Der Modulationsverstärker (PDF, 2,5 MB) - EMSP - TU Berlin
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
<strong>Der</strong> <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Von Kai Löbbicke und Henry Westphal<br />
Seite 9-1
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Idee.<br />
Die im Laufe des Sommersemesters 206 aufgebauten Plasma-Hochtöner wurden zunächst durch<br />
Hochtransformation des Audio-Signals mittels eines NF-Übertragers moduliert. Dieser Übertrager wird<br />
primärseitig vom Lautsprecherausgang des Audio-Verstärkers gespeist.<br />
Die Übertragungseigenschaften von NF-Übertragern sind, insbesondere im Hochtonbereich, nicht<br />
optimal. <strong>Der</strong> Übertrager limitiert daher die Klanggüte.<br />
Es liegt daher nahe, den Übertrager durch einen Spannungsverstärker, den <strong>Modulationsverstärker</strong>, zu<br />
ersetzen.<br />
Diesen Verstärker kann man nun mit dem Ausgangssignal des vorhandenen Audio-Verstärkers<br />
speisen. Das führt aber dazu, daß sich die Verzerrungen und die Laufzeiten beider Verstärker<br />
addieren.<br />
Es erscheint daher vorteilhaft, den <strong>Modulationsverstärker</strong> parallel zum vorhandenen Audio-Verstärker<br />
zu betreiben, der nach wie vor die Tief- und Mitteltonlautsprecher ansteuert. Damit wird die Addition<br />
von Laufzeiten und Verzerrungen vermieden.<br />
In der folgenden Skizze wird das Prinzip vergleichend dargestellt.<br />
Audio-Quelle<br />
Audio-Quelle<br />
Das Prinzip des <strong>Modulationsverstärker</strong>s im Vergleich mit dem bisher verwendeten<br />
Modulationsübertrager<br />
Um zu einem ausgeglichenen Klangbild zu kommen wird man in der späteren Praxis vor dem<br />
Eingang des für die Mitten und Tiefen verwendeten Audioverstärkers einen Tiefpaß und vor den<br />
<strong>Modulationsverstärker</strong> einen Hochpaß schalten.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Anforderungen.<br />
Aus dem geplanten Einsatzzweck ergeben sich die folgenden Anforderungen an den Verstärker:<br />
- Es wird ein NF-Ausgangssignal von 100Vss für den 50W-Plasma-Hochtöner und von 500Vss für den<br />
250W-Plasma-Hochtöner benötigt.<br />
- Zudem soll der <strong>Modulationsverstärker</strong> die Schirmgitter-Gleichspannung von 120 bzw. 400V<br />
bereitstellen.<br />
- Es wird ein Ausgangsstrom von bis zu20mA benötigt.<br />
- Es wird ein Frequenzgang von mindestens 40kHz (-3dB) benötigt.<br />
- Klirrfaktor, Differenztonfaktor und Intermodulation sollen möglichst gering sein.<br />
- <strong>Der</strong> Eingangspegel für Vollaussteuerung soll 0,7V eff sein, entsprechend dem üblichen<br />
Ausgangssignal von CD-Playern.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
<strong>Der</strong> Lösungsansatz.<br />
Im Sommersemester 2004 ist im Rahmen dieser Veranstaltung „Mixed-Signal-Baugruppen“ der High-<br />
End-Röhrenverstärker BLACK CAT1 entstanden, der dann in Verbindung mit einer Studien- und einer<br />
Diplomarbeit optimiert wurde. Diese optimierte Version heißt BLACK CAT2. (BC2)<br />
Detaillierte Informationen über den BLACK CAT 1 bzw. –2 finden sich unter<br />
http://www.emsp.tu-berlin.de/lehre/lehre/mixed-signal-baugruppen<br />
im Internet.<br />
<strong>Der</strong> BLACK CAT 2<br />
Bei diesem Verstärker wird, wie bei jedem Röhrenverstärker, eine Spannungsverstärkung<br />
vorgenommen, bei der zumeist einige 100Vss NF-Spannung erreicht werden. Zur Anpassung an die,<br />
niederohmigen, magnetischen Lautsprechersysteme wird diese NF-Spannung dann mit einem NF-<br />
Übertrager, dem Ausgangsübertrager, auf meist einstellige Volt-Beträge heruntertransformiert.<br />
Daher liegt der Gedanke nahe, diese erprobte und langwierig optimierte Schaltung zu übernehmen,<br />
und hierbei auf den Ausgangsübertrager zu verzichten und die hochverstärkte NF-Spannung direkt an<br />
das Schirmgitter der Oszillatorröhre des Plasma-Hochtöners zu legen. <strong>Der</strong> Ausgangsspannung wird<br />
dann noch die Schirmgitter-Gleichspannung überlagert.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Es ergibt sich das folgende Blockschaltbild des Verstärkers:<br />
+EINGANG<br />
-EINGANG<br />
ECC83/12AX7<br />
-120V<br />
2<br />
ECC83/12AX7<br />
7<br />
1. Stufe<br />
3 1<br />
8<br />
6<br />
Differenzverstärker Spannungsverstärker<br />
Stromverstärker<br />
+240V<br />
GEGENK.<br />
1M<br />
2. Stufe<br />
-120V<br />
ECC82<br />
2<br />
ECC82<br />
Blockschaltbild des <strong>Modulationsverstärker</strong>s<br />
7<br />
3 1<br />
8<br />
6<br />
+300V<br />
BIAS<br />
-120V<br />
+B<br />
V2401A<br />
EL504<br />
6<br />
7<br />
2<br />
1<br />
+B<br />
AK2401 1<br />
8<br />
3<br />
MITTELWERT<br />
SCHIRMGITTER<br />
+B<br />
Es handelt sich hier um einen, in Röhrentechnik aufgebauten, Operationsverstärker. Auf die<br />
Eingangsstufe, die der klassischen Differenzverstärkerschaltung entspricht, folgt die, ebenfalls als<br />
Differenzverstärker aufgebaute, Treiberstufe. Auf diese folgt eine weitere, single-ended-Verstärkerstufe<br />
zur weiteren Spannungsverstärkung. <strong>Der</strong> Ausgang dieser Stufe treibt seinerseits eine Pufferstufe zur<br />
Erzielung eines niedrigen Ausgangswiderstands. Vor dieser Stufe wird ein Gleichspannungsoffset,<br />
entsprechend der mittleren Schirmgitterspannung, hinzugefügt.<br />
1<br />
+B<br />
3 2<br />
ECC99<br />
Seite 9-5<br />
AUSGANG
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Zum Vergleich ist untenstehend das Blockschaltbild der Verstärker BLACK CAT gezeigt. Deutlich ist die<br />
Übereinstimmung der Eingangs- und Treiberstufen zu erkennen.<br />
Eingang<br />
2<br />
+155V<br />
3 1<br />
-120V -120V<br />
2<br />
3<br />
1<br />
+155V<br />
2<br />
2<br />
+300V<br />
3 1<br />
3<br />
1<br />
+300V<br />
Blockschaltbild des BLACK CAT zum Vergleich<br />
-Ug<br />
-Ug<br />
5<br />
5<br />
8 3<br />
8<br />
3<br />
4<br />
4<br />
+450V<br />
7<br />
2<br />
5<br />
8<br />
1<br />
9<br />
6<br />
3<br />
Ausgang<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
<strong>Der</strong> Detailentwurf<br />
