Der WILDCAT Dynamic Compressor (PDF, 1,4 MB) - EMSP

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Der WILDCAT Dynamic Compressor
Von René Fischer, Stefan Straube und Henry Westphal
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die Idee.
Dynamikkompression wurde zunächst in der Studiotechnik beginnend ab den 1960-er Jahren
eingesetzt. Das Ziel war eine "bessere" Wiedergabe der Musik auch auf einfachen Geräten mit
kleinen Lautsprechern wie etwa Transistorradios .
Mit dem Ende der 1960-er Jahre wurde die Dynamikkompression auch im Signalpfad der Gitarre
eingesetzt, als Beispiel sei Jimi Hendrix genannt.
Mit Dynamikkompression ist ein längerer Sustain möglich. Man erhält eine konstantere
Obertonzusammensetzung im Overdrive über die Zeit. Sie bewirkt die "Abplattung" von Anschlägen
und anderen kurzen, lauten Ereignissen.
Gitarrensignal ohne Kompression
Komprimiertes Gitarrensignal mit kurzer Attack-Zeit und langer Release-Zeit
Im Rahmen dieses Projekts ging es darum, die Wirkungsweise von Kompressionsschaltungen am
Beispiel einer modernen IC-basierten Lösung kennenzulernen.
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Das Prinzip.
Die Schaltung basiert auf dem "Analog Dynamics Processor" THAT4301P.
Dieser Baustein enthält einen Verstärker, dessen Verstärkungsfaktor von der Höhe einer extern
zugeführten Steuerspannung bestimmt wird.
Mit zunehmender Steuerspannung sinkt der Verstärkungsfaktor dieses Verstärkers ab.
Das Audiosignal durchläuft diesen Verstärker. Die Steuerspannung ist dabei vom Effektivwert (RMS) des
hereinkommenden Audiosignals abhängig. Ein höherer Effektivwert des Eingangssignals führt zu einer
höheren Steuerspannung, die in Folge die Verstärkung und damit die Amplitude des
herausgehenden Audiosignals reduziert.
Der hierbei entstehende Klangeindruck hängt im wesentlichen davon ab, in welcher Weise die
Steuerspannung zeitlich dem Effektivwert des Eingangssignals folgt und mit welcher (statischen)
Kennlinie Effektivwert und Steuerspannung miteinander verknüpft sind.
Daher wurden vielfältige Einstellmöglichkeiten (5 Parameter) für Zeitverhalten und Einsatz der
Verstärkungsnachführung vorgesehen.
Von besonderer Wichtigkeit ist die Attack-Zeit, das ist die Zeit, nach der die Steuerspannung bei sich
vergrößernder Amplitude des Eingangssignals ihren Endwert erreicht hat sowie die Release-Zeit, das
ist die Zeit, nach der die Steuerspannung bei abnehmender Amplitude des Eingangssignals ihren
Endwert erreicht hat.
Ebenfalls wichtig ist das Kompressionsverhältnis (Ratio) und der Einsatzpunkt (Treshold) sowie die
Auswahl zwischen „weichen“ und „hartem“ Einsatz der Kompression.
RMS
(nichtlinear)
Vnichtlinear
(Threshold )
Das Prinzipschaltbild der Kompressionsschaltung
VCA
Ratio
Release
Attack
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Die Realisierung.
Allgemeines
Die realisierte Schaltung entspricht nahezu exakt der von THAT Corporation veröffentlichten
Applikationsschaltung aus dem Dokument „THAT Corporation Design Note 115“. Diese Schaltung
wurde jedoch um eine hochohmige Eingangsstufe und ein Netzteil ergänzt, weiterhin wurde ein
Fehler in der veröffentlichten Version der Schaltung behoben.
Die Analyse der Applikationsschaltung von THAT zeigt besonders eindringlich die Ästhetik und
Schönheit eines theoretisch fundierten, durchdachten und kreativen Analogschchaltungsentwurfs.
Der Kompressor wurde als eigenständiges Gerät realisiert, das auch unabhängig von den anderen
WILDCAT-Komponenten betrieben werden kann.
Der WILDCAT Dynamic Compressor
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Die Bauteile der Compressorschaltung wurden auf einer zweiseitigen Leiterplatte mit einer
durchgehenden Groundplane untergebracht, an die die Bedienelemente über Steckverbinder
angeschlossen wurden. Das Netzteil wurde auf einer separaten Leiterplatte aufgebaut.
Die Leiterplatte des WILDCAT Dynamic Compressors
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Der Baustein THAT4301.
Der THAT4301 ist ein analoger Baustein, der speziell für Anwendungen im Audiobereich entwickelt
wurde. Hauptsächliche Anwendungsgebiete sind Kompressorschaltungen, Begrenzer/Limiter,
Verstärkungsschaltungen und Rauschunterdrückung. Mit einem großen Verstärkungsfaktor und einem
großen dynamischen Arbeitsbereich (> 115dB), einer geringen harmonischen Gesamtverzerrung und
einer geringen Leistungsaufnahme (< 1W) ist er ideal für die Verarbeitung von Audiosignalen
geeignet. Der THAT4301 besteht aus vier einzeln verwendbaren Teilfunktionsgruppen.
Diese sind:
- Der spannungsgesteuerte Verstärker (VCA = Voltage Controlled Amplifier) mit Ausgangs-
Operationsverstärker
- Der Effektivwertdetektor (RMS = Root Mean Square)
- Zwei beliebig verwendbare Operationsverstärker
Blockschaltbild und Pinbelegung des Bausteins THAT4301
Der Audio-Signalpfad
Der Audio-Signalpfad besteht aus einer Eingangs-Pufferstufe (mit U6003A) und dem steuerbaren
Verstärker des THAT4301 (U6002A) sowie dessen Ausgangsstufe (U6002C).
Die Eingangsstufe ist notwendig, da der steuerbare Verstärker des THAT4301 stromgesteuert arbeitet,
er hat eine Eingangsimpedanz von praktisch 20kOhm, das Eingangssignal aber an einer Röhrenstufe
mit einem Ausgangswiderstand in der Größenordnung 100kOhm abgegriffen wird.
Es handelt sich hier um einen als Spannungsfolger geschalteten Operationsverstärker (U6003A), die
Spannungsverstärkung der Stufe ist praktisch 1 und der Eingangswiderstand der Stufe ist im
mehrstelligen MOhm-Bereich.
D8103 und D8104 verhindern in Verbindung mit R6103 eine Zerstörung der Eingangsstufe durch
externe Überspannungen, indem die Eingangsspannung der Stufe auf den Bereich der
Versorgungsspannung plus der (hier vernachlässigbaren) Dioden-Flußspannung begrenzt wird.
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R6103 begrenzt den Strom durch die Dioden, bei einer angenommenen Überspannung von 300V
(typische Röhrenstufen- Versorgungsspannung) auf 300V / 30,1kOhm = praktisch 10mA.
Der Eingang des VCA (spannungsgesteuerter Verstärker) U6002A entspricht in seiner Wirkungsweise
dem Summenpunkt einer invertierenden Operationsverstärkerschaltung. Der durch R6005 fließende
Strom bestimmt daher, multipliziert mit der wirksamen Verstärkung, den aus dem Ausgang von U6002
in den Summenpunkt der mit U6002C aufgebauten Verstärkerschaltung fließenden Strom. Am
Ausgang von U6002C steht damit eine dem hereinkommenden Audiosignal und dem wirksamen
Verstärkungsfaktor proportionale Spannung, das gewünschte Ausgangssignal, zur Verfügung.
Der nichtinvertierende Eingang von U6002C ist im Baustein THAT4301 intern an Masse gelegt. R6006
bestimmt die Proportionalität zwischen dem aus U6002A herausfließenden Strom und der
Ausgangsspannung.
Mit C6004 und C60041 wird die untere –3dB Grenzfrequenz der Verstärkerstufe auf 5,3 Hz festgelegt.
Die in der Originalschaltung vorgesehenen Elektrolytkondensatoren wurden aus Gesichtspunkten einer
besseren Signalqualität durch hochwertige Folienkondensatoren ersetzt. Durch diese
Wechselstromkopplung wird die Verstärkung möglicherweise vorhandener Offsetspannungen oder
Rumpelsignale vermieden, ohne jedoch die Basswiedergabe im hörbaren Bereich zu
beeinträchtigen. Gleichspannungsoffsets würden, bedingt durch die dynamische Variation der
Verstärkung, zu störenden, hörbaren sogenannten „Thump“-Signalen führen.
Mit C6005 wird die obere –3dB Grenzfrequenz der Verstärkerstufe auf 170 kHz festgelegt. C107 ist
notwendig, um die Stabilität der Ausgangsverstärkerstufe sicherzustellen, denn die Ausgangskapaziät
des VCA beträgt typ. 45pF und muß durch C107 kompensiert werden.
