Diode I U R = R U I = P U I = ⋅ P R = −

Diode
Schaltzeichen:
k a
Dioden Kennlinie / Grenzwerte:
IR
V
5 V
Sperrbereich
IF
mA
Durchlassbereich
IR
µA
0.6 V
UF
V
UR
URM
IF
IFM
PTOT
TJ
TU
N P
= maximale Sperrspannung
= maximale Spitzensperrspannung
= maximaler Durchlasstrom
= maximaler Spitzendurchlasstrom
= Verlustleistung
= maximale Sperrschichttemp. („Junction- Temp.“)
= Umgebungstemperatur
Wird eine Diode nicht mit sinusförmiger, sondern mit einer rechteckförmigen Betriebsspannung
betrieben, so muss die zulässige Impulsbelastbarkeit beachtet werden.
Temperaturverhalten:
Mit steigender Temperatur nimmt der Sperrrstrom stark zu.
Mit steigender Temperatur wird der Durchlasswiderstand geringer.
Statischer Durchlasswiderstand:
U
R F =
I
F
F
RF
UF
IF
= Stat. Durchlasswid. in Ω
= Durchlasspannung in V
= Durchlasstrom in A
Der statische Durchlasswiderstand ist der Gleichstromwiderstand einer Diode. Er ist nicht konstant und
hängt vom gewählten Arbeitspunkt ab.
Dynamischer Durchlasswiderstand:
r
D
= r
F
∆U
=
∆I
Sperrwiderstand:
R
R
U
=
I
R
R
Verlustleistung:
PV = UF ⋅ IF
P
V
υ j − υ U
=
R
thJU
F
F
rF
∆UF
∆IF
RR
UR
IR
PV
UF
υj
υU
RthJU
= Dyn. Durchlasswid. in Ω
= Spannungsänderung in V
= Stromänderung in A
= Sperrwiderstand in Ω
= Spannung in Sperrichtung in V
= Strom in Sperrichtung in A
= Verlustleistung in W
= Spannung in Durchlassrichtung in V
= Sperrschichttemperatur in °C
= Umgebungstemperatur in °C
= Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung
Seite 1

Z-Diode
Schaltzeichen:
Allgemeines:
k a
Z-Dioden werden in Sperrichtung beim Erreichen
der Zenerspannung niederohmig.
Im Durchlassbereich verhalten sie sich wie
normale Si-Dioden.
Der niederohmige Zustand in Sperrichtung
wird durch zwei Effekte hervorgerufen, durch
den Zenereffekt und durch den Lawineneffekt.
Der Arbeitsbereich einer Z–Diode verläuft
zwischen IZmin und IZmax. Eine Z – Diode stabilisiert
um so besser, je steiler die Kennlinie im
Arbeitsberich verläuft.
U Z/V
5
Z-Dioden Kennlinien:
3
Z - Bereich
I F/mA
80
70
60
50
40
30
20
10
50
100
I Z/mA
Durchlassbereich
Zenereffekt:
Die Sperrspannung verursacht ein elektrisches Feld in der Sperrschicht. Mit steigender Sperrspannung
wird die Feldstärke des elektrischen Feldes immer grösser. Das elektrische Feld übt Kräfte auf die in
den Kristallbindungen befindlichen Elektronen aus. Wird die Feldstärke zu gross, können sich viele in
ihren Bindungen nicht mehr halten. Sie werden aus den Bindungen herausgerissen und stehen jetzt als
freie Elektronen der Bildung eines Stromes zur Verfügung. Die Sperrschicht enthält freie Ladungsträger.
Es gibt Z-Dioden mit Zenerspannungen von 2V bis 600V.
Lawineneffekt:
Die durch den Zenereffekt freigemachten Elektronen werden durch das elektrische Feld stark beschleunigt.
Sie bekommen eine grosse Energie und schlagen andere Elektronen aus ihren Bindungen. Die
Sperrschicht ist jetzt mit freien Ladungsträgern überschwemmt.
Sperrbereich, Knickbereich, Durchbruchbereich:
Die Kennlinie einer Z-Diode in Sperrichtung besteht aus dem Sperrbereich, dem Knickbereich und dem
Durchbruchbereich. Dioden mit höherer Zenerspannung besitzen einen kleineren Knickbereich. Aus
dem Anstieg der Durchbruchskennlinie erhält man den differenziellen Widerstand rZ:
r
Z
UZ
=
IZ
∆
∆
∆UZ
∆IZ
Das Temperaturverhalten von Z-Dioden:
rZ
= Spannungsänderung
= Stromänderung
= differentieller Widerstand
UZ < 6V: Z-Dioden haben einen neg. Temp.koeffizienten (UZ wird kleiner bei Temperaturanstieg)
UZ > 6V: Z-Dioden haben einen pos. Temp.koeffizienten (UZ wird grösser bei Temperaturanstieg)
Stabilisierungsfaktor:
∆UE*
UZ
⎛ Rvor
⎞ UZ
S = = ⎜1
+ ⎟
∆UZ*
UE
⎝ rZ
⎠ UE
Z-Spannung bei Temperaturerhöhung:
S = Spannungsstabilisierungsfaktor
∆UE = Eingangsspannungs-Änderung
= Z-Spannung bei höheren Temperaturen als bei 25 °C
UZwarm = UZ25 ⋅ ( 1 + TKuz⋅∆ T)
= Nennspannung der Z-Diode bei 25°C
= Temperaturbeiwert Z-Diode in 1/K
= Temperaturerhöhung in K
Dimensionierung des Vorwiderstandes:
R
R
vor
UE
−UZ
UE
−UZ
= =
IZ
+ IL
IZ
max
vorMax
U min − U
=
I + I
E Z
Zmin Lmax
Uzwarm
UZ25
TKuz
∆T
Rvor
UE
UZ
IZ
IL
= Vorwiderstand
= unstabiliserte Eingangsspannung
= Zenerspannung
= Strom der Z-Diode
= Laststrom
1
I Zmin
I Zmax
Seite 2
U F/V

Z-Diode
R
vorMin
U max − U
=
I + I
E Z
Zmax Lmin
( )
PRvor = UE−UZ⋅IZmax Verlustleistung:
P
tot
ϑj−ϑ u
=
RthJU
PV = U Z ⋅IZ ≤ Ptot
Lichtemittierende Dioden (LED):
PRvor
RvorMax
UEmin
IZmax
ILmin
ϑj
ϑu
RthJU
= Leistung am Rvor
= maximaler Vorwiderstand
= minimale Eingangsspannung
= maximaler Zenerstrom
= minimaler Laststrom
= Sperrschichttemperatur in °C
= Umgebungstemperatur in °C
= Wärmewid. zwischen Sperrschicht und Umgebung
Die lichtemitierende Diode ist, wie alle Dioden, aus einer p- und einer n-Schicht aufgebaut. Die Wellenlänge
und damit auch die Farbe des abgestrahlten Lichts hängt von der Art des verwendeten Halbleitermaterials ab.
Die verschiedenfarbigen Led’s müssen mit verschiedenen Spannungen angesteuert werden. (gn = ca. 1.8V,
ge = ca. 1.6V, rt = ca. 1.5V, bl = ca. 2.5V).
Eine LED emittiert (sendet aus) optische Strahlung im Durchlassbereich. Die Strahlung kann im sichtbaren,
oder im IR -Bereich liegen! Sperrspannug bei ca. 5V. XX = Farbangabe z.B bl.
Fotodiode:
Die Sperrschicht einer Fotodiode ist dem Licht zugänglich. Wenn auf die Sperrschicht kein Licht kommt,
fliesst durch die pn -Sperrschicht wie bei einer normanlen Diode ein Sperrstrom. Trifft Licht auf die Sperrschicht,
fliesst ein zusätlicher Fotostrom. Fotodioden werden meist in Sperrichtung betrieben.
Der Sperrstrom (= Fotostrom) nimmt linear zur Stärke der Beleuchtung zu.
Kapazitätsdiode (Varicap):
Jeder in Sperrichtung betriebene pn-Übergang hat eine Sperrschicht- Kapazität. Bei den Kapazitätsdioden
wird diese Sperrschichtkapazität als spezielle Eigenschaft ausgenutzt. Kapazitätsdioden werden in Sperrichtung
betrieben. Die Bereite der Sperrschicht kann durch die Grösse der Spannung variiert werden ⇒ Kapazitätsänderung.
Schottky-Dioden:
Die Schottky - Diode hat kein p-Silizium sondern eine auf dem n-Silizium liegende Metall- elektrode. Dazwischen
befindet sich die Raumladungszonde. Die Schottky-Dioden schalten sehr schnell und haben eine
sehr kleine Schleusenspannung (< 0.4V) ⇒ Man hat kleine Verlustleistungen.
XX
Seite 3