<strong>Der</strong> Schaltplan, auf das sich dieser Text bezieht befindet sich in dem separaten Dokument „Schaltpläne Projekt High-Speed“<br />
Die notwendige Gesamtverstärkung.<br />
Allgemeines<br />
Ein CD-Player gibt eine Ausgangsspannung von 0,7V eff ( = 1,87Vpp) ab.<br />
Für den Betrieb mit dem 50W-Hochtöner wird somit eine Verstärkung von<br />
60Vpp / 0,7V eff<br />
= 21,3 Veff / 0,7Veff<br />
= 30 benötigt.<br />
Für den Betrieb mit dem 250W-Hochtöner wird eine Verstärkung von<br />
500Vpp / 0,7V eff<br />
= 177 Veff / 0,7Veff<br />
= 252 benötigt.<br />
Diese Werte gelten jedoch für den gegengekoppelten Verstärker.<br />
Die Erfahrungen mit dem Verstärker BLACK CAT legen einen Gegenkopplungsfaktor von 20dB ( =<br />
1/10) nahe. Das bedeutet, daß die Leerlaufverstärkung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s mindestens<br />
30 * 10 = 300 bzw.<br />
252 * 10 = 2520<br />
betragen muß.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Mögliche Erhöhung der Verstärkung aufgrund des geringeren Amplitude der<br />
hochfrequenten Signalanteile in üblichen Audiosignalen.<br />
Es ist allgemein bekannt, daß die höheren Frequenzanteile in einem typischen Musiksignal eine<br />
geringere Amplitude als die tiefen und mittleren Frequenzanteile haben. Dies würde unter<br />
Umständen bedeuten, daß man die Verstärkung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s erhöhen könnte, ohne<br />
daß es zu einer Übersteuerung des Hochtöners käme. Hierzu wurden verschiedene Musikstücke mit<br />
einem Analyseprogramm untersucht. Hierbei kam es zu den folgenden Ergebnissen:<br />
Beethoven Sinfonie Nr. 1 Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 68% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 47% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 30% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Rock/Punkrock Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 71% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 64% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 51% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Sprache (Moderator) Max. Amplitude nach Hochpaß 500 Hz 50% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Es wurde hierbei ein Hochpaßfilter erster Ordnung verwendet.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 1kHz 41% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Max. Amplitude nach Hochpaß 2kHz 35% der max.<br />
Amplitude ohne Filterung.<br />
Man hätte also die Möglichkeit, die Verstärkung so einzustellen, daß sich bei einem dem Verstärker<br />
vorgelagerten Hochpaß mit einer Grenzfrequenz von 1kHz bereits bei einer Eingangsspannung von<br />
0,7V eff * 0,7 = 0,49V eff die Vollaussteuerung ergibt, ohne daß es zu einer Übersteuerung des<br />
Hochtöners kommt.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Eingangs- und die Treiberstufe.<br />
Zunächst soll die theoretisch zu erwartende Verstärkung der Eingangsstufe berechnet werden.<br />
Uein<br />
ECC83/12AX7<br />
2<br />
3 1<br />
+240V<br />
-120V<br />
Prinzipschaltbild der Eingangsstufe<br />
8 6<br />
7<br />
ECC83/12AX7<br />
Eine direkte Bestimmung des Arbeitspunkts ist aufgrund der Vielzahl der vorhandenen Abhängigkeiten<br />
praktisch nicht möglich. Daher wurde die Methode des „intelligenten Ratens“ mit anschließender<br />
Proberechnung gewählt.<br />
Vereinfachend wird angenommen, daß beide Anodenwiderstände den Wert 100kOhm haben. <strong>Der</strong><br />
Kathodenwiderstand hat den Wert 68 kOhm.<br />
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V führte zum Erfolg. Mit der Annahme von Ug = 1V beträgt<br />
das Kathodenpotential Uk +1V. Die Spannung über dem Kathodenwiderstand ist dann 120V + 1V =<br />
121V. Da die Gitter beider Triodensysteme als an Masse liegend angenommen werden, kann,<br />
aufgrund der zuvor erfolgten Gleichsetzung der Werte beider Anodenwiderstände, von einer<br />
Symmetrie der Anordnung ausgegangen werden. Damit folgt, daß sich der den Kathodenwiderstand<br />
durchfließende Strom zu gleichen Teilen auf beide Triodensysteme aufteilt.<br />
Ik = 121V / 68kO = 1,8 mA<br />
Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2<br />
IA1 = IA/2 = 0,9 mA = IA2<br />
UA1 = 240V – 100kO × 0,9mA = 140V = UA2<br />
Uaus<br />
Seite 9-9
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Also ist der bestimmte Arbeitspunkt der beiden Trioden bei UA1 = UA2 = 142V und<br />
IA1 = IA2 = 0,98mA. <strong>Der</strong> Arbeitspunkt ist in der folgenden Kennlinie dargestellt.<br />
Kennlinienfeld ECC83 – Arbeitspunkt Eingangsstufe<br />
Die Annahme einer Gitterspannung von –1V ist somit mit den aus ihr errechneten Anodenströmen<br />
und Anodenspannungen mit einer für diese Abschätzung hinreichenden Genauigkeit konsistent.<br />
Nun soll die Leerlaufverstärkung (ohne Gegenkopplung) der Vorverstärkerstufe bestimmt werden.<br />
Dazu soll die bekannte Formel<br />
V = µ × RA / (Ri + RA)<br />
benutzt werden. RA ist dabei der Anodenwiderstand und kann direkt abgelesen werden. <strong>Der</strong><br />
Anodenwiderstand beträgt 100kO. <strong>Der</strong> Faktor µ kann aus dem Datenblatt gewonnen werden. Dieser<br />
beträgt 100. <strong>Der</strong> Widerstand Ri ist der Innenwiderstand der Triode und kann aus dem Anstieg der<br />
Kennlinie im Arbeitspunkt bestimmt werden. In der folgenden Abbildung ist die Approximation des<br />
Anstieges dargestellt.<br />
Seite 9-10
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Kennlinienfeld ECC83 – Verstärkung Vorverstärker<br />
Es kann der Innenwiderstand annähernd aus der Steigung der in das Kennlinienfeld eingezeichneten<br />
Tangente bestimmt werden.<br />
Ri = 70V / 1mA = 70kO<br />
Aus den gewonnenen Werten kann nun die jeweils einzelne Verstärkung beider Triodensysteme<br />
bestimmt werden.<br />
V = 100 × 100kO / (70kO + 100kO) = 60<br />
Bei unsymmetrischer Ansteuerung erhält man die halbe Verstärkung, also 30.<br />
Unter der vereinfachenden Annahme einer symmetrischen Ansteuerung ist jedoch an jeder der<br />
beiden Röhrensysteme nur die Hälfte der Steuerspannung wirksam. Da jedoch hier die<br />