Die durch R6005 bestimmte Skalierung des Eingangssignals ist wie folgt: Der Momentanwert des
Eingangsstroms in den Summenpunkt von U6002A muß unterhalb von 1mA bleiben, da ansonsten
Verzerrungen auftreten. Mit dem vorgefundenen Wert von 20kOhm für R6005 ergäbe sich bei den
maximal möglichen Momentanwerten der Signalspannung von +/-10V , bestimmt durch den
Aussteuerbereich von U6003A bei der gegebenen Versorgungsspannung von +/-15V, ein
Eingangsstrom von 10V / 20kOhm = 0,5 mA, was hinreichend gering, aber auch nicht zu klein ist.
Bei einer wirksamen Verstärkung von 0dB innerhalb von U6002A ergibt sich dann, da R6006 den
identischen Wert wie R6005 hat eine Spannungsverstärkung von 1 ( = 0dB) zwischen Ein- und
Ausgang der Kompressorschaltung.
Hervorzuheben ist, daß der Audio-Signalpfad „sehr kurz“ ist, der größte Teil der Schaltung, darunter
auch alle Bedienelemente, wirken auf die, gegenüber externen Störungen unempfindliche,
Steuerspannung für den VCA, womit sich der konstruktive Aufbau des Gerätes erheblich vereinfacht,
da keinerlei Schirmung der Bedienelemente oder der Zuleitungen zu ihnen nötig sind.
Die Verstärkung des VCA U6002A wird durch die zwischen den Steuereingängen EC+ und ECanliegende
Spannung gesteuert. Hierbei besteht eine logarithmische Abhängigkeit von –6,5mv/dB,
das bedeutet, die Steuerspannung ist „dB-linear“, also proportional zur vom Menschen empfundenen
Lautstärke. Damit wird die Auslegung der die Dynamik der Steuerspannung beeinflussenden
Schaltungsteile erheblich vereinfacht.
Der Steuereingang EC+ ist an Masse gelegt. Eine positivere Spannung an EC- bewirkt dann eine
Reduktion der Verstärkung des VCA.
Die Spannung am SYM-Pin kann, mittels P6007 und des Spannungsteilers aus R6008 und R6009 im
Bereich zwischen + 2,5mV und –2,5mV eingestellt werden. Damit besteht die Möglichkeit,
Unsymmetrien in der VCA-Stufe auszugleichen, die zu einer ein wenig unterschiedlichen Verstärkung
der beiden Halbwellen des Audio-Signals führen. Man stellt P2007 auf den geringsten Klirrfaktor im
Ausgangssignal ein, die Amplitude des Eingangssignals wird dabei in Abhängigkeit von den
verschiedenen Einstellungen so gewählt, daß sich eine Verstärkung des VCA von 0dB ergibt.
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Der Steuerspannungs-Signalpfad im Überblick
Mit dem Effektivwertwandler (U6002B) wird eine, dem Logarithmus des Effektivwerts des
hereinkommenden Audiosignals proportionale Spannung generiert. Diese Spannung ist damit dem
vom Menschen empfundenen Lautstärkeeindruck proportional.
Das dynamische Verhalten des Effektivwertwandlers wird mittels eines nichtlinearen Kondensators
(Schaltungsteil um U6003B) bestimmt. Für die erste Betrachtung kann man sich anstelle dieses
Schaltungsteils einen „tatsächlichen“ Kondensator denken, der vom Anschluß „CT“ nach Masse führt.
In einfacheren Schaltungsvarianten mit dem THAT4301 ist dies tatsächlich so realisiert.
Der nichtlineare Kondensator vermindert die Signalverzerrung bei sich langsam ändernden Signalen,
bewirkt aber andererseits eine rasche Reaktion des Kompressors auf sich schnell ändernde
Signalpegel.
Die darauffolgende Stufe, aufgebaut um U6002D, bestimmt den Einsatzpunkt der
Dynamikkompression und die Charakteristik des Einsetzens. Es ist sowohl ein „harter“ als auch ein
„weicher“ Einsatz der Kompression möglich. Weiterhin kann mit dem, dieser Stufe folgendem
einstellbaren Spannungsteiler das Kompressionsverhältnis eingestellt werden.
Es folgt die, um U6001A, aufgebaute Stufe zur getrennten Einstellung der Attack- und Releasezeiten.
Diese Stufe kann mittels des Relais K6102 umgangen werden.
Der Signalpfad wird mit der um U6002E herum aufgebauten Summierstufe abgeschlossen, mittels
derer der die Gesamtverstärkung der Kompressorschaltung eingestellt werden kann.
Der Effektivwert (RMS-) Wandler
Die mathematische Definition des Effektivwertes ist wie folgt:
1
τ
seff =
τ ∫0
2
s ( t)
dt
Das quadrierte Signal wird über die Zeit integriert. Die Wurzel des Integrals ist der Effektivwert. Das
entspricht der thermischen Wirkung an einer ohmschen Last. Die Leistung an einer Ohmschen Last ist
dem Quadrat der Spannung proportional. Der Effektivwert eines Spannungs-Zeit-Verlaufs ist diejenige
Spannung, die als Gleichspannung über die Integrationszeit an der ohmschen Last angelegt, die
gleiche Wärmemenge verursachen würde. Einige hochwertige Effektivwertwandler arbeiten
tatsächlich nach diesem thermischen Verfahren. Der Logarithmus des Effektivwert eines Audiosignals
ist, unter Vernachlässigung verschiedener anderer Einflüsse, dem vom Menschen empfundenen
Lautstärkeeindruck proportional.
U6002B ist der im Baustein THAT4301P enthaltene Effektivwertwandler. Für die erste Betrachtung wird
ein „tatsächlicher“ Kondensator zwischen dem Anschluß „CT“ von U6002B und Masse angenommen.
Der Eingang des Effektivwertwandlers stellt, wie auch der Eingang des VCA, den Summenpunkt einer
invertierenden Verstärkerschaltung dar. Mit R6011 wird die Skalierung zwischen der
Ausgangsspannung des Effektivwertwandlers und der Amplitude des Audio-Eingangssignals
bestimmt. Hierbei besteht eine Abhängigkeit vom „Timing Current, dem aus dem Anschluß „IT“
hinausfließenden Strom.
Der IT-Anschluß liegt, laut Datenblatt, praktisch auf den Massepotential. Damit fließt in der
vorliegenden Schaltung ein Strom von 15V/R6012 = 15V/2Mohm = 7,5uA. Dies entspricht exakt dem
im Datenblatt nahegelegen Wert.
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Daraus folgt dann, wieder gemäß Datenblatt, daß ein Eingangsstrom von typ. 8,5uA zu einer
Ausgangsspannung von 0V (:= 0dB) führt. Die Ausgangsspannung, bezogen auf das Verhältnis
Eingangsstrom/8,5uA ist dann, gemäß Datenblatt, typisch 6,5mV/dB.
Mit dem gegebenen Widerstand R6011 = 28,7kOhm ergibt sich ein 0dB-Spannungspegel von
28,7kOhm * 7,5uA = 0,22Veff. Bei der maximal möglichen Eingangsspannung von 10Vp (= 0,22Vp
+ 22dB) fließt dann ein Strom von 10V / 28,7kOhm = 340uA, womit man weit unter dem Maximalwert
laut Datenblatt von 750uA liegt.
Bei einer Eingangsspannung von 10Vp (entspricht 0,707V eff) erhält man eine typische
Ausgangsspannung von 33dB * 6,5mV = 2,15V.
Mit C6006 und C60061 wird eine Wechselspannungskopplung hergestellt, die eine falsche
Effektivwertangabe, bedingt durch möglicherweise vorhandene Gleichspannungsoffsets, ausschließt.
Die Grenzfrequenz ist 3,7 Hz.
Wie schon aus der Eingangs dargestellten Formel ersichtlich ist, ist für den Momentanwert der zur
Steuerung des VCA verwendeten Ausgangsspannung des Effektivwertes der Zeitbezug, in der Formel
durch die Variable „tau“ repräsentiert, von entscheidender Bedeutung. Für die praktische Anwendung
der Kompressionsschaltung ist nur die unmittelbare Vergangenheit von Bedeutung. Dies wird durch
eine gleitende Mittelwertbildung realisiert.
Der Filterkondensator (Man denke sich nach wie vor einen „tatsächlichen“ Kondensator zwischen
dem Anschluß „CT“ und Masse) bewirkt diese Mittelwertbildung als Teil einer mit Hilfe bausteininterner
Stromquellen aufgebauten Filterschaltung erster Ordnung.