Spannungsstabilisierung
Spannungsstabilisierung (IL konstant, UE veränderlich):
U E
I
U RV
U Z
R V
I Z
U A
I L
Unterhalb der Z–Spannung steigt die Ausgangsspannung
Proporional zur Eingangsspannung an. Erreicht UE UZ, so
steigt UA nicht mehr an. Wird UE noch grösser, dann wird IZ
grösser. Die Stromaufnahme ist unabhängig von RL. IL und
IZ halten sich die Wage.
Max. Verlustleistung der Z – Diode (bei UEmax)
P = U ⋅ I
V max Z Z max
PV = U Z ⋅ I Z
Spannungsstabilisierung (UF konstant, IL veränderlich):
U E
I
U RV
U Z
R V
I Z
U A
I L
R L
R L
UZ
IZ
PVmax
PV
UZ
IZ
Die Eingangsspannung UE teilt sich in URV und UZ auf.
Der fliessende Gesamtstrom I in IZ und IL. Die Ströme IZ
und IL verhalten sich wie eine Waage.
Damit die Z–Diode nicht überlastet wird:
I ≥ I + I
Z max Z min L max
Max. Verlustleistung der Z–Diode (bei RL = ∞)
( )
P = U ⋅ I + I
V max Z Zmin Lmax
UZ
IZ
IL
PV
U Z in V
Ptot
U E
URV UA = UZ + UE U -
E U + E UZ - UZ A1
A2
A0
Rvmin
R v =const
I Z in mA
= Zenerspannung in V
= Zenerstrom in A
= Max. Verlustleistung in W
= Verlustleistung in W
= Spannung der Z–Diode in V
= Strom der Z–Diode in A
UZ in V
UE
U RV
Ptot
Rv
U E
A1
U A = U Z
A2
U Z
I Z in mA
= Spannung der Z–Diode in V
= Strom der Z–Diode in A
= Laststrom der Z–Diode in A
= Verlustleistung in W
I Zmin
I Zmax
I ZMIN
IL
I ZMAX
IZ
IL
IL
Iges.
Seite 4

Einweggleichrichterschaltung
Mit ohmscher Belastung:
Bei einer Einweg-Gleichrichterschaltung mit ohmscher Last entspricht der Verlauf der Ausgangspannung
UA dem Verlauf des Stromes I.
UA = I*RL
I
UE RL
UA
Gleichspannungsanteit
Gleichstromanteil:
Welligkeitsspannung:
Welligkeit:
Up Ueff
U _ = =
π 222 .
Ip
I _ =
π
U = 121 .. * U_ = 054 . * U
W eff
w Uw
= = 121 .
U _
Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme:
U E
U A
Ohne RL: UA = ÛE = U_
ID
IC
C L
Mit RL: Keine rein kapazitive Belastung, untenstehende Formeln verwenden.
Während des Entladezeitraumes:
iC = iL
Stromflusswinkel oder Ladewinkel α immer zwischen 60° und 90°.
Der Laststrom IL ist proportional der Spannung UA.
Ueff ≈ 09 . * U_
Ieff ≈ 25 .* I_= ID
15 .* I _
UW
≈
ωg*
CL
Ueff
*cosα
U _ =
2
071 .
U_
ID
Uw
ωg
α
IL
R L
U
U E
U A
U E
UE
T Lad
T Ent
U A
U A
U_
α α t
t
T Lad
Während des Ladezeitraumes:
iD = iC+iL
= Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung
= Effektivwert des Diodenstromes
= Welligkeitsspannung / Effektivwert
= Kreisfrequenz der Grundschwingung
= Stromflusswinkel
Seite 5

Brückengleichrichterschaltung / Grätz
Mit ohmscher Belastung:
UE
Gleichspannungsanteil:
Gleichstromanteil:
Welligkeitsspannung:
Welligkeit:
RL
UA
Pos. Halbwelle
Neg. Halbwelle
Up U
U
Ip
I
I
U U U
w U
2 *
eff
_ = =
π 222 .
_ = = 064 . * eff
π
= 0. 485* _ = 0. 437 *
W
= = 0483 .
U _
w eff
Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme:
Für die Gleichrichterschaltungen mit nicht rein kapazitiver Belastung werden für einen
mittleren Stromflusswinkel folgende Gleichungen angegeben:
Ueff ≈ 085 . * U_
Ieff ≈ 175 . * I_
ID≈124 . * I_
12 . * I _
UW
≈
ω * g
U_ = Gleichspannungsanteil der Ausgangspannung
I_ = Gleichstromanteil des Ausgangsstromes
ID = Effektivwert des Diodenstromes
U
UE
ωg = Kreisfrequenz der Grundschwingung
Der Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung kann für alle drei Gleichrichterschaltungen nach der
folgenden Formel verwendet werden:
U _ =
Ueff
*cosα
2
071 .
α = Stromflusswinkel
UA
t
U_
Seite 6

Delonschaltung / Villardschaltung
Delonschaltung:
U E
I ≈ ⋅I
14 .
gl
U 1
U = 2⋅ 2⋅
U
U
2 1
Breff
I
04 . ⋅ I
=
C⋅f f = 2 ⋅ f
Br Netz
gl
Br
Villardschaltung:
U E
Igl ≈05 . ⋅I
2
C 1
U = n⋅
2 ⋅U
D 1
D 2
C 1
C 2
I gl
R L
U 2
U2
U1
Igl
I
CL
UBreff
UBrss
fNetz
fBr
U1 D1 D2 D3 D D 4 5 D6 1
C 2
URM = ⋅ ⋅U
2 2 1
U
Breff
I
=
f
gl
Br
fBr = fNetz
C 3
C 4
⎛ 1 1 1 ⎞
⎜ + + ... +
⎟
⎝ C1
C2
Cn
⎠
C 5
C 6
- Leerlaufspannung max. Diodenspannung
- Brummspannung bei C1 = C2 = C
= Ausgangsgleichspannung
= Effektivwert der Eingangswechselspannung
= Ausgangsgleichstrom
= Effektivwert des Eingangswechselstromes
= Ladekondensator
= Effektivwert der Brummspannung
= Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung
= Netzfrequenz
= Frequenz der Brummspannung
R L U2
U2
U1
Igl
I
URM
CL
Ubreff
Ubrss
fNetz
fBr
n
- Leerlaufspannung max. Diodenspannung
- Brummspannung.
= Ausgangsgleichspannung
= Effektivwert der Eingangswechselspannung
= Ausgangsgleichstrom
= Effektivwert des Eingangswechselstromes
= max. Diodensperrspannung
= Ladekondensator [ F ]
= Effektivwert der Brummspannung
= Spitzen-Spitzenwert der Brummspannung
= Netzfrequenz
= Frequenz der Brummspannung
= Anzahl Dioden
Seite 7

Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichter / Brummspannung
Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung:
Mit ohmscher Belastung:
U E
U E
U E*
Pos. Halbwelle
Neg. Halbwelle
R L
U A
Für die Mittelpunkt-Zweiweg-Gleichrichterschaltung ergeben sich dieselben Gleichungen wie für die
Brücken-Gleichrichterschaltung (Seite14), wenn als Eingangsspannung UE nur die Spannung zwischen
einem äusseren Punkt der Sekundärwicklung und der Mittelanzapfung angenommen wird.
UE* = 2*UE
Mit kapazitiver Belastung und Stromentnahme:
Gleiche Formeln wie Brücken-Gleichrichterschaltung mit kapazitiver Belastung (Seite 7).
Brummspannung:
Die hinter einem Netzgleichrichter stehende Gleichspannung ist mit einer Wechselspannung überlagert.
Diese Welligkeit nennt man Brummspannung UBr.
U
Br
k I
=
CL
*
I
UBr
CL
k
U
= Laststrom
= Ueff oder Upp der Brummspannung
= Lade- oder Glättungskondensator
= Schaltungskonstante siehe untenstehende Tabelle
Schaltung Einweg Mittelpunkt Brücke Verdoppler Kaskade
für UBreff
k
in s
4.8*10 -3
1.8*10 -3
1.8*10 -3
bei C1 = C2
UBr
=
I
f
für UBrss
k
in s
14*10 -3
7*10 -3
7*10 -3
I
UBr
=
C fBr
04 . *
*
Diese Faktoren gelten nur für 50 Hz Netzfrequenz!
Theoretisch ist die Grösse des Ladekondensators unbegrenzt. In der Praxis darf eine bestimmte Grösse
nicht überschritten werden, um den Gleichrichter nicht zu zerstören. Die Grösse des zulässigen Ladekondensators
ist aus den Datenblättern für Gleichrichter zu entnehmen.
U E
U A
Br
t
U_
Seite 8