Ausgangsspannung zwischen beiden Anoden abgenommen wird, ist entspricht die<br />
Gesamtverstärkung der Stufe der hier errechneten Verstärkung eines Triodensystems und ist daher<br />
ebenfalls ca. 60.<br />
Bei der praktisch ausgeführten Schaltung haben die beiden Anodenwiderstände jedoch<br />
unterschiedliche Werte. Dies liegt in der unsymmetrischen Ansteuerung der Stufe begründet, denn<br />
das zur Gegenkopplung verwendete Signal ist zwingend kleiner als das Eingangssignal.<br />
Um einen geringen Klirrfaktor, als auch einen geringen Differenztonfaktor und eine geringe<br />
Intermodulation zu erreichen ist eine absolut symmetrische Ansteuerung der Treiberstufe notwendig.<br />
Diese kann mit einem zwischen den „oberen Enden“ der Anodenwiderständen liegenden<br />
Potentiometer eingestellt werden.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Treiberstufe<br />
Die Treiberstufe wie die Vorverstärkerstufe als Differenzverstärker realisiert. Die nun folgende<br />
Bestimmung der Arbeitspunkte und der Verstärkung entspricht der bereits bei der Eingangsstufe<br />
angewandten Vorgehensweise. Die Treiberstufe ist in der folgenden Abbildung noch einmal<br />
dargestellt.<br />
Uein<br />
ECC82<br />
2<br />
3 1<br />
+300V<br />
-120V<br />
8 6<br />
7<br />
ECC82<br />
<strong>Der</strong> Wert der beiden Anodenwiderstände ist 68kOhm. <strong>Der</strong> Wert des Kathodenwiderstands ist 27<br />
kOhm.<br />
<strong>Der</strong> Arbeitspunkt wird, wie bereits bei der Eingangsstufe, mittels „intelligentem Raten“ bestimmt.<br />
Die willkürliche Annahme einer Gitterspannung von –7V ist, wie folgende Rechnung zeigt,<br />
gerechtfertigt.<br />
Aus der Annahme einer Gitterspannung von –7V folgt ein Potential beider Kathoden von + 7V.<br />
Daraus ergibt sich die folgende Rechnung:<br />
Ik = (120V + 7V) / 27kO = 4,7mA<br />
Ik = IA1 + IA2 mit IA1 = IA2<br />
IA1 = IA/2 = 2,35mA = IA2<br />
UA1 = 300V – 68kO × 2,35mA = 140V = UA2<br />
Damit ist der Arbeitspunkt durch die beiden Werte bestimmt. Um die dazugehörige Gitterspannung zu<br />
verifizieren, ist der Arbeitspunkt im Kennlinienfeld in der folgenden Abbildung dargestellt.<br />
Uaus<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Kennlinienfeld ECC82 – Arbeitspunkt Treiberstufe<br />
Die der Rechnung zugrundeliegenden Annahme einer Gittervorspannung von –7V ist hinreichend<br />
genau bestätigt.<br />
Es soll nun die Verstärkung der Treiberstufe ermittelt werden. Die Formel zur Verstärkungsberechnung<br />
ist dieselbe wie bei der Vorverstärkerstufe:<br />
V = µ × RA / (Ri + RA)<br />
<strong>Der</strong> Anodenwiderstand hier beträgt 68kO. <strong>Der</strong> Faktor µ wird wiederum aus dem Datenblatt der<br />
ECC82 entnommen. Dieser beträgt bei der Triode vom Typ ECC82 17. <strong>Der</strong> Innenwiderstand Ri wird<br />
aus dem Anstieg der Kennlinie im Arbeitspunkt näherungsweise ermittelt.<br />
Die Approximation des Anstieges ist in der folgenden Abbildung graphisch dargestellt.<br />
Seite 9-13
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Kennlinienfeld ECC82 – Innenwiderstand Treiberstufe<br />
Es kann der folgende Innenwiderstand annähernd bestimmt werden, indem man die Steigung der<br />
Tangente anhand von ausgewählten Punkten bestimmt.<br />
Ri = 100V / 7mA = 14 kO<br />
Mit diesen Werten lässt sich nun die Verstärkung der Treiberstufe bestimmen.<br />
V = 17 × 68 kO / (14 kO + 68 kO) = 14<br />
Da zur Ansteuerung der einen, verbliebenen, Endröhre das verwendete Ausgangssignale der Stufe im<br />
Massebezug (und nicht differentiell) genutzt wird, reduziert sich die tatsächlich wirksame Verstärkung<br />
auf die Hälfte, das ist dann 14 / 2 =7.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe<br />
Die Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe ist nach den vorstehenden Berechnungen:<br />
V = 30 * 7 = 210.<br />
Es wird also noch eine weitere, spannungsverstärkende Stufe benötigt, um die bereits bestimmten<br />
Mindestverstärkungen von 300 bzw. 2520 zu erhalten.<br />
Für diese reicht dann eine Spannungsverstärkung von 10 bereits aus, eine höhere Verstärkung ist<br />
jedoch an dieser Stelle vorteilhaft.<br />
Experimentelle Überprüfung der Eigenschaften der Eingangs- und der Treiberstufe des<br />
BLACK CAT 2<br />
Um die obigen Berechnungen noch einmal zu verifizieren und um weitere Eigenschaften der<br />
Eingangs- und der Treiberstufe noch einmal experimentell zu begutachten wurden am vorhandenen<br />
Verstärker BLACK CAT 2 die folgenden Messungen durchgeführt.<br />
Aus dem BLACK CAT 2 wurden die Endstufenröhren gezogen, um die Gegenkopplung zu<br />
unterbrechen. An den Eingang des BC2 wurde ein Signalgenerator angeschlossen, der eine<br />
Dreieckspannung, mit zunächst einer Frequenz von 1kHz, lieferte. An einen der beiden Ausgänge der<br />
Treiberstufe ( = Steuergitteranschluß der Endröhre) wurde ein Oszilloskop angeschlossen.<br />
Nun wurde die Ausgangsspannung des Signalgenerators so weit erhöht, bis sich eine Abkappung der<br />
Dreiecksspitzen am Ausgang der Treiberstufe ergab. Dies geschah bei einer Ausgangsspannung von<br />
150Vpp. Damit wurde die Aussteuerungsgrenze der Treiberstufe zu 150Vpp ermittelt.<br />
Bei der genannten Ausgangsspannung von 150Vpp lag am Eingang des Verstärkers eine Spannung<br />
von 0,6Vpp an. Damit liegt eine tatsächliche Verstärkung von<br />
150V / 0,6V = 250 vor.<br />
Die Abweichung zum berechneten Wert von 210 ist angesichts der Ablesegenauigkeiten aus den<br />
Kennlinien zufriedenstellend klein.<br />
<strong>Der</strong> –3dB-Punkt der Verstärkung lag bei ungefähr 43 kHz.<br />
Weitere Details zur Eingangs- und Treiberstufe<br />
Vor den Eingang des Verstärkers wird ein Potentiometer zur Lautstärkeregelung, P2401, geschaltet.<br />
C2401 (100nF) verhindert eine Übersteuerung des Verstärkers durch „Clic-Ereignisse“ und vermeidet<br />
eine Arbeitspunktverschiebung durch mögliche, ungewollte, Gleichanteile des Eingangssignals.<br />
Mit J2407 kann zwischen verschiedenen Quellen des zur Gegenkopplung zurückgeführten<br />
