Teil 3

BTU Cottbus, HL-Schaltungstechnik, Kapitel 3, WS 99/00 

3. Halbleiter-Bauelemente 

3.1 Vorbemerkung 

Der homogene, dotierte Halbleiter ist kein besonders brauchbares Medium für den Stromtransport. 

Dazu ist er auch gar nicht vorgesehen, man möchte mit Halbleitern komplexere Effekte wie nichtlineare 

Kennlinien und Verstärkungen realisieren. 

Brauchbare Halbleiter-Bauelemente erhält man stets dann, wenn unterschiedliche Bereiche 

aneinanderstoßen. 

Man unterscheidet heute: 

- Übergänge zwischen unterschiedlich dotierten Materialien im selben Halbleiter 

("Homojunctions") 

- Übergänge zwischen unterschiedlich zusammengesetzten Halbleiter-Materialien 

("Heterojunctions") 

- Übergänge zwischen Metall und Halbleiter 

("Schottky-Junctions") 

Homojunctions und Heterojunctions setzen in der Regel (nicht immer) den Aufbau innerhalb eines 

einzigen Kristalls voraus. 

Darüber hinaus spielen, insbesondere in MOS-Bauelementen (Metall-Oxid-Semiconductor), 

Isolierschichten eine wesentliche Rolle. Extrem dünne Isolierschichten werden in Transistoren für die 

Steuerelektroden benötigt. Dickere Isolierschichten trennen Signale und Ströme voneinander. 

3.2 Halbleiter-Dioden 

3.2.1 Der p-n-Übergang 

Durchlaßrichtung: 

p-dotiert n-dotiert 

Verarmungsschicht 

Spannungsquelle 

+ - 

Sperrichtung: - + 

Abb. 3.1: Schema des p-n-Übergangs mit äußerer Beschaltung 

Zunächst sei der p-n-Übergang im Gleichgewicht, d. h. ohne ein äußere Beschaltung betrachtet. 

Wir nehmen an, dass innerhalb eines Einkristalls ein p- und ein n-dotierter Bereich aneinanderstoßen. 

Damit ergibt sich ein in integrierten Halbleiterschaltungen allgegenwärtiges passives Bauelement. 

An der Grenzfläche zwischen dem p- und dem n-dotierten Bereich werden zunächst die im n-Bereich 

vorhandenen Elektronen in den p-Bereich hinein diffundieren, wo sie die dort vorhandenen Löcher 

"auffüllen", also rekombinieren. 

Dadurch entsteht um den Übergang herum eine von freien Ladungsträgern verarmte sogenannte 

"Sperrschicht". 

1 

R


Sowohl der n-dotierte Bereich des Kristalls als auch der p-dotierte Teil waren für sich isoliert 

betrachtet elektrisch neutral, weil sich die ortsfesten positiven Ladungen der Atomkerne und die 

negativen Ladungen der Elektronen gegenseitig jeweils ausglichen. Nun gilt dies nicht mehr: Nach 

Abfluss der Elektronen bleibt im n-Teil eine positive Ladung übrig, im p-Teil erzeugen die 

rekombinierten Elektronen eine negative Überschuss-Ladung. Damit entsteht in der Sperrschicht ein 

elektrisches Feld, das der weiteren Diffusion der Elektronen entgegenwirkt und diese stoppt. 

E 

p- HL n - HL 

Sperrschicht 

q ²V0 

Abb. 3.2: Energieband-Modell des p-n-Übergangs im Gleichgewicht 

Wir erhalten als Folge der Diffusion im Kristall eine Spannung, wenn wir das Wegintegral über die 

elektrische Feldstärke bilden. Diese „Diffusionsspannung“ ist: 

ΔV0 = k T/q * ln (Na Nd/ni 2 ) 

Darin ist k die Boltzmann-Konstante, T die Temperatur in Kelvin, q die Elementarladung, Na und Nd 

sind die Dotierungsdichten mit Donatoren bzw. Akzeptoren auf beiden Seiten der Sperrschicht, ni ist 

die Eigenleitungsdichte. 

Abb. 3.2 zeigt die Energiebänder bei einem p-n-Übergang im Gleichgewicht. Es tritt ein Ausgleich 

auf, bei dem ein einheitliches Fermi-Niveau im gesamten Kristall wirksam wird. Dies ist nach den 

Gesetzen der Thermodynamik notwendig. 

Die Diffusionsspannung ist bestimmt durch die Größe der Bandlücke bzw. die Lage der Femi- 

Niveaus im p- und im n-dotierten Bereich. 

Die Sperrschicht im p-n-Übergang hat verschiedene bemerkenswerte Eigenschaften. Sie wirkt 

sowohl als Widerstand wie auch als Kondensator. Die Sperrschicht dehnt sich um eine Länge ln in 

den n-dotierten Bereich und eine Länge lp in den p-dotierten Bereich hinein aus. Diese Weite der 

Sperrschicht zu beiden ist nicht in beide Richtungen symmetrisch, sondern die Sperrschicht dehnt 

sich stets proportional stärker in den niedriger dotierten Bereich hinein aus. 

Es gilt: ln / lp = Na / Nd . 

Das Verhalten dieses p-n-Übergangs ist nun durch eine von außen angelegte Beschaltung, 

insbesondere durch eine externe Spannungsquelle, beeinflussbar. 

Dabei sind der Widerstandswert wie auch die Kapazität durch die von außen angelegte Spannung 

steuerbar. Legt man eine äußere Spannung an diese Sperrschicht an, so sind verschiedene Effekte 

beobachtbar: 

Ist die äußere Spannung in derselben Richtung wie die innere "Diffusionsspannung" der Sperrschicht 

gepolt, so addieren sich beide Spannungen an der Sperrschicht. Die Weite der Sperrschicht nimmt 

entsprechend zu. Dadurch sinkt proportional die Kapazität der Sperrschicht. Bis auf ganz wenige 

durch thermische Effekte erzeugte Ladungsträger findet kein Stromfluss statt. 

2 

EF


Diese wenigen Ladungsträger bilden den sogenannten „Sperrstrom“ I0, der im Bereich von wenigen 

Nano-Ampere liegt. (Das gilt aber nur dann, wenn der Kristall im Dunkeln liegt, bei Lichteinwirkung 

nimmt der Stromfluss stark zu.) 

Der umgekehrte Fall tritt auf, wenn die äußere Spannung die innere Spannung reduziert. Zunächst 

wird die Sperrschicht dünner, die Kapazität steigt an. Ab der Spannung, bei der die äußere Spannung 

die innere Spannung Diffusionsspannung ausgleicht, tritt ein erheblicher Stromfluss in 

Vorwärtsrichtung auf. 

Der p-n-Übergang ist in Vorwärtsrichtung oder Durchlassrichtung gepolt. 

Der Strom durch den p-n-Übergang ist gegeben durch die Formel: 

I = q A ( Dp /(LpNd) + Dn / (LnNa) * ni 2 (e**(qU/kT) - 1) 

Anders geschrieben: 

I = I0 * (e**(qU/kT) - 1) 

I0 ist dabei der Sperrstrom in Rückwärtsrichtung. 

A ist die Fläche des p-n-Übergangs, Dp und Dn sind die Diffusionskonstanten der Löcher bzw. 

Elektronen, Lp und Ln sind die jeweiligen "Diffusionslängen" im Halbleiter, d. h. die Abstände von 

der Grenzschicht, bei der die Konzentrationen von Löchern und Elektronen auf 1/e des jeweiligen 

Ausgangswertes abgefallen sind. 

Die Strom-Spannungs-Kennlinie des p-n-Übergangs ist durch eine Exponentialfunktion gekennzeichnet. 

Io 

Sperrstrom 

Id 

Abb. 3.3: Strom-Spannungs-Kennlinie des p-n-Übergangs 

U0 

Damit lässt sich die p-n-Diode als Ventil benutzen: 

In Vorwärtsrichtung fließt zunächst nur ein geringer Strom. Ein starker Anstieg ist dann zu 

verzeichnen, wenn die von außen angelegte Fluss-Spannung die Diffusionsspannung ausgleicht oder 

übertrifft. 

In einer Richtung tritt ein starker Stromfluss auf, in Rückwärtsrichtung wird der Strom bis auf einen 

meistens sehr geringen Reststrom (I0) gesperrt. 

3 

Ud


In Rückwärtsrichtung zeigt diese Kennlinie das Verhalten realer Dioden nur unvollständig. Natürlich 

lässt keine Diode in Sperr-Richtung eine beliebig hohe Spannung zu. Ab einer genügend großen 

Spannung in Rückwärtsrichtung wird die Diode "durchbrechen", d. h. leitend werden. Wenn dann 

durch andere Maßnahmen im Stromkreis der auftretende Rückwärtsstrom begrenzt wird, dann kann 

dieser Durchbruch reversibel sein und lässt sich sogar ausnutzen, z. B. zur Stabilisierung von 

Gleichspannungen. Bei zu hohen Rückwärtsströmen wird allerdings eine starke Erwärmung mit 

nachfolgender Zerstörung des Bauelementes auftreten. Dioden, welche speziell auf Durchbruch bei 

bestimmten Spannungen in Rückwärtsrichtung hin gezüchtet sind, heißen Zener-Dioden oder 

Z-Dioden. Sie werden in der Elektronik in zur Stabilisierung von Gleichspannungen, z. B. in 

Netzgeräten, verwendet. 

Uz 

Sperrstrom 

Io 

Durchbruch 

Id 

Abb. 3.4: Kennlinie einer Z-Diode 

U0 

Man nutzt hier die nicht-lineare Kennlinie des p-n-Übergangs in bestimmter Weise aus. In 

Niederfrequenz-Gleichrichtern (z. B. für die 50 Hz des technischen Wechselstroms) ist das kapazitive 

Verhalten des p-n-Übergangs kaum von Bedeutung. Bei allen Anwendungen von Dioden in 

Hochfrequenz-Schaltungen spielt dagegen die Kapazität eine sehr wichtige Rolle. 

Dabei unterscheidet man einmal die Sperrschicht-Kapazität des als Platten-Kondensator wirkenden 

p-n-Übergangs und eine sogenannte „Diffusionskapazität“. Letztere wird gebildet durch die in der 

Sperrschicht gespeicherte Ladung, die ja bei einer Voll-Aussteuerung der Diode stets hinein- und 

hinaus bewegt werden muss. 

3.2.2 Gleichrichter 

Damit ist der erste Anwendungsbereich für Halbleiter-Dioden gegeben: 

Sie sind geeignet, in sogenannten Gleichrichter-Schaltungen Wechselströme gleichzurichten oder, 

anders herum, aus Wechselspannungsquellen Gleichströme abzuleiten. 

4 

Ud


u (t) 

u (t) 

Diode 

Abb. 3.5: Einweg-Gleichrichter 

t 

i (t) 

i (t) 

R 

Abb. 3.5 zeigt den Gleichrichter-Effekt. Von einer sinusförmigen Eingangsspannung wird nur die 

positive Halbwelle durchgelassen, der Strom i(t) fließt also nur in eine Richtung. Da die negative 

Halbwelle nicht ausgenutzt wird, ist der entstehende Gleichstrom äußerst wellig. Eine bessere 

Ausnutzung liefert die Gleichrichterschaltung mit einer Diodenbrücke. Sie setzt sowohl die positive 

als auch die negative Halbwelle der Wechselspannung in einen Gleichstrom um. 

Dies ist die bei weitem technisch wichtigste Gleichrichterschaltung, die in leicht modifizierter Form 

auch in Drehstrom-Schaltungen verwendet wird. 

u(t) 

_ 

Abb. 3.6: Gleichrichter in Brückenschaltung 

+ 

Hier haben wir Dioden in Anwendungen der Leistungselektronik. Leistungsdioden sollen aufweisen: 

- eine niedrige Schwellenspannung in Vorwärtsrichtung 

- eine hohe zulässige Spannung in Rückwärtsrichtung 

- einen geringen Durchlasswiderstand in Vorwärtsrichtung 

- eine gute Ableitung der entstehenden Verlustwärme. 

Dies deutet schon an, dass Dioden je nach Anwendung speziell gezüchtet und gefertigt werden. Eine 

Diode der Leistungselektronik hat auch äußerlich mit einer Hochfrequenz-Gleichrichterdiode oder 

einer Mischer-Diode nicht mehr viel gemeinsam. 

3.2.3 P-N-Dioden in IC-Schaltungen 

In integrierten Schaltkreisen werden p-n-Übergänge in großer Häufigkeit verwendet, allerdings fast 

ausschließlich mit negativer Vorspannung als isolierende Sperrschichten. 

