Teil 5

BTU Cottbus, HL-Schaltungstechnik, Kapitel 5, WS 99/00 

5. Grundschaltungen und Schaltungsintegration 

5.1 Allgemeines 

Man unterscheidet grundsätzlich zwei Grundtypen elektronischer Schaltungen: In analogen 

Schaltungen ist die Größe einer Spannung oder eines Stromes der direkte Träger der Information. 

Deshalb wird man in der Analogtechnik fast immer versuchen, ein lineares Verhältnis zwischen einer 

Spannung am Eingang und am Ausgang z. B. eines Verstärkers zu erzielen von der Art: 

Uout = a * Uin 

herzustellen. In der Digitaltechnik ist dagegen der Absolutwert einer Spannung nicht interessant. 

Wenn eine Spannung eine obere Schranke überschreitet, wird sie als logisch "high" gewertet, 

unterschreitet sie eine untere Schranke, so wird die als "low" bezeichnet. Die Digitaltechnik hat eine 

2-wertige Logik, die Analogtechnik eine Logik mit theoretisch unendlich vielen verschiedenen 

Werten 

u (t) 

u (t) 

Abb. 5.1: Digitale und analoge Signale 

1 

t 

high (1) 

low (0) 

Wir haben im Kapitel 3 kennengelernt, dass Halbleiter-Bauelemente typischerweise ein nichtlineares 

Verhältnis zwischen angelegter Spannung und durchfließenden Strom aufweisen. 

In der Analogtechnik wird man versuchen, die aktiven Bauelemente, also bipolare Transistoren oder 

FETs, jeweils unabhängig voneinander in einem konstanten Arbeitspunkt zu betreiben. Das bedingt 

wiederum kleine Signalgrößen im Vergleich zur Versorgungsspannung. Hilfreich ist auch die in der 

diskreten (im Gegensatz zur monolithisch integrierten) Technik praktizierte Trennung der einzelnen 

Stufen durch Kondensatoren. Natürlich kann eine solche Konstruktion auch keine Gleichspannung 

übertragen. Sie hat eine untere und obere Grenzfrequenz für die übertragbaren Signale. Abb. 5.2 

zeigt eine solche Schaltung, wie sie z. B. in einem Verstärker für tonfrequente Signale 

(Audiobereich, ca. 15 Hz bis 20 kHz) oft verwendet wurde. Signale unter etwa 15 Hz sind für 

Menschen nicht hörbar und müssen deshalb auch nicht übertragen werden. 

t


I 

St. 1 St. 2 St. 3 St. 4 

U 

Abschnittsweise lineare Näherung 

der Diodenkennlinie 

Abb. 5.2: Mehrstufige analoge Verstärkerschaltung 

Auf integrierten Schaltungen sind solche Konstrukte kaum verwendbar: Man kann dort die 

notwendigen großen Werte der Kopplungskapazitäten (100 Mikrofarad und mehr) nicht realisieren, 

auch schwebende (also nicht einseitig an Masse angeschlossene) Kapazitäten sind schwer zu 

realisieren. 

Deshalb sind mehrstufige Schaltungen, wenn sie auf dem IC realisiert werden, fast immer direkt 

gekoppelt und können auch Gleichspannungen übertragen. 

Generell wird der einzelne Transistor in der Analogtechnik aber ein möglichst linearer Verstärker 

sein sollen 

Diese Linearität ist in der Digitaltechnik weder erwünscht noch günstig. Dort kommt es vielmehr 

darauf an, dass stets definierte High- bzw. Low-Pegel vorhanden sind und die Übergänge dazwischen 

möglichst schnell stattfinden. Eine digitale Verstärkerstufe soll außerdem in der Lage sein, Signale zu 

regenerieren, also aus einem langsamen high/low oder low/high-Zustandsübergang einen schnelleren 

mit steileren Flanken zu erzeugen. Dazu benötigt auch die digitale Schaltstufe eine hohe 

Verstärkung. Hat z. B. das Gatter G3 eine Spannungsverstärkung von 10, so wird es bereits 

Ausgangssignale von 0,5 V des Gatters G1 auf einen Ausgangswert von 5V verstärken und 

dementsprechend eine steile Übergangsflanke erzeugen. 

Bei einer Verstärkung von 10, einer Versorgungsspannung von 5 V und einer Eingangsspannung 

über 0,5 V wird aber bereits eine Zustand der Sättigung erreicht, das Gatter wird in seinem 

Ausgangspegel begrenzt, seine aktiven Transistoren geraten in den Zustand der "Sättigung". 

u (t) 

G1 

G2 

G3 

Ausgangssignal 

G3 

regeneriertes 

Signal 

Abb. 5.3: Mehrstufige Digitalschaltung und Signalregenerierung 

2 

G5 

t


Im Idealfall hat ein digitales Signal senkrechte Flanken. Lässt man den Aspekt der Regenerierung 

außer Betracht, dann kann ein Transistor in einer Digitalschaltung als Schalter idealisiert werden, der 

nur die Zustände "on" (leitend) und "off" (nicht leitend) kennt. 

Diese Abstraktion ist in der Digitaltechnik durchaus gebräuchlich. Allerdings sind Transistoren nur 

als spezielle Schalter verwendbar: 

Ein pnp- oder ein p-Kanal-MOS-Transistor eignet sich dazu, einen internen Schaltungsknoten mit 

der Betriebsspannung zu verbinden, während ein n-Kanal MOS-Transistor oder eine npn-Transistor 

einen Schaltungsknoten mit dem Masse-Anschluss verbindet. 

Ansteuerung 

Ansteuerung 

Ausgang 

Ausgang 

VDD 

GND 

VDD 

GND 

Abb. 5.4a: Transistoren in einer Digitalschaltung als aktive Schalter 

Idealerweise arbeitet eine digitale Schaltungstechnik mit solchen aktiven Schaltern, wie es die heute 

absolut dominierende CMOS-Technik tut. 

Ältere MOS-Techniken und alle bipolaren Logiken arbeiten mit nur eine Art aktiver Schalter. Dann 

werden zusätzlich auch Transistoren verwendet, die durch entsprechende Beschaltung als 

Widerstände wirken. 

R 

Ansteuerung 

Ausgang 

VDD 

3 

GND 

Abb. 5.4b: Digitalschaltung mit passivem Pull-up-Element und einseitigem aktiven Schalter 

Technologien mit passivem "Pull-up-Element" gegen VDD haben den Nachteil, dass im "low"- 

Zustand (und bei manchen Technologien sogar im high- und im low-Zustand) selbst bei Ruhe der 

Schaltung ein Querstrom fließt.


Wegen des Leistungsverbrauchs und damit verbundener Probleme der höheren Wärmebelastung im 

Schaltkreis eignen sich nur Technologien mit zwei aktiven Schaltern für die Großintegration. 

Man kann aber auch Transistoren als nicht-ideale Schalter in einem Modus einsetzen, in dem sie 

Signale entweder sperren oder weiterleiten. 

Man spricht dann von "Pass-Transistoren" oder, wenn ein p.Kanal und ein n-Kanal-Transistor 

parallelgeschaltet werden, von "transmission gates". Solche Schalter sind zwar platzsparend 

implementierbar, sie leisten aber keine Regenerierung der Signale, sondern bewirken eine 

Abschwächung. Der Grund liegt darin, dass die auf Durchlass geschalteten Transistoren natürlich 

immer noch einen endlichen Restwiderstand aufweisen. Zusammen mit der kapazitiven Belastung 

ergibt sich daraus ein Tiefpass. Nach einigen solcher Stufen (meistens mx. 2 bis 3) muss ein Signal 

deshalb stets wieder durch eine "aktive" Gatterschaltung regeneriert werden 

Quelle / 

Eingang 

Pass-Transistor 

GND 

Steuersignal 

Ausgang 

Quelle / 

Eingang 

Transmission Gate 

GND 

Abb. 5.5: Pass-Transistor und Transmission Gate 

4 

Steuersignal 

Steuersignal 

Ausgang 

Insbesondere die Pass-Transistor-Schaltung ist recht hochohmig bzw. schaltet nur recht langsam 

vom sperrenden in den leitenden Zustand um. Wesentlich besser in dieser Beziehung ist das 

Transmission Gate, bei dem jeweils ein p-Kanal- und ein n-Kanal-Transistor parallelgeschaltet 

werden. Diese beiden Transistoren benötigen dann komplementäre Signale zur Ansteuerung. 

5.2 Eigenschaften monolithisch integrierter Schaltungen 

Digitale Schaltungen, die aus einzelnen diskreten Transistoren aufgebaut waren, wurden vorwiegend 

in den 60er Jahren in Rechnern verwendet. Seitdem haben monolithisch integrierte Schaltungen 

Einzug gehalten, bei denen mehrere Transistoren (in den ersten Technologien) bis zu Millionen von 

Transistoren (seit den 80er Jahren) gemeinsam gefertigt werden. Wir haben im letzten Kapitel bereits 

einzelne so gefertigte Transistoren betrachtet. 

N-well CMOS Technology 

n-channel p-channel 

GND VDD 

n+ n+ p+ p+ 

p- bulk silicon 

n-well 

n-diffusion 

p-diffusion 

metal 

gate-oxide 

field-oxide 

p - bulk 

poly-silicon 

n-well 

Abb. 5.6: Monolithisch integrierter Schaltkreis (Schnitt durch einen Inverter in CMOS- 

Technologie)


Auch die Schaltungstechnik, die für monolithisch integrierte Schaltkreise verwendet wird, ist speziell 

auf deren Fertigungsmöglichkeiten abgestimmt. 

Vorab ist wichtig, dass bei der Fertigung von ICs stets gewisse Toleranzen auftreten. Man wird also 

z. B. kaum einen Widerstand von genau 100 Ohm fertigen können, sondern muss stets Streuungen 

etwa zwischen 90 und 110 Ohm tolerieren. Der Entwurf muss also stets darauf ausgelegt sein, dass 

eine Schaltung auch bei solchen Toleranzen noch funktioniert. Schaltungen, deren Funktion nur bei 

Einhaltung absoluter Werte von Bauelementen gewährleistet ist, werden auf dem IC nicht oder 

allenfalls mit geringster Ausbeute bei der Fertigung funktionieren. Zulässig und weit verbreitet sind 

dagegen Techniken, bei denen die Funktion auf einem festen Verhältnis zwischen zwei Widerständen 

oder zwei Kapazitäten beruht. Die Kunst, trotz absolut schwankender Parameter sicher 

funktionierende Schaltungen mit stabilen Eigenschaften zu entwerfen, ist insbesondere für analoge 

integrierte Schaltungen perfektioniert worden. 

Günstig und flächensparend realisieren lassen sich: 

- p-n-Dioden gegen das Grundsubstrat, wobei für die Polung eine Vorzugsrichtung existiert, die 

durch die Art des Grundsubstrats (p- oder n-) bestimmt ist. Ansonsten werden Dioden oft mittels 

Transistoren gebaut. 

- Transistoren, wobei in der bipolaren IC-Technologie vorwiegend npn-Transistoren als aktive 

Schalter zum Einsatz kommen. pnp-Transistoren sind möglich, sind aber vergleichsweise viel 

langsamer und werden aber eher als passive Widerstandselemente verwendet. In MOS- 

Technologien werden sowohl n-Kanal als auch p-Kanal-Transistoren als aktive Schalter benutzt. 

- Widerstände etwa im Bereich zwischen 1 kOhm und 100 kOhm durch Verwendung von 

Transistoren, wobei aber die Widerstandswerte nicht konstant sind. Widerstandswerte bis ca. 

100 kOhm sind durch widerstandsbehaftete Leitungen realisierbar. 

- Kondensatoren gegen Masse (Grundsubstrat) von unter 0,1 pF. 

Transistor mit Substratanschluß 

an Masse 

(n-Kanal) 

GND 

Signalleitung 

oder 

Transistor mit Substratanschluß 

an VDD 

(p-Kanal) 

R 

= 

Signalleitung 

Abb. 5.7a: Gut realisierbare integrierte Bauelemente (MOS) 

npn-Transistor pnp-Transistor 

(aktiver Schalter)(passiv, NF) 

Multi-Emitter-Transistor 

Abb. 5.7b: Integrierte Bauelemente (bipolar) 

5 

VDD


Nur schwer realisierbar sind: 

- "Schwebende" Dioden zwischen Leitungen 

- "Schwebende" Kondensatoren 

- präzise Widerstandswerte 

- Widerstände unter 100 Ohm (ungenau) und über ca. 100 kOhm 

GND 

nur 

als: 

Abb. 5.8: In IC-Technologie bedingt realisierbare Bauelemente 

Kaum zu realisieren sind: 

- Spulen (Induktivitäten) 

- Transformatoren 

- große Kapazitäten über ca. 10 pF 

- Relais und elektromechanische Komponenten 

Induktivität 

große Kapazitäten 

Elektromechanische 

Bauelemente 

6 

über 1 kOhm 

Übertrager / Transformator 

Abb. 5.9: In IC-Technologie nicht realisierbare Komponenten 

(Induktivitäten sind bedingt möglich) 

Große Widerstände, 

Präzisionswiderstände 

Zudem existiert für alle integrierten Bauelemente ein gemeinsamer Masse (GND)-Anschluss. Damit 

sind Entkopplungen für Gleichspannung, wie man sie in diskret aufgebauten Schaltungen mittels 

Kondensatoren oder Spulen (Übertragern) bauen kann, problematisch. Einzelne einer größeren 

Schaltung sind nahezu immer galvanisch gekoppelt. 

In den meisten Technologien sind auch entweder nur bipolare Transistoren oder nur MOS- 

Transistoren verfügbar. Mischtechnologien existieren aber. Bei den bipolaren Transistoren ist für die 

(schnelle) Signalverarbeitung fast ausschließlich der npn-Transistor verfügbar, pnp-Transistoren 

dienen nur als quasi-statische Bauelemente z. B. als Lastelemente , für Stromquellen etc. 

Diese Einschränkungen erscheinen für den Elektroniker, der Schaltungen auf dem "Brett" mit 

Komponenten aus der Schublade zu bauen gewohnt ist, schwerwiegend.


Dem gegenüber stehen handfeste Vorteile: 

- geringe Kosten pro aktivem Bauelement 

(ein diskret aufgebauter Transistor kostet ca. 0,1 DM, eine Transistorfunktion in einem 

hochintegrierten IC ist für 10**-4 DM entsprechend 0,01 Pfg. und weniger zu bekommen) 

- ICs haben im Vergleich zu diskreten Schaltungen eine mehrfach höhere Zuverlässigkeit und 

Lebensdauer 

- Gewicht, Platzbedarf und Leistungsverbrauch pro Transistorfunktion sind um Größenordnungen 

niedriger. 