Ausgangssignals gewählt werden.<br />
Im Standardfall ist J2407 von 2 nach 3 gebrückt. Dann wird die Gegenkopplungsspannung vom<br />
Ausgang des Verstärkers abgenommen. C2404 hält den Gleichanteil des Ausgangssignals zurück.<br />
Mit dem aus R2411 und P2403 (sowie dem später hinzugekommenen Widerstand R??) bestehenden<br />
Spannungsteiler wird der Gegenkopplungsgrad eingestellt. Mit C2407 ist eine Phasenkompensation<br />
zur Vermeidung von Oszillationen möglich.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Wenn J2407 von 2 nach 1 gebrückt ist, dann wird das Gegenkopplungssignal von einem externen<br />
HF-Demodulator abgenommen der kapazitiv mit der Tesla-Coil des Hochtöners gekoppelt ist. Wenn<br />
sich dieses Verfahren als praktikabel erweisen sollte, könnte man mit ihm die stets vorhandene, wenn<br />
auch geringe, Nichtlinearität der Modulation kompensieren.<br />
Die zusätzliche Spannungsverstärkerstufe.<br />
Diese Stufe soll eine Wechselspannung von 60Vpp bzw. von 500Vpp, je nach Leistung des<br />
Hochtöners, abgeben.<br />
Es liegt zunächst nahe, eine der Treiberstufe entsprechende Differenzverstärkerschaltung mit einer<br />
weiteren Doppeltriode aus der ECC-Serie zu verwenden.<br />
Aufgrund der zu hohen Absolutwerte der Anodenspannung und der zu kleinen gitterseitigen<br />
Aussteuerbarkeit der Röhren der ECC-Serie ist dies jedoch nicht möglich. Stattdessen wurde eine<br />
Endpentode des Typs EL504 (V201) vorgesehen, die sowohl in Bezug auf die Absolutwerte der<br />
Anodenspannung als auch auf die mögliche Amplitude der Gitterwechselspannung hier noch<br />
großzügige Reserven bietet.<br />
Diese Stufe soll im Folgenden dimensioniert werden:<br />
Es wird eine Anodenspannung von 550V vorgesehen. Die maximal zulässige Anodenverlustleistung<br />
der EL504 ist 16W. Die maximale Anodenverlustleistung ergibt sich, wenn über der Röhre die halbe<br />
Betriebsspannung anliegt. <strong>Der</strong> Strom durch die Röhre darf in diesem Fall den Wert<br />
nicht überschreiten. Daraus folgt ein minimaler Wert für den Anodenwiderstand (R2405) von<br />
Die Belastbarkeit des Anodenwiderstands muß jedoch von der Größenordnung her so ausgelegt sein,<br />
daß, bei voll durchgesteuerter Röhre, die gesamte Anodenversorgungsspannung über ihm abfallen<br />
kann.<br />
Wenn man eine praktisch sinnvolle Baugröße und damit eine Belastbarkeit des Widerstands von 10W<br />
vorgibt, erhält man den folgenden Widerstandswert:<br />
Es wird ein praktisch beschaffbarer Widerstand mit 22kOhm und 12W Nennleistung vorgesehen, an<br />
dem bei einem, hypothetischen, dauerhaften Kurzschluß über der EL504 eine Verlustleistung von<br />
13,8W anfallen würde. Für den praktischen Betrieb ist der Widerstand mit 12W jedoch ausreichend<br />
dimensioniert.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Man erhält mit einem Anodenwiderstand von 22 kOhm und angenommenen Streukapazitäten von<br />
50pF die folgende obere Grenzfrequenz, wenn man den Innenwiderstand der Röhre als unendlich<br />
ansieht, was aufgrund des Verhaltens der Pentode als steuerbare Stromquelle gerechtfertigt ist:<br />
Mit der Steckbrücke J2405 ist die Wahl eines anderen Wertes für den Anodenwiderstand, durch<br />
Herstellung einer Verbindung zum optionalen Widerstand R2404, möglich. Damit kann man den<br />
Verstärker im Bedarfsfall für den Betrieb mit den verschiedenen Ausführungen der Plasma-Hochtöner<br />
umkonfigurieren.<br />
Die Gittervorspannung wird über einen Spannungsteiler aus der –120V-Versorgung gewonnen. Ein<br />
Trimmpotentiometer (P2301) dient zur Feineinstellung im Bereich –20V bis –50V. Mit C2338 werden<br />
mögliche Störspannungen ausgefiltert.<br />
R2310 ist der Gittervorwiderstand, der Wert 220kOhm wurde von der Endstufe des BC2 übernommen.<br />
R2401 dämpft möglicherweise auftretende Oszillationen der Stufe im UHF-Gebiet, der Wert 1kOhm ist<br />
ein häufig in der Literatur anzutreffender Erfahrungswert. <strong>Der</strong> Kathodenwiderstand R2314 bewirkt eine,<br />
die Alterung der Kathodenoberfläche kompensierende, Gegenkopplung und verhindert damit ein<br />
„Weglaufen“ des Arbeitspunktes der Stufe. <strong>Der</strong> Wert 4,7 Ohm wurde von der Endstufe des BC2<br />
übernommen.<br />
Die Verlustleistung des Schirmgitters der EL/PL504 soll laut Datenblatt 5W nicht übersteigen. Als<br />
sinnvolle Größenordnung Schirmgitterspannung wird der Erfahrungswert von 120V vorgesehen.<br />
Dem Datenblatt kann eine Größenordnung des Schirmgitterstroms von 20mA für die im<br />
Normalbetrieb anzunehmende Größenordnung der Anodenspannung entnommen werden.<br />
Damit kann die folgende Größenordnung für den Schirmgitterwiderstand (R2403) angegeben<br />
werden:<br />
Im Verlauf der Inbetriebnahme der Schaltung zeigte sich, daß der Widerstand deutlich größer<br />
gewählt werden kann und daß eine Zenerdiode zur Begrenzung und Stabilisierung der<br />
Schirmgitterspannung sinnvoll ist.<br />
Mit C2408 (1uF) wird das Schirmgitterpotential in Bezug auf den Audio-Frequenzbereich (bereits ohne<br />
das spätere Vorhandensein der Zenerdiode) konstantgehalten. Es ergibt sich eine Grenzfrequenz<br />
von:<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Nun soll die Verstärkung der Stufe abgeschätzt werden.<br />
Ug zu Ia- Kennlinie aus dem Datenblatt PL504 (Philips, 1970)<br />
Die Steilheit S wird mittels der Steigung der an die, gedachte, Kennlinie für Ug2 = 120V angelegten<br />
Tangente zu 3,2mA/V abgeschätzt. Damit ergibt sich die Verstärkung zu:<br />
Man erhält somit, mit der bereits ermittelten Verstärkung von 250 für die Eingangs- und Treiberstufe,<br />
eine (theoretische) Gesamtverstärkung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s von 210 * 70 = 14.700.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Die Stromverstärkerstufe<br />
Das Ausgangssignal der soeben besprochenen Spannungsverstärkerstufe kann nicht direkt an den<br />
Plasma-Hochtöner angeschlossen werden, da die Kapazität des Verbindungskabels und die<br />
Schirmgitter-Blockkondensatoren des Plasma-Hochtöners die Grenzfrequenz um eine Größenordnung<br />