5 

R


N-well CMOS Technology 

n-channel p-channel 

GND VDD 

n+ n+ p+ p+ 

p- bulk silicon 

n-well 

6 

metal 

n-diffusion 

p-diffusion 

Abb. 3.7: Aufbau eines CMOS-Inverters (Schnitt) 

gate-oxide 

field-oxide 

p - bulk 

poly-silicon 

Abb. 3.7 zeigt den schematischen Schnitt durch einen aus zwei Transistoren gebildeten Inverter in 

CMOS-Technologie. Einmal müssen die hoch n-dotierten Diffusionsgebiete des n-Kanal-Transistors 

bzw. die p-dotierten Gebiete des p-Kanal-Transistors elektrisch gegen die Umgebung isoliert sein. 

Bei einem leicht p-dotierten Grundsubstrat geht das durch eine „automatisch“ funktionierende p-n- 

Diode zwischen den Diffusionsgebieten des n-Kanal-Transistors (die eine Spannung von über 0 Volt 

annehmen und dem auf 0 V festgehaltenen Grundsubstrat. 

Der p-Kanal-Transistor liegt dagegen in einer sogenannten n-Wanne, die ihrerseits mit einer 

Vorspannung von z. B. +5 V beaufschlagt ist. Sie ist damit durch einen in Sperrichtung gepolten p-n- 

Übergang gegen das Substrat (0 V) und den p-Kanal-Transistor (mit Potentialen bei oder unter 

5 V) isoliert. 

Der Fall, dass diese Übergänge entweder durch falsche Vorspannung oder wegen eines Durchbruchs 

leitend werden bedeutet fast immer, dass die Digitalschaltung nicht mehr funktioniert oder gar 

zerstört wird. Effekte dieser Art in CMOS-Schaltungen sind in der Vergangenheit als "Latch-Up" zu 

einer gewissen negativen Berühmtheit gelangt. 

Der „Durchbruch“ wird aber auch auf den ICs nutzbringend eingesetzt: Man lässt von außen 

kommende Signale, die durch statische Elektrizität hohe Spannungsspitzen aufweisen können, 

zunächst über ein Stück Diffusionsleitung laufen. Hohe Spannungsspitzen sorgen für lokale 

Durchbrüche, aber wegen der geringen Stromstärken ohne bleibende Zerstörung. Am Ende der 

Leitung bekommen die "„Chip-Innereien“ ein von Spannungsspitzen befreites Signal. 

3.2.4 P-N-Dioden in Signalschaltungen 

In der analogen Nachrichtentechnik werden p-n-Dioden für unterschiedliche Zwecke ausgebildet und 

verwendet. 

Wegen ihrer exponentiellen Strom-Spannungs-Kennlinie ist die Diode als "Varistor", das ist ein 

durch die abgelegte Vorspannung gesteuerter Widerstand, verwendbar. 

Solche Bauelemente sind insbesondere geeignet, modulierte Signal durch Gleichrichtung zu 

"demodulieren". Für drahtlose Signalübertragung wird einer Hochfrequenz-Schwingung (z. B. bei 

100 MHz für UKW-Rundfunk) ein niederfrequentes Signal (z. B. Sprachinformation) aufmoduliert. 

Amplitude oder Phase oder Frequenz der HF-Schwingung ändern sich im Takt der niederfrequenten 

Schwingung. An einer nicht-linearen Kennlinie wie die einer Diode wird aus diesem „gemischten“ 

HF-Signal die Niederfrequenz-Schwingung, also z. B. die Sprach- oder Ton-Information, 

zurückgewonnen. Ein einem hochfrequenten Träger aufmoduliertes Signal wird also mittel einer 

Diode in eine niederfrequente Wechselspannung umgesetzt ( z. B. schon in Rundfunkempfängern der 

20er Jahre). 

n-well


Für diesen Zweck werden Signaldioden seit langem in Mischern und in Empfängern eingesetzt. 

Von ebenso großer Bedeutung ist die Verwendung von Signaldioden als spannungsgesteuerte 

Kapazitäten, also als variable Kondensatoren. Einen von der Spannung abhängigen Kondensator 

nennt man einen „Varaktor“ und spricht entsprechend auch von „Varaktor-Dioden“. 

Kapazitäts-Variationsdioden (kurz „Varicaps“) sorgen z. B. für die Abstimmung der Eingangs- 

Schwingkreise (Bandpassfilter) in UHF- und VHF-Fernsehempfängern. 

u (t) 

Ck 

C 

L 

Ck 

7 

Cvar 

Uvar 

Abb. 3.8: Hochfrequenz-Eingangsschaltung mit Varicap-Diode 

Sowohl Varicaps als auch Varistoren werden dort verwendet, wo ein Nutzsignal zwischen 

verschiedenen hochfrequenten Trägerfrequenzen umgesetzt werden muss. 

Ein Beispiel ist das Satellitenfernsehen: 

Dort wird zunächst eine Eingangssignal im Frequenzbereich von 12 GHz in den UHF-Bereich (um 

800 MHz) umgesetzt oder auch „heruntergemischt“. Dann erfolgt die weitere Kanalwahl und 

Decodierung im Fernsehempfänger. 

Die Umsetzung eines Signals von einem niedrigeren auf einen höherfrequenten Träger besorgt man 

meistens mit einem Varaktor, das Heruntermischen auf niedrigere Frequenzen dagegen eher mit 

einem Varistor. Das sind meistens jeweils speziell gezüchtete Dioden (neben p-n-Dioden auf auch 

Metall-Halbleiter-Dioden). 

Als Schalter in Hochfrequenz-Schaltkreisen werden häufig sogenannte p-i-n-Dioden eingesetzt, die 

zwischen den höher dotierten p- und n-Bereichen noch einen sehr gering dotierten Bereich besitzen, 

der quasi-eigenleitend (intrinsic) ist. Durch eine angelegte Gleichspannung kann man diese Dioden 

dann für ein HF-Signal auf einen niedrigen oder hohen Widerstand schalten. Dann hat man einen sehr 

schnellen und kleinen Hochfrequenz-Schalter. 

3.2.5 Solarzellen 

Eine ganz spezielle Anwendung von p-n-Dioden und ähnlicher Halbleiter-Bauelementen sind aktive 

Energieerzeuger. 

Setzt man die von Ladungsträgern verarmte Sperrschicht einer Beleuchtung mit geeigneter 

Wellenlänge (z. B. Sonnenlicht) aus, so werden Elektron-Loch-Paare generiert. Wegen der in der 

Sperrschicht vorhandenen Diffusionsspannung werden dann Elektronen in den n-Bereich (wegen der 

ortsfesten positiven Ladungen) bzw. Löcher in den p-Bereich (wegen der ortsfesten negativen 

Ladungen) transportiert. 

Werden nun der p- und der n-Bereich extern über einen Arbeitswiderstand verbunden, so fließt 

darüber ein Ausgleichsstrom. Die maximal verfügbare Spannung einer solchen Zelle entspricht der 

Diffusionsspannung. 

Natürlich sind auch p-n-Dioden, die als Solarzellen arbeiten sollen, ganz speziell auszulegen: 

Insbesondere soll der Weg von der Sperrschicht bis zum äußeren Anschluss möglichst kurz sein, 

damit möglichst wenig Rekombination auftritt.


Solarzellen aus einkristallinem Silizium werden heute schon großtechisch hergestellt und erreichen 

Wirkungsgrade von ca. 15%. Sie sind aber für die meisten Anwendungen noch zu teuer. Es ist auch 

möglich, Solarzellen aus amorphem, also polikristallinem Silizium herzustellen. Diese sind wesentlich 

billiger, haben aber typische Wirkungsgrade unter 10%. 

3.2.6 Heterojunction-Dioden 

Technisch ist es möglich, eine spezielle Art von Diode dadurch zu konstruieren, dass innerhalb eines 

Kristalls Bereiche unterschiedlicher Zusammensetzung und damit auch mit unterschiedlichem 

Bandabstand aneinanderstoßen, also z. B. Gallium-Arsenid und Gallium-Aluminium-Arsenid. Als 

Sperr-Diode eignen sich diese Konstruktionen weniger. 

E 

Ef 

wide bandgap 

semiconductor 

Leitungsband 

"Sperrschicht" 

Valenzband 

Abb. 3.9a: Bändermodell beim Heterojunction 

narrow bandgap 

semiconductor 

Wenn man sie aber in Flussrichtung betreibt, so kann damit in einem der beiden Kristallbereiche das 

Leitungsband so stark mit Ladungsträgern versorgt werden, dass eine Rekombination mit 

Aussendung von Strahlung auftritt (bei direkten Halbleitern). 

Ist diese Strahlung nicht kohärent, sind also die Lichtquanten "unabhängig", so spricht man von einer 

Leuchtdiode. 

Halbleiter-Laser dagegen erzeugen kohärente Strahlung auf einer Spektrallinie. 

Eine genauere Betrachtung sollte Gegenstand von Vorlesungen über optische Nachrichtentechnik 

sein. 

3.2.7 Metall-Halbleiter-Kontakt 

Eine technisch und praktisch bedeutende Diodentype wurde noch nicht behandelt. Es ist die 

Schottky-Diode. Den grundlegenden Effekt zeigt Abb. 3.9b. 

8 

k


Version 1: 

n- Si 

Elektronen fließen vom Metall in den Halbleiter: 

Ohmscher Kontakt 

Version 2: 

n- Si 

Elektronen fließen vom Halbleiter ins Metall: 

Sperrschicht, Schottky-Diode 

Abb. 3.9b: Metall-Halbleiter-Kontakt 

9 

Metall 

Metall 

Sperrschicht 

Bringt man einen Halbleiter (in der Praxis n-dotiert) in Verbindung mit einem Metall, das z. B. an 

seiner Oberfläche aufgedampft oder (Technik des Volksempfängers!) als Nadelspitze mit hohem 

Flächendruck aufgepresst sein kann, so entsteht ein Metall-Halbleiter-Kontakt. 

Je nach der Wert der Austrittsarbeit im Metall bzw. Halbleiter, das ist die Energie, die benötigt 

würde, um ein Elektron aus dem Leitungsband aus dem Kristallverbund heraus zu befördern, fließen 

entweder Elektronen vom Metall zum Halbleiter oder vom Halbleiter zum Metall. 

Im ersten Fall entsteht ein ohmscher Kontakt, wie ihn die Halbleitertechnik milliardenfach in der 

Form benötigt, im zweiten Fall eine sogenannte Schottky-Diode. Auch dieses Bauelement hat eine 

Sperrschicht, die allerdings in der Regel dünner und kapazitätsärmer als die von p-n-Dioden ist. 

Sowohl die Fluss-Spannung in Vorwärtsrichtung (ca. 0,2 V gegen 0,5 V bei der p-n-Diode) als auch 

(und erst recht) die zulässige Sperr-Spannung in Rückwärtsrichtung sind geringer (ca. –2 V 

gegenüber –10 V und mehr). 

Diese Diode taugt (auch wegen niedriger Sperrspannungen in Rückwärtsrichtung) nicht für die 

Anwendung in der Leistungselektronik. Schottky-Dioden sind aber hervorragende Varistoren in 

Hochfrequenz-Mischerstufen, weil sie sehr kleine Kapazitäten haben. 

In Techniken, in denen p-n-Übergänge oder Isolieroxide nicht oder nur schwer herstellbar sind, 

werden sie auch an den Gate-Anschlüssen von Transistoren verwendet (z. B. in GaAs). Sie stellen 

dort die einzige technologisch relativ "billige" Variante der Sperrschichten dar, auch die kleine 

Eingangskapazität ist für Hochfrequenz-Anwendungen günstig. 

3.2.8 Ersatzschaltbilder von Dioden 

Für die Berechnung von Schaltungen benötigt man Modelle von Dioden, die das Verhalten in der 

Schaltung möglichst genau wiedergeben. 

Wir haben schon gelernt, dass die Diode selbst sowohl Eigenschaften eines Widerstandes als auch 

eine Kapazität hat. 

Schon für alle passiven Bauelemente der Elektronik gilt, dass sie selten ein „lupenreines“ Verhalten 

haben. 

„Widerstände“ haben in der Regel nicht nur die Eigenschaft des elektrischen Widerstandes, sondern 

verhalten sich auch wie Spulen.


Widerstand R L 

Kondensator 

C L 

Spule L R 

Abb. 3.10: Ersatzschaltungen passiver Bauelemente 

C 

R 

Schon die Anschlussdrähte realer Bauelemente haben stets induktive Eigenschaften, die sich bei 

höheren Frequenzen bemerkbar machen. Bestimmte Typen von Kondensatoren, insbesondere 

sogenannte Elektrolyt-Kondensatoren, wirken darüber hinaus schon bei Frequenzen um 10 MHz als 

Induktivitäten. Spulen weisen immer einen Widerstand der Draht-Windungen auf, darüber hinaus 

aber auch sogar Kapazitäten wischen den Drähten der einzelnen Windungen. 