Transistor
Symbole und Bezeichnung:
B
N P N
UBE = 0.7V
C
E
UCE = 0.2V
B
B: Basis
C: Kollektor
E: Emitter
Statisches Kennwerte:
n
p
C
n
E
B
C
E
P N P
B
UEB = 0.7V
C
E
UEC = 0.2V
Der Bipolar-Transistor ist ein stromgesteuertes
Bauelemnt und hat einen
positiven Temperaturkoeffizienten.
Statische Kennwerte geben Auskunft über das Gleichstromverhalten eines Transistors:
B = hFE
=
I
I
U −
C
B
CE = UBE
UBC
P = = U *
f *
T = β fG
CE * IC
+ UBE
IB
Dynamische Kennwerte: => Tangente
B
IC
IB
UCE
UBE
UBC
P=
UCE
IC
UBE
IB
fT
b
fG
= Gleichstromverstärkung
= Kollektorstrom in A
= Basisstrom in A
= Spannung Kollektor- Emitter in V
= Spannung Basis- Emitter in V
= Spannung Basis- Kollektor in V
= Gleichstromleistung in W
= Spannung Kollektor- Emitter in V
= Kollektorstrom in A
= Spannung Basis- Emitter in V
= Basisstrom in A
= Transitfrequenz in Hz
= Stromverstärkung
= Grenzfrequenz in Hz
Die dynamischen Kennwerte eines Transistros gelten nur für einen bestimmten Arbeitspunkt und eine
bestimmte Frequenz. Die Kenngrössen für einen bestimmten Arbeitspunkt lassen sich aus den Kennlinien
ermitteln.
B
C
p
n
p
E
B
C
E
Seite 9

Transistor
r
BE = h11
e
∆U
=
∆I
Bei UCE = konstant
β
= h21e
∆I
=
∆I
Bei UCE = konstant
r
1
h
CE =
22e
Bei IR = konstant
D
U = h12
e
Bei IR = konstant
Kennlinien:
C
B
BE
B
∆U
=
∆I
∆U
=
∆U
CE
C
BE
CE
IC UCE
rCE
=
IB
Sättigungsbereich
∆
Stromverstärkungskennlinien Ausgangskennlinien
∆
IC
B =
IB
I B
r
BE
U
=
I
∆
∆
Eingangskennlinien
Grenzwerte:
β= ∆IC
∆IB
BE
B
U BE
D
U
U
=
U
∆
∆
BE
CE
rBE
∆UB
∆IB
β
∆IC
∆IB
rCE
∆UCE
∆IC
DU
∆UBE
∆UCE
I B = 50 µA
I B = 40 µA
I B = 30 µA
I B = 20 µA
Spannungsrückwirkung
= Eingangswiderstand in Ω
= Basisspg.änderung in V
= Basisstromänderung in A
= Stromverstärkung
= Kollektorstromänderung in A
= Basisstromänderung in A
U CE
= Ausgangswiderstand in Ω
= Kollektor-Emitterspg.änderung in V
= Kollektorstromänderung in A
= Spannungsrückwirkung
= Basis-Emitterspg.änderung in V
= Kollektor-Emitterspg.änderung in V
Ausgangskennlinie (1. Quadrant):
Der Zusammenhang I C = f (UCE) bei IB = konstant wird
als Ausgangskennlinie(n) des Transistors bezeichnet.
Sie zeigen, dass der Kollektorstrom fast nur vom Basisstrom
bestimmt wird.
Stromsteuerkennlinie (2. Quadrant):
Der Zusammenhang I C = f(I B) bei U CE = Konstant wird
als Stromsteuerkennlinie bezeichnet.
Eingangskennlinie (3. Quadrant):
Der Zusammenhang I B = f (UBE) bei UCE = konstant
wird als Eingangskennlinie des Transistors bezeichnet.
Sie verläuft wie bei einer Siliziumdiode.
Spannungsrückwirkung (4. Quadrant):
Diese Rückwirkung ist unerwünscht. Je flacher die
Kurve, desto besser.
Beim Überschreiten dieser Grenzwerte kann der Transistor zerstört werden. Die wichtigsten werden
vom Hersteller angegeben.
I max
I C
P tot
SOA
U max
U CE
Der sichere Arbeitsbereich (Safe Operating Area) ist
der Bereich, in dem der Transistor betrieben werden
darf, ohne dass er zerstört wird. Er wird begrenzt durch
ICmax, UCEmax und PVmax. Diese Werte sind Grenzwerte
und dürfen nicht überschritten werden!
Seite 10

Transistor-Grundschaltungen
U1
r
r
C1
Emitterschaltung Kollektorschaltung Basisschaltung
R1
1 BE
¦¦ 1 ¦¦
= r
≈ r
RC
C2
R2 RE CE
R
R
1 BE
ohne CE
r1 = rBE
+ β * RE)
¦¦ R1
¦¦
2 C ¦¦ CE
r
( R
= R r
r 2 ≈ RC
β r
Vu
= *
rBE
r
β * RC
Vu
≈
rBE
ohne CE:
CE
CE
VU ≈
2
* R
+ R
R
R
C
E
C
C
U2
2
U1
C1
R1
C2
R E U2
r1 = rBE
+ β * RE)
¦¦
( R
rBE
+ Ri
r 2 = ¦¦ R
β
V
V
u
u
β * RE
=
β * RE
+ r
≈ 1
BE
E
1
U1
C1
R2
rBE
r 1 = ¦¦ R
β
r
r
V
V
2 = C ¦¦
2
u
u
R
≈ R
C
r
R1
RE
E
CE
β r
= *
rBE
r
β * RC
≈
rBE
CE
CE
* R
+ R
β * rCE
Vi
=
RC
+ rCE
rCE(
1+
β )
Vi
=
RE
+ rCE
β
Vi
=
1+
β
Vi
≈ β
Vi
≈ β
Vi
≈ 1
Vp
= Vu
* Vi
V p = Vu
* Vi
Vp
= Vu
* Vi
2 RC
Vp
≈ β *
rBE
Vp
≈ β
Vp
≈ Vu
ϕ = 180°
ϕ = 0°
ϕ = 0°
Standartschaltungen für NF- Impedanzwandler NF- HF-Verstärker besonders bei
und HF-Schaltungen
Eingangstufen
f > 100 MHz
Vu, Vi, Vp = gross
Vi, Vp = gross, Vu < 1 Vi = < 1
Vi = Stromverstärkung
Vu = Spannungsverstärkung
Vp = Leistungsverstärkung
r1 = Wechselstrom-Eingangswiderstand
r2 = Wechselstromausgangswiderstand
β = h21e ; rCE = 1/h22e ; rBE = h11e
C
C
C2
RC
U2
Seite 11

Arbeitspunkteinstellung
Vorgehen beim Demissionieren eines Arbeitspunktes:
1.) Speisung definieren:
2.) Transistor auswählen:
3.) Verstärkung definieren:
4.) Arbeitspunkt bestimmen:
5.) Arbeitspunkt einstellen:
21V
BC 141 β ≈ 100
VU = 10
UCE = 10V
RC & RE bestimmen => IC = 100 mA
R1 & R2 berechnen
Name Basisvorwiderstand Basisspannungsteiler Vorwiderstand
Kollektor / Basis
Schaltung
Formel
R1
UBE
UB
−U
RC
=
IC
UB
−U
R1
=
IB
IC
IB
=
B
Zweck der Winderstanände:
R1; R2:
RC:
RE:
CE
BE
Arbeitspunkteinstellung
I∼U Wandlung
GK-Arbeitspunktstabilisierung
RC
UB
R1
R2
RE
UB
−UCE
−URE
RC
=
IC
URE
URE
RE
= ≈
IC
+ IB
IC
UB
−UBE
−URE
R1
=
Iq
+ IB
UBE
+ URE
R2
=
Iq
β
CE
=
2π
* fgu
* ( rBE
+ Ri)
RC
CE
UB
R2
R1
RC
UB
− UCE
RC
=
IC
+ IB
+ I
UCE
− UBE
R1
=
IB
+ Iq
UBE
R2
=
Iq
Iq
= IB
* q
q
UB
Seite 12

Transistor als Schalter / Verlustleistung
Transistor als Schalter:
P3
I C
P2
P V
P1
R als Last C als Last L als Last
Übersteuerung:
I
ü =
I
B
B0
IB
* β
=
IC
Mit Freilaufdiode
U CE
ü
IB
IB0
Bei Punkt 1 ist die Transistorstrecke CE
hochohmig. (Der Transistor sperrt.) Die
Spannung am Kollektor entspricht ungefähr
der Speise-spannung.
Bei Punkt 2 leitet der Transistor. Die Stromverstärkung
ist "normal", d.h. etwa 100.
Bei Punkt 3 fliesst ein grösserer Strom in die
Basis. Die Spannung UCE erreicht einen Tiefstwert.
Die Stromverstärkung ist minim. Die Kollektordiode
wird in Durchlass-richtung betrieben,
der Transistor wird übersteuert.
= Übersteuerungsfaktor
= tatsächlicher Basisstrom in A
= erforderlicher Basisstrom in A
Im übersteuerten Betrieb werden mehr Ladungsträger in die Basis geführt als für die Sättigung notwendig
sind. Die Basis wird übersteuert. In diesem Fall wird die Verstärkung kleiner.
Schaltzeiten:
100%
90%
10%
ts
taus
Verlustleistung:
tf
td
tein
tr
td
tf
ts
tr
= Delaytime
= Falltime
= Storagetime
= Risetime
Wenn der Transistor sperrt, dann liegt eine grosse Spannung über
ihm. Es fliesst kein Strom. Die Verlustleistung beträgt demnach:
Wenn der Transistor leitet, dann fliesst ein grosser Strom durch ihn, die
Spannung UCE wird aber nie ganz null. Die Verlustleistung beträgt:
Im Moment, wo der Transistor gerade schaltet, ist sowohl eine Spannung
über ihm, als auch ein Strom fliesst. In diesem Moment berechnet sich
die Leistung demzufolge wobei U und I jeweils Höchstwerte sind
P
P
V
V
= U
= U
CE
CE
* IC
= 0
* IC
+ U
BE
* I
P *
V = UCE
* IC
≈ 0.
2V
IC
PV =
U I
*
2 2
B
Seite 13