vermindern würden, denn diese Kapazitäten in der Größenordnung 1nF bilden mit dem<br />
Anodenwiderstand R405 einen Tiefpaß. Zudem besteht auch die Notwendigkeit, dem<br />
Ausgangssignal der Spannungsverstärkerstufe die Schirmgittergleichspanung zu überlagern. Diese<br />
wird bewußt nicht durch Arbeitspunktvariation der Spannungsverstärkerstufe erzeugt, da man dann<br />
den Arbeitspunkt der Oszillatorröhre und den Arbeitspunkt der Spannungsverstärkerröhre nicht mehr<br />
unabhängig voneinander währen könnte, beide Stufen würden dann mit suboptimaler Einstellung<br />
arbeiten. <strong>Der</strong> Verstärkerausgang muß auch den Schirmgittergleichstrom von bis zu 20mA liefern.<br />
Daher wird der Spannungsverstärkerstufe eine Spannungsfolgerstufe in Kathodenfolgerschaltung<br />
nachgeschaltet, die als Impedanzwandler mit hohem Eingangswiderstand und kleinem<br />
Ausgangswiderstand arbeitet.<br />
Es sind zwei Triodensysteme parallelgeschaltet. Das Audio-Signal wird kapazitiv über C2409 in die<br />
Stufe gekoppelt. Die Gittergleichspannung, und damit die Schirmgittergleichspannung, wird mit<br />
einem mittels P2402 einstellbaren Spannungsteiler festgelegt. R2407 dient als Gitterableitwiderstand,<br />
C2404 blockt mögliche Störspannungen.<br />
<strong>Der</strong> Kathodenwiderstand R2410 wird so dimensioniert, daß an ihm bei maximaler<br />
Ausgangsspannung von 500V eine Verlustleistung in der Größenordnung 5W umgesetzt wird:<br />
Es wird der Normwert 47kOhm gewählt.<br />
Es wurde zunächst die Verwendung der leistungsstarken Doppeltriode 6080 vorgesehen. Im Verlauf<br />
der praktischen Erprobung zeigte es sich jedoch, daß diese Röhre für die vorgesehene Anwendung<br />
absolut ungeeignet ist, da ihr Verstärkungsfaktor u mit dem Wert viel zu gering ist. Damit betrug die<br />
Spannungsverstärkung der Stufe nicht nahe 0,9 wie geplant sondern nur noch 0,5. Die Röhre 6080 ist<br />
eine Spezialentwicklung für stabilisierte Stromversorgungen.<br />
Es wurde dann eine, noch zu besprechende, Zusatzleiterplatte mit der neuentwickelten Doppeltriode<br />
ECC99 aufgebaut, die mit einem Oktalstecker in die Fassung der 6080 gesteckt wurde. <strong>Der</strong><br />
Verstärkungsfaktor u der ECC99 ist 22. Damit konnte dann, wie geplant, eine Spannungsverstärkung<br />
von ca. 0,9 erreicht werden.<br />
Aus diesem Grund werden die, auf die 6080 bezogenen, weiteren Berechnungen und<br />
Modifikationen bezüglich dieser Stufe nicht dokumentiert.<br />
Man erhält somit abschließend , mit der bereits ermittelten Verstärkung von 17.500 für die Eingangs-<br />
Treiber- und Spannungsverstärkerstufe , eine (theoretische) Gesamtverstärkung des<br />
<strong>Modulationsverstärker</strong>s von 14.700 * 0,9 = 13.230.<br />
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Die Spannungsregler für die Eingangs- und Treiberstufen<br />
Die Schaltungen arbeiten als Emitterfolger mit den Transistoren Q2301 und Q2310, deren<br />
Basispotential durch Zenerdioden konstantgehalten ist. Tiefpässe zwischen den Zenerdioden und den<br />
Basisanschlüssen unterdrücken die von den Zenerdioden abgegebene Rauschspannung.<br />
Die Dimensionierung der Schaltungen wurde ohne Änderung vom BC2 übernommen und kann unter<br />
http://www.emsp.tu-berlin.de/lehre/mixed-signal-baugruppen/AbschlussberichtWS2003_4<br />
eingesehen werden.<br />
Das Netzteil<br />
Die Anforderungen.<br />
Für die Stromversorgung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s wurde ein spezielles Netzteil entworfen und<br />
aufgebaut, das für die Versorgung von zwei <strong>Modulationsverstärker</strong>n für einen späteren Stereo-Betrieb<br />
ausgelegt ist.<br />
<strong>Der</strong> Strombedarf eines <strong>Modulationsverstärker</strong>s ist:<br />
Kathodenspannung Eingangs / Treiberstufe: -120V / 8 mA<br />
Anodenspannung Eingangs / Treiberstufe: +300V / 8 mA<br />
Anodenspannung Ausgangsstufen: +350V bzw. +600V / bis zu 50mA.<br />
Heizspannung 6,3V (Massebezogen)<br />
ECC83: 0,3A<br />
ECC82: 0,3A<br />
EL504: 1,4A<br />
Summe: 2A<br />
Heizspannung 6,3V (auf den Ausgang bezogen)<br />
6080: 2,5A<br />
Die Spannung +300V wird mit einem linearen Spannungsregler aus einer separat erzeugten,<br />
ungeregelten Spannung +450V erzeugt.<br />
Die Spannung –120V wird mit einem linearen Spannungsregler aus einer ungeregelten Spannung von<br />
nominell –180V erzeugt.<br />
Die Auslegung des Netztransformators<br />
Die Wicklung für die Anodenspannung der Ausgangsstufen wird mit mehreren Anzapfungen<br />
versehen, so daß die Anodenspannung in einem großen Bereich frei gewählt werden kann. Damit<br />
wird die Anpassung an die verschiedenen Schirmgitterspannungen der verschiedenen Plasma-<br />
Hochtöner ermöglicht, ohne daß es zu übergroßen Verlustleistungen in der Ausgangstriode kommt.<br />
Diese Wicklung wird für beide Kanäle genutzt.<br />
Ja nach Wahl der Anzapfung sind die folgenden Anodenspannungen möglich:<br />
300V, 400V, 500V, 600V, 700V.<br />
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230V<br />
0V<br />
<strong>Der</strong> Netztransformator<br />
500V<br />
420V<br />
350V<br />
280V<br />
210V<br />
0V<br />
6,3V<br />
0V<br />
6,3V<br />
0V<br />
6,3V<br />
0V<br />
6,3V<br />
0V<br />
320V<br />
0V<br />
130V<br />
0V<br />
100mA<br />
2,5A<br />
2,5A<br />
2,5A<br />
2,5A<br />
30mA<br />
30mA<br />
Weiterhin werden 4 Heizwicklungen mit je 6,3V / 2,5A vorgesehen. Die Heizwicklungen sind kanalweise<br />
getrennt, um die Verkabelung zu vereinfachen.<br />
Zur Erzeugung der Spannung +450V wird eine Wicklung mit 320V / 30mA vorgesehen, die für beide<br />
Kanäle genutzt wird. Für die Erzeugung der Spannung -180V wird eine Wicklung mit 130V / 30mA<br />
vorgesehen, die ebenfalls für beide Kanäle genutzt wird.<br />
<strong>Der</strong> Transformator wurde bewußt überdimensioniert, um ihn auch für mögliche Weiterentwicklungen<br />
des <strong>Modulationsverstärker</strong>s nutzen zu können.<br />
<strong>Der</strong> Zweig für die Anodenversorgung der Ausgangsstufen<br />