Überraschend für den Anfänger ist vielleicht die Tatsache, dass die Zuverlässigkeit einer Schaltung 

viel mehr durch die Verbindungsleitungen und Kontakte zwischen aktiven Bauelementen bestimmt 

ist als durch diese selbst. 

Die Fertigung von ICs ist ein aufwendiger Prozess, der bei modernen Technologien aus hunderten 

von Einzelschritten besteht, die wiederum detailliert aufeinander abgestimmt sein müssen. Damit sind 

ICs grundsätzlich kostengünstig nur bei Stückzahlen von Tausenden bis Millionen herstellbar. 

Einmal gefertigte ICs kann man, falls ein Entwurfsfehler vorliegt, kaum jemals reparieren. Sie 

verlangen also eine ganz neue Entwurfstechnologie (siehe Spezialvorlesung ab 6. Semester). 

Da das Innere von ICs von außen kaum zugänglich ist , kann man auch nur sehr beschränkt in der 

Schaltung messen und prüfen. Deshalb verlangen ICs eine eigene, sehr spezielle Test-Technologie 

(Spezialvorlesung gibt es auch). 

5.3 Die Silizium-Planartechnik 

Seit den 60er Jahren hat sich ein grundlegendes Fertigungsverfahren für integrierte Halbleiterschaltungen 

entwickelt, auf dem die gesamt Mikroelektronik beruht. Man nennt dies die 

"Planartechik". Sie ist gekennzeichnet dadurch, dass Halbleiter-Bauelemente massenweise 

gleichzeitig mit Hilfe fotomechanischer Abbildungsverfahren gefertigt werde. 

Das Ausgangsmaterial ist stets eine Scheibe einkristallinen, hochreinen, an den Oberflächen polierten 

Siliziums. Bei einer Dicke von ca. 0,7 mm hat ein solcher "Wafer" einen Durchmesser von bis zu ca. 

30 cm. Das Grundmaterial ist, je nach Typ der zu fertigenden Schaltung, entweder schwach p- oder 

n-dotiert. 

Die verschiedenen Fertigungsschritte benutzen zumeist eine in etwa ähnliche Prozessfolge. 

1. Wafer (nicht maßstäblich) 

2. Oxidation 

3. Beschichtung mit Fotolack 

4. Selektive Belichtung 

5. Selektives Entfernen der 

der belichteten Lackstellen 

6. Entfernen der Oxidschicht 

an den belichteten Stellen 

7. Strippen der Lackreste 

8. Selektive Dotierung der 

geöffneten Bereiche 

Abb. 5.10: Grundlegende Prozess-Schritte der Silizium-Planartechnik 

7


Am Anfang der Prozessfolge steht stets die Oxidierung der Silizium-Oberflächen. Das Oxid dient als 

Maskierungsschicht für eine Anzahl von Prozess-Schritten, weil z. B. bei Behandlung der Oberfläche 

des Halbleiters mit einem Dotierstoff (z. B. PH3-Gas, Phosphin) der Dotierstoff in eine Silizium- 

Oberfläche wesentlich schneller eindiffundiert als in eine SiO2-Oberfläche. Effektiv geschieht die 

Diffusion ins SiO2 so langsam, dass eine solche Schicht das darunter liegende Silizium effektiv 

abschirmt. Bei einem Dotierungsprozess, der in der Regel bei etwa 1000 Grad Celsius im 

sogenannten Diffusionsofen stattfindet, wird als der Dotierstoff zur Bildung p- oder n-leitender 

Bereiche gezielt an vorher "geöffneten" Stellen in den Halbleiter eingebracht. 

Das selektive Öffnen selbst erfordert einen mehrstufigen Prozess: 

Im ersten Schritt wird die Silizium-Oberfläche durch Oxidation mit Sauerstoff der Wasserdampf (bei 

1000 Grad C. im Ofen) oxidiert. Man unterscheidet dabei die Trockenoxidation, bei der sich langsam 

ein sehr homogenes, hochwertiges Oxid bildet (z. B. auch für Transistor-Gates geeignet) Danach 

erfolgt eine Abdeckung mit einem lichtempfindlichen Kunststoff, meistens als "Fotoresist" 

bezeichnet. 

Die Übertragung von Strukturmustern für z. B. zu diffundierende Bereiche geschieht nun mittels 

einer selektiven Belichtung der Oberfläche z. B. durch eine Maske hindurch. Eine Quarzlampe sendet 

UV-Strahlung aus, die von einer als Maske wirkenden teilweise geschwärzten Glasplatte nur an den 

zu belichtenden Stellen durchgelassen wird. In den meisten Fällen ist der Resist an den belichteten 

Stellen anschließend in einem Lösungsmittel leichter löslich als die unbelichteten Teile (Positivlack). 

Es gibt aber auch Resist-Sorten, die nur an den belichteten Stellen unlöslich werden. (Negativlack). 

Nachdem so zunächst die Oberfläche des Oxids selektiv geöffnet wurde, wird anschließend ein 

Ätzmittel verwendet, das nur das Oxid, nicht aber den stehengebliebenen Resist angreift. Meistens 

wird zum Ätzen Fluss-Säure (HF) verwendet. Damit wird nun seinerseits das Oxid an den belichteten 

Stellen geöffnet. Damit existiert nun das für eine selektive Diffusion benötigte Fenster. Vor der 

Diffusion werden aber die stehengebliebenen Lackreste entfernt (gestrippt). Nach dem 

Diffusionsvorgang wird sofort wieder oxidiert, damit die behandelte Stelle für weitere Prozess- 

Schritte maskiert ist. 

Im Verlauf der Herstellung eines ICs ist es einerseits notwendig, p- und n-Dotierungen an 

verschiedenen Stellen aufzubringen. Aber auch die Umdotierung eines schwach p-dotierten Bereichs 

in ein n-dotiertes Gebiet (und umgekehrt) kann notwendig werden. Besonders kompliziert sind die 

Verhältnisse beim integrierten bipolaren Transistor (Abb. 5.11). 

E B C 

n++ 

P + 

n+ 

n - (epitaktisch) 

n++ 

Grundsubstrat 

Abb. 5.11: Integrierter bipolarer Transistor 

8 

Isolator 

Dort muss auf ein schwach leitendes Grundsubstrat zunächst die gut leitende "vergrabene Schicht" 

aufgebracht werden. Dieser folgt für den Kollektor eine niedriger leitende epitaktische Schicht. Da 

man in eine gut leitende Schicht keine schwach leitende derselben Polarität eindotieren kann, muss 

auf der Oberfläche eine schwach leitende monokristalline Schicht "aufgewachsen" werden. Diesen 

Prozess nennt man Epitaxie. In die Epitaxie-Schicht werden dann die mittelhoch dotierte Basis und 

die hoch dotierten Emitter- und Kollektor-Anschlüsse eindiffundiert. 

Schließlich ist noch Trennschicht zwischen verschiedenen Transistoren vorzusehen, die entweder aus 

einer tiefen p-Diffusion oder einer echten Isolierschicht bestehen kann.


5.4 Grundschaltungen 

5.4.1 Dioden und Transistoren als Bauelemente in ICs 

In integrierten Schaltungen werden vorwiegend bipolare npn-Transistoren oder selbstsperrende 

MOS-Fets verwendet. 

Deren Eingangs-Ausgangs-Verhalten lässt sich etwa so beschreiben: 

IC = IS * e (UBE/UT) (1 + UCE/UA) , IB = IC / B 

für den bipolaren Transistor. 

ID = K/2 (UGS-Uth )2 * (1 + UDS / UA) , IG = 0 

für den MOSFET im Abschnürbereich oder Sättigungsbereich. 

Dabei ist K der sogenannte Transduktanz-Koeffizient, der als Maß für die Steigung der 

Übertragungskennlinie gelten kann. Mit: 

K = μn C’ox *W / L 

Es gehen also ein: Die Beweglichkeit der Ladungsträger (hier für den n-Kanal), die Oxid-Kapazität 

am Gate, die Weite und die Länge der Kanal-Zone. 

In beiden Strom-Spannungs-Gleichungen kommt jetzt die Early-Spannung UA vor, die man auch 

beim MOSFET in Analogie zum Bipolaren Transistor definiert und die hier wie dort den Einfluss der 

variablen Sperrschicht-Weiten mit der Spannung abdeckt. Diese Konstante liegt beim MOSFET bei 

ca. 20 bis 100 V. 

Natürlich sind diese recht groben Gleichungen viel zu ungenau, um beim tatsächlichen 

Schaltungsentwurf die Transistoren genau zu dimensionieren. Die in den Simulationsprogrammen 

wie SPICE oder PSPICE verwendeten Parameter müssen viel genauer sein. 

Beim Entwurf von Bauelementen und Baugruppen in integrierten Schaltungen kann man nicht 

beliebige Größen z. B. der Kanallänge angeben, sondern man ist an Vorgaben des Schaltungsherstellers 

gebunden. Meistens ist eine minimale Transistor-Größe bezüglich z. B. effektiver Kanal- 

Länge und Kanal-Breite vorgegeben, die man fast beliebig überschreiten, aber nicht unterschreiten 

darf. Oft werden auch die Simulationsparameter auf eine solchen Einheits-Transistor bezogen. 

Typischerweise sind für den Entwurf verfügbar: 

a) in bipolaren Technologien: npn-Transistoren für die Signalverarbeitung 

pnp-Transistoren nur für statischen Einsatz in Stromquellen etc. 

b) in MOS-Technologien: selbstsperrende n-Kanal-Transistoren 

selbstsperrende p-Kanal-Transistoren. 

MOS-Technologien, die auch selbstleitende p-Kanal-Transistoren 

anbieten, 

waren früher üblich, sind heute aber eher die Ausnahme. 

Beim Entwurf ist stets davon auszugehen, dass die Fertigungsparameter wie Kanallängen, 

Schichtdicken usw. und damit auch die elektrischen Parameter wie z. B. die Steilheit zwischen 2 

Fertigungsläufen um 10-20% schwanken können. Dagegen sind sie Schwankungen zwischen in 

einem „run“ oder gar auf einem Chip nominal mit gleichen Eigenschaften gefertigten Bauelementen 

9


recht gering. Man kann beim Entwurf z. B. davon ausgehen, dass ein als „doppelt breit“ entworfener 

Transistor auch ziemlich genau doppelt so breit ist wie der Standard-Transistor. 

Zunächst überraschend ist, dass man in integrierter Schaltungstechnik auch die Dioden oft über 

Transistoren realisiert. 

A 

K 

normale Diode 

A 

K 

npn-Diode 

A 

K 

pnp-Diode 

Abb. 5.12: Dioden in integrierten bipolaren Schaltungen 

A 

K 

normale Diode 

A 

K 

n-Kanal-Diode 

A 

K 

p-Kanal-Diode 

Abb. 5.13: Dioden in integrierten MOS-Schaltungen 

Die bipolare Diode, die aus einem Transistor mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke besteht, 

wird auch als „Transdiode“ bezeichnet. Die npn- und die pnp-Transdiode haben nochmals 

unterschiedliche Eigenschaften. Man benötigt solche Dioden speziell für Strom-Spannungs- 

Wandlung und Strom-Skalierung. Man kann damit, entsprechend den Transistoren, auch 

Transdioden mit skalierter Größe bauen. Solche Dioden werden häufig in Schaltungen zur Strom- 

Spannungs-Wandlung eingesetzt: Die eigentliche Mess-Größe ist ein Strom, benötigt wird aber eine 

Strom-proportionale Spannung, ohne (wie bei einem Mess-Widerstand) den Kreis, in dem die 

Messgröße auftritt, massiv zu beeinflussen. 

A 

I 

I C 

I 

IB = 0 

K 

U 

I G = 0 

Abb. 5.14: Strom-Spannungs-Wandlung mit Skalierung 

A 

K 

U 

In der Schaltung mit bipolaren Transistoren fließt zunächst durch den rechten Transistor der Strom I. 

Nach der Dioden-Gleichung gilt dafür: 

10 

I D


I = I S,D (e **U/UT - 1) und U = UT ln (I/I S,D + 1) 

Und näherungsweise gilt: U = UT ln (I /I S,D) 

I S,D ist der Sättigungs-Sperrstrom der Diode. Entsprechend habe der Transistor (links) den 

Sperrstrom I S,T. 

Für den Kollektorstrom des Transistors gilt näherungsweise: 

IC = I S,T e** (UBE/UT) = I S,T e**ln (I/I S,D) = I * (I S,T / I S,D) 

Der Strom wird also entsprechend dem Verhältnis der Sättigungs-Sperrströme skaliert. Eine 

definierte Skalierung erreicht man aber nur dann, wenn man zwei gleiche Transistor-Typen 

kombiniert. Dann wird das Verhältnis der Sättigungs-Sperrströme über die Transistor-Größe 

festgelegt. 

Bei MOS-Schaltungen setzt man entsprechend die FET-Dioden ein. Hier gilt dann für die Strom- 

Spannungs-Wandlung: 

I = KD/2 (UGS-Uth)**2 und folglich: U = Uth + √ (2I / KD) 

KD ist der Steilheits-Koeffizient der FET-Diode. Der zweite MOS-FET habe den Steilheits- 

Koeffizienten KM. Dann gilt näherungsweise: 

ID = KM/2 (UGS-Uth)**2 = I KM / KD . (bei UGS = U) 

Auch hier erfordert die Skalierbarkeit die Verwendung gleichartiger Transistoren. 

5.4.2 Stromquellen und Stromspiegel 

In diskreter Schaltungstechnik werden zur Arbeitspunkt-Einstellung Widerstände verwendet. Diese 

Methode ist bei integrierten Schaltungen kaum noch praktikabel. Man behilft sich mit Schaltungen, 

die definierte Ströme liefern, sogenannten Stromquellen. Dabei handelt es sich stets um 

Gleichströme. 

Stromspiegel sind fast noch häufiger und wichtiger: 

Ein Stromspiegel ist eine Schaltung, welche am Ausgang eine definiert abgeschwächte oder 

verstärkte Kopie eines anderen Stromes liefert. 

Bereits einzelne Transistoren können als Stromquellen betrachtet und behandelt werden. 