Bei einem gegebenen Wert des Filterkondensators ist die Grenzfrequenz dieser Filterschaltung dem
aus dem Anschluß „IT“ herausfließenden Strom proportional. Laut Datenblatt existiert der folgende
Zusammenhang: Zeitkonstante (in s) = 0,026 * CT / It.
Der nichtlineare Kondensator
Ein „tatsächlicher“ Kondensator am „CT“-Anschluß des Effektivwertwandlers stellt stets einen
Kompromiß zwischen sich widersprechenden Anforderungen dar:
- Wenn dieser Kondensator eine zu große Kapazität hat, dann reagiert der Kompressor zu langsam
auf sich schnell ändernde Schallpegel.
- Wenn dieser Kondensator eine zu kleine Kapazität hat, dann führt die verbleibende Welligkeit der
VCA-Steuerspannung zu einer Modulation des herausgehenden Audio-Signals, dessen Klirranteile
im unteren Frequenzbereich nehmen zu.
Man umgeht diese Situation dadurch, daß man einen nichtlinearen Kondensator vorsieht, dessen
wirksame Kapazität bei langsamen Änderungen des Effektivwertes groß ist und bei schellen
Änderungen des Effektivwertes klein ist.
Hierzu wird eine Operationsverstärker-basierte invertierende Verstärkerstufe, aufgebaut um U6003B
herum, vorgesehen, bei der Miller-Effekt ausgenutzt wird. Der Miller-Effekt führt dazu, daß eine (als
tatsächlicher Kondensator) vorhandene Kapazität mit dem Verstärkungsfaktor der verwendeten
Verstärkerstufe multipliziert wirksam wird.
Zunächst wird der Miller-Effekt als solcher erklärt:
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U
R1
C1
Zur Erklärung des Miller-Effekts
A
Die Spannung U sei die Signal-Wechselspannung.
U
R1
A
V = -1
U
C1 C1
In der linksstehenden Skizze ist sofort zu erkennen, daß in Bezug auf den Knoten A C1 mit seiner
tatsächlich vorhandenen Kapazität wirkt. Es ist ein Tiefpass mit der Grenzfrequenz 1 / 2 pi RC wirksam.
Wenn man nun die mittlere Skizze betrachtet, dann liegt am „unteren Ende“ von C1 nicht mehr das
Massepotential, sondern die gegenüber Knoten A negierte Spannung an. Damit liegt, gegenüber
der linken Skizze, die doppelte Spannung über C1 an, es fließt somit auch der doppelte Blindstrom.
Vom Knoten A aus gesehen ist dies aber nicht davon zu unterscheiden, als wie wenn der nun
verdoppelte Blindstrom dadurch fließen würde, daß man die Kapazität von C1 verdoppelt hätte und
dessen „unteres Ende“ nach wie vor mit Masse verbunden wäre. Der tatsächlich wirksame Wert von
C1 hat sich also verdoppelt. Damit hat sich die Grenzfrequenz des Tiefpasses aus R1 und C1 halbiert.
Wenn man nun, wie in der rechtsstehenden Skizze, die Verstärkung weiter erhöht, hier auf den Faktor –
10, dann fließt der (1 + 10) = 11-fache Strom durch C1. Das entspricht einer 11-fachen Kapazität
von C1.
Allgemein kann man daher ausdrücken:
C wirksam = C ( 1 - Verstärkungsfaktor)
(Anmerkung: Der Verstärkungsfaktor muß vorzeichenrichtig eingesetzt werden, tatsächlich würde ein
Verstärkungsfaktor von +1 dazu führen, daß C1 wirkungslos wäre.)
Um einen „Kondensator“ mit den gewünschten Eigenschaften zu realisieren, ist es also notwendig,
den Verstärkungsfaktor des in der Skizze angedeuteten Verstärkers bei schnellen Änderungen des
Effektivwertes zu reduzieren.
Wir betrachten zunächst stark vereinfachte Formen der Schaltung. Für das Ausgangssignal am „CT“-
Anschluß des Effektivwertwandlers nehmen wir vereinfachend an, das hier eine ideale Stromquelle
wirksam sei.
R1
A
V = -10
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C6007
47nF
6
5
-
+
C6020
2n2
-15V
8 4
+15V
U6003B
NE5532
7
Stufe 1 der Erklärung der nichtlinearen Kondensatorschaltung
Es ist sofort erkennbar, daß es sich hier um einen invertierenden Verstärker (für Wechselspannungen)
handelt. Das Verstärkungsverhältnis entspricht dem Verhältnis der Scheinwiderstände von C6020 zu
C6021.
V = -Z (C6020) / Z (C6007)
Damit
V = -C6007 / C6020
V = -47nF / 2,2nF = -21,4
Es sei bemerkt, daß die Ausgangsspannung der Schaltung proportional der Stromänderung der
speisenden Stromquelle pro Zeiteinheit ist.
U aus = - konst * di/dt.
Nun kann der die Miller-Kapazität bewirkenden Kondensator hinzugeschaltet werden:
C6019 470n
C6007
47nF
6
5
-
+
C6020
2n2
-15V
8 4
+15V
U6003B
NE5532
7
Stufe 2 der Erklärung der nichtlinearen Kondensatorschaltung
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Gemäß obiger Betrachtung ergibt sich eine, in Bezug auf die Stromquelle wirksame Kapazität von:
C = C6007 + ( 1 - V) * C6019
C = 47nF + ( 1 +21,4) * 470nF
C = 47nF + 10‘528 nF
C = (praktisch) 10uF
Dies entspricht dem Wert, der im Datenblatt für die Test- und für die Anwendungsschaltung
vorgeschlagen wird.
Es wurde bereits bemerkt, das die Spannung am Ausgang des Verstärkers proportional der
Stromänderung der speisenden Stromquelle pro Zeiteinheit ist.
U aus = - konst * di/dt.
di/dt repräsentiert die Änderungsrate des Effektivwerts des hereinkommenden Audiosignals.
Wenn man nun einen Weg findet, die Verstärkung der beschriebenen Verstärkerstufe ab einer
bestimmten Ausgangsspannung zu reduzieren, dann erhält man das gewünschte Verhalten, nämlich
eine Verringerung der wirksamen Kapazität bei schneller zeitlicher Änderung des Effektivwertes.
Dies kann durch die Begrenzung der Ausgangsspannung der Verstärkerstufen mittels antiparalleler
Dioden geschehen:
C6019 470n
C6007
47nF
D6002 ???
1 2
D6003 ???
2
1
6
5
-
+
C6020
2n2
-15V
8 4
+15V
U6003B
NE5532
Stufe 3 der Erklärung der nichtlinearen Kondensatorschaltung
7
Wenn die Ausgangsspannung der Verstärkerstufe über die Durchbruchsspannung der Dioden hinaus
anzusteigen versucht, dann wird dem durch den dann durch die Dioden fließenden Strom
entgegengewirkt. Das Potential am Ausgang des Verstärkers ist dann näherungsweise konstant.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Damit ist aber C6019 nur noch mit seiner tatsächlich vorhandenen Kapazität von 0,47uF wirksam, die
insgesamt wirksame Kapazität hat sich von praktisch 10uF auf praktisch 0,5uF reduziert, die
Reaktionszeit des Effektivwertwandlers ist um den Faktor 20 gesunken.
Aufgrund der Krümmung der Kennlinien der Dioden im Übergang zwischen Durchlass- und
Sperrbereich vollzieht sich diese scheinbare Kapazitätsänderung jedoch nicht abrupt sondern
kontinuierlich, der wirksame Innenwiderstand der Dioden nimmt mit größer werdendem Strom durch
sie ab.
Es wurden grüne Leuchtdioden verwendet, da diese eine höhere Durchlaßspannung
(Größenordnung 2,2V) als übliche Siliziumdioden (Größenordnung 0,7V) haben.
In der Praxis würde diese Schaltung jedoch nicht arbeiten, da der unvermeidliche Biasstrom des
Operationsverstärkers C6007 und C6020 über die Zeit aufladen würden, womit die Schaltung
„blockiert“ würde.
Daher wird R6033 eingefügt, der einen Strompfad für diesen Biasstrom bereitstellt und damit die
Gleichspannungsverstärkung der Schaltung auf 1 reduziert.
C6019 470n
C6007
47nF
D6002 ???
1 2
D6003 ???
2
1
6
5
R6033 2M
-
+
C6020
2n2
-15V
8 4
+15V
U6003B
NE5532
Stufe 4 der Erklärung der nichtlinearen Kondensatorschaltung
7
Die untere Grenzfrequenz der Schaltung ist nun 1 / 2pi C6007 * R6033 = 1,7 Hz
Die obere Grenzfrequenz der Schaltung ist nun 1 / 2pi C6020 * R6033 = 36 Hz
Die kapazitive Kopplung über C6019 und C6007 vom Ausgang der Stufe zu ihrem Eingang kann, in
Verbindung mit der speisenden Schaltung zu einer Mitkopplung bei höheren Frequenzen und damit
zu Stabilitätsproblemen der Stufe führen.