Mit D1505 bis D1508 wird die vom Transformator kommende Wechselspannung gleichgerichtet. Mit<br />
C1507 bis C1510 werden Spannungsspitzen über den Dioden vermieden, die dann auftreten, wenn<br />
die Dioden in der Nähe des Nulldurchgangs vom Durchlaß- in den Sperrzustand übergehen. Durch<br />
die plötzliche Stromänderung in der Diode kann sich in Verbindung mit der Streuinduktivität des<br />
Transformators eine gedämpfte HF-Schwingung ergeben, die zu Brummstörungen im Verstärker<br />
führen kann. Die Kondensatoren nehmen die in der Streuinduktivität des Transformators gespeicherte<br />
Energie auf. Mit R1505 wird der Ladestrom in den im Moment des Einschaltens der Netzspannung<br />
noch entladenen Ladekondensator begrenzt. <strong>Der</strong> maximal mögliche Spitzenwert des Ladestroms ist<br />
700V / 47 Ohm = 15A.<br />
Die Größe des Ladekondensators (C1511 bis C1518) wird durch die maximal tolerierbare<br />
Brummspannung bestimmt. Diese kann jedoch nicht beliebig klein gewählt werden, da die Zeit, in<br />
der der Kondensator aus dem Transformator heraus nachgeladen wird mit immer kleiner werdender<br />
Brummspannung gegen Null geht. Das bedeutet, daß die gesamte Leistung in einem immer<br />
geringer werdenden Anteil der Periodendauer der Netzfrequenz dem Transformator entnommen<br />
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werden muß, was dann zu immer höheren Strömen während des Ladeintervalls führt. Diese Ströme<br />
können zu einer Sättigung des Trafokerns führen, womit dann das magnetische Feld aus diesem<br />
heraustritt und in den Verstärker einkoppelt womit dann auf anderem Wege Brummstörungen<br />
entstehen.<br />
Eine Brummspannung von 5Vpp ist, wie aus der praktischen Erfahrung bekannt ist, eine sinnvolle<br />
Vorgabe.<br />
Um den benötigten Kapazitätswert näherungsweise zu berechnen, nimmt man die Ladezeit als<br />
unendlich kurz an. Weiterhin nimmt man die Last als ideale Stromquelle an. Dann erhält man eine<br />
rampenförmige Entladung von 10ms Dauer, der ein erneuter senkrechter Anstieg auf den<br />
Scheitelwert folgt.<br />
Angesichts der üblichen Toleranzen von Elektrolytkondensatoren von –20 / +80% ist die Genauigkeit<br />
dieser Modellierung ausreichend. Durch den Innenwiderstand des Transformators bedingt, flacht sich<br />
die Kuppe der Sinusspannung durch die Stromentnahme während des Ladeintervalls ab, womit sich<br />
die tatsächliche Brummspannung gegenüber dieser Abschätzungsmethode stets reduziert.<br />
Man erhält die folgende Kapazität:<br />
Da Elektrolytkondensatoren mit der hier geforderten Spannungsfestigkeit von 700V nicht erhältlich<br />
sind, wird eine Serien / Parallelschaltung von handelsüblichen Elektrolytkondensatoren mit 400V<br />
Spannungsfestigkeit vorgesehen.<br />
Mir R1506 und R1507 wird die gleichmäßige Spannungsaufteilung zwischen den in Serie<br />
geschalteten Kondensatoren, auch bei unterschiedlichen Restströmen, sichergestellt. Durch die<br />
Widerstände fließt ein Strom von maximal 350V / 100 kOhm = 3,5mA, es entsteht dann eine<br />
Verlustleistung von 1,2W pro Widerstand. Eine weitere Funktion dieser Widerstände ist die<br />
Sicherstellung der Entladung der Kondensatoren bei der Abwesenheit einer ausgangsseitigen Last.<br />
Die Zeitkonstante ist 200uF * 200kOhm = 40s.<br />
Mit der Glimmlampe DS1501 wird das Vorhandensein der Spannung angezeigt, mit F1501 wird das<br />
Netzteil gegen ausgangsseitige Kurzschlüsse geschützt.<br />
Die Zweige für die Anoden- und Kathodenspannung der Eingangs- und Treiberstufen.<br />
Diese Zweige entsprechen in ihrem Aufbau dem bereits beschriebenen Zweig für die<br />
Anodenversorgung der Ausgangsstufen. Entsprechend der kleineren Ausgangsströme wurden die<br />
Ladekondensatoren ungefähr proportional verkleinert und die den Ladestrom begrenzenden<br />
Widerstände vergrößert.<br />
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Die Realisierung<br />
<strong>Der</strong> <strong>Modulationsverstärker</strong> wurde auf einer doppelseitig kaschierten Leiterplatte mit durchgehender<br />
Groundplane aufgebaut. Das Netzteil wurde ebenfalls auf einer doppelseitigen Leiterplatte<br />
aufgebaut. Die Leiterplatten wurden freundlicherweise von der Firma Würth-Elektronik ( www.weonline.de<br />
) gespendet. Die Verbindung zwischen Netzteil und Verstärker wurde mit steckbaren<br />
Kabelbäumen hergestellt.<br />
Die folgenden Abbildungen zeigen den fertig aufgebauten Verstärker und die Leiterplatte des<br />
Netzteils.<br />
<strong>Der</strong> <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
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Die Leiterplatte des Netzteils<br />
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Die Inbetriebnahme<br />
Das Netzteil und sie Spannungsregler für die Eingangs- und Treiberstufe arbeiteten sofort wie erwartet.<br />
Die Gleichpotentiale der Eingangsstufe wurden aufgenommen:<br />
Kathodenpotential ( = Gittervorspannung) : +1,3V<br />
Anodenpotentiale: +150V, +152V<br />
Anodenversorgungsspannung: +244V<br />
Diese gemessenen Werte entsprechen den erwarteten und vom BC2 her bekannten Werten.<br />
Die Gleichpotentiale der Treiberstufe wurden aufgenommen:<br />
Kathodenpotential ( = Gittervorspannung) : +5,1V<br />
Anodenpotentiale: +133V, +138V<br />
Anodenversorgungsspannung: +304V<br />
Diese gemessenen Werte entsprechen ebenfalls den erwarteten und vom BC2 her bekannten<br />
Werten.<br />
Anschließend wurde die mit der EL504 bestückte Spannungsverstärkerstufe in Betrieb genommen. Es<br />
wurde eine Anodenspannung von nominell 500V durch Wahl der dazugehörigen Trafo-Anzapfung<br />
gewählt. Die Gittervorspannung wurde zunächst so eingestellt, daß sich im Ruhezustand die halbe<br />
Versorgungsspannung an der Anode einstellt, in der Annahme, dies sei der optimale Arbeitspunkt der<br />
Stufe. Es zeigte sich jedoch im weiteren Fortgang der Arbeiten, daß diese Annahme unrichtig ist. Die<br />
besten Ergebnisse wurden abschließend bei einer Gittervorspannung von –27V erreicht.<br />
Zudem zeigte sich die Notwendigkeit, die Schirmgitterspannung durch das Hinzufügen einer<br />