11


U 0 

U BE 

U b 

R E 

GND 

I a 

U R 

R L 

U a 

U GS 

U 0 

U b 

R S 

GND 

I a 

Abb. 5.15: Bipolarer Transistor und n-Kanal-MOSFET als Stromquelle 

Das Ausgangs-Kennlinienfeld des bipolaren Transistors wie auch das des MOS-Transistors zeigen 

bei konstantem Basis-Strom bzw. konstanter Basis-Spannung eine bemerkenswertes Verhalten: 

Trotz Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung bzw. der Source-Drain-Spannung bleibt der 

Kollektor-Strom bzw. der Drain-Strom über einen weiten Bereich konstant (nahezu horizontale 

Kennlinie- bis auf den Early-Effekt). Zur Kompensation von Temperatur-Effekten wird man 

außerdem noch eine Strom-Gegenkopplung benötigen, die über den Widerstand RE bzw. RS bewirkt 

wird. 

Damit fließt nun über den „Verbraucher“, der hier durch den Widerstand RL dargestellt ist, ein 

nahezu konstanter Strom, auch dann, wenn sich die anliegende Spannung Ub in erheblichem Umfang 

ändert. 

Für den Fall des bipolaren Transistors kann man den Ausgangsstrom wie folgt angeben: 

Ia = U0 - UBE / RE 

Der Strom bleibt um so besser konstant, je größer U0 gegenüber UBE ist. Allerdings kann man U0 

nicht zu nahe an Ub herankommen lassen, sonst wird der Aussteuerbereich arg eingeschränkt. 

Wichtig ist auch der dynamische Ausgangswiderstand: 

Ra = dUa /dIa (U0 = const.) 

Dieser sollte eigentlich (bei waagerechter Ausgangskennlinie) unendlich groß sein, wird aber durch 

den Early-Effekt tatsächlich begrenzt: 

Näherungsweise gilt: 

ra = UA/ Ia + RE *Ua/UT 

ra = β UA/ Ia 

12 

U R 

für UR klein gegen β UT. 

für UR groß gegen β UT. 

Dabei ist β die dynamische (Kleinsignal-) Stromverstärkung des Transistors, die sich von der 

statischen Stromverstärkung B etwas unterscheidet. 

Man kann mit bipolaren Transistoren durchaus dynamische Innenwiderstände bis zu einigen 100 

kOhm realisieren. 

Die Stromquelle lässt sich entsprechend auch mit dem MOSFET realisieren. Allerdings ist wegen 

dessen geringerer Early-Spannung und seiner geringeren Steilheit (bei gleichem Strom) der 

Innenwiderstand nicht ganz so groß. 

R L 

U a


Deshalb verwendet man in diskreten Schaltungen meistens Stromquellen mit bipolaren Transistoren. 

U b 

R 1 

R 2 

I a 

R E 

U b 

R 1 

R 2 

I a 

13 

U b 

R 1 

I a 

R E R E 

Abb. 5.16: Stromquellen-Schaltungen für diskreten Aufbau mit bipolaren Transistoren 

Die einfachste Stromquellen-Schaltung sieht fast wie eine normale Verstärker-Schaltung aus, an 

Stelle des Widerstandes RC steht aber hier die Schaltung, die mit einem konstanten Strom betrieben 

werden soll. Nachteilig ist hier die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur. 

Der Ausgangsstrom wird hierbei näherungsweise: Ia = (UbR2/(R1 + R2) –UBE) /RE wobei UBE etwa 

0,7 V beträgt. 

Man kann diese Abhängigkeit durch Vergrößerung von RE verringern, aber alternativ auch , in dem 

man alternativ eine Diode in den Spannungsteiler einbaut. Dann gilt näherungsweise: 

Ia = (Ub-UD)*R2 /((R1 + R2)RE) 

Dabei kann man die Fluss-Spannung UD der Diode zu etwa =0,7 V ansetzen. 

Eine weitere Lösung ist die Verwendung einer Z-Diode an Stelle von R1, die im Durchbruch 

betrieben wird. Wenn man hier eine Z-Diode mit geringer Temperaturabhängigkeit der 

Durchbruchsspannung verwendet und zusätzlich noch eine normale Diode in Flussrichtung zur 

Kompensation der Schwankungen in Serie schaltet, so wird die Schaltung besonders stabil. 

Für die Schaltung mit einer Z-Diode für den Widerstand R2 gilt näherungsweise: 

Ia = (UZ – UBE)/RE (mit UBE etwa 0,7 V) 

UZ ist die Durchbruchsspannung der Z-Diode in Rückwärtsrichtung. 

Mit der zusätzlichen Kompensation von UBE durch eine vorgeschaltete Diode erhält man dann: 

Ia = UZ/ RE 

Stromspiegel-Schaltungen dienen dazu, einen in einem Schaltungsteil auftretenden Strom in einem 

zweiten Teil direkt oder in übersetzter Form zu reproduzieren.


T 1 

U b 

R v 

I e 

R 1 

R 2 

I a 

T 2 

U a 

T 1 

Abb. 5.17: Einfache Stromspiegel-Schaltungen mit npn-Transistoren (links) und mit n-Kanal- 

MOSFets 

Die einfachsten Stromspiegel-Schaltungen bestehen, wie oben gezeigt, jeweils aus 2 TransistorenT1 

und T2, die jeweils mit 2 Widerständen R1 und R2 zur Strom-Gegenkopplung ausgestattet sind. Der 

zusätzliche Widerstand RV lässt jeweils die linke Seite der Schaltung zu einer Stromquelle werden. 

Betrachtet sei zunächst der Stromspiegel mit npn-Transistoren, auch als npn-Stromspiegel 

bezeichnet. Eine charakteristische Größe ist das Übersetzungsverhältnis: 

kI = Ia / Ie zwischen Eingangsstrom und Ausgangsstrom. Für den Fall, dass die Widerstände R1 und 

R2 zu 0 gemacht werden, ergibt sich der einfache Spezialfall: 

kI = Ia / Ie = 1/(Is1/Is2(1+1/B) +1/B) 

Wenn die Stromverstärkung B ausreichend hoch ist (üblicherweise ca. 100 – 500), so ist das 

Übersetzungsverhältnis nur durch die Sperrströme Is1 und Is2 bestimmt. 

Bei gleichartigen und gleich großen Transistoren ist dieses Verhältnis auch noch gleich 1, dann wird 

der Eingangsstrom in einen gleich großen Ausgangsstrom übersetzt. 

Die nachfolgende Abbildung zeigt die Ausgangskennlinie des Stromspiegels. 

I a /uA 

100 

20 

npn 

Arbeitsbereich 

bipolar 

n-Kanal MOS 

1 

Arbeitsbereich 

MOS 

2 

14 

U b 

R v 

n-Kanal MOS 

U a /V 

Abb. 5.18: Typische Ausgangskennlinien von Stromspiegel-Schaltungen 

npn 

T 2 

I a 

U a


Wegen der größeren Steilheit und der größeren Early-Spannung ist der Arbeitsbereich des npn- 

Stromspiegel günstiger als der der MOS-Schaltung. 

Erhält der Stromspiegel eine Gegenkopplung durch die Widerstände R1 und R2, so beeinflussen diese 

das Übersetzungsverhältnis. Dann gilt näherungsweise: 

kI = Ia / Ie = R1/(R2 +(R1+R2)/B)) was für große Werte von B in R1 / R2 übergeht. 

Bei diskret aufgebauten Stromspiegeln wird man nie gleiche Transistoren haben und deshalb immer 

mit Widerständen zur Gegenkopplung arbeiten. 

Bei integrierten Stromspiegeln wird man dagegen das Verhältnis der Widerstände entsprechend den 

Größenverhältnissen der Transistoren wählen: IS2 / IS1 = R1 / R2. 

Dann wirken sich die Widerstände praktisch nicht auf das Übersetzungsverhältnis aus. 

In der Praxis wird man relativ häufig den Stromspiegel direkt als Stromquelle einsetzen. 

Bei Vernachlässigung der Basis-Ströme und mit einem Vorwiderstand RV erhält man 

näherungsweise: 

Ie = (Ub – UBE1) /(RV + R1) , wobei UBE1 wieder zu etwa 0,7 V angesetzt werden kann. 

Wenn es nicht mehr möglich ist, das Übersetzungsverhältnis des Stromspiegels über die Transistor- 

Größen einzustellen, weil der Transistor T2 zu klein wird bzw. die Größe von T1 unhandlich würde, 

dann setzt man in integrierten Schaltungen auch den sogenannten „Widlar-Stromspiegel“ ein, bei 

dem nur der Gegenkopplungswiderstand R2 vorhanden ist. Dann gilt näherungsweise: 

kI=IS2 / IS1 e**(-UR2/ UT) 

UR2 ist der Spannungsabfall am Gegenkopplungs-Widerstand R2, UT ist die Temperaturspannung. 

In manchen Fällen wird, insbesondere bei kleinen Stromverstärkungen oder bei großen 

Übersetzungsverhältnissen, der Basis-Strom des Ausgangstransistors nicht mehr zu vernachlässigen 

sein. Dann ist das Übersetzungsverhältnis nicht mehr einfach von den Transistor-Größen abhängig. 

Abhilfe schafft dann eine Spezialschaltung, bei der ein dritter Transistor zur Versorgung des Basis- 

Stroms eingesetzt wird, der sogenannte 3-Transistor-Stromspiegel. 

T 1 

I e 

R 1 

U b 

R v 

T 3 

R 2 

I a 

T 2 

U a 

Abb. 5.19: 3-Transistor-Stromspiegel 

15


Der Fehler bei der Berechnung des Übersetzungsverhältnisses reduziert sich um den Faktor der 

Stromverstärkung des dritten Transistors. Verwendet wird eine solche Schaltung besonders in 

sogenannten Strom-Bänken: In manchen Typen von analogen und digital-analogen Schaltungen 

benötigt man eine Serie von fest eingestellten Strömen mit einen festen Verhältnis zueinander. 

Die kann ein Stromspiegel liefern, wenn man an Stelle des einen Transistors T2 eine Serie von 

unterschiedlich großen Transistoren anschließt. 

Noch nicht genauer betrachtet haben wir die Einstellung des Übersetzungsverhältnisses beim 

Stromspiegel mit n-Kanal-MOSFETs. 

Für die Drain-Ströme der beiden Transistoren kann man ansetzen: 

ID1 = K1/2 (UGS1 - Uth) 2 . 

ID2 = K2/2 (UGS2-Uth) 2 (1 + UDS2/UA) . 

(K1, K2 sind die Steilheits-Faktoren UA ist die Early-Spannung) 

Beim Transistor T1 (Abb. 5.20) kann man wegen UDS1 = UGS1


Typischerweise müsste man, um eine Grenze des Aussteuerbereichs von ca. 0,1 bis 0,2 V wie bei 

bipolaren Transistoren zu erreichen, die MOSFETs um den Faktor 50 bis 100 größer machen. 

Die Praxis lässt das nur in Ausnahmefällen zu. 

Wenn der Stromspiegel mit Widerständen zur Gegenkopplung betrieben wird, so wird die 

Bestimmung des Übersetzungsverhältnisses für den allgemeinen Fall nicht mehr geschlossen möglich. 

Für den Sonderfall: 

K2 / K1 = R1 / R2 

erhält man allerdings eine Aufhebung des Substrateffekts, und das Übersetzungsverhältnis entspricht 

dem beim n-MOS-Stromspiegel ohne Gegenkopplung. 

Mit dem Vorwiderstand Rv kann man den n-Kanal-Stromspiegel auch als Stromquelle betreiben. 

Dann gilt: 

Ie = (Ub – UGS1) /(Rv + R1) und Ia = kI*Ie . 

Für manche Anwendungen sind hohe bis extrem hohe Ausgangswiderstände gefordert. 

Die sind mit einem einfachen Stromspiegel nur sehr hochohmige Widerstände für die Gegenkopplung 

zu realisieren. In integrierten Schaltungen stehen solche Widerstandswerte typischerweise nicht zur 

Verfügung. Deshalb ist es dann sinnvoll, eine sogenannte Kaskoden-Schaltung einzusetzen. 

in 

T 2 

T 1 

R C 

U b 

R 2 

R 1 

Abb. 5.21: Kaskode-Schaltung 

out 

C b 

R bV 

Die Kaskode-Schaltung ist eine spezielle Trick-Schaltung, um Transistor-Verstärker auf höhere 

Grenzfrequenzen zu „züchten“. Der Transistor T1 arbeitet in Emitter-Schaltung, allerdings auf eine 

sehr kleinen Eingangswiderstand, dargestellt durch den Transistor T2 in Basis-Schaltung . Der 

Arbeitspunkt der Basis-Schaltung wird durch die Widerstände R1 und R2 bestimmt. Der Kondensator 

Cb dient dazu, den Transistor T2 gleichspannungsmäßig an Masse zu legen. Der Widerstand Rbv wird 

manchmal notwendig, um Eigenschwingungen der Schaltung zu unterdrücken. 

Diese Schaltung weist in etwa dieselbe Verstärkung wie die Emitter-Schaltung auf, funktioniert aber 

über eine größere Bandbreite. 

17


T 1 

U b 

R v 

I e 

I a 

T 3 

T 2 

I a /B 

U 0 

T 1 

18 

U b 

R v 

GND GND 

Abb. 5.22: Stromspiegel mit Kaskode-Schaltung 

Man kann diese Schaltung ansehen als eine einfache Stromquelle in Emitter- bzw. Source- 

Grundschaltung, bei welcher der Gegenkopplungswiderstand durch einen Stromspiegel ersetzt ist. 

Nachteilig ist hierbei, dass man eine externe Spannungsquelle als Referenz benötigt. Deshalb hat es 

sich als praktischer herausgestellt, gleich den vollständigen „Kaskode-Stromspiegel“ zu bauen, bei 

dem diese Spannungsquelle entfällt. 

T 3 

T 1 

I e 

I e ‘ 

GND 

I a ‘ 

T 2 

I a 

T 4 

Abb. 5.23: Kaskode-Stromspiegel 

U a 

T 3 

I e ‘ 

T 1 

I a 

T 3 

GND 

Diese Schaltung wird auch als Kaskode-Stromspiegel mit automatischer Arbeitspunkt-Einstellung 

bezeichnet. 

Das Übersetzungsverhältnis kI = Ia / Ie ist gegeben durch die Ruheströme der Transistoren Is2 zu Is1 

bei der bipolaren Schaltung und durch das Verhältnis der Steilheits-Faktoren K2 zu K1 bei der MOS- 

Schaltung. 