Will man ein einigermaßen vollständiges Ersatzschaltbild einer Diode angeben, so wird dieses neben 

der „idealen“ Diode mehrere parasitäre Elemente unterhalten. 

U D 

I DD 

I DR 

I D,BR 

R B 

C DD 

Abb. 3.11: Ersatzschaltbild einer realen Diode 

Im Ersatzschaltbild ist UD die Diffusionsspannung, IDD der Diffusionsstrom, IDR der 

Rekombinationsstrom, IDBR der Durchbruchstrom. RB ist der Bahnwiderstand der Diode, Cs steht für 

die Sperrschicht-Kapazität, CDD für die Diffusions-Kapazität. 

Für spezielle Anwendungen und Bauformen wird man dieses Modell noch erweitern müssen oder 

auch vereinfachen können. Für die elektrische Simulation mittels eines Programms wie SPICE oder 

PSPICE werden zur Modellierung bis zu 14 Parameter benötigt, die z. B. auch das dynamische 

Verhalten und die Temperatur-Abhängigkeit beschreiben. 

10 

C S


Meistens kann man dort, wo mit Spannungen von nur bis ca. 100 mV gearbeitet wird, die nichtlinearen 

Eigenschaften in erster Näherung vernachlässigen und sogenannte „lineare“ Ersatzschaltungen 

angeben. 

NF- Ersatzschaltbild 

R B rD 

C D 

L G 

11 

HF- Ersatzschaltbild 

Abb. 3.12: Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Kleinsignalersatzschaltbild einer Diode 

Das Kleinsignal-Ersatzschaltbild enthält neben dem Bahnwiderstand den eigentlichen (variablen) 

Dioden-Widerstand rD und eine Dioden-Kapazität. Das Hochfrequenz-Ersatzschaltbild berücksichtigt 

außerdem noch die Anschlussdrähte der Zuleitungen als Induktivität und eine Gehäuse- 

Kapazität zwischen den Anschlüssen. 

Ersatzschaltbilder dieser Art gelten zunächst nur für Dioden, die sich wie passive Zweipole verhalten. 

In der Hochfrequenztechnik werden aber Dioden-Bauelement ganz anderer Art verwendet, die 

selbständig Schwingungen erzeugen oder verstärken können. Dazu gehören Gunn-Effekt-Dioden, 

außerdem sogenannte Impatt- oder Trapatt-Dioden. Mit aktiven Oszillatoren für Mikrowellen- 

Schaltungen wird sich eine andere Vorlesung beschäftigen. 

3.2.9 Vierschicht-Dioden und Thyristoren 

Eine normale p-n-Diode hat nur zwei Zonen. Für bestimmte Anwendungen hat es sich aber als 

sinnvoll erwiesen, mit Vierschicht-Dioden zu arbeiten. Im Ruhezustand sperrt dann eine solche 

Diode in beiden Richtungen, allerdings in einer Richtung mit 2 p-n-Übergängen, in der anderen 

Richtung nur mit einem. 

P n p n 

- Flußrichtung + 

+ Sperrichtung - 

Zünd-Elektrode 

Abb. 3.13:Vierschicht-Diode (Thyristor) 

R B 

CG 

r D 

C D


Wird man nun über eine zusätzliche Diode an geeigneter Stelle Landungsträger injizieren, also z. B. 

eine Menge von Elektronen in ein p-Gebiet, so kann dadurch ein gezielter Durchbruch eines p-n- 

Übergangs erzeugt werden. Man sagt, der Thyristor zündet. 

Sperrbereich 

Durchbruch 

Abb. 3.14: Thyristor-Kennlinie 

I 

nach Zündung 

Durchlaßbereich 

ohne Zündung 

Mittels solcher Thyristoren kann man nun gesteuerte Gleichrichter bauen: 

Dabei lässt der Gleichrichter, hier oft auch als Stromrichter bezeichnet, in Flussrichtung nur weniger 

als eine Halbwelle des Wechselstroms passieren. Man sagt, die Phase wird „angeschnitten“. 

Je nachdem, wann während einer Halbwelle der Thyristor gezündet wird, ergibt sich am Ausgang der 

Schaltung eine pulsierende Gleichspannung unterschiedlicher Höhe. Man hat damit eine einfache 

Möglichkeit zur Leistungssteuerung. Der Strom durch den Thyristor wird üblicherweise erst dadurch 

„gelöscht“, dass die anliegende Wechselspannung ihre Richtung ändert. 

Neuerdings gibt es aber auch Tyristoren, die auch über die Steuer-Elektrode eine Abschaltung zu 

beliebigen Zeiten erlauben. Diese „gate-turnoff-Transistoren“ gehören zu den beliebtesten 

Bauelementen der Leistungselektronik. 

Mittels zweier antiparallel geschalteter Thyristoren kann man auch Wechselströme steuern. 

Ein solches Bauelement findet sich als „Triac“ in fast allen „Dimmern“ zur Steuerung von Licht- 

Anlagen. 

3.3 Der bipolare Transistor 

3.3.1 Grundlagen 

Um die Funktionsweise eines bipolaren Transistors verstehen zu können, ist eine etwas eingehendere 

Betrachtung der p-n-Diode notwendig. 

n0 

n p 

Konzentration 

lp 

Sperrschicht 

n (x) 

12 

p (x) 

ln 

U 

p0 

x


Abb. 3.15: Ladungsträger-Konzentration im p-n-Übergang 

Abb. 3.15 zeigt den Verlauf der Ladungsträger-Konzentration im Halbleiter. 

Zunächst dehnt sich die Sperrschicht proportional stärker in den niedriger dotierten Teil des 

Halbleiters hinein aus, hier sei eine überwiegende n-Dotierung angenommen. Die Konzentration der 

Ladungsträger, die im ungestörten dotierten Halbleiter die Werte n0 bzw. p0 hat, fällt in der 

Sperrschicht und darüber hinaus im jeweils "anderen" Halbleiter stark ab. Wenn man nun eine solche 

Diode in Flussrichtung betreibt, so wird trotzdem insbesondere vom "überwiegenden" Typ 

Ladungsträger eine immer noch beträchtliche Menge von Ladungsträgern in den jeweils anderen Teil 

des Halbleiters "injiziert" und rekombiniert erst dort nach einer mittleren Laufstrecke Lp bzw. Ln mit 

den Majoritätsträgern des jeweils anderen Bereichs. Für die Länge dieser Laufstrecke ist gerade die 

mittlere Lebensdauer der Ladungsträger vor der Rekombination von erheblicher Bedeutung. 

Die Anzahl der hier z. B. in den p-Bereich injizierten Elektronen ist natürlich stark vom Wert der 

steuernden Spannung abhängig. 

Wir betrachten nun einen p-n-Übergang in Sperrichtung. 

p n 

Sperrschicht 

Abb. 3.16: P-N-Übergang in Sperr-Richtung 

Der Sperreffekt bewirkt, dass keine Majoritätsträger (Elektronen im n-Bereich und Löcher im p- 

Bereich) durch die Sperrschicht gelangen können. 

Sollten dagegen Elektronen, also Minoritätsträger, im p-Bereich vorhanden sein, so werden diese 

abgesaugt und gelangen durch die Sperrschicht in den anderen Bereich. In unserem Beispiel würden 

also Elektronen, die im p-Bereich nicht rekombiniert sind, durch die Sperrschicht in den n-Bereich 

und zu dessen Anschluss gelangen. 

3.3.2 Aufbau des bipolaren Transistors 

Ein bipolarer Transistor entsteht dann, wenn man zwei p-n-Übergänge entsprechend kombiniert: 

n p n 

E B C 

E-B-Sperrschicht B--C-Sperrschicht 

Abb. 3.17: Schematischer Aufbau eines bipolaren Transistors 

Der erste, in Abb. 3.17 linke p-n-Übergang ist in Durchlassrichtung gepolt, der rechte in 

Sperrichtung. Außerdem liegen beide Übergänge so nahe beieinander, dass von den von der linken n- 

Zone, "Emitter" genannt, in die mittlere p-Zone, Basis genannt, injizierten Elektronen ein großer Teil 

die rechte Sperrschicht erreicht, ohne vorher zu rekombinieren (Abb. 3. 15). Diese Elektronen 

werden als Minoritätsträger durch die rechte Sperrschicht gesaugt und erreichen die rechte n-Zone, 

auch "Kollektor" genannt. Wenn nun auch noch der Emitter eine hoch dotierte Zone darstellt, die 

Basis nur 1/10 so stark dotiert ist und der Kollektor nochmals etwa um den Faktor 10 geringer, dann 

weist der Transistor eine hohe Stromverstärkung auf: 

13


Mit einem kleinen Strom zwischen Emitter und Basis (Ib), das sind gerade die Elektronen, die in der 

Basis rekombinieren, wird die passende Vorspannung zwischen Emitter und Basis eingestellt. Damit 

kann ein viel stärkerer Strom zwischen Emitter und Kollektor gesteuert werden. Das Bauelement 

arbeitet also potentiell als Strom-Verstärker. 

I e Emitter Basis Kollektor Ic 

n p n 

E B C 


- + - + 

Rbe 

Ib 

Rce 

Abb. 3.18a: Bipolarer Transistor mit Strömen und äußerer Beschaltung 

Überlagert man dem Strom Ib, der den p-n-Übergang in Flussrichtung hält, einen schwachen 

Wechselstrom, so wird auch dieser erheblich verstärkt und erzeugt entsprechend viel stärkere 

Änderungen des Stromes zwischen Emitter und Kollektor. Stromverstärkungen von ca. 100 sind 

üblich, Werte bis zu 1000 sind möglich. Mit einem Widerstand Rc im Kollektorkreis lässt sich dort 

auch eine entsprechend „verstärkte“ Spannung abgreifen. 

Im Transistor dieser Art kommen sowohl Elektronen als auch Löcher als Ladungsträger vor, auch 

wenn nur eine Art die dominierende Rolle spielt. 

n=Nd 

n (x) 

n p n 

E B C 


np0 

Abb. 3.18b: Verlauf der Ladungsträger-Konzentration im bipolaren Transistor 

Im nach seiner Schichtfolge genannten npn-Transistor sind die Elektronen dominierend, im pnp- 

Transistor die Löcher. 

npn-Transistor pnp-Transistor 

Abb. 3.19: Schaltzeichen des bipolaren Transistors 

14 

Nd


Da im Silizium die Beweglichkeit der Elektronen etwa dreifach höher ist als die der Löcher, werden 

in der Praxis npn-Transistoren bevorzugt. In bipolaren digitalen integrierten Schaltungen kommen sie 

fast ausschließlich vor. bei nicht zu hohen Frequenzen kann man allerdings auch komplementäre 

Schaltungen bauen, bei denen npn- und pnp-Transistoren ein „spiegelverkehrtes“ Verhalten zeigen. 

In Niederfrequenz-Leistungsverstärkern hat man das oft ausgenutzt. 

3.3.3 Eigenschaften des bipolaren Transistors 

Der bipolare Transistor ist ein ausgezeichneter Verstärker und dieser Beziehung bei gleicher 

Strukturgröße und gleichem Strom dem MOS-Transistor, dem derzeitigen "Arbeitspferd" der 

Mikroelektronik, überlegen. Er erreicht bei gleichen Strukturgrößen auch höhere Grenzfrequenzen. 

Bipolare Transistoren mit bis zu 20 GHz Grenzfrequenz existieren heute als „diskrete“ 

Hochfrequenz-Bauelemente. 

Die Eingangs-Kennlinie eines bipolaren Transistors bezeichnet die Abhängigkeit des 

Eingangsstromes von der Eingangsspannung. Wenn das Eingangssignal an der Basis-Emitter-Diode 

anliegt (was häufig der Fall ist), dann ist (vereinfachend) die Kennlinie der Basis-Emitter-Diode auch 

die des Transistors. Und diese Kennlinie verläuft exponentiell ! 

I E 

U CB steigt 

I C = 0 

15 

U BE 

Abb. 3.20: Eingangs- / Ausgangs-Kennlinie des bipolaren Transistors 

Tatsächlich ist die Strom-Spannungs-Abhängigkeit des Transistor-Eingangs etwas unterschiedlich 

von der zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom. Zunächst ist natürlich der Ausgangsstrom 

am Emitter gegenüber dem Basis-Strom um den Stromverstärkunngsfaktor B höher. 