Schaltzeiten / KIQ / KUQ
Schaltzeiten:
Schalten mit verschiedenen Lasten:
Die Ein- und Ausschaltzeiten eines Transistors können mit
einem Beschleunigungskondensator verkleinert werden:
Spule: Schädlicher Peak beim Ausschalten wegen selbstinduktion => Freilaufdiode
Kondensator: Schädlicher Peak beim einschalten wegen Kurzschluss => kann nicht verhindert werden
Spannungsstabilisierung (KUQ):
R1
RC
Z1 RE RL
U
R
R
L
= U
1 max
1 min
=
Z
=
−U
I
I
U
Z min
U
BE
Z max
−U
IE
+
B
1 min
Z
−U
IE
+
B
1 max
Die Stabilität der Ausgangspannung wird bestimmt durch die Konstanz von UZ und UBE.
Der Vorteil dieser Schaltung:
Es können grössere Leistungen entnommen werden als bei Z-Dioden-Stabilisierungen.
Stromstabilisierung (KIQ):
R 1
Z 1
R E
R L
IL
=
I
URE
IE
=
RE
URE
= UZ
−U
R
R
1 max
1 min
C
≈ I
E
U
=
IZ
U
=
IZ
min
max
BE
−U
IE
+
B
1 min
Z
−U
IE
+
B
1 max
max
Z
min
max
Z
min
Seite 14

Fet
Allgemeine Eigenschaften:
- Eine charakteristische Eigenschaft aller FET’s ist ihr sehr hochohmiger Eingangswiderstand. Er
beträgt bei den Sperrschicht-FET’s etwa 10 9 Ω und bei den Mos-FET’s sogar etwa 10 15 Ω
- Die Steuerung des Fet’s erfolgt nahezu Leisutngslos.
Anwendung von Feldeffekttransistoren:
- Einsatz als Schalter
- Audio- Verstärker
- Stromquellen (KIQ)
- Integrierte Schaltungen (IC’s)
Übersicht und Bezeichnungen:
Es gibt sehr unterschiedliche Bauarten von Feldeffekttransistoren.Grundsätzlich werden zwei Gruppen
unterschieden:
- Sperrschicht-FET’s => J-FET’s oder PN-FET’s
- Isolierschicht-FET’s => MOS-FET’s oder IG-FET’s
Temperaturkoeffizient:
Bei steigender Temperatur steigt der Widerstand
Wichtige englische Wörter:
admittance Scheinleitwert gate Tor
ambient Umgebung general purpose allg. Verwendung
breakdown Durchbrung interchangeable austauschbar
cut - off abschneiden junction Sperrschicht
conductance Leitwert limiting begrenzen
channel Kanal maximum ratings Grenzwerte
current Strom peak value Spitzenwert
dissipation Abstrahlung reverse rückwärts
drain Senke, Abfluss source Quelle
depletation Verarmung thershold Schwelle
enhancement Anreicherung transfer Übertragung
feedback Rückwirkung value Wert
forward vorwärts voltage Spannung
Anschlüsse und Bezeichnungen der Feldeffekttransistoren
Bis auf einige Sonderformen haben Feldeffekttransistoren drei Anschlüsse:
S = Source (Quelle) : Hier fliessen die Ladungsträger in den Kanal
(entspricht dem Emitter beim Bipolar-Transistor).
D = Drain (Abluss) : Hier fliessen die Ladungstäger aus dem Kanal heraus
(vergleichbar mit Kollektor).
G = Gate (Tor) : Steueranschluss über dem der Widerstand
(Querschnitt) des Kanals gesteuert wird.
Seite 15

FET Kennlinien / Dynamische Kennwerte
Die Kennlinien und Kennwerte:;
G
-U GS
D
S
I Dmax
A
R GS
I D
U GS
Dynamische Kennwerte:
y
y
r
21
22
DS
R
GS
∆I
= S =
∆U
∆I
=
∆U
1
=
y
22
U
=
I
D
DS
GS
GSS
DS
GS
Die Verlustleistung:
PV = UDS⋅ID ≤ Ptot
P
V
ϑ j −ϑ
U
=
R
thU
P max
y21
∆ID
U B/2
∆UGS
y22
∆ID
∆UDS
rDS
y22
Abschnürspannung (Kniespannung):
UDS rest = UGS− Up
RGS
UGS
IGSS
PV
UDS
ID
Ptot
RthU
ϑj
ϑU
Abschnürgrenze
A
UDSrest
UGS
Up
U B
U DSmax
U GS
U DS
= Widerstandsbereich
= Konstantstrombereich
= Vorwärtssteilheit in S
= Drainstromänderung in A
= Gate-Source-Spannungsänderung in V
= Ausgangsleitwert in S
= Drainstromänderung in A
= Drain-Source-Spannungsänderung in V
= Ausgangswiderstand in in Ω
= Ausgangsleitwert in S
= Eingangswiderstand in Ω
= Gate-Source-Spannung in V
= Gate-Source-Reststrom in A
= Verlustleistung in W
= Drain-Spucespannung in V
= Drainstrom in A
= Totale Verlustleistung in W
= Wärmewiderstand zwischen Kanal und Umgebung in K/W
= höchste Sperrschichttemperatut in °C
= Umgebungstemperatur in °C
= Knie- oder Restspannung in V
= Gate-Source-Spannung in V
= Abschnürspannung in V
Seite 16

Fet-Grundschaltungen
R i
G
r
e
U E
Sourceschaltung Drainschaltung Gateschaltung
C 1
t
R G
1
=
1 1
+
R R
re ≈ RG
r
a
G GS
1
=
1 1
+
R r
ra ≈ RD
unbelastet:
D Ds
r ⋅ R
VU= S⋅ r + R
VU ≈ S⋅ RD
belastet:
DS D
DS D
R D
R S
1
VU= S⋅
1 1 1
+ +
R r R
re
S
RGS
ra
rDS
VU
D DS L
C S
C 2
U A
+U B
t
R i
G
r
r
e
a
r
a
C 1
t
R G
+U B
U E U A
=
( 1 )
R S
C 2
1
1 1
+
+ S⋅R ⋅R
R
1
=
1 1
+
1 RS
S
1
≈
S
unbelastet:
V
U
S⋅RS =
1+
S⋅R V U ≈ 1
= Wechselstromeingangswiderstand in Ω
= Steilheit in A/V = y21
= Gate - Sourcewiderstand in Ω
= Wechselstromausgangswiderstand in Ω
= Drain-Sourcewiderstand in Ω
= Spannungsverstärkung
S
S GS G
t
R i
G
r
e
U E
C 1
t
R G
R S
1
=
1 1
+
R R + R
ra ≈ RD
VU ≈ S⋅ RD
G S GS
R D
C G
U A
C 2
+U B
Seite 17
t

Arbeitspunkteinstellung / Spannungsverstärkung
Arbeitspunkteinstellung:
C 1
R G
U GS
U RS
I D
R D
R S
I D
U DS
Spannungsverstärkung:
+ -
V
G
U
- U E -
U GS
U
=
U
∆
∆
DS
GS
-U GS
R ⋅r
VU= S⋅ R + r
D DS
R D
D DS
Bei rDS >> RD:
VU = S⋅ RD
V
U
∆I
⋅ R
=
∆U
D D
GS
R DS
C S
I D
C 2
+U B
U RD = I D*R D
U DS
R
D
VU
R
U − U
=
I
D
B DS
D
U −U − U
=
I
B DS RS
URS =− UGS= RS⋅ ID
R
C
G
S
05 . V
≈
− I
GSS
S
≈
2π ⋅ f
gu
D
1
C1
≈
2π
⋅ f ⋅R
∆UDS
∆UGS
S
RD
RDS
∆ID
-
+
U B
gu G
UB = Betriebsspannung
UDS = Drain - Sourcespannung
UGS = Gate - Sourcespannung
URS = Spgsabfall am Sourcewid
ID = Drainstrom
IGSS = Gate - Sourcespitzenreststrom
CS = Sourcekondensator in F
C1 = Koppelkondensator in F
fgu = untere Grenzfrequenz in f
S = y2 = Steilheit in in A/V
A
I D /mA I D/mA
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
Abschnürgerade
U GS=0V
-0.5V
-U /V
U /V
GS DS
0 0
5 4 3 2 1
2 4 6 8 10 12 14 16 18
U GS
t t
= Spannungsverstärkung
= Ausgangswechselspannung
= Eingangswechselspannung
= Vorwärtssteilheit in A/V
U GS
= Arbeitswiderstand in Ω
= Ausgangswiderstand in Ω
= Drainstrom
R D
A
U DS
-1V
-1.5V
-2V
-2.5V
UDS
Seite 18