Wenn β die Kleinsignal-Stromverstärkung des Transistors ist, so wird bei der bipolaren Schaltung 

der Ausgangswiderstand der Kaskode-Schaltung um den Faktor β / (1 + kI) größer als der des 

einfachen Stromspiegels. 

I e 

T 2 

I a ‘ 

T 4 

T 2 

I a 

U 0 

U a


T 3 

T 1 

I e 

Vcc = 5V 

35k 

I e ‘ 

GND 

I a ‘ 

T 2 

I a = 100 uA 

T 4 

U a 

Vdd = 5V 

T 3 

I e ‘ 

Abb. 5.24: Kaskode-Stromspiegel als Stromquelle 

T 1 

19 

15 k 

I e 

GND 

I a ‘ 

T 4 

T 2 

I a = 100 uA 

Mittels solcher Schaltungen kann man in der Praxis Innenwiderstände der Stromquellen von ca. 

30-70 Mohm erreichen. Dabei ist die bipolare Schaltung typischerweise um den Faktor 2-3 „besser“, 

bzw. hat einen größeren nutzbaren Aussteuerbereich. 

5.4.3 Differenzverstärker 

Die vorstehend betrachteten Schaltungen für Kleinsignalverstärker sind so für integrierte 

Schaltungen nicht brauchbar. Es ist schlicht und einfach unmöglich, die galvanische Trennung 

benötigten Kondensatoren unterzubringen. Benötigt werden Verstärker, welche auch mit 

galvanischer Kopplung der einzelnen Stufen und ohne separate Einstellung von Arbeitspunkten 

funktionieren. Dabei ergibt sich ein grundlegendes Problem: 

Der Arbeitspunkt eines Transistors ändert sich mehr oder weniger mit der Temperatur, auch beim 

Einsatz stabilisierender Schaltungstricks. Und wenn man z. B. n=5 Schaltungsstufen hat, von denen 

jede eine Verstärkung von B= 10 aufweist, dann werden die Drift-Effekte der ersten Stufe ganz wie 

ein Nutz-Signal von den folgenden Stufen mit verstärkt. Variiert also die Spannung der Stufe 1 um 1 

mV, so wird diese Änderung bis zum Ausgang noch 10**4 mal verstärkt und würde am Ausgang die 

Spannung um 10 V verschieben. Dieser Effekt wird durch den Einsatz von Differenzverstärkern 

vermieden. 

U a


Vcc 

U a1 

U e1 

R C1 

Vss 

R C2 

U e2 

U e2 

Vdd 

U a1 

U e1 

20 

R D1 

T1 T2 T1 

Vss 

R D2 

Abb. 5.25: Differenzverstärker mit npn- und mit n-Kanal-MOS-Transistoren 

Der Differenzverstärker ist ein symmetrischer Verstärker mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen. 

Die beiden aktiven Transistoren werden in Emitter- oder in Source-Schaltung betrieben. 

Neben der normalen Versorgungsspannung wird eine weitere negative Versorgungsspannung 

benötigt. Ein wesentlicher Bestandteil ist die Konstant-Stromquelle: Sie sorgt im Idealfall dafür, dass 

die Summe der Ströme durch die beiden Transistoren stets gleich bleibt. 

Im Normalfall werden die beiden Zweige auch symmetrisch ausgeführt, also mit RC1 = RC2 bzw. RD1 

= RD2. Für die Eingangsspannungen Ue1 und Ue2 führt man allerdings eine andere Notation ein. Man 

unterscheidet nämlich zwischen einer Differenzspannung UD=Ue1–Ue2 und einer Gleichtakt-spannung 

UGL = (Ue1 + Ue2) / 2. 

Also gilt auch: 

Ue1 = UGL + UD / 2, Ue2 = UGL – UD / 2. 

U D /2 

Vcc 

R C1 

Vss 

T1 T2 

U GL 

R C2 

U D /2 

T2 

U a2 

U e2


Abb. 5.26: Differenzverstärker mit Gleich- und Gegentaktspannung 

Bei gleichen Eingangsspannungen Ue1 und Ue2 teilt sich der Gesamtstrom der Stromquelle 

gleichmäßig auf beide Zweige auf. Dann gilt also: 

IC1 = IC2 bzw. ID1 = ID2 (für den npn- bzw. den n-Kanal-Verstärker). 

Entsprechend sind auch die Ausgangsspannungen Ua1 und Ua2 gleich mit: 

Ua1 = Ua2 = Vcc – I0 * RC bzw. 

Ua1 = Ua2 = VDD – I0*RD. (I0 = konstanter Strom der Stromquelle) 

Bemerkenswert ist nun, dass eine Änderung der Gleichtaktspannung UGL im idealen Fall (und real 

innerhalb gewisser Grenzen der Aussteuerung) die Stromverteilung nicht beeinflusst. Die 

Ausgangsspannung bleibt also trotz Änderungen am Eingang konstant. 

Die Gleichtaktverstärkung AGL ist eine typische Größe solcher Verstärker. Sie ist definiert als: 

AGL = dUa1/dUGL = dUa2/dUGL für UD= 0. 

Im Idealfall sollte diese Größe immer 0 sein. Tatsächlich hat sie real einen Wert von ca. –10**(-4) 

bis –1. Das liegt vor allem am endlichen Innenwiderstand realer Stromquellen. 

Liegt dagegen am Eingang eine Differenzspannung an, so ändert sich dadurch auch die 

Ausgangsspannung. Man definiert die Differenzverstärkung zu: 

AD = dUa1/dUD = - dUa2/dUD (jeweils für UGL= const.) 

Diese Differenz-Verstärkung ist ebenfalls negativ. Man erreicht Werte zwischen etwa –10 und – 100 

dann, wenn RC und RD echte Widerstände sind und etwa – 100 bis – 1000 dann, wenn an Stelle der 

Widerstände Stromquellen verwendet werden. 

Das Verhältnis von Differenz- und Gleichtaktverstärkung wird auch als Gleichtakt-Unterdrückung 

(common mode rejection ration, CMRR) bezeichnet. 

Typisch sind hier Werte zwischen 10**3 und 10**5. 

Dies bedeutet praktisch, dass ein zwischen den beiden Eingängen als Differenz eingespeistes Signal 

etwa 1000 mal stärker verstärkt wird als eine Spannungsverschiebung am Eingang durch z. B. eine 

Temperaturdrift, die sich ja auf beide Eingänge gleichermaßen auswirkt. 

In der Praxis wird man den Differenzverstärker nicht nur symmetrisch auslegen und betreiben, es gibt 

auch unsymmetrische Auslegungen und Betriebsarten, die durchaus Sinn machen: 

Man kann wahlweise einen Ein- und/oder Ausgang auf Masse legen. 

Nehmen wir an, es existiert nur ein Masse-bezogenes Eingangssignal (wie sehr häufig). 

Es ist dann möglich, mit einem Differenzverstärker, bei dem ein Eingang auf Masse-Potential 

„festgeklemmt“ wird, eine Umsetzung in ein symmetrisches Ausgangssignal zu erreichen. 

Solche Schaltungen kommen sowohl in der Analogtechnik (als Vorstufe zu Gegentakt-Verstärkern) 

wie auch in abgewandelter Form in der Digitaltechnik vor. 

Entsprechend kann man eine Differenzverstärker-Schaltung, bei der einer der beiden Widerstände im 

Kollektor-Kreis entfällt, zur Umsetzung eines „schwebenden“ in ein Masse-bezogenes Signal 

verwenden. 

Sogar die Variante, die einen auf Masse gelegten Eingang und einen Ausgang ohne Lastwiderstand 

verwendet, macht Sinn: Sie wirkt wie eine Reihenschaltung eines Transistors in Kollektror-Schaltung 

21


mit einem Transistor in Basis-Schaltung. Damit kann man wegen des nicht mehr auftretenden Miller- 

Effekts (wird im nächsten Kapitel behandelt) eine hohe Grenzfrequenz der Schaltung erreichen. 

Vcc 

R C1 

U a1 

U e1 

T1 T2 

Eingang 

unsymmetrisch 

Vss 

R C2 

U e2 

Vcc 

U e1 

T1 T2 

Vss 

Ausgang 

unsymmetrisch 

22 

R C2 

Abb. 5.27: Unsymmetrisch aufgebauter Differenzverstärker 

U e2 

U e2 

Vcc 

U e1 

T1 T2 

Vss 

Ein- und Ausgang 

unsymmetrisch 

Die mit Differenzverstärkern erreichbaren Verstärkungen sind dann sehr hoch, wenn die Widerstände 

im Kollektor- bzw. Drain-Kreis sehr hoch sind. In ICs kann man Widerstände im kOhm-Bereich nur 

sehr schlecht realisieren: Sie werden durch Stromquellen ersetzt. Damit steigt aber als erwünschter 

Nebeneffekt sogar die Verstärkung erheblich an. Tatsächlich setzt man Stromspiegel oder Kaskode- 

Stromspiegel ein. 

Vcc 

U e1 

T 3 

I C1 

2I 0 

T1 T2 

Vss 

I C2 

T 4 

I a 

U a 

U e2 

R C2 

U e2


Abb. 5.28: Differenzverstärker mit pnp-Stromspiegel als Stromquelle 

Die Wahl der Stromquelle oder des Stromspiegels hat keinen wesentlichen Einfluss auf das 

Kleinsignal-Verhalten der Schaltung. Da der Stromspiegel selbst an der Signalverstärkung nicht 

teilnimmt, können hier auch die (potentiell langsameren) pnp-Transistoren verwendet werden. 

Differenzverstärker gehören zu den wichtigsten Kern-Bestandteilen aller hochintegrierten Verstärker. 

Wie wir aber nachfolgend sehen werden, spielen sie selbst bei digitalen integrierten Bipolar- 

Schaltungen eine wichtige Rolle. 

Wichtig ist es sicher noch, festzustellen, in welchen Grenzen ein solcher Differenzverstärker 

aussteuerbar ist. Für die Schaltung nach Abb. 5.26 kann man ableiten: 

Ua1 = Vcc - I0 *RC ( 1 + tanh(UD/2UT) 

Ua2 = Vcc - I0*RC ( 1 - tanhUD/2UT) 

T 1 sperrt 

5 U T 

U a1 

-2U T 

aktiver Bereich 

-U T 

0 

Betrieb als 

Verstärker 

U a1 , U a2 

U T 

2U T 

U a2 

aktiver Bereich 

23 

U D 

5 U T 

T 2 sperrt 

Abb. 5.29: Verlauf der Übertragungskennlinie für den npn-Differenzverstärker 

Der Verstärker ist praktisch über einen Spannungsbereich von + /- 5 UT aussteuerbar. Jenseits davon 

wird ein Transistor vollständig abgeschaltet. Für einen Betrieb als Kleinsignal-Verstärker kommt 

sogar nur der zwischen + / - UT in Betracht, jenseits davon nehmen die auftretenden Nichtlinearitäten 

erheblich zu. Damit kann man schon feststellen, dass diese Schaltung vorwiegend in den 

Eingangsstufen integrierter Verstärker benutzt wird. 

Betreibt man den Differenzverstärker mit zusätzlicher Strom-Gegenkopplung im Emitter-Kreis, so 

werden die Übertragungskennlinien wesentlich flacher, aber gleichzeitig steigt die Größe des linearen 

Bereichs proportional an.


Vcc 

U a1 

U e1 

R C1 

R E 

T1 T2 

R E 

R C2 

U e2 

U e2 

Abb. 5.30: Differenzverstärker mit Strom-Gegenkopplung 

Unter der Annahme starker Gegenkopplung, d. h. nahezu konstanter Basis-Emitter-Spannungen, 

kann man Näherungsformeln für die Abhängigkeit des Ausgangsspannungen von der Differenzspannung 

UD angeben: 

Ua1 = Ucc –IC1* RC ≈ Ucc – I0 RC – RC UD/2RE . 

Ua2 = Ucc –IC2* RC ≈ Ucc – I0 RC +RC UD/2RE . 

Baut man den Differenzverstärker mit MOSFETs auf, so erhält man einige erstaunliche Effekte. 

Zunächst sind für den linearen Verstärkungsbereich die Abhängigkeiten zwischen Spannungen und 

Strömen wie folgt beschreibbar: 

Ua1 = Udd – I0 RD – UDRD/2 (2K I0 – (KUD/2) 2 ) 1/2 . 

Ua2 = Udd – I0 RD + UDRD/2 (2K I0 – (KUD/2) 2 ) 1/2 . 

Die Kennlinien sind über den Steilheitsfaktor K auch von der Größe der MOS-Fets abhängig. Damit 

kann man die Eigenschaften durch Skalieren des MOSFETS einstellen, also durch deren Breite. 

Kleine MOSFETs erzeugen eine flachere Kennlinie bei geringerer Verstärkung und einen größeren 

linearen Bereich, während breitere MOSFETs eine höhere Differenzverstärkung und eine steilere 

Übertragungskennlinie zur Folge haben, aber auch einen eingeschränkten Dynamikbereich. Damit 

kann man hier die Eigenschaften über die Transistorgrößen einstellen wie beim bipolaren 

Differenzverstärker über die Strom-Gegenkopplung. 

Die Strom-Gegenkopplung kann man auch hier anwenden, aber für eine ausreichende Verstärkung 

braucht man dann recht große Transistoren. Diese und die Fläche für die Widerstände zur 

Gegenkopplung kosten aber Platz und verringern durch größere Kapazitäten auch die obere 

Grenzfrequenz. Damit ist diese Lösung eher unbeliebt. 

5.5 Integrierte digitale bipolare Schaltungen 

Die ersten digitalen ICs wurden in den 60er Jahren in verschiedenen bipolaren Technologien 

entwickelt und gefertigt. 

24


Von einer gewissen praktischen Bedeutung ist sind heute davon nur noch die Transistor-Transistor- 

Logik (TTL) und die Emitter-Coupled-Logic (ECL). 

Alle digitalen integrierten Schaltungen haben, was den eigentlichen Betrieb betrifft, gemeinsame 

Eigenschaften: 

Die aktiven Bauelemente werden nicht mehr im Kleinsignal-Betrieb betrieben. Die Arbeitspunkt- 

Einstellung entfällt deshalb. Der verwendete nicht-lineare Großsignalbetrieb hat ganz andere 

Eigenschaften. 