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Daher wird noch R6039 vorgesehen. Bei höheren Frequenzen begrenzt er den Stromfluß vom
Ausgang des Verstärkers in C6019, die Knickfrequenz von C6019 und R6039 ist 2,3 kHz.
C6019 470n
C6007
47nF
D6002 ???
1 2
D6003 ???
2
1
6
5
R6039 150R
R6033 2M
-
+
C6020
2n2
-15V
8 4
+15V
U6003B
NE5532
7
Stufe 4 der Erklärung der nichtlinearen Kondensatorschaltung, die vollständige Schaltung.
Die Steuerung des Kompressionseinsatzes
Die Steuerung des Kompressionseinsatzes geschieht mit der um U6002D herum aufgebauten Stufe.
Es wird zunächst die, einfachere Einstellung „Hard Knee Treshold Response“ betrachtet, sie ist wirksam,
wenn sich das Relais K6101 in der im Schaltplan dargestellten Stellung befindet.
Man erkennt, daß dann R6032 stromlos ist und daß sich D6005 innerhalb der
Gegenkopplungsschleife der Verstärkerstufe befindet.
Die Verstärkerstufe kann damit vereinfacht wie folgt dargestellt werden:
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
TRESHOLD
An J6006
50K lin
+15V
-15V
R6013
5K1
R6022
590K
19
20
R6014
30K1
C6017
22pF
D6004 1N4148
2
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
2
D6005
1N4148
Die vereinfacht, aber vollständig dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Hard
Die Schaltung wird jedoch zunächst noch reduziert, um ihre Analyse zu vereinfachen:
R6013
5K1
19
20
D6004 1N4148
2
R6014
30K1
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
D6005
1N4148
Die reduziert dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Hard“, “, Stufe 1
2
1
1
Es wird zunächst vom Vorhandensein einer positiven Eingangsspannung ausgegangen. In diesem
Fall arbeitet die Schaltung als invertierender Verstärker. Es stellt sich am Ausgang von U6002D eine
negative Spannung ein. D6004 sperrt und D6005 ist leitend. Die Verstärkung wird alleine durch das
Verhältnis R6014 zu R6013 = 30,1kOhm / 5,1 kOhm = - 5,9 bestimmt, die Flußspannung von D6005
hat keinen Einfluß auf die Ausgangsspannung der Stufe, da sie sich innerhalb der
Gegenkopplungsschleife befindet.
Es ist hier zu beachten, daß der Ausgang des Operationsverstärkers nicht mit dem Ausgang der Stufe
identisch ist.
An dieser Stelle sei bereits angemerkt, daß die abschließende Verstärkerstufe (mit U6002E) eine
Verstärkung von – 1/5,9 hat, womit sich, bei maximal eingestellter Compression Ratio, eine
Gesamterstärkung von +1 vom Ausgang des Effektivwertwandlers zum Steuereingang des VCA
ergibt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Bei negativer Eingangsspannung ergibt sich dagegen eine positive Spannung am Ausgang des
Operationsverstärkers, die dazu führt, daß D6004 leitend wird, womit die Spannung am Ausgang des
Operationsverstärkers auf die Flußspannung der Diode von ca. 0,7V begrenzt wird. Diese positive
Ausgangsspannung des Operationsverstärker führt zum Sperren von D6005, der Ausgang der
Schaltung ist über R6014 mit dem aus Massepotential liegenden Summenpunkt der Schaltung
verbunden, die Ausgangsspannung der Schaltung ist also Null Volt.
Es handelt sich um eine invertierende Gleichrichterschaltung mit einer Verstärkung von –5,9.
Die Gleichrichterwirkung der Schaltung wird benötigt, um einen Schwellwert für den Einsatz der
Kompression zu bilden. Hierzu wird nun die folgende, ergänzte Schaltung betrachtet:
TRESHOLD
An J6006
50K lin
+15V
-15V
R6013
5K1
R6022
590K
19
20
R6014
30K1
D6004 1N4148
2
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
2
D6005
1N4148
Die reduziert dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Hard“, “, Stufe 2
Über das TRESHOLD-Potentiometer und R6022 wird nun ein in Betrag und Richtung variabler Strom in
den Summenpunkt eingespeist. Wenn die Summe des durch R6013 und R6022 fließenden Stroms
positiv ist, dann ergibt sich eine negative Ausgangsspannung der Stufe, die dann zu einer
Verminderung der Verstärkung des VCA führt. Wenn die Summe der Ströme durch R6013 und R6022
dagegen negativ ist, dann ergibt sich eine Ausgangsspannung der Stufe von Null Volt, der VCA
arbeitet mit der maximal möglichen Verstärkung (entsprechend der Einstellung des GAIN-
Potentiometers)
Mit der Stellung des TRESHOLD –Potentiometers wird auf diese Weise der Einsatzpunkt der Kompression
festgelegt.
Die Ausgangsspannung des Effektivwertwandlers ist mit 6,5mV/dB skaliert, das bedeutet eine
Stromskalierung von 6,5mV / R6013 = 6,5mV / 5,1kOhm = 1,27uA / dB im Summenpunkt. Der
Einstellbereich des Stroms durch R6022 ist 15V / 590kOhm = +/- 25uA, enstprechend +/- 20 dB
Um die Stabilität der Schaltung sicherzustellen wird zu D6004 noch C6017 parallelgeschaltet, womit
ein direkter Gegenkopplungspfad für hohe Frequenzen bereitsteht.
1
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Nun wird die Einstellung „Soft Knee“ untersucht. Es ergibt sich die folgende, vereinfachte Darstellung
der Schaltung, wenn man sich das Relais K6101B in der nicht im Schaltplan gezeichneten Stellung
denkt.
R6036
220K
+15V
1
2
TRESHOLD
An J6006
50K lin
D6001
1N4148
+15V
-15V
R6032
30K1
R6013
5K1
R6022
590K
R6014
30K1
19
20
D6004 1N4148
2
C6017
22pF
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
2
D6005
1N4148
Die vereinfacht, aber vollständig dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Hard
Die Schaltung wird zunächst noch reduziert, um ihre Analyse zu vereinfachen.
R6013
5K1
19
20
R6014
30K1
D6004 1N4148
2
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
2
1
D6005
1N4148
Die reduziert dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Soft“, “, Stufe 1
Man erkennt, daß die Diode D6005 jetzt nicht mehr im Gegenkopplungskreis befindet. Die
Ausgangsspannung der Stufe ist somit um die Flußspannung der Diode reduziert. (Unter der hier
zutreffenden Annahme einer Widerstandslast nach Masse)
1
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Da die Flußspannung der Diode mit dem durch sie fließenden Strom, gerade im Übergang zwischen
Sperr- und Durchlaßbereich, ansteigt ergibt sich somit, bei positiver werdender Eingangsspannung,
ein „sanfter“, „gerundeter“ Anstieg der Ausgangsspannung und damit ein „weicher“ Einsatz der
Kompression.
Wenn man nun jedoch im Betrieb zwischen „Hard“ und „Soft“ umschalten würde, dann hätte man
einen erheblichen Lautstärkeunterschied, da die gesamte Kennlinie im Modus „Soft“ um die
Flußspannung der Diode von typisch 0,7V „nach unten geschoben“ würde.
Um diese Verschiebung zu kompensieren, werden D6001 und R6036 hinzugefügt:
R6036
220K
+15V
1
2
D6001
1N4148
R6032
30K1
R6013
5K1
19
20
R6014
30K1
D6004 1N4148
2
U6002D
THAT4301
-
OA1 OUT
+
1
18
2
D6005
1N4148
Die reduziert dargestellte Verstärkerstufe in der Stellung „Soft“, “, Stufe 2
Über D6001 fließt ein Strom von ungefähr 15V / 220kOhm = 68uA. Die über D6001 anstehende
Flußspannung steht negiert (unter der Annahme, daß kein Strom durch R6013 fließt) am Ausgang von
U6002D in gleicher Höhe mit entgegengesetzem Vorzeichen an, da R6032 = R6014.
Unter der Annahme, daß sich der Ausgang des Effektivwertwandlers in der Mitte des
Aussteuerbereichs befindet und damit auf einem Potential von +1V ist, dann ergäbe sich, ohne
Betrachtung des Stromflusses durch R6032, eine Ausgangspannung von U6002D von 1V * - 5,9 = -
5,9V. Die am Ausgang wirksame Last ist, bei maximaler Einstellung von COMPRESSION RATIO,
10kOhm (Potentiometer) parallel 15 kOhm (R6031) parallel 30,1kOhm (R6028 bzw. R6016) = 5kOhm.