Dieser Faktor selbst ist allerdings keine Konstante. Mit zunehmender Spannung Ucb wird nämlich 

die Ausdehnung der Kollektor-Basis-Diode in den Basis-Bereich hinein größer. Eine dünnere Basis 

bewirkt aber auch, dass weniger Elektronen aus dem Emitter vor Erreichen der B-C-Sperrschicht 

rekombinieren. Damit steigt wieder die Stromverstärkung an, was sich in einer Verschiebung der 

Kennlinie nach links äußert. Derselbe Effekt zeigt sich bei Erwärmung des Transistors: 

Auch dann verschiebt sich die Kennlinie hin zu höheren Strömen. Eine thermisch hoch belastete 

bipolare Schaltung wird sich deshalb nur noch so verhalten, dass sich der Strom nochmals an den 

ohnehin schon heißesten Stellen konzentriert. Dieser Effekt führt zur Zerstörung, wenn man die 

Schaltung nicht durch Gegenkopplung stabilisiert. 

Man kann bei bipolaren Transistoren auch mit kleinen Spannungs-Hüben schon gute Verstärkungen 

erreichen. Manche digitalen Bipolar-Schaltungen hatten intern Pegel-Unterschiede zwischen „high“ 

und „low“ von nur ca. 0,5 V und funktionierten damit einwandfrei. 

Andererseits verhält sich ein solches Bauelement hochgradig nicht-linear: Will man mit Transistoren 

größere Signale „proportional“ linear verstärken, so geht das nur mit speziellen Trick-Schaltungen.


Eine wesentliche Eigenschaft des bipolaren Transistors kann man ihm "direkt ansehen". Er benötigt 

stets einen Eingangsstrom, um zu funktionieren. Eine Signalsteuerung ohne Bereitstellung eines 

Eingangsstromes funktioniert nicht, man hat also keine "leistungslose" Steuerung. Die Elektriker 

sagen, dass der bipolare Transistor eine "stromgesteuerte Stromquelle" ist. 

Für manche Anwendungen, insbesondere dort, wo Transistoren als Schalter eingesetzt werden, ist 

dies ein Nachteil. 

Dies ist ein Grund, weshalb die bis in die 80er Jahre auch bei integrierten Schaltungen leistungsmäßig 

dominierenden bipolaren Schaltkreise (die vor allem in Großrechnern verwendet wurden), an 

Bedeutung verloren haben. 

Sie werden aber auch heute noch in sogenannten "Bi-CMOS-Technologien" mit den heute 

vorherrschenden CMOS- Schaltungen verwendet. Der bipolare Transistor kann nämlich viel besser 

als ein MOS-Transistor den für längere Leitungen notwendigen Eingangsstrom bereitstellen. 

Den weiteren prinzipiellen Nachteil bipolarer Schaltungen zeigt der Blick auf eine reale 

Transistorstruktur, wie sie in bipolaren integrierten Schaltungen verwendet wurde. 

Emitter 

p+ 

n++ 

n- 

burried layer 

Basis 

Basis 

n++ 

(vergrabene Schicht) 

Kollektor 

Abb. 3.21: Aufbau eines integrierten bipolaren Transistors 

16 

n+ 

Isolator 

Zunächst einmal ist der Aufbau nicht gerade einfach, verglichen z. B. mit einem MOS-Transistor. 

Insbesondere der Kollektor ist ein Sorgenkind. Er muss zwecks guter Stromverstärkung zwar niedrig 

dotiert sein, niedrig dotierte Zonen im Halbleiter sind aber auch nur schlecht leitend, deshalb 

bewirken sie "langsame" Bauelemente. Hier hilft man sich damit, dass für den Stromtransport 

zwischen Basis und Kollektor-Anschluss zusätzlich eine gut leitende sogenannte "vergrabene 

Schicht" eingebaut wird. 

Viel wichtiger ist aber, dass jeder bipolare Transistor durch spezielle Isolationsschichten zu den 

Seiten hin (im Schnitt) bzw. rundum (in der Fläche) isoliert werden muss. Solche Isolatoren kosten 

Platz. Der integrierte MOS-Transistor, die große Konkurrent, isoliert sich automatisch selbst und 

benötigt deshalb viel weniger Platz. 

Dies und der Stromverbrauch haben dazu geführt, dass bipolare Bauelemente in der Digitaltechnik 

heute eher ein Schattendasein führen. 

Es gibt noch einen weiteren Grund. Der bipolare Transistor ist in seiner Funktion viel komplizierter 

als MOS-Transistoren, wie wir noch sehen werden. Auch für die Simulation integrierter Schaltkreise 

benötigt er ein wesentlich komplexeres Modell als ein MOS-Transistor mit mehr Parametern. Im 

Gegensatz zum MOS-Transistor hat nämlich der Ausgangskreis einer bipolaren Verstärkerstufe 

(meistens geschaltet zwischen Kollektor und Emitter) eine erhebliche Rückwirkung auf den 

Eingangskreis (zwischen Basis und Emitter). Er macht also mehr Aufwand auch für die Simulation 

komplexer Netzwerke. 

3.3.4 Arbeitspunkt und Kleinsignalbetrieb 

In allen herkömmlichen Lehrbüchern der Elektronik wird der Transistor als aktives Verstärkerelement 

ausführlich beschrieben. 

Unter der Voraussetzung, dass ein bipolarer Transistor bei nahezu festen Werten für die anliegende 

Spannung und den durch Basis, Kollektor und Emitter fließenden Strom betrieben wird, spricht man


vom „Kleinsignalbetrieb“. Dioden und Transistoren sind dank exponentieller Kennlinien (siehe 

Dioden-Eingangskennlinie) stark nicht-lineare Bauelemente. Nur für den sogenannten 

Kleinsignalbetrieb kann man in guter Näherung eine Linearisierung durchführen. 

Die bedeutet dann, dass die Höhe eines Signals am Ein- und / oder Ausgang maximal nur ca. 5% der 

Betriebsspannung betragen darf, also z. B. nur 50 mV bei 10 V Betriebsspannung. Dann und nur 

dann besteht ein Transistor-Modell näherungsweise aus Widerständen, Kondensatoren und 

gesteuerten Stromquellen. 

Den Kleinsignalbetrieb zeigt Abb. 3.22. 

R1 

in 

R2 

Vcc 

B 

GND 

C 

Rc 

out 

E 

Re 

Ic 

Ausgangs-Kennlinienfeld 

Arbeitsgerade 

Abb. 3.22: Bipolarer Transistor im Kleinsignalbetrieb 

17 

Arbeitspunkt 

Die Beschaltung wird zunächst zur Einstellung des Arbeitspunktes benötigt: 

Für die Einstellung der Vorspannung zwischen Basis und Emitter, welche die Emitter-Basis-Diode 

„schwach leitend“ hält, wird der Spannungsteiler R1 - R2 benötigt. Für einen Silizium-Transistor stellt 

man hier ca. 0,65 V ein. Der Spannungsteiler wird außerdem meistens so gewählt, dass der 

Querstrom durch R1 und R2 etwa 10-fach höher ist als der Basis-Strom. Der Basis-Strom ergibt sich 

wieder aus: IB = IC / B, wobei IC der eingestellte Kollektor-Strom für den Arbeitspunkt ist, 

B = IC / IB ist die Stromverstärkung des Transistors. Damit fließt nun durch R1 ein Strom von 11 IB, 

durch R2 fließt 10 IB. 

Strom und Spannung zwischen Kollektor und Emitter werden mit den Widerständen Rc und Re 

eingestellt. Der vorgegebene Arbeitspunkt des Transistors sei z. B. Uce = 5V, IC = 2 mA. Eigentlich 

gilt: IE = IC + IB, aber da der Basis-Strom um den Betrag der Stromverstärkung geringer als der 

Kollektorstrom ist, kann man in guter Näherung IC und IE dem Betrag nach gleich setzen. 

(Transistor-Ströme werden übrigens typischerweise der Richtung nach positiv gerechnet, wenn sie in 

den Transistor hineinfließen. Deshalb gilt näherungsweise IC = - IE). 

Wenn dann die Versorgungsspannung Vcc = 10 V gewählt wird, so ergibt sich: Ic* (Rc + Re) = Vcc 

Rc + Re = 5 kOhm 

Der Widerstand Re soll im Normalfall einen Spannungsabfall von 1 V erzeugen (Faustregel). Wenn 

nun durch thermische Effekte die Stromverstärkung B ansteigt, so erhöht sich auch der Kollektorund 

der Emitter-Strom. Hat man aber nun über einen Spannungsteiler R1, R2 die Basis-Spannung 

fest eingestellt, so erniedrigt sich mit steigendem Spannungsabfall an Re die Spannung UBE, also wird 

die Verstärkung wieder reduziert und die Schaltung bleibt stabil. 

Mit dieser Dimensionierung haben wir nun den Transistor nur mit den für den Betrieb passenden 

Gleichströmen und -spannungen beaufschlagt. Wie wir ein zu verstärkendes Signal anlegen und 

abgreifen, ist eine andere Frage. 

Zunächst kann man für das Signalverhalten 3 Grundschaltungen des Transistors unterscheiden, die 

Emitter-, die Basis-, und die Kollektor-Grundschaltung. 

Ib 

Uce


Basis-Schaltung 

E C 

signal signal 

in B out 

GND 

Emitter-Schaltung 

in 

B 

E 

GND 

C 

out 

18 

Kollektor-Schaltung 

E 

B 

Eigenschaften Basis-Schaltg. Em.-Sch. Koll.-Sch. 

Eingangs-Widerstd. 

Ausg.-Widerstand 

Strom-Verstärkg. 

Spann.-Verstärkg. 

Leistgs-Verstärkg. 

Anwendung 

in 

C 

out 

niedrig (100 Ohm) mittel (5 kOhm) mittel (5 kOhm) 

hoch (10 kOhm) mittel (5 kOhm) niedrig (100 Ohm) 

niedrig ( < 1) hoch (200) hoch (200) 

hoch (100) hoch (200) niedrig (


h 11 

I in 

h 21I Iin 

19 

1 / h 22 

Abb. 3.25: Kleinsignal-Ersatzschaltbild des bipolaren Transistors mit h-Parametern für 

niedrige Frequenzen 

Im einfachsten Fall (bis maximal ca. 10 KHz) kann man sogar ohne Berücksichtigung der Transistor- 

Kapazitäten auskommen. Dann wird der Transistor charakterisiert durch einen Eingangswiderstand 

(h11), eine gesteuerte Stromquelle mit der Stromverstärkung h21 und einen Ausgangs-Leitwert h22. 

Meistens hängt man diesen Parametern jeweils noch einen Index e, b, oder c an, da diese Parameter 

für die Emitter-, Basis-, und Kollektorschaltung jeweils unterschiedliche Werte haben. 

Für Frequenzen über einigen kHz wird eine komplexere Ersatzschaltung benötigt, welche auch die 

wichtigsten Kapazitäten des Transistors selbst berücksichtigt. Die Kapazitäten und Widerstände im 

Wechselstrom-Ersatzschaltbild werden jeweils mit kleinen Buchstaben bezeichnet, große Buchstaben 

gelten für Gleichspannung. 

b 

r bb’ 

g b’e 

b’ 

c b’c 

c b’e 

e GND S21 u b’e 

e 

c 

g ce c ce 

Abb. 3.26: Transistor-Ersatzschaltung für höhere Frequenzen nach Giacoletto 

(Emitterschaltung) 

In der häufig verwendeten Giacoletto-Ersatzschaltung, die bis ca. 100 MHz brauchbar ist, findet 

man: 

- den Basis-Bahnwiderstand rbb zwischen der äußeren Basis b und der inneren Basis b‘ 

- den Eingangsleitwert g b’e und die Eingangskapazität c b‘e 

- die Rückwirkungskapazität c b’c zwischen Eingang und Ausgang 

- die Vorwärts-Steilheit S, oft auch mit gm bezeichnet 

- den Ausgangsleitwert gce 

- die Ausgangskapazität cce. 

Auch hier wird man jeweils einen unterschiedlichen Parameter-Satz für Basis-, Emitter-, und 

Kollektor-Schaltung angeben müssen. 

Ein solcher Parameter-Satz gilt stets nur für einen bestimmten Arbeitspunkt (also z. B. Ic = 2 mA, 

UCE = 5 V). Die Steilheit S ist das Maß für die Verstärkung der Schaltung. Sie ist direkt proportional 

zum Transistor-Strom: S = IC / Ut. Dabei ist Ut die sogenannte Temperatur-Spannung q/kT mit Q als 

Elementarladung, k als Boltzmann-Konstante und T als Temperatur in Kelvin. Für 

Zimmertemperatur beträgt die Temperaturspannung 26 mV.