KIQ mit J-Fet / Power Mos-Fet
Der J-FET als spannungsgesteuerter Widerstand:
U
R
-U GS
A
DS
R V
R
R R U
DS
= ⋅
+
U
=
I
V DS
DS
D
R DS
B
I D
+U B
U Rv
J-FET als Konstantstromquelle:
R
I
GS
D
R DS
R S
+U B
I D
U DS
U RS = - U GS
I L
R L
U GS U
= =
I I
= I
L
D
−U
=
R
U RL
GS
Kons tan t
GS
S
U = U + U + U
B
DS
∆U
Ri
≈ k ⋅
∆I
DS
D
RS
RL
U A
UA
RDS
RV
UB
ID
UDS
-U GS
RGS
I D / mA
10
8
6
4
2
Widerstandsbereich
Abschnürgrenze
U GS = 0V
-1V
-2V
-3V
0
0 1 2 3 4 UDS / V
= Spanung über dem FET in V
= regelbarer Drain-Sourcewiderstand in Ω
= Vorwiderstand in Ω
= Speisespannung in V
= Drainstrom in A
= Spannungsabfall über RDS in V
I = Konstant
UGS
ID, IKonstant
Ri
k
Die Wichtigsten Eigenschaften von Power Mos-Fet’s:
I D
R S
U RGS
P max
Abschnürgrenze
R Lmax
URDS UB R Lmin
URLmin URLmax U Bmax
U GS
= Widerstandsbereich
= P Vmax
= Gate-Source-Widerstand in Ω
= Gate-Source-Spannung in V
= Drainstrom, entspricht Konstantstrom in A
= Innenwiderstand der Schaltung in Ω
= Gegenkopplungsfaktor k = 20 bis 100
- Die Gateschwelle ist nicht kompatibel zur 5V Log
- Die Eingangskapazität verursacht Probleme bei hohen Geschwindigkeiten
- Der ON – Widerstand steigt mit der Spannungsfestigkeit.
- Der ON – Widerstand steigt mit der Temperatur.
- Der Power – MOS (allgemein) verträgt keine Überspannung.
- Zwischen Drain und Source ist immer eine Diode.
Seite 19

Transistoren Übersicht
B
G
G
G
C
N
P
N
E
B
C
E
D
G P P
N
S
S D G
N N
P
S D G
N N
P
IB
D
S
G
D
S
D
S
Stromverstärkung
∆IC
h21
e = β =
∆IB
Eingangswiderstand
UBE
h11 e = rBE
=
IB
∆
∆
-UGS
ID
-U GS
0V
∆UGS
I D
Transistor
NPN PNP
IC
UBE
Ausgangsleitwert
1 IC
h22e
= =
rCE
UCE
∆
∆
RC
Spannungsrückwirkung
UBE
h12 e = DU
=
UCE
∆
∆
I B = 4 mA
I B = 3 mA
I B = 2 mA
UCE
B
C
P
N
P
E
B
C
E
Stromverstärkung
∆IC
h21
e = β =
∆IB
-IB
Eingangswiderstand
UBE
h11 e = rBE
=
IB
∆
∆
J-FET
N-Kanal P-Kanal
ID
∆ID
∆ID
ID
∆UDS
UDS
UGS = 3V
UGS = 2V
UGS = 1V
G
D
G N N
MOS-FET selbstsperrend
N-Kanal P-Kanal
∆UDS
∆ID
UGS
∆ID
ID
∆UDS
UDS
UGS = 5V
UGS = 4V
UGS = 3V
G
P
S
S D G
P P
MOS-FET selbstleitend
N-Kanal P-Kanal
U GS
∆ID
I D
∆UDS
U DS
UGS = 3V
UGS = 2V
UGS = 1V
G
N
S D G
P P
N
D
S
G
D
S
D
S
-I D
UGS
∆UGS
-I D
∆UDS
∆ID
-U GS
-IC
-ID
-UGS 0V
UGS ∆ID
-UBE
-ID
∆ID
-I D
∆ID
-ID ∆ID
Ausgangsleitwert
1 IC
h22e
= =
rCE
UCE
∆
∆
RC
Spannungsrückwirkung
UBE
h12 e = DU
=
UCE
∆
∆
∆UDS
∆UDS
∆UDS
I B = -4 mA
I B = -3 mA
I B = -2 mA
-UDS
-U DS
UGS = -3V
UGS = -2V
UGS = -1V
UGS = -5V
UGS = -4V
UGS = -3V
UGS = -3V
UGS = -2V
UGS = -1V
-U DS
-UCE
Seite 20

OP-AMP / Leerlaufverstärkung / Grundlagen
Symbol:
2
1
-
+
∆
8
+
3
Interner Aufbau:
Ideale Eigenschaften:
- Unendliche Verstärkung => U1 = 0
- Unendlicher Innenwiderstand => Eingangsstrom = 0
- Ausgangswiderstand = 0 => KUQ
Leerlaufverstärkung (openloop gain):
U N
U PN
U P
-
+
∆
8
+
U a
U = V *( U −U
)
a 0 P N
weil UPN = UP - UN gilt:
Ua = V0 * UPN
* ⎛ U
V = ⎜
0 20*
log
⎝U
a
PN
⎞
⎟
⎠
Ua
V0
V * 0
UP
UN
UPN
open loop
U 2
U1
in dB
mit Gegenkopplung
-3dB
f g
fD
f in Hz
= Ausgangsspannung in V
= Verstärkungsfaktor
= Verstärkungsfaktor in dB
= Spannung am P-Eingang in V
= Spannung am N-Eingang in V
= Differenzspannung in V
Gleichtaktverstärkung (common mode gain) & Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ration):
Verbindet man beide Eingänge, so erfolgt eine gleichphasige Steuerung und man erhält die Gleichtaktverstärkung.
Diese Verstärkung sollte möglichst klein sein.
Die Gleichtaktunterdrückung ist das Verhältnis von Leerlauf-Differenzverstärkung zur Gleichtaktverstärkung.
Diese sollte möglichst gross sein.
V
Gl
*
VCM = V
G = V
CM
U
=
U
2
1CM
⎛U
⎞ 2
= 20*
log ⎜
⎟
⎝ U1
⎠
=
V
0
CMMR
VCM
G = V = V −V
* * * *
CMMR 0 CM
Ein- und Ausgangswiderstand:
U
re =
I
r
a
e
e
U
=
I
∆
∆
a
a
re
ra
Ue
Ie
∆Ua
∆Ia
V0
V * 0
VGl = VCM
V * CM
U2
U1
UeCM
G = VCMMR
G * = V * CMMR
= Leerlaufverstärkung
= Leerlaufverstärkung in dB
= Gleichtaktverstärkung
= Gleichtaktverstärkung in dB
= Eingangsspannung in V
= Ausgangsspannung in V
= Änderung der Spg am Eingang in V
= Gleichtaktunterdrückung
= Gleichtaktunterdrückung in dB
= dynamischer Eingangswiderstand in Ω
= dynamischer Ausgangswiderstand in Ω
= Eingangswechselspannung in V
= Eingangswechselstrom in A
= Ausgangsspannungänderung in V
= Ausgangsstromänderung in A
Seite 21