Da Halbleiter-Bauelemente die unangenehme Eigenschaft besitzen, exponentielle (bipolar) bzw. 

quadratische (MOS) Eingangskennline zu besitzen, ist die Übertragungscharakteristik formal nur 

schwer beschreibbar. Man hilft sich mit graphischen Mitteln. 

Gegeben sei das Ausgangs-Kennlinienfeld eines bipolaren Transistors. Wir nehmen an, dass er mit 

einem ohmschen Widerstand RC an die Versorgungsspannung angeschlossen ist. Die Strom- 

Spannungs-Kennlinie ist dann eine Gerade. Diese wird „rückwärts“ in das Ausgangs-Kennlinienfeld 

des Transistors eingetragen. 

Ic 

3 

Stufe n Stufe (n+1) 

Eingangs- 

Kennlinie 

Arbeitsgerade 

2 

U CE 

1 

I B 

1 

2 

25 

Trans.-Eingang 

3 

Widerstand 

Abb. 5.31: Umschaltverhalten mit Eingangs- und Ausgangskennlinie 

Für IC = 0 ist der Strom durch den Widerstand 0, der Transistor wird bei UCE = UCC 

(Versorgungsspannung) betrieben. Im anderen Extremfall, wenn der Transistor extrem gut leitend 

sein soll (UCE = 0), ist der Strom auf IC = UCC/ RC begrenzt. Damit sind die Endpunkte der 

„Arbeitsgeraden“ im Ausgangs-Kennlinienfeld definiert. 

In bipolaren digitalen Schaltungen ist die Last der Stufe n durch die Eingangskennlinie der Stufe 

(n+1) gegeben, die z. B. durch eine Dioden-Kennlinie gegeben sein kann. Dann wird entsprechend 

auch diese Kennlinie „rückwärts“, also vom Punkt UCE = UCC aus auftragen und erhält damit die 

möglichen Punkte im Ausgangs-Kennlinienfeld der treibenden Stufe. 

Wir nehmen an, eine digitale Schaltung vollführt am Ausgang einen Signalwechsel von logisch „0“ 

auf logisch „1“. Die Betriebsspannung betrage z. B. 5 V, und die Spannungsverstärkung einer 

logischen Stufe betrage 10. 

Die angeschlossene nächste Stufe wird zunächst nur wenig auf den Signal-Anstieg reagieren, bis die 

dortigen Transistoren so weit ausgesteuert sind, dass sie aktiv verstärkend werden. In bipolaren 

Schaltungen wird das ab ca. 0,7 V wirksam. Dann erfolgt eine Verstärkung des Signals um den 

Verstärkungsfaktor der treibenden Stufe, der seinerseits vom „momentanen“ Arbeitspunkt abhängt. 

Lange bevor das ansteuernde Signal seinen Endwert erreicht hat, erreicht das Produkt: 

U BE


Uaus * Au (Ausgangsspannung mal Spannungsverstärkung) einen Wert, der über der Betriebsspannung 

liegt. Damit wird die zweite Stufe übersteuert, trotz möglicherweise noch ansteigender 

Eingangsspannung steigt die Ausgangsspannung der zweiten Stufe nicht mehr an. 

Die angesteuerte Stufe wird also in eine Art Sättigungszustand gebracht. 

Je größer die dynamische Verstärkung der (n+1)-ten Stufe ist, um so steiler wird die an deren 

Ausgang auftretende Flanke des digitalen Signals. Eine hohe Verstärkung ist also auch in digitalen 

Schaltungen erwünscht, und zwar zur Erzeugung definierter Zustandsübergänge. 

In bipolaren Schaltungen unterscheidet man noch zwei Grundtypen: 

Bei sogenannter „gesättigter“ Logik werden Transistoren des angesteuerten Gatters in den Zustand 

der Sättigung getrieben (bei p-n-Übergänge leitend). Das führt zu geringen Restspannungen Uce am 

Transistor, aber auch zu erheblichen Effekten der Ladungsspeicherung. 

Um die in der Sättigung gespeicherten Ladungen in der Basis-Zone wieder zu entfernen, wird beim 

nächsten Umschalten zusätzlich Zeit benötigt. Bei sogenannter „ungesättigter“ Logik wird deshalb 

der Zustand der Sättigung auf Kosten einer erhöhten Verlustleistung gezielt vermieden. 

u (t) 

u (t) 

Gatter n, Ausgang 

Gatter (n+1), Ausgang 

Abb. 5.32: Übertragungsverhalten zwischen digitalen Schaltungen 

t 

t 

Die meisten digitalen Schaltkreis-Typen haben die Eigenschaft, dass sich bestimmte Gatter- 

Funktionen bevorzugt fertigen lassen (meistens NAND oder NOR). Andere logische Funktionen 

werden dann indirekt z. B. über NANDs oder NORs realisiert. 

Je nach grundlegendem Schaltungsaufbau wurden die digitalen integrierten Schaltungen in 

„Familien“ aufgeteilt. Frühe Typen waren die RTL (Resistor-Transistor-Logik) und die DTL 

(Dioden-Transistor-Logik), jeweils benannt nach den in den logischen Grund-Bauelementen 

vorwiegend verwendeten elektronischen Bauelementen. Von praktischer Bedeutung sind heute (mit 

stark abnehmender Tendenz gegenüber MOS-Logiken) nur noch die TTL-Logik (Transistor- 

Transistor-Logik) und die ECL (Emitter Coupled Logic). 

5.5.1 Transistor-Transistor-Logik (TTL) 

Das wesentliche und typische Bauelement der TTL-Logik ist der Multi-Emitter-Transistor. 

26


E1 E2 B C 

n++ n++ 

P + 

n+ 

n - (epitaktisch) 

n++ 

Grundsubstrat 

Abb. 5.33: Multi-Emitter-Transistor 

27 

Isolator 

Wie Abb. 5.33 zeigt, ist es technologisch einfach, dem integrierten bipolaren Transistor weitere 

Emitter-Anschlüsse hinzuzufügen und damit eine "Multi-Emitter-Struktur" zu erzeugen. Ein solcher 

npn-Multi-Emitter-Transistor ist dann auch charakteristisch für die bipolare Transistor-Transistor- 

Logik (TTL), die wichtigste Logikfamilie für diskrete Logik-Bausteine der 60er und 70er Jahre. 

Abb. 5.34 zeigt vereinfacht ein Grundgatter in TTL-Logik. Charakteristisch ist der Multi-Emitter- 

Transistor am Eingang. 

T1 

Eingänge 

Rb 

Ausgang 

T2 

GND 

VDD 

Abb. 5.34: NAND-Grundgatter der TTL-Logik mit Open Collector-Ausgang 

Ist mindestens einer der Eingänge auf "low", so ist der Transistor T1 niederohmig leitend (kann in 

Sättigung sein). Die folgende Stufe mit T2 erhält eine Eingangsspannung nahe dem GND-Potential, 

zieht damit keinen nennenswerten Basisstrom und sperrt. Werden dagegen beide Eingänge auf "high" 

gelegt, so gerät der Transistor T1 in den aktiv inversen Betrieb, es fließt ein Strom durch die 

Kollektor-Basis-Diode zum Eingang von T2. Damit erhält der Ausgangstransistor T2 einen 

Basisstrom und wird niederohmig leitend. Da in diesem Fall die Basis-Emitter-Spannung des 

Ausgangstransistors höher als die Kollektor-Emitter-Spannung werden kann, gerät dieser Transistor 

in den Zustand der Sättigung und wird sehr niederohmig. In der "Open Collector"-Konfiguration 

benötigt die Schaltung einen externen Widerstand am Ausgang gegen Vdd um zu funktionieren. 

Eine erweiterte, ohne externen Widerstand verwendbare TTL-Stufe zeigt Abb. 5.35.


Eingänge 

Rb 

T1 

GND 

T2 

28 

T4 

T3 

VDD 

Q 

Ausgang 

Abb. 5.35: TTL-NAND-Schaltung mit Gegentakt-Ausgang 

Die Schutzdioden am Schaltungseingang bewirken, dass die Spannungen am Schaltungseingang 

begrenzt bleiben (Schutzdioden). Die Gegentaktschaltung kann relative hohe Ströme und 

Stromspitzen am Ausgang liefert, ein externer Widerstand ist nicht notwendig. 

TTL-Gatter mit diesem Aufbau sind relativ langsam, weil die Transistoren in den Zustand der 

Sättigung geraten. Dabei wird jeweils, bedingt durch die große Diffusionskapazität der Dioden in 

Flussrichtung, eine relativ große Ladungsmenge in der Basis gespeichert. Da beim Umschalten des 

Transistors diese Diffusionskapazität umgeladen werden muss, schalten Schottky-Gates in 

sogenannter "gesättigter Logik" relativ langsam. Will man sie schneller machen, so muss man den 

Zustand der Sättigung vermeiden. Den Schaltungstrick zeigt Abb. 5.36. 

in 

VDD 

RL 

Verstärkerstufe 

out 

E1 E2 

Schottky-Transistor 

B 

C 

Multi-Emitter-Transistor 

Abb. 5.36: Transistor mit Schottky-Diode zur Vermeidung der Sättigung 

Die Schottky-Diode hat jeweils eine geringere Fluss-Spannung als die p-n-Diode des Transistors und 

wirkt deshalb als effizienter Nebenschluss. 

Da eine solche Schottky-Diode auch günstig und ohne großen Flächenverlust in die integrierte TTL- 

Schaltung einbezogen werden kann, haben heute verwendete TTL-Schaltungen praktisch nur noch in 

sogenannter "Schottky-Logik" praktische Bedeutung, bei der alle Transistoren, die in den Zustand 

der Sättigung laufen könnten, eine zum B-C-Übergang parallele Schottky-Diode besitzen. 

Der logische Hub, das ist der Unterschied zwischen "high"- und "low"-Pegel beträgt in TTL etwa 

2 V. 

Auffällig ist, dass die TTL-Logik weitestgehend ohne pnp-Transistoren auskommt.


Man kann in integrierter bipolarer Technologie auch pnp-Transistoren implementieren, aber nicht mit 

ähnlicher Leistungsfähigkeit wie npn-Transistoren. 

Sie werden aufgebaut entweder als "vertikale" oder als "laterale" pnp-Transistoren. 

Isolator 

C 

B 

n++ 

P - 

n - 

E 

p + 

Grundsubstrat 

Abb. 5.37: Vertikaler pnp-Transistor (Schnitt) 

Isolator 

B 

n+ 

P - 

n + 

Abb. 5.38: Lateraler pnp-Transistor 

C 

p 

E 

p + 

Grundsubstrat 

29 

Isolator 

C 

p 

n - 

Isolator 

Im vertikalen pnp-Transistor bildet das Grundsubstrat den Kollektor, was für die Schaltungstechnik 

ungünstig ist. 

Im lateralen pnp-Transistor hat man den Kollektor "frei" verfügbar, aber weder die Geometrie noch 

die Dotierungsdichten sind sehr günstig. Aus diesem Grunde existieren keine digitalen integrierten 

Technologien, die komplementäre npn- und pnp-Transistoren verwenden. 

5.5.2 Emitter Coupled Logic (ECL-Logik) 

Die schnellste bipolare Logik ist die ECL-Logik. Abb. 5.39 zeigt das Grundgatter. 

GND 

U1 Uq1 Uq2 Uref 

Is 

Vss (-5V) 

Abb. 5.39: Prinzip der ECL-Logik 

Charakteristisch ist der Aufbau des ECL-Gatters mittels einer Konstantstromquelle, die mit den 

Emittern der Schalttransistoren und einer negativen Versorgungsspannung verbunden ist. Es fließt 

also kontinuierlich ein Strom durch die Schaltung, der über die Eingangsspannungen U1 und Uref 

zwischen den beiden Zweigen der Schaltung hin und her geschaltet werden kann.


Keiner der Transistoren erreicht dabei den Zustand der Sättigung. Auf diese Weise erhält man 

schnelle Schaltungen, die allerdings eine hohe Verlustleistung aufweisen. Die Ausgangsspannung 

wird an den Kollektor-Anschlüssen der Transistoren abgenommen. Während einer der beiden 

Transistoren durch ein Signal angesteuert wird, verbindet man den Eingang des zweiten parallelen 

Transistors mit einer auf dem Chip erzeugten Referenzspannung (Uref). Es stehen jeweils 2 

zueinander invertierte Ausgangssignale (Uq1, Uq2) zur Verfügung. Sie sind allerdings in dieser 

vereinfachten Schaltung noch nicht zur Ansteuerung nachfolgender Gatter geeignet. 

Die ECL-Logik verwendet eine negative Versorgungsspannung (-5 V) und ist deshalb mit anderen 

Logiken (CMOS, TTL) nicht direkt kombinierbar. Der externe Spannungshub bei ECL-Bausteinen 

beträgt etwa 0,8 V, der innere Hub nur 0,4 V. 

Sollen ECL.-Bausteine auf einer Platine mit CMOS- oder TTL-ICs kombiniert werden, so sind 

spezielle Wandler-Bausteine notwendig. Auf Platinen, die sowohl ECL- als auch TTL- und/oder 

MOS-ICs besitzen, wird man jeweils neben dem Masse-Anschluss Versorgungsspannungen von + 

5V und - 5 V bereitstellen müssen. 

ECL-Bausteine können auf Platinen direkt Verbindungsleitungen mit einem Wellenwiderstand von 

50 Ohm treiben (ganz im Gegensatz zu CMOS !) 

Ein realistisches ECL-Grundgatter zeigt Abb. 5.40. 

GND 

Ui1 Ui2 

Uref 

Abb. 5.40: ECL-Gatter 

Is 

Vss (-5V) 

30 

Q' Q 

Ref1 Ref2 

(extern) (extern) 

Emitterfolger 

Das Gatter erzeugt eine OR/NOR-Verknüpfung zwischen den Eingangssignalen Ui1 und Ui2. Wenn 

einer der leiden linken Transistoren leitend ist, so fließt der Konstantstrom durch diesen Zweig. 

Zusätzlich besitzt die Schaltung zwei weitere Transistoren, die als Emitterfolger geschaltet (kein 

Widerstand im Kollektorkreis) als reine Stromverstärker arbeiten. 

Die externen Lastwiderstände Ref1 und Ref2 können z. B. durch die Eingänge nachfolgender Gatter 

gebildet werden. 

ECL-Schaltkreise haben über mehr als ein Jahrzehnt (ca. 1970 bis 1990) als Basistechnologie für den 

Aufbau von Großrechnern (auch "Mainframes" genannt) gedient. ECL ist die "Mainframe- 

Technolgie" schlechthin. Dazu wurden mittelhoch integrierte ECL-Bausteine mit bis zu ca. 10 000 

Gattern entwickelt (z. B. bei IBM, Siemens, Fujitsu). 