Durch die Diode fließt dann ein Strom von 1,2 mA. Überraschenderweise ist hier ein großer
Unterscheid zwischen den Strömen durch D6001 und D6005 zu finden.
Mit hinzufügen der, bereits besprochenen, Elemente C6017, R6022 und des TRESHOLD-Portentiomers
ergibt sich dann die vollständige Schaltung.
Die folgende Grafik zeigt die beiden in den verschiedenen Modi entstehenden Kennlinien im
Vergleich:
1
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die Kennlinien in den verschiedenen Modi, X-Achse: Amplitude des Eingangssignals, Y-Achse
Amplitude des Ausgangssignals
Die Einstellung des Kompressionsgrades
Der Kompressionsgrad (Compression Ratio) wird mit dem an J6007 angeschlossenen Potentiometer
eingestellt. Die Kennlinie des Potentiometers wird durch R6025, R6031 und, je nach Stellung des
Relais K6102 durch R6028 bzw. R6016, die identische Werte besitzen, beeinflusst.
Mit diesem Netzwerk ergibt sich, laut Schaltungsbeschreibung von THAT, in der Mittelstellung des
Potentiometers ein Kompressionsgrad von 4:1. In diesem Fall ergibt sich ein Spannungsteilerverhältnis
von 0,75.
Die folgende Grafik veranschaulicht die Wirkungen verschiedener Kompressionsgrade:
Die Kennlinien bei verschiedenen Kompressionsgraden, X-Achse: Amplitude des Eingangssignals, Y-
Achse Amplitude des Ausgangssignals
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die Verstärkungseinstellung (Summierstufe)
Diese, um U6002E herum aufgebaute, Stufe ist ein invertierender Verstärker mit einer Verstärkung von
-1/5,9, also der reziproken Verstärkung der vorgeschalteten Stufe (bei direkter Verbindung der Stufen,
in der nicht gezeichneten Stellung von K6192), womit sich, wie bereits erwähnt, eine
Gesamtverstärkung von 1 ergibt, wenn man verschiedenen andere Einflüsse außer Betracht lässt.
Auch wenn man die Schaltung mit K6102 in der gezeichneten Stellung betrachtet ergibt sich
wiederum eine Gesamtverstärkung von +1, denn die mit R6029 und R6030 erzielte
Spannungsverstärkung von 2 wird durch die Serienschaltung von R6027 zu R6016 kompensiert, da
sich damit sie Verstärkung der hier betrachteten Stufe halbiert.
Mit C6008 ergibt sich eine obere Grenzfrequenz der Stufe von 53 Hz.
Mit dem an J6008 angeschlossenem GAIN-Potentiometer kann die grundsätzliche Verstärkung des
Audio-Signalpfades durch die Addition oder Subtraktion eines konstanten Spannungsbetrags zur
Steuerspannung für den VCA eingestellt werden. Hierbei wird über R6018 ein zusätzlicher Strom in den
Summenpunkt eingespeist.
Der Einstellbereich des Stromes durch R6018 beträgt +/- 15V / 590kOhm = +/-25uA, was an R6017
und damit am Ausgang der Stufe zu einem Spannungshub von +/-15uA * 5,1kOhm = +/- 77mV
führt, was einer Verstärkungsvariation von +/- 77mV / 6,5mV pro dB = +/- 11,8dB = 24 dB entspricht.
Die getrennte Einstellmöglichkeit für die Attack- und die Releasezeit
Die Attackzeit ist die Zeit, die der Kompressor benötigt, um nach einem Anstieg der Amplitude des
Audio-Signals die Verstärkung des Audio-Signalpfades zu verringern. Die Release-Zeit ist die Zeit, die
der Kompressor benötigt, um nach einem Abfall der Amplitude des Audio-Signals die Verstärkung
des Audio-Signalpfades wieder zu erhöhen.
In der „einfachen Schaltungsvariante“, bei der K6102 in der nicht gezeichneten Stellung steht,
werden die Attack- und Releasezeiten durch das dynamische Verhalten des Effektivwertwandlers
bestimmt, sie sind somit identisch und unveränderbar festgelegt.
Verdeutlichung der Begriffe „Attack“ und „Release“ X-Achse: Zeit, Y-Achse Amplitude des Audio-
Signals
In der Praxis ist jedoch eine getrennte Einstellbarkeit dieser Parameter von großem Nutzen, so daß
hierfür ein zusätzlicher Schaltungsteil realisiert wurde, der in der gezeichneten Stellung von K6102
wirksam ist.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die Schaltung kann mit dem folgenden Blockschaltbild vereinfacht dargestellt und erklärt werden:
A
B
3
2
U6001A
Comparator
RELEASE
ATTACK
Vereinfachtes Blockschaltbild
+
-
1
A > B
B > A
+15V
CS1
CS2
-15V
SW1
C6018
Bei der Betrachtung der Schaltung ist zunächst zu bedenken, daß sie zwischen zwei invertierenden
Verstärkerstufen eingeschleift ist. Die Schaltung selbst ist nicht invertierend. Das bedeutet, daß ein
höherer Effektivwert des hereinkommenden Audiosignals an den Ein- und Ausgängen der Schaltung
zu einer negativeren Spannung führt.
Die Schaltung arbeitet wie folgt: Wenn das an Knoten A anliegende Eingangssignal positiver ( =
weniger negativ) als die Spannung über C6018 ist, dann wird mittels des Comparators U6001A und
des Schalters SW1 die Konstantstromquelle CS1 mit C6018 verbunden, C6018 wird durch den aus
CS1 herausfließenden Strom aufgeladen, die Spannung am „oberen Ende“ von C6018 wird positiver.
Dies dauert so lange an, bis die Spannung am Knoten B, entsprechend dem „oberen Ende“ von
C6018 positiver als die Eingangsspannung am Knoten A ist.
Die Geschwindigkeit, mit der sich der Kondensator auflädt wird durch den, mit dem RELEASE-
Potentiometer, einstellbaren Strom von CS1 bestimmt. Ein geringerer Strom von CS1 bedeutet einen
langsameren Spannungsanstieg über C6018 und damit in der Folge eine langsamere Rücknahme
der Verstärkung des VCA, mithin eine längeres Ausklingen eines Gitarrentons.
Wenn im umgekehrten Fall das Eingangssignal an Knoten A negativer als die Spannung am „oberen
Ende“ von C6018 ist, dann wird C6018 mit der Stromquelle CS2 verbunden, die einen
entgegengesetzt zu CS1 gerichteten Strom in den Kondensator einspeist, die Spannung am „oberen
Ende“ von C6018 wird negativer. Ein größerer Strom von CS2 bewirkt ein schnelleres Absinken der
Spannung, das führt zu einer schnelleren Rücknahme der Verstärkung des VCA. Der Strom von CS2
wird mit dem ATTACK-Potentiometer eingestellt.
Im stationären Zustand der Schaltung, also bei zeitlich konstantem Eingangssignal stellt sich ein
ständiges Hin- und Herpendeln zwischen Laden und Entladen des Kondensators ein. Die dadurch
entstehende Welligkeit des Ausgangssignals wird in der folgenden Stufe, mit C6008, geglättet.
Nun soll, Schritt für Schritt, die schaltungstechnische Umsetzung dieses Prinzips erklärt werden:
In der Praxis muß die Spannung über C6018 hochohmig abgegriffen werden, hierzu findet ein mit
einem JFET aufgebauter Spannungsfolger Einsatz. Die Gate-Source-Schwellspannung des JFET ist
innerhalb der Gegenkopplungsschleife wirksam, und hat daher keinen Einfluß auf das
Ausgangssignal. Weiterhin wird, aus praktischen Gründen, der „untere Anschluß“ von C6018 nicht an
Masse, sondern an –15V gelegt.
Es ergibt sich dann folgende Schaltung:
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A
B
3
2
U6001A
Comparator
+
-
RELEASE
ATTACK
A > B
B > A
Vereinfachtes Schaltbild, Stufe 1
1
+15V
CS1
CS2
-15V
SW1
-15V
C6018
4,7uF
+15V
D Q6002
2SK170
Aus praktischen Gründen ist es sinnvoll, die Signalamplitude über C6018 groß zu wählen, da dann
Fehlereinflüsse wie Offsetspannungen geringer wirken. Daher wird, mit R6029 und R6030, eine
Spannungsverstärkung von 2 eingestellt, die dann mit R6017, im Zusammenwirken mit R6016 in der
Folgestufe, wieder kompensiert wird, so daß die Schaltung als ganzes nach wie vor eine Verstärkung
von 1 hat.