Die Verstärkerstufe insgesamt wird dann durch die Kombination der Ersatzschaltung mit den 

Elementen für die Arbeitspunkt-Einstellung beschrieben. Dabei lässt man die recht großen 

Kondensatoren für die Kopplung oft als Kurzschlusse gelten, auch den Kondensator parallel zum 

Emitter-Widerstand. Weiterhin wird angenommen, dass über die Spannungsversorgung auch die Vcc 

(Betriebsspannung) und Masse-Leitung kurzgeschlossen sind. 

Dann stellt sich die erweiterte Ersatzschaltung für die ganze Stufe für mittlere Frequenzen wie folgt 

dar: 

b 

r bb’ 

b’ 

c b’c 

R1 R2 g g ce 

b’e 

c RC ce 

c b’e 

e GND S21 u b’e 

e 

Abb 3.27: Kleinsignal-Ersatzschaltung einer Transistor-Verstärkerstufe (Abb. 3.24) für 

mittlere Frequenzen 

Anhand dieser Schaltungsbeschreibung kann man nun das Verhalten der Stufe wie Verstärkung. 

Frequenzgang, Ein- und Ausgangswiderstand recht gut berechnen. Bei sehr hohen Frequenzen spielt 

der Basis-Bahnwiderstand eine entscheidende Rolle für die tatsächliche obere Grenzfrequenz der 

Schaltung. Aber auch die Bahnwiderstände im Kollektor-Bereich sind nicht mehr zu vernachlässigen. 

Damit ist dann auch das Giacoletto-Ersatzschaltbild nicht mehr ausreichend. 

Für den praktischen Schaltungsentwurf wird man jeweils einen brauchbaren Schaltkreis-Simulator 

benötigen, der dann mit dem jeweils benötigten Transistor-Modell ausgestattet wird. So kann man 

z. B. in SPICE wahlweise mehrere alternative Modelle für bipolare oder MOS-Transistoren 

verwenden, aber zur Not auch noch eigene erfinden. 

3.3.5 Großsignalbetrieb 

Für die Simulation gilt die Kleinsignal-Näherung dann sicher nicht, wenn der Transistor als Schalter 

im on/off-Betrieb gefahren wird, also über den gesamten möglichen Bereich von Strömen und 

Spannungen betrieben wird. Generell ist dies in der Digitaltechnik der Fall. Dort werden Transistoren 

durchaus auch in ungewöhnlichen Betriebszuständen betrieben. Dies kann zum Beispiel der Zustand 

der Sättigung sein (Ube > Uce, beide p-n-Übergänge leitend), in dem der Transistor sehr 

niederohmig wird, aber auch eine größere Menge von Ladung speichert. 

Arbeitsmodus des 

Transistors 

BE-Diode 

CB-Diode gesp. leitend 

gesp. 

leitend 

inaktiv 

invers 

aktiv 

normal 

aktiv 

Sättigung 

Ic 

Inversbetrieb 

"Sättigung" 

Abb. 3.28: Bipolarer Transistor im Großsignalbetrieb 

20 

Ausgangs-Kennlinienfeld 

Lastkennlinie 

Ib 

Uce 

c


In manchen Schaltungen wird der Sättigungsbetrieb sogar absichtlich verwendet, weil dann der 

Transistor, als leitender (geschlossener) Schalter betrieben, besonders niederohmig ist. Es gibt sogar 

den invers-aktiven Betrieb, bei dem die Basis-Kollektor-Diode leitend ist, dagegen sperrt die Basis- 

Emitter-Diode. Dann kann man natürlich keine hohe Verstärkungen erwarten. 

Für einen Großsignal-Betrieb wird natürlich ein relativ aufwendiges Großsignal-Modell des bipolaren 

Transistors benötigt. 

Ein einfaches Großsignal-Ersatzschaltbild ist das von Ebers und Moll. 

E C 

I EB0 

a F I E 

a R I C 

B 

I CB0 

Abb. 3.29: Ebers-Moll-Ersatzschaltung für den bipolaren Transistor im Grossignal-Betrieb 

bei niedrigen Frequenzen 

Es beschreibt in seiner einfachsten Form den bipolaren Transistor bei niedrigen Frequenzen und 

Signalen, die nicht mehr als „klein“ gelten können, sondern den Arbeitspunkt merkbar verschieben. 

E C 

a R I C 

I EB0 

C EB 

C CE 

B 

a F I E 

C CB 

I CB0 

Abb. 3.30: Erweitertes Ebers-Moll-Ersatzschaltbild für den bipolaren Transistor im 

Großsignal-Betrieb bei höheren Frequenzen 

Praktisch ist es fast nicht möglich, „von Hand“ mit solchen Ersatzschaltungen zu rechnen, da sich 

Differentialgleichungen mit exponentiellen Termen ergeben. 

Aber auch und gerade numerische Rechenverfahren verwenden spezielle Modelle für die 

Schaltungsberechnung. 

Die bisher betrachteten Modelle sind insgesamt noch unzureichend, um das Verhalten eines realen 

Transistors z. B. bei großen Signalen und hohen Frequenzen zu beschreiben. 

Wichtige und kritische Einfluss-Größen sind: 

- Leckströme 

- Widerstände der Diffusionszonen im Transistor 

- Kapazitäten durch Ladungsspeicherung in Sperrschichten (Diffusionskapazitäten) 

- Schwankung der effektiven Basis-Weite durch Änderungen der Sperrschicht-Breiten (Early- 

Effekt) 

- Hochstrom-Effekte: Bei hohen Stromdichten verhält sich die E-B-Diode anders als im 

Normalfall, es tritt sogenannte „starke Injektion“ auf. 

- Bahnwiderstände. 

21


Transistor-Modelle, welche solche Effekte einschließen, sind seit Jahrzehnten Gegenstand der 

Forschung. In allen fortschrittlichen Modellen für den bipolaren Transistor geht man von sogenannter 

„Ladungssteuerung“ aus. Der Stromfluss ist dort im wesentlichen abhängig von der in der Basis 

gespeicherten Ladung. 

C 

B 

C S,Ce C S,Ci C D,N 

22 

C‘ 

R B B‘ I B,C I B,I 

C S,E 

C D,N 

I B,E 

E‘ 

I B,N 

E 

Abb. 3.31: Gummel-Poon-Modell eines npn-Transistors 

Das bekannteste Modell dieser ist das Gummel-Poon-Modell der Ladungssteuerung, für das bis zu 

mehr als 30 Parameter aus der Technologie notwendig sind. Es enthält sowohl die wichtigen 

Bahnwiderstände (an allen Anschluss-Klemmen) als auch insgesamt 4 Dioden-Zweige zur 

Berücksichtigung der normalen Transistor-Ströme und der Leckströme. Zusätzlich wird als 

tatsächlich bei integrierten Transistoren auftretender vierter Anschluss das Grundsubstrat (S) 

berücksichtigt. Für die Beschreibung des Transistors nach dem Gummel-Poon-Modell werden im 

üblichen Modell für den Simulator SPICE 35 Kenngrößen aus der Technologie berücksichtigt. 

Dabei sind: 

I B,N 

I B,I 

I B,E 

I B,C 

I T 

I D,S 

R B 

R C 

R E 

R C 

R E 

der ideale Basis-Strom der Emitter-Diode 

der ideale Kollektor-Strom der Kollektor-Diode 

der Basis-Leckstrom der Emitter-Diode 

der Basis-Leckstrom der Kollektor-Diode 

der Kollektor-Emitter-Transportstrom 

der Strom der Substrat-Diode 

der Basis-Bahnwiderstand 

der Kollektor-Bahnwiderstand 

der Emitter-Bahnwiderstand 

CS,E die Sperrschicht-Kapazität der Emitter-Diode 

C S,Ci die interne Sperrschicht-Kapazität der Kollektor-Diode 

C Sce die externe Sperrschicht-Kapazität der Kollektor-Diode 

C S,S die Sperrschicht-Kapazität der Substrat-Diode 

C D,N die Diffusionskapazität der Emitter-Diode 

die Diffusionskapazität der Kollektor-Diode 

C D,J 

Für einen elektrischen Simulator wie PSPICE wird meistens ein nochmals erweitertes Gummel- 

Poon-Modell angegeben. Dabei ist es möglich, auch Parameter auszulassen. 

I T 

C S,S 

I D,S 

S


Dann verwendet das Programm bei einigen Parametern Standard-Werte, bei anderen werden die 

nicht definierten Parameter zu 0 oder zu „unendlich“ gesetzt und verlieren ihre jeweilige Wirkung. 

Transistoren werden in analogen Schaltungen, z. B. in Audio-Verstärkern, manchmal im sogenannten 

„linearen Großsignal-Betrieb“ gefahren. Das hört sich wie ein Widerspruch „in sich“ an und erfordert 

dann spezielle Schaltungstechniken. 

In der Digitaltechnik geht man stets von einem hochgradig nicht-linearen Großsignal-Betrieb aus. 

Dort unterscheidet man noch zwei Arten von Logik-Schaltungen: 

Bipolare Logiken, bei denen die Transistoren in den Bereich der Sättigung gefahren werden, nennt 

man "gesättigte Logiken" im Gegensatz zu "ungesättigten Logiken", wo dieser Zustand gezielt 

vermieden wird. 

Bipolare Logiken sind heute vorwiegend von historischem Interesse. In hochintegrierten Schaltungen 

herrscht MOS eindeutig vor. Allerdings werden in sogenannten BICMOS-Schaltungen bipolare 

Transistoren als Leistungsverstärker in integrierter Form mit verwendet, um z. B. Ausgangsleitungen 

eines Mikrochips oder größere interne Leitungsnetze zu treiben. 

Für analoge Kleinsignal-Schaltungen kann es auch von erheblichem Interesse sein, in welchem Maße 

ein Bauelement selbst Störsignale in Form des „elektronischen Rauschens“ erzeugt. Rauschen kennt 

man vom Radio-Empfänger, der auf keinen Sender eingestellt ist. Rauscheigenschaften interessieren 

den Entwerfer analoger Schaltungen sehr, in der Digitaltechnik hat man sie lange Zeit „vergessen“. 

Abschließend ein Tip aus der Praxis: 

Ein immerwährendes Problem ist aber das der Simulation mit falschen Modellen. 

Wer als Informatiker oder Elektriker eine digitale Schaltung an der Transistorebene entwirft und zur 

Validierung eine Simulation (z. B. mit SPICE) einsetzt, wird ohne die richtigen Simulationsmodelle 

zwar hübsche Kurven als Ergebnis bekommen, die aber mit der Realität der Schaltung nicht zu tun 

haben ! 

3.3.6 Charakteristische Daten des bipolaren Transistors 

Bipolare Transistoren gibt es zunächst als „diskrete“ Einzel-Bauelemente in unterschiedlichen 

Bauformen als Kleinsignal- oder als Leistungstransistoren, als Niederfrequenz- oder Hochfrequenz- 

Transistoren (jeweils für kleine Leistungen oder für große Leistungen) und als spezielle Schalt- 

Transistoren. 

Dazu werden sie noch mannifaltig in analogen oder digitalen integrierten Schaltungen eingesetzt. 

Neben den Parametern für die Simulation, mit denen seine Eigenschaften beschrieben werden, gibt es 

aber bestimmte statische und dynamische Kenndaten, die beim Entwurf einer Schaltung unbedingt zu 

berücksichtigen sind. 

Jeder bipolare Transistor hat Grenzwerte der zulässigen statischen Basis-Emitter- bzw. Kollektor- 

Emitter-Spannung UBE bzw. UCE, , die nicht überschritten werden dürfen. Es existiert auch ein 

größter zulässiger Emitter-Strom IE, der nicht überschritten werden darf. 

Die größte maximale Verlustleitung Pvmax ist fast immer wesentlich kleiner als das Produkt aus UCEmax 

und IEmax. Ein weiterer typischer Parameter ist die sogenannte Kurzschluss-Stromverstärkung B. 

Ein dynamischer Parameter ist die sogenannte 3-db-Grenzfrequenz: Das ist die Frequenz, bei der die 

Spannungsverstärkung um den Betrag der Quadratwurzel von 2 gegenüber dem Wert bei niedrigen 

Frequenzen abgefallen ist. Dagegen ist die sogenannte Transitfrequenz näherungsweise die Frequenz, 

bei der die Spannungsverstärkung 1 wird. 

3.4 Feldeffekt-Transistoren 

23


3.4.1 Grundlagen 

Ganz zu Anfang dieser Vorlesung wurde berichtet, dass es bereits in den 30er Jahren erste 

theoretische Arbeiten zu sogenannten Feldeffekt-Transistoren gegeben hat. Die grundlegende Idee 

dazu konnte man sich von den Elektronenröhren ausleihen: 

Us 

gate 

Abb. 3.32: Schema eines Feldeffekt-Transistors 

drain 

24 

source 

Eine Signalquelle (Us) steuert über eine Steuerelektrode (gate) den Stromfluss durch eine Lastkreis. 