Op-Amp Grundschaltungen
Invertierender Operationsverstärker:
U 1
R 1
R +
-
+
R 2
∆ ∞
U 2
U 2 R2
V =− =−
U 1 R1
fD
fg
=
V
R2
r'1= R1+
≈ R
V 0
ra* V
r'2
=
V 0
Nicht invertierender Operationsverstärker:
U1
+
-
∆ ∞
Differenzverstärker:
R2
R1
U2
R2
U
V = 1+
=
R1
U
V 0 * re
r'1
=
V
ra* V
r'2
=
V 0
2
1
1
V
V0
R1
R2
fD
fg
r’e
r’a
= Verstärkung
= Leerlaufverstärkung
= Vorwiderstand
= Gegenkopplungswiderstand
= Durchtrittsfrequenz, hier ist V = 1 =ˆ 0 dB
= Grenzfrequenz, V ist um 3 dB kleiner
gegenüber der V bei Gleichspannung
= Eingangswiderstand des Op-Amp
= Innenwiderstand
V
R2
R1
V0
r’e
r’a
re
ra
= Verstärkung mit Gegenkopplung
= Gegenkopplungswiderstand
= Eingangsquerwiderstand
= Leerlaufverstärkung
= Eingangswiderstand
= Ausgangswiderstand
= Eingangswiderstand des Op-Amp
= Innenwiderstand
Einen Differenzverstärker, auch Subtrahierer genannt, erhält man, wenn man beide Eingänge
eines Operationsverstärkers getrennt ansteuert:
U 11
U 12
R 1
R 3
R 4
-
+
R 2
∆ ∞
Summierverstärker:
U 2
Uaus = U
R2
V 1 =
R1
* V − U * V
R2
1 +
V =
R1
2
R3
1 +
R4
12 2 11 1
U2
U11
U12
V1, V2
R1, R2,
R3, R4
= Ausgangspannung
= Eingangsspannung am
invertierenden Eingang
= Eingangsspannung am nicht
invertierenden Eingang
= Verstärkung
= Beschaltungswiderstände
Mit dem Summierverstärker, auch Addierer genannt, können mehrere Spannungen addiert
werden.
U11 U12 U13 R 11
R 12
R 13
-
+
R 2
∆ ∞
U 2
U
2
R
R U
R
R U
R
R U
2
2
2
= 11 + 12+
... +
11
12
1n
en
U2
U11, U12
R2
R11, R12
= Ausgangspannung
= Eingangspannungen
= Gegenkopplungswiderstand
= Vorwiderstände
Seite 22

Integrierer / Differenzierer
Integrierer:
U1
R1
-
+
C1
∆ ∞
U2
V
V0
1
0
Sinusförmige Ansteuerung:
U 2 XC1
V = − =
U 1 R1
V = Verstärkung
1
C1 = Gegenkopplungskondensator
V =
R1 = Vorwiderstand
2π
* R1*
C1
∆U2 = Ausgangsspannungsänderung
bei fD ist V = 1 => R1 = XC1
∆t = Zeitdifferenz
Fehler! Kein gültiges eingebettetes ObfD
= Durchtrittsfrequenz
Rechteckförmige Ansteuerung:
f = Frequenz
T0 = Integrationskonstante
∆U
2
U 1 = −R1*
C1
V0 = Leerlaufverstärkung
∆t
T 0 = R1*
C1
Differenzierer: R1
U1
C 1
-
+
∆ ∞
Sinusförmige Ansteuerung:
U 2 R1
V = − =
U 1 XC1
1
V =
2π
* R1*
C1
bei fD ist V = 1 => R2 = XC1
1
fD =
2π
* R1*
C1
Rechteckförmige Ansteuerung:
∆U
1
U 2 = −R1*
C1
∆t
T 0 = R1*
C1
U 2
V
V0
1
0
fD
V
C1
R1
∆U1
∆t
fD
f
T0
V0
fD
f
= Verstärkung
= Vorkondensator
= Gegenkopplungswiderstand
= Eingangsspannungsänderung
= Zeitdifferenz
= Durchtrittsfrequenz
= Frequenz
= Integrationskonstante
= Leerlaufverstärkung
f
U
U1
U2
-UB
+U1
+U2
-U2
T0
T 0
t
t
t
t
Seite 23

Aktiver Hochpass / Aktiver Tiefpass
Aktiver Hochpass:
Ue
R 1
C 1
U a R
V =− =−
U Z
2
Z
1
=
e
1
1
-
+
( 2 •π• f •C
)
1
R 2
f g
C R
= 1
•π• •
2 1 1
+
( R )
2 2
bei f = 0Hz : XC1 = ∞Ω
R
V =−
2
X C1
bei f = ∞Hz : XC1 = 0Ω
V
R
R
=− 2
1
Aktiver Tiefpass:
U e
R 1
-
+
U a Z
V =− =−
U R
2
Z
2
=
e
1
( R )
1
1
R 2
C 2
( 2 π f C )
2 + • • • 2
2
2
1
f g =
•π•R •C
2 2 2
bei f = 0Hz : XC2 = ∞Ω
R
V =−
R
2
1
2
Ua
U a
v / dB
ϕ / °
1
-3
-90
-135
-180
-225
-270
v / dB
ϕ / °
V
Ue
Ua
fg
fT
1
-3
180
135
90
0
V
Ue
Ua
fg
fT
f g
= Verstärkung
= Eingangsspannung in V
= Ausgangsspannung in V
= Grenzfrequenz in Hz
= Transitfrequenz in Hz
f g
= Verstärkung
= Eingangsspannung [ V ]
= Ausgangsspannung [ V ]
= Grenzfrequenz [ Hz ]
= Transitfrequenz [ Hz ]
f T
f / Hz
f / Hz
f / Hz
f / Hz
Seite 24

KIQ / KUQ mit Op-Amp /Impedanzwandler / I/U Wandler
Konstantspannungsquelle (KUQ):
KUQ mit nichtinvertierendem Verstärker:
U B
R 3
U Z
R 1
-
+
R 2
∆
8
+
KUQ mit invertierendem Verstärker:
Z1
U B
R3
Uz
R1
-
+
R2
∆
8
Konstantstromquelle (KIQ):
Z1
U B
R1
IL
Uref
Rs
-
+
∆
8
+
Spannungsfolger (Impedanzwandler):
U e
+
I / U Wandler:
I E
-
+
-
R 1
∆
∆
8
8
+
+
+
Ua
RL
U a
IL
U a
RL
U a
R L
Formeln:
⎛ R2
⎞
Ua = UZ
• ⎜1
+ ⎟
⎝ R ⎠
Ua ≥ UZ
U U R
a =− Z •
R
2
1
1
Für grössere Ausgangsleistungen kann am Ausgang des
OP’s eine Kollektorstufe als Puffer nachgeschaltet
werden!
I
L
U
=
R
Z
S
Um grosse Lastströme zu erreichen, muss der Ausgang
über einen Transistor ausgekoppelt werden!
V = 1
ϕ = 0 °
re gross =
ra klein =
Ua = −IE • R1
Seite 25

Rechteckgenerator
Rechteckgenerator mit Operationsverstärker:
C 1
-
+
R 3
R 1
R 2
Ua
R2
Uaus =− Uein= U A+
•
R + R
UH= Uaus + Uein
t = t = −R •C •
i p
3 1 ln
2 1
⎛U
+ − U
⎜
⎝U
+ U
A aus
A+ aus
R
ti = tp = R •C • +
R
• ⎛
2 ⎞
3 1 ⎜1
⎟
⎝ 1 ⎠
2
ln
weil: ti = t :
p
1
f =
2 • ti Funktion der Elemente:
C und R3:
R1 und R2:
⎞
⎟
⎠
Uc / V
Ua / V
UA+ Uaus
0
Uein
U A-
tp ti
UA+
Uaus
Uein
UH
ti
tp
U H
t / s
= max. positive Ausgangsspannung in V
= Ausschaltschwelle in V
= Einschaltschwelle in V
= Hysterese in Vpp
= Impulsdauer in s
= Impulspausendauer in s
RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators.
Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen (Hysterese) und ist somit auch frequenzbestimmend
Rechteckgenerator mit Schmitt-Trigger:
R1
C 1
R 2
UH= Uaus − Uein
t = t = t −t
i p
2 1
1
Ua
⎡ ⎛ U aus ⎞ ⎛ U
ti = tP
= −τ•⎢ln⎜1− ⎟ −ln⎜1− ⎣ ⎝ U a ⎠ ⎝ U
⎛U
t = = − • • ⎜
i tP
R1
C1
ln
⎝ U
ein
+ a+
a+
a+
−U
−U
aus
ein
⎞ ⎤
⎟ ⎥
⎠ ⎦
⎞
⎟
⎠
Ua / V
Uc / V
UA+ U aus
U ein
0
t1
t2
Ua+
Uaus
Uein
UH
ti
tp
T
t
t p
t i
U H
t / s
= max. pos. Ausgangsspannung in V
= Ausschaltschwelle in V
= Einschaltschwelle in V
= Hysterese in Vpp
= Impulsdauer in s
= Impulspausendauer in s
= Periodendauer in s
= Zeitkonstante in s
weil: ti = t :
p
1 1
f = =
T 2 • ti Funktion der Elemente:
R1 und C1: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und Entladekurve, somit auch die Frequenz des Generators.
R2: Schutzwiderstand für den C-MOS-Eingang
Seite 26