A
B
3
2
U6001A
Comparator
+
-
RELEASE
ATTACK
A > B
B > A
Vereinfachtes Schaltbild, Stufe 2
1
+15V
CS1
CS2
-15V
SW1
+15V
-15V
R6034
5K1
D Q6002
2SK170
In der Praxis besteht die Notwendigkeit, zu R6029 einen Kondensator mit einer Kapazität von 330pF
paralellzuschalten, da ansonsten eine Überkopplung von Schaltspitzen auf den invertierenden
Eingang von U6001A stattfindet. Das führt dann zu einem unreproduzierbaren Verhalten der Stufe. Der
Kondensator ist in der Originalschaltung von THAT nicht vorhanden. Es wurde geprüft, ob es hier eine
Abhängigkeit vom Herstellungsdatum und vom Hersteller des Comparators LM393 gibt, es zeigten
sich hier jedoch keine Unterschiede.
-15V
C6018
4,7uF
-15V
R6034
5K1
R6030
10K
R6029
10K
R6027
30K1
Seite 7-22

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Weiterhin besteht die Notwendigkeit, den Eingangswiderstand der Stufe, der in der bisher
gezeichneten Form sehr hochohmig ist, dem Eingangswiderstand der Folgestufe anzugleichen, da
der Eingangswiderstand der Folgestufe Bestandteil des vorgeschaltete Spannungsteilers zur
COMPRESSION-RATIO –Einstellung ist und man, mit K6102, die betrachtete Stufe überbrücken kann.
Dann will man aber keine ungewollte Änderung der COMPRESSION RATIO bekommen. Daher wird
R6028 vorgesehen.
R6028
30K1
A
B
3
2
U6001A
Comparator
+
-
1
RELEASE
ATTACK
B > A
Vereinfachtes Schaltbild, Stufe 3
+15V
CS1
CS2
SW1
A > B D Q6002
2SK170
-15V
Die Umschaltung zwischen den Stromquellen CS1 und CS2 wird durch eine Diodenbrücke,
bestehend aus D6006 bis D6008 bewirkt. Da der Comparator LM393 nur einen einzigen, nach –15V
durchschaltenden, Ausgangstransistor enthält, wird R6035 vorgesehen. Wenn das Potential des + -
Eingangs positiver als das des - - Eingangs ist, dann sperrt der Ausgangstransistor des LM393, über
R6035 stellt sich dann ein Potential von +15V am Ausgang des Bausteins ein.
Im Fall einer Spannung von +15V am Comparatorausgang ergeben sich die folgenden Verhältnisse:
D6007 ist gesperrt. D6009 ist leitend und übernimmt den Strom aus CS2, leitet ihn nach +15V ab,
womit sich ein Potential von praktisch +15V an der Kathode von D6008 einstellt. Damit sperrt D6008.
Über D6006 fließt der aus CS1 kommende Strom in C6018 und lädt diesen auf.
Im Fall einer Spannung von –15V am Comparatorausgang ist D6007 leiten, übernimmt den Strom
aus CS1 und leitet ihn nach –15V ab. Damit sperrt D6006. D6009 sperrt ebenfalls. Über D6006 fließt
der von CS2 aufgenommene Strom aus C6018 und entlädt diesen.
-15V
C6018
4,7uF
+15V
-15V
C??
330pF
R6034
5K1
R6030
10K
R6029
10K
R6027
30K1
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R6028
30K1
A
B
3
2
+15V
8
+
-
4
-15V
U6001A
LM393
1
+15V
RELEASE
R6035
5K1
ATTACK
Vereinfachtes Schaltbild, Stufe 4
1
2
1
2
+15V
D6007
1N4148
D6009
1N4148
CS1
CS2
-15V
1
2
1
2
D6006
1N4148
D6008
1N4148
-15V
C6018
4,7uF
D Q6002
2SK170
Es sollen nun noch, im Gesamtzusammenhang, die Dimensionierung einiger Bauelemente
betrachtet werden.
Mit R6034 wird ein Querstrom von näherungsweise 15V / 5kOhm = 3 mA durch Q6002 vorgegeben.
Dieser Wert entspricht der Empfehlung auf Seite 1 des Datenblatts TOSHIBA 2SK170. Der Wert für
R6030 und R6029 ist mit 10kOhm so gewählt, daß sie in Serie geschaltet mit 20kOhm deutlich größer
als R6034 sind, aber in Bezug auf den Leckstrom des Comparatoreingangs noch hinreichend klein
sind. R6035 ist so gewählt, daß sich im Low-Zustand des Comaparatorausgangs ein noch in Bezug
auf die Restspannung des Ausgangstransistors des LM393 hinreichend kleiner Strom von ungefähr 30V
/ 5,1 kOhm = 6 mA fließt.
Nun wird die Funktion der Stromquellen, ausgehend von der Stromquelle für die ATTACK-Zeit, im
Blockschaltbild als CS2 bezeichnet, erläutert:
Es wird mit einer stark vereinfachten Darstellung der grundsätzlichen Schaltung begonnen:
+15V
-15V
C??
330pF
R6034
5K1
R6030
10K
R6029
10K
R6027
30K1
Seite 7-24

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R6038
1M8
+30V
Q6001
2N3904
+U
R Last
Q6003
2N3904
Stark vereinfachte Darstellung der Stromquelle, Stufe 1
In der ersten Betrachtung werden die Basisströme von Q6001 und Q6003 vernachlässigt. Weiterhin
wird davon ausgegangen, daß Q6001 und Q6003 absolut identisch sind, wie es in der Praxis nur
möglich wäre, wenn sie beide auf einem einzigen Chip integriert wären.
Durch R6038 und Q6001 fließt ein Strom von ungefähr 30V / 1,8Mohm = 16 uA. Der Kurzschluß von
Collector und Basis von Q6001 bewirkt ein entsprechendes Aufsteuern von Q6001. Dies soll, zunächst
nach wie vor unter Vernachlässigung des Basistroms, genauer betrachtet werden. Mittels des
Strompfades über R6038 baut sich eine positive Spannung an der Basis von Q6001 auf, die dann
zum Aufsteuern von Q6001 führt. Mit weiterer Aufsteuerung von Q6001 nähert sich dessen Collector-
Emitter-Strecke jedoch immer mehr einem Kurzschluß an, was die Wirkung hat, die die Ansteuerung
hervorrufende Basis-Emitter-Spannung zu reduzieren. Damit stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein,
der zu einem ganz bestimmten Wert der anstehenden Spannung von Basis- und Emitterspannung
führt.
Die Basis-Emitterspannung von Q6001 ist jedoch auch die Basis-Emitterspannung von Q6003. Unter
der Annahme der Identität der Eigenschaften beider Transistoren wird daher Q6003 genau so weit
aufgesteuert, daß durch Q6003 der gleiche Strom fließt, der auch durch Q6001 fließt.
In der Praxis wird dies durch die unvermeidlichen Exemplarstreuungen und durch die Abhängigkeit
des Collectorstroms nicht nur von der basisseitigen Absteuerung, sondern auch der zwischen
Collector und Emitter anliegenden Spannung eingeschränkt.
Nun soll der Einfluß des Basisstroms betrachtet werden: In die Basis von Q6001 und von Q6003
fließen identische Basisströme, die aus R6038 heraus gespeist werden. Damit reduziert sich der
Collectorstrom von Q6001 um den Betrag 2 * Basisstrom. Damit reduziert sich der Collectorstrom von
Q6003 um den selben Betrag.
Daher wird ein weiterer Transistor, Q6007, eingefügt, über den der benötigte Basisstrom direkt aus der
positiven Versorgungsspannung entnommen wird:
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R6038
1M8
+30V
Q6001
2N3904
Q6007
2N3904
+U
R Last
Q6003
2N3904
Erweiterte Darstellung der Stromquelle, Stufe 2
Diese Schaltung ist auch als „Widlar Current Mirror“ bekannt.
Auch hier stellt sich an Q6001 und Q6007 ein Gleichgewichtszustand ein:
Nehmen wir gedanklich an, Q6001 sei zunächst gesperrt. Dann würde sich am Emitter von Q6007
eine der Betriebsspannung nahe positive Spannung einstellen, die wiederum zum Aufsteuern von
Q6001 führen würde. Damit sinkt aber das Basispotential von Q6007, womit der die Aufsteuerung
verursachenden Spannung entgegengewirkt wird. Es stellt sich wieder um die zum, durch R6038
bestimmten Strom, „gehörende“ Basis-Emitter-Spannung an den Basisanschlüssen von Q6001 und
damit auch Q6003 ein.