Dieser Stärkere Strom fließt zwischen den Elektroden Source (Quelle) und Drain (Abfluss). 

Idealerweise ist dazu, ganz im Gegensatz zum bipolaren Transistor, kein Eingangsstrom Gate-Drain 

notwendig. Im Gegensatz zum ziemlich komplex aufgebauten und funktionierenden bipolaren 

Transistor ist die Funktionsweise zunächst mal viel einfacher. Bei der Elektronenröhre kann man den 

Strom dadurch steuern, dass man eine Gitter-Elektrode mehr oder weniger stark negativ auflädt. Das 

elektrische Feld zwischen Gate und Source und nicht ein Steuerstrom sollen den Verstärkereffekt 

bewirken, deshalb auch "Feldeffekt-Transistor" (abgekürzt FET). Im Prinzip kommt man bei einem 

solchen Bauelement mit nur einer Sorte von Ladungsträgern aus, in den meisten Fällen werden das in 

der Praxis Elektronen sein, obwohl auch FETs mit Löcher-Leitung eine Rolle spielen. 

Der FET ist also ein unipolarer Transistor 

Dass diese einfachen FETs nicht viel eher als die komplizierten bipolaren Transistoren technisch 

gebaut wurden liegt daran, dass bei den meisten Bauformen der Stromfluss nahe an der Oberfläche 

des Kristalls stattfindet, statt, wie beim bipolaren Transistoren, im Inneren. Halbleiter-Oberflächen 

sind aber technologisch viel schwieriger zu beherrschen als ein homogenes Material. 

Die aus den 60er Jahren stammenden ersten FETs hatten dann auch eine Leitung mehr im Inneren, 

erst in den 70er Jahren wurden FETs mit Oberflächen-Leitung zur Serienreife entwickelt. 

+ 

- 

RD


Si-MOSFET 

n-Kanal p-Kanal 

normalon 

nMOS 

normalnormaloffoff CMOS 

BICMOS 

IGATE-FET 

FET 

J-FET 

(Si) 

25 

MESFET 

GaAs-IGATE-SI-MESFET 

FET 

normalon 

pMOS 

bipolar 

normalon 

GaAs-MESFET 

normaloff 

GaAs-FET-ICs 

GaAs-MODFET 

Abb. 3.33: Stammbaum der FETs und resultierende Schaltkreis-Technologien 

Die unterschiedlichen Typen von FETs, die technische verwendet wurden und werden, unterscheiden 

sich im wesentlichen bezüglich der Art der Steuerelektrode und der Art des Grundmaterials. Man 

kann quasi einen "Stammbaum der FETs" angeben: 

Die ersten in den 60er Jahren verfügbaren FETs waren aus Silizium und hatten p-n-Übergänge an der 

Steuerelektronen. 

Bei dieser Bauform ist der p-n-Übergang mehr oder weniger immer in Sperrichtung vorgespannt. Die 

Steuerwirkung ergibt sich durch die mit der Sperrspannung zu- oder abnehmende Weite der 

Sperrschicht, die sich weit in den Kristall hinein ausdehnt. 

Der Nachteil dieser Bauform ist der begrenzte Bereich der Eingangsspannung. Wird der p-n- 

Übergang an der Steuerdiode leitend, so ist das Bauelement praktisch nicht mehr verwendbar. In ICs 

haben solche FETs nie Anwendung gefunden, wohl aber als rauscharme Hochfrequenz-Verstärker. 

Die zweite Bauform verwendet statt eines p-n-Übergangs einen Metall-Halbleiter-Übergang. Diese 

Bauform wird oft auch als MESFET (Metall-Semiconductor-FET) bezeichnet. In Silizium-Technik 

hat es Anwendungen als rauscharme Verstärker in Hochfrequenz-Schaltungen gegeben. Der 

MESFET auf der Basis von Gallium-Arsenid ist dagegen das wichtigste Verstärkerbauelement der 

Mikrowellentechnik, also für Frequenzen von über 1 GHz geworden. Man kann damit heute Signale 

bis über 20 GHz verstärken. Kombiniert man den MESFET mit den "Tricks" der Hetero-Junctions, 

so lassen sich sogenannte "modulationsdotierte FETs" (MODFETs) herstellen, die als 

Einzelbauelemente bis über 100 GHz funktionieren. 

GaAs-MESFETS sind aber auch die Grundlage von GaAs-IC-Technlogien, die in den 80er Jahren 

entstanden. GaAs gegen Beeinflussung von außen störfester als Silizium und wurde deshalb von den 

Militär-Elektronikern favorisiert. 

Man kann mit einigen Tricks sowohl selbstleitende als auch selbstsperrende Transistoren bauen und 

sogar integrieren, aber nur für einen kleinen Spannungsbereich (meistens weniger als 1 Volt). In 

Vorwärtsrichtung werden Schottky-Übergänge bei ca. 0,2 V leitend, in Rückwärtsrichtung brechen 

sie bei geringen Spannungen durch. 

GaAS-Schaltkreise sind schnell, aber aufgrund des problematischen Materials (nicht bruchfest, 

Komponenten sind giftig) auch schlecht zu handhaben und sehr teuer. Heute verwendet sie kaum 

jemand außerhalb der Mikrowellentechnik.


Die dritte Form des Gates ist das durch eine Isolierschicht gebildete Gate. Technisch kann man 

Silizium-Dioxid (SiO2) oder Silizium-Nitrid (Si3N4) verwenden. Im ersten Fall spricht man vom 

MOS-FET, dem zweifellos wichtigsten Bauelement der derzeitigen IC-Technologie. IG-FETs mit 

Silizium-Nitrid sind auf GaAs-Basis versucht worden. 

IG-FETs haben den großen Vorteil, dass, ausgenommen den Fall der Zerstörung durch hohe 

Überspannungen, die Gates bei keiner Eingangsspannung leitend werden. Man kann sie auch deshalb 

hervorragend in Digitalschaltungen einsetzen. 

MOS-Transistoren sind als selbstleitende oder selbstsperrende Bauelemente und entweder mit p- 

Kanal oder n-Kanal fertigbar. Durch geschickte Kombination solcher Transistortypen hat man die 

verschiedenen MOS-Technologien erhalten (p-Mos, n-MOS, CMOS). Durch die Kombination der 

CMOS-Technik mit bipolaren Technologien ist in den 70er Jahren die BICMOS-Technologie 

entwickelt worden. 

3.4.2 Der MOS-Transistor 

MOS-Transistoren können als p- oder n-Kanal-Bauelemente gefertigt werden. 

gate gate 

poly-silicon poly-silicon 

n+ oxide 

n+ 

source drain 

bulk (p-) silicon 

n-channel enhancement MOS 

transistor 

Abb. 3.34: MOS-Transistoren in p- und n-Kanal-Version 

26 

p+ p+ 

oxide 

source drain 

bulk (n-) silicon 

p-channel enhancement 

transistor 

Der n-Kanal-MOSFET wird auf der Basis eines schwach p-leitenden Grundsubstrats gefertigt. Wenn 

das Grundsubstrat ("bulk") stets auf 0 V-Potential gehalten wird und die n-diffundierten Bereiche nie 

negative Spannungen annehmen, so ist der aktive (n-dotierte) Bereich stets "automatisch" gegen das 

Grundsubstrat durch einen p-n-Übergang isoliert. Die bei bipolaren Techniken notwendige 

Trenndiffusion kann entfallen. 

Beim p-Kanal-MOSFET muss dagegen der Bulk-Bereich auf Betriebsspannung (z. B. 5V) gelegt 

werden, die p-dotierten Kanalbereiche sind auf negativerer Spannung. Damit ergibt sich auch hier 

eine "Isolierung" durch einen p-n-Übergang. 

Zur Erklärung der Funktion gehen wir zunächst von einem n-Kanal-Transistor aus, bei dem der 

Raum unterhalb des Gates nicht n-diffundiert ist. Das Bauelement ist also bei einer (positiven) 

Spannung des Drain-Anschlusses (rechts) gegenüber der Source (links) und einem auf null Volt 

liegenden Gate-Anschluss selbstsperrend. 

Man spricht dann von einem "Anreicherungstyp" (enhancement). Durch das Anlegen einer positiven 

Spannung an das Gate werden nun negative Ladungsträger aus dem Bulk-Gebiet angezogen und 

bilden einen leitenden sogenannten "Kanal" unter der Gate-Elektrode. Dieser Effekt bedingt ein sehr 

dünnes Gate-Oxid (bis unter 0,1 Mikrometer bei heutigen Technologien), das entsprechend hohe 

Anforderungen an die Qualität der IC-Fertigung stellt. 

Nimmt man zunächst eine kleine Spannung Uds zwischen Source und Drain an, so wird der Kanal bei 

einer sogenannten Schwellenspannung Uth leitend. Der Gate-Anschluss muss dazu also um den Wert 

Uth gegenüber dem Substrat sowie Source und Drain vorgespannt sein.


leitender 

Kanal 

gate 

poly-silicon 

n+ 

n+ 

source drain 

bulk (p-) silicon 

n+ 

n+ 

leitender 

source drain 

Kanal bulk (p-) silicon 

Abb. 3.35: MOS-Transistor mit Abschnüreffekt des Kanals 

27 

oxide 

Ugs >> Uds 

Ugs = Uds 

Nimmt man an, dass die Drain-Source-Spannung Uds klein gegenüber der Vorspannung des Kanals 

ist, so nimmt mit zunehmender positiver Gate-Vorspannung der Widerstand im Kanal ab und 

entsprechend der Stromfluss zu. 

Der MOS-Transistor verhält sich in diesem sogenannten "Anlaufbereich" wie ein etwa linearer 

gesteuerter Widerstand. 

Ids 

Anlauf- 

bereich 

Sättigungsbereich 

Abb. 3.36: Ausgangskennlinienfeld eines MOS-Transistors 

Uds 

Ugs als 

Parameter 

Bei höheren Spannungen zwischen Source (O V) und Drain (z. B. 5 V) fällt diese Spannung entlang 

des Kanals ab. Dadurch wird dieser inhomogen: 

In der Nähe des Source-Anschlusses ist die Spannung zwischen Source und Gate am höchsten, der 

Kanal am breitesten. Zum Drain hin wird die Spannung zwischen Kanal und Gate-Anschluss 

geringer. Dort, wo sie einen Wert von nur noch Uth erreicht, wird der Kanal "abgeschnürt". Das 

bedeutet einen nahezu konstanten Strom, auch bei höherer Source-Drain-Spannung. Man nennt 

diesen waagerechten Teil im Kennlinienfeld den "Sättigungsbereich".


Source 

n + n+ 

Sperrschicht 

p - Substrat 

Lkeff 

Lk 

Gate 

Poly-Si 

Sperrschicht 

28 

Drain 

Abb. 3.37: Struktur und Maße des MOS-Transistors 

W 

Die wichtigsten Abmessungen des MOS-Transistors sind die Kanallänge, wobei man die 

geometrische Lk von der effektiven Länge Lkeff unterscheidet, die Breite W des Gate-Bereichs und 

die Dicke der Gateoxid-Schicht dox. 

Für die Strom-Spannungskennlinie des MOS-Transistors gilt: 

ε0 εr μ W 

Ids = ------------ [ (Ugs - Uth) Uds - 1/2 Uds 2 ] 

lk dox 

Dabei ist ?0 die sogenannte "Dielektrizitätskonstante" im Vakuum (8,854 *10**-12 As / Vm), 

?r ist die relative Dielektrizitätskonstante des jeweiligen Stoffes, für das Gate-Oxid hier für Silizium- 

Dioxid (SiO2), ? ?ist die relative Beweglichkeit der Ladungsträger (hier die relative Beweglichkeit 

der Elektronen im Kanal an der Halbleiter-Oberfläche). Man kann diese Gleichung auch anders 

schreiben, wenn man Cox als Kapazität des Gate-Oxids einführt mit: 

ε0 εr lk W 

Cox = -------- 

dox 

Für den Sättigungsbereich gilt eine vereinfachte Strom-Spannungsgleichung. 

Cox μ 

Ids = --------- (Ugs -Uth) 2 

2 lk 2 

Demnach hat der MOS-Transistor eine quadratische Strom-Spannungskennlinie. 

Im Sättigungsbereich ist der Ausgangsstrom von der Source-Drain-Spannung nahezu unabhängig 

(siehe auch das Kennlinienfeld). 