Zenerdiode auf 120V zu begrenzen.<br />
Die Stromverstärkerstufe mit der Triode 6080 arbeitete nicht zufriedenstellend. Die Stufe hatte einen<br />
viel zu geringen Verstärkungsfaktor von 0,5. Die Schirmgittergleichspannung ließ sich nicht sinnvoll<br />
einstellen, da die zu einer hinreichenden Sperrung der Röhre notwendige Gitterspannung über 100V<br />
betrug.<br />
<strong>Der</strong> Grund für die unbefriedigenden Eigenschaften der Röhre liegen in deren geringen<br />
Verstärkungsfaktor u von nur 2. Diese Röhre ist eine Spezialentwicklung für geregelte<br />
Stromversorgungen und daher nicht als universelle Leistungstriode konzipiert.<br />
Daher wurde die 6080 durch die um das Jahr 2000 herum von JJ-Electronic (Slowakei)<br />
neuentwickelte (!) Treibertriode ECC99 ersetzt. Die ECC99 ist eine leistungsstarke Triode mit einem<br />
Verstärkungsfaktor u von 22, die zur Ansteuerung von Endröhren in hochwertigen Single-Ended<br />
Audioverstärkern entwickelt wurde.<br />
Unter Verwendung eines Oktalsteckers wurde eine Zusatzleiterplatte hergestellt, die anstelle der 6080<br />
in den auf der Leiterplatte des <strong>Modulationsverstärker</strong>s vorhandenen Sockel gesteckt werden kann. Die<br />
beiden Systeme der ECC99 sind auf der Leiterplatte parallelgeschaltet, zur Reduzierung der<br />
Anodenverlustleistung der ECC99, die deutlich kleinere Anodenblech als die 6080 hat, ist ein<br />
Widerstand 4,7kOhm / 10W in die Anodenzuleitung eingefügt.<br />
Diese Schaltung arbeitete sofort problemlos. Es wurde eine Verstärkung von 0,9 erreicht, aufgrund der<br />
sich einstellenden Gitterspannung im einstelligen Volt-Bereich konnte auch die<br />
Schirmgittergleichspannung nun problemlos eingestellt werden.<br />
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Die von JJ-Electronic neuentwickelte Röhre ECC99<br />
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Nun wurde der, noch nicht gegengekoppelte, Verstärker als Ganzes untersucht.<br />
<strong>Der</strong> Eingang des Verstärkers wurde mit einer Dreieckspannung mit einer Frequenz von 1kHz gespeist.<br />
An den einzelnen Stufen ergaben sich die folgenden Signalamplituden:<br />
(Ergebnisse der Wiederholungsmessung am 23.09.2006)<br />
Eingang (Steuergitter): 9,5mVpp<br />
Ausgang Eingangsstufe (gegen Masse) 0,275 Vpp<br />
Ausgang Treiberstufe (gegen Masse) 2,94 Vpp<br />
Ausgang Spannungsverstärkerstufe 156 Vpp<br />
Ausgang Kathodenfolger 144 Vpp<br />
Man erhält somit die folgenden Verstärkungsfaktoren:<br />
Eingangsstufe 28,9 (s.e. zu s.e.)<br />
Treiberstufe 10,7 (diff. zu s.e.)<br />
Spannungsverstärkerstufe 53<br />
Kathodenfolger 0,92<br />
Verstärkung gesamt: 15.157<br />
Die folgenden Verstärkungsfaktoren wurden in der Entwurfsphase abgeschätzt:<br />
Eingangsstufe 30 (s.e. zu s.e.)<br />
Treiberstufe 7 (diff. zu s.e.)<br />
Spannungsverstärkerstufe 70<br />
Kathodenfolger 0,9<br />
Verstärkung gesamt: 13.230<br />
Man erkennt, daß die Verstärkung der Eingangsstufe praktisch dem berechneten Wert entspricht,<br />
während die Treiberstufe eine deutlich höhere Verstärkung als abgeschätzt hat. Die Verstärkung der<br />
Spannungsverstärkerstufe liegt unter dem abgeschätzten Wert.<br />
Die gemessene Gesamtverstärkung von Eingangs- und Treiberstufe von 28,9 * 10,7 = 309 liegt 24%<br />
über dem beim BC2 gemessenen Wert von 250.<br />
<strong>Der</strong> nicht gegengekoppelte Verstärker hat, bei unbelastetem Ausgang, eine –3dB Grenzfrequenz von<br />
ungefähr 24kHz, gemessen mit einem Sinussignal mit 100Vpp am Ausgang bei 1kHz<br />
Referenzfrequenz. Die Grenzfrequenz am Ausgang der Treiberstufe ist 45 kHz.<br />
Beim Aktivieren der Gegenkopplung zeigte sich, daß das ursprünglich vorgesehene<br />
Spannungsteilerverhältnis nicht ausreichte. Um dieses zu vergrößern wurde ein zusätzlicher Widerstand<br />
mit dem Wert 1kOhm parallel zu R2301 und P2403 eingefügt.<br />
Wenn man die Gegenkopplung so einstellt, daß der Verstärker (bei unbelastetem Ausgang) mit<br />
einiger Reserve noch nicht schwingt, dann ergibt sich eine Verstärkung von ca. 1800. Die –3dB-<br />
Grenzfrequenz ist dann 165 kHz.<br />
Wenn man nun den Ausgang mit einer Kapazität von 1nF belastet, dann wird die Übertragung zum<br />
oberen Frequenzbereich hin nicht durch den Amplitudenabfall, sondern durch ab 25kHz einsetzende<br />
Signalverzerrungen begrenzt. Diese entstehen vorrangig an den Punkten der größten, negativen<br />
Amplitude des Ausgangssignals (Hier wird nur der Wechselanteil betrachtet), da die<br />
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Kathodenfolgerschaltung zwar die am Verstärkerausgang angeschlossene Kapazität schnell<br />
aufladen kann, aber außer dem Kathodenwiderstand kein Entladepfad für diese Kapazität besteht.<br />
Um dieser Situation zu begegnen wurde dem Ausgang neben dem 1nF-Kondensator noch ein 8<br />
kOhm-Widerstand parallelgeschaltet. Damit konnte dann der Verzerrungsansatz auf 50 kHz nach<br />
oben verschoben werden, der –3dB-Punkt lag dann bei 160 kHz.<br />
Wenn man die kapazitive Belastung des Ausgangs weiter erhöht kommt es natürlich zu stärkeren<br />
Signalverzerrungen und tieferen Grenzfrequenzen.<br />
Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des (unbelasteten) <strong>Modulationsverstärker</strong> bei<br />
Ansteuerung mit einem 20 kHz-Rechtecksignal. Die Ausgangsspannung beträgt 150 Vpp.<br />
Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 20 kHz-Rechtecksignal (Tastkopf 1 zu 100)<br />
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Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 20 kHz-Dreiecksignal (Tastkopf 1 zu 100)<br />
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Ausgangsspannung des Verstärkers bei Ansteuerung mit 1kHz-Dreiecksignal (Tastkopf 1 zu 100)<br />
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Nun wurde der <strong>Modulationsverstärker</strong> in Verbindung mit dem 50W-Plasma-Hochtöner betrieben.<br />
Anstelle der Sekundärwicklung des Trafos wurde der Ausgang des <strong>Modulationsverstärker</strong>s an das<br />