Astabilerr Multivibrator / Rechteckgenerator
Astabiler Multivibrator:
R 1
R 2
C 1
Vcc
V1 V2
Out V3 V4
Out
R 3
C 2
= −τ
• ln(
0.
5)
ti = −R3
•C2
• ln(
0.
5)
t =−R •C •ln
( . )
t i
p
1 1
f = =
T t + t
2 1 05
i P
⎛ Vcc ⎞
ti
=−τ •ln⎜1− ⎟
⎝ 2 •Vcc⎠
( )
Vcc −UBE •B
R2 = R3
=
ü•I Vcc − U
R1 = R4
=
I
ti
g =
T
C
C
CESAT
Rechteckgenerator mit LM555:
R A
R B
C 1
Vcc
R
D
TR
TH
LM555
Out
U = Vcc− Vcc
t i
H
2 3
⎛
= −τ
• ln⎜1−
⎝
1
3
2
3
1 3
Vcc ⎞
⎟
Vcc ⎠
( ) ln ( 05 . )
t =− R + R •C •
i A B
1
( 05)
t =−R •C •ln
.
p B
( )
ln 05 . ≈− 0693 .
1 1
f = =
T t + t
1
i p
R 4
Out / V
Uc / V
Vcc
2/3 Vcc
1/3 Vcc
Out / V
Vcc
0.2
Out / V
Vcc
0.2
Vcc
UH
ti
tp
f
T
τ
tp
tp
ti
tp ti
Vcc
ti
tp
f
T
τ
UCESAT
IC
UBE
B
ü
g
ti
U H
t / s
t / s
= Speisspannung in V
= Impulsdauer in s
= Impulspausendauer in s
= Frequenz in Hz
= Periodendauer in s
= Zeitkonstante in s
Funktionen der Elemente:
= Sättigungsspannung in V (≈ 0.2V)
= Kollektorstrom in A
= Basisvorspannung in V (≈ 0.7V)
= Gleichstromverstärkung
= Übersteuerungsfaktor (≈ 2-10)
= Tastgrad
t / s
= Speisspannung in V
= Hysterese in Vpp
= Impulsdauer in s
= Impulspausendauer in s
= Frequenz in Hz
= Periodendauer in s
= Zeitkonstante in s
R1 und R4: Pull-up Widerstände
R2 und C1: RC-Glied für V2
R3 und C2: RC-Glied für V1
V3 und V4: Schutzdioden, für V1 und
V2, gegen negative Überspannung
Funktion der Elemente:
RA: Pull-up Widerstand
RB und C1: RC-Glied
Spezielle Ausgänge:
D: Open Collector-Ausgang mit festgebundenem GND.
(schaltet zwische 0V und Vcc)
TR und TH: misst 1/3 und 2/3 Vcc und schaltet entsprechend
den Ausgang „D“.
Seite 27

Dreieck- und Sägezahngenerator
Dreieck- und Sägezahngenerator mit einem Op-Amp:
C1
U
aus
R1
Out1/Out2/Out3
Out1 / V
V1
R3
V2 ohne Diode
-
+
R2
8
R2
= −U
ein = •U
a
R + R
∆Uout = Uaus+ Uein
⎛ ∆ U out
t =−R3•C1•ln⎜ ⎝U
+ + U
Dreieckgenerator:
1 1
f = =
T 2 • t
Sägezahngenerator:
t1= 0s
(ideal)
1 1
f = =
T t
1
2
Out2 / V
mit V2
Out3 / V
mit V1
+
a aus
⎞
⎟
⎠
t1
t
t
t
t1
t / s
t / s
t / s
Uaus
Uein
Ua+
∆Uout
t
t1
f
T
Dreieck- und Sägezahngenerator mit zwei Op-Amp’s:
IKONST C1
8
8
-
-
R1
+
OP1
+
OP2
R2
IKONST R3
V1
V2
Out1 / V
Out1/Out2/Out3
R
U U
R U
1
aus =− ein = • a+
∆Uout = Uaus + Uein
C1 •∆ Uout •R3
t =
U a+
Dreieckgenerator:
1 1
f = =
T 2 • t
Sägezahngenerator:
t1= 0s
(ideal)
1 1
f = =
T t
2
Out2 / V
Out3 / V
t
t
t1
t
t1
f
t
t / s
t / s
t / s
t1
T
∆Uout
Ua+
Uaus
Uein
Funktion der Elemente:
R3 und C1: RC-Glied, bestimmt die Steilheit der Lade- und
Entladekurve, somit auch frequenzbestimmend.
R1 und R2: Spannungsteiler, bestimmt die Schaltschwellen
(Hysterese), somit ausch frequenzbestimmend.
= Ausschaltschwelle in V
= Einschaltschwelle in V
= max. pos. Ausgangsspannung in V
= Amplitude in Vpp
= Zeit in s
= steile Flanke beim Sägezahn in s
= Frequenz in Hz
= Periodendauer in s
Schaltung:
OP1, C1 und R3: Integrator
OP2, R1 und R2: Schmitt-Trigger
Ausgänge:
Out1: ohne Diode - Dreieckgenerator
Out2: mit V2 - Sägezahn (fallend)
Out3: mit V1 - Sägezahn
= Frequenz in Hz
= Zeit in s
= schnelle Flanke beim Sägezahn in s
= Periodendauer in s
= Amplitude in Vpp
= max. Ausgangsspannung des OP2 in V
= Ausschaltschwelle in V
= Einschaltschwelle in V
Seite 28

Sinusgenerator
Phasenschieber mit Hochpasskette (RC):
R 1
R
C
R
-
+
C
R 2
∆
R
8
+
C
U a
f S =
v
1
154 . •R•C = 29 =
R2
R
ϕHp = + 60 °
k = 1
29
1
fS
ϕHp
v
k
= Schwingfrequenz in Hz
= Phasenverschiebung eines
Hochpassgliedes in °
= Verstärkungsfaktor des OP
= Rückkopplungsfaktor der
Hochpässe
Ein Generator mit Hochpasskette schwingt unterhalb der Grenzfrequenz seines Hochpassglieder!
Phasenschieber mit Tiefpasskette (RC):
R
R 1
C C
-
+
C
R 2
∆
8
+
R R
U a
f S =
25 .
ϕTp = − 60 °
v
= 29 =
k = 1
29
1
• •
R C
R2
R
1
fS
ϕTp
v
k
= Schwingfrequenz in Hz
= Phasenverschiebung eines
Tiefpassgliedes in °
= Verstärkungsfaktor des OP
= Rückkopplungsfaktor der Tiefpässe
Ein Generator mit Hochpasskette schwingt oberhalb der Grenzfrequenz seiner Tiefpassglieder
Wien-Robinson-Generator (RC):
R 1
-
+
R 2
∆
8
+
R
R
C
C
U a
f
0
1
=
2 •π•R•C ϕHp =+ 45 °
ϕTp =− 45 °
v = 3 =
k = 1
3
R2
R
1
f0
ϕHp
ϕTp
v
k
= Schwingfrequenz in Hz
= Phasenverschiebung des HP-Gliedes in °
= Phasenverschiebung des TP-Gliedes in °
= Verstärkungsfaktor des OP
= Rückkopplungsfaktor des Hoch- und
Tiefpssses
Der Wien-Robinson-Generator schwingt bei der Grenzfreqeuenz seines Hoch- und Tiefpasses!
Seite 29

Sinusgenerator / Quarz
Meissner-Oszillator (LC):
R 1
R 2
L 2
L 1
R 4
C 2
C 1
U a
U a
f
0
1
=
2 •π• C •L
ϕTrafo =+ 180 °
ϕTrans =+ 180 °
I
v =
I
C
B
N
k =
N
2
1
2 1
f0
ϕTrafo
ϕTrans
v
k
IC
IB
N1
N2
= Schwingfrequenz in Hz
= Phasenversch. des Transformators in °
= Phasenverschiebung des Transistors in°
= Verstärkungsfaktor des Transistors
= Rückkopplungsfaktor des Trafos
= Kollektorstrom in A
= Basisstrom in A
= Windungsanzahl der L1
= Windungsanzahl der L2
Der Meissner-Osszillator schwingt bei der Grenzfrequenz seines Paralellschwingkreises!
Quarz:
Schaltzeichen:
Ersatzschaltbild:
C P
C L R
Schaltungsbeispiel eines Quarz-Oszillators:
1
Out
HC-MOS-IC’s verwenden!
Seite 30

Vierschichtdiode / Sägezahngenerator
Vierschichtdiode:
Schaltzeichen und interner Aufbau: Formel:
A
K
P
N
P
N
A
K
R =
1
Grundschaltung: Kennliniendiagramm:
A
K
R 1
+
U B
Allgemein:
- Andere Namen : Einrichtungs-Thyristordiode, Triggerdiode.
- Schalter, der mit einer Spannung an A und K gesteuert wird.
- Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten.
- Kann nur in eine Richtung betrieben werden.
- Zündung durch eine Spannung U AK = Zündspannung U S.
-Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung U H , bzw. des Haltestromes I H.
- Der Strom in Durchlassrichtung muss begrenzt werden!
Sägezahngenerator mit Vierschichtdiode:
+
U B
R 1
R 2
⎛ U ⎞ B
t = + ⋅ ⋅
⎜
⎟
L ( R1
R2)
C Ln
⎝U
B −U
S ⎠
⎛ U S ⎞
= R ⋅C
⋅ Ln ⎜
⎟
⎝U
H ⎠
t E 2
f =
t
L
1
+ t
E
1
≈
t
L
C
Ua
UB
IH
tL
tE
US
UH
f
U S
U H
Ua
t L
T
t E
U
I
B
H
t
R1
UB
IH
= Betriebsspannung in V
= Haltestrom in A
= Ladezeit des Kondensators in s
= Entladezeit des Kondensators in s
= Schaltspannung in V
= Haltespannung in V
= Frequenz der Sägezahnspannung in Hz
= Widerstand
= Betriebsspannung
= Haltestrom
Seite 31