Im Anlaufbereich kann man für kleine Source-Drain-Spannungen näherungsweise angeben: 

Uds 2


Dann hat der Anlaufbereich eine nahezu lineare Strom-Spannungskennlinie: 

Cox μ 

Ids = -------- (Ugs - Uth) Uds 

lk 2 

Diese Eigenschaft ist durchaus von erheblicher praktischer Bedeutung, weil der MOS-Transistor in 

integrierten Schaltungen durchaus auch als Widerstand verwendet wird. 

Man unterscheidet also beim FET: 

- einen Sperr-Bereich 

- einen ohmschen Bereich 

- einen Abschnürbereich oder Sättigungsbereich. 

Wichtig ist es für ICs, dass man technologisch durch Einstellung der Schwellen-Spannung sowohl 

selbstleitende als auch selbstsperrende MOS-Transistoren je nach Bedarf bauen kann, und zwar 

sowohl als n-Kanal oder als p-Kanal-Typen. Der n-Kanal-Typ hat dabei bei gleicher Breite und 

Kanallänge meistens eine etwa 3-fach höhere Leitfähigkeit und wird deshalb oft bevorzugt. Aber 

auch Kombinationen von n-Kanel- und p-Kanal-MOS-Transistoren lassen sich auf einem 

gemeinsamen Substrat verwirklichen, wie in der digitalen CMOS-Technik heute milliardenfach 

praktiziert. 

Ein wichtiges Maß für die Fähigkeit eines Bauelementes ist sogenannte Steilheit gm. Dieser 

Parameter bestimmt die Höhe der erreichbaren Signalverstärkung pro Stufe. 

Die Steilheit für den MOS-Transistor ist definiert als: 

Cox μ 

gm = d Ids / d Ugs = -------- (Uds)sat 

lk 2 

Die höchste für den aktiven Betrieb des Transistors erreichbare Betriebsfrequenz ist die sogenannte 

Transitfrequenz fT. 

Sie ist direkt abhängig von der Steilheit und vom Gate-Oxid: 

gm 

fT = ----------- 

2π Cox 

Wir haben hier eine relativ einfache Abhängigkeit von Verstärkung und Transitfrequenz von der 

effektiven Kanallänge. Beide steigen umgekehrt proportional mit der Verkürzung der Kanallänge an. 

Eine sinkende Oxiddichte hat den gleichen Einfluss. Damit ist klar, weshalb die Halbleiter- 

Technologien seit 20 Jahren erfolgreich versuchen, immer kürzere Kanallängen und immer dünnere 

Gate-Oxid-Schichten herzustellen. 

Insgesamt ähnelt das Ausgangskennlinienfeld dem des bipolaren Transistors, allerdings versteht man 

unter "Sättigung" in beiden Fällen völlig unterschiedliche Effekte. Während der bipolare Transistor 

eine exponentielle Abhängigkeit zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom hat, ist die hier 

quadratisch. Der bipolare Transistor ist also prinzipiell der bessere Verstärker. 

29


Es sei darauf hingewiesen, dass alle für den Klein- bzw. Großsignalbetrieb beim bipolaren Transistor 

durchgeführten Betrachtungen entsprechend auch für den MOS gelten. Nur wird man diesen kaum 

als Kleinsignalverstärker einsetzen, sondern fast ausschließlich als Schalter in der Digitaltechnik. 

(Eine Ausnahme: Da man MOS-Transistoren mit mehreren Gates bauen kann, lassen sich damit 

einfache Schaltungen für Mischung und Modulation von Signalen in der Radio- und Fernsehtechnik 

bauen). 

Wird einem n-Kanal-Transistor bei der Fertigung ein leitender Kanal mit eingebaut, so entsteht ein 

MOS-Transistor vom Verarmungstyp. Um den Kanal zu sperren, wird eine negative Spannung am 

Gate benötigt. Ansonsten entsprechen Verhalten und Kennlinienfeld dem Anreicherungstyp. 

Sowohl der Anreicherungstyp als auch der Verarmungstyp sind auch als p-Kanal-Transistoren 

möglich, wobei die entsprechend anderen Polaritäten der Spannungen zu berücksichtigen sind. 

Abb. 3.38 zeigt eine Übersicht der verschiedenen MOS-Transistoren. 

n-Kanal-Typen 

selbstsperrend 

Uds > 0, Ugs > 0 

p-Substrat 

selbstleitend 

Uds > 0, Ugs < 0 

p-Substrat 

p-Kanal-Typen 

selbstsperrend 

Uds < 0, Ugs < 0 

n-Substrat 

30 

n-Diffusion 

p-Diffusion 

Polysilizium 

Gate-Oxid 

selbstleitend 

Feldoxid 

Uds < 0, Ugs > 0 Metall 

n-Substrat 

Abb. 3.38: Typen-Übersicht für MOS-Transistoren 

Praktische Bedeutung haben der selbstleitende und der selbstsperrende n-Kanal-MOS (in der nMOS- 

Technologie) und die Kombination von selbstsperrenden n- und p-Kanal-Typen in der CMOS- 

Technologie gewonnen. Da die Beweglichkeit von Elektronen etwa dreimal höher ist als die von 

Löchern, muss für gleiche Leitfähigkeit der p-Kanal-Transistor entsprechend ca. dreimal breiter als 

das n-Kanal-Pendant sein. Um Platz zu sparen wurden deshalb auch CMOS-Technologien 

entwickelt, bei denen als aktive logische Schalter nur n-Kanal-Transistoren zum Einsatz kommen. 

Eigentlich hat der MOS-Transistor eine weitere mögliche Steuerelektrode, nämlich den 

Substratanschluss (Bulk). In den meisten Anwendungen wird der Bulk-Anschluss auf 0 V-Potential 

liegen. Manchmal wird der Substratanschluss auch mit der Source verbunden. Jedenfalls kann ein 

fehlerhaft modellierter Substratanschluss beim Entwurf von analogen ICs zu bösen Simulationsfehlern 

führen! 

Wenn man für das Großsignalverhalten des FET den Einfluss der Kanallängen-Modulation mit 

einbezieht, so muss man auch hier die Strom-Spannungs-Gleichungen um den Einfluss einer fiktiven 

"Early-Spannung“ UA erweitern: 

ID = K UDS (UGS-Uth-UDS/2) ( 1 + UDS/ UA) gilt für den ohmschen Bereich (Anlaufbereich) 

ID = K/2 (UGS-Uth)**2 (1 + UDS/UA) gilt für den Abschnürbereich.


K ist der Steilheitskoeffizient oder Transduktanz-Koeffizient. Er ist ein Maß für die Steigung der 

Übertragungskennlinie eines FETs. Es gilt: 

K = μn C’ox *W / L 

Es gehen also ein: Die Beweglichkeit der Ladungsträger (hier für den n-Kanal), die Oxid-Kapazität 

am Gate in der Form des Kapazitätsbelages , die Weite und die Länge der Kanal-Zone. 

Die eigentliche Gate-Kapazität ist: Cox = ε0 * εr * W / L / dox = Cox`W L. 

Beim MOS-FET ist der Eingangsstrom stets 0. Die Gleichungen gelten mit den entsprechenden 

Parametern grundsätzlich auch für den Sperrschicht-FET (nur K errechnet sich anders), jedoch ist 

der Eingangsstrom dann durch eine Dioden-Gleichung bestimmt- 

3.4.3 Ersatzschaltungen und Modelle 

Viele für den bipolaren Transistor schon besprochenen Eigenschaften gelten im übertragenen Sinne 

auch für den Feldeffekt-Transistor. Man benötigt ebenfalls Modelle und Ersatzschaltbilder, um 

Schaltungen simulieren und berechnen zu können. 

Im einfachsten Fall verhält sich der FET wie ein gesteuerter Widerstand. 

U GS 

i G = 0 

SU GS 

31 

i D 

r DS 

U DS 

Abb. 3.39: Einfachstes Kleinsignal-Ersatzschaltbild für den Feldeffekt-Transistor 

Für den ohmschen Bereich kann man den Wert der Parameter des Ersatzschaltbildes näherungsweise 

angeben zu: 

SOB = K UDS 

RDS = 1 / (K(UGS – Uth – UDS)) 

Mit K = S 2 /2ID (näherungsweise). 

Für den Entwurf von Schaltungen mit MOS-Transistoren im Kleinsignal- und Großsignal-Betrieb 

muss deren elektrisches Verhalten simuliert werden. Zu diesem Zweck ist, wie auch für den bipolaren 

Transistor, ein brauchbares und ausreichend präzises Ersatzschaltbild notwendig. 

Auch hier gibt es wieder Unterschiede zwischen Kleinsignal- und Grossignal-Ersatzschaltbild sowie 

zwischen Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Ersatzschaltung. 

Während man allerdings beim bipolaren Transistor eine Eingangs-Signalspannung von nur ca. 1mV 

als Grenze für den Kleinsignal-Betrieb zulassen kann, sind beim FET Werte von ca. 40-80 mV noch 

erträglich. Hier macht sich der Unterschied zwischen quadratischer und exponentieller Eingangskennlinie 

schon bemerkbar.


Beim MOSFET, dem bei weitem häufigsten Bauelement, gibt es kein allgemein akzeptiertes und 

verwendetes Ersatzschaltbild, vergleichbar dem Gummel-Poon-Modell beim bipolaren Transistor, 

sondern eine ganze Serie unterschiedlicher Modelle. In SPICE und PSPICE werden als einfachste 

Modelle die sogenannten „Level 1-Modelle“ verwendet. Diese eignen sich aber nicht für 

hochintegrierte MOS-Transistoren mit kurzen Kanälen. Dazu werden in SPICE die Level 2- oder 

(noch besser) Level 3-Modelle verwendet, oder die derzeit besten, die BSIM-Modelle der University 

of California, Berkeley. 

Ein einfaches Großsignal-Ersatzschaltbild ist nachfolgend angegeben: 

G 

D 

S 

B 

G 

entspricht U GS 

Abb. 3.40: Großsignal-Ersatzschaltbild für den n-Kanal-MOSFET (Level-1) 

Zwischen Kanal und Bulk (Substrat-Anschluss) liegt jeweils eine Diode in Sperr-Richtung. 

Ansonsten funktioniert der MOS-Transistor als spannungsgesteuerte Stromquelle. 

D 

I D 

S 

U DS 

Hier kann schon ein wichtiger Effekt gezeigt werden: Typischerweise wird ein MOS-Transistor dann 

leitend, wenn die Spannung UGS den Schwellenwert Uth überschreitet. Eigentlich aber liegt diese 

Steuer-Spannung zwischen Gate und Substrat, der Source-Anschluss ist nicht notwendigerweise auf 

demselben Potential wie das Substrat. Insbesondere in integrierten Schaltungen und wenn mehrere 

Transistoren in Reihe geschaltet sind, wird die effektive Schwellenspannung Uth um so größer, je 

stärker die Substrat-Elektrode (Bulk) negativ gegen den Source-Anschluss vorgespannt ist. Man 

nennt diese Erscheinung den „Substrat-Effekt“. 

Für den Betrieb bei höheren Frequenzen benötigt man ein entsprechendes Ersatzschaltbild. Dieses 

enthält für linearen Kleinsignalbetrieb nur Widerstände, Kondensatoren und gesteuerte Stromund/oder 

Spannungsquellen. 

G 

S 

Cgb 

Rs 

Cgs Id Cgd 

Rd D 

B 

32 

Cdb 

Abb. 3.41: Ersatzschaltbild für den MOS-Transistor im Großsignal-Betrieb 

Abb. 3.41 zeigt ein elektrisches Ersatzschaltbild für einen MOS-Transistor im Großsignalbetrieb. 

Einschließlich des Grundsubstrats (Bulk) hat der Transistor vier Anschlusse. Die Werte der 

Widerstände und Kondensatoren können aus der Werten von Diffusionsdichten, Schichtdicken usw. 

für den Fertigungsprozess gewonnen werden. 

I DD 

I DS 

B


Für ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild kann man näherungsweise auch eine Version angeben, die dem 

eines bipolaren Transistors ähnelt. Voraussetzung ist allerdings, dass Source und Bulk 

zusammenfallen. Dies ist typischerweise bei diskreten MOS-Transistoren eher als bei integierten 

Schaltungen (Substrat-Effekt !). 

G 

R G 

C GS 

G‘ 

C GD 

SU GS 

S S 

D 

r DS CDS 

Abb. 3.42: Vereinfachtes Kleinsignal-Ersatzschaltbild für den MOS-Transistor 

Entsprechend dem bipolaren Transistor kann man auch beim MOS-Transistor im Kleinsignal-betrieb 

ganz unterschiedliche Grundschaltungen definieren. Der Name gibt dann jeweils an, welcher 

Abschluss des Transistors signalmäßig gemeinsam für Eingang und Ausgang mit Masse (GND) 

verbunden ist. 