Schirmgitter der Oszillatorröhre angeschlossen.<br />
Um die kapazitive Belastung des Verstärkerausgang gering zu halten wurde der Kondensator C4 des<br />
Plasma-Hochtöners (1nF vom Schirmgitter zur Masse) entfernt.<br />
Zunächst zeigten sich hierbei erhebliche Störgeräusche. Diese wurden dadurch verursacht, daß der<br />
<strong>Modulationsverstärker</strong> durch die vom Plasma-Hochtöner abgestrahlte Hochfrequenz gestört wurde. In<br />
einem länger andauernden Prozeß wurde dann sorgfältig der gesamte Aufbau optimiert, bis die<br />
Störungen im Wesentlichen beseitigt waren.<br />
In die vom Verstärker zum Hochtöner führenden Modulationsleitungen wurden zwei Gleichtaktdrosseln<br />
und ein Ferritkern eingebaut. <strong>Der</strong> Hochtöner wurde auf ein 50 x 50 cm großes Lochblech gestellt.<br />
Damit ging dessen Abstrahlung erheblich zurück. Eine durch die Oszilloskop-Masseverbindung<br />
verursachte Masseschleife wurde beseitigt. Alle Leitungsverbindungen wurden sorgfältig und in<br />
hinreichendem Abstand voneinander auf dem Tisch verlegt. In die Netzzuleitungen des Hochtöners<br />
wurden Ferritkerne eingebracht. In die Leitung von der Signalquelle zum <strong>Modulationsverstärker</strong> wurde<br />
ein Ferritkern eingebracht. Ein Weller-Lötkolben, der durch die abgestrahlte Hochfrequenz gestört<br />
wurde, gab diese Störungen verstärkt wieder ab, was zu deutlich hörbaren Knackgeräuschen führte,<br />
die mit dem Abschalten dieses Lötkolbens sofort verschwanden.<br />
In der späteren Praxis ist die Abschirmung des Hochtöners mit einem geeigneten Gehäuse aus<br />
Lochblech unabdingbar.<br />
Nach Abschluß der Entstörmaßnahmen zeigte sich ein sehr guter, Klangeindruck, der die Ergebnisse<br />
mit dem bisher verwendeten Modulationsübertrager deutlich übertraf.<br />
Die folgenden Bilder zeigen die abschließenden Versuchsaufbauten:<br />
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Plasma-Hochtöner mit (im Bild nicht sichtbaren) Funktionsgenerator als Signalquelle und der<br />
abschließenden Ausführung der Entstörmaßnahmen.<br />
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Plasma-Hochtöner mit CD-Player als Signalquelle und der abschließenden Ausführung der<br />
Entstörmaßnahmen.<br />
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Abschließend wurde die Rechteckübertragung des Gesamtsystems aus <strong>Modulationsverstärker</strong> und<br />
Oszillator untersucht, indem das von der Tesla-Coil des Hochtöners ausgehende HF-Signal kapazitiv<br />
aufgenommen und demoduliert wurde.<br />
Hierfür wurde eine einfache Demodulationsschaltung mit einer Germaniumdiode und einem<br />
nachgeschalteten Tiefpaß aufgebaut. Die folgenden Bilder zeigen die Schaltung dieses<br />
„Meßempfängers“ und die praktisch ausgeführte Versuchsanordnung.<br />
R1<br />
10K<br />
D1<br />
OA161<br />
R1<br />
7K<br />
C1<br />
100pF<br />
1<br />
J1<br />
BNC<br />
2<br />
Schaltung zur Demodulation des von der Tesla-Coil abgestrahlten HF-Signals.<br />
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Versuchsaufbau zur Aufnahme des demodulierten HF-Signals<br />
Das folgende Bild zeigt das Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des<br />
<strong>Modulationsverstärker</strong>s mit einem 20 kHZ-Rechtecksignal und einem 20 kHz-Dreiecksignal.<br />
Man erkennt, daß die Modulation weitgehend linear und trägheitslos verläuft. Die leichten<br />
Bandbreitenbegrenzungen der demodulierten Signale sind auf den einfachen Aufbau der Filterung<br />
innerhalb der Demodulationsschaltung zurückzuführen.<br />
Ein Austesten des <strong>Modulationsverstärker</strong>s mit dem 250W Plasma-Hochtöner wurde nicht mehr<br />
durchgeführt, da zum Ende des Semesters hin die Zeit hierfür leider nicht mehr zur Verfügung stand.<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s mit einem 20 kHz-<br />
Rechtecksignal. Tastkopf 1 zu 1, das GND-Potential befindet sich an der untersten horizontalen<br />
Markierungslinie auf dem Oszilloskop-Bildschirm.<br />
Zum Vergleich das Ausgangssignal des Verstärkers. (mit Tastkopf 1 zu 100)<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Ausgangssignal des Demodulators bei Ansteuerung des <strong>Modulationsverstärker</strong>s mit einem 20 kHz-<br />
Dreiecksignal. Tastkopf 1 zu 1, das GND-Potential befindet sich an der untersten horizontalen<br />
Markierungslinie auf dem Oszilloskop-Bildschirm.<br />
Zum Vergleich das Ausgangssignal des Verstärkers. ( mit Tastkopf 1 zu 100.)<br />
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2005/6 High Speed 1/2 <strong>Modulationsverstärker</strong><br />
Zusammenfassung der Ergebnisse<br />
Die Experimente mit diesem Verstärker haben gezeigt, daß das Konzept eines das Schirmgitter der<br />
Oszillatorröhre direkt ansteuernden Spannungsverstärkers sinnvoll und umsetzbar ist. <strong>Der</strong> erste<br />
meßtechnische und klangliche Eindruck zeigt, daß das Verfahren ein erhebliches Potential besitzt<br />
und dem bisher verwendeten Modulationsübertrager überlegen ist.<br />
Es sind jedoch noch Detailarbeiten im erheblichen Umfang nötig, bis ein praktisch anwendbares<br />
System aus Plasma-Hochtöner und <strong>Modulationsverstärker</strong> vorliegt:<br />
- <strong>Der</strong> Plasma-Hochtöner muß in einem geeigneten Abschirmgehäuse untergebracht werden.<br />
- Die Zuleitungen zum Plasma-Hochtöner müssen hinreichend gefiltert werden.<br />
- Die Ausgangsstufe des <strong>Modulationsverstärker</strong>s muß so gestaltet werden, daß sie eine praktisch<br />
vorkommenden kapazitive Last ohne Verzerrungen treiben kann.<br />
- Für die Verwendung mit dem Plasma-Hochtöner 50W kann man den Verstärker erheblich<br />
vereinfachen und verkleinern<br />
- Es wird ein geeignetes Hochpaß-Vorfilter für den Hochtonzweig und ein geeignetes Tiefpaß-<br />
Vorfilter für den Tieftonzweig benötigt, so daß man zu einem homogenen Klangbild der<br />
Gesamtanlage kommt.<br />
Diese Themen werden im Zuge einer Bachelor-Arbeit im Wintersemester 2006/7 bearbeitet.<br />
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