Das Problem war stets die Abführung der hohen Verlustleistung. In Mainframes hat man mit 

speziellen wasserdurchflossenen Träger-Modulen für ECL-Schaltkreise bis zu ca. 80 W Verlustleistung 

pro cm 2 abführen können.


In erster Linie dieses Problem, darüber hinaus aber auch der im Vergleich zu MOS-Technologien 

hohe Platzbedarf haben schließlich dazu geführt, dass ECL-Schaltkreise den Integrationsgrad von 

MOS-ICs auch nicht annähernd erreichen konnten. 

Allerdings sind Schaltzeiten unter 0,1 ps für ECL-Gatter durchaus beeindruckend. 

5.6 MOS-Technologien 

5.6.1 Einleitung 

Wir haben im Kapitel 3 kennengelernt, dass MOS-Transistoren sich als n- und als p-Kanal-Typen 

entweder selbstleitend oder selbstsperrend realisieren lassen. 

Die ersten MOS-Technologien für ICs waren p-Kanal-Technologien, weil zu der Zeit (ca. bis Mitte 

der 70er Jahre) ein p-Kanal-Transistor in selbstsperrender Technik herstellbar war, während die n- 

Kanal-Techniken zunächst zu selbstleitenden Transistoren führten. Die Ursachen waren Oberflächen- 

Effekte. 

Als man ab ca. Mitte der 70er Jahre in n-Kanal-Technologie sowohl selbstleitende als auch 

selbstsperrende Transistoren fertigen konnte, wurde bis ca. Mitte der 80er Jahre die nMOS- 

Technologie das Arbeitspferd der VLSI (very large scale integration) Technik. 

In den 70er Jahren entstand zunächst nur als Exot für Low-Power-Anwendungen (das waren die auf 

minimalen Stromverbrauch getrimmten Schaltungen in elektronischen Armbanduhren) die 

Complementary MOS (CMOS-) Technologie, die in Kombination selbstsperrende n-Kanal und p- 

Kanal-Transistoren verwendet. 

Als sich ab ca. der Mitte der 80er Jahre das Problem der Wärmeableitung auch bei nMOS eine für 

den Fortschritt der Integrationstechnik wesentliche Rolle zu spielen begann, führte das zu einem 

schnellen allgemeinen Durchbruch der CMOS-Technologie. 

Seit ca.1990 werden alle hochintegrierten Prozessoren und Speicher in CMOS-Technologie gebaut. 

Das Problem der Wärmeabfuhr ist damit aber nicht endgültig gelöst: 

Bei hohen Taktraten ab ca. 100 MHz sind die statischen Verluste weniger bedeutend als die beim 

Umladen der Kapazitäten entstehenden dynamischen Verluste. Hier hilft bis zu einem gewissen 

Grade die Verringerung der logischen Hübe (wie bei ECL), um die dynamische Verlustleistung in 

Grenzen zu halten. Leider aber bewirken kleinere Hübe auch geringere Störabstände. 

Inzwischen (1997) sind die Taktraten von Prozessoren so hoch geworden, dass die dynamische 

Verlustleistung die wesentliche Rolle spielt. 

5.6.2 nMOS-Technologie 

Wir wollen an dieser Stelle zunächst das Schaltverhalten einfacher digitaler Schaltungen betrachten. 

Die einfachste digitale Schaltung ist dabei ein Inverter, der wiederum im einfachsten Fall aus einem 

aktiven Transistor und einem passiven Lastwiderstand aufgebaut ist (Abb. 5.41). 

I KS 

I DS 

U GS als Parameter 

Lastkennlinie R D 

U LL 

U DS 

U GS 

31 

R D 

VDD 

n-enh. out 

GND 

Abb. 5.41: Inverter mit Lastwiderstand und Ausgangs-Kennlinienfeld


Das Betriebsverhalten dieser Schaltung lässt sich leicht erklären: 

Zunächst seien die Extremfälle betrachtet. Ist der Transistor ideal gesperrt (I DS = 0), so fällt am 

Widerstand R D keine Spannung ab. Die Spannung am Ausgang des Inverters ist dann die 

"Leerlaufspannung" ULL, und diese entspricht der Versorgungsspannung VDD (gilt nur dann, wenn 

keine zusätzlichen Belastungen am Ausgang out bestehen). Ist dagegen der Transistor ideal leitend 

(UDS = 0), so wird die Ausgangsspannung zu null, durch den Widerstand R D fließt ein Strom der 

Größe I KS = VDD / R D. Real wird der Transistor immer noch einen endlichen Widerstand 

aufweisen, so dass die minimale Ausgangsspannung nicht null sein kann. 

Für die Praxis der MOS-Technologie ist diese Schaltung nicht von wesentlicher Bedeutung, da die 

Realisierung eines Widerstandes von einigen kOhm auf einem IC nur schwer möglich ist. 

Die frühesten Realisierungen integrierter MOS-Schaltungen verwendeten als aktives Element einen 

p-Kanal-Transistor, man sprach deshalb von der pMOS-Technologie. Sie wurde aber bereits in den 

frühen 80er Jahren weitgehend durch die nMOS-Technologie angelöst. 

Die nMOS-Technologie verwendet als Grundelemente einen selbstsperrenden Transistor als aktiven 

Schalter und einen weitere Transistor als Lastelement. 

GND 

VDD 

n-enh. n-enh. 

n-enh. 

VDD2 VDD 

VDD1 

n-enh. 

32 

n-depl. 

n-enh. 

A B C 

Abb. 5.42: Grundtypen von nMOS-Invertern 

Wie in Kapitel 7 vorgestellt, kann man einen im Anlaufbereich betriebenen selbstsperrenden oder 

selbstleitenden MOS-Transistor als Widerstand verwenden. 

Die unterschiedlichen Möglichkeiten zeigt Abb. 5.42. Die ersten gefertigten nMOS-Schaltungen 

enthielten nur selbstsperrende n-Kanal-FETs. Das Lastelement besteht aus einem FET, dessen Gate 

z. B. mit der Betriebsspannung (5.42 A) verbunden ist. Dieser Transistor wird dann, wenn die 

Spannung am Ausgang von "low" auf "high" umschaltet, leitend, um die Ausgangslast umzuladen. 

Wenn die Spannung am Ausgang dabei auf Werte steigt, die höher liegen als Vdd-Uth, so wird 

dieser Transistor faktisch vom Durchlass- in den Sperrbereich umgeschaltet. Das Resultat ist eine 

sehr langsame Aufladung der Lastkapazität bis zum Wert Vdd der Ausgangsspannung. 

Der Umschaltvorgang ist wieder durch die Ausgangs-Kennlinien des aktiven Schalttransistors und 

passiven Lasttransistors bestimmt. Im Unterschied zum linearen Lastwiderstand ergeben sich aber 

jetzt andere Übertragungskennlinien (Abb. 5.43).


I KS 

I DS 


Lastkennlinie R D 

selbstsperrender 

Lasttransistor 

U LL 

U DS 

33 

U GS 

VDD 

n enh. 

n-enh. 

out 

GND 

Lasttransistor: U GS = U DS 

Abb. 5.43: Kennlinien des MOS-Inverters mit selbstsperrendem Last-Transistor 

Ein schnelleres Umladen erhält man, wenn für das Gate des Lasttransistors eine zweite, höhere 

Versorgungsspannung zur Verfügung steht. (5.42 B) Tatsächlich wurden in den 70er Jahren CMOS- 

ICs mit zwei verschiedenen Versorgungsspannungen gefertigt. Diese Lösung wird allerdings wegen 

des Bedarfs an zusätzlichen Leitungen und Netzgeräten die Systemkosten erheblich steigern. 

Die einzig befriedigende Lösung ist die Verwendung eines selbstleitenden FETs als Lastelement 

(5.42 C). Erst damit war für die nMOS-Technologie eine befriedigende Lösung gefunden. 

Voraussetzung ist hier, dass der Halbleiter-Hersteller die Schwellenspannungen der Transistoren 

nahezu frei einstellen kann. 

I KS 

I DS 

Lastkennlinie 

R D 


selbstleitender 

Last-Transistor 

U LL 

U DS 

U GS 

VDD 

n-depl. 

n-enh. 

out 

GND 

Lasttransistor: U GS = 0 

Abb. 5.44: Kennlinie des MOS-Inverters mit selbstleitendem Last-Transistor 

Möglich geworden ist dies mit Hilfe der Technik. der Ionen-Implantation. Man kann damit ortsfeste 

positive oder negative Ladungen unterhalb der Sperrschicht "einbauen".


nMOS Technology 

n-channel 

n-channel 

enhancement depletion 

GND VDD 

p- bulk silicon 

Abb. 5.45: Schnitt durch einen Inverter in nMOS Technologie 

34 

n-diffusion 

p-diffusion 

metal 

gate-oxide 

field-oxide 

p - bulk 

poly-silicon 

Charakteristisch ist der Anschluss des Gates des selbstleitenden Transistors an dessen Source- 

Elektrode. Es gilt also immer UGS = 0. Wenn die Schwellenspannung Uth z. B. bei ca. -1,5 V liegt, 

ist dieser Lasttransistor auch bei UDS < 1.5 V noch ausreichend leitfähig. Die Übertragungskennlinien 

der drei betrachteten Inverter-Grundtypen zeigt Abb. 5.46. 

Lastwiderstand Selbstsperrender 


U DS 

U GS 

U DS 

U GS 

U DS 

Selbstleitender 


Abb. 5.46: Kennlinien zur Übertragung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung bei 

nMOS-Invertern 

In allen Fällen wird bei steigender Eingangsspannung die Ausgangsspannung zunächst nur wenig, 

dann zunehmend beeinflusst (quadratische Eingangskennlinie). Zu hohen Eingangsspannungen hin 

treten dann Sättigungseffekte auf, welche die Verstärkung wieder abfallen lassen. Aus 

Übertragungsdiagrammen dieser Art kann man graphisch ableiten, welche Störabstände die 

Schaltung besitzt, d. h. welche Größen von Störsignalen logische Zustandsänderungen bewirken 

können. 

5.7 Analoge integrierte Schaltungen 

5.7.1 Einleitung 

Man könnte fast glauben, digitale Schaltungen und integrierte Schaltungen seien identisch. 

Tatsächlich ist der Großteil aller gefertigten Schaltungen heute digital, aber bereits in der Automobil- 

Elektronik begegnen uns auch analoge Baugruppen oder gemischt digital-analoge Schaltungen in 

Hülle und Fülle. Weshalb? 

U GS


Zunächst muss ein Signal eine gewisse Höhe erreichen, bevor es als digitale Information weiter 

verarbeitet werden kann. Signale, die bei Spannungen von nur einigen Volt auftreten, müssen also 

zunächst verstärkt werden. Die Verstärkertechnik ist deshalb ein besonderes Kapitel in der 

Schaltungstechnik, wobei heute (bis auf die Hoch- und Höchstfrequenztechnik und die 

Leistungselektronik) Verstärker als integrierte Bausteine realisiert werden. Eine besondere Rolle 

spielen dabei sogenannte Operationsverstärker, das sind integrierte Verstärker-Bausteine mit 

speziellen Eigenschaften. Auch zur Wandlung von analogen in digitale Schaltungen werden 

bestimmte spezielle Baugruppen, sogenannte Analog-Digital-Wandler, benötigt. Anders herum 

eignen sich digitale Signale auch nicht direkt zur Ansteuerung von z. B. Motoren. Dort werden 

umgekehrt Digital-Analog-Wandler benötigt. Und diesen folgen dann meistens noch spezielle 

Leistungsverstärker. Wir können aber auch bei der Nachrichtentechnik im engeren Sinne bleiben. 

Wir haben bis jetzt eine Reihe von passiven Bauelementen der Nachrichtentechnik kennengelernt. 

Mit solchen Bauelementen ist der Elektrotechniker in der Lage, gegebene Signale auf zu 

manipulieren wie z. B. frequenzabhängig zu dämpfen oder auf andere Spannungsebenen umzusetzen. 

Was fehlt ist die Fähigkeit, Spannungen, Ströme oder Signale zu verstärken oder Schwingungen zu 

erzeugen. Dazu werden aktive Bauelemente benötigt. Baugruppen, die aus einem Eingangssignal am 

Eingang ein (möglichst gleichartiges) Ausgangssignal mit höherer Spannung erzeugen, werden als 

Verstärker bezeichnet. Bei Erzeugung eines höheren Stroms ohne Spannungsverstärkung spricht 

man dagegen von einem Impedanz-Wandler oder einem Stromverstärker. 

Es gibt in der Nachrichtentechnik weitere wichtige aktive Baugruppen. 

Oszillatoren sind selbstschwingende Schaltungen, wie sie z. B. auch als Taktgeber in digitalen 

Schaltungen Verwendung finden. Sie werden aber auch in der analogen Elektronik und 

Nachrichtentechnik verwendet. 

Mischer sind Baugruppen, welche ein Eingangssignal von einer Frequenzebene auf eine andere 

umsetzen. So wird z. B. das UKW-Rundfunk-Signal von 15 kHz Bandbreite einem Träger im 100 

MHz-Bereich aufgepackt und muss im Empfänger auf eine sogenannte Zwischenfrequenz von 

einigen MHz umgesetzt werden, bevor es verstärkt und schließlich demoduliert werden kann. 

Modulatoren sind Baugruppen, welche ein Signal in Abhängigkeit eines anderen Signals variieren. Z. 

B. wird ein Sender stets aus einem Hochfrequenz-Oszillator bestehen, auf den ein niederfrequentes 

Signal aufmoduliert wird, um von ihm "huckepack" übertragen zu werden. 

Demodulatoren sind Baugruppen, welche aus einem modulierten Signal die modulierende Spannung 

zurückgewinnen (auch als Detektoren bezeichnet). 

5.7.2 Verstärker-Grundlagen 

Die zweifellos wichtigsten aktiven Bausteine der Analogtechnik sind Verstärker. Sie werden immer 

dort benötigt, wo eine an einem Detektor auftretende kleine Signalspannung zu klein ist, um direkt 

verarbeitet werden zu können. In der Regel werden Verstärker-Baugruppen mit einer Versorgungs- 

Gleichspannung versorgt (meistens als Vdd oder Vcc gekennzeichnet), welche die Energie für den 

Verstärkungsvorgang liefert. Sie besitzen notwendigerweise auch einen Masse-Anschluss (GND), 

der oft mit dem Masse-Anschluss der Signalleitungen am Eingang und Ausgang der Schaltung 

zusammenfällt. Praktisch verwendete integrierte Verstärker-Bausteine benötigen teilweise auch eine 

positive und eine negative Betriebsspannung (z. B. + - 15 V). 