- die Source-Basis-Schaltung oder Source-Schaltung 

- die Gate-Basis-Schaltung oder Gate-Schaltung 

- die Drain-Basis-Schaltung oder Drain-Schaltung. 

G 

U e 

D 

S 

B 

U a 

S 

G B 

U e 

D 

U a U a 

U e 

33 

S D 

Source-Schaltung Drain-Schaltung Gate-Schaltung 

Abb. 3.43: Grundschaltungen des MOS-Transistors 

Dabei ist bemerkenswert, dass in hochintegrierten Schaltungen Source und Drain elektrisch völlig 

gleichartig sind, man also beliebig die Funktion von Source und Drain tauschen könnte. Das gilt nicht 

immer für diskret aufgebaute Transistoren. 

Für den Kleinsignal-Betrieb ist oft eine Arbeitspunkt-Einstellung notwendig: 

Mittels des schon vom bipolaren Transistor bekannten Spannungsteilers kann man dem Gate 

gegenüber dem Source-Anschluss eine definierte negative Vorspannung geben. Da beim MOS- 

Transistor kein Gate-Strom fließt, kann der Spannungsteiler sehr hochohmig sein. 

Wenn dagegen das Gate z. B. bei selbstleitenden MOS-Transistoren negativ gegenüber der Source 

vorgespannt sein soll, so geschieht dies über einen zusätzlichen Widerstand am Source-Anschluss. 

Der Widerstand R2 belastet nur den Eingangskreis und kann wieder sehr hochohmig sein. 

Der Widerstand im Source-Kreis wirkt sich allerdings auch auf das Signalverhalten aus: Die dort 

abfallende Signalspannung reduziert die Eingangsspannung und wirkt deshalb als Gegenkopplung. 

Eine solche Strom-Gegenkopplung reduziert zwar die Verstärkung der Stufe, stabilisiert sie aber 

gegenüber thermischen Effekten. 

G


Denselben Effekt der Stabilisierung bewirkt auch die Spannungs-Gegenkopplung, bei der ein 

zusätzlicher Widerstand zwischen Gate und Drain geschaltet ist. 

Leider sind Widerstände zur Arbeitspunkt-Einstellung in integrierten Schaltungen nur in sehr 

begrenzten Werte-Bereichen verfügbar, deshalb werden dort Transistor-Schaltungen zur 

Arbeitspunkt-Einstellung herangezogen. 

R g 

U e 

G 

R 1 

R 2 

D 

V DD V DD V DD 

S 

B 

R S 

R D 

U a 

Positive Gate-Vorspannung Negative Gate-Vorspannung 

und Strom-Gegenkopplung 

R g 

Abb. 3.44: Arbeitspunkt-Einstellung und Gegenkopplung 

R 2 

G 

D 

U e 

S 

B 

Rs 

R D 

U a 

34 

R g 

U e 

D 

G 

R GD 

S 

B 

R D 

Spannungs- 

Gegenkopplung 

Die Schaltungen in der obigen Form würde man also nur bei diskret aufgebauten Verstärker- 

Schaltungen verwenden können. 

3.4.4 Grenzen des Betriebes 

MOS-Transistoren werden sowohl in hochintegrierten Schaltungen verwendet als auch als Leistungs- 

Bauelementen. 

Zunächst sind solche Bauelemente sehr empfindlich gegen zu hohe Spannungen zwischen dem Gate- 

Anschluss und den anderen Elektroden, also z. B. UGS. Ein Überschreiten der maximalen Spannung 

zwischen Gate und Source / Drain bzw. dem Kanal hat unwiederbringliche Zerstörungen zur Folge. 

Auch die Spannungen zwischen Source und Drain (UDS) sowie die maximalen Drain-Ströme IDS sind 

begrenzt. 

Die Verlustleistung ist das Produkt aus: Pv = UDS * ID . 

Auch hier ist die maximale (statische) Verlustleistung geringer als der maximal zulässige Strom in 

Verbindung mit der maximal zulässigen Spannung. Es kann aber häufig vorkommen, dass bei 

Umschaltprozessen der maximale statische Wert von Pv überschritten wird. Dieser ist beschränkt 

durch die Wärmeabfuhr vom Transistor. 

Hier sei noch vermerkt, dass man speziell bei integrierten MOS-Transistoren zwei sehr bösartige 

Effekte kennt: 

Beim „Punch-Through“ treffen sich bedingt durch zu hohe Spannungen zwischen Source und Drain 

die beiden Sperrzonen, die Kanallänge geht gegen null. 

Beim sogenannten „Latch-Up“, der nur in integrierten CMOS-Schaltungen mit n-Kanal und p-Kanal- 

Transistoren auftritt, tritt durch einen parasitären bipolaren Transistor der Fall auf, dass ein an sich 

gesperrter p-n-Übergang durchschlägt und nachfolgend ein sehr hoher Strom zwischen der 

Versorgungsspannung und der GND-Elektrode fließt. Das kann, aber muss nicht zur endgültigen 

Zerstörung der Schaltung führen. 

3.4.5 Großintegration und Kurzkanal-Effekte 

U a


Ein wesentlicher Vorteil des MOS-Transistors gegenüber bipolaren Elementen ist, die vorstehend 

gezeigt, der geringere Platzverbrauch durch den Effekt der Selbstisolation der Source- und Drain- 

Bereiche. MOS-Transistoren haben aber darüber hinaus die Eigenschaft, durch Verkürzung der 

Kanallänge schneller und, was die Verstärkung eines einzelnen Transistors betrifft, in etwa linearer 

Weise mit fallender Kanallänge auch besser zu werden. Dies ist der wesentliche Grund, weshalb die 

Großintegration in den letzten 30 Jahren eine Entwicklung zu immer kürzeren Kanälen genommen 

hat. Heutige Speicher- und Prozessor-Technologien arbeiten mit Kanallängen von nur noch ca. 0,18 

Mikrometern. Ein wesentliches Problem wird die gleichzeitige Skalierung der Oxid-Dicken: 

Bei Gate-Oxid-Dicken von nur noch ca. 10 Nanometern hat man nur noch etwa 20 Atomlagen vor 

sich. Geringste Fertigungsfehler wirken sich also katastrophal aus. 

Die maximalen Schaltfrequenzen von MOS-Transistoren mit Kanallängen von 0,2 um und darunter 

liegen also bereits weit im Bereich der Mikrowellentechnik. 

Es gibt aber durchaus Effekte, welche eine beliebige Verkürzung der Kanäle unterbinden. Zunächst 

sorgt die Ausdehnung der Sperrschicht zwischen Drain und Substrat für eine Verkürzung der 

geometrischen Kanallänge auf einen kürzeren effektiven Wert. Für die Modellierung des Verhaltens 

der Schaltung muss dieser Wert berücksichtigt werden. Die Transistor-Modelle für Kurzkanal-FETs 

müssen also die Kanallängen-Modulation „können“. 

Es gibt auch einen Spezialeffekt für besonders schmale Kanäle: Bei abnehmender Kanalbreite machen 

sich Ladungen an den Rändern bemerkbar, welche ihrerseits Ladungen auf dem Gate induzieren. 

Diese bewirken eine Reduzierung der Schwellen-Spannung Uth. 

Und schließlich gibt es zwischen im Kanal-Gebiet immer noch freie Ladungen, welche einen 

„Unterschwellenstrom“ (sub-threshold-current) erzeugen. 

Tatsächlich sorgt dieser Effekt dafür, dass unterhalb der eigentlichen Schwellenspannung die Strom- 

Spannungs-Abhängigkeit exponential ist und erst beim Erreichen der Schwellenspannung in die 

bekannte quadratische Kennlinie übergeht. 

Die über eine Kanallänge von weniger als 1 um und auch an der Sperrschicht zwischen Kanal und 

Gate (von weniger als 0,1 um Dicke) abfallenden Spannungen sorgen für extrem hohe elektrische 

Feldstärken. 

Dann können einige Elektronen so hohe Energien erreichen, dass sie die Oxidschicht mittels des 

quantenmechanischen Tunneleffekts überwinden und im Gate erscheinen. Die wichtigsten Kurzkanal- 

Effekte sind in Abb. 3.45 zusammengefasst. 

Source 

n + n+ 

Sperrschicht 

p - Substrat 

Tunnel-Effekt 

Lkeff 

Lk 

Poly-Si 

Kanalverkürzung 

Abb. 3.45: Kurzkanal-Effekte 

Gate 

Drain 

Sperrschicht 

35 

dox


Bei Submikrom-Schaltungen muss man, um den Tunneleffekt kontrollieren zu können, mit 

Betriebsspannungen unter 5 V arbeiten. Die gegenwärtige Prozessor-Generation arbeitet z. B. mit 

3.3 V oder weniger statt der sonst üblichen 5V. ICs mit Versorgungsspannungen unter 2V werden in 

Zukunft eher die Regel als die Ausnahme sein. 

Diese Spannungsreduktion bringt gleichzeitig auch eine Reduktion der Verlustleistungen, was 

hocherwünscht ist. 

Es gibt aber auch einige sehr negative Aspekte: 

Mit sinkenden Versorgungsspannungen fallen auch die Störabstände, die Schaltungen werden also 

potentiell empfindlicher gegen eingestreute Störsignale von außen. 

Die Sperrwirkung von p-n-Übergängen wird mit steigender Sperrspannung exponentiell besser. Wird 

der Unterschied zwischen High- und Low-Spannung reduziert, so erhöht sich damit zwangsweise der 

Pegel der Leckströme im Schaltkreis. 

Selbst dann, wenn man beliebig kleine Strukturen im Halbleiter wirtschaftlich erzeugen könnte, ist 

also eine gewisse "Sättigung" der technologischen Entwicklung auf der Basis der "klassischen" 

Silizium-Technologie erkennbar. 

Damit sind einer weiteren unbegrenzten Reduzierung der Strukturgrößen im IC durchaus Grenzen 

gesetzt. 

Bis diese aber erreicht sind (mit Extrapolation der bisherigen Entwicklung ca. im Jahre 2015 mit 0,07 

Mikrometer-Strukturen) sind noch einige Generationen von Speichern und Prozessoren zu erwarten. 

3.4.5 MESFETs 

Die außerhalb der Silizium-Technologie, insbesondere auf Gallium-Arsenid verwendeten MESFETs 

seien hier vorwiegend der Vollständigkeit halber betrachtet. 

Source 

n - Diff. 

Gate Drain 

n- Diff. 

Grundsubstrat (semi-isolierend) 

Sperrschicht 

Abb. 3.46: Struktur eines MESFET 

In der Gallium-Arsenid-Technologie wird meistens mit einem semi-isolierenden weil nur sehr niedrig 

dotierten (meistens mit Chrom) Grundsubstrat gearbeitet. Die n-Kanal-MESFETs sind 

normalerweise selbstleitend. 

Für Anwendungen in der Digitaltechnik sind aber selbstsperrende MESFETs günstiger. Diese 

werden durch eine Technologie erzeugt, bei der das Gate ins Grundsubstrat zurückgezogen 

(recessed) ist. 

Wegen des geringen Spannungsbereichs in Vorwärts- und in Rückwärtsrichtung, über den der 

Schottky-Kontakt weder in Vorwärtsrichtung leitend wird noch in Rückwärtsrichtung durchbricht, 

muss in der digitalen GaAs-Technologie mit relativ niedrigen Spannungshüben unter 1 Volt 

gearbeitet werden. 

36


Source Drain 

Gate 

Grundsubstrat 

Abb. 3.47: Recessed-Gate-MESFET 

Es hat sich auch erwiesen, dass für sehr kurze Kanallängen der prinzipielle Geschwindigkeitsvorteil 

des GaAs-MESFET gegenüber dem MOSFET auf Si-Basis abnimmt. 

Die höhere Beweglichkeit der Elektronen im GaAs wirkt sich besonders bei kleineren elektrischen 

Feldstärken aus. Im Kurzkanal erreichen aber wegen der hohen Feldstärke die Elektronen fast die 

sogenannte Sättigungs-Driftgeschwindigkeit. Und diese Größe ist in Si und GaAs fast gleich. 

Eine nochmalige Steigerung der Schaltgeschwindigkeit ist dann mit dem im vorherigen Abschnitt 

diskutierten "Trickstrukturen" unter Verwendung von Heterojunctions möglich. 

Während GaAs-FETs, die mit Heterojunctions aufgebaut sind, als sogenannte MODFETs seit einiger 

Zeit verwendet werden (als Verstärker in Mikrowellenschaltungen bis über 100 GHz), kommen 

Heterojunction-Bauelemente auf der Basis von Silizium und Germanium gerade aus den Labors. 

37

Teil 3

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