen, nice to have aber nicht
unverzichtbar. Der eigentliche Knüller des Sounds kommt ganz klar aus der Endstufenverzerrung
Allgemeine Gedanken aus der gemeinsamen Diskussion im Zuge der
Tests:
Die ganze Aufführung der Band kann man als Gesamtkunstwerk sehen. Das fängt bei er sorgfältig
ausgesuchten Bühnenkleidung an und hört bei der Musik als solche auf. In diesem Kontext sind
unsere Verstärker keine Technischen Geräte im herkömmlichen Sinne, die lediglich in Bezug auf ihren
Nutzwert relevant sind, sondern sie sind Teil dieses Gesamtkunstwerks. Daher hat es einen ideellen,
künstlerischen Wert, wenn sie authentisch, genau so wie in den 1950‘s, ohne Chips und Platinen
aufgebaut sind. Hierzu Axel Praefcke sinngemäß: „Als ich über den handverdrahteten Deluxe gespielt
habe, da habe ich mich einfach gut dabei gefühlt, in dem Wissen, das der Verstärker absolut
original ist, das da nicht noch irgendwo heimlich ein Chip versteckt ist. Da konnte ich dann auch
noch mal anders spielen. Es hat durch das Wissen um das Innenleben des Verstärkers noch mehr
Spaß gemacht. Für so einen handgemachten Verstärker kann man viel höhere Preise erzielen“
Es dürfen sicht so viele Knöpfe und Bedienelemente vorhanden sein. Unübersichtlichkeit schreckt ab.
Oft werden Verstärker von Anderen als ihrem Besitzer benutzt.. Die wollen sich dann auf der Stelle
sicher fühlen. Auf keinen Fall große Bedienfelder mit vielen Knöpfen. Im Zweifelsfall lieber mehrere
Felder (vorne und hinten) mit dann weniger Knöpfen. Bedienelemente für Optionen werden besser
aus dem Hauptbedienfeld herausgehalten.
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Zusammengefasste technische Schlußfolgerungen für die
Weitetentwicklung des WILDCAT Bassman Plus:
- Handverdrahtung statt Leiterplatte, schön und übersichtlich, Plexiglas wo möglich und sinnvoll,
daß man das Innere auch gut sehen kann
- Doppel-Fußschalter für Federhall und Boost. Das ist ein nettes Extra, ein verstecktes Glanzstück,
das den WILDCAT Bassman Plus von anderen Verstärkern unterscheidet.
- Clicfreie Umschaltfunktion für Boost und Federhall anstelle der bisherigen Relais
- Der Klangregler in der Vorstufe wird weggelassen
- 1 zu 2 geteilte Eingänge werden weggelassen
- Der zweite Kanal kann ohne Schaden weggelassen werden
- Die Boost-Funktion wird, per Fußschalter clicfrei schaltbar, vorgesehen
- Einbau des Master Volume bedenken, kann aber ggf. weggelassen werden
- Die "Loop1"- Einschleifung ist überflüssig, man kann Effektgerät direkt in Eingang stecken
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