Diac / UJT
Diac:
Allgemein:
- Andere Namen : Zweirichtungs-Thyristordiode.
- Schalter, der mit einer Spannung an A und K geschaltet wird.
- Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten.
- 2 Typen: 3-und 5-Schicht-Version. Siehe Kurve.
- Kann in beide Richtungen betrieben werden.
- Die Zündung erfolgt über eine Spannung an A und K: Zündspannung US. - Gelöscht wird durch Unterschreiten der Haltespannung UH , des Haltestromes IH. - Der Strom muss in Durchlassrichtung begrenzt werden!
Diac drei Schicht Typ:
Diac fünf Schicht Typ:
Unijunctiontransistor UJT:
P
N
P
N
P
N
N
P
Allgemein:
- Schalter, der mit Steueranschluss E geschaltet wird.
- Nur 2 Zustände: Sperren / Leiten.
- Das Verhältnis UZB1 zu UB2B1 wird inneres Spannungsverhältnis genant und mit η bezeichnet
- Gezündet wird, indem: UE = UB2B1 · η + 0.6V erreicht
E
B 2
B 1
Ersatzschaltung und Kennlinie:
E
+
U EB1
-
I E
U F
B 1
r B2
r B1
η∗U BB
Unijunctiontransistor (Fortsetzung):
U > U = U + η ⋅U
EB1
U
P V =
I
EP
2
BB
E max
F
B 2
U BB
B 1
BB
E
P
N
B 2
B 1
UEB1
UEP
UF
η
PV
UBB
RBB
I P
I V
U EV = Talpunkt
E
B 2
B 1
r B2
Z
r B1
U EP = Höckerspannung
= Eingangsspannung in V
= Höckerspannung in V
= Durchlassspannung UF = 0.7V
= inneres Spannungsverhältnis η = 0.6-0.8
= Verlustleistung in W
= Interbasisspannung in V
= Interbasisswiderstand in Ω
Seite 32

UJT
Grundschaltung:
A 1
R
U C
B2
R V
C
E
0.
7V
⋅ R
≈
η ⋅U
U
RB1 ≈ 5⋅
I
B
EP
B 2
B 1
BB
E max
R B2
R B1
U BB
A 2
U B1
⎛ U B ⎞
t ≈ ⋅ ⋅ ⋅ ⎜
⎟
L RV
C Ln
⎝U
B −U
EP ⎠
⎛ U
t = ⋅ ⋅ ⋅
⎜
E RB1
C Ln
⎝U
f =
t
1
+ t
1
≈
t
f =
L
E
L
( U −U
) ⋅C
EP
I
EV
EP
EV
⎞
⎟
⎠
U B
UEP
UEV
η
RBB
IEmax
UB
tL
tE
f
I
U C
U EP
U EV
U B1
I E*RB1
U EV
= Höckerspannung in V
= Talspannung in V
= inneres Spannungsverhältniss η ≈ 0.6-0.8
= Interbasiswiderstand in Ω
= max. Emitterstrom in A
= Betriebsspannung in V
= Ladezeit des Kondensators in s
= Entladezeit des Kondensators in s
= Frequenz der Sägezahn- und Impulsspannung in Hz
= konst. Aufladestrom des Kondensators in A
t
t
Seite 33

Thyristor / Triac
Thyristor:
Allgemein:
- anderer Name: Thyristordiode
- kathoden- bzw. anodenseitig steuerbar
- 2 stabile Zustände: sperren und leiten
- durch Gate steuerbar
Schaltzeichen:
G
A1
A2
Thyristor,
allgemein
Kennwerte:
G
A1 A1
G
Thyristor,
kathodenseitig
steuerbar
A2 A2
Thyristor,
anodenseitig
steuerbar
Haltestrom IH: Kleinster Wert des Durchlassstromes. Wird dieser
unterschritten, kippt der Thyristor in den
Sperrzustand.
Zündstrom IGT: Minimal erforderlicher Wert, damit das Element
zündet.
Zündspannung UGT: Minimale Spannung, damit der Thyristor richtig
zündet.
Nullkippspannung UK0: Die Nullkippspannung entspricht der Schaltspannung
bei der Vierschichtdiode. Hier ist IGT 0 mA.
Sperrstrom IR, ID: IR ist der Sperrstrom im Sperrbereich, ID derjenige im
Blockierbereich.
Triac:
Schaltzeichen:
G1
A1
A2
Aufbau Symbol
Triggermudus:
G2
A1
A2
G
G 1
Aufbau:
Für den Triac bibt es vier Ansteuerungsarten, sogenannte
Triggermodus:
I + : UA2A1 = positiv, UGA1 = positiv
I - : UA2A1 = positiv, UGA1 = negativ
III + : UA2A1 = negativ, UGA1 = positiv
III- : UA2A1 = negativ, UGA1 = negativ
Kennwerte:
Die Kennwerte entsprechen denen des Thyristors.
p
n
p
n
A
K
G 2
I
I H
Sperrbereich
U H
Durchlassbereich
I GT = 100 mA
Übergangsbereich
Blockierbereich
Der Triac (Triode alternating current switch) ist eine
Antiparallelschaltung von zwei Thyristoren. Mit dem Triac kann
man, im Gegensatz zum Thyristor, auch negative Halbwellen
steuern.
U K0
0 mA
10 mA
Blockierbereich
IH Übergangsbereich
IG = 100 mA
Durchlassbereich
I
U H
I
Durchlassbereich
IG = 100 mA
Übergangsbereich
Blockierbereich
10 mA
0 mA
UK0 UA1A2 10 mA
0 mA
U K0
U AK
Seite 34

Leistungsverstärker
Gegentaktverstärker im B-Betrieb:
Der Gegentaktverstärker besteht aus zwei kompementären
Verstärkerstufen.
Der Arbeitspunkt liegt so, dass jeder Transistor nur eine
Signalhalbwelle verarbeitet.
Er ist am Ende der Geraden, bei IC ≈ 0 und UCE = UB.
G
~
P ≈
η =
P =
2
1 UB
PRL
max ≈ ⋅
2 RL
P = = 2⋅UB⋅ICM
bU −U g⋅i
P ≈=
2
P = − P ≈
PV
=
2
PV max ≈007 . ⋅iC⋅UB B CEsat C
+U B
-U B
R L
PRLmax
η
P~
P=
PV
ICM
Merkmale:
- Ausgangsseitig 2 Transistoren
- An den Basen zusammengeschalten
- Kleiner Ruhestrom
- Für grosse Ausgangsleistungen
- Übernahmeverzerrung (-0.7V ...+0.7V)
- Guter Wirkungsgrad
- Doppelte Signalamplitude als A- Betrieb
I Cmax
I Cmax=0
Arbeitsgerade
= höchste auftretende Leistung an RL
= Wirkungsgrad
= Sprechwechselleistung
= Gleichstromleistung
= Verlustleistung
= Mittelwert
A
U B
t
I C
U CE
t
Seite 35

Leistungsverstärker
Gegentaktverstärker im AB-Betrieb:
Der Arbeitspunkt des AB-Betriebs liegt zwischen dem
A-Betrieb und dem B-Betrieb.
Kleine Signale werden im A-Betrieb, grosse Signale
wie im B-Betrieb verstärkt.
Der AB-Betrieb ist besonders verzerrungsarm.
R1
R2
U −Û
R1= R2≈ IB
iC
ICm
=
π
P = = UB⋅ICm 2
iC ⋅ RL
P ≈=
2
P = − P ≈
PV
=
2
P ≈
η =
P =
+U B
-U B
B a max
max
R L
Ûamax
ICm
iC
P=
P~
PV
η
Merkmale:
- Ausgangsseitig 2 Transistoren
- An den Basen nicht zusammenge-schalten (min. 2 Dioden)
- Kleiner Ruhestrom
- Für grosse und kleine Ausgangs-leistungen
- Kleine Verzerrungen
- Wirkungsgrad zwischen A- und B-Betrieb
I Cmax
I Cmax=0
Arbeitsgerade
= Grösste Signalamplitude in V
= Mittelwert von IC in A
= ICpeak in A
= Gleichstromleistung in W
= Sprechwechselleistung in W
= Gesamtverlustleistung in W
= Wirkungsgrad
A
t
U B
I C
U CE
Grosses Signal: B-Betrieb
Kleines Signal: A-Betrieb
t
Seite 36