Die Collectorspannung von Q6001 entspricht, im Gegensatz zur vorher besprochenen Version der
Schaltung nun der Summe der Basis-Emitter-Spannungen von Q6001 und Q6007. Der „Verlust“ an
Collectorstrom durch Q6001 durch die Basisströme von Q6001 und Q6003 hat sich auf das
Reziproke der Stromverstärkung von Q6007 reduziert.
Diese Verhältnisse können auch rechnerisch dargestellt werden:
IB1 ist der Basisstrom von Q6001
IB3 ist der Basisstrom von Q6003
IB7 ist der Basisstrom von Q6007
I38 ist der Strom durch R6038
IC1 ist der Collectorstrom von Q6001
Iattack ist der Collectorstrom von Q6003
Beta ist die Stromverstärkung der Transistoren
I
I
38
I
B7
B1
= I
I C1
⎫
= ⎪
=
2
⎬ I
⋅ I B1
= ⎪
β + 1 ⎪⎭
C1
2 ⋅ I
β ⋅
β C1
B7
=
+ I
B7
I Attack = β
⋅ I B3
= I
C1
β
=
β ⋅
⎛
⎜1+
⎝ β ⋅
( β + 1)
2
⋅ ( β + 1)
( β + 1)
+
⎞
( ) ⎟
β + 1
⋅ I
2
⎠
38
Seite 7-26

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Man erkennt, daß bei den in der Praxis vorkommenden Werten von Beta in der Größenordnung von
100 der Bruch des letzten Terms zu 1 genähert werden kann, also die angestrebte Identität der Einund
Ausgangsströme praktisch erreicht wird.
Nun wird die Einstellbarkeit der Stromquelle, durch leichte Variation des Emitterpotentials von Q6001
hinzugefügt.
ATTACK
10K lin
+30V
R6038
1M8
R6073
12K7
R6071
51R
+30V
Q6001
2N3904
Q6007
2N3904
Vollständige Darstellung der Stromquelle, Stufe 3
+U
R Last
Q6003
2N3904
Die maximal mögliche Anhebung des Emitterpotentials von Q6001 ergibt sich aus der
spannungsteilenden Wirkung von R6073 und R6071, sie ist 120mV.
Es ergibt sich aus den vorherigen Betrachtungen ein Minimalwert des Ausgangsstroms der
Stromquelle von 30V / 1,8 MOhm = 16uA.
Nun soll der maximal einstellbare Strom abgeschätzt werden.
Aus dem Datenblatt 2N3904 von Fairchild kann folgender Zusammenhang zwischen der Basis-
Emitterspannung und dem Collectorstrom entnommen werden.
Seite 7-27

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Datenblattauszug Fairchild 2N3904
Diese Angaben können zwar nicht direkt verwendet werden, da der in Frage kommende
Strombereich nicht dargestellt ist und da die hier anliegende Collector-Emitterspannung mit ca. 1V
geringer als die im Diagramm angegebene Spannung von 5V ist. Trotzdem kann dem Diagramm
eine über mehrere Dekaden konstante logarithmische Abhängigkeit entnommen werden, so daß
man diese auch für den hier relevanten Bereich mit guter Berechtigung annehmen kann.
Für eine Temperatur von +25°C läßt sich, für die zu betrachtende Spannungsdifferenz von 120mV,
eine Multiplikation des Collectorstroms um den Faktor 50 abschätzen.
Unter der vereinfachenden Annahme einer vom Collectorstrom unabhängigen, konstanten
Stromverstärkung würde dies einen maximal einstellbaren Strom von 800uA bedeuten.
Im letzten Schritt wird die der Einfachheit bisher angenommene unipolare Versorgungsspannung von
+30V durch die tatsächlich vorhandene bipolare Versorgungsspannung von +15V ersetzt. An den
elektrischen Verhältnissen in der Schaltung ändert sich damit nichts.
ATTACK
10K lin
+15V
-15V
R6038
1M8
R6073
12K7
R6071
51R
+15V
-15V
Q6001
2N3904
Q6007
2N3904
-15V
Q6003
2N3904
Vollständige Darstellung der Stromquelle entsprechend der tatsächlichen Realisierung, Stufe 4
Die soeben erfolgten Betrachtungen können direkt auf die mit Q6004, Q6005 und Q6009
aufgebaute Stromquelle für die Steuerung der RELEASE-Zeit übertragen werden, diese ist lediglich,
unter Verwendung von PNP anstelle von NPN-Transistoren gespiegelt aufgebaut.
Die strombestimmenden Widerstände, R60371, R60372 und R6074 sind gegenüber der zuvor
betrachteten Stromquelle verzehnfacht, damit ergibt sich ein möglicher Strombereich von 1,6 uA bis
ca. 80 uA.
Da der benötigte Widerstandswert 18Mohm nicht lieferbar war, wurde er aus den Werten 10Mohm
(R60371) und 8,2Mohm (R60372) zusammengesetzt.
Die um den Faktor 10 unterschiedlichen Strombereiche beider Stromquellen implizieren, daß in der
Praxis stets kürzere Attack-Zeiten und längere Release-Zeiten benötigt werden.
Seite 7-28

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Der Einstellbereich dieser Zeiten kann nun unter Berücksichtigung der Kapazität von C6018 und der
Spannungsverstärkung der Stufe bestimmt werden. Da die Stufe eine Spannungsverstärkung von 2
hat, ist die Spannung über C6018 mit 13mV/dB skaliert. Die Spannungsänderung an einem
Kondensator ist:
dU / dt = i / C => A / [As/V] = V / s
Bei minimaler Attack-Zeit ergibt sich eine Änderungsrate von
800uA/4,7uF = 170V/s = 170mV/ms = 13 dB/ms
Bei maximaler Attack-Zeit ergibt sich eine Änderungsrate von
16uA/4,7uF = 3,4V/s = 3,4mV/ms = 0,3 dB/ms
Bei minimaler Release-Zeit ergibt sich eine Änderungsrate von
80uA/4,7uF = 17V/s = 17mV/ms = 1,3 dB/ms
Bei maximaler Release-Zeit ergibt sich eine Änderungsrate von
1,6uA/4,7uF = 0,34V/s = 0,34mV/ms = 0,03 dB/ms
Das Netzteil
Zunächst gilt es die Stromaufnahme des Kompressors grob abzuschätzen.
Die wichtigsten Verbraucher an der +/-15V-Versorgung sind:
Baustein THAT4301, mit einer Stromaufnahme von 18mA max.
Baustein NE5532, mit einer Stromaufnahme von 16mA max.
Comparatorstufe mit LM393, mit einer Stromaufnahme von bis zu 6mA, über R6035.
Damit ergibt sich ein, grob abgeschätzter, minimaler Gesamtstrom von 40mA, der „zwischen“ den
+15V und –15V fließt.
Hinzu kommt der Strom durch die Spulen der beiden Relais TQ2-12V, der mit jeweils 15mA
abgeschätzt werden kann.
Es ergibt sich somit ein grob abgeschätzter, minimaler Strombedarf von 40mA auf der –15V-
Versorgung und von 70mA auf der +15V-Versorgung.
Da das Netzteil auch noch zur Speisung späterer, in ihren Eigenschaften noch unbekannter.
Zusatzgeräte verwendet werden soll, wird es großzügig auf einen maximal entnehmbaren Strom von
+/- 400mA dimensioniert.
In diesem Zusammenhang wird festgelegt, daß das Netzteil als solches lediglich die ungeregelten
Rohspannungen zur Verfügung stellt und das die Stabilisierung der Spannungen mit linearen
Festspannungsreglern lokal auf der jeweiligen Baugruppe erfolgt.
Für die Rohspannungen werden zwei identische, voneinander unabhängige Zweige aufgebaut, die
ausgangsseitig zusammengeschaltet werden. Jeder Zweig wird von einer eigenen Trafo-
Sekundärwicklung gespeist.
Der erste Schritt ist die Auswahl der Spannungsregler. Es werden Low-Drop-Spannungsregler LM2990T-
15 für die Spannung -15V und LM2940CT-15 für die Spannung +15V ausgewählt. Die
Spannungsregler haben, im relevanten Strombereich, eine Drop-Out-Spannung in der
Größenordnung 0,2V und können mit einer maximalen Eingangsspannung von 26V beaufschlagt
werden. Die Spannungsregler haben eine Toleranz der Ausgangsspannung von +/-5%.
Daraus folgt eine minimal benötigte Spannung am Eingang der Spannungsregler von:
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Uaus max. + U drop = 15V + 5% + 0,2V = 15,95V.
Der zweite Schritt ist die Festlegung der Brummspannung und damit der Kapazität des
Ladekondensators:
Eine Brummspannung von 1Vpp erscheint praxisgerecht.