35


Uin 

Vdd 

GND 

Abb. 5.47: Verstärker-Vierpol 

Uout 

Verstärker sind in der Regel als Vierpole darzustellen, im Ersatzschaltbild steuert eine 

Eingangsspannung oder ein Eingangsstrom eine interne Spannungs- oder Stromquelle. 

b rbb' b' c 

gb'e Cb'e 

e 

u b'e 

C b'c 

S u b'e 

cce 

Abb. 5.48: Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Transistors als Verstärker in Emitterschaltung 

gce 

Das Ersatzschaltbild für einen Transistor als Kleinsignal-Verstärker ist in Abb. 5.48 dargestellt. 

Ein Verstärkerbaustein wird (bis auf ganz speziell Sonderfälle) mindestens einen Transistor als 

aktives Bauelement beinhalten, häufig aber auch eine ganze Anzahl von Transistoren als integrierte 

Baugruppe. Eine praktisch wichtige Untergruppe solcher integrierter Verstärkerbausteine sind 

sogenannte Operationsverstärker. 

Ui Ua 

Zi Za 

Ui 

Zi 

Y21 Ui 

1 / Za 

Abb. 5.49: Verstärker-Vierpol mit Kenngrößen und vereinfachter Ersatzschaltung 

Die wichtigsten Kenngrößen eines solchen Verstärker-Vierpols sind dann: 

- die Spannungsverstärkung Au = Ua / Ui zwischen Eingang und Ausgang, oft gemessen für den 

Fall des Leerlaufs am Ausgang 

36


- der Eingangswiderstand Ri bzw. die Eingangsimpedanz Zi 

- der Ausgangswiderstand Ra bzw. die Ausgangsimpedanz Za 

- die obere Grenzfrequenz, d. h. die Frequenz, bei der die Spannungsverstärkung um 3 dB oder 

Wurzel 2 gegenüber dem Standardwert abfällt. 

- die sogenannte Transitfrequenz, das ist die Frequenz, bei der der Verstärker auch noch eine 

Spannungsverstärkung von 1 besitzt. 

Dieser Wert wird oft auch als Bandbreite bezeichnet, weil er das obere Ende des 

Frequenzbereichs angibt, über den der Verstärker einsetzbar ist. 

- die maximale Spannung am Eingang und Ausgang 

- der maximale Strom am Ausgang 

- die maximale Ausgangsleistung (Produkt aus Ausgangsspannung und Ausgangsstrom). 

- die Rauscheigenschaften des Verstärkers: Das ist das Maß für die Eigenschaften des Verstärkers, 

einem Eingangssignal ein Störsignal hinzuzufügen. 

Soll z. B. ein Eingangssignal von 0,5 Millivolt verstärkt werden, so ist dies nicht möglich, wenn die 

Eingangsstufe des Verstärkers selbst ein Rauschsignal von 10 mV Mittelwert produziert. 

Weiterhin unterscheidet man zwischen linearen und nicht-linearen Verstärkern. 

Bei einem linearen Verstärker ist die Höhe der Verstärkung unabhängig von der Größe der 

Spannung am Eingang und Ausgang. Nehmen wir als Beispiel eine Spannungsverstärkung von 100 

und eine Versorgungsspannung von 10 V an, so wird ein solcher Verstärker eine Eingangsspannung 

von 1 mV sicher auf 100 mV verstärken können. Er wird aber keine Eingangsspannung von 1 V auf 

100 V verstärken können. Bei einer Ausgangsspannung von 10 V ist eine Grenze erreicht, der 

Verstärker gerät in den Zustand der "Sättigung" und ist dann ein "nicht-linear". 

Alle Gatter-Bausteine der Digitaltechnik sind so angelegt, dass sie vom Eingangssignal in die 

Sättigung getrieben werden, sind also hochgradig nicht-linear. 

Eine hohe Verstärkung wird trotzdem benötigt, um bei digitalen Signalen steile Flanken zu erhalten. 

Ia 

Ia 

Ra 

Ra 

Ua 

Abb. 5.50: Klein- und Großsignalbetrieb 

37


In der Analogtechnik unterscheidet man weiterhin: 

a. Kleinsignalbetrieb 

Die Spannungswerte der Signale am Eingang und Ausgang einer Schaltung sind klein gegen die 

Betriebsspannung (etwa Usignal < 0,1 Vdd). Dann kann man die eigentlich nicht-linearen 

Halbleiterschaltungen oft näherungsweise als linear betrachten, weil für den verwendeten kleinen 

Schwankungsbereich von Spannungen und Strömen die Eigenschaften der Schaltung 

(Eingangswiderstand, Verstärkung) nahezu konstant bleiben. 

b. Großsignalbetrieb 

Die Signalspannungen am Ein- oder Ausgang (meistens am Ausgang) sind etwa so groß wie die 

Signalspannungen. Dann sind lineare Näherungen meistens nicht mehr gültig, d. h. man muss die in 

Abhängigkeit von Eingangsspannung bzw. Ausgangsspannung unterschiedlichen Parameter 

(Widerstand, Verstärkung etc.) berücksichtigen. Weiterhin wird unterschieden zwischen linearem 

und nicht-linearem Großsignalbetrieb. 

Lineare Großsignalverstärker kommen typisch in den Endstufen von Audio-Geräten vor. Die 

Digitaltechnik ist als nicht-linearer Großsignalbetrieb anzusehen. 

Vorab sei hier schon bemerkt, dass man für die Berechnung von Schaltungen mit aktiven 

Bauelementen, also Verstärkern und Oszillatoren, gültige Modelle der Schaltung braucht. Man 

unterscheidet auch dort z. B. für Transistoren Kleinsignal- von Großsignal-Modelle. 

In der Praxis ist die Unterscheidung zwischen Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärkern 

von großer Wichtigkeit. 

Verstärker für tonfrequente Signale wurden in der Regel so gebaut, dass die einzelnen Stufen durch 

Kondensatoren getrennt waren. 

Stufe 1 Stufe 2 Stufe 3 

Eingang Ausgang 

Stufe 1 Stufe 2 Stufe 3 

Eingang Ausgang 

Abb. 5.51: Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärker 

Oft wird man in der Praxis die gewünschte Verstärkung oder die benötigte Höhe von 

Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom nicht mit einer Stufe erreichen können. 

Verstärkerschaltungen bestehen deshalb oft aus mehreren kaskadierten Stufen, von denen jede ihre 

eigene Arbeitspunkt-Einstellung hat. Leider ändern sich diese Einstellungen z. B. durch 

Temperatureffekte während des Betriebes. Bei einem mehrstufigen Verstärker würden dann die 

Schwankungen des Betriebspunktes, also der Werte der Ausgangsspannung ohne Nutzsignal, als 

Quasi-Signal an die nächste Stufe weitergegeben werden müssen. Das führt bei mehrstufigen 

Verstärkern aber zu bösen Schwankungen der Ruhespannung am Ausgang (Drift-Effekte). Praktisch 

hat man deshalb oft versucht, die einzelnen Stufen durch "schwebend" aufgehängte Kondensatoren 

zu trennen, wodurch die Übertragung von Gleichspannungseffekten zwischen den Stufen ausfällt. 

38


Drift-Effekte sind dann auf die einzelnen Stufen beschränkt. Dann kann allerdings auch keine 

Übertragung beliebig geringer Frequenzen und von Gleichspannungswerten erfolgen. 

Leider ist eine solche Trennung bei integrierten analogen Bausteinen nicht möglich. Sie benötigen 

deshalb ganz spezielle Bauweisen, es ergibt sich eine Schaltungstechnik auf dem IC, die von der mit 

"diskreten" Bausteinen stark abweicht. 

5.7.3 Grundschaltungen und Eigenschaften 

Wir haben an anderer Stelle schon den Transistor in Emitter-Schaltung als Kleinsignal-Verstärker 

behandelt. 

Ug 

Ub 

Cm 

Ue 

Ua 

äquivalent: 

39 

Ug 

Ue 

Ub 

A = Spannungsverstärkung in Emitter-Schaltung 

Abb. 5.52: Miller-Effekt beim Transistor in Emitter-Schaltung 

Cm 

*(1 + |A|) 

Ein Blick in das Giacoletto-Ersatzschaltbild zeigt meistens direkt, dass schon der Transistor selbst 

eine nicht unerhebliche Rückkopplungs-Kapazität zwischen Kollektor und Basis enthält. Der Einfluss 

dieser Kapazität ist durch den Miller-Effekt gekennzeichnet: Sie wirkt sich aus, wie eine um den 

Wert (1 +|A|) erhöhte Kapazität zwischen Basis und Emitter, wenn A die Spannungsverstärkung der 

Stufe ist. 

Gleichzeitig gibt es meistens nicht nur einen Vorwiderstand im Eingangskreis, sondern auch noch 

einen nicht unerheblichen Basis-Bahnwiderstand. Diese bilden zusammen mit der Miller-Kapazität 

einen R-C-Tiefpass, der typischerweise für das Verhalten des Transistorverstärkers im 

Frequenzbereich bestimmend ist. Die Frequenz, bei der die Verstärkung um 3 dB abfällt, ist 

typischerweise gegeben durch die Grenzfrequenz dieses R C-Tiefpasses. 

Bei MOS-Transistoren ist dieser Effekt weit weniger ausgeprägt, weil deren interne Rückkopplungskapazität 

z. B. zwischen Drain und Gate kleiner ist. 

Bei bipolaren Transistoren kann man statt der Emitter-Schaltung die Basis-Schaltung verwenden, die 

eine höhere Grenzfrequenz aufweist, allerdings leider auch einen sehr geringen Eingangswiderstand 

und eine geringere Leistungsverstärkung. Abhilfe schafft eher die sogenannte Kaskode-Schaltung. 

Ua


U O 

U e 

Rc 

T 2 

T 1 

Vcc Vdd 

U a 

U CE1 

U O 

U e 

Abb. 5.53: Kaskode-Schaltung mit npn-Transistoren und mit n-Kanal MOSFETs 

R D 

Der Transistor T1 arbeitet zwar in Emitter-Schaltung (und deshalb mit recht hohem Eingangswiderstand 

und Stromverstärkung), „sieht“ aber am Ausgang den Transistor T2 in Basis-Schaltung. 

Dessen Eingangswiderstand ist so gering, dass T1 mit einer Spannungsverstärkung von nur etwa 1 

arbeitet. Die Spannungsverstärkung übernimmt T2 mit seiner Basis-Schaltung. Damit wird am ersten 

Transistor der Miller-Effekt weitgehend vermieden. Die Kaskode-Schaltung erreicht im Vergleich 

zur einfachen Emitter-Schaltung eine wesentlich höhere Bandbreite. In integrierter Technik ist es 

notwendig, die Widerstände durch Stromquellen oder durch Stromspiegel-Schaltungen zu ersetzen. 

Vcc 

U O 

U e 

I 0 

T 2 

T 1 

T 3 

I 0 

U a 

U CE1 

Vdd 

Abb. 5.54: Transistorverstärker in Kaskode-Schaltung mit Stromspiegel 

U O 

I 0 

U e 

Auch die Spannungsquelle wird man durch eine geeignete Schaltung mit Dioden oder Transistoren 

ersetzen müssen. 

5.7.4 Operationsverstärker 

40 

T 2 

T 1 

T 2 

T 1 

U a 

I 0 

T 3 

U a


Die eigentlichen aktiven Bauelemente sind heute in erster Linie Transistoren. 

In der analogen (und auch in der digitalen) Schaltungstechnik begegnen sie uns aber meistens in 

versteckter Form, d. h. als Bestandteile größerer mittelhoch bis hoch integrierter Bausteine. 

Der typische aktive Baustein der Analogtechnik ist der Operationsverstärker. 

- 

+ 

+ VDD 

- VSS 

Abb. 5.55: Operationsverstärker 

Betrachten wir zunächst den Operationsverstärker in idealisierter Form: 

Der OP hat einen invertierenden und einen nicht-invertierenden Eingang. Darüber hinaus existieren 

meistens Anschlüsse sowohl für eine positive als auch eine negative Betriebsspannung. Der OP ist 

intern ein mehrstufiger, gleichspannungsgekoppelter Verstärker. Für den idealen OP wird 

angenommen: 

- er habe eine unendlich hohe Verstärkung 

- die Verstärkung geht bis zu beliebig hohen Frequenzen 

- der OP erzeugt keine (nicht-invertierend) oder 180 Grad (invertierender Betrieb) Phasenverschiebung 

zwischen Eingang und Ausgang 

- die Verstärkung erfolgt leistungslos, es fließen also keine Ströme in die Eingänge des OP hinein. 

Diese idealen Annahmen führen für die Schaltungstechnik des OPs zu bestimmten Konsequenzen: 

- die Spannung zwischen den Eingängen ist stets null 

- der OP wird stets in einer Schaltung so betrieben, dass eine Verbindung zwischen Ausgang und 

Eingang zur Einstellung der Verstärkung (Gegenkopplung) besteht. 

Die einfachsten Grundschaltungen mit einem OP zeigt Abb. 5.56. 

Uin 

R1 

- 

+ 

R2 

41 

Uout 

Abb. 5.56: Invertierender Verstärker mit Operationsverstärker 

Wir nehmen an, dass der OP ideal ist. Dann liegen beide Eingänge auf Null-Potential.


Wenn über R1, getrieben durch Uin, ein Strom von Iin = Uin / R1 in die OP-Schaltung hineinfließt und 

der OP selbst einen unendlich hohen Eingangswiderstand hat, so fließt ein Strom gleicher Höhe auch 

zum Ausgang über R2. 

Also: Iin = Uin / R1 

I2 = Uout / R2 

Virtuelle Masse: Iin + I2 = 0 

Iin = - I2 

Uin / R1 = - Uout / R2 

Uout / Uin = Au = R2 / R1 

Die Spannungsverstärkung wird also durch das Verhältnis der beiden Widerstände eingestellt. Für 

R2 = R1 wird die Spannungsverstärkung eins, man hat dann einen sogenannten Spannungsfolger. 