Um eine einfache, aber angesichts der Toleranzen von Elektrolytkondensatoren hinreichend genaue,
Bestimmung der benötigten Kapazität zu ermöglichen, wird die Zeit, in der der Kondensator über die
Gleichrichterbrücke aufgeladen wird als unendlich kurz betrachtet. Damit wird der Kondensator im
Sinne dieser Betrachtung während der gesamten Dauer einer Netz-Halbwelle von 10ms mit einem
Konstantstrom, entsprechend dem angenommenen Laststrom von 0,4A, entladen. Daraus folgt eine
rampenförmige Entladung des Kondensators. Die tatsächliche Brummspannung liegt stets unter der
anfänglich getroffenen Festlegung, da in der Praxis die Zeit, in der der Kondensator geladen wird um
die 30% der Periodendauer beträgt.
Mit C = dt * i / du folgt: C = 10ms * 0,4A / 1V = 4000uF
Das legt die Verwendung der Normwerte 4300uF (oder auch 4700uF) nahe. Damit bleibt man im
Bereich praxisgerechter Baugrößen.
Nun kann der minimal benötigte Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung bestimmt werden:
Er ist: Minimale Eingangsspannung des Spannungsreglers + Brummspannung + Spannungsabfall
am Gleichrichter.
Der Spannungsabfall am Gleichrichter entspricht dem doppelten der Diodenflußspannung, da es
sich um einen Brückengleichrichter handelt.
Man erhält eine Mindestspannung von 15,95V + 1V + 1,4V = 19,35V
Diese Spannung soll jedoch nicht bei der Nominalspannung des Stromnetzes, sondern bei 10%
Unterspannung vorhanden sein. Daraus folgt dann ein Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von
19,35V / 0,9 = 21,5V bei nomineller Netzspannung, was einem Effektivwert von 15,2V entspricht.
Es wird ein als Standardprodukt erhältlicher Transformator mit einer Sekundärspannung von 15V
gewählt.
Es muß jetzt überprüft werden, ob die Leerlaufspannung des Netzteils bei gleichzeitiger
Netzüberspannung von +10% zu einer Gefährdung der Spannungsregler führen kann.
Es ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 15V + 10% = 16,5V
Weiterhin wird eine Spannungsüberhöhung von 10% durch den Leerlauffall angenommen.
Damit ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 18,15V.
Diese führt, unter Vernachlässigung der Flußspannung des Gleichrichters, zu einer Spannung von
25,7V am Eingang der Spannungsregler. Im „schlimmsten“ denkbaren Fall werden diese also gerade
an der Belastungsgrenze betrieben.
Es wird die thermische Belastung der Spannungsregler auf dem Kompressor-Board betrachtet:
Hierfür wird von einer Stromaufnahme von 80mA aus der +15V-Versorgung ausgegangen.
Es wird von einer Eingangsspannung von 15V +10% * 1,41 = 23,2V ausgegangen.
Über dem Spannungsregler verbleiben dann 23,2V – 15V = 8,2V
Es ergibt sich eine Verlustleistung von 8,2V * 0,08A = 0,65W
Der thermische Widerstand vom Chip zur Umgebung bei einem TO-220-Gehäuse ohne
Kühlmaßnahmen ist 60 °C/W- Es folgt eine Erwärmung des Chips um 0,65W * 60°C/W = 39°C.
Bei einer Umgebungstemperatur von 45°C folgt dann eine Chiptemperatur von 45°C + 39°C =
84°C, die unbedenklich ist.
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Die Ergebnisse.
Die Inbetriebnahme und die elektrischen Ergebnisse
Zunächst wurde die Arbeitsweise des Effektivwertwandlers untersucht. Hierzu wurde ein 1kHz-
Sinussignal mit einstellbarer Amplitude an den Eingang der Schaltung angelegt.
Bei einer Eingangsspannung von 0,244V eff ergab sich eine Spannung von 0V am Ausgang des
Effektivwertwandlers.
Der errechnete Wert der Eingangsspannung betrug für eine Ausgangsspannung von 0V betrug
220mV eff.
In Anbetracht der Toleranzen des Baustein THAT4301 für den Nullpunkt ( +40 / -30% ) ist die
gemessene Abweichung von +10% vom errechneten Wert sofort erklärbar.
Die nominelle Skalierung der Ausgangsspannung beträgt 6,5mV/dB
Eingangsspannun
Eingangsspannun Verhältnis Verhältnis zur
zur Gemessene
Gemessene Umrechnung Umrechnung der
der Errechnete
Errechnete
g g (Effektivwert)
(Effektivwert) Eingangsspannun
Eingangsspannun Ausgangsspannun
Ausgangsspannun gemessenen
gemessenen Skalierung Skalierung in in
in
g g der der ersten ersten Zeile
Zeile g g an an an U6002/4 U6002/4 in
in Spannung Spannung in
in mV/dB
mV/dB
in in dB
dB
mV mV
gemessene gemessene gemessene dB
dB
0,244 := 0 0 0
0,342 3 18 2,76 6
0,976 12 77 11,9 6,42
1,91 18 117 18 6,5
Die „immer bessere“ Annäherung des erwarteten und des gemessenen Wertes bei höheren dB-
Werten läßt darauf schließen, daß die Abweichungen in erster Linie durch eine Ableseungenauigkeit
des Nullpunktes (Messung mit Oszilloskop) zustandekommen.
Für die Aufnahme der folgenden Oszillogramme wurde das folgende modulierte Sinussignal auf den
Eingang der Schaltung gegeben. Es handelt sich um eine 1kHz-Sinusschwingung, die mit einer
Dreiecksschwingung mit einer Frequenz von ungefähr 8Hz moduliert ist.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Das Eingangssignal
Es wurde mit zwei Funktionsgeneratoren und einem Analogmultiplizierer AD633 erzeugt. In der Folge
ist der Schaltplan der verwendeten Multipliziererbaugruppe dargestellt:
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Multiplizierer
J9001
BNC
2
J9002
BNC
2
1
1
Spannungsregler
J9102 + UNREG
4
3 - UNREG
2
1
U9101
LM2940CT-15V
U9102
LM2990CT-15V
-15V
1 3
IN OUT
C9101
0.1uF/63V
GND
2
2 3
IN OUT
C9103
0.1uF/63V
1
2
3
4
6
GND
1
X1
X2
Y1
Y2
Z
+15V
8
+VS
-VS
5
U9001
AD633JN
W
7
I1 * U2
------------
10V
C9102
0.1uF/63V
C9104
0.1uF/63V
1
J9003
BNC
2
+ C9016
47uF/20V
+
C9105
47uF/20V
Der Schaltplan der verwendeten Multipliziererbaugruppe
Die Ansicht der verwendeten Multipliziererbaugruppe (Baustein AD633 noch nicht gesteckt)
+15V
-15V
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die folgenden Oszillogramme wurden mit dem soeben gezeigten Testsignal am Eingang der
Baugruppe aufgenommen.
Spannungsverlauf am Ausgang des Effektivwertwandlers (U6002/4), GND in der Bildschirmmitte
Spannungsverlauf an U6003/7, GND in der Bildschirmmitte
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Spannungsverlauf D6005/Anode in der Betriebsart „Hard“, GND in der Bildschirmmitte
Spannungsverlauf D6005/Anode in der Betriebsart „Soft“, GND in der Bildschirmmitte, deutlich ist der
„weichere“ Übergang zu erkennen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Spannungsverlauf Q6002/Source, die unterschiedlichen Änderungsraten für Attack und Release sind
deutlich zu erkennen, lange Attack- und kurze Releasezeit. GND in der Bildschirmmitte.
Spannungsverlauf Q6002/Source, bei anderer Einstellung mit kurzer Attack. Und langer Releasezeit,
die Gestalt der abfallenden Region der Kurve ist nun durch das Ausgangssignal des
Effektivwertwandlers und nicht mehr durch die Attack/Release-Schaltung bestimmt, GND in der
Bildschirmmitte.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Dynamic Compressor
Die klanglichen Ergebnisse und die Möglichkeiten und Grenzen des
praktischen Einsatzes
Während die elektrischen Tests der Kompressorschaltung gute Ergebnisse brachten, war der
klangliche Eindruck beim Einsatz im Gitarren-Signalpfad eher enttäuschend.
Es zeigte sich die Notwendigkeit, die Kompression frequenzselektiv vorzunehmen, da im gegebenen
Fall die starke Amplitude der tiefen Anteile des Gitarrentons eine ungewollte Dämpfung der hohen
Anteile mit sich brachte.
Eine mögliche Lösung wäre die folgende Aufteilung des Signalwegs mit frequenzselektiver
Kompression und anschließender Summation.
Prinzip der frequenzselektiven Kompression
Die Umsetzung dieses Konzepts hätte jedoch den Rahmen der des Projekts WILDCAT vorhandenen
zeitlichen Möglichkeiten gesprengt.
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