Die Ausgangsspannung folgt der Eingangsspannung mit umgekehrtem Vorzeichen nach. 

Die Schaltung für einen nicht-invertierenden Verstärker sieht etwas komplizierter aus. Man 

bezeichnet sie auch als "Elektrometer-Verstärker". 

Uin 

R1 

+ 

- 

Ra1 

Ra2 

42 

Uout 

Abb. 5.57: Nicht-invertierende Verstärkerschaltung mit OP 

In der obigen Schaltung wird die Verstärkung durch das Verhältnis der Widerstände Ra1 und Ra2 

eingestellt. 

Natürlich ist es auch möglich, mit dem OP andere Schaltungen als einfache Verstärker zu bauen. 

Betrachten wir die Schaltung in Abb. 5.58. 

Uin 

R1 

- 

+ 

R2 

C2 

Uout 

Abb. 5.58: Aktiver RC-Tiefpass mit Operationsverstärker 

Nehmen wir vereinfachend an, dass zunächst R2 = unendlich gilt.


Bei Gleichspannung findet keine Gegenkopplung statt, im Idealfall wird die Verstärkung unendlich 

hoch. Bei realen Operationsverstärkern sind Spannungsverstärkungen von ca. 1000 bis 10 000 

möglich. 

Für hohe Frequenzen wird dagegen die Ausgangsspannung voll auf den Eingang zurückgekoppelt, 

die Verstärkung wird auf Werte unter 1 reduziert. 

Die Schalttung hat so aber noch eine andere Funktion: Der Kondensator wird über der Zeit den vom 

Eingang her eingeflossenen Strom "aufintegrieren" müssen. 

Die Schaltung kann also dazu dienen, instabile Eingangsspannungen aufzuintegrieren. Sie ist damit 

z. B. verwendbar, um das in der Praxis häufig vorkommende "Prellen" von Schaltern zu 

unterdrücken. 

Setzt man den zweiten Widerstand R2 ein, so kann man zunächst für f = 0 die gewünschte 

Verstärkung einstellen und durch das Verhältnis R2 zu ω C2 auch bestimmen, ab welcher Frequenz 

der Tiefpass wirksam werden soll. 

Natürlich kann man an Stelle von R1 und R2 jeweils beliebig komplexe RC-Netzwerke einsetzen. 

Damit erhält man nun aber keine "passiven" Filter, bei denen die Ausgangsspannung immer kleiner 

als die Eingangsspannung ist, sondern man erhält Verstärker mit vorprogrammiertem Frequenzgang, 

oder, anders ausgedrückt, aktive Filter mit Verstärkungen im Durchlassbereich. 

Eine weitere Anwendung solcher Schaltungen war die Analog-Rechentechnik. 

U1 

U2 

R1 

R2 

Abb. 5.59: Analoger Addierer 

- 

+ 

R 

Uout 

Für die Ausgangsspannung bei dieser Schaltung gilt: Ua = - R (U1/R1 + U2/R2) 

Entsprechend kann man weitere Eingangssignale anschließen. 

Betreibt man den OP mit Anschluss von Signalen an beide Eingänge, so lässt sich ein 

Differenzverstärker realisieren, mit dem man natürlich auch analoge Spannungswerte voneinander 

subtrahieren kann. 

U1 

U2 

R1 

R3 

R4 

- 

+ 

R2 

Abb. 5.60: Differenzverstärker 

Für die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers gilt: Uout = U2 R4 / R3 - U1 R2 / R1 

43 

Uout


Damit hat man für eine analoge Rechentechnik auch einen Subtrahierer verfügbar. 

Uin 

Uin 

R1 

- 

+ 

- 

+ 

R2 

Uout 

Uout 

Abb. 5.61: Logarithmierer (oben) und Exponentialverstärker (unten) 

Abschließend sei noch gezeigt, dass man mit analoger Rechentechnik einige Funktionen, deren 

Berechnung auf dem Digitalrechner sehr aufwendig sind, direkt implementieren kann. 

In der oberen Schaltung berechnet sich die Ausgangsspannung zu: 

Uout = - UT ln Uin /R1 Is 

Dabei sind UT und Is Parameter der exponentiellen Dioden-Kennlinie. 

Entsprechend gilt für den Exponentialverstärker: 

Uout = - R2 Is exp (Uin / UT) 

Beim Analogrechner sind die Widerstandswerte und die Spannungen einstellbar. 

Damit kann man hier sehr schnell sehr komplexe Rechenoperationen durchführen. Das Problem ist 

die sehr beschränkte Genauigkeit: 

In der Analogtechnik ist die Höhe einer Spannung gleichzeitig die Information, und deshalb wirkt 

sich jede Störung analoger Signale direkt verfälschend auf die Information aus. Genau das hat man 

mit der Digitaltechnik weitgehend ausschalten können. 

5.7.5 Interner Aufbau von Operationsverstärkern 

Für die meisten Anwendungen wird man Operationsverstärker benötigen, die einen hochohmigen 

Eingang und einen niederohmigen Ausgang aufweisen. Dem kommt im einfachsten fall eine 

Schaltung nahe, die aus folgenden Komponenten aufgebaut ist. 

- einem Differenzverstärker als Eingangsstufe für die Spannungsverstärkung 

- einer Leistungsverstärker-Stufe am Ausgang für die Stromverstärkung 

Dazwischen wird meistens noch eine Stufe für die Pegel-Verschiebung benötigt. 

44


UP 

0 V 

I0 + Iq 

Abb. 5.62: Einfacher Operationsverstärker 

Die erste Stufe liefert zunächst die notwendige Verstärkung der Eingangsspannung. Bis zu etwa 

1000-fache Verstärkungen kleiner Signale sind möglich. Von dieser Stufe bestimmt ist außerdem die 

Empfindlichkeit des Verstärkers: Wenn die Transistoren am Eingang selbst ein relativ großes 

Störsignal (Rauschen) erzeugen, so wird dies in folgenden Stufen weiter mitverstärkt und wirkt sich 

viel stärker aus als etwa das Rauschen einer Endstufe. Es gibt tatsächlich Operationsverstärker, die 

speziell auf eine rauscharme Vorstufe optimiert sind. Weiterhin muss die Eingangsstufe optimiert 

sein auf: 

- eine hohe Gleichtakt-Unterdrückung 

- eine möglichst große Bandbreite 

+ 

T1 

- 15 V 

I0 - Iq 

Iq 

I0 

1 mA 

+ 15 V 

Letztere beeinflusst die maximale Betriebsfrequenz des Operationsverstärkers. 

T2 

RC 

7,5 kΩ 

Bei einer Eingangsspannung von z. B. 0V Differenz (UP - UN) ist die Ausgangsspannung der ersten 

Stufe z. B. bei 2 V. Entweder muss nun die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers so aufgebaut 

werden, dass sie diesen Pegel auf 0 V verschiebt, oder es wird zwischen Vorverstärker und 

Ausgangsverstärker eine Pegelshift-Stufe eingeführt. 

Eine solche Pegelshift-Stufe kann man entweder mit Dioden oder mit Z-Dioden aufbauen. 

Da sich Dioden-Spannungen (und Spannungen im Transistor) mit der Temperatur ändern, muss die 

Pegelshift-Stufe auch den Temperatur-Drift mit ausgleichen. 

In der obigen Beispielschaltung wird der Pegelshift erst mittel einer Z-Diode am Ausgang der 

Leistungsstufe vorgenommen. Dies ist typisch für einfache Operationsverstärker mit relativ 

„schwachen“ Ausgangsstufen, also einem relativ hohem Innenwiderstand der Endstufe. Bei 

Leistungs-Operationsverstärkern ist die Pegelshift-Stufe „in der Mitte“ üblich. 

45 

0 V 

UN 

- - 

+ 

T3 

3 mA 

RC 

5 kΩ 

6,9 V 

0 V 

Ua


in 1 

in 2 

Vorverstärker 

VDD 

GND 

Endverstärker 

Abb. 5.63: Pegelshift-Stufe mit Dioden in Flussrichtung 

in 1 

in 2 

Vorverstärker 

VDD 

GND 

Endverstärker 

Abb. 5.64: Pegelshift-Stufe mit Z-Diode im Durchbruch 

Reale Operartionsverstärker werden als ICs in großer Arten-Vielfalt angeboten. 

Die wichtigsten Eigenschaften sind: 

- die Bandbreite (in MHz) 

- der Eingangswiderstand 

- die Rauscheigenschaften (Rauschzahl) 

- der maximale Ausgangsstrom 

- Ausgangsspannung, Ausgangsleistung 

- Versorgungsspannungen (z. B. + / - 15 V) 

- die Spannungs-Anstiegsgeschwindigkeit (slew rate). 

Letztere ist wichtig für den Einsatz in Großsignal-Schaltungen und für den Betrieb als Schalter. 

out 

OPs sind natürlich auch als vorentworfene Bausteine für die Verwendung beim Entwurf komplexer 

digital-analoger ICs verfügbar. 

5.7.6 Eigenschaften realer Operationsverstärker 

Der ideale OP ist ein ziemlich grobes Modell, dem reale OPs nur unvollkommen entsprechen. 

Insbesondere weisen sie eine Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang auf. 

out 

46


Für den OP kann man stets eine Spannungsverstärkung: 

Au = Uout / Uin angeben. 

Im Idealfall ist diese nur durch den Rückkopplungs-Widerstand, der eine Gegenkopplung bewirkt, 

und einen Vorwiderstand bestimmt. 

Der reale OP verhält sich leider etwas anders: 

Au ist, wenn die Schaltung neben Widerständen wenigstens auch Kapazitäten enthält, eine Funktion 

der Frequenz und im allgemeinen eine komplexe Funktion. Und leider enthalten nun reale OPs stets 

diverse Kapazitäten. Man kann die Übertragungsfunktion mit dem Bode-Diagramm getrennt nach 

Betrag und Phasengang darstellen, wobei der Amplitudengang typischerweise im doppelt 

logarithmischen Maßstab dargestellt wird. 

F 

90 

45 

- 45 

-90 

-135 

-180 

A/dB 

1.Pol 

(dominant) 

Amplitudengang 

-10dB / Dekade 

2. Pol 

0,1f f 

p1 p1 10 fp1 0,1fp2 fp2 Phasengang 

-20dB / Dekade 

10 f p2 

Abb. 5.65: Frequenz- und Phasengang eines realen Operationsverstärkers im doppelt 

logarithmischen Maßstab (Bode-Diagramm). 

Wir betrachten zunächst einen OP, der nicht rückgekoppelt ist. Dann spricht man von einer „open 

loop“-Verstärkung. Bei niedrigen Frequenzen hat der OP eine (meistens) sehr hohe Verstärkung. 

Ein Abfall tritt aber meistens schon bei einigen MHz auf, bedingt durch einen in der Schaltung 

„verborgenen“ RC-Tiefpass. Dessen Grenzfrequenz wird als fp1 bezeichnet. In der 

Übertragungsfunktion tritt an dieser Stelle ein sogenannter „Pol“ auf. An der Polstelle ist der Betrag 

der Verstärkung um 3 dB gegenüber dem Leerlaufwert abgesunken, gleichzeitig hat sich aber auch 

die Phase um 90 Grad gedreht. Man nimmt näherungsweise an: 

- dass die Verstärkungskurve (Betrag) ab der Polstelle mit –10db/ Dekade abfällt 

- dass die Kurve für den Phasengang bei einem Zehntel der Pol-Frequenz beginnt, die Phase mit 

-45 Grad / Dekade zu drehen, 

- dass die durch einen Pol insgesamt bewirkte Phasendrehung –90 Grad beträgt und beim 

Zehnfachen der Pol-Frequenz mit –90 Grad erreicht ist. 

Tatsächlich gibt es in der Schaltung nicht nur einen RC-Tiefpass, sondern immer mehrere. Der 

zweite Tiefpass wird die Phase wiederum um 90 Grad drehen. 

47 

lg (f/f0) 

lg (f/f0)


Und dann ist der kritische Punkt erreicht: Hat die Schaltung jetzt noch eine Verstärkung, die dem 

Betrag nach größer als 1 ist, und baut man nun einen Widerstand zur Gegenkopplung ein, so wird 

die Ausgangsspannung phasengleich auf die Eingangsspannung zurückgekoppelt. 

Und dies erfüllt möglicherweise die sogenannte „Schwingbedingung“, die einen Verstärker zu einer 

selbstschwingenden Schaltung, einem sogenannten Oszillator macht: 

- 

+ 

R1 

Verstärker RK-Glied 

A u 

A rk 

Schleifenverstärkung: As = A u * A rk 

Abb. 5.66: Verstärker mit Rückkopplungsnetzwerk 

- Schleifenverstärkung größer als 1 ist 

- die Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang 0 Grad oder ein Vielfaches von 360 Grad 

beträgt. 

Operationsverstärker können also bei „passender“ Rückkopplung, die eigentlich zur Gegenkopplung 

vorgesehen war, durchaus durch parasitäre Effekte zum Oszillator werden. 

Dagegen gibt es zwei Mittel: 

Sogenannte „nicht kompensierte“ OPs besitzen einen internen Anschluß zwischen der Vorstufe und 

der Endstufe. Wird dieser extern mit einer Kapazität beschaltet, so ergibt sich damit ein neuer 

„dominierender“ Pol, der verhindert, dass bei einer Phasendrehung um insgesamt 0 oder 360 Grad 

die Schleifenverstärkung noch größer als 1 ist. 

Bei sogenannten „kompensierten OPs“ ist genau diese Maßnahme schon fest in den OP eingebaut. 

Man hat weniger Aufwand, aber für die praktische Nutzung sind Verstärkung und Bandbreite 

entsprechend geringer. 

5.8 Praktischer Einsatz 

Operationsverstärker kommen heute fast überall dort in analogen Schaltungen zum Einsatz, wo man 

früher Einzeltransistoren verwendet hat. Eine Ausnahme bietet der Bereich hoher bis sehr hoher 

Frequenzen über ca. 100 MHz. OPs sind kaum teurer als Einzeltransistoren, aber wesentlich 

einfacher zu berechnen und zu beschalten. Sie gehören deshalb zu den am weitesten verbreiteten 

Standaed-Bauelementen der analogen Schaltungstechnik. Man baut nicht nur Verstärker damit auf, 

sondern z. B. auch aktive Filterschaltungen, Spannungs- und Stromquellen, Abtast- und Halteglieder, 

Phasen-Regelkreise, und digital-analoge Wandler. 

48 

R2

Teil 5

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